JP2552454B2

JP2552454B2 - 交流電力制御装置

Info

Publication number: JP2552454B2
Application number: JP61130268A
Authority: JP
Inventors: 敬久篠田
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1986-06-06
Filing date: 1986-06-06
Publication date: 1996-11-13
Anticipated expiration: 2011-11-13
Also published as: JPS62287320A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、負荷に供給する交流電源の通電期間を制
御する交流電力制御装置に関するものである。

〔従来の技術〕

一般に、交流電源を負荷に供給し、その平均電力を制
御する場合、交流電源の通電期間を制御する方法がとら
れている。このため、サイリスタを必要期間オンにする
とともに、ガラスを急速加熱することによるストレスの
蓄積を防止するため、最初小さな電力で徐々に通電期間
を増加させ、その電力で連続通電状態になったら更に大
きな電力に切り換えて同様の制御を行っている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながらこのような従来の方法は、通電中の電流
のオンオフを行うため、雑音が発生するとともに、航空
機内の電源の電圧変動率は余りよいものではないため、
電力の切り換えによって機内の照明用の蛍光灯にフリッ
カが生じ、乗客に不快感を与えるという問題を有してい
た。

〔問題点を解決するための手段〕

このような問題を解決するために本発明は、交流電源
から負荷へ所定の電力を供給する第１の電力供給手段
と、この第１の電力供給手段が制御する電力より大きい
電力を供給する第２の電力供給手段と、この第２の電力
供給手段が供給する電力より大きい電力を供給する第３
の電力供給手段とを備え、さらに、第１の電力供給手段
と第２の電力供給手段を切換ながら時間経過にしたがっ
て第１の電力供給手段による通電時間を減少させるとと
もに第２の電力供給手段による通電時間を増加させる第
１の処理と、第２の電力供給手段による通電時間が全期
間となった後は、第２の電力供給手段と第３の電力供給
手段を切換ながら時間経過にしたがって第２の電力供給
手段による通電時間を減少させるとともに第３の電力供
給手段による通電時間を増加させる第２の処理とを行う
制御部を備えたものである。

〔作用〕

電源から負荷への電力供給の増加がスムースに行われ
る。

〔実施例〕

第１図はこの発明の一実施例を示すブロツク図であ
る。同図において、１はフイルタ回路、２は電源回路、
３はゼロレベル検出回路、４はヒータ通電時間制御回
路、５はゲート信号発生時間制御回路、６はゲート信号
発生回路、７はサイリスタ回路、８はオーバーカーレン
ト検出回路、９はヒータ電流検出回路、10はセンサーシ
ヨート検出回路、11はオーバーヒート検出回路、12,13
はスイツチング回路、15はアンド回路、16はリレー、16
aはリレー16の接点、17は変圧器、18₁,18₂は連動形の電
源スイツチ、19はセンサチエツク用のスイツチ、20はオ
ーバーヒートチエツク用のスイツチ、21はパワーオンチ
エツク用のスイツチ、22はヒータ、23は動作表示ラン
プ、24は窓ガラスの温度を検出するサーミスタ、25は抵
抗である。

フイルタ回路１は外部からの雑音の侵入および、この
装置から外部装置へ雑音が漏れることを防止している。
電源回路２は交流電圧をこの装置の動作に必要な直流電
圧に変換するようになつている。ゼロレベル検出回路３
は交流波形の１周期毎にゼロレベルを検出し、１周期の
開始時点においてパルス信号を発生するようになつてお
り、第２図に示すように、入力端子3a、出力端子3b、抵
抗32a〜32d、ダイオード33a〜33c、トランジスタ34、コ
ンデンサ35、インバータ36から構成されている。

ヒータ通電時間制御回路４はヒータに供給する電流を
窓ガラスの温度、電源投入時点からの経過時間を加味
し、交流波形の１週期を最小単位として通電時間制御を
行なうようになつている。この回路は第３図に示すよう
に増幅回路40、電源投入時から略３分間にわたり出力電
圧が単調増加する３分タイマ41、比較部42、8Hz程度の
三角波を発生する発振器43、レベル判定回路44から構成
されており、それらは抵抗40a〜40f、41a〜41f,42a,42
b,43a〜43m,44a〜44g、差動増幅器40q,41q,42q,43q〜43
s,44q,44r、ダイオード41t〜41v,42t,43t〜43w,44t、コ
ンデンサ40x,40y,41x,42x,43x,44x、入力端子4a〜4c、
出力端子4d〜4f、より構成されている。

ゲート信号発生時間制御回路５はサイリスタ回路７の
１周期分にわたる通電時間を制御するために必要なゲー
ト信号を発生するようになつており、第４図に示すよう
に、抵抗50a〜50e、コンデンサ51a〜51d、タイマ52a〜5
2c、バツフア53a〜53c、オア回路54、ダイオード55a〜5
5c、インバータ56a,56b、セツトリセツト形のフリツプ
フロツプ57、アンド回路58、入力端子5a〜5d、出力端子
5e〜5hから構成されている。

サイリスタ回路７は第５図に示すように、サイリスタ
70a〜70f、入力端子7a〜7m、出力端子7p〜7rから構成さ
れている。

ゲート信号発生回路６は第６図に示すように、ナンド
回路60a,60b、抵抗61a〜61h、コンデンサ62a〜62d、イ
ンバータ63a〜63d、バツフア64a,64b、アンド回路65a〜
65l、RS形のフリツプフロツプ66a,66b、ダイオード67a
〜67s、トランジスタ68a〜68d、パルストランス69a〜69
c入力端子6a〜6g、出力端子6j〜6m,6p〜6zから構成され
ている。

オーバーカーレント検出回路８は第７図に示すよう
に、抵抗81a〜81h、コンデンサ82a,82b、ダイオード83a
〜83c、差動増幅器84,85、入力端子8a、出力端子8b,8c
から構成されている。

ヒータ電流検出回路９は第１図に示すように変成器9
1、ダイオード92、差動増幅器93、基準電圧94から構成
され、ヒータ電流により発生する整流電圧が基準電圧94
の値より大きくなると「１」レベルの信号を送出するよ
うになつており、基準電圧94はヒータ22に供給するヒー
タ電流の最大規格値によつて発生する整流電圧よりも若
干大きく選ばれている。したがつて、ヒータ電流が正常
に供給されているとき、ヒータ電流検出回路９は「１」
レベルの信号を出力している。

センサーシヨート検出回路10は差動増幅器10a、基準
電圧10b、インバータ10c,10dから構成されており、常時
はリレー16を付勢しているが、入力端子10eに供給され
る電圧が基準電圧10bより小さくなるセンサーシヨート
時、入力端子10fに「１」レベルの信号が供給されるオ
ーバーカーレント検出時、入力端子10g「０」レベルの
信号が供給されるオーバーヒート検出時にリレー16が消
勢されるようになつている。

オーバーヒート検出回路11は差動増幅器11a、基準電
圧11b、インバータ11c、ダイオード11dから構成され、
入力端子11eに基準電圧11bより大きな電圧が供給される
オーバーヒート検出時に出力端子11gから「０」レベル
の信号を送出するようになつている。

このように構成された装置の動作は次のとうりである
が、理解が容易なように先ずヒータに供給する電力は一
種類であるとして説明する。第１図においてスイツチ18
₁,18₂がオンとなつているとき、電源回路２は各回路に
対し、動作に必要な電圧＋Ｖを供給しており、正常時は
リレー16が動作しているため、フイルタ回路１を通つた
交流波形はゼロレベル検出回路３に供給されている。こ
の回路は第２図に示すように、トランジスタのベース回
路にツエナーダイオード33cが直列に挿入されており、
トランジスタ34には直流電圧＋Ｖが供給されている。こ
のため、仮にツエナーダイオード33cが短絡されている
とした場合、トランジスタ34は直流電圧＋Ｖが供給され
ているので、その動作開始レベルは第８図（ａ）に示す
ように＋Ｖとなつており、交流波形がその値より小さく
なつたとき、トランジスタ34はオンとなる。そこで今度
はツエナーダイオード33cが有効に作用しているとした
とき、そのブレークダウン電圧がトランジスタ34に供給
されている直流電圧＋Ｖと等しいものとすると、トラン
ジスタ34は元の動作開始レベル＋Ｖより交流波形のレベ
ルがＶだけ低下して初めてオンとなり、第８図（ｂ）に
示す信号を出力する。すなわち、トランジスタ34は交流
波形のゼロレベルでオンとなり、次のゼロレベルでオフ
となる。

以上の説明はトランジスタ34のベースエミツタ間の逆
電圧が零であるとしているが、この値は0.7ボルト程度
であり、このレベルはトランジスタ34の固有の動作開始
レベルとして避けられないものである。しかし、直流電
圧、ツエナーダイオード33cのブレークダウン電圧を適
当に選択することによつて、回路全体としては動作開始
レベルを零レベルに調整することができる。

すなわち、動作方向に直流バイアス電圧が供給された
トランジスタ34に対して、そのトランジスタ34の動作開
始レベルが零ボルトとなるように、直流バイアス電圧を
打消すレベルシフト用のツエナーダイオード33cを挿入
することによつて、ゼロレベル検出が行なえる。そし
て、抵抗32cに発生した第８図（ｂ）に示す電圧は、コ
ンデンサ35,抵抗32dによつて微分され第８図（ｃ）に示
す信号となり、これがダイオード33bでクランプされ、
インバータ36で反転されて第８図（ｄ）に示すパルスと
して出力端子3bから出力される。

出力端子3bから出力されたパルスは、第４図に示すゲ
ート信号発生時間制御回路５の入力端子5aに供給され、
バツフア53bを介してタイマ52bの端子Ｂに供給される。
タイマ52bは端子CDに「１」レベルの信号が供給されて
いるとき、端子Ｂに供給される信号の立下りで端子Ｑか
ら「１」レベル、端子から「０」レベルの信号を発生
し、この状態が抵抗50b、コンデンサ51bで決まる時間継
続するようになつている。そして、端子CDが「０」レベ
ルになると端子Q,のレベルが反転するようになつてい
る。したがつて、第８図（ｄ）に示すようなゼロレベル
検出回路３からのパルスが入力端子5aに供給される度に
第８図（ｅ）に示す期間Ｔを有するパルスが出力され
る。この期間Ｔは前述したように抵抗50bとコンデンサ5
1bで決まり、交流電源の半周期より長く、１周期より長
く、１周期より短かくなるように設定されている、タイ
マ52bの出力信号はバツフア53c、アンド回路58、出力端
子5gを介してゲート信号発生回路７の端子6dに供給され
る（後述するようにアンド回路58のアンド条件は成立し
ている）。このため第６図に示すように、ナンド回路60
b,インバータ63bからなる発振回路は入力端子6dに
「１」レベルの信号が供給されている期間、抵抗61dと
コンデンサ62bで決まる周期の短い第８図（ｆ）に示す
ゲート信号を発生する。

一方、電源投入時は第３図に示すヒータ通電時間制御
回路のうち、３分タイマ41が「０」レベルの信号を送出
し、このレベルは約３分間にわたり徐々に上昇するよう
になつている。このため、差動増幅器44q,44rは「１」
レベルの信号を送出しており、これらが端子4f,4gを介
して出力され、第６図に示すゲート信号発生回路６の端
子6e,6f、バツフア64a,64bを介してアンド回路65a,65c
の一方の端子に供給されている、アンド回路65a,65cの
他方の端子は第４図に示すゼロレベル検出回路３の出力
がゲート信号発生時間制御回路５のインバータ56bを介
して供給されている。そして、ゼロレベル検出回路３は
第８図（ｄ）に示すようにゼロレベルを検出した後の短
時間だけ「０」レベルとなつており、その他の期間は
「１」レベルとなつている。このため、第６図に示すゲ
ート信号発生回路６のアンド回路65a,65cの他方の入力
には第８図（ｄ）に示す信号が供給されており、その信
号が「１」レベルである期間、アンド回路65a,65cは
「１」レベルの信号を送出している。このことによりフ
リツプフロツプ66a,66bはセツトされており、ともにそ
の出力端子Ｑから「１」レベルの信号を発生している。
この信号はアンド回路65eから「１」レベルを送出して
いるので、インバータ63bから送出された高い周波数の
発振波形はアンド回路65i、ダイオード67b、抵抗61fを
介してトランジスタ68aに供給され、このトランジスタ
をオンにする。このことによりパルストランス69aを介
してサイリスタ回路７のサイリスタ70a,70bにゲート信
号が供給され、そのサイリスタがオンとなる。このサイ
リスタ70a,70bは第５図に示すように変圧器17に供給さ
れているので、変圧器17に供給された信号は変圧されて
ヒータ22に供給される。

サイリスタは第５図に示すようにそれぞれ逆並列に接
続されているので、一方のサイリスタは交流波形の正の
半波でオンとなる。一般に、サイリスタはアノードに順
方向の電圧が供給されているとき、ゲートにゲート信号
が短時間供給されればオン状態になるが、使用環境条件
によつては必らずしもオン状態にならないこともある。
良好な環境条件のもとで使用すれば、このようなことは
ないが、常に良好な環境条件を要求することは経済性が
悪くなる。このようなときでもゲート信号は１回だけで
なく、繰返し供給するようにすることによつて確実にオ
ン状態とすることができる。このため、本装置では20KH
z程度の周波数を有するゲート信号を発生し、このゲー
ト信号をサイリスタに供給し、確実な動作をさせてい
る。

オン状態となつているサイリスタは、アノード・カソ
ード間に供給されている電源電圧の極性を反転すること
によつてオフ状態に転ずる。そこで第５図に示すように
サイリスタを逆並列にしておき、交流波形が負の半波と
なつた時点でも高周波のゲート信号が供給され続けるよ
うにしておけば、正の半波時点でオフ状態となつていた
サイリスタは交流波形が負の半波になつたときにオン状
態になる。ここで、ゲート信号は入力交流波形の半周期
を超え、１周期以内の時点でオフとなるようにしておけ
ば、入力交流波形の１周期が終了した時点でオンとなつ
ていたサイリスはオフとなる。

この装置では第８図（ｇ）に示すように、負の半波か
らサイリスタがオン状態となるようにしている。そし
て、負の半波から正の半波に転ずる時点t1以後もゲート
信号が伴給されているので、正の半波となつたときは、
負の半波時点でオフとなつていたサイリスタがオンとな
り、正の半波が出力される。時点t2においてゲート信号
は供給されなくなるが、電源の極性が正の半波である時
点t3まではオンとなつているサイリスタはそのままオン
状態を継続する。時点t3になると、負の半波になるの
で、今まで、すなわち正の半波でオンとなつていたサイ
リスタはオフとなるが、この時点から（ｆ）に示すよう
に、再びゲート信号が供給されはじめるので、正の半波
でオフとなつていたサイリスタがオンになり、（ｇ）に
示すように、正の半波に連続して負の半波の出力がサイ
リスタ回路７から出力される。このようにして交流波形
がある一方向、すなわち正方向から負方向にゼロレベル
をよぎる度に、ゲート信号が発生しておくようにしてお
くと、交流波形が連続して出力される。

時点t4になるとゲート信号が供給されなくなるが、前
述したようにこの時点でオンとなつていたサイリスタは
ゲート信号が供給されなくなつてもオン状態となつてい
る。しかし、時点t5になると交流波形の極性が変るの
で、今までオンであつたサイリスタはオフとなる。そし
て、（ｆ）に示したように時点t4以後、トリガ信号が供
給されないので、サイリスタ回路７もその時点以後、出
力信号を発生しない。

ヒータ通電時間制御回路４は第３図に示すように構成
されており、３分タイマ41は第９図（ａ）に示すよう
に、電源投入時点から出力電圧が単調増加し、３分程度
で飽和するようになつており、発振器43は第９図（ｂ）
に示すように、8Hz程度の三角波を発生するようになつ
ている。このため、差動増幅器42qは第９図（ｃ）に示
すように、３分タイマ41からの出力信号レベルが三角波
よりも大きい期間「０」レベルの信号を出力する。この
信号は出力端子4eから送出され、第４図に示すゲート信
号発生時間制御回路５の端子5b、インバータ56a、オア
回路54を介してタイマ52bの端子CDに供給される。この
ためタイマ52bの端子CDには第９図（ｄ）に示す信号が
供給される。一方、交流電源の周波数は略400Hzである
ため、三角波の周期は交流電源の周期の50倍となつてい
るので、三角波の１周期の期間は交流電源の波形の50サ
イクル分に相当する。そして、（ｄ）に示す信号が
「１」レベルの間、サイリスタ回路７にゲート信号が供
給されるので、電源投入後３分間はサイリスタ回路７が
間欠的にオンとなり、そのオンとなつている期間は時間
の経過とともに長くなつていき、（ａ）に示すタイマの
出力電圧が飽和した後は連続してオンとなる。このた
め、第９図（ｅ）に示すように、サイリスタ回路７から
出力される交流波形は時間の経過とともに出力期間中の
サイクル数が多くなつていく。

以上はガラスの温度を加味しないときの説明である
が、実際にはガラスに取付けられたサーミスタはガラス
の温度に応じた抵抗値となつているので、電源投入時は
温度が低く、抵抗値も低いのが通常の状態である。この
ため、増幅回路40の差動増幅器40qは非反転入力端子の
電圧の方が反転入力端子の電圧より大きくなつているの
で、この回路は「１」レベルの信号すなわち、ヒータ22
が高温となるように加熱するための信号を出力してい
る。しかし、前述したように、電源投入時、３分タイマ
41の出力電圧は徐々に増加するので、差動増幅器41qの
出力レベルは差動増幅器40qの出力レベルより低く、差
動増幅器40qの出力レベルはダイオード41tを介して差動
増幅器40qの出力レベルにクランプされ、そのクランプ
されたレベルの信号が差動増幅器42qの反転入力端子に
供給される。そして、ヒータが加熱されガラス温度が上
昇してくると、サーミスタの抵抗が高くなり、差動増幅
器40qの反転入力端子に供給される電圧も高くなるの
で、やがて差動増幅器40qの出力レベルが低下してく
る。そして、差動増幅器40qの出力レベルが差動増幅器4
1qの出力レベルより小さくなると、ダイオード41tは逆
方向にバイアスされるので、差動増幅器42qの反転入力
端子に供給される信号は差動増幅器40qの出力信号だけ
で支配され、ガラス温度が平衡温度となるように制御が
行なわれる。

サイリスタ回路７から出力された交流波形は変圧器17
に供給され、ヒータ22の規格から要求される電圧に変換
され、ヒータ22に供給される。変圧器を用いて間欠的な
通電時間制御を行なう場合、間欠時間がある値より短か
いと、変圧器内の電磁エネルギが消滅しないうちに次の
通電が開始されることになるので、通電を再開するとき
は前の極性と逆極性の電流を供給するようにしないと、
鉄心内の磁束が飽和して大電流が流れてしまう。このた
め、第10図（ａ）に示すような交流波形が供給されてお
り、この交流波形を間欠制御するとき、（ｂ）に示すよ
うに、正の半波で通電が終了したものの通電を再開する
ときは、負の半波から通電を再開する必要がある。この
ことを実現するためにこの装置は、第10図（ｃ）に示す
ように、（ａ）に示す波形から負方向に変る時点でゲー
ト信号を発生させ、そのゲート信号は交流波形が負から
正の半波に変り、その半波が終了する以前に停止させ、
その停止タイミングは正の半波が負の半波に変つたと
き、サイリスタが確実にオフとなるように選んでいる。

以上のような構成をとることによつて第10図に示すよ
うに、交流波形の１周期を最小単位として通電制御が行
なわれ、その通電時間が第９図（ｅ）に示すように電源
投入時点より徐々に長くなり、第10図（ｂ）に示すよう
に、交流波形がある極性方向にゼロレベルをよぎる時点
から通電が開始され、交流波形が通電開始時と同一極性
方向にゼロレベルをよぎる時点に通電が停止される。そ
して、この制御はガラス温度が所定温度になるまで続け
られる。また、所定温度になつた後、外気温度の変化な
どでガラス温度が変化すると、ガラス温度を所定温度に
戻すような制御が行なわれる。

以上の説明はヒータ22に供給する電力は一種類として
きた。しかし、発明が解決しようとする問題点の項で述
べたように、ヒータ22に必要な電力をオンオフ制御する
ことはヒータ22の温度を制御するという点では問題ない
が、航空機の電源は電圧安定度があまり良いものではな
いので、ヒータの通電時に機内電圧が低下し、機内照明
用に用いている螢光灯にフリツカが生じ、乗客に不快感
を与える。このため、この発明では先ず低い電力で通電
時間制御を行ない、その通電期間を徐々に長くし、全期
間が通電状態になつたとき（この状態は今まで説明して
きた状態に相当する）、この値の電力と、その電力より
更に大きな電力を交互にヒータに供給するようにしてい
る。その時、電力の大きい方の通電時間は最初短かく、
時間の経過とともに徐々に長くする。そして、電力の小
さな通電時間はこれとは逆に、時間の経過とともに短か
くなるようにしている。

次にこのような制御動作について説明する。前述した
ように第４図に示すタイマ52a,52bは端子CDが「１」レ
ベルであるときに端子Ｂに供給される信号の立下りで出
力Ｑが「０」レベルから「１」レベルに転ずるようにな
つており、端子CDに「０」レベルの信号が供給されたと
きはリセツトされ端子Ｑは無条件に「０」レベルになる
ように構成されている。このため、タイマ52bの端子Ｑ
から「１」レベルの信号が発生しているとき、タイマ52
aは端子Ｑから「０」レベルの信号を発生している。そ
して、タイマ52bは第９図（ｅ）に示す信号が出力され
る期間、端子Ｑから「１」レベルの信号を送出するよう
になつており、タイマ52aは第９図（ｅ）に示す信号が
出力されない期間、端子Ｑから「１」レベルの信号は出
力されるようになつている。

第４図に示すようにタイマ52aの出力はゲート信号発
生回路６のナンド回路60aに供給され、タイマ52bの出力
はフリツプフロツプ57、アンド回路58を経て、ゲート信
号発生回路６のナンド回路60bに供給されている第６図
からわかるように、ナンド回路60aおよびナンド回路60b
は発振回路（発振周波数約20KHz）を構成しており、そ
れらの発振回路はそれぞれのナンド回路に「１」レベル
の信号が供給されている期間発振している。前述したよ
うに、タイマ52aと52bは交互に出力を発生しているの
で、ナンド回路60a,60bを含む発振回路も交互に出力を
発生している。これらの発振出力はそれぞれアンド回路
65h,65lに供給されるが、これらアンド回路の他の入力
にはアンド回路65f,65gを介してフリツプフロツプ66a,6
6bからの出力が供給されている。このフリツプフロツプ
回路はヒータ通電時間制御回路４からバツフア64a,アン
ド回路65aを介して供給される信号と、バツフア64b,ア
ンド回路65cを介して供給される信号によつて制御され
るようになつている。ヒータ通電時間制御回路４は第３
図に示す差動増幅器40qの出力レベルが低いうちは差動
増幅器44q,44rとも「１」レベルの信号を出力している
が、差動増幅器40qの出力があるレベルまで高くなると
差動増幅器44qが「０」レベルの信号を送出するように
なる。そして、差動増幅器40qの出力レベルが更に高く
なると、差動増幅器44q、44r共に「０」レベルの信号を
送出するようになる。差動増幅器40qの出力はその入力
すなわち、端子4aに接続されているサーミスタ24の抵抗
値で変り、このサーミスタ24は第１図に示すヒータ22が
埋め込まれている操縦席の窓ガラスの温度で変る。窓ガ
ラスの温度はヒータ22に流す電流の大きさで変るので、
ヒータ温度が第１の温度以上になると差動増幅器44qか
ら「０」レベルの信号を出力ヒータ温度が第１の温度よ
り高い第２の温度以上になると差動増幅器44rも「０」
レベルの信号を出力するように定数を設定しておく。

このため電源投入時は３分タイマ41の作用により第３
図の差動増幅器44q,44rとも「１」レベルの信号を送出
しており、これが第６図のゲート信号発生回路６のアン
ド回路65a,65cの一方の端子に加えられる。アンド回路6
5a,65cの他方の端子にはゼロレベル検出回路で発生した
パルスが供給されているので、そのパルスが供給された
ときアンド回路65a,65cは「１」レベルの信号を送出
し、フリツプフロツプ66a,66bともセツトされ、そのＱ
出力はともに「１」レベルとなる。

ゲート信号発生回路６のフリツプフロツプ66a,66bの
Ｑ出力はヒータ通電時間制御回路４のダイオード43u,43
tに供給されているので、供給された信号により、第３
図に示す抵抗43iにある電圧が発生する。この電圧は差
動増幅器43rの反転入力端子に供給されているので、差
動増幅器43rは非反転入力端子に供給される三角波のレ
ベルをシフトさせ、第11図の波形ａで示す三角波を出力
する。なお第11図において特性ｄは３分タイマ41の出力
である。

このため三分タイマ41のレベル変化にともない第９図
（ｅ）で説明したように、ゲート信号発生回路６のイン
バータ63bから出力される20KHz信号の継続時間が徐々に
長くなる。そして、第６図のアンド回路65eから「１」
レベルの信号が送出されているので、インバータ63bか
ら出力された20KHzの信号はアンド回路65i,ダイオード6
7b,抵抗61fを介してトランジスタ68aに供給され、その
トランジスタを20KHz程度でオンオフするので、ゲート
信号がサイリスタ70a,70bに供給され、そのサイリスタ
がオンとなる。この結果、変圧器17を介してヒータ22に
ヒータ電流が供給される。インバータ63bの出力は第９
図（ｅ）に示すように間欠的に、しかも時間が経過する
にしたがい継続時間が長くなるようになつている。この
ときオンオフするサイリスタは変圧器17の１次側巻数が
最大のタツプに接続されているので、ヒータ電流はこれ
に対応して７アンペアとなり、その電流が第12図（ａ）
に示すように流れる。

７アンペアのヒータ電流が流れる期間は前述のように
徐々に長くなり、やがては連続通電状態になるので、ガ
ラス温度はやがて前述の第１の温度に達する。この結
果、第３図に示す差動増幅器40qの出力レベルがその温
度に対応する値まで高くなつており、このことを差動増
幅器44qが検出し、今まで送出していた「１」レベルの
信号を「０」レベルにする。この信号は第６図に示すフ
リツプフロツプ66aのリセツト端子Ｒに供給され、その
フリツプフロツプをリセツトする。このため、今まで
「１」レベルを送出していたアンド回路65eはアンド条
件が成立しなくなり、代つてアンド回路65fがアンド条
件が成立するので、そこから「１」レベルの信号が送出
され、アンド回路65j,65hに供給される。

一方、フリツプフロツプ66aの出力が「１」レベルか
ら「０」レベルに変ることによつて、前述したように三
角波のレベルが第11図の波形ｂに示すようにシフトされ
る。このため、第６図に示すインバータ63bの出力波形
は再び第９図（ｄ）に示すような間欠的な信号を出力す
る。一方、第４図に示したタイマ52a,52bは前述したよ
うに、一方が出力を発生しているときは他方は出力を送
出しないようになつているので、第６図のインバータ63
aは第９図（ｆ）に示すように、（ｅ）に示す信号の停
止している期間、20KHz程度の信号を送出しており、こ
の信号（ｆ）は、（ｅ）とは逆に時間の経過とともに継
続時間が短かくなつていく。このため、アンド回路65h
とアンド回路65jから交互に20KHzの信号が出力され、そ
れによりサイリスタ70a,70bの組と、サイリスタ70c,70d
の組が交互にオンとなる。そして、サイリスタ70c,70d
の組が接続されているのは変圧器17の１次側巻線が少な
い方であるから、ヒータ22に供給される電流もこのサイ
リスタがオンになつている方が大きく、14アンペアの電
流がヒータ22に流れるようになつている。このとき、ア
ンド回路65jから送出される信号の継続時間は時間の経
過とともに長くなり、アンド回路65hから送出される信
号の継続時間は逆に、時間の経過とともに短かくなるの
で、ヒータ22に流れる電流は第12図（ｂ）に示すように
なる。第12図（ｂ）において振幅の小さい部分は７アン
ペアの電流が流れている部分、振幅の大きい部分は14ア
ンペアの電流が流れている部分である。

このようにヒータに流れる電流が大きくなると、窓ガ
ラスはやがて第２図の温度に達するので、今度は第６図
に示すフリツプフロツプ66bもリセツトされる。このた
め、アンド回路65fはアント条件が成立しなくなり、代
つてアンド回路65gにアンド条件が成立するので、今度
はアンド回路65k,65lから20KHzの信号が交互に送出さ
れ、サイリスタ70c,70dの相とサイリスタ70e,70fの組が
交互にオンになる。これらは変圧器17を介してヒータ22
に14アンペアの電流と20アンペアの電流を交互に供給す
るので、ヒータ22に流れる電流は第12図（ｃ）に示すよ
うになる。（ｃ）において、振幅の大きい部分は20アン
ペア、振幅の小さい部分は14アンペアである。

このように、１波長単位の位相制御を行なつても、供
給する電流を段階的に変えると、電圧変動は少なくな
り、機内の螢光灯のちらつきもなくなる。

しかし、電流の振幅は２つの回路を切換えてしかもそ
の位相を連続させなければならないが、切換時に位相の
不整合がおこり易く、このときは過大電流が流れ、やは
り電圧変道率が大きくなつてしまう。そこで、この不整
合をなくすため、第４図に示すフリツプフロツプ57、抵
抗50d,50e、コンデンサ51d、ダイオード55a,55b、アン
ド回路58を設け、電流値の切換時点で交流波形の最初の
１周期だけ若干遅れて追従するようにしている。すなわ
ち、フリツプフロツプ57がセツトされるとその出力は抵
抗50d、コンデンサ51dによつて決まる時間だけ遅れて出
力され、その遅れ時間分だけアンド回路58が遅れて能動
となる。また、タイマ52cを設けて、波形切換時点にお
ける切換前の波形の継続時間を若干長くしている。この
ことにより位相の不整合による過電流が防止できる。な
お最初の１周期以後の遅延は不要であるので、ダイオー
ド55bにより２周期以後の遅延は生じないようにしてい
る。

サイリスタ回路から出力された交流波形は変圧器17に
よりヒータ22の規格から要求される電圧に変換される
が、このとき変圧器17の巻線の一部をヒータ電流検出回
路９の変成器91によつて構成している。このため、ヒー
タ22に供給されている電流は変成器91でピツクアツプさ
れ、ダイオード92で整流されて差動増幅器93の反転入力
端子に供給される。差動増幅器93は前述したように非反
転入力端子に、ヒータ電流の最大規格値によつて反転入
力端子に供給される電圧より若干高い基準電圧94が供給
されているので、最大規格値以上のヒータ電流が流れる
と「０」レベルの出力信号を送出する。一方、ゲート信
号発生時間制御回路５の出力端子5eはヒータ電流が供給
されている期間のうち大部分の期間で「１」レベルの信
号を送出しているので、この信号とヒータ電流検出回路
９から出力される「０」レベルの信号の両方がアンド回
路15に供給されたとき、サイリスタがオンとなり、かつ
ヒータ22にヒータ電流が供給されていることを表わすた
めの動作表示ランプ23を点灯させる。

サイリスタ回路７から出力された電流は変圧器17の一
部を介してオーバーカーレント検出回路８の入力端子8a
に供給される。この電流は第７図に示す抵抗81aに流れ
込み、第13図（ａ）に示すような、サイリスタに流れる
電流値に対応した大きさの交流電圧を生じさせ、その電
圧が第７図に示す差動増幅器84の反転入力端子に供給さ
れる。差動増幅器84の非反転入力端子にV/2のバイアス
が供給されていれば、その出力には第13図（ｂ）に示す
信号が出力される。しかし、このままであると、入力波
形を整流をしなければならない。ところが、差動増幅器
84の規格を詳細に検討すると、入力がマイナス0.3ボル
ト以上について動作が保証されているもの（例えばLM29
04）がある。そこで非反転入力端子を接地して第７図の
回路にして、入力としてマイナス0.6ボルト程度まで振
幅を有する信号を反転入力端子に供給すると、振幅Ｖを
有する正の半波の波形が出力される。すなわち、差動増
幅器84によつて整流と増幅が同時に行なわれたことにな
る。

差動増幅器84の出力は抵抗81c、コンデンサ82bで平滑
され、その平滑出力が抵抗81fと81eで決められる基準電
位より大きくなると、差動増幅器85は「１」レベルの出
力信号を送出する。この「１」レベルの信号は出力端子
8b,8cを介して出力され、ゲート信号発生回路６の入力
端子6gと、センサーシヨート検出回路10の入力端子10f
に供給される。このためゲート信号発生回路６は第６図
に示すトランジスタ68dがオンになつて、トランジスタ6
8a〜68cのベースをアース電位とするので、全てのサイ
リスタにゲート信号が供給されなくなり、サイリスタは
オフとなる。一方、センサシヨート検出回路10は入力端
子10fに供給された信号によつてリレー16が消勢され、
接点16aが開放される。

何等かの原因により窓ガラスが過熱状態になると、サ
ーミスタ24の抵抗値が大きくなる。このサーミスタはヒ
ータ通電時間制御回路４から電流が供給されているの
で、窓ガラスが過熱するとオーバーヒート検出回路11に
おける差動増幅器11aの非反転入力端子に供給される電
圧が大きくなる。この電圧が基準電圧11bを越えると差
動増幅器11aは「１」レベルの出力信号を発生し、この
信号がインバータ11cで反転されセンサシヨート検出回
路10のインバータ10dに供給されるので、このときもリ
レー16が消勢される。

また何等かの原因によりサミスタ24がシヨートする
と、センサーシヨート検出回路10の差動増幅器10aは反
転入力端子に供給される電圧の方が非反転入力端子に供
給される電圧より小さくなるので、差動増幅器10aは
「１」レベルの信号を出力する。このため、リレー16は
消勢され、サイリスタ回路７に電源を供給しなくなる。

窓ガラスはオーバーカーレントによつて過熱する他、
高温の外気にさらされたときも過熱するので、この時に
もオーバーカーレント検出回路は窓ガラスの過熱を検出
してしまう。このため、この発明においてはヒータ電流
を検出し、ヒータ電流が正常値であるときはオーバーカ
ーレント険出回路が動作しないようにしている。すなわ
ち、第１図に示すヒータ電流検出回路９はヒータ電流が
正常である時は「１」レベルの信号を送出している。こ
のため、オーバーヒート検出回路11の差動増幅器11aの
反転入力端子にこの「１」レベルの信号が供給されてい
る。一方、この差動増幅回路の非反転入力端子にはサー
ミスタ24に発生した電流が供給されている。しかし、非
反転入力端子の電圧は窓ガラスの温度に対応して変る電
圧であり、電源電圧より低い電圧であるが、反転入力端
子の電圧は「１」レベルであるから、ほとんど電源電圧
と同じレベルである。このことから、ヒータ電流の値が
正常値以下であるとき、差動増幅器11aは反転入力端子
の電圧の方が常に高くなり、その出力は「０」レベルと
なつている。したがつてインバータ11cは「１」レベル
の信号を出力し、センサーシヨート検出回路10の動作、
すなわちリレー16の動作に影響を与えない。

しかし、ヒータ22に過電流が流れたとき、ヒータ電流
検出回路９は「０」レベルの信号を送出するので、この
出力信号はオーバーヒート検出回路11に影響を与えな
い。このため、オーバーヒート検出回路11はサーミスタ
24に発生する電圧を検出し、その値が許容値以上のとき
はセンサーシヨート検出回路10を駆動し、これによつて
リレー16が消勢されるので、ヒータ22に電流が供給され
なくなり、窓ガラスの過熱を防止する。また、このとき
はアンド回路15のアンド条件も成立しているので、ラン
プ23が点灯し、異常の報知が行なわれる。

スイツチ20はパワーオン時に第３図に示すタイマ41
（３分タイマ）の出力電圧が飽和した状態を作り出して
いるので、電源投入と同時にサーミスタ24による温度制
御の状態をチエツクできる。

スイツチ21はオーバーヒート状態を擬似的に作り出す
スイツチである。

なお、以上の実施例では操縦席のガラス窓のヒータの
加熱回路について説明したが、これに限らず交流電力の
可変制御を行なうもの一般に使用することができる。

〔発明の効果〕

以上説明したようにこの発明は、ある極性方向に発生
する交流波形の先頭位置からその極性と反対極性の交流
波形の終了時点より十分手前で終了するトリガ信号を、
交流電源の過電期間中発生するようにしたものであるか
ら、ソフトスタート・ソフトストツプ制御となり雑音を
発生させずに通電制御が行なえるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロツク図、第２図
はゼロレベル検出回路を示す回路図、第３図はヒータ通
電時間制御回路を示す回路図、第４図はゲート信号発生
時間制御回路を示す回路図、第５図はサイリスタ回路を
示す回路図、第６図はゲート信号発生回路を示す回路
図、第７図はオーバーカーレント検出回路を示す回路
図、第８図はゲート信号の発生状態を説明するための各
部波形図、第９図は電源投入時におけるサイリスタの動
作状態を説明するための各部波形図、第10図はサイリス
タの通電状態を示す波形図、第11図は制御対象の温度に
ともなう比較用信号の発生状態を示すグラフ、第12図は
ヒータに供給される電流の波形を示すグラフ、第13図は
オーバカーレント検出回路の動作を説明するための波形
図である。３……ゼロレベル検出回路、４……ヒータ通電時間制御
回路、５……ゲート信号発生時間制御回路、６……ゲー
ト信号発生回路、７……サイリスタ回路、８……オーバ
ーカーレント検出回路、９……ヒータ電流検出回路、10
……センサーシヨート検出回路、11……オーバーヒート
検出回路。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流波形の１周期を最小単位として通電期
間の制御を行って航空機用窓ガラスの加熱を行う交流電
力制御装置において、交流電源から負荷へ所定の電力を供給する第１の電力供
給手段と、この第１の電力供給手段が供給する電力より
大きい電力を供給する第２の電力供給手段と、この第２
の電力供給手段が供給する電力より大きい電力を供給す
る第３の電力供給手段とを備え、第１の電力供給手段と第２の電力供給手段を切換ながら
時間経過にしたがって第１の電力供給手段による通電時
間を減少させるとともに第２の電力供給手段による通電
時間を増加させる第１の処理と、第２の電力供給手段による通電時間が全期間となった後
は、第２の電力供給手段と第３の電力供給手段を切換な
がら時間経過にしたがって第２の電力供給手段による通
電時間を減少させるとともに第３の電力供給手段による
通電時間を増加させる第２の処理とを行う制御部を備え
たことを特徴とする交流電力制御装置。