KR930001551B1 - 레이다 시스템 - Google Patents

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KR930001551B1
KR930001551B1 KR1019860004038A KR860004038A KR930001551B1 KR 930001551 B1 KR930001551 B1 KR 930001551B1 KR 1019860004038 A KR1019860004038 A KR 1019860004038A KR 860004038 A KR860004038 A KR 860004038A KR 930001551 B1 KR930001551 B1 KR 930001551B1
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겔레킹크 베르나르드
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홀란드 시그날아파라텐 비. 브이.
레오도루스 알베르루스 클레멘즈 크라돌퍼
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Abstract

내용 없음.

Description

레이다 시스템
제1도는 본 발명에 따르는 레이다 시스템의 양호한 제1실시예를 도시한 도면.
제2a도 및 제2b도는 레이다 시스템의 양호한 제2실시예를 도시한 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
2 : 반사체 3 : 보조 반사체
4 : 피드혼 5 : 방사기
6 : 전송기 7 : 수신기
12 : 혼합기
본 발명은 목표물, 특히, 비교적 낮은 고도에 존재하는 목표물의 자동 축적을 위한 레이다 시스템에 대한 것이다.
지정된 범위 및 방위각에서 존재하지만 그 고도는 알려지지 않은 목표물에 대하여, 상기 레이다 시스템은 탐지 동안에 표시된 범위 및 방위각으로 정렬되고, 그에 따라 추적 안테나가 고도에 대한 작동을 수행한다. 추적 안테나가 목표물을 탐지하는 순간에, 목표물의 3차원적인 위치(범위, 방위각 및 고도)가 알려지고, 따라서 레이다 시스템의 실제적인 추적 단계가 시작된다. 탐지 단계 동안에 목표물이 그의 위치를 재빨리 바꿀 수 있으므로 거리 및 방위각은 이 단계 동안의 변화에 의해 결정되고 추적 안테나가 고도 주사를 하는 동안에 목표물을 잃어버리는 것을 방지하기 위하여 충분히 넓은 범위의 게이트와 빔폭을 선택하는 것이 바람직하다. 더구나 작동 레이다 시스템이 구릉지대로 이동될 때 가능한 한 효율적으로 경사진 위치에서 처리하기 위하여 너무 좁지 않은 빔폭이 필요하다.
레이다 시스템이 목표물을 한번 검출한 후 추적 단계를 취하면, 더 적은 값에 대한 범위 게이트의 전자적인 재조정이 더 나은 신호/잡음비를 얻기 위하여 더 간단한 일이다. 하지만, 안테나의 크기가 고정된 파라메타이므로 빔폭을 감소시키는 것은 가능하지 않다. 따라서 매우 넓은 빔폭을 갖는 목표물의 연속 추적이 필요하며, 이것은 통상적으로 극복할 수 없는 문제점을 야기하지 않는다.
하지만 목표물이 비교적 낮은 고도에 있으면, 특히 비교적 넓은 목표 범위에 있으면, 지구 표면에 대한 에코우 신호의 일부의 반향에 기인하는 문제가 발생하며, 추적 안테나는 그의 극히 넓은 빔 때문에, 추적되는 목표물에서 직접 유출된 에코우 에너지에 부가하여, 목표물로부터 유출되어 지표에서 반사된 에코우 에너지까지 수신한다. 그 결과 반사된 방사 패턴이 방해되며, 목표물의 정확한 추적을 방해하게 된다. 다시말하면, 탐지 단계에서 꽤 넓은 안테나 빔을 갖는 장점이 추적 단계에서 단점으로 변하며, 적절히 좁은 안테나 빔이 필요할 때 짧은 범위에서 저공 비행하는 물체를 추적할 때 특히 그러하다. 큰 안테나의 치수가 더 좁은 안테나 빔을 형성하므로, 상기 일치하지 않는 조건을 위한 해답은 기술 상태에 따라 위상-배열 안테나에 의해 얻어질 수 있으며; 주어진 목표물의 탐지 단계에서 더 많이 중앙에 위치한 안테나 소자가 이들 소자의 위상 제어와 적절히 선택된 진폭을 통하여 사용되며, 그에 따라 비교적 넓은 안테나 빔을 형성한다. 반면에, 저공 비행 물체를 추적하는 단계에서, 모든 안테나 소자는, 비교적 좁은 안테나 빔을 형성하는 이들 소자의 진폭 및 위상 제어에서의 변화를 통하여 안테나 빔을 형성하기 위하여 사용된다.
하지만 이러한 해결안은 고정된 크기를 가진 파마볼라 반사체를 갖는 추적 안테나에는 적용할 수 없다. 이러한 경우에, 상술한 문제는 상당히 좁은 레이다 빔을 제공하기 위하여 적절히 선택된 주파수를 갖는 추적 안테나에 대한 최대 치수의 반사체를 사용하므로써 해결될 수 있으며, 이것은 반사된 방사 패턴의 간섭이 비교적 적다. 하지만 이것은 추적 안테나의 고도 주사시에만 가능하며 탐지 단계에서 목표물을 놓칠 확률이 최소화된다. 목표물의 범위와 방위각 값이 가능하다면 최적으로 탐색 레이다에 의해 연속적으로 결정되는 것이 절대 필요하며 이들 값은 탐지동안에 추적 레이다를 최적으로 배열하도록 사용된다. 탐색 레이다에 의해 목표물의 방위각에 대한 매우 정확한 값의 결정에 관한한, 탐색 안테나의 최대 치수를 선택하는 것이 중요하다.
하지만 이 문제에 대한 이러한 해결책은 사용될 추적 안테나와 탐색 안테나가 레이다 시스템의 수송 도중 또는 험준한 지형(수풀…)등에 있는 차량 위에 있을 경우 또는 폭격에 의해 매우 쉽게 손상될 수 있다.
이 시점에서의 기술적 수준에 따르면, 탐지 동안에 정해진 목표물을 놓치는 확률을 최소화하기 위한 다른 해결책은 증가하는 방향으로 어떤 방위각의 섹터를 T.V. 주사하는 추적 안테나를 사용하여 가능하다.
본 발명의 목적은 상기 문제에 대한 해결책을 제공하는 것으로서, 넓은 범위에서 목표물을 탐지하는 레이다 시스템을 제공하는 것이며, 반면에, 길거나 짧은 범위에서의 목표물 추적도 지표면에 대하여 에코우 에너지의 상당한 반사가 초래되는 상황에서도 적용된다.
본 발명에 따르면, 서두에 인용된 형태의 레이다 시스템은, 범위 및 각 좌표에서 상기 목표물을 추적하기 위한 제1레이다 장치와 최소한 각 좌표에서 상기 목표물을 추적하기 위한 제2레이다 장치를 포함하며, 이들 각각의 주파수에서 작동하는 각 레이다 장치는 동형태의 안테나를 각각 사용하며, 그에 따라 최소한 저공 비행하는 목표물을 추적할 때 상기 두 주파수가 서로 다른 범위로부터의 에코우 신호를 수신하는 특성이 있으며, 이 범위안에서 목표물이 비교적 낮은 고도에 있을 경우, 관련된 레이다 장치는 신뢰성 있는 각 오차 전압을 발생하며, 그것에 대하여 제2레이다 장치의 주파수는 높은 값을 가지므로 지표면에 의해 반사된 목표물의 에코우의 수신에 기인하는 간섭이 안테나 추적 운동에 어떠한 영향도 미치지 않고, 추적되는 목표물이 제2레이다 장치 범위 밖에 존재하는 제1작동 모드에서 상기 목표물은 제1레이다 장치에 의해서 범위 및 각 좌표에서 추적되며, 상기 제1레이다 장치에는 범위 게이트 회로와, 그것의 개방을 제어하는 게이트 펄스 발생기, 및 안테나의 정렬을 위한 각 오차 전압을 제공하는 각 추적 유니트가 제공되고, 제1레이다 장치에 의해 추적되는 목표물이 제2레이다 장치의 범위내에 도달할 때의 제2작동 모드에서, 상기 목표물은 제2레이다 장치에 의해서 각 좌표에서 또는 제1레이다 장치에 의해 범위에서 추적될 수 있으며, 상기 제2레이다 장치에는 안테나 정렬을 위한 오차 전압을 제공하는 각 추적 유니트 및 제1레이다 장치의 게이트 펄스 발생기에 의해 제어 가능한 범위 게이트 회로가 제공되며, 상기 레이다 시스템은 또한 제1 또는 제2레이다 장치의 각 추적 유니트에 의해 공급되는 오차 전압이 각 추적 운동을 위해 사용되는 안테나 서보에 공급되도록 하는 스위칭 수단을 포함하며, 추적 운동에 대해 상기 스위칭 수단은 최소한 목표물이 검출 범위내에서 추적될 때 제2레이다 장치로부터 유출되는 제어 신호에 의해 제어되도록 구성되어 있다.
이하, 본 발명은 첨부된 도면을 참조하여 상세히 기술된다.
제1도는 레이다 시스템의 추적 안테나(1)를 도시한다.
낮은 고도에서 비행하는 목표물을 추적할 때 추적 안테나(1)의 빔은 지표면의 일부를 주사하며, 따라서 추적 안테나(1)는 목표물로부터 직접 유출되는 에코우에 부가하여 지표면에서 반사된 목표 에코우를 수신한다. 허위 목표물로부터 발생한 것으로 보이는 후자의 에코우는 반사 지표면에 대하여 추적되는 목표물의 상이다. 목표물 및 허위 목표물은 방사원에 교대로 나타날 수 있으며 추적 안테나와 만나기 위해 발생된 파두는 추적되는 목표물의 그것과 다른 방향에서 발생되는 것으로 보인다.
추적 안테나(1)는 더 이상 추적되는 목표물에는 관계가 없으나, 파두에서 발생한 위상 점프에 좌우되며, 지나치게 크거나 작은 고도에서만 정렬된다. 각 오차는 추적되는 목표물의 범위에 반비례하여 증가하며, 낮은 고도에서의 비행 목표물은 안테나(1)에 너무 접근하지 않는다. 매우 짧은 범위에 대하여는, 안테나(1)에 접근한 목표물에 대하여 레이다 빔의 고도 각이 증가하며, 따라서 상 효과와 각 오차를 감소시킨다. 사실상 어떤 범위내에서 상 효과는 전혀 발생하지 않는다. 파장 λ=3.2㎝에서 작동하는 레이다 추적 장치와 제한된 크기를 갖는 추적 안테나를 사용하면, 저공 비행하는 목표물의 정확한 추적이, 각 좌표의 경우에 이 목표물이 안테나로부터 약 5㎞의 범위에 있다면 불가능하다. 파장이 계수(4) 즉 λ=8㎜에 의해 감소하면, 지표면에 기인하는 상 효과에 의해 발생된 각 오차는 더 작은 파장을 선택하므로써 상당히 감소된다. 8㎜의 파장에서 작동하는 데이터 추적 장치의 범위는 3.2㎝에서 작동하는 레이다 추적 장치와 비교하여 극히 제한된다. 따라서, 독립된 유니트로서 추적 장치의 사용은 큰 목적이 없다.
비교적 넓은 빔을 사용하는 비교적 긴 범위에서 목표물의 추적과 특정화된 탐지가 가능하고 낮은 고도와 비교적 짧은 범위에서 목표물의 정확한 추적이 가능한 본 발명에 따르는 레이다 추적 시스템을 상세히 기술한다. 본 발명에 따르는 레이다 시스템은, 범위과 각 좌표에서 목표물의 추적을 위한 제1레이다 장치와, 최소한 각 좌표에서 상기 목표물의 추적을 위한 제2레이다 장치를 포함하며, 각각의 파장에서, 예를들면 3.2㎝와 8㎜에서 작동하는 이 레이다 장치는 동일한 형태의 안테나를 각각 사용한다. 최소한 저공 비행하는 목표물의 추적에 사용되는 이 2개의 파장은 서로 다른 범위로부터의 에코우 신호를 수신하는 특성이 있으며, 이 범위 안에서, 추적되는 목표물이 비교적 낮은 고도에 있을 경우, 관련된 레이다 장치가 신뢰서 있는 각 오차 전압을 발생하며, 그에 따라 제2레이다 장치의 주파수는 높은 값을 가지므로 지표면에 의해 반사된 목표물의 에코우 수신에 의해 발생되는 간섭이 안테나 추적 운동에 어떠한 영항도 미치지 않는다.
본 발명에 따르면, 레이다 시스템은 두개의 작동 모드를 갖는다. 추적되는 목표물이 제2레이다 장치의 범위 밖에 있는 제1모드에서, 상기 목표물은 제1레이다 장치에 의하여 범위 및 각 좌표에서 추적되며, 이것을 위하여 제1레이다 장치에는 범위 게이트 회로, 범위 게이트 회로의 개방을 제어하는 게이트 펄스 발생기, 및 안테나의 정렬을 위한 오차 전압을 공급하는 각 추적 유니트가 제공된다. 제1레이다 장치에 의해 추적되는 목표물이 제2레이다 장치의 범위내에 도달하는 제2모드에서, 상기 목표물은 제2레이다 장치에 의해 각 좌표에서 추적될 수 있으며 제1레이다 장치에 의해 범위에서 추적될 수 있다. 이것을 위하여, 제2레이다 장치에는 안테나의 정렬을 위한 오차 전압을 공급하는 각 추적 유니트와, 상기 제1레이다 장치의 게이트 펄스 발생기에 의해 제어 가능한 범위 게이트 회로가 제공된다. 상기 레이다 시스템은 각 추적 운동을 위하여 사용되는 안테나 서보에, 제1 또는 제2레이다 장치의 각 추적 유니트에 의해 공급된 오차 전압이 공급되도록 해주는 제1스위칭 수단을 포함하며, 이것을 위해 제1스위칭 수단은 추적되는 목표물이 그의 검출 범위내에 있다는 것을 표시하기 위하여 제2레이다 장치로부터 유출된 제어 신호에 의해 제어된다.
3.2㎝ 레이다 장치에 의해 추적되는 목표물이 8㎜ 레이다 추적 장치의 범위에 들어오고 따라서 이 시스템이 제2모드로 변환되면, 목표물은 8㎜ 레이다 장치에 의하여 각 좌표에서 또 3.2㎝ 레이다 장치에 의하여 범위에서 추적될 수 있다. 하지만 후자는 필요하지 않으며, 범위 추적이 8㎜ 레이다 장치에 의해서 수행될 수 있다.
현존하는 펄스 레이다 장치의 모든 조합이 상기의 목적에 적용될 수 있으나, 블록도에 의해 도시된 실시예에서는 3.2㎝와 8㎜ 레이다 장치가 분리된 모노 펄스 레이다 장치에 의해 구성된다. 이들 레이다 장치를 선택함에 있어서, 두 레이다 추적 장치가 두 개의 동형 안테나를 각각 사용한다는 사실을 염두에 두어야한다.
도시된 실시예에서 레이다 시스템은 극화된 회전형 카세그레인 안테나(cassegrain antenna)를 사용하며 이것의 주 반사체(2)는 파라볼라 트위스트 반사체이고 보조 반사체(3)는 쌍곡선 수평 그리드(투과 반사체)이다. 3.2㎝ 모노 펄스 레이다 장치의 피드혼(4)(feedhorn)은 파라볼라 반사체(2)의 정점에 위치하며, 또한 이곳은 보조 반사체의 제1촛점이다. 피드혼(4)에 의해 방출되는 수평으로 극화된 방사는 보조 반사체(3)에 의해 반사된 후에, 90°로 반사된 방사의 극화된 평면을 회전시키는 트위스트 반사체(2)를 주사하며, 이 방사는 보조 반사체(3)에 의해 영향을 받지 않으며, 반대로 보조 반사체(3)가 방사 패턴에 영향을 미치치 않게 해준다. 8㎜레이다 장치의 방사체(5)는 트위스트 반사체(2)의 촛점에 위치한다. 방사기(5)에 의해 방출되는 수직으로 극화된 방사는 3.2㎝ 모노 펄스 레이다 장치의 파장만큼 작은 정확히 4배의 파장을 갖는다는 사실에 기인하여 방해받지 않고 보조 반사체(3)를 통과하며 극화된 시프트에 좌우되지 않는다. 두 개의 피드혼(4) 및 (5)을 일체화하는 것도 가능하며, 그러한 경우에는 일체화된 피드혼이 주 반사체(2)의 정점에 위치하고, 반면에 주 및 보조 반사체는 통상적인 포물선 및 쌍곡선 설계로 각각 형성된다.
3.2㎝ 모노 펄스 레이다 장치는 2개의 각 좌표 및 범위에서 움직이는 목표물이 추적될 수 있는 합산 및 차의 방법을 기본으로 한다. 이 레이다 장치는 전송기(6)와 수신기(7)를 포함한다. 전송기(6)에서 발생한 전송기 펄스는 비교기(8)를 경유하여 카세그레인 안테나의 피드혼(4)에 전송되며, 도면에 도시하지 않은 동기화 펄스 발생기에 의해 공급된 동기화 펄스(S)에 동기하여 방출된다. 모노 펄스 레이다 장치에서는 통상적으로, 목표물의 에코우에서 반사되어 피드혼(4)의 4부분에서 안테나(1)로부터 수신된 에너지는 비교기(8)에 의해 나누어져서 고도 차 신호 ΔE, 방위각 차 신호 ΔB, 합산 신호 ∑로 변환된다.
합산 및 차 신호는 레이다 대칭축에 대하여 목표물의 편차의 방향과 크기에 대한 측정치인 진폭과 위상정보를 포함한다. 이러한 신호는 방위각 서보(9), 고도 서보(10) 및 범위 서보(11)의 제어를 위해 요구되는 오차 전압의 발생을 위해 사용될 수 있다. 이들 서보를 이용하여, 목표물은 방위각, 고도 및 범위에서 추적된다. 상기의 차 및 합산 신호 ΔB, ΔE 및 ∑는 수신기(7)에 이송되며 여기에서 각각 분리된 채널에서 처리된다. 비교기(8)는 ∑채널에서 r.f.전송 및 수신 스위치와 각각 차 채널 ΔE 및 ΔB에 보호 요소를 포함한다. 보호 요소의 기능은 반사에 대한 특별한 채널의 보호를 포함하며, 이것은 전송 신호로부터 얻어지며 비교기(8)를 통하여 ΔE와 ΔB 채널에서 결합될 수 있다.
하나는 ΔB 신호를 처리하고 다른 하나는 ΔE 신호를 처리하는 두 개의 수신기 채널은 각각 혼합기(12, 13), 중간 주파수 증폭기(14, 15), 위상 감지 검출기(16, 17), 복스카(boxcar) 회로(18, 19) 도플러 필터(20, 21), 및 저주파 증폭기(22, 23)를 포함한다.
이들 두 개의 수신기 채널이 동일하므로, ΔB 신호를 처리하는 수신기 채널의 작동만을 기술한다. 혼합기(12)에서, 고주파 ΔB 신호는 국부 발진기(24)를 통하여 중간 주파수 신호로 변환된다. 중간 주파수 증폭기(14)의 증폭은 코히런트(coherent) 발진기(COHO)(25)에 의해 위상-감지 검출기(16)에서 중간 주파 신호 ΔBIF의 코히런트 검출 다음에 행하여진다. 전송기(6)가 전송기 펄스 동안에만 작동하는 r.f.발진기(예를들어 마트네트론)로 이루어지면, 그로부터 유출된 신호의 위상이 국부 발진기(24)의 출력 신호에 비하여 임의로 실제적으로 분배된다. 수신된 에코우의 위상 코히런스를 유지시키기 위하여, 이들 두 신호는 혼합기(26)에 공급된다. 이 혼합기의 출력 신호는 수동 발진기(25)에 공급되며, 이 발진기는 통상적으로 로크되어 있다. COHO(25)에 의해 전달된 신호는 전송기 주파수의 복제이지만 중간 주파수로 변환될 것이다. 이러한 방법에서 중간 주파수 레벨에서 이상적으로 고정된 목표물의 에코우는 COHO 신호에 대하여 변하지 않는 동일한 관계를 가지며, 위상-감지 검출기(16)에서 혼합된 후에 일정한 진폭의 펄스가 얻어진다. 움직이는 목표물에 대하여 상기 위상 관계 및 진폭은 도플러 주파수 시프트에 따라 변한다. 전송 펄스, 국부 발진기 신호 및 COHO 신호 사이의 소정의 위상 관계를 얻기 위해 사용되는 다른 형태의 제어 회로가 미국 특허 명세서 제4,394,659호에 기재되어 있다.
위상-감지 검출기(16) 다음의 회로, 즉, 복스카(18)는 두가지 기능을 갖는다. 첫 번째로, 범위 선택이 여기서 발생하며, 즉, 게이트 펄스 발생기(27)에 의해 범위 게이트 P내에 떨어진 에코우 펄스만이 통과된다. 두 번째로, 이 펄스는 스텝 신호가 복스카의 출력에서 얻어지는 방법으로 신장된다. 이 스텝 신호는 도플러 필터(20)에서 그 다음 l.f.증폭기(22)에 인가되며, 이것은 방위각에서 각 오차에 대한 측정치인 진폭을 갖는 출력 신호를 전달한다.
상기 ∑ 채널은 ΔB 신호에 대하여 기술한 것과 동일한 방법으로 고주파 r.f.신호를 처리하도록 전송 및 수신 스위치(비교기(8)에서), 혼합기(28), 중간 주파수 증폭기(29), 위상-감지 검출기(30), 2개의 복스카 검출기(31, 32)를 포함하며, 이 경우에도 마찬가지로 위상 검출 후에, 일정한 진폭의 펄스가 고정된 목표물의 에코우에 대하여 얻어지며, 이때 움직이는 목표물의 에코우에 대한 진폭은 도플러 주파수 fd에 따라 변한다.
목표물의 범위와 전체 목표를 단면적의 변화에 기인하는 파동을 제거하기 위하여, 수신기는 중간 주파수 증폭기(14, 15, 29)의 이득을 셋팅하도록 중간 주파수 증폭기(29)의 출력에 접속된 AGC 회로(33)를 포함한다.
위상-감지 검출기(30)의 출력 신호는 두 개의 복스카(31, 32)에 공급되며, 이들 각각은 다른 범위 선택 게이트(P1및 P2)를 수신하고, 이때 범위 선택 게이트(P1)의 후단부는 범위 선택 게이트(P2)의 선단부와 일치한다. 두 개의 게이트(P1), (P2)의 전체 기간은 복스카 검출기(18, 19)에 공급되는 범위 게이트(P)의 기간과 동일하다. 두 개의 복스카(31, 32)의 각 출력 신호는 도플러 필터(34, 35)를 경유하여 합산 및 차 회로에 공급되며, 차 출력 및 합산 출력은 각각 저주파 증폭기(37), (38)에 접속된다. 저주파 증폭기(37)의 출력 신호의 진폭은 범위 오차에 대한 측정치이다. 도플러 필터(20, 21, 34, 35)의 아날로그 또는 디지탈식으로 설계된다.
저주파 증폭기(22, 23, 37)의 각 출력 신호는 수신기의 제1출력 신호를 형성하며, 저주파 증폭기(38)의 출력에서의 합산 신호는 수신기의 제2출력 신호를 형성한다. I.F.레벨에서 자동 이득 제어가 검출기(30)의 입력에서의 ∑ 신호의 절대값의 베이스에 인가된다는 사실에도 불구하고 저주파 ∑신호는 일정하지 않으며, i.f.AGC가 합계를 일정하게 하므로 추적되는 목표물의 에코우가 고정된 목표물의 비교적 강한 에코우와 일치하면 감쇠가 발생하기 때문이다. 이것을 제거하기 위하여, i,f.증폭단에서의 증폭은 AGC회로(39)(l,f.AGC)에 의해 검출되며, ∑ 증폭기(39)의 출력 신호는 평균값을 근간으로 하여 일정하게 되며, 이 출력 신호는 나머지 l.f.증폭기(22), (23), (37)에 동시에 인가된다.
수신기의 두 개의 제1출력 신호 각각의 AC 전압으로 이루어지며, 이들 각 신호는 각 및 범위 오차를 나타내는데, 상기 오차의 부호를 결정하기 위하여, 위상-감지 검출기(40, 41, 42)에서 l.f.증폭기(38)의 출력신호와 비교된다. 검출기(40, 41)의 출력 신호는 안테나를 방위각과 고도에 제대로 정렬하도록 필터(43, 44)를 경유하여 서보(9, 10)에 전송된다. 검출기(42)의 출력 신호는 범위 서보(11)에 필터(45)를 경유하여 인가된다. 이 서보는 시간 변조기(48)와 두 개의 적분기(46, 47)의 캐스케이드 접속으로 이루어진다. 후자는 적분기(47)의 출력 전압에 따라 변하는 주기 후에 출력 펄스를 전달하도록 각 동기화 펄스 S에 의해 개시된다. 이 출력 펄스는 발생기와 범위 선택 게이트(P1) 및 (P2)에 의해 발생된 범위 게이트(P)의 존재를 결정하도록 게이트 펄스 발생기(27)에 인가된다.
8㎜ 레이다 장치는 3.2㎝ 레이다 장치와 동형이며 전송기(49) 및 수신기(50)를 포함한다. 전송기(49)에서 발생된 전자기 에너지는 비교기(51)를 경유하여, 이 도면에 도시되지 않은 동기화 펄스 발생기에 의해 전달되는 동기화 펄스(
Figure kpo00001
)와 동기되는 에너지를 방출하기 위하여 상기 카세그레인 안테나의 피드혼(5)에 공급된다.
Figure kpo00002
동기화 펄스는 3.2㎝ 모노 펄스 레이다 장치의 전송기(6)에 공급되는
Figure kpo00003
동기화 펄스에 대하여 지연된다.
피드혼(5)의 4개 부분으로부터 수신된 에코우 에너지는 고도 차 신호 ΔE, 방위각 차 신호 ΔB, 합 신호 ∑를 얻기 위하여 비교기(51)의 도움으로 분주된다. 이들 신호는 수신기(50)의 분리된 채널에서 처리된다. ΔB와 ΔE 신호를 처리하는 수신기 채널은 동일하며, 혼합기(52, 53), 중간 주파수 증폭기(54, 55), 위상-감지 검출기(56, 57), 복스카(58, 59), 도플러 필터(60, 61), 저주파 증폭기(62, 63)를 포함한다. 혼합기(52, 53)는 고주파 차 신호 ΔB, ΔE를 국부 발진기(64)의 출력 신호의 도움으로 중간-주파수 신호로 변환한다. 증폭기(54, 55)에서의 증폭 후에 이들 중간 주파수 신호의 코히런트 검출이 COHO(65)의 출력 신호를 사용하는 위상-감지 검출기(56, 57)에서 발생한다. 이 COHO는 전송기 발진기(49)와 국부 발진기(64)에 의해 이송되는 혼합기(66)의 출력 신호에 의해 구동되는 수동 발진기이다.
얻어진 비디오 신호는 범위 게이트 Q와 함께 관련된 복스카 검출기(58, 59)에 이송된다. 이들 2개의 복스카 검출기(58, 59)의 각 출력 신호는 방위각과 고도에서 각 오차에 대한 측정치인 진폭을 갖는 출력 신호를 공급하도록 l.f.증폭기(62), (63)에 공급된다.
채널은 비교기(51)에서 r.f.전송 및 수신 스위치, 혼합기(67), i.f.증폭기(68), 위상-감지 검출기(69), 복스카 검출기(70), (71)를 포함한다. 각/수신기 채널 ΔB 및 ΔE에 인가 가능하므로, ∑ 채널에서 수신된 신호가 처리되어, 위상-감지 검출기(69)의 출력 신호의 진폭이 움직이는 목표물의 검출에 의한 목표 도플러 주파수 fd에 따라 변하게 된다. i.f.증폭기(68)의 출력 신호는 증폭기(54, 55, 56)의 이득 인자에 관하여 기준 신호를 얻기 위하여 AGC 회로(72)에 인가된다.
각 복스카 검출기(70, 71)는 다른 범위 선택 게이트(Q1및 Q2)를 수신하며, 범위 선택 게이트(Q1)의 후단부는 범위 선택 게이트(Q2)의 선단부와 일치하며, 두 개의 범위 선택 게이트(Q1) 및 (Q2)의 전체 기간은 범위 게이트(Q)의 그것과 대응한다. 필터(73, 74)에서 여파된 후에 복스카 검출기(70 및 71)의 출력 신호는 합 및 차 회로(75)에 인가되며, 그의 차 출력 및 합 출력은 저주파 증폭기(76, 77)에 접속된다. 저주파 증폭기(76)의 출력 신호의 진폭은 범위 오차의 측정치이다. 8㎜ 레이다 장치가 분리된 범위 추적 유니트에 유용하지 않을 때 범위에서 목표물의 추적에 이 신호를 사용하는 것은 이후에 기술된다.
수신기(50)는 저주파 증폭기(62, 63, 76) 및 (77)의 출력에서 d.c.전압 레벨을 일정하게 유지시키기 위하여 증폭기(77)에 의해 공급되는 AGC 회로를 포함한다. 위상-감지 검출기(79, 80, 81)에서 l.f.증폭기(62, 63, 76)의 출력 신호는 이들 신호에 의해 표시된 각 오차 및 범위 오차의 부호를 결정하기 위하여 l.f.증폭기(77)의 출력 신호와 비교된다. 검출기(79, 80, 81)의 출력 신호는 필터(82, 83, 84)에 인가된다.
본 발명에 따르는 레이다 시스템은 서보(9, 10)에 공급될 수 있는 필터(82, 83) 또는 필터(43, 44)의 각 오차 전압중의 하나의 도움으로 스위치(S1)를 포함한다. 또한, 스위치(S2)가 8㎜ 모노 펄스 레이다 추적 장치에서 3.2㎝ 모노 펄스 레이다 추적 장치의 범위 서보(11)와 협동하도록 제공된다.
시스템이 제1작동 모드에 있으면, 즉, 추적되는 목표물이 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치의 범위 밖에 있으면, 목표물은 방위각, 고도 및 범위에서 3.2㎝ 모노 펄스 레이다 장치에 의해 추적된다. 그러한 경우에, 스위치(S1, S2)는 도면에 도시된 바와 같이 위치(X)에 놓인다.
목표물이 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치의 범위내에 나타나자마자, 또는 전송기 펄스 후에 임의의 주기내에서 게이트 펄스 발생기(27)에 의해 범위 추적 게이트(P)가 발생되거나 에코우 신호가 어떤 임계치를 초과하면, 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치는 각 추적 운동을 인수해야 한다. 이것은 범위 선택 게이트(Q1, Q2)가 목표물에 대하여 이미 정렬되어 있을 경우에만 가능하다. 이것은 3.2㎝ 모노 펄스 레이다 장치의 게이트 펄스 발생기(27)가 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치에 대한 추적 게이트를 결정하기 때문에 성취되며, 제공된 범위 선택 게이트(Q1, Q2)는 모노 펄스 레이다 장치의 게이트(P1, P2)에 대하여 지연되며, 이 지연은 동기화 펄스(S)와 (
Figure kpo00004
) 사이의 지연과 대응한다. 이 지연은 게이트 펄스 발생기(27)에서 실현된다. 이 방법에서는, 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치의 범위 게이트가 3.2㎝ 모노 펄스 레이다 장치의 범위를 일정하게 따르고, 레이다 시스템은 목표물이 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치의 범위내에 들어오면 제2모드로 간단히 스위치된다. 이 과정에서 각 추적 운동이 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치에 의해 수행되고, 게이트 펄스 발생기(27)로부터 또는 유니트(75)의 합 출력으로부터의 제어신호(S1)는 도면에 도시되지 않았으나 스위치(S1)를 위치(
Figure kpo00005
)로 셋트시킨다.
8㎜ 모노 펄스 레이다 장치에 의하여 범위에서 목표를 추적할 필요가 있으면, 필터 유니트(84)의 출력 신호를, 범위 서보(11)에 공급하도록 도면에는 도시되지 않았으나 위치(2)로 셋트되어야 하며, 상기 신호는 범위 오차에 대한 측정치이다. 이 서보는 게이트 펄스 발생기(27)를 제어하며, 이것은 지연된 범위 게이트(Q)와 범위 선택 게이트(Q1, Q2)를 각각 복스카 검출기(58, 59, 70, 71)에 전송한다. 이 상황에서, 상기 지연은 필수적이며, 그것은 범위 서보(11)의 시간 변조기(48)가 3.2㎝ 모노 펄스 레이다 장치의 동기화 펄스(
Figure kpo00006
)에 응답하기 때문이며, 반면에 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치는 범위 추적을 수행한다.
하지만 놀랍도록 좋은 결과를 얻기 위하여 신호의 디지탈 처리가 가능한 상기의 레이다 시스템의 좀더 소형화되고 적절한 실시예를 얻는 것도 가능하다.
제2도에 도시된 이들 원리를 바탕으로 하여 이루어진 레이다 시스템의 한 실시예는 명료성을 위해 3.2㎝ 레이다 장치와 8㎜ 레이다 장치에 의해 표시된 2개의 모노 펄스 형태의 레이다 추적 장치를 포함한다. 이 실시예에서도, 두 개의 레이다 장치는 동형의 추적 안테나를 두 개 사용한다.
제2도의 레이다 시스템은 제1도의 레이다 시스템의 부분과 대응한다. 따라서 3.2㎝ 레이다 장치는 전송기(6)와 수신기(7)를 포함하며, 그에 의하여 비교기(8)를 경유하여 추적 안테나(1)의 집적화된 피드혼(4/5)에 접속된 분리된 수신기 채널(ΔB, ΔE 및 ∑채널)이 국부 발진기(24)에 의해 제어되는 혼합기(12, 13, 28)에 각각 제공된다. 수신기 채널(ΔB, ΔE, ∑채널)의 나머지 부분은 3.2㎝ 및 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치의 공동 비디오 처리 부분을 사용할 수 있도록 설계된다. 계속하여 상기 공통 부분은 스위칭 수단(85, 86, 87), i.f.증폭기(14, 15, 29), 위상-감지 검출기(16, 17, 30)를 포함하며, 이들은 도면에 표시된 위치에서 스위칭 유니트(88)를 경유하여 COHO(25)에 의해 제어되며, 3.2㎝ 전송기 신호를 통하여 얻은 에코우 신호에 대하여 제공된다. COHO(25)는 국부 발진기(24) 및 전송기(6)에 접속된 혼합기(26)의 출력 신호에 의해 셋트된다. 상술된 바와 같이, 다른 형태의 제어 회로도 전송기 펄스, 국부 발진기 신호, COHO 신호사이의 소정의 위상 관계를 얻는 것이 가능하다.
마찬가지로, 제2도에 도시된 8㎜ 레이다 장치는 전송기(49)와 수신기(50)를 포함하며, 비교기(8)와 비교기(51)로부터의 전송 에너지는 공지된 혼합 소자(89)를 경유하여 집적화된 피드혼(4/5)에 공급된다. 집적화된 피드혼(4/5)과 혼합 소자(89)에 접속된 비교기(51)를 통과하여, 에코우 에너지는 국부 발진기(64)에 의해 제어되는 각 혼합기(52, 53, 67)를 포함하는 분리된 수신기 채널(ΔB, ΔE, ∑ 채널)로 분주된다. 스위칭 수단(85, 86, 87)은 이들 혼합기를 공동 부분에 접속하며, 그에 의해 위상-감지 검출기(16, 17, 30)는 스위칭 유니트(88)(8㎜ 전송 신호를 통하여 얻어진 에코우 신호인 경우에는 이 도면에 도시되지 않은 위치에서)를 경유하여 COHO(65)에 의하여 제어된다. COHO(65)는 국부 발진기(64)와 전송기(49)에 의해 공급되는 혼합기(66)의 출력 신호에 의해 제어된다.
3.2㎝ 및 8㎜ 전송기 펄스의 순차에서 동일한 목표에 대한 2개의 에코우 신호의 동시 수신을 피하기 위하여, 전송기(6) 및 (49)에 대한 동기화 신호(S)와 (S1)는 동시에 발생되지 않는다. 3.2㎝와 8㎜ 전송기 펄스 사이와 같은 시간 간격에서 각 에코우 신호는 위상-감지 검출기(16, 17, 30)에서 연속하여 나타나며, 이것은 스위칭 유니트(88)의 위치를 변화시킬 수 있게 한다. 동일한 목표물로부터 얻어졌지만 서로 다른 전송기 펄스(3.2㎝와 8㎜)에서 얻어진 각 에코우 신호는 대응 COHO 신호에 의해 위상 검출된다.
스위칭 유니트(88)의 위치는 계산, 선택 및 시간 유니트(90)에 의해 변화되고 이것은 동기화 펄스(S) 및 (S1)의 발생 시간을 결정한다. 위상-감지 검출기로부터 신호 처리는 4상 기본에 의해 수행되며, 이것은 i.f.증폭기로부터의 신호가 동위상 COHO 신호(i)와 4상 COHO 신호(q)에 의해 위상-검출되는 것을 의미한다. 이들 COHO 신호(i 및 q)에 의해 위상 검출된 신호의 다음 처리는 완전히 동일하며, 동위상 COHO 신호에 의해 검출된 신호의 처리만이 설명된다. 위상-감지 검출기(16, 17 및 30)의 출력 신호에 대한 신호처리는 디지탈적으로 수행된다.
복스카 검출기에서 통상적인 방법으로 펄스 주기 동안에 걸쳐서 이들 출력 신호의 각각을 완전히 샘플링하고, 샘플된 신호를 디지탈화하는 것이 가능하며, 디지탈화된 신호의 FFF 처리는 일괄적으로 처리된다. 하지만 3.2㎝와 8㎜ 전송기 신호는 펄스 폭이 너무 넓어 서로 다르고 대역폭 사이의 차이가 너무 크면, 신호대 잡음비의 관점에서, 복스카 검출기에서 균일한 샘플링 주기로부터 진행하는 것이 바람직하지 않다. 신호/잡음비의 관점에서, 위상 검출된 에코우 신호를 샘플링하고 디지탈화하는 특별하고 바람직한 방법은 아날로그/디지탈 변환기(91, 92, 93)를 가진 레이다 시스템의 각 수신기 채널(ΔB, ΔE 및 ∑), 범위 게이트 회로(94, 95, 96), 샘플 버퍼 메모리(97), 진폭 형성기(98), 진폭 버퍼 메모리(99)를 제공하여 얻어진다. 하지만 이 실시예에서 아날로그/디지탈 변환기(91, 92, 93)는 매우 높은 비율에서 인가된 신호를 샘플링하고 샘플링된 값의 각각을 디지탈화하는 형태이다. 이들 변환기가 활성화되는 비율은 매우 높아서 2개의 연속 샘플링 시간 사이의 시간 ΔT가 위상 검출된 에코우 신호의 펄스 기간 보다 몇 타임 작다.
아나로그/디지탈 변환기(91, 92, 93)의 작동은 완전한 청취 시간중에는 방해받지 않으며, 샘플링(및 디지탈화된) 모든 신호의 적은 부분만을 가지며, 즉 목표 에코우 신호(3.2㎝ 와 8㎜ 수신기로부터의)가 사용가능하다. 따라서, 계산, 선택 및 시간 유니트(90)에 의해 제어되는 범위 게이트 회로(94, 95, 96)는 에코우신호(3.2㎝ 및 8㎜ 파장에 대한)의 샘플링된 값이 기대되는 주기 동안에만 도전된다. 통과되어 샘플링된 값은 샘플 버퍼 메모리(97)에 저장되며, 3.2㎝ 에코우 신호에 대하여 얻어진 샘플링된 값과 8㎜ 에코우 신호에 대하여 얻어진 샘플링된 값에 대하여, 샘플링된 신호의 최대 합산 값이 어떤 시간이던지 그 시간 간격(T)의 밖에서 결정되며, 이때 이 시간 간격의 기간 T은 실제적으로 관련된 전송기 펄스의 폭에 대응한다.
제2b도에 도시된 바와 같이, 진폭 형성기(98)는 공급된 샘플 신호 값을 계수하도록 계수기(100)로 이루어지며, 동일한 값이 지연 소자(101)를 사용하여 얻어진 합산 값에서 감해진다. 다음에 계수기(100)의 실제합산 값과 버퍼 메모리(102)에 저장된 값은 연속적으로 비교기(103)에 공급되며, 그렇게 공급된 값으로부터 비교기(103)는 저장된 값을 과다 기입하도록 버퍼 메모리(102)에 인가될 최대 값을 결정한다. 구형 비디오 신호가 샘플링되는 경우, 연속적으로 공급되는 샘플값은 합산값의 3각형 패턴과 거의 유사해지며, 이 패턴의 최상값은 위상-검출된 에코우 신호의 평균 진폭에 대응한다.
펄스 형태의 구형 신호((sin x)/x 주파수 특성을 갖는)에 대하여 정합된 필터는 (sin2x/x2주파수 특성을 갖는 출력 신호를 얻기 위하여 (sin x)/s 주파수 특성을 가져야 한다. 또한, 이것은 차례로 3각 파형 신호의 특성이다. 그러므로, 직렬 접속된 아날로그/디지탈 변환기의 조합, 범위 게이트 회로, 구형 펄스 형태의 입력 신호에 대한 진폭 형성기와 샘플 버퍼 메모리가 정합된 필터로 취급될 수 있으며, 이것은 3.2㎝ 파장 및 8㎜ 파장을 갖는 위상 검출된 에코우 신호에 대하여 적정의 대역폭과 최대 신호/잡음비 등과 같은 중요한 장점을 갖는다. 지연 소자(101)에 의해 개입된 지연 시간이 특별한 비디오 펄스에 관련된 전송기 펄스의 펄스폭에 좌우되며, 소자(101)에서의 지연은 유니트(90)에 의해 셋트된다. 진폭 형성기내에서 최대 합산 값까지 기여하는 샘플의 번호(n)는 치수
Figure kpo00007
에 접근하여, 여기서 T는 특별한 펄스 기간이며 ΔT는 샘플링 시간이다. 범위 게이트내에 정합된 필터에 의해 발생된 비디오 진폭, 즉, 소위 위상 오차 표시값 ΔE, ΔB 및 합산 값 ∑은 진폭 버퍼 메모리(99)에 저장된다.
또한 진폭 형성기(98)는 범위 게이트의 제1부분에서 얻어진 신호 샘플의 합산 값을 결정하며, 범위 게이트의 제2부분에서 얻어진 신호 샘플에 의해 이들 샘플이 감소된다. 3.2㎝ 및 8㎜ 파장에 근거한 신호 샘플에 대하여 이것은 범위 오차 표시 값 Δr에서 상기 각 경우에 발생하며, 추적 게이트의 범위 오차에 대한 측정치이다. 다른 값(ΔB, ΔE, ∑)과 마찬가지로, 값 Δr은 진폭 버퍼 메모리(99)에 저장된다. 계속하여, 패스트 퓨리에 변환 유니트(104)에서 동일한 수신기 채널로부터 얻어진 연속 신호 값의 번호가 일괄 처리되며; 이것은 샘플 버퍼 메모리(97)와 진폭 형성기(98)를 통하여 진폭 버퍼 메모리(99)에 인가되고 COHO 신호(q)를 통하여 비디오 정보의 위상 검출 후에 동일한 방법으로 얻어진 W-신호 값과 공동으로 발생한다.
N-포인트 패스트 퓨리에 변환으로서, 동일한 수신기 채널의 연속 펄스 반복 시간의 N-샘플링 신호는 하나의 결과를 갖는 것이 요구된다. 이 결과는 퓨리에 계수값에 의해 얻어지며, 이들은 fr이 펄스 반복 주파수일 때 도플러 필터 범위(0,
Figure kpo00008
fr)의 N 주파수 간격 각각에 대하여 발생된다. N 펄스 반복 시간의 각 주기와 도플러 필터 범위의 각 주파수 간격 l(여기서 l=1, 2, …, N), 퓨리에 계수 f(ΔB), f(ΔE), f(∑), f(Δr)l이 발생된다. f(∑)l에 대한 최대값을 갖는 주파수 간격에 대하여 도플러 선택 회로(105)는 퓨리에 계수의 대응 값을 선택한다. 이들 계수는 f(ΔB)F, f(ΔE)F, f(∑)F와 f(Δr)F에 의해 저장된다. 4개의 계수로부터 오차 전압 계산 유니트는 계속하여 다음의 지수를 결정한다.
Figure kpo00009
이들 지수는 방위각 및 고도에서 각 오차, 또는 범위 오차에 대한 측정치이다.
수신기에 개입된 위상 오차를 제거하기 위하여, 얻어진 계수는 적 회로(107)에 공지된 파일로트 톤의 주입에 의하여 얻어진 교정 인자를 사용하여 적용되며 오차 전압 교정 레지스터(108)에 저장된다. 적 회로(107)에서 수신기 채널에서의 위상 오차의 최대 보상을 허용하기 위하여 집적화된 피드혼(47/5)에 파일로트톤을 주입하는 것이 유리하다.
계산, 선택 및 시간 유니트(90)에서 계수
Figure kpo00010
와
Figure kpo00011
를 기본으로 하여 발생된 서보 전압은 방위각과 고도에서 목표물을 추적하기 위하여 방위각 및 고도 서보(9), (10)에 공급하기에 적절하다.
유니트(90)는 아날로그/디지탈 변환기(91), (92) 및 (93)에서 샘플링 처리를 위해 필요한 클럭 펄스 (
Figure kpo00012
)를 공급한다. 계수
Figure kpo00013
의 표시에 따라 계산, 선택 및 시간 유니트(90)는 범위 게이트(9)와 이 범위 게이트(P)를 분주하는 범위 선택 게이트(P1) 및 (P2)를 재조정하며, 범위 게이트(P)의 위치가 8㎜ 모노 펄스 레이다 장치의 범위내에 있는지 또는 ∑값이 어떤 임계치를 초과하는지를 체크한다. 그렇게 되면, 계산, 선택 및 시간 유니트(90)는 제1도를 참조하여 설명한 스위칭 기능을 수행하며 이것은 8㎜ 레이다에 관련된 오차 전압이 각 서보(9)와 (10)에 공급되는 것을 의미한다.
8㎜ 모노 펄스 레이다 장치가 범위내에서 추적을 행하는 것이 바람직하다면, 이것은 8㎜ 에코우 신호로부터 지수
Figure kpo00014
에 근거하여 유니트(90)에 의하여 범위 게이트를 조정하여 간단히 성취될 수 있다. 유니트(90)가 동기화 신호 (
Figure kpo00015
) 및 (
Figure kpo00016
)의 발생에 적절한 것도 명백하다.
수신기(7), (50)에서 구형 검출의 사용은 구형 출력 신호를 통하여서 뿐만 아니라 COHO(25), (65)로부터 직접 얻어진 출력 신호를 통하여 공급된 i.f.신호의 위상 검출을 행하기 위하여 위상-감지 검출기(16), (17), (30), (56), (57), (69)의 각각이 중복될 수 있도록 요구한다. 이것은 또한 아날로그/디지탈 변환기(91), (92), (93) 및 범위 게이트 회로(94), (95), (96)의 중복을 의미하며, 반면에 패스트 퓨리에 변환 유니트(104)는 각 주파수 간격과 각 수신기 채널에서 쌍으로 접속된 퓨리에 계수의 모듈러스를 결정한다. 모듈러스 값으로부터 도플러 선택 회로(105)는 계산, 선택 및 시간 유니트(90)에서 상술된 지수의 적은 선택한다. 또한 레이다 시스템은 i.f.증폭기(14), (15), (19)의 이득 인자를 결정하도록 AGC 회로(109)를 포함한다. 비디오 처리부분에는 증폭기(29)의 출력이 공급되도록 직렬 회로인, 범위 게이트 스위치(112)와 A/D 변환기(111), 선형 검출기(110)로 이루어진 직렬 회로에 제공된다. 변환기(111)와 스위치(112)는 계산, 선택 및 시간 유니트(90)에 의해 제어된다. 범위 게이트 스위치(112)에 의해 목표물로부터 얻어진 샘플만이 샘플 버퍼 메모리(97)에 저장된다. 진폭 형성기(98)는 구형 기본에서 얻어진 값을 포함하며 N 연속 에코우 신호의 주기로부터 공급된 값의 진폭을 결정하며; 이 값들로부터 i.f.증폭기(14)와, (15), (29)에 대한 제어 인자가 유출된다. 이 제어 인자는 어떠한 필요 순간에도 D/A 변환기(114)를 통하여 i.f.증폭기(14), (15) 및 (29)의 이득 인자를 조정하도록 레지스터(113)에 계속하여 기입된다. 디지탈 AGC 회로(109)는 레이다 빔에 존재하는 2개 이상의 분리된 목표물을 추적할 수 있다.
예를들면, 레이다 빔에서 2개의 목표물이 있으면, 레지스터(113)에 저장된 제1AGC인자는 더 가까운 목표물의 에코우 신호를 수신하고 처리하도록 제1주기동안 i.f.증폭기(14), (15), (29)의 적정 셋팅에 사용된다. 계속하여, 레지스터(113)에 저장된 제2AGC 인자는 더 먼 목표물의 에코우 신호를 수신하고 처리하기 위하여 동일한 펄스 반복 시간에서 제2주기동안 i.f.증폭기(14), (15), (29)를 적절히 리셋트한다.
i.f.증폭기(14), (15), (29)에서 공동 비디오 처리부분을 시작할 필요는 없으며 공동 처리부분은 신호 처리 부분에 다른 유니트에서 삽입될 수도 있다.
전술된 레이다 시스템의 가능한 다른 실시예는 3.2㎝ 와 8㎜인 표시된 파장의 사용에만 국한되지 않는다. 대응 주파수가 다른 주파수 대역, 바람직하게는 X와 Ka 대역에서 존재할 경우 다른 파장의 조합도 가능하다.

Claims (8)

  1. 비교적 낮은 고도에 있는 목표물의 자동 추적용 레이다 시스템에 있어서, 상기 레이다 시스템이, 범위 및 각 좌표에서 상기 목표물을 추적하기 위한 제1레이다 장치(7)와 최소한 각 좌표에서 상기 목표물을 추적하기 위한 제2레이다 장치(50)를 포함하며, 이들 각각의 주파수에서 작동하는 각 레이다 장치는 동형태의 안테나(1)를 사용하며, 그에 따라 최소한 저공 비행하는 목표물을 추적할 때 상기 두 주파수가 서로 다른 범위로부터의 에코우 신호를 수신하는 특성이 있으며, 이 범위 안에서, 목표물이 비교적 낮은 고도에 있는 경우에, 관련된 레이다 장치가 신뢰성있는 각 오차 전압을 발생하며, 그것에 대하여 제2레이다 장치의 주파수는 높은 값을 가지므로 지표면에 의해 반사된 목표물 에코우의 수신에 기인하는 간섭이 안테나 추적운동에 어떠한 영향도 미치지 않고, 그에 따라 추적되는 목표물이 제2레이다 장치의 범위 밖에 존재하는 제1작동 모드에서, 상기 목표물은 제1레이다 장치에 의해 범위 및 각 좌표에서 추적되며, 상기 제1레이다 장치에는 범위 게이트 회로(18, 19, 31, 32), 범위 게이트 회로의 개방을 제어하는 게이트 펄스 발생기(27), 및 안테나의 정렬을 위한 각 오차 전압을 공급하는 각 추적 유니트(40, 41, 43, 44)가 제공되고, 제1레이다 장치에 의해 추적되는 목표물이 제2레이다 장치의 범위내에 들어올때를 가정하는 제2작동 모드에서 상기 목표물은 제1레이다 장치에 의해 범위에서 그리고 제2레이다 장치에 의해 각 좌표에서 추적될 수 있으며, 제2레이다 장치에는 안테나의 정렬을 위한 오차 전압을 공급하는 각 추적 유니트(79, 80, 82, 83), 및 상기 제1레이다 장치의 게이트 펄스 발생기(27)에 의해 제어 가능한 범위 게이트 회로(58, 59, 70, 71)가 제공되며, 상기 레이다 시스템은 또한 제1 또는 제2레이다 장치의 각 추적 유니트에 의해 공급되는 오차 전압이 각 추적 운동을 위해 사용되는 안테나 서보에 공급되도록 하는 스위칭 수단(S1)을 포함하며, 상기 각 추적운동에 대해 상기 스위칭 수단은 최소한 추적되는 목표물이 그의 검출 범위내에 있을 때 제2레이다 장치로부터 유출된 제어 신호에 의해 제어되도록 구성시킨 것을 특징으로 하는 레이다 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 레이다 시스템이 제2작동 모드에 있으며 제2레이다 장치가 범위내에서 관련 목표물의 추적을 인수받는 경우에, 제2스위칭 수단(S2)이 제1레이다 장치(7)의 범위 추적 유니트를 제2레이다 장치(50)내에 통합시키도록 포함되는 것을 특징으로 하는 레이다 시스템.
  3. 제1 또는 2항에 있어서, 2개의 레이다 추적 장치가 모노 펄스 레이다 장치로 구성되며 계수 4에 의해 구별되는 파장에서 작동 가능하며, 그에 따라 공동 추적 안테나(1)는 트위스트 반사체인 주 반사체(2)와 투과 반사체인 보조 반사체를 가진 카세그레인 안테나로 이루어지고 그에 따라 제1모노 펄스 레이다 장치(7)의 방사체가 상기 주 반사체의 정점에 위치하며 제2모노 펄스 레이다 장치(50)의 방사체가 주 반사체의 촛점에 위치하도록 구성시킨 것을 특징으로 하는 레이다 시스템.
  4. 제3항에 있어서, 제1레이다 장치가 펄스를 방출하는 순간과 제2레이다 장치가 펄스를 방출하는 순간 사이에 지연이 발생하며 게이트 펄스 발생기(27)에 의한 통상적인 방식으로 공급된 바와 같은 빔의 게이트 펄스가 상기 지연이 발생하는 동안 제2레이다 장치의 범위 게이트 회로(58, 59, 70, 71)에 공급되는 것을 특징으로 하는 레이다 시스템.
  5. 제1항에 있어서, 상기 레이다 시스템이, 스위칭 수단(85, 86, 87)을 사용하는 제1 및 제2레이다 장치에 의해 검출된 신호를 수신하기 위하여 공동 비디오 처리 부분을 포함하는 것을 특징으로 하는 레이다 시스템.
  6. 제5항에 있어서, 상기 레이다 시스템의 비디오 처리 부분이 위상 오차 표시값(ΔE 및 ΔB), 범위-오차 표시 값(Δr), 및 합 신호 값(∑)을 얻도록 위상-검출된 비디오 신호를 처리하기 위하여 상기 2개의 레이다 장치의 비디오 신호에 대하여 설계된 정합 필터(91, 92, 93, 94, 95, 96, 97, 98)를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이다 시스템.
  7. 제6항에 있어서, 상기 정합 필터가; 위상-감지 검출기(16, 17, 18)에 접속되고, 처리될 에코우 신호의 펄스폭에 비하여 비교적 짧은 샘플링 주기를 갖는 아날로그/디지탈 변환기의 직렬 회로(91, 92, 93)와; 할당된 범위 게이트내에서 샘플링된 디지탈 신호를 선택하는 범위 게이트 스위치(94, 95, 96)와; 선택된 디지탈 신호를 저장하는 샘플 버퍼 메모리(97); 및 상기 디지탈 신호가 발생되는 레이다 장치에 관련된 전송기 펄스폭에 의해 결정되는 지속 기간을 갖는 임의의 시간 간격으로부터 상기 저장된 디지탈 신호의 최대 합산 값을 결정하는 진폭 형성기(98)를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이다 시스템.
  8. 제7항에 있어서, 진폭 형성기가 계수기(100), 상기 계수기에 접속된 비교기(103), 상기 비교기에 접속된 메모리 회로(102)를 포함하며, 그에 따라 상기 계수기가 상기 시간 간격에 대응하는 주기 후에 샘플링 버퍼 메모리에 저장된 디지탈 신호를 연속적으로 가산하고, 그 값을 연속적으로 감산하는 반면, 상기 비교기가 상기 메모리 회로에 저장된 값을 오버라이팅하도록 메모리 회로에 저장된 값과 계수기에 존재하는 값중 큰 것을 선택하도록 구성시킨 것을 특징으로 하는 레이다 시스템.
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Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL8801757A (nl) * 1988-07-12 1990-02-01 Hollandse Signaalapparaten Bv Doeldetektor.
US5047778A (en) * 1990-10-11 1991-09-10 The Boeing Company FMCW radar range tracker and method
NL9002717A (nl) * 1990-12-11 1992-07-01 Hollandse Signaalapparaten Bv Radarsysteem.
NL9101459A (nl) * 1991-08-29 1993-03-16 Hollandse Signaalapparaten Bv Radarapparaat.
NL1004025C2 (nl) * 1996-09-13 1998-03-16 Hollandse Signaalapparaten Bv Werkwijze voor het bepalen van een inslagpunt van een afgevuurd projectiel ten opzichte van een doel.
US6307522B1 (en) * 1999-02-10 2001-10-23 Tyco Electronics Corporation Folded optics antenna
US6191725B1 (en) * 1999-08-30 2001-02-20 Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By Minister Of National Defence Of Her Majesty's Canadian Government Automatic gain control for digital radar intercept receivers
JP3486625B2 (ja) * 2000-08-09 2004-01-13 三菱電機株式会社 レーダ装置
JP3878604B2 (ja) * 2002-03-01 2007-02-07 株式会社日立製作所 検知システム及び防犯システム
US7169323B2 (en) * 2002-11-08 2007-01-30 3M Innovative Properties Company Fluorinated surfactants for buffered acid etch solutions
US7046190B2 (en) * 2003-07-25 2006-05-16 Raytheon Company Process for phase-derived range measurements
US7038615B2 (en) * 2003-10-10 2006-05-02 Raytheon Company Efficient technique for estimating elevation angle when using a broad beam for search in a radar
US6977610B2 (en) * 2003-10-10 2005-12-20 Raytheon Company Multiple radar combining for increased range, radar sensitivity and angle accuracy
US20060044183A1 (en) * 2004-08-30 2006-03-02 Wells Donald R Low frequency radar antenna
US7411542B2 (en) * 2005-02-10 2008-08-12 Automotive Systems Laboratory, Inc. Automotive radar system with guard beam
AU2005331678B2 (en) 2005-05-09 2011-04-07 Elta Systems Ltd. Phased array radar antenna having reduced search time and method for use thereof
US20080084346A1 (en) * 2006-10-05 2008-04-10 Jurgen Minichshofer Radar system having a plurality of range measurement zones
CN101105527B (zh) * 2007-07-11 2011-03-16 哈尔滨工程大学 雷达信号时间与空间实时选择装置及选择方法
AU2009246606B2 (en) * 2008-05-07 2013-06-20 Colorado State University Research Foundation Networked waveform system
JP5901896B2 (ja) * 2011-06-13 2016-04-13 古野電気株式会社 船舶用追尾情報管理システム及び船舶用レーダ装置
JP5912879B2 (ja) * 2012-05-31 2016-04-27 株式会社デンソー レーダ装置
CN103605166B (zh) * 2013-11-11 2014-09-24 中国科学院电子学研究所 利用双频雷达探测地下冰层的方法
US9442188B2 (en) * 2014-03-14 2016-09-13 Codar Ocean Sensors, Ltd. Negative pseudo-range processing with multi-static FMCW radars
CN105182326B (zh) * 2015-10-13 2018-03-27 四川星网云联科技有限公司 一种利用方位信息的目标跟踪快速方法及装置
CN105785371B (zh) * 2016-03-21 2018-02-13 北京无线电测量研究所 全固态双频段双偏振多普勒天气雷达系统及雷达测量的方法
US9753121B1 (en) * 2016-06-20 2017-09-05 Uhnder, Inc. Power control for improved near-far performance of radar systems
CN106199582B (zh) * 2016-06-23 2018-06-22 长沙学院 应用于室内的双频连续波雷达人体定位跟踪的方法
CN108957439B (zh) * 2017-04-20 2023-08-22 维宁尔美国有限责任公司 雷达系统
CN107817499B (zh) * 2017-10-27 2021-03-02 广东电网有限责任公司机巡作业中心 一种基于双雷达的点云数据处理方法
CN107864108B (zh) * 2017-12-20 2021-02-26 四川九洲空管科技有限责任公司 一种基于二次雷达的ask快速解调方法
CN108519593B (zh) * 2018-03-22 2021-07-02 电子科技大学 一种基于单站双频连续波雷达的异步定位方法
CN108710115B (zh) * 2018-05-14 2021-07-20 桂林电子科技大学 基于小波分解的探地雷达目标的检测方法
CN111208527B (zh) * 2018-11-16 2022-03-08 北京万集科技股份有限公司 激光雷达的测距方法、装置、激光雷达及存储介质
CN111142074B (zh) * 2019-12-13 2022-03-22 意诺科技有限公司 雷达时间同步方法及装置
EP3839560B1 (en) * 2019-12-19 2023-03-01 UTC Fire & Security EMEA BVBA Radar presence sensor device
TWI723824B (zh) * 2020-03-30 2021-04-01 國立高雄科技大學 無線鎖頻迴路之生理感測雷達
TWI741875B (zh) * 2020-11-12 2021-10-01 國立中山大學 頻率位移式自我注入鎖定雷達
CN113687313B (zh) * 2021-07-20 2023-12-29 西安空间无线电技术研究所 一种基于双反射面天线的星载x+s双频sar系统

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR1439801A (fr) * 1954-12-16 1966-05-27 Système de pointage applicable à la poursuite automatique par radar d'un avion muni d'un brouilleur anti-radar
FR1604953A (ko) * 1960-08-20 1972-06-26
US3603995A (en) * 1968-12-23 1971-09-07 Us Navy Signal processor for diversity frequency radar
BE793280A (nl) * 1971-12-23 1973-04-16 Hollandse Signaalapparaten Bv Radarsysteem
US3794998A (en) 1972-04-26 1974-02-26 Raytheon Co Monopulse radar receiver with error correction
US3795913A (en) * 1972-12-15 1974-03-05 United Aircraft Corp Low angle, air to ground ranging radar
US4041487A (en) * 1974-03-25 1977-08-09 Hughes Aircraft Company Low elevation angle radar tracking system
JPS5127990A (ja) * 1974-09-02 1976-03-09 Toa Electric Co Ltd Jidobunsekisochi
IT1074498B (it) * 1976-09-16 1985-04-20 Selenia Ind Elettroniche Perfezionamento nei sistemi di riduzione dell errore di elevazione per radar di inseguimento di bersagli a bassa quota
FR2377043A1 (fr) * 1977-01-07 1978-08-04 Thomson Csf Procede de mesure de l'altitude d'une cible evoluant a site tres bas et radar de poursuite mettant en oeuvre ce procede
US4090197A (en) * 1977-05-24 1978-05-16 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Monopulse, fan-beam, search-radar system with improved height and azimuth determination
US4319242A (en) * 1980-03-04 1982-03-09 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Integrated weapon control radar system
US4449127A (en) * 1981-03-10 1984-05-15 Westinghouse Electric Corp. System and method for tracking targets in a multipath environment
FR2522161A1 (fr) * 1982-02-19 1983-08-26 Thomson Csf Procede de mesure du site d'une cible a basse altitude dans un radar monopulse, dispositif mettant en oeuvre un tel procede et radar comprenant un tel dispositif
NL8301382A (nl) * 1983-04-20 1984-11-16 Hollandse Signaalapparaten Bv Impulsradarapparaat.
US4649390A (en) * 1983-08-05 1987-03-10 Hughes Aircraft Company Two dimension radar system with selectable three dimension target data extraction
JPS60181078A (ja) * 1984-02-29 1985-09-14 Dainippon Ink & Chem Inc ポリイソシアネ−トの製造方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR860009307A (ko) 1986-12-22
DK239686D0 (da) 1986-05-22
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DK239686A (da) 1986-11-24
DK166108C (da) 1993-07-19
EG17894A (en) 1991-03-30
EP0203644A1 (en) 1986-12-03
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TR23730A (tr) 1990-07-30
EP0203644B1 (en) 1992-03-11
JPS61271482A (ja) 1986-12-01
BR8602214A (pt) 1987-01-13
CN86103423A (zh) 1986-12-31
JP2575651B2 (ja) 1997-01-29
DZ920A1 (fr) 2004-09-13
US4743907A (en) 1988-05-10
IN161639B (ko) 1988-01-09
NO169095B (no) 1992-01-27
DE3684174D1 (de) 1992-04-16
NO862008L (no) 1986-11-24
ES555022A0 (es) 1987-10-16
NO169095C (no) 1992-05-06
CN1005288B (zh) 1989-09-27
ES8708164A1 (es) 1987-10-16

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