JP2561426B2 - 電力分配合成器 - Google Patents
電力分配合成器Info
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Description
信分野での応用が期待されているミリ波集回路等におけ
る電力分配合成器に関するものである。
いられていたが、半導体素子の高周波対応化が進むにつ
れて、以前では導波管で形成されていたが受動回路素子
も、コプレーナ線路やマイクロストリップ線路のよう
な、誘電体基板上に形成される薄膜回路で形成されるよ
うになり、回路全体のモノリック集積回路(MMIC)
化が進んでいる。それに伴い、いわゆるウィルキンソン
型電力分配合成器もマイクロトリップ線路やコプレーナ
線路を用いて集積回路構成にしたい、という要求が生じ
てきた。ウィルキンソン 型電力分配合成器は、1つの
高周波入力を幾つか出力に分配し、逆方向に用いるとき
いくつかの高周波入力を1つの出力に合成する機能をも
つ回路である。電力分配器として特開平2−22450
1号公報や、1/4波長となる長さの伝送路を用い、出
力電力の端子管アンバランスを改善したウィルキンソン
型電力分配器として、特公昭63−15762号公報
がある。
分配する場合について考察することにし、ウィルキンソ
ン による原型をマイクロストリップ線路で構成した例
を図4に示す。従来の4分の1波長(λ/4)変成器を
用いたウィルキンソン 型電力分配合成器の構成を示す
図である。
1が入力端子、ポート2及び3が出力端子となる。ポー
ト1側(特性インピーダンスZo)から分岐点Tよりポ
ート2及び3側をみたときのインピーダンスがポート1
側の特性インピーダンスZoに接合するように4分の1
波長変成器の特性インピーダンスは決定される。一方の
出力端子から入った信号が他方の出力端子に至るには2
つのルートがあり、第1の吸収抵抗Rを通るルート、第
2はλ/4変成器を通るルートであるが、第1のルート
と第2のルートの距離の差は2分の1波長で、信号の位
相は180°ずれる。いま、一方の出力端子からみた第
1のルートの特性インピーダンスが、同端子からみた第
2のルートの特性インピーダンスに等しくなるように吸
収抵抗Rの値を選ぶ。すると、信号を一方の出力端子か
ら入力しても、他方の出力端子では信号のキャンセルが
起こり、出力信号が観測されなくなるが、このことを、
出力端子間の“アイソレーション”をとる、という。
分配合成器をマイクロストリップ線路で形成してミリ波
帯の周波数領域で動作させようとするときには、従来の
設計方法にもとづいた回路では問題があった。1つに
は、入(出)力アイソレーションのための吸収抵抗の距
離を考慮していないことによりアイソレーションがとれ
なくなること、また、Tジャンクション(T−junc
tion)やクロスジャンクションなどの線路の分岐点
での寄生のリアクタンス成分を補償(compensa
te)する設計になっていないことにより入(出)力ポ
ートでのインピーダンス整合が十分にとれないこと、な
どである。
抗の距離を考慮して電力分配合成器の各線路の距離を調
節すれば解決される(ウィルキンソン 型電力分配合成
器の設計方法は、例えば、小西著の”マイクロ波回路の
基礎とその応用”(総合電子出版、1990年)などに
詳しい。)例えば、動作周波数は60GHzのミリ波帯
で、マイクロストリップ線路の厚さは2μm、線路とグ
ラウンドとの間のインシュレータの厚さは40μm、比
誘電率は12.6の条件のもとでこの場合の電力分配合
成器の特性をシミュレーションとすると、図5に示す特
性図のようになる。この図5では吸収抵抗の距離を考慮
して各線路の距離を調節している。ここでは電力分配器
として使うことを想定して入出力ポートを定義してい
る。図5(a)は電力定在波比(VSWR)の特性を示
す。図5(c)は、入(出)力ポート間のアイソレーシ
ョン(Sマトリックスの−S2 3 に相当)であり、60
GHzで35dB程度の十分な値をもっている。だが、
図5(b)には、リターン・ロス(S1 1 ,S2 2 )を
示したが、分岐点に起因するリアクタンス成分のため、
入出力インピーダンス整合不十分なことがわかる。
分岐点に隣接する線路の線路幅と線路長を図6の線路1
(図の符号7)、線路2(図の符号8)に示すごとくに
多段階に変えることにより解決されることが報告されて
おり、この方法によりインピーダンス整合動作の広帯域
化もあわせて実現されることが知られている(Dydy
k,M.,“Master the T−juncti
on and Sharpen Your MIC D
esigns,”Microwaves,Vol.1
6,May 1977,pp.184−186.;デュ
ディック著:“マウター・ザ・T−ジャンクション・ア
ンド・シャープン・ユア・MICデザインズ”、マイク
ロウェイブス、第16巻、1977年5月)。図6はλ
/4変成器を用いたウィルキンソン型電力分配合成型の
基本構成に、分岐点の寄生リアクタンス成分を補償する
ための線路1、2を付加したものである。設計にあたっ
て線路1(7)の長さI1 、幅W1 、線路2(8)の長
さI2 、幅W2 、及び吸収抵抗Rの値、長さIR を最適
化する。
レーションの必要から、吸収抵抗の部分の距離の調節の
ため、吸収抵抗の部分にこの抵抗の他に距離調節用の線
路をもうける必要が出てきて回路のループ線路部が大き
くなる。このように位相を180°ずらすためのループ
線路部が長くなるとアイソレーションは著しく劣化し、
犠牲になってしまう。その結果、既存の方法では、入出
力インピーダンスの整合と、アイソレーションの両方の
特性を同時には満足させることができなかった。
配合成器において、4分の1波長インピーダンス変成器
のところを、8分の1波長変成器2コ(分配器のとき前
段をA、後段をBとする)の直列回路とする。入(出)
力ポート間のアイソレーションを得るための純抵抗R
を、変成器AまたはBのあとに接続する(吸収抵抗を変
成器Aの後に接続した場合は、請求項(1)に対応、変
成器Bの後に接続した場合は、請求項(2)に対
応。)。吸収抵抗を変成器Aのあとに接続する場合に
は、電力分配合成を行う伝達線路分岐点Tと変成器Aの
間の伝達線路の長さを8分の1波長程度の長さに選び、
入(出)力ポート間のアイソレーションをとる。
いるので、分岐点の寄生リアクタンスはちょうどうまく
補償される。また、アイソレーションをとるためのルー
プ路部は、(λ/4+吸収抵抗部の長さ)×2、で決定
されるので、冗長になることがない。その結果、請求項
(1)の方法は、各ポートでのきわだって高い入(出)
力ポート間での十分なアイソレーション(35dB程
度)を与える。また、請求項(2)の方法は、4分の1
波長変成器を用いたウィルキンソン型電力分配合成器本
来の高い入(出)力アイソレーション(40dB)を保
ったまま、各ポートの入出力インピーダンス整合を改善
する。
キンソン 電力分配合成器(原型)において、4分の1
波長変成器のところを、8分の1波長変成器2コ(分配
器のとき前段をA、後段をBとする)の直列回路とし、
純抵抗Rを変成器Aのあとに接続し、分岐点Tと変成器
Aの間の伝送線路の長さを8分の1波長程度に選ぶ。
リップ線路を用いた電力分配・合成器の回路図であり、
最適化された回路パラメータを図に示した。最適化した
のは、線路A、Bの線幅、吸収抵抗Rの値、及び分岐点
Tから線路Aまでの距離である。図2はこの電力分配器
の特性図であり、ここでは分配器として用いた場合を考
え入出力ポートを定義した。図2(a)は電力定在波比
を示す図である。 図2(b)は、リターン・ロスのシ
ミュレーション値であり、60GHzにおいて入出力と
も−40dB以下であり、十分な入出力インピーダンス
整合がとれていることがわる。図2(c)は、入(出)
力ポート間のアイソレーションの特性図であり、60G
Hzで35dB程度の十分な値が得られる。
キンソン型電力分配合成器において、4分の1波長イン
ピーダンス変成器のところを、8分の1波長変成器2コ
(分配器のとき前段をA、後段をBとする)の直列回路
とし、純抵抗Rを変成器Bのあとに接続する。その回路
図を図3に示した。この設計の場合最適化するのは、線
路A、Bの幅、及び吸収抵抗Rの値である。本発明は、
4分の1波長変成器を用いたウィルキンソン型電力分配
合成器本来の高い入(出)力アイソレーション(40d
B)を保ったまま、各ポートの入出力インピーダンス整
合を改善できる。
って必要な基本的回路要素を提供するものであり、無線
LAN、携帯電話器などのための通信用デバイスの発展
に貢献することである。
るための図。
では電力分配器としても使うことを想定して入出力ポー
トを定義。(a)は電圧定在波比(VSWR)を示す
図、(b)はリターン・ロス(S1 1、S2 2 )を示す
図、(c)はアイソレーション(−S2 3 )を示す図で
ある。
るための図。
ウィルキンソン型電力分配合成器の原型を示す図。
型)の特性を示す図。ここでは電力分配器として使うこ
とを想定して、入出力ポートを定義。(a)は電圧定在
波比(VSWR)を示す図、(b)はリターン・ロス
(S1 1、S2 2 )を示す図、(c)はアイソレーショ
ン(−S2 3 )を示す図である。
力分配合成器の原型に対し、分岐点の寄生リアクタンス
成分を補償するための線路1、2を付加した図。
Claims (2)
- 【請求項1】 ウィルキンソン型電力分配合成回路にお
いて、電力分配・合成を行う分岐点から8分の1波長程
度の長さの伝送線路を接続した後に、8分の1波長変成
器A及び8分の1波長変成器Bを設け、かつ、分配また
は合成されるべき2つの分岐のそれぞれの変成器AとB
との接続点の間を吸収抵抗で接続したことを特徴とする
電力分配合成回路。 - 【請求項2】 ウィルキンソン型電力分配合成回路にお
いて、電力分配・合成を行う分岐点から8分の1波長変
成器A及び8分の1波長変成器Bを設け、かつ、分配ま
たは合成されるべき2つの分岐のそれぞれの変成器Bの
後端の間を吸収抵抗で接続したことを特徴とする電力分
配合成回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5181474A JP2561426B2 (ja) | 1993-07-22 | 1993-07-22 | 電力分配合成器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5181474A JP2561426B2 (ja) | 1993-07-22 | 1993-07-22 | 電力分配合成器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0738309A JPH0738309A (ja) | 1995-02-07 |
JP2561426B2 true JP2561426B2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=16101392
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5181474A Expired - Lifetime JP2561426B2 (ja) | 1993-07-22 | 1993-07-22 | 電力分配合成器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2561426B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000307313A (ja) * | 1999-04-16 | 2000-11-02 | Mitsubishi Electric Corp | 電力分配合成器 |
KR100882772B1 (ko) * | 2007-09-07 | 2009-02-09 | 인하대학교 산학협력단 | Rfid 시스템 기반 저역통과필터를 구비한 전력분배기 |
JP2010147540A (ja) * | 2008-12-16 | 2010-07-01 | Toshiba Corp | マイクロ波回路 |
KR20190101730A (ko) * | 2018-02-23 | 2019-09-02 | 주식회사 브로던 | 저대역 통과 필터 특성이 포함된 전력 결합기 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2579371B2 (ja) * | 1989-10-20 | 1997-02-05 | 富士通株式会社 | 高周波信号用の電力分配/合成器 |
-
1993
- 1993-07-22 JP JP5181474A patent/JP2561426B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0738309A (ja) | 1995-02-07 |
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