JP2597625B2

JP2597625B2 - デジタル自動等化装置

Info

Publication number: JP2597625B2
Application number: JP63040575A
Authority: JP
Inventors: 洋幸諸本; 寛史松江; 優桜井
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1988-02-25
Filing date: 1988-02-25
Publication date: 1997-04-09
Anticipated expiration: 2012-04-09
Also published as: JPH01216676A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）この発明はデジタル化された受信信号を自動的に波形
等化するための波形等化装置に係わり、特に、テレビジ
ョン信号に重畳されたゴースト信号を除去するのに適し
たデジタル波形等化装置に関する。

（従来の技術）従来、波形等化回路を用いて自動的かつデジタル的に
テレビジョン信号を波形等化する波形等化装置が知られ
ている。その１つとして、村上ほか「デジタル化ゴース
ト自動消去装置」通信学会技術研究報告EMCJ78−37,78
−11月に開示されたものがある。

この文献に記載されたデジタル波形等化装置は第３図
に示すように、自動利得制御回路（以下、自動利得制御
をAGCを記す）32、アナログ／デジタル変換回路（以
下、アナログ／デジタルをA/Dと記す）33、トランスバ
ーサルフィルタ34、タップ利得制御回路35,タップ利得
メモリ36からなる。

このような構成において、入力端子31の供給されたア
ナログの映像信号は、A/D変換回路33のダイナミックレ
ンジに収まるように、AGC回路32により振幅を一定にさ
れた後、A/D変換回路33でデジタル信号とされる。この
デジタル信号は、トランスバーサルフィルタ34で波形等
化され、出力端子37に供給される。

タップ利得制御回路35では、例えば、 Ci,new＝Ci,old−Δ・sgn（di）… …（１）但し、Ci:タップ利得 Δ：修正係数 di:入力信号と誤差信号との相関値の演算が行われ、タップ利得Ciが修正され、タップ利得
メモリ36の書換えが行われる。これによって、例えば、
ゴーストの打消し量が可変され、結果として、出力にゴ
ーストが存在しなくなるように機能する。

第４図は、AGC回路32のAGC動作を示す図である。

AGC回路32は、例えば、信号の立上がり部あるいは立
ち下がり部で見ると、第４図（ａ）に示すように、振幅
がＡになるように利得制御を行なう。これは、同図
（ａ）あるいは（ｂ）に示すように、主信号の近傍にゴ
ーストが存在する場合も全く同様である。

しかし、このような構成では、ゴーストが第４図
（ｂ）に示すような負極性のゴーストである場合、ゴー
スト部分がA/D変換回路33のダイナミックレンジＢから
はみだし、ゴーストが消え残る場合がある。

このような問題は、振幅Ａを小さくし、負極性のゴー
ストが存在する場合でも、AGC回路32の出力がA/D変換回
路33のダイナミックレンジＢに収まるようにすれば解決
することができる。しかし、このようにすると、A/D変
換回路33を効率よく使用することができないという問題
が新たに生じる。

（発明が解決しようとする課題）以上述べたように従来のデジタル波形等化装置におい
ては、A/D変換回路のダイナミックレンジを越えるよう
な大きなゴースト入力があると、これを除去することが
できないという問題があった。

そこでこの発明は、A/D変換回路のダイナミックレン
ジを越えるようなゴースト入力があっても、これを確実
に除去することができ、しかも、A/D変換回路のダイナ
ミックレンジも有効に使用することができるデジタル自
動等化装置を提供することを目的とする。

［発明の構成］（課題を解決するための手段）上記目的を達成するためにこの発明は、AGC回路の出
力を減衰する手段を設け、トランスバーサルフィルタの
所定のタップ利得と正のしきい値および負のしきい値と
の大小を比較し、タップ利得が正のしきい値より大きく
なった場合は減衰手段の減衰量を小さくし、負のしきい
値より小さくなった場合は、減衰量を大きくするように
したものである。

（作用）上記構成によれば、A/D変換回路のダイナミックレン
ジからはみだすような大きな負ゴーストが存在する場
合、タップ利得が負のしきい値より小さくなり、減衰手
段の減衰量が大きくなって、A/D変換回路の入力信号を
そのダイナミックレンジ内に収めるので、ゴーストの消
え残りを防ぐことができる。この状態により、負ゴース
トがなくなった場合は、タップ利得が正のしきい値より
大きくなり、減衰手段の減衰量が小さくなって、A/D変
換回路のダイナミックレンジを有効に使用することがで
きる。

（実施例）以下、図面を参照しながらこの発明の一実施例を詳細
に説明する。

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図であ
る。

この第１図において、11はアナログの受信映像信号が
供給される入力端子である。この入力端子11に供給され
た映像信号は、ACG回路12により適当な大きさでかつレ
ベル変動を軽減された振幅一定の信号とされる。この信
号は、可変アッテネータ13を介してA/D変換回路14に供
給される。そして、このA/D変換回路14によりデジタル
信号に変換された後、トランスバーサルフィルタ15に供
給される。トランスバーサルフィルタ15に供給された映
像信号は、所定の基準信号を使って波形等化作用を受け
た後、出力端子16から取り出される。

トランスバーサルフィルタ15のタップ利得は、タップ
利得制御回路17によって修正される。この修正されたタ
ップ利得Ciを示すデータは、タップ利得メモリ18に格納
され、このタップ利得メモリ18から各タップに供給され
る。

タップ利得メモリ18に格納された各タップの利得Ciを
示すデータのうち、主タップ19の利得C0を示すデータ
は、さらに、ATT制御回路20の比較回路21,22の一方の入
力端子に供給される。各比較回路21,22の他方の入力端
子には、それぞれ正のしきい値Al,負のしきい値A2を示
すデータが供給されている。

比較回路21は、主タップ利得C0が正のしきい値Alより
大きくなった場合、ハイレベルのパルスをフリップフロ
ップ回路23のセット端子Ｓに供給する。一方、比較回路
22は、主タップ利得C0が負のしきい値A2より小さくなっ
た場合、ハイレベルのパルスをフリップフロップ回路23
のリセット端子Ｒに供給する。フリップフロップ回路23
のＱ出力は上記可変アッテネータ13に減衰量の制御信号
として供給される。可変アッテネータ13の減衰量は、フ
リップフロップ回路23のＱ出力がハイレベルの時、小さ
な値に設定され、Ｑ出力がローレベルの時、大きな値に
設定される。

上記構成において、第２図を参照しながら動作を説明
する。

初期状態では、フリップフロップ回路23はセット状態
とされ、そのＱ出力がハイレベルとなる。したがって、
この初期状態では、可変アッテネータ13の減衰量は小さ
な値に設定される。

このような状態において、今、A/D変換回路14の入力
信号が、第２図（ａ）のに実線で示すように、A/D変
換回路14のダイナミックレンジＢ内に収まるような信号
であるとすると、この場合の主タップ利得C0は、第２図
（ｂ）のに実線で示すように、正のしきい値Alと負の
しきい値A2との間にある。したがって、この場合は、比
較回路21,22のいずれからもパルスが出力されず、フリ
ップフロップ回路23はセット状態のままにあり、可変AT
T回路13の減衰量は小さいままにある。

これに対し、大きな負ゴーストが存在し、このゴース
ト部分で映像信号の振幅が第２図（ａ）のに破線で示
すように、A/D変換回路14のダイナミックレンジＢから
はみだす場合、第２図（ｂ）のに破線で示すように、
主タップ利得C0が負のしきい値A2より小さくなる。これ
により、比較回路22からパルスが得られ、フリップフロ
ップ回路23がリセットされるので、可変アッテネータ13
の減衰量は大きな値に設定される。その結果、A/D変換
回路14に入力される映像信号が大きく減衰され、第２図
（ａ）のに示すように、A/D変換回路14のダイナミッ
クレンジＢ内に収まる。これにより、ゴーストが消え残
るのを防ぐことができる。このとき、主タップ利得C0
は、第２図（ｂ）のに実線で示すように正のしきい値
Alと負のしきい値A2との間にある。

この状態より、負ゴーストが存在しなくなると、A/D
変換回路14に入力される映像信号の振幅が小さいままな
ので、主タップ利得C0は第２図（ｂ）のに破線で示す
ように、正の方向に大きくなり、上限値A1を越える。こ
れにより、比較回路21からパルスが出力され、フリップ
フロップ回路23がセット状態に戻される。その結果、可
変ATT回路13の減衰量が小さな値に設定される。これに
より、A/D変換回路14の入力信号は、第２図（ａ）の
に示すように大きくなる。また、主タップ利得C0は、第
２図（ｂ）のに示すように小さくなり、ゴースト除去
能力が大きくなる。

このように第１図の装置では、可変ATT回路13の減衰
量の制御は、半固定的なものではなく、主タップ利得C0
を使って大きな負ゴーストが存在するか否かを常時監視
し、大きな負ゴーストが存在するときは減衰量を大きく
し、このようなゴーストが存在しなくなったら、減衰量
をもとの小さな値に戻すようになっている。したがっ
て、ゴーストが定常的なものではなく、フラッタ等によ
る一時的なものである場合、フラッタがなくなった段階
で、減衰量を大きな値から小さな値に切り変えることが
できるので、減衰量が大きなままであるために、A/D変
換回路14のダイナミックレンジを有効に使えないという
問題は生じない。

但し、この場合、しきい値A1,A2と波形等化用の基準
信号の大きさＸとの関係が不適切であると、減衰量制御
動作が振動してしまう。すなわち、大きな負ゴーストが
加わり、主タップ利得C0が負のしきい値A2より小さくな
ると、可変減衰回路13の減衰量が大きな値に設定され
る。すると、A/D変換回路14の入力信号が小さくなるの
で、主タップ利得C0が正の方向に大きくなる。そして、
主タップ利得C0が正のしきい値A1を越えると、減衰量が
小さな値に設定され、A/D変換回路14の入力信号が大き
くなる。これにより、主タップ利得C0が負のしきい値A2
を越え、減衰量が大きくなるというように、２つの状態
が繰返し設定される。

この振動を防ぐための条件は、次のようになる。

今、ゴーストがない場合のA/D変換回路14の入力信号
の振幅を１とし、負ゴーストが存在し、主タップ利得が
しきい値A2になったときの信号振幅は、１＋A2 ……（２）となる。そこで可変アッテネータ13の減衰量がＧになっ
て、逆に主タップ利得C0がしきい値A1になったとき、信
号振幅は、Ｇ（１＋A2）（１＋A1） ……（３）となる。この値がもとの信号振幅の１を越えているとき
振動する。したがって、振動を防止するには、式（３）
が１未満であればよい。つまりＧ（１＋A2）（１＋A1）＜１ ……（４）以上詳述したこの実施例によれば、次のような効果が
ある。

（１）大きな負ゴーストが加わった場合でも、これを確
実に除去することができる。

これは、主タップ利得C0によって、負ゴーストの大き
さを検出し、これが負のしきい値A2を越えた場合に、A/
D変換回路14の入力信号を減衰させ、そのダイナミック
レンジＢ内に納めるようにしたためである。

（２）A/D変換回路14のダイナミックレンジＢを有効に
利用することができる。

これは、主タップ利得C0と正のしきい値A1との大小を
比較することにより、負ゴーストがないにもかかわら
ず、大きな減衰量が設定されている状態を検出し、この
ような場合は減衰量を小さくするようにしたためであ
る。つまりこのようにすることにより、負ゴーストがフ
ラッタなどによる一時的なものであるにもかかわらず、
減衰量が大きな値に固定され、ゴーストがない場合で
も、ダイナミックレンジＢを一部しか使わないという非
効率的な使用がなくなるわけである。

（３）波形等化出力のS/N比を向上させることができ
る。

これは、（２）で述べた如く、A/D変換回路14のダイ
ナミックレンジＢを有効に活用することができるからで
ある。

なお、先の実施例では、主タップ利得C0のみを監視す
る場合を説明したが、その近傍のタップ利得も含めた複
数のタップ利得を監視するようにしてもよい。この場
合、各タップ利得を独立に監視するようにしてもよい
し、それらの和…＋Ｃ−１＋C0＋C1＋…監視するように
してもよい。

また、正のしきい値A1と負のしきい値A2の数をそれぞ
れ複数にし、減衰量を複数段さらには連続的に切り換え
るようにしてもよい。

さらに、先の実施例では、負のゴーストが大きい場合
に、可変アッテネータ13の減衰量を大きくして、ゴース
トを除去するようにした場合を説明した。しかし、これ
は、トランスバーサルフィルタ15の極性と、そのゴース
ト除去方法により決まるので、入力信号の極性が変われ
ば、異なるタップ利得の演算方法により減衰量を調整す
るように作動するものである。

［発明の効果］以上述べたようにこの発明によれば、大きな負ゴース
トも確実に除去することができ、かつ、A/D変換回路の
ダイナミックレンジを有効に活用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は第１図の動作を説明するための図、第３図は従来の
デジタル波形等化装置の構成を示す回路図、第４図は第
３図の問題を説明するための図である。 11……入力端子、12……AGC回路、13……可変アッテネ
ータ、14……A/D変換回路、15……トランスバーサルフ
ィルタ、16……出力端子、 17……タップ利得制御回路、18……タップ利得メモリ、
19……主タップ、20……ATT制御回路、21,22……比較回
路、23……フリップフロップ回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者桜井優神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地株式会社東芝横浜事業所家電技術研究所内 (56)参考文献特開昭58−124379（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−227182（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−192174（ＪＰ，Ａ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】アナログの受信信号の振幅を自動的に一定
にする自動利得制御手段と、この自動利得制御手段の出力を減衰する減衰手段と、この減衰手段の出力をデジタル信号に変換するアナログ
／デジタル変換手段と、このアナログ／デジタル変換手段の出力を波形等化する
タップ利得可変のトランスバーサルフィルタと、このトランスバーサルフィルタから所定の波形等化出力
が得られるように、そのタップ利得を制御するタップ利
得制御手段と、上記トランスバーサルフィルタの所定のタップ利得と正
のしきい値および負のしきい値との大小を比較する比較
手段と、この比較手段の比較結果に従って、上記所定のタップ利
得が上記正のしきい値より大きくなった場合、上記減衰
手段の減衰量を小さくし、上記負のしきい値より小さく
なった場合に、上記減衰量を大きくする減衰量制御手段
とを具備することを特徴とするデジタル自動等化装置。