JP2575651B2 - レ−ダ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は目標、特に相対的に低い高度にある目標を自
動トラッキングするレーダ装置に関するものである。

レンジ（距離）とアジマス（方位角）が指定されてい
るが、高度（抑角）が未知の目標の場合、このようなレ
ーダ装置は捕捉時に示されたレンジとアジマスに整列
し、トラッキングアンテナが高度についてトラッキング
運動する。トラッキングアンテナが目標を捕捉した時、
目標の三次元位置（レンジ、アジマス、高度）が知ら
れ、レーダ装置の実際のトラッキング相がスタートす
る。目標は捕捉相において急速に位置を変え、従ってレ
ンジ及びアジマスはこの相において変化を受けるから、
レンジゲートとビーム幅を十分広く選択し、トラッキン
グアンテナの高度走査の最中に目標を見失うことを防が
ねばならない。また、動作するレーダ装置が丘のような
地形上で動き、他方できるだけ効率的に傾斜した位置を
処理するためにはビームが狭すぎないことが重要であ
る。

レーダ装置が目標を検出し、従ってトラッキング相に
入ると、小さな値に対するレンジゲートは電子的に再調
整され、良好なS/N比を得ることが簡単である。しか
し、ビーム幅を小さくすることはできない。蓋し、アン
テナサイズは固定パラメータであるからである。それ
故、広すぎるビーム幅で目標をトラッキングし続けなけ
ればならないが、これは通常は越えられない問題を生じ
ない。

しかし、目標が相対的に低い高度にあり、特に相対的
に目標レンジが大きいと、エコー信号の一部が地面の反
射によるものとなり、トラッキングアンテナは、過度に
広いビームのため、トラッキングされている目標から直
接エコーエネルギーの他に、目標から来るが地面で反射
されたエコーエネルギーも受け取る。この結果反射放射
線パターンが乱れ、目標の正確なトラッキングを防げる
ことがある。換言すれば、捕捉相における可成り広いア
ンテナで得られる利点がトラッキング相では不利とな
り、特に、短いレンジで低い高度で飛翔する目標のトラ
ッキングで著しい。この時は合理的に狭いアンテナビー
ムを利用したい。アンテナを大寸法にすると、アンテナ
ビームは狭くなるから、上述した問題の一つの解決策
は、従来技術ではフェーズドアレイアンテナで得られ
る。所定の目標の捕捉相では一層中心に局限されたアン
テナ要素がこれらのアンテナ要素の適当に選択した振幅
及び位相制御を利用し、可成り広いアンテナビームを得
る。他方、低高度で飛翔する目標のトラッキング相で
は、全てのアンテナ要素かこれらの要素の振幅及び位相
制御を変えてアンテナビームを形成し、可成り狭いアン
テナビームを得ている。

しかし、このような解決策は固定寸法の放物面反射器
を具えるトラッキングアンテナには適用できない。この
ような場合は、上述した問題は適当に選択された周波数
で動作するトラッキングアンテナの最大寸法の反射面を
用いて可成り狭いレーダビームを得、反射された放射線
パターンの乱れを小さくすることにより解決される。し
かし、これはトラッキングアンテナの高度走査の際目標
を見失う確率が捕捉相で小さい場合しか使えない。それ
故、目標のレンジ及びアジマス値は捜索レーダにより連
続的に求まり、これらの値を捕捉時にトラッキングレー
ダを整列させるのに使用することが必要となる。捜索レ
ーダにより目標の高度に正確なアジマス値を求めること
に関しては、捜索アンテナの最大寸法を選択することが
重要である。

しかし、問題に対するこのような解決策は、レーダ装
置を極めて厳しい地形状態（例えば森林地帯）にて自動
車に搭載して作動させながら移送する際、及び砲撃中に
使用すべきトラッキングアンテナおよび捜索アンテナ
が、それらの寸法のために非常に傷つき易いという欠点
がある。

従来技術による捕捉時に指定された目標を見失う確率
を小さくするという問題のもう一つの解決策は上昇方向
で或いはアジマスセクタに亘り所謂T.V.走査を行うトラ
ッキングアンテナを作ることである。しかし、このよう
な解決策はゆっくりと動く目標以外には使えない。

本発明の目的は、上述した問題を解決し、大きなレン
ジで目標を捕捉すると共に、長距離でも短距離でも、ま
た地面からのエコーエネルギーの反射が相当大きい状態
でも目標を正確にトラッキングできるコンパクトな構成
のレーダ装置を提供することにある。

本発明は、かなり低い高度にあり、地面によって反射
されるエコーを発生する目標を自動的にトラッキングす
るレーダ装置であって、該レーダ装置が： （ａ）比較的長距離における目標を角度トラッキングす
るために長めの波長に対応する第１周波数帯域と、比較
的近距離における目標を角度トラッキングするために短
かめの波長に対応する第２周波数帯域とで作動すべく構
成したアンテナ装置と； （ｂ）目標をトラッキングするためにアンテナ装置の方
向を制御する手段と； （ｃ）前記アンテナ装置に電気的に結合され、前記第１
周波数帯域内のパルスを伝送して、長距離における目標
を角度トラッキングすべく作動し得る第１レーダ装置で
あって、長距離における目標の距離及び方向を表わす信
号を中間周波数で発生するための第１受信機を具えてい
る第１レーダ装置と； （ｄ）前記アンテナ装置に電気的に結合され、前記第２
周波数帯域内のパルスを伝送して、近距離における目標
を角度トラッキングすべく作動し得る第２レーダ装置で
あって、近距離における目標の少なくとも方向を表わす
信号を中間周波数で発生するための第２受信機を具えて
いる第２レーダ装置と； （ｅ）前記第１及び第２レーダ装置と、信号処理手段
と、前記アンテナの方向を制御するための手段とに結合
した制御手段； とを具えており、前記制御手段が前記第１及び第２レー
ダ装置によるパルス伝送のタイミングをとり、且つ第１
及び第２アンテナ方向誤差信号に応答して、長距離及び
近距離における目標に対するアンテナの方向をそれぞれ
制御するようにしたレーダ装置において、前記信号処理
手段が、前記第１レーダ装置によって発生される信号か
ら長距離における目標に対する第１アンテナ方向誤差信
号及び目標の距離情報を取出すべく構成され、前記信号
処理手段が、前記第２レーダ装置によって発生される信
号から近距離における目標に対する第２アンテナ方向誤
差信号を取出すようにも構成され、前記制御手段が前記
第１及び第２レーダ装置からの信号を前記処理手段の入
力端子に交互に与え、且つ前記信号処理手段が： （ｆ）前記第１及び第２レーダ装置によって発生される
各高度差信号、方位角差信号及び和信号を交互に位相検
波する３個の直角位相感応検出器と； （ｇ）前記位相感応検出器に電気的に接続され、アナロ
グ−ディジタル変換回路、距離ゲート回路、バッファメ
モリ及び振幅整形器を有し、位相検波された信号から位
相誤差表示値、距離誤差表示値及び和信号値を取出すた
めのディジタル整合フィルタ； とを具えることを特徴とする。

図面につき本発明を詳細に説明する。

第１図は、トラッキングアンテナ１を有する本発明の
参考例としてのレーダ装置を示す。低高度で飛翔する目
標をトラッキングする場合、トラッキングアンテナ１の
ビームは他面の一部にも当たる。従って、トラッキング
アンテナ１は直接目標からくるエコーの他に、地面で反
射されて生じたエコーも受け取る。後者のエコーは仮想
の目標から来るように見える。これは反射地面につきト
ラックされる目標の像である。目標及び仮想の目標は放
射源と考えられ、そこで発生した波面がトラッキングア
ンテナと出会うが、一般にはその波がトラッキングされ
る目標以外の方向から来るように見える。トラッキング
アンテナ１はトラッキングされる目標の方を向かず、波
面内に生ずる位相のジャンプに依存して、低すぎる高度
か又は高すぎる高度の方を向く。低高度で飛翔している
目標がアンテナ１に近すぎない限り、こうして生ずる角
度誤差はトラックされている目標の距離に反比例する。
距離が非常に近い場合は、目標がアンテナ１に近づくに
つれ、レーダビームの仰角が増大し、従って、イメージ
効果及びそれ故角度誤差が小さくなる。事実、或る距離
では、イメージ効果が全く生じない。しかし、波長λ＝
3.2cmで動作するレーダトラッキング装置及び限られた
寸法のトラッキングアンテナを用いると、目標がアンテ
ナから約5kmの距離にある場合、低高度で飛翔する目標
の正確なトラッキング、即ち角度座標でのトラッキング
が不可能なことが判明している。使用する波長を1/4に
し、λ＝8mmとすると、地面によるイメージ効果で生ず
る角度誤差は、非常に小さくなる。しかし、波長λ＝8m
mで動作するレーダトラッキング装置の距離は、3.2cmで
動作するレーダトラッキング装置に比較して大きく限ら
れており、従って、このようなレーダトラッキング装置
を独立なユニットとして用いることは実用上の目的にほ
とんど役立たない。

そこで、特定の目標を捕獲でき、相対的に幅の広いビ
ームを用いて相対的に長距離の目標をトラッキングでき
ると共に、低高度で且つ相対的に短距離の目標を正確に
トラッキングすることできるレーダトラッキング装置に
つき説明する。このようなレーダ装置は、距離及び角度
座標で目標をトラッキングする第１のレーダ装置と、少
なくとも角度座標でこの目標をトラッキングする第２の
レーダ装置とを具える。これらのレーダ装置は、夫々、
例えば、3.2cm及び8mmの波長で動作するが、唯一つのト
ラッキングアンテナだけを用いる。これらの２個の波長
は、少なくとも低高度で飛翔する目標のトラッキングに
ついては、異なる距離から来るエコー信号の受信の特性
である。これらの距離内ではトラッキングされている目
標が相対的に低高度の場合、特定のレーダ装置が信頼度
の高い角度誤差電圧を生じ、こりにより第２のレーダ装
置の周波数が十分高くなり、地面で反射された目標エコ
ーの受信により生ずるインターフェアレンスがアンテナ
のトラッキング運動に影響しなくなる。

斯種のレーダ装置は２個の動作モードをとり得る。第
１のモードはトラッキングされている目標が第２のレー
ダ装置のレンジ（距離範囲）外である場合であるが、第
１のレーダ装置により距離及び角度座標で目標がトラッ
キングされる。この目的で第１のレーダ装置にはレンジ
（距離）ゲート回路、このレンジゲート回路の開閉を制
御するレンジトラッキングユニット及びアンテナをトラ
ッキングされている目標と整列させるための誤差電圧を
供給する角度トラッキングユニットを設ける。第２のモ
ードは、第１のレーダ装置によりトラッキングされてい
る目標の第２のレーダ装置のレンジ内に入る場合である
が、目標は、角度座標の点では第２のレーダ装置により
トラッキングされ、距離座標の点では第１のレーダ装置
によりトラッキングされる。この目的で、第２のレーダ
装置にアンテナを整列させるための誤差電圧を供給する
角度トラッキングユニットと、距離ゲート回路とを設け
る。但し、後者の距離ゲート回路は第１のレーダ装置の
距離トラッキングユニットにより制御される。

レーダ装置は更に第１または第２のレーダ装置の角度
トラッキングユニットにより供給される誤差電圧を角度
トラッキング運動のためのアンテナサーボに送る第１の
スイッチング手段を具える。この目的で、この第１のス
イッチング手段を少なくとも、第２のレーダ装置から導
かれ、トラッキングされている目標がその検出レンジ内
にあることを示す制御信号により制御する。

3.2cmレーダ装置によりトラッキングされている目標
が8mmレーダ装置のレンジ内に入り、斯くして装置が第
２モードに代わると、目標は角度座標の点では8mmレー
ダ装置により、距離の点では3.2cmレーダ装置によりト
ラッキングできることになる。しかし、後者は必要では
ない。蓋し、距離も8mmレーダ装置によりトラッキング
できるからである。

既存のパルスレーダ装置を組合わせれば、この目的に
適うが、この第１図に示されている参考例では、3.2cm
レーダ装置及び8mmレーダ装置の両方が、夫々、別個の
モノパルスレーダ装置により構成されている。これらの
レーダ装置を選択するに当たっては、２個のレーダトラ
ッキング装置が一つのトラッキングアンテナを共通に使
用していることを正当に評価する必要がある。

図示した参考例では、偏波面が回転するカセグレンア
ンテナを用いているが、この主反射器２は放物面ねじり
反射器（a parabolic twist reflector）であり、副反
射器３は双曲面水平格子（トランスリフレクタ）であ
る。3.2cmモノパレスレーダ装置の給電ホーン４は放物
面ねじり反射器２のアジマスに位置する。これはまた副
反射器の第１焦点でもある。給電ホーン４から放出され
た水平偏波させられている放射線は、副反射器３で反射
させられた後、放物面ねじり反射器２に当たり、偏波面
を90°回転させられる。なお、副反射器３が放射線パタ
ーンに悪影響しないようにする。8mmレーダ装置の放射
器５は放物面ねじり反射器２の焦点に位置させる。この
放射器５から放出された垂直偏波させられている放射線
は乱されることなく副反射器３を通り抜け、波長が正確
に3.2cmモノパルスレーダ装置の波長の1/4になっている
ため、偏波面がずらされることはない。２個の給電ホー
ン４及び５を一体化することもできる。この場合、一体
化された給電ホーンは主反射器２のアジマスに置く。主
反射器と副反射器とは、夫々、普通の放物面及び双曲面
とする。

3.2cmモノパルスレーダ装置は、和差法に基づくタイ
プとする。このタイプにすれば、運動している目標を２
個の角度座標及び距離でトラッキングできる。このレー
ダ装置は送信機６と、受信機７とを具える。送信機６で
発生させられた送信パルスは比較器８を介してカセグレ
ンアンテナの給電ホーン４に送られ、そこから図示して
いない同期パルス発生器により供給される同期パルス
と同期して放出される。このようなモノパルスレーダ装
置で普通行われるように、目標からエコーとして到来
し、アンテナ１で受信されたエネルギーは、比較器８に
より分割され、高度差信号ΔE,アジマス差信号ΔＢ及び
和信号Σに変換される。

上述した和及び差信号はレーダの対称軸線に対する目
標のずれの大きさ及び方向の目安である振幅及び位相情
報を含む。従って、これらの信号をアジマスサーボ９、
高度サーボ10及びレンジサーボ11の制御に必要な誤差電
圧を発生するのに使用できる。これらのサーボでアジマ
ス、高度及びレンジの点で目標をトラックする。前述し
た差及び和信号ΔB,ΔＥ及びΣし受信機７に与えられ、
そこで個別のチャネルで処理される。比較器８もΣチャ
ネル内に無線周波送受信スイッチを具え、差チャネルΔ
Ｅ及びΔＢの各々の中に保護要素を具える。保護要素の
機能は送信信号から得られ且つこれがないと比較器８を
介してΔＥチャネル及びΔＢチャネル内で結合されるこ
ともある反射に対して特定のチャネルを保護することで
ある。

２個の受信機チャネル（一方はΔＢ信号を処理し、他
方はΔＥ信号を処理する）は、夫々、ミクサ12及び13、
中間周波増幅器14及び15、位相感応検出器16及び17、ボ
ックスカー回路18及び19、ドップラーフィルタ20及び21
並びに低周波増幅器22及び23を具える。

これらの２個の受信機チャネルは同じであるから、Δ
Ｂ信号を処理する受信機チャネルの動作だけを説明す
る。ミクサ12で、高周波ΔＢ信号が局部発振器24を介し
て中間周波信号に変換される。中間周波増幅器14で増幅
した後、コヒーレント発振器（COHO）25により位相感応
検出器16で中間周波信号ΔＢ_IFをコヒーレント検波す
る。送信機６が送信パルスの持続時間中だけ動作する高
周波発振器（例えば、マグネトロン）から成る場合は、
これはこれから導かれる信号の位相が局部発振器24の出
力信号に対し、事実上アットランダムに分布しているこ
とを意味する。受信されたエコーの位相コヒーレントを
保つために、これらの２個の信号をミクサ26に与える。
このミクサ26の出力信号をCOHO発振器25に与え、この発
振器が同じ位相にロックされるようにする。こうすると
COHO25の出力信号は中間周波数に変換されてはいるが、
送信周波数のレプリカである。こうして中間周波レベル
における理想的な固定目標のエコーがCOHO信号に対し同
じ関係を不変的に有し、位相感応検出器16で混合した
後、一定振幅のパルスが得られる。動く目標の場合は、
この位相関係、従って振幅がドップラー周波数のシフト
として変化する。送信パルス、局部発振信号及びCOHO信
号の間に所望の位相関係を得るために使われる他のタイ
プの制御回路が米国特許第4394659号から既知である。

位相感応検出器16の後段の回路、即ち、ボックスカー
回路18は２つの機能を有する。第１に、レンジの選択は
ここで生ずる。即ち、ゲートパルス発生器27により決ま
るレンジゲート（信号）Ｐの範囲内に入るエコーパルス
だけを通す。第２に、ボックスカー回路の出力側に階段
状の信号が得られるようにパルスを伸長する。この階段
状の信号をドップラーフィルタ20に加え、次に低周波増
幅器22に加える。低周波増幅器22は振幅がアジマス角の
誤差の目安である出力信号を出す。

Σチャネルは高周波送受信スイッチ（比較器８内）、
ミクサ28、中間周波増幅器29、位相感応検出器30並びに
２このボックスカー回路31及び32を具える。これらはΔ
Ｂ信号について上述したのと同じ方法で高周波Σ信号を
処理する。従って、この場合も、位相検出後固定目標か
らのエコーについては一定振幅のパルスを検出される。
他方動く目標のエコーの場合はこの振幅がドップラー周
波数fdとして変わる。

目標レンジ及び目標の全断面又はそのいずれか一方の
変化による変動を除去するため、受信機にAGC回路33を
設け、これを中間周波増幅器29の出力端子に接続して中
間周波増幅器14,15及び29の利得をセットする。

位相感応検出器30の出力信号を２個のボックスカー回
路31及び32に与える。各ボックスカー回路は異なるレン
ジ選択ゲートP₁及びP₂を受け取るが、ここでレンジ選択
ゲートP₁の立下り縁がレンジ選択ゲートP₂の立上り縁と
一致する。２個のゲートP₁及びP₂の全接続時間はボック
スカー回路18及び19に供給されるレンジゲートＰの接続
時間と対応する。２個のボックスカー回路31及び32の出
力信号の各々は、夫々、ドップラーフィルタ34及び35を
介して和及び差回路36に供給される。差出力及び和出力
端子は各々、夫々、低周波増幅器37及び38に接続され
る。低周波増幅器37の出力信号の振幅は、レンジ誤差の
目安である。ドップラーフィルタ20,21,34及び35はアナ
ログ形でもディジタル形でもよい。

低周波増幅器22,23及び37の出力信号の各々は、夫
々、受信機の第１の出力信号を形成し、低周波増幅器38
の出力側の和信号は受信機の第２の出力信号を形成す
る。中間周波レベルでは、位相感応検出器30の入力側の
Σ信号の絶対値に基づいて自動利得制御が加えられる
が、低周波Σ信号は一定ではない。何故ならば、トラッ
キングされている目標のエコーが固定目標の相対的に強
いエコーと一致する場合減衰が生ずるからである。蓋
し、中間周波AGCは和を一定に保つだけであるからであ
る。これを除去するため、低周波増幅段の増幅をAGC回
路39（低周波AGC）により決め、平均値に基づいて、Σ
増幅器38の出力信号を一定に保つ。この出力信号は同時
に残りの低周波増幅器22,23及び37に加える。

受信機の２個の第１の出力信号の各々は、交流電圧か
ら成るから、角度及びレンジ誤差を表わすこれらの信号
の各々は、夫々、位相感応検出器40,41及び42で低周波
増幅器38の出力信号と比較され、これらの誤差の符号を
求める。位相感応検出器40及び41の出力信号は、フィル
タ43及び44を介して、夫々、サーボ９及び10に加えら
れ、夫々、アジマス及び高度の点でアンテナを整列させ
る。位相感応検出器42の出力信号は、フィルタ45を介し
て、レンジサーボ11に加えられる。このサーボは２個の
積分器46及び47並びに時間変調器48をカスケード接続し
たものから成る。時間変調器48は各同期パルスにより
スタートさせられ、積分器47の出力電圧に従って変化す
る期間後出力パルスを出す。この出力パルスはゲートパ
ルス発生器27に供給され、このゲートパルス発生器27に
より生ずるレンジゲート（Ｐ）並びにレンジ選択ゲート
P₁及びP₂の存在を決める。

8mmレーダ装置は3.2cmレーダ装置と同じ形であり、送
信機49及び受信機50を具える。送信機49で発生した電磁
エネルギーは、比較器51を介して、前述したカセグレン
アンテナの給電ホーン５に与えられ、前述した同期パル
ス発生器（図示せず）により供給される同期パルス_１
と同期してこのエネルギーを放出する。_１同期パルス
は3.2cmモノパルスレーダ装置の送信機６に与えられる
同期パルスに対して遅延させる。

給電ホーン５の４個のセクションから受信されるエコ
ーエネルギーは比較器51により分割され、高度差信号Δ
E,アジマス差信号ΔＢ及び和信号Σを得る。これらの信
号は受信機50の各別のチャネルで処理される。ΔＢ信号
及びΔＥ信号を処理する受信機チャネルは同一であり、
夫々、ミクサ52及び53,中間周波増幅器54及び55、位相
感応検出器56及び57、ボックスカー回路58及び59、ドッ
プラーフィルタ60及び61並びに低周波増幅器62及び63を
具える。ミクサ52及び53は局部発振器64の出力信号を用
いて高周波差信号ΔＢ及びΔＥを中間周波信号に変換す
る。中間周波増幅器54及び55で増幅した後、COHO65の出
力信号を用いて、夫々、位相感応検出器56及び57でこれ
らの中間周波信号をコヒーレント検波する。このCOHOは
受動発振器であって、送信機49の発振器及び局部発振器
64により給電されるミクサ66の出力信号により駆動され
る。

得られるビデオ信号は関連するボックスカー回路58及
び59に送られる。ボックスカー回路58及び59はレンジゲ
ートＱを与えられる。２個のボックスカー回路58及び59
の出力信号の各々は、ドップラーフィルタ60及び61を介
して、夫々、低周波増幅器62及び63に供給され、振幅
が、夫々、アジマス及び高度の角度誤差の目安である出
力信号を与える。

Σチャネルは高周波送受信スイッチ（比較器51内）、
ミクサ67,中間周波増幅器68,位相感応検出器69並びに２
個のボックスカー回路70及び71を具える。Σチャネルで
受け取った信号は、角度／受信機チャネルΔＢ及びΔＥ
におけるのと同じように処理される。従って、位相感応
検出器69の出力信号の振幅は、動く目標を検出した場
合、目標のドップラー周波数fdに従って変化する。中間
周波増幅器68の出力信号はまたAGC回路72にも加えら
れ、中間周波増幅器54,55及び68の利得に対する基準信
号を得る。

２個のボックスカー回路70及び71の各々は差レンジ選
択ゲートQ₁及びQ₂を受け取る。レンジ選択ゲートQ₁の立
下り縁はレンジ選択ゲートQ₂の立下り縁と一致し、２個
のレンジ選択ゲートQ₁及びQ₂の全持続時間はレンジゲー
トＱの持続時間と対応する。フィルタ73及び74で濾波し
た後、２個のボックスカー回路70及び71の出力信号を和
及び差回路75に供給する。この和及び差回路75の差出力
端子及び和出力端子を、夫々、低周波増幅器76及び77に
接続する。低周波増幅器76の出力信号の振幅はレンジ誤
差の目安である。8mmレーダ装置が別個のレンジトラッ
キングユニットを有していない場合は、この信号をレン
ジの点で目標をトラッキングするのに使用するが、これ
については後述する。

受信機50は更に低周波増幅器77の出力信号を受け取る
AGC回路78を具え、低周波増幅器62,63,76及び77の出力
側の直流電圧レベルを一定に保つ。位相感応検出器79,8
0及び81では、低周波増幅器62,63及び76の出力信号を低
周波増幅器77の出力信号と比較し、これらの信号により
示される角度誤差及びレンジ誤差の符号を求める。位相
感応検出器79,80及び81の出力信号はフィルタ82,83及び
84に与える。

参考例のレーダ装置はスイッチS₁を具え、これにより
フィルタ82及び83の角度誤差電圧又はフィルタ43及び44
の角度誤差電圧を、夫々、サーボ９及び10に与える。ま
た、スイッチS₂を設け、3.2cmモノパルスレーダトラッ
キング装置又は8mmモノパルスレーダトラッキング装置
をレンジサーボ11に接続する。

レーダ装置が第１の動作モードにある場合、即ち、ト
ラッキングされている目標が8mmモノパルスレーダ装置
のレンジ外にある場合、目標は3.2cmモノパルスレーダ
装置によりアジマス、高度及びレンジの点でトラッキン
グされる。このような場合、スイッチS₁及びS₂は図示し
たような位置１にある。

目標が8mmモノパルスレーダ装置のレンジ内に入り、
従って送信パルスの後或る期間内にゲートパルス発生器
27によりレンジトラッキングゲートＰが発生させられる
か又はエコー信号が或るしきい値を越えるや否や、8mm
モノパルスレーダ装置が角度トラッキング運動を引き継
ぐ。しかし、これはレンジ選択ゲートQ₁及びQ₂が既に目
標と整合している場合にだけ可能である。これは、3.2c
mモノパルスレーダ装置も8mmモノパルスレーダ装置に対
するトラッキングゲートを決めるため達成される。しか
し、レンジ選択ゲートQ₁及びQ₂がモノパルスレーダ装置
のゲートP₁及びP₂がモノパルスレーダ装置のゲートP₁及
びP₂に対し遅延を受け、この遅延が同期パルス及び
_１間の遅延に対応すると仮定する。この遅延はゲートパ
ルス発生器27で実現される。このようにして8mmモノパ
ルスレーダ装置のレンジゲートは一定して3.2cmモノパ
ルスレーダ装置のレンジゲートに追随し、レーダ装置は
目標が8mmモノパルスレーダ装置のレンジ内に来たら単
に第２の動作モードに切り換えるだけでよい。このプロ
セスでは角度トラッキング運動が8mmモノパルスレーダ
装置により行われるから、ゲートパルス発生器27又は和
及び差回路75の和出力からの制御信号（S₁）がスイッチ
S₁を図示していない位置２にセットしなければならな
い。

8mmモノパルスレーダ装置によりレンジの点で目標を
トラッキングしたい場合は、スイッチS₂も図示していな
い位置２にセットし、フィルタ84の出力信号（これはレ
ンジ誤差の目安である）をレンジサーボ11に供給しなけ
ればならない。このレンジサーボ11はゲートパルス発生
器27を制御する。ゲートパルス発生器27は遅延されたレ
ンジゲートＱ並びにレンジ選択ゲートQ₁及びQ₂を、夫
々、ボックスカー回路58,59,70及び71に与える。この状
況で、導入された遅延は本質的なものである。蓋し、レ
ンジサーボ11の時間変調器48は3.2cmモノパルスレーダ
装置の同期パルスに応答し、他方8mmモノパルスレー
ダ装置がレンジトラッキングを行っているからである。

しかし、信号のディジタル処理を適用して上述したレ
ーダ装置の一層コンパクトな好ましい実施例を得、驚く
ほど良好な結果を得ることができる。

これらの原理に基づく本発明によるレーダ装置の一実
施例を第２図に示すが、これはモノパルス形のレーダト
ラッキング装置を２個具えている。簡単なためこれらを
3.2cmレーダ装置及び8mmレーダ装置と称する。この実施
例でも、２個のレーダ装置は単一のトラッキングアンテ
ナを共用している。

第２図のレーダ装置は部分的に第１図のレーダ装置と
対応する。従って、3.2cmレーダ装置は送信機６と受信
機７とを具え、これにより比較器８を介してトラッキン
グアンテナ１の統合された給電ホーン（4/5）に接続さ
れた個別の受信機チャネル（ΔB,ΔＥ及びΣチャネル）
に、夫々、ミクサ12,13及び28を設け、これらのミクサ
に局部発振器24を接続する。受信機チャネル（ΔB,ΔＥ
及びΣチャネル）の残りの部分は3.2cm及び8mmモノパル
スレーダ装置の共通ビデオ処理部として設計すると有利
である。この結果共通部は、夫々、スイッチング手段8
5,86及び87,中間周波増幅器14,15及び29並びに位相感応
検出器16,17及び30を具える。位相感応検出器16,17及び
30は、3.2cm送信機信号により得られるエコー信号に関
する場合は、図示した位置にあるスイッチング手段88を
介してCOHO25に接続される。COHO25は局部発振器24及び
送信機６に接続されているミクサ26の出力信号によりセ
ットされる。前述したように、他のタイプの制御回路を
用いて送信パルス、局部発振器信号及びCOHO信号間に所
望の位相関係を得ることもできる。

同じように、第２図の8mmレーダ装置は送信機49及び
受信機50を具え、これにより比較器51及び８からの送信
エネルギーを既知のタイプのミクシング要素89を介して
統合された給電ホーン4/5に供給する。統合された給電
ホーン4/5及びミクシング要素89に接続されている比較
器51を通って、エコーエネルギーは各別の受信機チャネ
ル（ΔB,ΔE,Σチャネル）に分割される。これらの受信
機チャネルは、夫々、ミクサ52,53及び67を具え、これ
らのミクサに局部発振器64を接続する。スイッチング手
段85,86及び87はこれらのミクサを共通部に接続し、こ
れにより位相感応検出器16,17及び30が、夫々、スイッ
チング手段88を介してCOHO65により制御される（8mm送
信機信号により得られるエコー信号に関する場合は、ス
イッチング手段88は図示していない位置にある）。COHO
65は局部発振器64及び送信機49から信号を受け取るミク
サ66の出力信号により制御される。

3.2cm及び8mm送信機パルスの結果同じ目標に関する２
個のエコー信号を同時に受信しないようにするために、
夫々、送信機６及び49に対する同期信号及び_１は同
時に発生させない。3.2cm及び8mm送信機パルス間と同じ
時間間隔で、夫々のエコー信号が相次いで位相感応検出
器16,17及び30に現れる。これはスイッチング手段88の
位置を変えることを許す。斯くして同じ目標からである
が、異なる送信機パルス（3.2cm及び8mm）によるエコー
信号の各々が対応するCOHO信号により位相検波される。

スイッチング手段88の位置は、計算、選択及びタイミ
ングユニット90により切り換わる。この計算、選択及び
タイミングユニット90はまた同期パルス及び_１の発
生時間を定める。位相感応検出器での信号処理は、直角
法により行われる。これは、中間周波増幅器からの信号
を同相のCOHO信号（ｉ）及び直角COHO信号（ｑ）により
位相検波することを意味する。これらのCOHO信号（ｉ及
びｑ）により位相検波された信号の先の処理は十分同じ
であり、同相COHO信号により検出された信号の処理だけ
を述べる。位相感応検出器16,17及び30の出力信号に対
する信号処理はディジタル式に行われる。

ボックスカー回路で通常の方法でフルパルス持続時間
に亘ってこれらの出力信号の各々をサンプリングし、こ
のサンプリングされた信号をディジタイズ（ディジタル
化）することができる。これに基づいてディジタイズさ
れた信号のFFT処理をバッチシステムで行なえる。しか
し、3.2cm及び8mm送信機信号がパルス幅の点で大きく異
なり、従って帯域幅間の差が大きすぎる場合は、S/N比
の点で、ボックスカー回路での均一なサンプリング期間
から進むのは得策ではない。S/N比の点で、レーダ装置
の各受信機チャネル（ΔB,ΔＥ及びΣ）に、夫々、アナ
ログ−ディジタル変換器91,92及び93,レンジゲート回路
94,95及び96,サンプルバッファメモリ97,振幅整形器98
並びに振幅バッファメモリ99を設けることにより位相検
波されたエコー信号をサンプリングし、ディジタイズす
る特別な、高度に好ましい方法が得られる。しかし、こ
の実施例では、アナログ−ディジタル変換器91,92及び9
3は加えられた信号のサンプルを非常に高速度でとり、
サンプリングされた値の各々をディジタイズするタイプ
のものとする。これらのA/D変換器が働く速度は非常に
高く、２個の順次のサンプリング時間間の時間ΔＴは位
相検波されたエコー信号のパルス持続時間よりも２〜３
分の一小さい。

A/D変換器91,92及び93の動作は全聴取時間を通して遮
断されない。従って、全てのサンプリングされ、ディジ
タイズされた信号の中で少部分、即ち、（3.2cm及び8mm
受信機の）目標エコー信号の部分しか利用できない。従
って、計算、選択及びタイミングユニット90により制御
されるレンジゲート回路94,95及び96は（3.2cm及び8mm
波長のいずれに対しても）エコー信号のサンプリングさ
れた値を期待できる期間だけ導通させ得る。通過したサ
ンプリングされた値はサンプルバッファメモリ97に蓄え
られる。これに基づいて3.2cmエコー信号で得られるサ
ンプリングされた値に対しても、8mmエコー信号で得ら
れるサンプリングされた値に対してもサンプリングされ
た信号の最大の和の値が任意の時間間隔（Ｔ）の外で求
まる。ここでこの時間間隔の持続時間（Ｔ）は関連する
送信機パルスの幅とほぼ一致する。

第2B図に示すように、このような振幅整形器98は、供
給されたサンプリングされた信号値を計数し、遅延要素
101を用いてこの時得られる和の値からこの値を差し引
くカウンタ100を具える。次に、カウンタ100の実際の和
の値と、バッファメモリ102に蓄えられている値とを連
続的に比較器103に供給する。こうして供給される値か
ら比較器103はバッファメモリ102に与えるべき最大値を
決め、その値をバッファメモリ102に書き込む。長方形
のビデオ信号をサンプリングする場合は、順次に供給さ
れるサンプル値は和の値の三角形パターンに近似する。
ここでこのパターンの項上値は位相検波されたエコー信
号の平均振幅に対応する。

パルス状の長方形信号（従って、sin X/Xという周波
数特性を有する）の場合は、この信号に整合しているフ
ィルタsin X/Xという周波数特性を有し、sin²X/X²とい
う周波数特性を有する出力信号を生ずる。これは三角波
信号の周波数特性である。それ故、長方形のパルス状の
入力信号に対するA/D変換器、レンジゲート回路、サン
プルバッファメモリ及び振幅整形器を直列接続した組合
わせは、整合しているフィルタと見做され、3.2cm波長
を有する位相検波されたエコー信号及び78mm波長を有す
る位相検波されたエコー信号のいずれに対しても、帯域
幅か最適で、S/N比が最大であるという重要な利点を有
する。

遅延素子101により導入する遅延時間は、特定のビテ
オパルスに関連する送信機パルスのパルス幅に依存させ
るべきであるから、遅延素子101での遅延はユニット90
にて設定する。振幅整形器で最大の和の値に寄与するサ
ンプル数（ｎ）は、商T/ΔＴに近似し、ここにＴは特定
パルスの持続時間であり、ΔＴはサンプリング時間であ
る。レンジゲート内で整合フィルタにより発生されるビ
デオ振幅、所謂位相誤差表示値ΔＥ及びΔＢ並びに和の
値Σは振幅バッファメモリ99に蓄えられる。

また振幅整形器98におけるカウンタ100は、レンジゲ
ートの第１部分と第２部分で得られる信号サンプルの和
から第２部分で得られる信号サンプルの値を減算し、従
ってレンジゲートの第１部分で得られる信号サンプル値
を計数する。これは3.2cm波長及び8mm波長のいずれに基
づく信号サンプルに対しても生じ、トラッキングゲート
のレンジ誤差の目安であるレンジ誤差表示値Δｒ内の上
述した場合の各々の場合に生ずる。他の信号値（ΔB,Δ
E,Σ）と同じように、Δｒ値は振幅バッファメモリ99に
蓄えられる。次に、高速フーリエ変換ユニット104で同
じ受信機チャネルから得られるいくつかの順次の信号値
をバッチ処理する。これは、COHO信号ｑでビデオ情報を
位相検波した後同じように得られ、サンプルバッファメ
モリ97及び振幅整形器98を介して振幅バッファメモリ99
に供給されるＷ信号値と一緒に生ずる。

一つの結果を得るのに、同じ受信機チャネルの順次の
パルス繰り返し時間のＮ点高速フーリエ変換により得ら
れるＮ個のサンプリングされた信号が必要である。frを
パルス繰り返し周波数とした時、ドップラーフィルタレ
ンジ のＮ個の周波数間隔の各々につき生ずるフーリエ係数の
値により結果が得られる。ドップラーフィルタレンジの
Ｎ個のパルス繰り返し時間の各期間及び各周波数間隔Ｌ
（但し、Ｌ＝1,2,…,N）並びにフーリエ係数ｆ（ΔＢ）
_Ｌ,f（ΔＥ）_Ｌ,f（Σ）_Ｌ及びｆ（Δｒ）_Ｌが生ずる。
次に、ｆ（Σ）_Ｌの最大値を有する周波数間隔に対し、
フーリエ係数の対応する値をドップラー選択回路105が
選択する。ここではこれらの係数をｆ（ΔＢ）_Ｆ,f（Δ
Ｅ）_Ｆ,f（Σ）_Ｆ及びｆ（Δｒ）_Ｆと称する。これらの
４個の係数から誤差電圧計算ユニット106が相次いで分
数ｆ（ΔＢ）_Ｆ/f（Σ）_Ｆ,f（ΔＥ）_Ｆ/f（Σ）_Ｆ及び
ｆ（Δｒ）_Ｆ/f（Σ）_Ｆを決める。而してこれらの分数
はアジマス及び高度の点での角度誤差並びにレンジ誤差
の目安である。

受信機チャネルで入ってくる位相誤差を除去するため
に、得られる分数をパイロットトーンの注入による既知
の手段で得られる補正因子を用いて積回路107で適合さ
せ、誤差電圧補正レジスタ108に蓄えられる。パイロッ
トトーンは集積された給電ホーン4/5に注入し、積回路1
07で位相誤差を最大に補償すると有利である。

計算、選択及びタイミングユニット90で分数ｆ（Δ
Ｂ）_Ｆ/f（Σ）_Ｆ及びｆ（ΔＥ）_Ｆ/f（Σ）_Ｆに基づい
て発生するサーボ電圧は、夫々、アジマス及び高度サー
ボ９及び10に供給し、アジマス及び高度の点で目標をト
ラッキングするのに適している。

ユニット90は、A/D変換器91,92及び93でサンプリング
処理プロセスに必要なクロックパルスも供給する。分
数ｆ（Δｒ）_Ｆ/f（Σ）_Ｆの表示に基づいて、計算、選
択及びタイミングユニット90はレンジゲートＰ並びにこ
のレンジゲートＰを除算するレンジ選択ゲートP₁及びP₂
を再調整し、レンジゲートＰの位置が8mmモノパルスレ
ーダ装置のレンジ内になり、Σ値が或るしきい値を越え
たか否かをチェックする。これがそうならば、計算、選
択及びタイミングユニット90が、第１図につき述べたス
イッチング機能を行い、8mmレーダに関する誤差電圧を
角度サーボ９及び10に供給する。

8mmモノパルスレーダ装置もレンジの点でトラッキン
グするようにしたい場合は、8mmエコー信号からの分数
ｆ（Δｒ）_Ｆ/f（Σ）_Ｆに基づいてユニット90によるレ
ンジゲートを調整することによりこれを簡単に達成でき
る。明らかにユニット90も同期信号及び_１を発生さ
せるのにも適している。

受信機７及び50で直交検出を用いることは、位相感応
検出器16,17,30,56,57及び59を直接COHO25及び65から得
られる出力信号並びにその直角出力信号で供給される中
間周波信号を位相検波するのに二重に利用することを必
要とする。これはA/D変換器91,92,93及びレンジゲート
回路94,95,96を二重にすると共に、高速フーリエ変換ユ
ニット104が各周波数間隔に対し、各受信機チャネルで
対になっているフーリエ係数のモジュラスを決めること
を意味する。そしてこれらのモジュラスの値から、ドッ
プラー選択回路105が計算、選択及びタイミングユニッ
ト90で上述した分数の積についての選択を行う。このレ
ーダ装置は、更に、中間周波増幅器14,15及び29の利得
を決めるAGC回路109を具える。ビデオ処理部に、線形検
出器110、A/D変換器111及びレンジゲートスイッチ112か
ら成る直列回路を設ける。この直列回路は増幅器29の出
力側に接続する。A/D変換器111及びレンジゲートスイッ
チ112は計算、選択及びタイミングユニット90で制御さ
れる。目標のエコーかレンジゲートスイッチ112で得ら
れるサンプルだけをサンプルバッファメモリ97に蓄え
る。振幅整形器98はＮ個の順次のエコー信号の期間から
サンプリングされた値を決め、これらの値は直角原理に
基づく値を含む。これらの値から中間周波増幅器14,15
及び29に対する制御因子を導き出す。この制御因子は次
にレジスタ113に書込まれ、任意の瞬時においてD/A変換
器114を介して中間周波増幅器14,15及び16の利得を調整
できるようにする。ディジタルAGC回路109はレーダビー
ム内にある２個以上の個別の目標をトラッキングでき
る。例えば、レーダビーム内に２個の目標が存在する
時、レジスタ113内に蓄えられている第１のAGCファクタ
が第１の期間において中間周波増幅器14,15及び29を最
適セッティングするのに使用され、最近傍の目標からエ
コー信号を受け取り、処理する。次に、レジスタ113に
蓄えられている第２のAGCファクタが同じパルス繰り返
し時間の第２の期間において中間周波増幅器14,15及び2
9を最適にリセットし、一層遠い目標からのエコー信号
を受け取り、処理する。

共通ビデオ処理部は中間周波増幅器14,15及び29の個
所で始める必要はなく、共通ビデオ処理部は信号処理部
における他のユニットの個所に挿入することもできる。

上述したレーダ装置の可能な実施例は示した波長、即
ち、3.2cm及び8mmの使用に限定するものではない。他の
波長の組合わせも、対応する周波数が異なる周波数帯
（Ｘバンドとka−バンドにすると好適である）であると
しても適用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の参考例としてのレーダ装置を示すブロ
ック図、 第2A−2B図は本発明レーダ装置の実施例を示すブロック
図である。 １……トラッキングアンテナ ２……主反射器、３……副反射器 ４……給電ホーン ５……8mmレーダ装置の放射器 ６……送信機、７……受信機 ８……比較器、９……アジマスサーボ 10……高度サーボ、11……レンジサーボ 12,13……ミクサ、14,15……中間周波増幅器 16,17……位相感応検出器 18,19……ボックスカー回路 20,21……ドップラーフィルタ 22,23……低周波増幅器、24……局部発振器 25……コヒーレント発振器 26……ミクサ、27……ゲートパルス発生器 28……ミクサ、29……中間周波増幅器 30……位相感応検出器 31,32……ボックスカー回路 33……AGC回路 34,35……ドップラーフィルタ 36……和及び差回路、37,38……低周波増幅器 39……AGC回路 40,41,42……位相感応検出器 43,44,45……フィルタ、46,47……積分器 48……時間変調器、49……送信機 50……受信機、51……比較器 52,53……ミクサ、54,55……中間周波増幅器 56,57……位相感応検出器 58,59……ボックスカー回路 60,61……ドップラーフィルタ 62,63……低周波増幅器、64……局部発振器 65……COHO、66……ミクサ 67……ミクサ、68……中間周波増幅器 69……位相感応検出器 70,71……ボックスカー回路 72……AGC回路、73,74……フィルタ 75……和及び差回路、76,77……低周波増幅器 78……AGC回路 79,80,81……位相感応検出器 82,83,84……フィルタ 85,86,87,88……スイッチング手段 89……ミクシング要素 90……計算、選択及びタイミングユニット 91,92,93……A/D変換器 94,95,96……レンジゲート回路 97……サンプルバッファメモリ 98……振幅整形器 99……振幅バッファメモリ 100……カウンタ、101……遅延要素 102……バッファメモリ、103……比較器 104……高速フーリエ変換（FFT）ユニット 105……ドップラー選択回路 106……誤差電圧計算ユニット 107……積回路 108……誤差電圧補正レジスタ 109……AGC回路、110……線形検出器 111……A/D変換器 112……レンジゲートスイッチ 113……レジスタ、114……D/A変換器

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−18784（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−36779（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−500394（ＪＰ，Ａ) 特公 昭51−27990（ＪＰ，Ｂ２) 米国特許3794998（ＵＳ，Ａ)

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】かなり低い高度にあり、地面によって反射
   されるエコーを発生する目標を自動的にトラッキングす
   るレーダ装置であって、該レーダ装置が： （ａ）比較的長距離における目標を角度トラッキングす
   るために長めの波長に対応する第１周波数帯域と、比較
   的近距離における目標を角度トラッキングするために短
   かめの波長に対応する第２周波数帯域とで作動すべく構
   成したアンテナ装置（１）と； （ｂ）目標をトラッキングするためにアンテナ装置の方
   向を制御する手段（9,10）と； （ｃ）前記アンテナ装置（１）に電気的に結合され、前
   記第１周波数帯域内のパルスを伝送して、長距離におけ
   る目標を角度トラッキングすべく作動し得る第１レーダ
   装置であって、長距離における目標の距離及び方向を表
   わす信号を中間周波数で発生するための第１受信機
   （７）を具えている第１レーダ装置（6,7,8）と； （ｄ）前記アンテナ装置（１）に電気的に結合され、前
   記第２周波数帯域内のパルスを伝送して、近距離におけ
   る目標を角度トラッキングすべく作動し得る第２レーダ
   装置であって、近距離における目標の少なくとも方向を
   表わす信号を中間周波数で発生するための第２受信機
   （50）を具えている第２レーダ装置（49,50,51）と； （ｅ）前記第１及び第２レーダ装置（6,7,8;49,50,51）
   と、信号処理手段と、前記アンテナの方向を制御するた
   めの手段（9,10）とに結合した制御手段（90）； とを具えており、前記制御手段（90）が前記第１及び第
   ２レーダ装置によるパルス伝送のタイミングをとり、且
   つ第１及び第２アンテナ方向誤差信号に応答して、長距
   離及び近距離における目標に対するアンテナの方向をそ
   れぞれ制御するようにしたレーダ装置において、前記信
   号処理手段が、前記第１レーダ装置によって発生される
   信号から長距離における目標に対する第１アンテナ方向
   誤差信号及び目標の距離情報を取出すべく構成され、前
   記信号処理手段が、前記第２レーダ装置によって発生さ
   れる信号から近距離における目標に対する第２アンテナ
   方向誤差信号を取出すようにも構成され、前記制御手段
   が前記第１及び第２レーダ装置からの信号を前記信号処
   理手段の入力端子に交互に与え、且つ前記信号処理手段
   が： （ｆ）前記第１及び第２レーダ装置によって発生される
   各高度差信号、方位角差信号及び和信号を交互に位相検
   波する３個の直角位相感応検出器（16,17,30）と； （ｇ）前記位相感応検出器（16,17,30）に電気的に接続
   され、アナログ−ディジタル変換回路（91,92,93）、距
   離ゲート回路（94,95,96）、バッファメモリ（97）及び
   振幅整形器（98）を有し、位相検波された信号から位相
   誤差表示値、距離誤差表示値及び和信号値を取出すため
   のディジタル整合フィルタ； とを具えることを特徴とするレーダ装置。
2. 【請求項２】前記ディジタル整合フィルタが： （ａ）前記位相感応検出器（16,17,30）に電気的に接続
   され、ディジタル化信号を発生するアナログ−ディジタ
   ル変換回路（91,92,93）と； （ｂ）前記アナログ−ディジタル変換回路（91,92,93）
   に電気的に接続され、前記制御手段（90）からの信号に
   応答してディジタル化信号を選択的に通す距離ゲート回
   路（94,95,96）と； （ｃ）前記距離ゲート回路（94,95,96）を通過した選択
   ディジタル信号を記憶する第１バッファメモリ（97）
   と； （ｄ）前記和信号が出る各レーダ装置によって伝送され
   る所定のパルスに対応するような値から最大の和信号値
   を決定する振幅整形器（98）と； を含む直列に接続した一群の素子を具えることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項に記載のレーダ装置。
3. 【請求項３】前記振幅整形器（98）が： （ａ）前記第１バッファメモリ（97）に電気的に接続さ
   れ、所定のパルスに対応する各サンプル信号を順次加算
   し、次いで前記各サンプル信号を順次差引くカウンタ手
   段（100）と； （ｂ）以前記憶させた和信号値の代わりに、和信号値の
   内の選択した和信号値を順次記憶する第２バッファメモ
   リ（102）と； （ｃ）前記カウンタ手段（100）及び第２バッファメモ
   リ手段（102）の各出力端子に電気的に接続した第１及
   び第２入力端子と、前記第２バッファメモリ（102）の
   入力端子に電気的に接続した出力端子とを有し、カウン
   タ手段（100）から受信される和信号値の内で、前記第
   ２バッファメモリ（102）に目下記憶されている和信号
   値よりも大きい和信号値を第２バッファメモリ（102）
   に通すべく選択する比較器（103）と； を具えることを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載
   のレーダ装置。