CN1005288B - 工作于两个频段的雷达系统 - Google Patents

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Abstract

对低空目标跟踪的雷达系统由第一和第二雷达装置（７和５０）组成，两个装置工作在它们各自的频率上，但利用同一跟踪天线（１）。当目标到达第二个雷达装置（５０）的作用距离范围内时，在距离和角度坐标上被第一雷达装置（７）跟踪的目标可以在角度坐标上被第二个雷达装置（５０）和距离上由第一个雷达装置（７）所跟踪。这个系统的最佳数字化实施例由利用包含一个匹配滤波器（９１－９８）的公共信号处理单元来实现。

Description

工作于两个频段的雷达系统
本发明涉及一个自动跟踪目标（特别是处于较低高度的目标）的雷达系统。
对于一个距离和方位已指定，而仰角仍未知的目标，在捕获目标期间，这一雷达系统先调准于指定的距离和方位，然后跟踪天线在仰角上进行运动，在跟踪天线抓到目标的瞬间，则得知了目标的三个座标的位置（距离、方位和仰角），于是雷达系统的真正跟踪状态开始。在捕获状态期间，由于目标可能快速地改变其位置，从而使得目标的距离和方位在此期间变化，因此应选择足够宽的距离波门和波束宽度以防止在跟踪天线进行仰角扫描时丢失目标。当运行的雷达系统移过一丘陵地区时，为使倾斜状态下的工作尽可能有效，此时一个不太窄的波束是重要的。
一旦雷达检测到目标并已处于跟踪状态时，为获得较好的信号/噪声比，一个简单的办法是通过电的再次调整使距离波门为一较小的数值;然而由于天线尺寸是一个固定量，缩小波束宽度则是不可能的。因此必须用过宽的波束宽度来继续跟踪目标，在一般情况下这不致于引起不可克服的问题。
然而如果目标高度相当低，特别是在目标距离相当远的情况下，由于回波信号的一部分经地球表面反射得到，正是由于跟踪天线波束过宽，它除了接收直接来源于被跟踪目标的回波能量外，还接收来源于目标但经地球表面反射的回波能量。其结果使反射的辐射方向图受到干扰，从而可能妨碍精确地跟踪目标。换句话说，宽的天线波束在捕获状态下所得到的好处，在跟踪状态下变成了缺点，特别是对跟踪近距离的低飞目标希望用较窄波束时则更为如此。由于大的天线尺寸导致窄的天线波束，上述矛盾要求的一种解决办法，根据目前技术水平而言可采用相控阵天线来办到：当给定的目标处于捕获状态下时对位于近中心的天线单元通过适当地选择它们的幅度和相位控制得到一个较宽的天线波束，另一方面，在对低飞目标的跟踪状态下，通过改变所有天线单元件的幅度和相位，来形成相当窄的波束。
但是这种解决办法对具有固定尺寸的抛物面反射器的跟踪天线是无法采用的。在这种情况下，上述问题的解决可以用最大尺寸的反射器面积来实现，从而使有适当选择频率的跟踪天线提供相当窄的雷达波束，由此减少对反射的辐射方向图的干扰。然而这只有在捕获状态下跟踪天线仰角搜索时目标的丢失概率为最小时才有可能，这就要求搜索雷达尽可能好地连续地确定出目标的方位和距离数值，产在捕获期间最佳地利用这些数值去对准跟踪雷达。由于涉及到搜索雷达高度准确地确定目标的方位值，为此选择大的搜索天线的尺寸是必要的。
然而这种解决办法是有不足之处的，由于所要用的跟踪的搜索天线尺寸很大，在轰炸时以及在复杂地形条件下（例如在森林地区）雷达系统边运行边车载运输时，将极为脆弱易损。
基于目前的技术水平，另一个解决已指出的在捕获期间降低丢失目标概率问题的方法，可以是用跟踪天线在指定的方位区域向上作所谓“电视”扫描来实现，然而这种方法仅适用于慢速运动目标。
美国专利U.S.3，827，049中叙述了一种对目标（特别是在较低高度的目标）进行自动跟踪的雷达系统，该雷达系统由对所述目标在距离和角度座标上跟踪和第一雷达装置和对所述目标至少在角度座标上跟踪的第二雷达装置所组成，工作在不同频率上的两个雷达装置利用同一个天线，所以当跟踪低飞目标时，这两个频率在从不同的距离接收回波信号这点上是独特的，在这些距离内，由于目标是在较低的高度，每个雷达装置产生一个可靠的角度误差电压，在相应范围内第二个雷达装置的频率具有如此高的数值，以致因接收地面反射目标回波而产生的扰动对天线的跟踪运动没有影响，凭此在一种工作模式中，即被跟踪的目标是在第二雷达装置作用距离以外，目标是由第一雷达装置作距离和角度座标跟踪的，第一雷达装置有一个距离波门电路，一个控制距离波门电路开启的距离跟踪单元和一个为天线瞄准提供角度误差电压的角度跟踪单元，而在第二种工作模式，假设当被第一部雷达装置正在跟踪的目标到达第二部雷达装置作用距离范围内时，目标可以被第二雷达作角度座标跟踪和由第一雷达装置作距离跟踪，为此第二雷达装置亦有一个为天线瞄准提供误差电压的角度跟踪单元和一个距离波门电路，但是此距离波门电路是由第一雷达装置的距离跟踪单元控制的，该雷达系统还有开关装置，依靠开关装置，由第一或第二雷达装置的角度跟踪单元所提供的误差电压被加到为角度跟踪运动所用的天线伺服机构，为此当被跟踪目标在第二雷达装置探测范围内时，所述的开关装置至少由第二雷达装置给出的一个控制信号来控制。
这个系统可以解决上述问题。然而，美国专利的雷达系统包括了工作在两个不同频段（例如X和Ka段）上的完整的雷达装置，这就是说，各个雷达装置包括尺寸和规格不同的单元。
根据本发明，雷达系统的特征在于它包含公共视频处理部份，利用开关装置来接收由第一个和第二个雷达装置检测到的信号。
因此，本发明的雷达系统的优点比美国专利中的雷达装置更便宜并且体积更小。
本发明的进一步说明请参考附图，其中：
图1给出了基干本发明的第一可行的雷达系统实施例。
图2A-2B给出第二个可行的雷达系统实施例。
图1给出雷达系统的跟踪天线1，已知在跟踪低空飞行的目标时，跟踪天线1的波束还照射到一部分地球表面，因此跟踪天线1所收到的信号除了来自于目标直接反射的回波外还有经地球表面反射的目标回波，后者的信号像来自于一虚构的目标，它是被跟踪目标对反射地球表面的镜像，目标和虚构目标可以顺序地被想像成辐射源，到达跟踪天线的所形成的波前一般情况下好像来源于不同于被跟踪的目标的方向。因此跟踪天线1将不再指向被跟踪的目标，天线仰角瞄准的偏移不是太小就是太大，这将决定于波前相位所受到干扰的程度，只要低空飞行的目标还没有接近天线1太近，则产生的角度误差和被跟踪目标的距离成反比;对于非常近距离的目标，随着目标接近于天线1雷达波束的仰角增加，则镜像效应及角度误差减小。事实上在一定的距离范围内将完全无镜像效应。对于工作波长为3.2cm以及跟踪天线面积有限的一雷达跟踪装置，可以发现，对离天线5公里的距离处的在角坐标内的低飞目标作精密跟踪是不可能的。假若所用的波长为1/4（即波长为8mm），通过选择较短的波长使得由地球表面镜像效应所引起的角度误差急剧降低。和工作于3.2cm波长的雷达跟踪装置相比，波长为8mm的雷达跟踪装置的作用距离是很有限的。因此这样的跟踪装置作为独立的单元来使用时用处很少。
现在来说明体现本发明的雷达跟踪系统，这个系统可以用较宽的波束捕获指定的目标并且对较远距离的目标进行跟踪，以及对低空和较近的目标实现精确跟踪。根据本发明，这种雷达系统由在距离和角度座标跟踪目标的第一雷达装置和至少能对上述目标进行角度跟踪的第二雷达装置构成。这两个雷达装置分别工作于各自的波长（如3.2cm和8mm），而且使用同一跟踪天线。至少对于跟踪低飞目标的情况下，用两个波长的特点是能收到来自不同距离的回波信号。在一定距离范围内当被跟踪且标高度较低时，第一雷达装置产生可靠的角误差电压，而第二雷达装置有如此高的频率，致使因接收地面反射目标回波所引入的干扰对天线跟踪运动不产生影响。
根据本发明，这个雷达系统可以承担两个工作模式，在第一工作模式中，被跟踪目标处于第二雷达装置作用距离之外，第一雷达装置在距离和角度座标上对目标跟踪;第一雷达装置配备有距离波门电路控制距离波门电路工作的距离跟踪单元以及角度跟踪单元（由这个角度跟踪单元提供角度误差电压使天线瞄准于被跟踪的目标）。在第二工作模式中，假设第一雷达装置所跟踪的目标到达第二雷达装置的作用距离范围内时，目标的角度座标能为第二雷达装置跟踪，而目标的距离则由第一雷达装置跟踪。为此第二雷达装置也配有角度跟踪单元，它提供天线瞄准的误差电压和距离波门电路（它由第一雷达装置的距离跟踪单元控制）。
该雷达系统还有第一开关装置，籍助它把第一或第二雷达装置的角度跟踪单元所提供的误差电压馈给作角度跟踪运动的天线伺服系统。第一开关装置至少由第二雷达装置来的一个控制信号所控制以指示目标处于第二雷达装置的检测范围之内。
当被3.2cm雷达装置所跟踪的目标达到8mm雷达跟踪装置的作用距离之内并且该系统转换成第二工作模式时，目标在角座标方面能由8mm雷达装置跟踪，在距离上由3.2cm雷达装置跟踪，然而后者并不是必需的;其距离跟踪也可以由8mm雷达装置来执行。
虽然任何现有的脉冲雷达装置的组合都可以用于上述的目的，但是在所述框图的本实施例中，3.2cm和8mm雷达装置均由分开的单脉冲雷达构成。在选择这些雷达装置时，必须考虑这一事实，即两个雷达跟踪装置使用一个相同的跟踪天线。
在所述的实施例中使用一极化旋转的抛物面卡塞格伦天线，该天线的主反射器2是一抛物面扭转反射器，次反射器3是双曲水平栅条（变极化反射器），3.2cm单脉冲雷达装置的馈电喇叭4装在抛物面反射器2的顶点上，它也是次反射器的第一焦点。由馈电喇叭4所发射的水平极化辐射经次反射器3反射后照射到扭转反射器2，扭转反射器2将反射的辐射的极化平面旋转90°;这一辐射不受次反射器3的影响，以防止次反射器3对辐射方向图产生不利影响。8mm雷达装置的辐射器5安装于扭转反射器2的焦点上，由辐射器5发射的垂直极化辐射不受干扰地通过次反射器3，基于它的波长精确地为3.2cm单脉冲雷达装置波长的1/4，因此它不受到极化的改变。集成两个馈电喇叭4、5也是可行的，在这种情况下集成馈电喇叭可以安装于仅射器2的顶点上，此时主仅射器和次反射器分别设计成普通的抛物面和双曲面。
3.2cm的单脉冲雷达装置是基于和差法的雷达装置，用这种方法运动目标能够在两个角度座标和距离上被跟踪，该雷达装置由发射机6和接收机7组成。在发射机6中产生的发射机脉冲经过比较器8馈给卡塞格伦天线的馈电喇叭4然后发射，该发射与同步脉冲发生器提供的同步脉冲S同步（同步脉冲发生器在图上没有给出）。正如所熟悉的单脉冲雷达装置一样，来自目标的回波能量由天线1接收在馈电喇叭4中分成4份，籍助于比较器8转换成仰角差信号△E，方位差信号△B及和信号∑。
上述的和信号和差信号包含有幅度和相位信息，用来测量目标偏离雷达对称轴的大小和方向。这些信号被用来产生分别控制方位伺服系统9和仰角伺服系统10以及距离伺服系统11所需要的误差电压。籍助于这些伺服系统使目标在方位、仰角和距离上得到跟踪。上述的和差信号△B、△E和∑馈给接收机7，在接收机中它们在分别的通道中得到处理。在比较器8中还包含有∑通道中的发射和接收开关及各个差通道△E、△B中的保护元件。保护元件的作用包括保护特定的通道，防止来自发射信号的反射以及可能通过比较器8耦合到△B和△E通道中的反射。
两个接收通道（一个用来处理△B信号，另一个用来处理△E信号），分别由各自的混频器12和13、中频放大器14和15、相敏检波器16和17、矩形波串线路18和19、多普勒滤波器20和21及低频放大器22和23组成。
由于这两个接收机通道是完全相同的，因此将只叙述处理△B信号的接收机通道的作用。在混频器12中射频的△B信号通过和本地振荡器24的信号混频变成一中频信号，在中频放大器14中放大后接着在相敏检波器16中由相参振荡器（COHO）25对中频信号△BIF作相参检波。如果发射机6由一个射频振荡器（如磁控管）构成，该振荡器仅在发射脉冲期间振荡，这就意味着所得到的信号的相位相对于本地振荡器24的输出信号相位实际是随机分布的，为维持接收回波的相位相参，将此两个信号加到混频器26。该混频器输出信号馈给被动振荡器25，以使该振荡器锁定于同样的相位。由COHO25送出的信号是发射机频率的复现信号（不过已转换成中频）。这样，可使中频级的理想的固定目标的回波相对于COHO信号具有不变的同样关系，因此在相敏检波器16中混频后可得到固定幅度的脉冲。对运动目标来说，上述相位关系（因此也就是幅度）随多普勒频移改变。另外一种形式的控制线路用来获得发射脉冲、本地振荡信号及COHO信号之间所希望的相位关系，这种控制线路如U.S专利4.394.659所述。
相敏检波器16之后的线路矩形波串18，它具有两个作用。第一是进行距离选通，即仅让落入距离波门P中的回波脉冲通过，P由波门脉冲发生器27决定。第二个作用是以在矩形波串输出端得到阶梯信号的方式使脉冲得到延伸。该阶梯信号加至多普勒滤波器20，继而送至低频放大器22，该放大器输出信号的幅度表征方位角的误差。
∑通道的构成为：射频发射和接收开关（在比较器8中）、混频器28、中频放大器29、相敏检波器30和两个矩形波串检波器31和32。对高频∑信号的处理和上述△B信号的处理相同，在这里同样：固定目标的回波信号在相位检器后得到一个幅度不变的脉冲，而运动目标回波的这一幅度则随多普勒频率fd变化。为了抑制由于目标距离变化和（或）整个目标截面的变化而造成的起伏，接收机包含有一个AGC线路33（它和中频放大器29的输出端相连），由此校正中频放大器14、15和29的增益。
相敏检波器30的输出信号加至两个矩形波串31和32上，他们各自接收不同的距离选择波门P1和P2。距离选择波门P1的下降沿和距离选择波门P2的上升沿重合。两个波门P1和P2的总的持续时间和加至矩形波串检测器18和19的距离波门P的持续时间相同。两个矩形波串31和32各自的输出信号分别经多普勒滤波器34和35加至和差线路36。差输出和输出各自连接至低频放大器37和38，低频放大器37的输出信号幅度表征距离误差。多普勒滤波器20、21、34和35可以是模拟的或数字的滤波器。
低频放大器22、23和37各自的输出信号分别形成接收机第一输出信号，同时低频放大器38输出端的和信号形成接收机的第二输出信号。尽管中频级的自动增益控制是以检波器30输入端上的∑信号的绝对电平为依据进行的，然而低频∑信号并不是不变的。由于中频AGC保持其和不变，如果被跟踪目标的回波和比较强的固定目标的回波重合到一起，则将产生衰减。为了排除这种情况，低频放大器级的放大倍数由AGC线路39（低频AGC）决定，以平均电平为依据保持∑放大器38的输出信号不变;这个输出信号同时置于其余的低频放大器22、23和37。
由于接收机两个第一输出信号均为交流电压，这些信号分别代表角度和距离误差，它们分别在相敏检波器40、41和42中和低频放大器38的输出信号比较，以确定出所述误差的符号。检波器40和41的输出信号经滤波器43、44分别送给伺服系统9和10，以便使天线在方位和仰角上对准。检波器42的输出经滤波器45加到距离伺服系统11，该伺服系统由级联的两个积分器46和47和时间调制器48组成。后者由各个同步脉冲分启动，输出脉冲滞后一段时间送出，该滞后时间随积分器47的输出电压改变。该脉冲提供给波门脉冲发生器27，以判定是否有由发生器产生的距离波门P和距离选择波门P1和P2。
8mm雷达装置和3.2cm雷达装置具有同样的形式，由发射机49和接收机50组成。在发射机49中产生的电磁能量，经比较器51加至前面所述的卡塞格伦天线的馈电喇叭5上，其辐射能量的时间与同步脉冲s1同步（同步脉冲和前面所述的一样由同步脉冲发生器给出，在图上没有给出）。同步脉冲s1相对于加到3.2cm单脉冲雷达发射机6的同步脉冲S有一延时。
从馈电喇叭5的四个部分收到的回波能量籍助于比较器51予以分隔，得到仰角差信号△E、方位差信号△B和信号∑。这些信号在接收机50中的各自的通道中得到处理，处理△B和△E信号的接收机通道是完全一样的，其组成分别为混频器52和53、中频放大器54和55、相敏检波器56和57、矩形波串58和59，多普勒滤波器60和61和低频放大器62和63。混频器52和53籍助于本地振荡器64的输出信号，分别将高频的差信号△B和△E转换成中频信号。经放大器54和55放大后用COHO65的输出信号分别在相敏检波器56和57中进行中频信号的相参检波，COHO是一被动振荡器由发射机49和本地振荡器64馈给混频器66的输出信号来驱动。
所得到的视频信号馈给相应的矩形波串检波器58和59并在其上馈以距离波门Q，两个矩形波串检波器58和59的输出信号分别送至低频放大器62和63，其输出信号的幅度分别标志着方位和仰角的角度误差。
∑支路的构成为：射频发射和接收开关（在比较器51中）、混频器67、中频放大器68、相敏检波器69和两个矩形波串检波器70和71。
和角度接收机通道△B和△E一样，在∑支路中以接收信号得到处理。相敏检波器69输出信号的幅度随检测运动目标时目标的多普勒频率fd改变。中频放大器68的输出信号也加至AGC电路72上以得到作为视频放大器54，55和68增益因子的参考信号。
两个矩形波串检波器70和71各自接收不同的距离选择波门QQ1和Q2，距离选择波门Q1的下降沿和距离选择波门Q2的上升沿重合，而且两个距离选择波门Q1和Q2总的持续时间和距离波门Q的持续时间相对应。两个矩形波串检波器70和71的输出信号经沪波器73和74沪波后，加到和差线中75，它的差输出和和输出分别接至低频放大器76和77。低频放大器76的输出信号的幅度是距离误差的度量。当8mm雷达装置没有设置单独的距离跟踪单元时，用此信号对目标进行距离跟踪（后面将提到）。
接收机50还有一AGC电路，（它由放大器77馈电），用以保持低频放大器62、63、76和77输出端上的直流电压电平不变。在相敏检波器79、80和81中，将低频放大器62、63和76的输出信号与低频放大器77的输出信号进行比较，确定被这些信号所表示的角度误差和距离误差信号的符号。然后检波器79、80和81输出的信号加至沪波器82、83和84。
基于本发明的雷达系统有开关S1，籍助于它可将沪波器82和83的角误差电压或沪波器43和44的角度误差电压分别送至伺服系统9和10。另外还有一开关S2，它将3.2cm单脉冲雷达跟踪装置的距离伺服系统11并入8mm单脉冲雷达跟踪装置中。
如果系统处于第一种工作模式，也就是被跟踪的目标位于8mm单脉冲雷达装置作用距离之外，目标的仰角、方位和距离的跟踪由3.2cm单脉冲雷达执行。这种情况下开关S1和S2在图中所示的位置1上。
一旦目标是在8m单脉冲雷达装置的作用距离之内，则或者距离跟踪波门P由波门脉冲发生器27在发射脉冲后的一个适当周期内产生，或者回波信号已经超出了适当的门限，8mm单脉冲雷达装置必须接替角度跟踪运动;但是这仅仅在距离选择门Q1和Q2已经和目标对准时才是可能的，由于3.2cm单脉冲雷达装置的波门脉冲发生器27亦决定8mm单脉冲雷达装置的跟踪波门，只要距离选择波门Q1和Q2相对单脉冲雷达装置的波门P1和P2有一相应于同步脉冲S和S1之间的延迟就能达到上述的情况。这个延迟是在波门脉冲发生器27中实现的。按照这个方式，8mm单脉冲雷达装置的距离波门固定地跟随着3.2cm单脉冲雷达装置的距离波门，并且当目标已经进入到8mm单脉冲雷达装置的距离范围内时，雷达系统可以简单地转换到第二种模式。因为在这个过程中角度跟踪运动受8mm单脉冲雷达装置的影响，从波门脉冲发生器27来的或者从单元75的和输出来的控制信号（S1）必须置开关S1至图中没有表示的位置2。
如果希望由8mm单脉冲雷达装置在距离上跟踪目标，开关S2必须置于在图中没有表示的位置2，以提供滤波器单元84的输出信号（它是对距离误差的一个量度）到距离伺服机构11。这个伺服机构控制波门脉冲发生器27，它分别将延迟距离波门Q和距离选择波门Q1和Q2馈至矩形波串检波器58、59，70和71。在这个情况下，被引入的延迟是必要的，因为在8mm单脉冲雷达装置正在执行距离跟踪时，距离伺服机构11的时间调制器48响应于3.2cm的单脉冲雷达装置的同步脉冲S。
但是为了获得上述的雷达系统的更紧凑和特别优越的实施例，应用信号的数字处理产生惊人的好结果是可能的。
基于这些原则的雷达系统的实施例被表示在图2，其构成包括单脉冲类型的两个雷达跟踪装置，为了简明起见它们也是用3.2cm和8mm的雷达装置来表示。在这个实施例中，两个雷达装置也还是使用同一个跟踪天线。
图2的雷达系统和图1的雷达系统的一部分对应。因此，3.2cm雷达装置由发射机6和接收机7组成，并且分开的接收通道（△B△E和∑通道）经过比较器8连接到跟踪天线1的集成馈电喇叭（4/5）这些接收通道分别备有由本振24控制的混频器12，13和28。接收机通道（△B，△E和∑通道）的其余部分可以设计为3.2cm和8mm单脉冲雷达装置的共用视频处理部分。因而公用部分分别地由开关装置85、86和87，中频放大器14、15和29以及由相参振荡器25经一个开关单元88（在图中所示的位置上）控制（假设它与一个经3.2cm发射机信号获得的回波信号有关就作此控制）的相敏检波器16、17和30组成，相参振荡器25由接到本振24和发射机6的混频器26的输出信号则置位，象已经提到的，为了获得在发射脉冲，本振信号和相参振荡器信号之间所需的相位关系也可以用其它的控制电路。
类似地，在图2中的8mm雷达装置由发射机49，接收机50组成。来自比较器51和8的发射能量经过一个已知类型的混合单元89加到集成馈电喇叭（4/5）。通过连接到集成馈电喇叭4/5和混合单元89的比较器51后，回波能量被分配到分别的接收机通道（△B，△E和∑通道），它们分别包括由本振64控制的混频器52，53和67。开关装置85，86和87将这些混频器连到公共部份，而相敏检波器16，17和30分别经开关单元88由相参振荡器65所控制（在图中没有表示在这个位置上，假设它与一个通过8mm发射信号获得的回波信号有关）。相参振荡器65由本振664和发射机49馈入的混频器66的输出信号控制。
为了避免因3.2cm和8mm发射脉冲而同时接收一个相同目标的两个回波信号，对于发射机6和49的两个同步信号S和S1分别地不在同时产生。3.2cm和8mm的回波信号具有和它们各自的发射脉冲间相同的时间间隔，它们相继出现在相敏检波器16，17和30;这样允许转换开关单元88的位置。因此从相同目标但由不同发射脉冲（3.2cm和8mm）获得的每个回波信号由相应的相参振荡器信号作相位检波。
开关单元88的位置靠计算，选择和定时单元90来转换，此单元亦决定同步脉冲S和S1的产生时间、来自相敏检波器的信号处理是在正交基础上进行的，这意味着来自中频放大器的信号被同相的相参振荡器信号（i）和正交的相参振荡器信号（q）作相位检波。由于由这些相参振荡器信号（i和q）作相位检波后的信号的进一步处理是完全相同的，因此仅描述由同相参振荡器检测的信号的处理，关于相敏检波器16，17和30的输出信号的信号处理是用数字化处理来实现的。
可以以通常的方式在矩形波串检波器中对这些输出信号的每一个在整个脉冲持续期上采样而且对采样信号数字化，由此数字化信号的FFT（快速富里衰变换）处理可以分组进行。但是如果3.2cm和8mm发射信号在脉冲宽度上差别太大，因而带宽间的差别亦很大，从信/噪比的观点看，在矩形波串检波器中从均匀采样周期出发处理是不希望的。从信/噪比的观点，一个特殊的和更有利的采样和数字化相位检波器的回波信号的方法是用模/数变换器91，92和93，距离波门电路94，95和96，采样缓冲存贮器97，幅度形成器98和幅度缓冲存贮器99分别地加入到雷达系统的每个接收通道（△B，△E和∑）中来实现的、在这个实施例中模/数变换器9192和93以很高的采样率采样所加信号，并对每个采样值数字化。这些变换所进行的比率是如此之高以致两个相继的采样时间之间的持续时间△T要比相位检波的回波信号脉冲持续期小几倍。
模/数变换器91，92和93的工作在整个接收的时间内是不被中断的，以致在全部采样（和数字化的）信号值中仅仅一小部份（即来自3.2cm和8mm接收机二者的目标回波信号那部份）是有用的，所以距离波门电路94，95和96（由计算，选择和定时电路90控制）仅仅在某个期间内被接通，在这期间内（对3.2cm和8mm波长二者）可望有回波信号采样值。被通过的采样值存贮在采样缓冲存贮器97，因此对于用3.2cm回波信号得到的采样值和用8mm回波信号得到的采样值，最大的采样信号相加值是在任何时间间隔（T）之外确定的，此处这个时间间隔的持续期T基本上与相应的发射脉冲的宽度对应。
图2.B中所表示的这种幅度形成器98可以认为由一个对提供的采样信号值作计数的计数器100组成，再用一个延迟元件101从得到的和值中减去采样信号值。计数器100的实际的和值和存贮在缓冲存贮器102的值被连续地加到比较器103;由比较器103决定提供的两个值的最大值再加到缓冲存贮器102来重写存贮进去的值。当一个矩形的视频信号被采样时，连续加入的采样值将近似于三角形式的和值，其中这个波形的顶部值与相位检波器的回波信号平均幅度相对应。
对于脉冲形的矩形信号（因此有Sin x/x的频率特性），与这个信号匹配的滤波器亦应该有一个Sin x/x频率特性，以致有Sin2 x/x2频率特性的输出信号，它表征一个三角波形的信号。所以串联连接的模/数变换器器，距离波门电路，采样缓冲存贮器和幅度形成器的组合对矩形脉冲的输入信号可以认为是一个匹配滤波器，对于有3.2cm波长和对于有8mm波长的相位检波信号二者，具有诸如最佳带宽和最长信/噪比等重要的优点。由于由延迟元件101引入的延迟时间必须由与实际视频脉冲有关的发射脉冲的脉冲宽度来决定，在元件101中的延迟靠单元90来置定。在幅度形成器中对最大和值有影响的采样数（n）近似于比值T/△T，其中T是实际的脉冲宽度，而△T是采样时间。在距离波门内由匹配滤波器产生的视频幅度（即所谓的相位误差指示值△E和△BQ和值∑）存贮在幅度缓冲存贮器99中。
幅度形成器98进一步确定在距离波门的第一部份中得到的信号采样的和值，而且用在距离波门的第二部份得到的信号采样来减这些采样。这些是对3.2cm和8mm波长两者的信号采样进行的，对上述每一个情况导致一个距离误差指示值△r，它是对跟踪波门的距离误差的一个度量。与其它的信号值（△B，△E和∑）一样，△r的值被存贮在幅度缓冲存贮器99内。因而，在快速富里衰变换单元104中从相同接收通道得到的大量相继的信号值分组地被处理;这个是与W信号值一起进行，W信号值用相同的方法在通过相参振荡器信号q的视频信息相位检波后得到，并通过采样缓冲存贮器97与幅度形成器98加到幅度缓冲存贮器99。
对一个N点的快速富里衰变换，要用相同的接收通道的相继脉冲重复时间的N个采样信号来得到一个结果。这个结果用富里衰统数的数值来得到，这些系数是为多卜勒滤波器范围（O，1/2fr）的100N个频率间隔的每一个而产生的，其中fr是脉冲重复频率。N个脉冲重复时间的每一周期和多卜勒滤波器范围的每个频率间隔l（其中l＝1，2…N），富里衰系数f（△B）l、f（△E）l、f（∑）l和f（△r）l被提供。对于具有对f（∑）l最大值的频率间隔，多卜勒选择电路105选择富里衰系数的相应数值，这些系数在这里用f（△B）F，f（△E）F，f（∑）F和f（△r）F由这四个系数，误差电压计算单元106顺序地确定比值
Figure 86103423_IMG2
这些比值是方位角误差，仰角误差和距离误差的一个度量。
为了消除在接收通道中引入的相位误差，得到的比值可以在乘积电路107中，利用注入试验信号（Pilot tone）得到（并贮存在误差电压校正寄存器108中）的校正系数来修改。最好把试验信号（Pilot tone）注入集成馈电喇叭4/5中，以允许在乘积电路107中对接收机通道的相位误差得到最大的补偿。
在计算，选择和定时单元90中根据
Figure 86103423_IMG3
和比值产生的伺服电压可用于分别提供给方位和仰角伺服机构9和10使得在方位和仰角上跟踪目标。
单元90亦提供在模/数变换器91，92和93中为采样处理所需要的时钟脉冲K，根据
Figure 86103423_IMG5
比值的指示，计算、选择和定时单元90重新调整距离波门P和用来分割距离波门的距离选择波门P1和P2，并且检验距离波门P的位置是否在8mm单脉冲雷达装置的作用距离之内和∑值是否已经超出了某个确定的门限。如果是这样的话，计算、选择和定时单元90执行图1所描述的开关功能，这意味着与8mm雷达有关的误差电压被加到角度伺服机构9和10。
如果希望8mm单脉冲雷达装置亦执行距离上的跟踪，这可以根据8mm回波信号的比值由单元90简单地调节距离波门来达到，显然单元90亦适合于产生同步信号S和S1。
在接收机7和50中利用正交检测要求每个相敏检波器16，17，30，56，57和69有两套，以完成中频信号的相位检波，相位检波通过直接从相参振荡器25和65分别地得到的两个输出信号和通过它的正交输出信号来进行的，这亦意味着模/数变换器91、92和93以及距离波门电路94、95和96也要有两套。在快速富里衰变换单元104中确定每个接收通道中（对每个频率间隔）的成对富里衰系数的模。从这个模值，多卜勒选择电路105对在计算选择和定时电路90中产生的上述比值作出选择。雷达系统还有一个为了确定中频放大器14、15和29的增益系数的AGC电路109。视频处理部分由线性检波器110，A/D变换器111和距离波门开关112组成的串联电路来进行，放大器29的输出加到这个串联电路。变换器111和开关112是由计算、选择和定时单元90控制的。只有由距离波门开关112得到的来自目标回波的采样才被存贮在采样缓冲存贮97中。幅度形成器98确定由N个相继回波信号的周期所提供的数值的幅度，亦包括正交基础上得到的数值;根据这些数值，导出对中频放大器14，15和29的控制因子。这个控制因子被接连地写进寄存器113，以允许通过数/模变换器114在任何希望的时刻调节中频放大器14，15和29的增益系数。数字AGC电路109能够跟踪在雷达波束中存在的两个或更多的分离目标。例如，在雷达波束中存在两个目标，存贮在寄存器113中的第一个AGC因子被用来在接收和处理来自较近目标回波信号的第一个持续期间最佳地调节中频放大器14，15和29、接着，存贮在寄存器113中的第二个AGC因子在同一脉冲重复周期接收和处理来自较远目标的回波信号的第二个持续期间重新最佳地调节中频放大器14，15和29。
不需要在中频放大器14，15和29上开始公共的视频处理部分;公共处理部分亦可以插在信号处理部分的其它单元上。
前面所述雷达系统的可能实施例不限于利用所表示的波长，即3.2cm和8mm。其它波长的结合亦行，只要相应的频率处于不同的频段，但最好是x和Ka频段。

Claims (4)

1、对目标（特别是在较低高高度的目标）的自动跟踪双频段雷达系统由对所述目标在距离和角度座标上跟踪的第一雷达装置和对所述目标至少在角度座标上跟踪的第二雷达装置所组成，工作在不同频率段上的两个雷达装置利用同一个天线，所以当跟踪低飞目标时，这两个频率在从不同的距离接收回波信号这点上是独特的，每个雷达装置产生一个可靠的角度误差电压，在相应范围内第二个雷达装置的频率具有如此高的数值，以致因接收地面反射目标回波而产生的扰动对天线的跟踪运动没有影响，凭此在一种工作模式中，即被跟踪的目标是在第二雷达装置作用距离以外，目标是由第一雷达装置作距离和角度座标跟踪的，第一雷达装置有一个距离波门电路，一个控制距离波门电路开启的距离跟踪单元和一个为天线瞄准提供角度误差电压的角度跟踪单元，而在第二种工作模式，假设当被第一部雷达装置正在跟踪的目标到达第二部雷达装置作用距离范围内时，目标可以被第二雷达作角度座标跟踪和由第一雷达装置作距离跟踪，为此第二雷达装置亦有一个为天线瞄准提供误差电压的角度跟踪单元和一个距离波门电路，但是此距离波门电路是由第一雷达装置的距离跟踪单元控制的，该雷达系统还有开关装置，依靠开关装置，由第一或第二雷达装置的角度跟踪单元所提供的误差电压被加到为角度跟踪运动所用的天线伺服机构，为此当被跟踪目标在第二雷达装置探测范围内时，所述的开关装置至少由第二雷达装置给出的一个控制信号来控制，本发明的特征在于：雷达系统包含有公共的视频处理部份，利用开关装置来接收由第一个和第二个雷达装置检测到的信号。
2、权利要求1中所申请的雷达系统具有这样的特点：雷达系统的视频处理部份包括为两个雷达装置的视频信号设计的匹配滤波器，用它处理检相视频信号，以得到相位误差指示数值（△B和△E），距离误差指示数值（△r）以及和信号数值（∑）。
3、权利要求2中所申请的雷达系统具有这样的特点：匹配滤波器由一串联电路组成，它包括：模/数变换器（连接到相敏检波器，工作在一个比被处理的回波信号的脉宽要短的采样周期）;距离波门开关（在分配的距离波门范围内选择采样数字信号）;采样缓冲存贮器（用来存贮所选择的数字信号）和幅度形成器（用来确定超任何时间间隔的被存贮数字信号的最大和数值，这个时间间隔的持续期由产生所述数字信号的雷达装置的发射脉冲宽度所确定）。
4、权利要求3中所申请的雷达系统具有这样的特点：幅度形成器由计数器、接到所述计数器的比较器和接到所述比较器的存贮电路所组成，计数器接连地相加在采样缓冲存贮器中存贮的数字信号，并在与所述时间间隔对应的周期之后接连地减去以后得到的数值，同时比较器在计数器的数值和存贮进存贮器电路的数值之间选择较大者，以便重写此数值存入存贮电路。
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