DK166108B - Radarsystem, der opererer paa to frekvensbaand, til sporing i lav hoejde - Google Patents

Description

i

DK 166108 B

Opfindelsen angår et radarsystem til automatisk sporing af mål, af den art, der er angivet i indledningen til krav 1.

Med et mål i en bestemt, afstand og azimut, men 5 stadig ukendt højde, indstilles et sådant radarsystem på sigtelinien med den angivne afstand og azimut under op-fangning, hvorefter sporingsantennen udfører en bevægelse i højden. I dét øjeblik sporingsantennen opfanger målet, kendes målets tre-dimentionale position (afstand, 10 azimut og højde) således, at den egentlige sporingsfase for radarsystemet kan begynde. Da målet hurtigt kan ændre sin position under opfangningsfasen, udsættes afstanden og azimut for ændringer under denne fase, og det er derfor tilrådeligt at udvælge en tilstrækkelig bred af-15 standsgate og strålebredde for at forhindre, at målet tabes under sporingsantennens højdeafsøgning. Yderligere er en ikke for snæver stråle vigtig, når et radarsystem under drift bevæges over et bakket terræn, medens det så effektivt som muligt behandler vippede positioner.

20 Så snart radarsystemet har detekteret målet og således anlagt sporingsfasen, er elektronisk indstilling af afstandsgaten til en mindre værdi en enkel sag for at opnå et bedre signal/støjforhold; det er imidlertid ikke muligt at reducere strålebredden, da antennestørrelsen er 25 en fast parameter. Det er derfor nødvendigt at fortsætte sporing af målet med en for bred strålebredde, men dette frembryder sædvanligvis ikke nogle uovervindelige problemer .

Hvis målet bibeholder en forholdsvis lav højde, 30 navnlig ved en forholdsvis kort målafstand, fremkommer der, som følge af refleksion af en del af ekkosignalerne på jordoverfladen, det problem, at sporingsantennen netop på grund af dens store strålebredde oveni ekkoenergien direkte fra det mål, som spores, også modtager den ekko-35 energi fra målet, som reflekteres af jordoverfladen. Dette har til følge, at det reflekterede strålingsmønster

DK 166108 B

2 forstyrres og kan forhindre den nøjagtige sporing af må let. Med andre ord, den fordel, som i opfangningsfasen blev opnået med en forholdsvis bred antennestråle ændres i sporingsfasen til en ulempe, navnlig ved sporing af et 5 lavt flyvende mål ved en kort afstand, når det ønskes at benytte en forholdsvis smal antennestråle. Da større dimensioner af en antenne fører til en smallere antennestråle, opnås en løsning af de ovenfornævnte modstridende krav med en fasearray-antenne ifølge kendt teknik: i op-10 fangningsfasen af et givet mål udnyttes de mere centralt beliggende antenneelementer ved en passende udvalgt amplitude og fasestyring af disse elementer, hvilket resulterer i en forholdsvis bred antennestråle. I sporingsfasen med hensyn til lavt flyvende mål, inddrages på den 15 anden side alle antenneelementerne til dannelse af antennestrålen ved en ændring i amplitude og fasestyringen af disse elementer, hvilket resulterer i en forholdsvis smal antennestråle.

En sådan løsning er imidlertid uanvendelig for en 20 sporingsantenne med en parabolsk reflektor med faste dimensioner. I sådant et tilfælde kan de ovennævnte problemer løses ved brug af et reflektorareal med maksimale dimensioner for en sporingsantenne ved en passende udvalgt frekvens til frembringelse af en forholdsvis smal 25 radarstråle og derfor mindre forstyrrelser i det reflekterede strålingsmønster. Det er imidlertid kun muligt, hvis sandsynligheden for tab af målet i opfangningsfasen minimeres under sporingsantennens højdeafsøgningj det er derfor nødvendigt, at afstands- og azimutværdier-30 ne for målet kontinuert bestemmes Så godt som muligt ved hjælp af søgeradaren og at disse værdier anvendes optimalt til indstilling af sporingsradaren under opfang-ningen. Med hensyn til bestemmelsen af en meget nøjagtig azimutværdi for målet ved hjælp af søgeradaren, er det 35 vigtigt at udvælge de maksimale dimensioner for en søge-

DK 166108B

3 antenne.

En sådan løsning på dét problem har imidlertid den ulempe, at den benyttede sporingsantenne og søgean-tenne som følge af dimensionerne er meget sårbar under 5 bombardementer, og under transport af radarsystemet, under drift på et køretøj under ekstreme terrænbetingelser (f.eks. skovområder).

Ifølge en kendt teknik er en anden løsning til det angivne problem med minimering af sandsynligheden 10 f°r tab af det angivne mål under opfangning mulig, når sporingsantennen udfører en såkaldt T.V. afsøgning over en bestemt azimut sektor i opadgående retning. En sådan løsning er imidlertid kun hensigtsmæssig for langsomt bevægende mål.

1 5 Nærværende opfindelse har til sigte at tilveje bringe en løsning til de angivne problemer og tilvejebringe et radarsystem til opfangning af et mål ved større afstande, medens det sporer mål ved både lange og korte afstande, også i situationer hvor betydelige reflek-20 sioner af ekkoenergien imod jordoverfladen forekommer.

Fra US-A-3 827 049 kender man radarsystem til automatisk sporing af mål, specielt mål i relativ lav højde, hvilket system indbefatter et første radarapparat til sporing af disse mål i afstand og vinkelkoordinater og ^ et andet radarapparat til sporing af disse mål i det mindste i vinkelkoordinater, hvilke radarapparater begge opererer på deres egen frekvens, og benytter den samme antenne, hvorved de to frekvenser, i det mindste ved sporing af et lavt flyvende mål, er karakteristiske for mod-30 tagelsen af ekkosignalerne fra forskellige afstande, indenfor hvilke afstande det relevante radarapparat i tilfælde af, at et mål er i en forholdsvis lav højde, danner en pålidelig vinkelfejlspænding, og hvor frekvensen af det andet radarapparat er af en så høj værdi, at den for-35 styrrelse, som beror på modtagelsen af målekkoer, der reflekteres af jordens overfalde, ikke influerer på anten-

DK 166108B

4 nesporingsbevægelsen, og hvor der i en første driftstilstand i hvilken et mål, som spores, er udenfor rækkevidden af det andet radarapparat, foretages sporing af målet i afstand og vinkelkoordinater ved hjælp af det før-5 ste radarapparat, og hvor det første radarapparat har et afstandsgatekredsløb, en afstandssporingsenhed til styring af åbningen af afstandsgatekredsløbet, og en vinkelsporingsenhed, som afgiver vinkelfejlspændinger til indstilling af antennen på sigtelinien, medens der i en an-10 den driftstilstand, som antages, når det mål, der spores ved hjælp af det første radarapparat, ankommer indenfor rækkevidden af det andet radarapparat, foretages sporing af målet i vinkelkoordinater ved hjælp af det andet radarapparat og i afstand ved hjælp af det første radar-15 apparat, og hvor det andet radarapparat også har en vinkelsporingsenhed, som afgiver fejlspændinger til indstilling af antennen på sigtelinien, og et afstandsgatekredsløb, som imidlertid styres ved hjælp af afstandssporings-enheden for det første radarapparat, hvilket radarsystem 20 yderligere omfatter omkoblingsmidler ved hjælp af hvilke fejlspændingerne, der tilføres ved hjælp af vinkelsporingsenheden for det første eller det andet radarapparat, tilføres de antenneservoer, som benyttes til vinkelsporingsbevægelsen, hvorhos nævnte omkoblingsmidler styres 25 af i det mindste ét styresignal, der udledes fra det andet radarapparat, når det mål, som spores, er indenfor dets detektionsrækkevidde.

Dette system løser det ovenfor nævnte problem, men radarsystemet ifølge dette US patent indbefatter to 30 fuldstændige radarapparater, som opérerer i forskellige frekvensbånd, f.eks. X- og Ka-båndene.

US-A-4 319 242 beskriver et integreret radarsystem med to radarapparater, fortrinsvis af monoimpuls-typen, til sporing af lavtflyvende mål, hvilke to radar-35 apparater opererer på to forskellige frekvenser og er integreret med fælles styremidler, idet en første om-

OK 166108B

5 skifter sørger for tidsdelt at koble hver radar til hver antenne, medens en anden omskifter kobler radaren til styremidlerne, som modtager udgangssignaler, som repræsenterer afstand, azimut og højde fra nævnte radar.

5 Ifølge opfindelsen er der tilvejebragt et radar system af den indledningsvis nævnte art, hvis karakteristiske træk fremgår af krav 1.

Fordelen ved disse konstruktive træk ligger i, at man, under bibeholdelse af de fordele, der knytter 10 sig til kendt teknik med et antennesystem, der opererer på to frekvensbånd, er i stand til med enkle midler at få en effektiv signalbehandling, ved hvilken der - under de givne betingelser: kort afstand/stor afstand, lav målflyvehøjde - sikres pålidelig målsporing.

i 5

Opfindelsen beskrives nu under henvisning til den medfølgende tegning, hvor fig. 1 viser en modificeret udgave af en kendt udførelsesform for et radarsystem, og fig. 2A-2B en udførelsesform af et radarsystem ifølge opfindelsen.

Fig. 1 viser en sporingsantenne 1 for et radarsystem. Det er kendt, at strålen fra sporingsantennen 1 ved sporing af et mål, som flyver i en lav højde, også 25 illuminerer en del af jordoverfladen, således at sporingsantennen 1 foruden ekkoer direkte fra målet også modtager ekkoer, der reflekteres fra jordoverfladen. Sidstnævnte ekkoer synes at hidrøre fra et fiktivt mål, som er billedet af det mål, som spores, i forhold til den re-flekterende jordoverflade. Målet og det fiktive mål kan til gengæld betragtes som udstrålende kilder, fra hvilke den dannede bølgefront, der møder sporingsantennen, almindeligvis forekommer at hidrøre fra en anden retning end fra det mål, som spores. Sporingsantennen 1 vil 35 således ikke længere være rettet mod det mål, som spores, men vil, afhængig af de forekommende fasespring i bølge-

DK 166108B

6 fronten, indstille sig selv i en højde, som enten er for lille eller for stor. Den opståede vinkelfejl er omvendt proportional med afstanden til det mål, som spores, forudsat at det mål, der flyver i en lav højde, ikke er kom-5 met for tæt på antennen 1; ved meget korte afstande forøges højdevinklen for radarstrålen, når målet nærmer sig antennen 1, hvilket reducerer billedeffekten og dermed vinkelfejlen. Inden for en bestemt afstand vil der faktisk ikke forekomme nogen billedeffekt. Ved brug 10 af et radarsporingsapparat, der opererer ved en bølgelængde på λ=3,2 cm og en sporingsantenne med begrænsede dimensioner viser det sig, at nøjagtig sporing af et lavt flyvende mål, dvs. i vinkelkoordinater, er umulig, hvis dette mål befinder sig i en afstand på ca. 5 km fra 15 antennen. Hvis den benyttede bølgelængde formindskes med en faktor 4, dvs. λ=8 mm reduceres vinkelfejlen, der beror på billedeffekten fra jordens overflade, stærkt ved valget af en mindre bølgelængde. Rækkevidden for et radarsporingsapparat, der opererer ved en bølgelængde på 20 8 mm er kraftig begrænset i forhold til et radarsporings-apparat, der opererer ved 3,2 cm. Anvendelsen af et sådant sporingsapparat, som en uafhængig enhed, er derfor til liden nytte.

En udførelsesform for et radarsporingssystem iføl-25 ge opfindelsen beskriyes nu, hvilket system muliggør op-fangning af specifikke mål og sporing af mål ved en forholdsvis lang afstand, under brug af en forholdsvis bred stråle, og også den nøjagtige sporing af mål i en lav højde og ved en forholdsvis kort'afstand. Et sådant ra-30 darsystem ifølge opfindelsen omfatter et første radarapparat til sporing af mål i afstand og vinkelkoordinater og et andet radarapparat til sporing af disse mål, i det mindste i vinkelkoordinater, hvilke radarapparater begge opererer ved deres egen bølgelængde, f.eks. henholdsvis 35 3,2 cm og 8 mm og gør brug af den samme sporingsantenne.

DK 166108B

7

De to bølgelængder er, i det mindste ved sporing af et lavt flyvende mål, karakteristiske for modtagelsen af ekkosignaler fra forskellige afstande, indenfor hvilke afstande det specielle radarapparat frembringer en påli-5 delig vinkelfejlspænding i det tilfælde, hvor et mål, som spores, er i en forholdsvis lav højde, hvorved frekvensen af det andet radarapparat har en så høj værdi, at den interferens, der beror på modtagelsen af målekkoer, som reflekteres af jordoverfladen, ikke har nogen TO indflydelse på antennesporingsbevægelsen.

Ifølge opfindelsen kan radarsystemet antage to driftstilstande. I en første tilstand, i hvilken et mål, som spores, er udenfor rækkevidden af det andet radarapparat, spores målet i afstand og vinkelkoordinater ved 15 hjælp af det første radarapparat; til dette formål har det første radarapparat et afstandsgatekredsløb, en afstandssporingsenhed, som styrer åbningen af afstandsgatekredsløbet, og en vinkelsporingsenhed, som tilfører fejlspændinger til indstilling af antennen på sigtelinien 20 med det mål, som spores. I en anden tilstand, som antages når det mål. som spores ved hjælp af det første radarapparat, kommer indenfor det andet radarapparats rækkevidde, kan målet spores i vinkelkoordinater ved hjælp af det første radarapparat. Til dette formål har det an-

9 C

det radarapparat også en vinkelsporingsenhed, som afgiver fejlspændinger til indstilling af antennen på sigtelinien, og et afstandsgatekredsløb, der dog styres ved hjælp af afstandssporingsenheden for det første radarapparat.

^ Radarsystemet omfatter yderligere første omkob lingsmidler ved hjælp af hvilke fejlspændingerne, som leveres af vinkelsporingsenheden for det første eller det andet radarapparat, føres til antenneservoerne, der benyttes til vinkelsporingsbevægelsen; til dette formål styres de første omkoblingsmidler ved hjælp af i det mindste ét styresignal, der stammer fra det andet radar- 8

DK 166108 B

apparat, til angivelse af at målet, som spores, er indenfor dets detektionsrækkevidde.

Hvis det mål, som spores ved hjælp af 3,2 cm ra-darapparatet, kommer indenfor 8 mm radarsporingsappara-5 tets rækkevidde og systemet så skifter over til den anden tilstand, kan målet spores i vinkelkoordinater ved hjælp af 8 mm radarapparatet og i afstand ved hjælp af 3,2 cm radarapparatet. Sidstnævnte er dog ikke nødvendigt, da afstandssporingen også kan udføres ved hjælp af 10 8 mm radarapparatet.

Skønt enhver kombination af eksisterende impuls-radarapparater er anvendelig til efterkommelse af ovennævnte formål, indrettes både 3,2 cm og 8 mm radarapparatet, i dén udførelsesform der er vist i blokdiagram-15 met, med et separat monoimpulsradarapparat. Ved udvælgelse af disse radarapparater, skal der tages hensyn til, at de to radarsporingsapparater benytter den samme sporingsantenne .

I den viste udførelsesform benytter radarsystemet 20 en polarisationsroterende Cassegrain antenne, i hvilken hovedreflektoren 2 er en parabolsk "twist"-reflektor og underreflektoren 3 et hyperbolsk horisontalt gitter (transreflektor). Fødehornet 4 for 3,2 cm monoimpuls-radarapparatet er anbragt yed toppunktet af den para-25 bolske reflektor 2, hvilket også er et første brændpunkt for underreflektoren. Den horisontalt-polariserede stråling, der udsendes ved hjælp af fødehornet 4, -illuminerer efter reflektion af underreflektoren 3 drejningsreflektoren 2, som roterer polarisationsplanet 30 for den reflekterede stråling 90 grader; denne stråling påvirkes ikke af underreflektoren 4, hvilket forhindrer underreflektoren 3 i ugunstigt at påvirke strålingsmønstret. Udstråleren 5 for 8 mm radarapparatet er anbragt ved brændpunktet for drejningsreflektoren 2.

35 Den vertikalt polariserede stråling, der udsendes ved hjælp af udstråleren 5, passerer uforstyrret underre-

DK 166108B

9 flektoren 3 og er som følge af, at dens bølgelængde er nøjagtig 4 gange så lille som bølgelængden for 3,2 cm monoimpulsradarapparatet, ikke underlagt nogen polarisationsændring. Det er også muligt at sammenbygge de to 5 fødehorn 4 og 5; i et sådant tilfælde kan det sammenbyggede fødehorn anbringes ved toppunktet for hovedreflektoren 2, medens hoved- og underreflektorerne henholdsvis er af konventionel parabolsk og hyperbolsk konstruktion.

10 3,2 cm monoimpulsradarapparatet er af den type, som baserer sig på sum og differensmetoden, med hvilken type et bevægeligt mål kan spores i to vinkelkoordinater og i afstand. Radarapparatet omfatter en sender 6 og en modtager 7. Sendeimpulserne, der dannes i sende-15 ren 6, føres via en komparator 8 til fødehornet 4 for Cassegrain antennen og udsendes samtidigt med syn-

Ak kroniseringsimpulserne S, som afgives fra en ikke vist synkroniseringsimpulsgenerator. Som det er almindeligt med et sådant monoimpulsradarapparat deles den energi, 20 der hidrører fra et målekko og som modtages fra antennen 1 i de fire sektioner for fødehornet 4, og omsættes ved hjælp af komparatoren 8 til et højdediffe-renssignal ΔΕ, et azimutdifferenssignal ΔΒ og et sumsignal Σ.

^ De ovenfornævnte sum- og differenssignaler inde holder amplitude- og faseinformation, hvilket er et mål for størrelsen og retningen af måldeviationen i forhold til radarsymmetriaksen. Disse signaler kan så benyttes til dannelse af de fejlspændinger, som kræves til sty-ring af henholdsvis en azimutservo 9, en højdeservo 10 og en afstandsservo Id. Ved hjælp af disse servoer spores målet i azimut, højde og afstand. De ovenfornævnte differens- og sumsignaler ΔΒ, ΔΕ og Σ føres dernæst til modtageren 1_, hvor de behandles i separate kanaler. Kom-^ paratoren 8 omfatter også en r.f. sende- og modtageom-kobler i Σ-kanalen og et beskyttelseselement i hver af differenskanalerne ΔΕ og ΔΒ. Funktionen af beskyttelses-

DK 166108B

1° elementet indbefatter beskyttelse af den pågældende kanal imod refleksioner fra sendesignalet, som via kompara-toren 8 kan indkobles i ΔΕ og ΔΒ kanalerne.

De to modtagerkanaler, hvor den ene behandler ΔΒ-5 signalet og den anden ΔΕ-signalet, omfatter henholdsvis blandere 12 og 13, mellemfrekvensforstærkere 14 og 15, fasefølsomme detektorer 16 og 17, "boxcar"-kredsløb 18 og 19, Doppler filtre 20 og 21 og lavfrekvensforstærkere 22 og 23.

10 Da disse to modtagerkanaler er ens, vil kun funk tionen af den ene modtagerkanal blive beskrevet, nemlig den som behandler ΔΒ-signalet. I blanderen 12 omsættes højfrekvenssignalet ΔΒ til et mellemfrekvenssignal ved hjælp af en lokaloscillator 24. Forstærkningen i mel-15 lemfrekvensforstærkeren 14 følges af den kohærente de-tektion af' mellemfrekvenssignalet ΔΒ^ i den fasefølsom-rae detektor 16 ved hjælp af en kohærent-oscillator (COHO) 25. Hvis senderen 6 består af en r.f. oscillator (f.eks. en magnetron),dvs. opererer kun så længe 20 som sendeimpulsen, indebærer dette at fasen af dette signal, der stammer derfra, praktisk talt fordeles tilfældigt i forhold til udgangssignalet for lokaloscillatoren 24. Til opretholdelse af fasekohærens i de modtagne ekkoer, føres disse to signaler til en blander 26. Ud-25 gangssignalet fra denne blander føres til den passive oscillator 25, således at denne oscillator låses til den samme fase. Signalet, der leveres af COHO 25, er så en kopi af sendefrekvensen, dog transformeret til mellemfrekvensen. På denne måde opnås det, at ekkoet fra et 30 ideelt fast mål ved mellemfrekvensniveauet konstant har det samme forhold med hensyn til COHO-signalet, således at der efter blanding i den fasefølsomme detektor 16 frembringes en impuls med en konstant amplitude. For et bevægende mål varierer nævnte faseforhold og derfor am-35 plituden, når Dopplerfrekvensen ændres. Andre typer af styrekredsløb, som benyttes til opnåelse af det ønskede

DK 166108 B

å 1 1 faseforhold mellem sendeimpulsen, lokaloscillatorsignalet og COHO-signalet, kendes fra U.S.Patentskrift nr.

4,394,659.

Det kredsløb, som følger efter den fasefølsomme 5 detektor 16, dvs. boxcar 18, har to funktioner. For det første foregår der her en afstandsudvælgelse, dvs. at kun de ekkoimpulser, som falder indenfor en afstandsgate P, der bestemmes ved hjælp af en gateimpulsgenerator 27, slippes igennem. For det andet udstrækkes 10 impulserne på,en sådan måde, at et trappeformet signal frembringes 'på udgangen af boxcar. Dette trappeformede signal føres til Dopplerfiltret 20 og dernæst til l.f. forstærkeren 22, som afgiver et udgangssignal, hvis amplitude er et mål for vinkelfejlen i azimut.

15 Σ-kanalen omfatter en r.f. sende- og modtageomkob- ler {i komparatoren 8), en blander 28, en mellemfrekvensforstærker 29, en fasefølsom detektor 30 og to boxcar-detektorer 31 og 32 til behandling af højfrekvenssignalet Σ på den samme måde som beskrevet for ΔΒ- 2 0

Signalet således, at der også efter fasedetektoren i dette tilfælde frembringes en impuls med en konstant amplitude for ekkoer fra faste punkter, medens denne amplitude for ekkoer fra bevægende mål varierer som Doppler- frekvensen f,.

25 ^

Med henblik på eliminering af de fluktuationer, der beror på ændringer i målafstanden og/eller det totale måltværsnit omfatter modtageren et AGC-kredsløb 33, der er forbundet til udgangen af mellemfrekvensforstærkeren 29 til fastsættelse af forstærkningen for mel-^ lemfrekvensforstærkerne 14, 15 og 29.

Ildgangssignalet fra den fasefølsomme detektor 30 føres til de to boxcars 31 og 32, som modtager hver sit afstandsudvælgelsesgatesignal henholdsvis P^og ~?2· hvor bagkanten af afstandsudvælgelsesgatesignalet P.

35 1 sammenfalder med forkanten af afstandsudvælgelsesgate-

DK 166108B

12 signalet P2· Den totale varighed af de to gates P^ og P2 svarer til varigheden af afstandsgaten P, der leveres til boxcar detektorerne 18 og 19. Hvert af udgangssignalerne for de to boxcars 31 og 32 føres nu via 5 Doppler filtre henholdsvis 34 og 35 til et sum- og differenskredsløb 36 og differensudgangen og sumudgangen forbindes hver til en lavfrekvensforstærker henholdsvis 37 og 38. Amplituden for udgangssignalet fra lavfrekvensforstærkeren 37 er et mål for afstandsfejlen.

10 Doppler filtrene 20, 21, 34 og 35 kan enten være af en analog eller digital konstruktion.

Hvert af udgangssignalerne for lavfrekvensforstærkerne henholdsvis 22, 23 og 37 danner et første udgangssignal for modtageren, medens sumsignalet ved ud-15 gangen af lavfrekvensforstærkeren 38 danner et andet udgangssignal for modtageren. På trods af, at der ved I.F. niveauet foretages en AGC-styring på basis af den ublandede værdi af Σ-signalet ved indgangen af detektoren 30, er lavfrekvenssignalet ikke konstant, idet 20 en dæmpning nemlig forekommer, hvis ekkoet fra det mål, som spores, sammenfalder med det forholdsvis stærké ekko fra et fast mål, da I.F. AGC-kredsløbet holder summen konstant. Med henblik på at fjerne denne dæmpning, bestemmes forstærkningen i l.f. forstærkertrinnene ved 25 hjælp af et AGC-kredsløb 39 (l.f.AGC), hvilket holder udgangssignalet fra Σ-forstærkeren 38 konstant på basis af gennemsnitsværdien; dette udgangssignal fra AGC-kredsløbet 39 afgives på samme tid til de resterende l.f. forstærkere 22, 23 og 37.

Da hvert af de to første udgangssignaler, som hver angiver vinkel- og afstandsfejlene for modtageren, består af en vekselspænding, sammenlignes disse signaler med udgangssignalet fra l.f. forstærkeren 38 i fasefølsomme detektorer henholdsvis 40, 41 og 42 med hen-35 blik på bestemmelse af fortegnet for disse fejl. Udgangssignalerne for detektorerne 40 og 41 føres dernæst

DK 166108B

13 via filtre 43 og 44 til servoer henholdsvis 9 og 10, til indstilling af antennen på sigtelinien i henholdsvis azimut og højde. Udgangssignalet fra detektoren 42 leveres via et filter 45 til en afstandsservo 5 11. Denne servo består af en kaskadeforbindelse af to integratorer 46 og 47 og en tidsmodulator 48. Denne modulator startes ved hjælp af hver synkroniserings- Λ impuls S for at afgive en udgangsimpuls efter en periode, der varierer som udgangsspændingen fra integratoren 10 47. Udgangsimpulsen fra tidsmodulatoren 48 afgives til en gateimpulsgenerator 27 til bestemmelse af tilstedeværelsen af afstandsgaten (P), der dannes ved hjælp af generatoren og afstandsudvælgelsesgates P^ og P2.

8 mm radarapparatet er af samme type som 3,2 cm 15 radarapparatet og omfatter en sender 49 og en modtager 50. Den elektromagnetiske energi, der dannes i senderen 49 føres via en komparator 51 til fødehornet 5 i føromtalte Cassagrain antenne til udsendelse af denne

A

energi samtidigt med de synkroniseringsimpulser S^, 20 der stammer fra ovennævnte ikke viste synkroniserings-

A

impulsgenerator. S. synkroniseringsimpulserne forsin-kes i forhold til S synkroniseringsimpulserne, der afgives til senderen 6 for 3,2 cm monoimpulsradarappa-ratet.

25 Ekkoenergien, der modtages fra de fire sektioner af fødehornet 5, deles ved hjælp af komparatoren 51 for at frembringe et højdedifferenssignal ΔΕ, et azi-mut-differenssignal ΔΒ og et sumsignal Σ. Disse signaler behandles i separate kanaler i modtageren 50.

30 Modtagerkanalerne, som behandler ΔΒ og ΔΕ signalerne, er ens og omfatter henholdsvis blandere 52 og 53, mellemfrekvensforstærkere 54 og 55, fasefølsomme detektorer 56 og 57, boxcars 58 og 59, Doppler filtre 60 og 61 og lavfrekvensforstærkere 62 og 35 63. Blanderne 52 og 53 omsætter højfrekvensdifferenssignalerne henholdsvis ΔΒ og ΔΕ til mellemfrekvens-

DK 166108B

14 t signaler ved hjælp af udgangssignalet for lokaloscillatoren 64. Efter forstærkning i forstærkere 54 og 55, sker der ved hjælp af udgangssignalet fra COHO 65 en kohærent detektion af disse mellemfrekvenssignaler i de 5 fasefølsomme detektorer henholdsvis 56 og 57. Denne COHO er en passiv oscillator, der drives ved hjælp af udgangssignalet for blanderen 66, der afgives af sendeoscillatoren 49 og lokaloscillatoren 64.

De frembragte videosignaler føres til de relevan-10 te boxcar-detektorer 58 og 59, som får tilført en afstandsgate Q. Hvert af udgangssignalerne fra de to boxcar-detektorer 58 og 59 afgives til l.f. forstærkere henholdsvis 62 og 63, for at afgive et udgangssignal, hvis amplitude er et mål for henholdsvis vinkel-15 fejlen i azimut og højde.

Σ kanalen omfatter en r.f. sende- og modtageom-kobler i komparatoren 51, en blander 67, en i.f. forstærker 68, en fasefølsom detektor 69 og to boxcar-detektorer 70 og 71.

20 På samme måde som for vinkel/modtager-kanalerne ΔΒ og ΔΕ, behandles det signal, der modtages i Σ-kanalen, således at amplituden for udgangssignalet fra den fase-følsomme detektor 69 ved detektfon af et bevægende mål varierer som Dopplerfrekvensen f^. Udgangssignalet for 25 i.f. forstærkeren 68 føres også til et AGC-kredsløb 72 for at frembringe et reference signal i forhold til forstærkningsfaktorerne for forstærkerne 54, 55 og 68.

De to boxcar-detektorer 70 og 71 modtager hver sin forskellige afstandsudvælgelsesgate og 30 og bagkanten af afstandsudvælgelsesgate Q·^ sammenfalder med forkanten af afstandsudvælgelsesgate Q2 og den totale varighed af de to afstandsudvælgelsesgates og Q2 svarer til varigheden af afstandsgate Q. Udgangssignalerne for de to boxcar-detektorer 70 og 71 af-35 gives efter filtrering i filtrene 73 og 74 til et sum- og differenskredsløb 75, hvorfra differensudgang-

DK 166108B

15 en og sumudgangen forbindes til lavfrekvensforstærkere henholdsvis 76 og 77. Amplituden for udgangssignalet for lavfrekvensforstærkeren 76 er et mål for afstandsfejlen. Anvendelsen af dette signal til sporing af mål 5 indenfor rækkevidden, når 8 mm radarapparatet ikke benyttes som en separat afstandssporingsenhed, vil herefter blive beskrevet.

Modtageren 50^ omfatter yderligere et AGC-kreds-løb, som fødes af forstærkeren 77 for at opretholde 10 jævnspændingsniveauet ved udgangen af lavfrekvensforstærkerne 62, 63, 76 og 77 konstant. I fasefølsomme detektorer 79, 80 og 81 sammenlignes udgangssignalerne for l.f. forstærkerne 62, 63 og 76 med udgangssignalerne for l.f. forstærkeren 77 for at bestemme forteg-15 net af vinkelfejlene og afstandsfejlen , som angives af disse signaler. Udgangssignalerne for detektorerne 79, 80 og 81 afgives dernæst til filtre 82, 83 og 84.

Radarsystemet ifølge opfindelsen omfatter en omkobler ved hjælp af hvilken vinkelfejlspændingerne 20 for filtrene 82 og 83 eller for filtrene 43 og 44 kan føres til servoerne henholdsvis 9 og 10. Yderligere findes der en omkobler S2 til indkobling af af-standsservoen 11 for 3,2 cm monoimpulsradarsporings-apparatet i 8 mm monoimpulsradarsporingsapparatet.

25 Hvis systemet er i den første driftstilstand, dvs., at målet, som spores, er udenfor rækkevidden af 8 mm mo-noimpulsradarapparatet, foretages sporing af målet i azimut, højde og afstand ved hjælp af 3,2 cm monoimpuls-radarapparatet. I et sådant tilfælde er omkoblerne 30 og S2, som vist, i position 1.

Så snart målet er indenfor rækkevidden af 8 mm monoimpulsradarapparatet må 8 mm monoimpulsradarappara-tet overtage vinkelsporingsvevægelsen, hvis enten afstandssporingsgaten P dannes ved hjælp af gateimpuls-35 generatoren 27 indenfor en bestemt periode efter sendeimpulsen, eller hvis ekkosignalet har oversteget en be-

DK 166108B

16 stemt tærskelværdi; denne overtagelse er imidlertid kun mulig, hvis afstandsudvælgeisesgates og Q2 alle rede er blevet indstillet overfor målet. Dette opnås da gateimpulsgeneratoren 27 for 3,2 cm monoimpulsradar-5 apparatet også bestemmer sporingsgates for 8 mm monoim-pulsradarapparatet, dog forudsat at afstandsudvælgelsesgates og Q2 er bibragt en forsinkelse i forhold til gates P1 og P2 for monoimpulsradarapparatet, hvilken forsinkelse svarer til forsinkelsen mellem syn-

A A

10 kroniseringsimpulserne S og S^. Denne forsinkelse udføres i gateimpulsgeneratoren 27. På denne måde følger afstandsgaten for 8 mm monoimpulsradarapparatet konstant afstandsgaten for 3,2 cm monoimpulsradarapparatet og radarsystemet kan let omkobles til den anden tilstand, 15 hvis målet er kommet indenfor rækkevidden af 8 mm monoimpulsradarapparatet. Da vinkelsporingsbevægelsen ved denne fremgangsmåde udføres ved hjælp af 8 mm monoimpulsradarapparatet må et styresignal (S^) fra gateimpulsgeneratoren 27 eller fra sumudgangen af enheden 20 75 indstille omkobleren til den ikke viste posi tion.

Hvis det ønskes at spore målet i afstand ved hjælp af 8 mm mono impuls apparatet, må omkobleren indstilles til position 2, ikke vist, for at afgive ud-25 gangssignalet fra filterenheden 84, hvilket signal er et mål for afstandsfejlen, til afstandsservoen 11. Denne servo styrer gateimpulsgeneratoren 27, som afgiver den forsinkede afstandsgate Q og afstandsudvælgelsesgates Q1 og Q2 til boxcar-detektorerne henholdsvis 30 51, 59, 70 og 71. Også i dette tilfælde er den indførte forsinkelse nødvendig, da tidsmodulatoren 48 for afstandsservoen 11 svarer på synkroniseringsimpulserne

A

S for 3,2 cm monoimpulsradarapparatet, medens 8 mm monoimpulsradarapparatet udfører afstandssporingen.

35 Det er imidlertid muligt at opnå en mere kompakt og særlig hensigtsmæssig udførelsesform for det ovennævn-

DK 166108 B

17 te radarsystem ved at bruge digitalsignalbehandling, hvilket giver overraskende gode resultater.

En udførelsesform for et radarsystem, der er baseret på disse principper er vist i fig. 2 og omfatter to 5 radarsporingsapparater af monoimpulstypen, der for overskueligheds skyld antages at være et 3,2 cm og et 8 mm radarapparat. I denne udførelsesform anvender de to radarapparater også den samme sporingsantenne.

Radarsystemet i fig. 2 svarer for en dels vedkom-10 mende til radarsystemet i fig. 1. 3,2 cm radarapparatet omfatter derfor en sender 6 og en modtager 7, hvorved de separate modtagerkanaler (ΔΒ, ΔΕ og I-kanalerne), som via en komparator 8 er forbundet til det sammenbyggede fødehorn (4/5) for sporingsantennen 1, har 15 blandere henholdsvis 12, 13 og 28, som styres ved hjælp af en lokaloscillator 24. Den resterende del af modtagerkanalerne (ΔΒ, ΔΕ og Σ-kanalerne) kan med fordel konstrueres som en fælles videobehandlingsdel for 3,2 cm og 8 mm monoimpulsradarapparatet. Den fælles del omfatter 20 derfor henholdsvis omkoblingsmidler 85, 86 og 87, i.f. forstærkere 14, 15 og 29 og fasefølsomme detektorer 16, 17 og 30, som styres ved hjælp af COHO 25 via en omkoblingsenhed 88 i den position, der vises på tegningen, forudsat at det vedrører et ekkosignal, der 25 frembringes ved et 3,2 cm sendesignal. COHO 25 indstilles ved hjælp af udgangssignalet fra blanderen 26, der er forbundet til en lokaloscillator 24 og en sender 6. Som nævnt ovenfor, er det muligt med andre typer af styrekredsløb at frembringe det ønskede faseforhold mel-30 lem sendeimpulsen, lokaloscillatorsignalet og COHO-sig-nalet.

Ligeledes omfatter 8 mm radarapparatet i fig. 2 en sender 49 og en modtager 50, hvorved sendeenergien fra komparatoren 51 og fra komparatoren 8 afgi-35 ves til det sammenbyggede fødehorn 4/5 via blandingselementet 89 af kendt type. Ved passage gennem kompa-

DK 166108B

18 ratoren 51, der er forbundet til det sammenbyggede fø-dehorn 4/5 og blandingselementet 89, deles ekkoener-gien over de separate modtagerkanaler (ΔΒ, ΔΕ og Σ-kanalerne ) , der indbefatter blanderne henholdsvis 52, 53 5 og 67, som styres ved hjælp af en lokaloscillator 64. Omkoblingsmidler 85, 86 og 87 forbinder disse blandere til den fælles del, hvorved de fasefølsomme detektorer henholdsvis 16, 17 og 30, styres ved hjælp af COHO 65 via omkoblingsenheden 88 (i den position, der 10 ikke vises på tegningen), forudsat at det drejer sig om et ekkosignal, som frembringes ved hjælp af et 8 mm sendesignal. COHO 65 styres ved hjælp af udgangssignalet fra en blander 66, som fødes ved hjælp af en lokaloscillator 64 og en sender 49.

15 For at undgå samtidig modtagelse af to ekkosig- naler, som angår det samme mål, som følge af en 3,2 cm og en 8 mm sendeimpuls, dannes synkroniseringssignalerne S og S^, for senderne henholdsvis 6 og 49, ikke på samme tid. Med det samme tidsinterval, som mel-20 lem 3,2 cm og 8 mm sendeimpulserne, fremkommer de respektive ekkosignaler i rækkefølge ved de fasefølsomme detektorer 16, 17 og 30, hvilket tillader omkobling af positionen for omkoblingsenheden 88. Hvert af ekko-signalerne, der frembringes fra det samme mål, men fra 25 forskellige sendeimpulser (3,2 cm og 8 mm), fasedetek-teres således ved hjælp af det tilsvarende COHO-signal.

Positionen af omkoblingsenheden 88 ændres ved hjælp af beregnings-, udvælgelses- og tidsstyreenheden 90, som også bestemmer dannelsestiden for synkronise-30 ringsimpulserne S . og S^. Signalbehandlingen fra de fasefølsomme detektorer udføres tværfasemæssigt, dvs. at signalet fra i.f. forstærkerne fasedetekteres ved hjælp af i-fase COHO-signalet (i), såvel som ved hjælp af tvær-fase-COHO-signalet (q). Da yderligere behandling af de 35 signaler, der fasedetekteres ved hjælp af disse COHO-signaler (i og q) er helt ens, vil kun behandlingen af

DK 166108 B

19 det signal, som detekteres ved hjælp af i-fase COHO-sig-nalet, blive beskrevet. Signalbehandlingen med hensyn til udgangssignalerne for de fasefølsomme detektorer 16, 17 og 30 udføres digitalt, 5 Det er muligt på konventionel måde at sample hvert af disse udgangssignaler over hele impulsvarigheden i en boxcar-detektor og digitalisere det samplede signal, hvorefter FFT-behandlingen af det digitaliserede signal kan udføres pakkevis. Hvis 3,2 cm og 8 mm sendesignaler-10 ne imidlertid afviger for meget i impulsbredde og forskellen mellem båndbredderne derfor er for stor under hensyn til signal/støjforholdet, er det ikke tilrådeligt at gå ud fra en hel samplingsperiode i boxcar-detekto-ren. Under hensyn til signal/støjforholdet går en Βρει 5 ciel og meget gunstig fremgangsmåde til sampling og digitalisering af de fasedetekterede ekkosignaler ud på, at hver modtagerkanal (ΔΒ, ΔΕ og Σ) for radarsystemet indbefatter analog/digital-omsættere henholdsvis 91, 92 og 93, afstandsgatekredsløb 94, 95 og 96, et samp-20 lebufferlager 97, en amplitudeformer 98 og et arapli-tudebufferlager 99. I denne udførelsesform er de ana-loge/digitale omsættere 91, 92 og 93 imidlertid af den type, som tager sampler af det tilførte signal ved en meget høj hastighed og digitaliserer hver af de samp-25 lede værdier. Den hastighed ved hvilken disse omsættere er aktive, er så høj, at varigheden ΔΤ mellem to successive samplingstidspunkter er nogle få gange mindre end impulsvarigheden af det fasedetekterede ekkosignal.

Operationen af de analoge/digitale omsættere 91, 30 92 og 93 afbrydes ikke under hele lytteperioden såle- . des, at kun en lille del af alle de samplede (og digitaliserede) signalværdier, nemlig dem fra måleekkosignalet (både for 3,2 cm og 8 mm modtagerne), kan benyttes. Afstandsgatekredsløbene 94, 95 og 96, som styres ved 35 hjælp af beregnings-, udvælgelses- og tidsstyreenheden 90, frembringes derfor til kun at lede i de perioder, i

DK 166108 B

20 hvilke de samplede værdier af ekkosignalet (både for 3,2 og 8 mm bølgelængderne) forventes. De passerede samplede værdier lagres i samplebufferlageret 97, hvorefter den maksimale sumværdi af de samplede signaler bestemmes fra 5 ethvert tidsinterval (T), for de samplede værdier, der frembringes med henholdsvis 3,2 cm og 8 mm ekkosignalet, i hvilket tidsinterval varigheden T for dette tidsinterval i det væsentlige svarer til breddeb af den relevante sendeimpuls.

10 En sådan amplitudeformer 98, som vist i fig.

2B, kan indbefatte en tæller 100 til tælling af en tilført samplet signalværdi og den samme værdi trækkes ved hjælp af et forsinkelseselement 101 fra den frembragte sumværdi. Den aktuelle sumværdi for tælleren 15 100 og en værdi, som er lagret i et bufferlager 102 afgives kontinuert til en komparator 103, og udfra disse værdier bestemmes den maksimale værdi, som afgives til et bufferlager 102 til overskrivning af den heri lagrede værdi. I det tilfælde, hvor et rektangulært vi-20 deosignal samples, vil de på hinanden følgende tilførte samplede værdier approximere et trekantet mønster af sumværdien, hvor topværdien for dette mønster svarer til gennemsnitsamplituden for det fasedetekterede ekkosignal.

For et impulsformet rektangulært signal (der har 25 en (sin x)/x frekvenskarakteristik) skal et filter, som tilpasses dette signal, også have en (sin x)/x frekvenskarakteristik for at frembringe et udgangssignal med en (sin x)/x frekvenskarakteristik, som til gengæld er karakteristisk for et signal med en trekantet bølgeform.

30 Kombinationen af den serieforbundne analog/digital-omsætter, afstandsgatekredsløbet, samplebufferlageret og amplitudeformeren for rektangulære impulsformede indgangssignaler kan derfor betragtes som et tilpasset filter, med betydelige fordele, såsom optimal båndbredde 35 og et maksimalt signal/støjforhold, både for det fasedetekterede ekkosignal med en 3,2 cm bølgelængde og for

DK 166108B

21 det med en 8 mm bølgelængde. Da den ved hjælp af forsinkelseselementet 101 indførte forsinkelsestid skal være afhængig af impulsbredden for sendeimpulsen angående den pågældende videoimpuls, indstilles forsinkelsen 5 i elementet 101 ved hjælp af en enhed 90. Antallet (n) af sampler, der i amplitudeformeren bidrager til den maksimale sumværdi, approximer kvotienten Τ/ΔΤ, hvor T er den pågældende impulsvarighed og ΔΤ samplingstiden. Videoamplituderne, der dannes ved hjælp af det tilpasse-10 de filter indenfor en afstandsgate, de såkaldte fasefe jl-angivende værdier ΔΕ og ΔΒ og sumværdien Σ lagres i amplitudebufferlageret 99.

Yderligere bestemmer amplitudeformeren 98 den sumværdi for de signalsampler, der frembringes i den før-15 ste del af afstandsgaten og reducerer disse sampler ved hjælp af de signalsampler, der frembringes i den anden del af afstandsgaten. Dette sker for de signalsampler, der baserer sig på både 3,2 cm og 8 mm bølgelængderne, hvilket for hvert af de ovennævnte tilfælde medfører en 20 afstandsfejl-angivende værdi Ar, som er et mål for afstandsfejlen for sporingsgaten. Ligesom de andre signalværdier (ΔΒ, ΔΕ og I) lagres Ar-værdierne i amplitudebufferlageret 99. I den Fast Fourier-Transformationsen-hed 104 behandles et antal successive signalværdier, 25 der frembringes fra den samme modtagerkanal derfor i hold; dette sker sammen med de w-signalværdier, som frembringes på samme måde gennem COHO-signalet g og afgives gennem samplebufferlageret 97 og amplitudeformeren 98 til amplitudebufferlageret 99.

30 Med en N-punkts hurtig Fourier transformation kræ

ves til ét resultat N samplede signaler for successive impulsrepetitionstidspunkter for den samme modtagerkanal. Resultatet frembringes ved hjælp af de Fourier-koeffi-cientværdier, som dannes for hvert af de N frekvensinter-35 valler for Doppler filterrækkevidden (0,%fr), hvor f er impulsrepetitionsfrekvensen. For hver periode af N

DK 166108B

22 impulsrepetitionstidspunkter og hvert frekvensinterval 1 (hvor 1=1,2...,N) for Doppler filterrækkevidden, dannes Fourierkoefficienterne ί(ΔΒ)^, ί(ΔΕ)^, ί(Σ)^ og f(Ar)^. For frekvensintervallet med den maksimale værdi 5 for f(Σ) , udvælger et Doppler-udvælgelseskredsløb 105 de tilsvarende Fourierkoefficientværdier. Disse koefficienter betegnes her ved ί(ΔΒ)ρ, ί(ΔΕ)ρ, f(E)^ og f(Ar)p.

Fra disse fire koefficienter bestemmer en fejlspændingsberegningsenhed 106 i rækkefølge kvotienter 10 f(ΔΒ)ρ f(ΔΕ)p f(Ar)p -’ - og - .

f (Σ )p f (Σ)ρ f (Σ)ρ ' disse kvotienter er et mål for vinkelfejlene i azimut og højde for afstandsfejlen.

15 Til elimination af de i modtagerkanalerne dannede fasefejl, kan de frembragte kvotienter tilpasses i et produktkredsløb 107, ved brug af korrektionsfaktorer, som frembringes ved hjælp af kendte midler ved indføring af pilottoner og lagres i et fejlspændingskorrektions-20 register 108. Det er en fordel, at tilføre pilottonerne i det sammenbyggede fødehorn 4/5, for at i produktkredsløbet 107 at tillade maksimal kompensation af fasefejl i modtagerkanalerne.

De servospændinger, der dannes på basis af 25 f(ΔΒ)ρ f(ΔΕ)ρ - og - kvotienterne i beregnings-, udvælgel- f(2)F f (Σ) p ses- og tidsstyreenheden 90 egner sig til afgivelse til azimut og højdeservoerne henholdsvis 9 og 10 til sporing af målet i azimut og højde.

O Λ Λ

Enheden 90 afgiver også taktimpulser K, som er nødvendige for samlingsprocessen i de analoge/digitale omsættere 91, 92 og 93. Ud fra f(år)p kvotienten

f(I)F

35 tilpasser beregnings-, udvælgelses- og tidsstyreenheden 90 en afstandsgate P og afstandsudvælgelsesgates P^

DK 166108B

23 og P2 ved deling af afstandsgate P, og undersøger om positionen af afstandsgate P er indenfor rækkevidden af 8 mm monoimpulsradarapparatet og om Σ-værdien har oversteget en bestemt tærskelværdi. Hvis dette er til-5 fældet udfører beregnings-, udvælgelses- og tidsstyreenheden 90 omkoblingsfunktionerne, der beskrives under henvisning til fig. 1, forudsat at fejlspændingerne med hensyn til 8 mm radaren afgives til vinkelservoerne 9 og 10.

10 Hvis det ønskes, at 8 mm radarapparatet også skal udføre afstandssporing, kan dette enkelt opnås ved at indstille afstandsgaten ved hjælp af enheden 90 på basis af f(Ar)p kvotienten fra 8 mm ekkosignalet. Det

15 f(E)F

ses, at enheden 90 også er egnet til dannelse af syn- Λ Λ kroniseringssignalerne S og S^.

Brug af tværfasedetektion i modtagerne 7 og 50 kræver, at hver af de fasefølsomme detektorer 16, 17, 20 30, 56, 57 og 69 er til rådighed in duplo til udøvelse af fasedetektion af det tilførte i.f. signal gennem både udgangssignaler, der frembringes direkte fra COHO henholdsvis 25 og 65 og det tværfase-udgangssignal.

Dette indebærer også en fordobling af de analoge/digi-25 tale omsættere 91, 92 og 93 og afstandsgatekredsløbene 94, 95 og 96, medens den hurtige Fourier-trans-formationsenhed 104 bestemmer modulus for de Fourier-koefficienter, der er sammenkoblet i par i hver modtagerkanal og for hvert frekvensinterval. Fra de modulusvær-30 dier udfører Doppler-udvælgelseskredsløbet 105 udvælgelsen til dannelse af ovennævnte kvotienter i beregnings-, udvælgelses- og tidsstyreenheden 90. Radarsystemet omfatter yderligere et AGC-kredsløb 109 til bestemmelse af forstærkningsfaktoren for i.f. forstærker-35 ne 14, 15 og 29. Videobehandlingsdelen har dertil et seriekredsløb, som forbindes til udgangen af forstærke-

DK 166108 B

24 ren 29, og som indbefatter en lineær detektor 110, en A/D-omsætter 111 og en afstandsgateomkobler 112.

Omsætteren 111 og omkobleren 112 styres ved. hjælp af beregnings-, udvælgelses- og tidsstyreenheden 5 90. Kun de sampler, der fra målekkoet frembringes fra afstandsgateomkobleren 112 lagres i samplebufferlage-ret 97. Amplitudeformeren 98 bestemmer amplituden af de tilførte værdier fra en tidsperiode af N successive ekkosignaler, der også indbefatter tværfaseværdierne; fra 10 disse værdier afledes en styrefaktor for i.f. forstærkerne 14, 15 og 29. Denne styrefaktor skrives dernæst i et register 113, hvilket på ethvert ønsket tidspunkt gennem en D/A-omsætter 114 tillader indstilling af forstærkningsfaktoren for i.f. forstærkerne 14, 15 og 29.

15 Det digitale AGC-kredsløb 109 muliggør sporing af to eller flere separate mål, som er tilstede i radarstrålen.

Med tilstedeværelsen af to mål i radarstrålen benyttes f.eks. en første AGC-faktor, som er lagret i et register 113, til optimal indstilling af i.f. forstærkerne 14, 20 15 og 29 under en første periode til modtagelse og behandling af ekkosignalet fra det nærmeste mål. En anden AGC-faktor, der er lagret i registret 113 resætter dernæst i.f. forstærkerne 14, 15 og 29 optimalt under en anden periode i den samme impulsrepetitionstid til 25 modtagelse og behandling af ekkosignalet fra det fjernere mål.

Den fælles videobehandlingsdel behøver ikke nødvendigvis at begynde ved i.f. forstærkerne 14, 15 og 29, idet den også kan indsættes ved andre enheder i 30 signalbehandlingsdelen.

De ovenfor beskrevne udførelsesformer af radarsystemet er ikke begrænset til brug ved de angivne bølgelængder dvs. 3,2 cm og 8 mm. Andre kombinationer af bølgelængder er også anvendelige forudsat, at de tilsva-35 rende frekvenser er beliggende på forskellige frekvensbånd fortrinsvis X- og Ka-båndene.

Claims (3)

1. Radarsystem til automatisk sporing af mål, som befinder sig i tilstrækkelig lav højde til at frembringe ekkoer, der reflekteres af jordoverfladen, hvilket radarsystem indbefatter: 5a) et antennesystem indrettet til at operere i et første frekvensbånd, der svarer til længere bølgelængder for vinkelsporing i større afstande, og i et andet frekvensbånd, der svarer til kortere bølgelængder for vinkelsporing i kortere afstande, 10b) en indretning til styring af antennesystemets retning for at bevirke målsporing, c) et første radarapparat, elektrisk koblet til antennesystemet og opererbart til udsendelse af impulser i det første frekvensbånd for at bevirke sporing i 15 større afstande, hvilken første radarindretning indbefatter en første modtager for at frembringe signaler ved en mellemfrekvens, som er repræsentativ for afstandene og retningerne til målene ved længere afstande, d) et andet radarapparat, elektrisk koblet til an-20 tennesystemet og opererbart til udsendelse af impulser i det andet frekvensbånd for at bevirke sporing i kortere afstande, hvilken anden radarindretning indbefatter en anden modtager for at frembringe signaler ved en mellemfrekvens, som er repræsentativ for i det mindste 25 retningen til målene i kortere afstande, e) en styreenhed, der er forbundet med det første radarapparat, med det andet radarapparat, med signalbehandlingsenheder og med indretninger til styring af antenneretningen, 30 idet styreenheden bevirker taktstyring af impulsudsendelserne fra det første og det andet radarapparat for hhv. længere og kortere målafstande i afhængighed af første og andre antenneretningsfejlsignaler, kendetegnet ved, at signalbehandlingsenhederne er DK 166108 B 26 indrettede til fra signalerne frembragt af det første radarapparat at udlede første antenneretningsfejlsignaler for mål i længere afstande og målafstandsinformation, og til fra signalerne frembragt af det andet ra- 5 darapparat at udlede andre antenneretningsfejlsignaler for mål i kortere afstande, idet styreenheden bevirker vekslende anvendelse af signaler fra første og andet radarapparat, og hvor signalbehandlingsenhederne indbefatter : 10 f) tre tværfasefølsomme detektorer til alternativ detektering med hensyn til højdeforskelssignalerne, azimutforskelssignalerne og sumsignalerne frembragt af første og andet radarapparat, og g) et tilpasset filter, elektrisk forbundet med de 15 fasefølsomme detektorer, for ud fra de alternative fa-sedetekterede signaler at udlede fasefejlindikations-værdier, afstandsfejlindikationsværdier og sumsignalværdier ved at bestemme respektive gennemsnitsamplituder af de fasedetekterede signaler.

2. System ifølge krav 1, kendetegnet ved, at det tilpassede filter består af en gruppe serieforbundne elementer indbefattende: a) en analog-digital-omsætter, der er elektrisk forbundet med de fasefølsomme detektorer, for at frem- 25 bringe digitaliserede signaler, b) en afstandsportkreds, elektrisk forbundet med analog-digital-omsætteren, for selektiv overføring af de digitaliserede signaler i afhængighed af signaler fra styreenhederne, 30 c) et første bufferlager til oplagring af valgte digitale signaler, som overføres gennem afstandsportkredsen, og d) en amplitudeformer til bestemmelse af maksimum- sumsignalværdien ud fra sådanne værdier, som svarer til 35 en forudbestemt impuls, der afsendes af det respektive radarapparat, hvorfra sumsignalerne oprindeligt kommer fra. DK 166108E 27

3. System ifølge krav 2, kendetegnet ved, at amplitudeformeren indbefatter: a) en med det første bufferlager elektrisk forbundet tæller til successiv addition og derefter subtrak- 5 tion af hver af samplesignalværdierne svarende til den forudbestemte impuls, b) et andet bufferlager til successiv oplagring af valgte sumsignalværdier i stedet for tidligere oplagrede sumsignalværdier, og 10 c) en komparator med to indgange forbundet med de respektive udgange fra tælleren og det andet bufferlager, og med komparatorudgangen elektrisk forbundet med en indgang til det andet bufferlager, hvilken komparator overfører til det andet bufferlager ethvert fra 15 tælleren modtaget sumsignal, som er større end den i det andet bufferlager løbende oplagrede sumsignalværdi.