JP2543535B2 - デイジタルノイズリデユ―サ - Google Patents
デイジタルノイズリデユ―サInfo
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- JP2543535B2 JP2543535B2 JP62236289A JP23628987A JP2543535B2 JP 2543535 B2 JP2543535 B2 JP 2543535B2 JP 62236289 A JP62236289 A JP 62236289A JP 23628987 A JP23628987 A JP 23628987A JP 2543535 B2 JP2543535 B2 JP 2543535B2
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- signal
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ビデオテープレコーダなどに用いて好適な
デイジタルノイズリデユーサに関する。
デイジタルノイズリデユーサに関する。
画像信号のノイズ低減を行なう装置としては、画像信
号における１）ライン間,2）フイールド間,3）フレーム
間等の相関性を利用したいわゆるノイズリデユーサがよ
く用いられている。そして、近年の半導体技術の進歩，
画像信号処理にも適用可能な高速のA/D（アナログ／デ
イジタル）変換器,D/A（デイジタル／アナログ）変換器
やメモリの開発などにより、デイジタル技術を応用した
ノイズリデユーサの実現も可能となつてきた。特に、メ
モリを遅延回路として用いることにより、フイールド遅
延やフレーム遅延が可能となり、これまでアナログ回路
では不可能であつたフイールド相関やフレーム相関を利
用したノイズリデユーサの実用化が可能となった。
号における１）ライン間,2）フイールド間,3）フレーム
間等の相関性を利用したいわゆるノイズリデユーサがよ
く用いられている。そして、近年の半導体技術の進歩，
画像信号処理にも適用可能な高速のA/D（アナログ／デ
イジタル）変換器,D/A（デイジタル／アナログ）変換器
やメモリの開発などにより、デイジタル技術を応用した
ノイズリデユーサの実現も可能となつてきた。特に、メ
モリを遅延回路として用いることにより、フイールド遅
延やフレーム遅延が可能となり、これまでアナログ回路
では不可能であつたフイールド相関やフレーム相関を利
用したノイズリデユーサの実用化が可能となった。
これらのデイジタル技術を用いたノイズリデユーサに
ついては、たとえば、吹抜著「画像のデイジタル信号処
理」日刊工業新聞社発行PP.115−118に論じられている
が、第10図により、その一例を説明する。なお、同図に
おいて、１は加算回路、２は減算回路、３は係数乗算回
路、４は入力端子、５は遅延回路、６は出力端子であ
り、処理はデイジタル的に行なわれ、また、遅延回路５
はメモリとその制御回路とによつて構成されている。
ついては、たとえば、吹抜著「画像のデイジタル信号処
理」日刊工業新聞社発行PP.115−118に論じられている
が、第10図により、その一例を説明する。なお、同図に
おいて、１は加算回路、２は減算回路、３は係数乗算回
路、４は入力端子、５は遅延回路、６は出力端子であ
り、処理はデイジタル的に行なわれ、また、遅延回路５
はメモリとその制御回路とによつて構成されている。
いま、時刻t1に入力端子４に入力される信号（デイジ
タルデータ）をXiとすると、入力信号Xiは加算回路１と
減算回路２とに供給され、これと同時に遅延回路５から
信号Yiが減算回路２に供給される。減算回路２では、遅
延回路５より供給される信号Yiを入力信号Xiから減算
し、差成分（Xi−Yi）を係数乗算回路３に供給する。係
数乗算回路３では、供給された差成分（Xi−Yi）がＫ
（０≦Ｋ＜１）倍され、加算回路１に供給される。そこ
で、加算回路１では、入力端子４から供給された入力信
号Xiと係数乗算回路３から供給された差成分Ｋ（Xi−
Yi）とが加算されて信号Ziが形成され、この信号Ziは出
力端子６から出力されるとともに、遅延回路５に供給さ
れる。遅延回路５では、供給された信号Ziが一定時間
（たとえば、フイールド相関を利用したものならば、１
フイールド期間）遅延され、減算回路２に供給する。こ
れら加算回路1,検算回路2,係数乗算回路3,遅延回路５が
いわゆる帰還型ノイズリデユーサを構成している。
タルデータ）をXiとすると、入力信号Xiは加算回路１と
減算回路２とに供給され、これと同時に遅延回路５から
信号Yiが減算回路２に供給される。減算回路２では、遅
延回路５より供給される信号Yiを入力信号Xiから減算
し、差成分（Xi−Yi）を係数乗算回路３に供給する。係
数乗算回路３では、供給された差成分（Xi−Yi）がＫ
（０≦Ｋ＜１）倍され、加算回路１に供給される。そこ
で、加算回路１では、入力端子４から供給された入力信
号Xiと係数乗算回路３から供給された差成分Ｋ（Xi−
Yi）とが加算されて信号Ziが形成され、この信号Ziは出
力端子６から出力されるとともに、遅延回路５に供給さ
れる。遅延回路５では、供給された信号Ziが一定時間
（たとえば、フイールド相関を利用したものならば、１
フイールド期間）遅延され、減算回路２に供給する。こ
れら加算回路1,検算回路2,係数乗算回路3,遅延回路５が
いわゆる帰還型ノイズリデユーサを構成している。
この帰還型ノイズリデユーサの伝達関数Ｈ（Ｚ）は次
の式（１）で表わされる。
の式（１）で表わされる。
ここで、Z-1は単位遅延演算子であつて、Ｔを遅延回
路５の遅延時間とすると、 Z-1＝e-jwT ……（２） と表わされる。
路５の遅延時間とすると、 Z-1＝e-jwT ……（２） と表わされる。
単位遅延演算子Z-1が式（２）で表わされる式（１）
の伝達関数Ｈ（Ｚ）を有する帰還型ノイズリデユーサの
周波数特性は、第11図に示すように、周波数がn/T（但
し、ｎ＝0,1,2,……）で山部となり、周波数が（2n＋
１）/2Tで谷部となるくし形特性を呈し、Ｔはフイール
ドまたはフレーム周期とし、第10図の入力端子１から入
力される入力信号がビデオ信号とすると、そのスペクト
ラム分布が第11図の山部に一致するから、谷部に一致す
るビデオ信号中のノイズ成分が低減される。
の伝達関数Ｈ（Ｚ）を有する帰還型ノイズリデユーサの
周波数特性は、第11図に示すように、周波数がn/T（但
し、ｎ＝0,1,2,……）で山部となり、周波数が（2n＋
１）/2Tで谷部となるくし形特性を呈し、Ｔはフイール
ドまたはフレーム周期とし、第10図の入力端子１から入
力される入力信号がビデオ信号とすると、そのスペクト
ラム分布が第11図の山部に一致するから、谷部に一致す
るビデオ信号中のノイズ成分が低減される。
第11図のくし形特性の谷部の深さは帰還係数Ｋに応じ
て異なり、帰還係数Ｋが小さいときには、破線で示すよ
うに谷部は浅く、帰還係数Ｋが大きいときは、実線で示
すように谷部が深くなる。したがつて、帰還係数Ｋが大
きい程ノイズ低減効果が大きくなる。
て異なり、帰還係数Ｋが小さいときには、破線で示すよ
うに谷部は浅く、帰還係数Ｋが大きいときは、実線で示
すように谷部が深くなる。したがつて、帰還係数Ｋが大
きい程ノイズ低減効果が大きくなる。
一方、第10図の出力端子６に得られる信号Ziは次式で
表わすこともできる。
表わすこともできる。
Zi＝Xi＋Ｋ（Yi−Xi）＝（１−Ｋ）Xi＋KYi ……（３） ここで、信号Yiは入力信号Xiよりも遅延回路５の遅延
時間だけ前に得られる出力信号であり、これと入力信号
Xiとの間にΔXiだけ差があるとすると、Xi＝Yi＋ΔXiと
表わすことができ、これを式（１）に代入すると、 Zi＝（１−Ｋ）ΔXi＋Yi ……（４） となる。
時間だけ前に得られる出力信号であり、これと入力信号
Xiとの間にΔXiだけ差があるとすると、Xi＝Yi＋ΔXiと
表わすことができ、これを式（１）に代入すると、 Zi＝（１−Ｋ）ΔXi＋Yi ……（４） となる。
ところで、上記説明のように、帰還型ノイズリデユー
サにおいてあ、帰還係数Ｋを大きくすればするほど、ノ
イズ低減量が大きくなる。しかし、（４）式より明らか
な様に、帰還係数Ｋを（０≦Ｋ＜１）を大きくとれば、
（１−Ｋ）ΔXiが小さくなり、さらに、 ｜（１−Ｋ）ΔXi|＜1LSB ……（５） （但し、1LSBは量子化の１階調を表すデイジタル値であ
る。）となる差成分ΔXiについては、この差成分が丸め
演算の過程で切りすてられ、出力信号が変化しない場合
が生じる。すなわち、帰還係数Ｋを大きくすると、映像
信号の変化が少ない領域での階調エラーが増大し、実質
的に量子化ビツト数が減少したような画質劣化が生じる
ことになる。
サにおいてあ、帰還係数Ｋを大きくすればするほど、ノ
イズ低減量が大きくなる。しかし、（４）式より明らか
な様に、帰還係数Ｋを（０≦Ｋ＜１）を大きくとれば、
（１−Ｋ）ΔXiが小さくなり、さらに、 ｜（１−Ｋ）ΔXi|＜1LSB ……（５） （但し、1LSBは量子化の１階調を表すデイジタル値であ
る。）となる差成分ΔXiについては、この差成分が丸め
演算の過程で切りすてられ、出力信号が変化しない場合
が生じる。すなわち、帰還係数Ｋを大きくすると、映像
信号の変化が少ない領域での階調エラーが増大し、実質
的に量子化ビツト数が減少したような画質劣化が生じる
ことになる。
本発明の目的は、かかる問題点を解消し、ノイズ低減
効果を充分大きくして、かつ画質劣化を防止できるよう
にしたデジタルノイズリデユーサを提供することにあ
る。
効果を充分大きくして、かつ画質劣化を防止できるよう
にしたデジタルノイズリデユーサを提供することにあ
る。
上記目的を達成するために、本発明は、係数乗算回路
の帰還係数を可変とし、かつ入力信号と遅延回路からの
信号との差成分の絶対値がある値以下となるローレベル
領域を検出する手段を設け、該手段の検出出力によつて
該帰還係数を小さく設定する。
の帰還係数を可変とし、かつ入力信号と遅延回路からの
信号との差成分の絶対値がある値以下となるローレベル
領域を検出する手段を設け、該手段の検出出力によつて
該帰還係数を小さく設定する。
従来技術では、ローレベル領域では、上記式（４）か
ら、差成分はノイズ成分として除かれてしまうが、本発
明では、信号成分も差成分に含まれているものとし、帰
還係数を小さくすることにより、差成分が係数乗算回路
を通過して加算回路に供給されるようにする。このため
に、差成分は除かれてしまうことはなく、出力信号では
入力信号と同等の階調を含むことにより、画質向上が実
現できる。
ら、差成分はノイズ成分として除かれてしまうが、本発
明では、信号成分も差成分に含まれているものとし、帰
還係数を小さくすることにより、差成分が係数乗算回路
を通過して加算回路に供給されるようにする。このため
に、差成分は除かれてしまうことはなく、出力信号では
入力信号と同等の階調を含むことにより、画質向上が実
現できる。
以下、本発明の実施例を図面により説明する。
第１図は本発明によるデイジタルノイズリデユーサの
一実施例を示すブロツク図であつて、１は加算回路、２
は減算回路、３は可変係数乗算回路、４は入力端子、５
は遅延回路、６は出力端子、７はローレベル検出回路で
ある。
一実施例を示すブロツク図であつて、１は加算回路、２
は減算回路、３は可変係数乗算回路、４は入力端子、５
は遅延回路、６は出力端子、７はローレベル検出回路で
ある。
同図において、ビデオ信号がｍビツト（一般にｍ＝６
〜８）に量子化されて入力端子４から入力され、このビ
デオ信号の時刻tiにおけるデータ（以下、信号という）
をXiとすると、この信号Xiは加算回路１と減算回路２と
に供給される。減算回路２では、遅延回路５から供給さ
れる同じくｍビツトの信号Yiから、この入力信号Xiが減
算され、（ｍ＋１）ビツトの差成分（Yi−Xi）が得られ
る。この差成分（Yi−Xi）は可変係数乗算回路３とロー
レベル検出回路４に供給される。ローレベル検出回路４
では、供給された差成分（Yi−Xi）のレベル（値）を検
出し、検出されたレベルに応じて可変係数乗算回路３を
制御して帰還係数Ｋを設定する。
〜８）に量子化されて入力端子４から入力され、このビ
デオ信号の時刻tiにおけるデータ（以下、信号という）
をXiとすると、この信号Xiは加算回路１と減算回路２と
に供給される。減算回路２では、遅延回路５から供給さ
れる同じくｍビツトの信号Yiから、この入力信号Xiが減
算され、（ｍ＋１）ビツトの差成分（Yi−Xi）が得られ
る。この差成分（Yi−Xi）は可変係数乗算回路３とロー
レベル検出回路４に供給される。ローレベル検出回路４
では、供給された差成分（Yi−Xi）のレベル（値）を検
出し、検出されたレベルに応じて可変係数乗算回路３を
制御して帰還係数Ｋを設定する。
いま、ノイズ低減効果を充分大きくするために可変係
数乗算回路３に設定される帰還係数ＫをK0とすると、こ
の帰還係数K0に対して前記式（５）、すなわち、 ｜（１−K0）・ΔXi|＜１ ……（６） を満足するような差成分ΔXiの値の領域をローレベル領
域という。このローレベル領域では ｜（１−K0）・ΔXi| が量子化の１諧調よりも小さくなる。但し、差成分ΔXi
は、 ΔXi＝Xi−Yi＝−（Yi−Xi） である。一例として、この帰還係数Ｋは差成分ΔXiの値
に応じて次のように設定される。
数乗算回路３に設定される帰還係数ＫをK0とすると、こ
の帰還係数K0に対して前記式（５）、すなわち、 ｜（１−K0）・ΔXi|＜１ ……（６） を満足するような差成分ΔXiの値の領域をローレベル領
域という。このローレベル領域では ｜（１−K0）・ΔXi| が量子化の１諧調よりも小さくなる。但し、差成分ΔXi
は、 ΔXi＝Xi−Yi＝−（Yi−Xi） である。一例として、この帰還係数Ｋは差成分ΔXiの値
に応じて次のように設定される。
（ｉ）｜ΔXi|≧1/（１−K0）のとき Ｋ＝K0 （ii）１≦｜ΔXi|＜1/（１−K0）のとき Ｋ＝｛|Zi−Yi|＝｜（１−Ｋ）・ ΔXi|＝１なる値｝ （ｉ）はローレベル領域以外の場合であり、（ii）は
ローレベル領域の場合である。そして、（ii）の場合に
は差成分Xiの値に応じて帰還係数Ｋの値を変化させ、式
（４）で表わさせる出力信号Ziの（１−Ｋ）・ΔXiを常
に１としている。
ローレベル領域の場合である。そして、（ii）の場合に
は差成分Xiの値に応じて帰還係数Ｋの値を変化させ、式
（４）で表わさせる出力信号Ziの（１−Ｋ）・ΔXiを常
に１としている。
従来では、 となる差成分ΔXiは、小数位の丸め演算によつて破棄さ
れる場合があり、このために、入力信号がレベル変化し
たにもかかわらず、出力信号のレベルがこれに追従しな
い場合もあつたが、ローレベル領域での上記（ii）の設
定により、ローレベル領域での差成分は信号成分とみな
され、これによつて量子化の１階調の入力レベルの変化
に対しても、出力信号は追従することになる。
れる場合があり、このために、入力信号がレベル変化し
たにもかかわらず、出力信号のレベルがこれに追従しな
い場合もあつたが、ローレベル領域での上記（ii）の設
定により、ローレベル領域での差成分は信号成分とみな
され、これによつて量子化の１階調の入力レベルの変化
に対しても、出力信号は追従することになる。
なお、（ｉ）において、 の場合には、（１−K0）・｜ΔXi|＝１となり、これも
式（４）で表わされる出力信号Ziの（１−Ｋ）ΔXiが１
となるから、（ｉ），（ii）の場合は連続してつながり
合う。
式（４）で表わされる出力信号Ziの（１−Ｋ）ΔXiが１
となるから、（ｉ），（ii）の場合は連続してつながり
合う。
可変係数乗算回路３では、供給された差成分（Yi−
Xi）をＫ倍し、（ｍ＋１）ビツトのデータにまるめた後
（たとえば、2-1の桁を切り上げる）、加算回路１に供
給する。加算回路１では、入力信号Xiに、このＫ（Yi−
Xi）の信号を加算し、加算結果であるｍビツトの信号Zi
を出力するとともに、遅延回路５に再び供給する。
Xi）をＫ倍し、（ｍ＋１）ビツトのデータにまるめた後
（たとえば、2-1の桁を切り上げる）、加算回路１に供
給する。加算回路１では、入力信号Xiに、このＫ（Yi−
Xi）の信号を加算し、加算結果であるｍビツトの信号Zi
を出力するとともに、遅延回路５に再び供給する。
第２図はK0＝0.75としたときの差成分ΔXiと帰還係数
Ｋとの関係を示すものである。但し、帰還係数Ｋは2-3
の桁を切り上げとして丸めており、可変係数回路３の制
御を簡略化している。したがつて、｜ΔXi|＝３のとき
は、上記（ii）の条件により、Ｋは2/3、すなわち2-1＋
2-3＋…となるが、2-3の桁が、切上げられて2-1＋2-2、
すなわち、0.75に設定される。このように設定しても、
後述するように、出力信号レベルの入力信号レベルへの
追従性は問題ではない。また、このときの入力信号Xiの
波形と出力信号Yiの波形とを第３図に示す。
Ｋとの関係を示すものである。但し、帰還係数Ｋは2-3
の桁を切り上げとして丸めており、可変係数回路３の制
御を簡略化している。したがつて、｜ΔXi|＝３のとき
は、上記（ii）の条件により、Ｋは2/3、すなわち2-1＋
2-3＋…となるが、2-3の桁が、切上げられて2-1＋2-2、
すなわち、0.75に設定される。このように設定しても、
後述するように、出力信号レベルの入力信号レベルへの
追従性は問題ではない。また、このときの入力信号Xiの
波形と出力信号Yiの波形とを第３図に示す。
いま、第３図（ａ）に示すように、時刻t0で値が０か
ら４に変化し、以後値が４と一定の入力信号Xiを考え
る。かかる入力信号Xiに対する帰還係数Ｋが0.75と一定
の従来のデイジタルノイズリデユーサ（第10図）の出力
信号Ziは次のようになる。
ら４に変化し、以後値が４と一定の入力信号Xiを考え
る。かかる入力信号Xiに対する帰還係数Ｋが0.75と一定
の従来のデイジタルノイズリデユーサ（第10図）の出力
信号Ziは次のようになる。
すなわち、時刻t0では、Yi＝0,ΔXi＝−４であるか
ら、 Ｋ・ΔXi＝−3,Zi＝４＋（−３）＝１ となる。次の時刻t0＋Ｔ（但し、Ｔは遅延回路５の遅延
時間）では、Yi＝1,ΔXi＝−３であるから、 Ｋ・ΔXi＝−2,Zi＝４＋（−２）＝２ （但し、Ｋ・ΔXiは2-1桁を切上げる丸めを行なう） となる。次の時刻t0＋2Tでは、Yi＝2,ΔXi＝−２である
から、 Ｋ・ΔXi＝−2,Zi＝４＋（−２）＝２ となる。これ以後、常にYi＝２であつてZi＝２となり、
したがつて、出力信号Ziは第３図（ｂ）の実線で示す波
形となる。
ら、 Ｋ・ΔXi＝−3,Zi＝４＋（−３）＝１ となる。次の時刻t0＋Ｔ（但し、Ｔは遅延回路５の遅延
時間）では、Yi＝1,ΔXi＝−３であるから、 Ｋ・ΔXi＝−2,Zi＝４＋（−２）＝２ （但し、Ｋ・ΔXiは2-1桁を切上げる丸めを行なう） となる。次の時刻t0＋2Tでは、Yi＝2,ΔXi＝−２である
から、 Ｋ・ΔXi＝−2,Zi＝４＋（−２）＝２ となる。これ以後、常にYi＝２であつてZi＝２となり、
したがつて、出力信号Ziは第３図（ｂ）の実線で示す波
形となる。
これに対し、帰還係数Ｋが制御される第１図の出力信
号Ziは、差成分ΔXiに対して帰還係数Ｋが第２図のよう
に制御されるとすると、次のようになる。
号Ziは、差成分ΔXiに対して帰還係数Ｋが第２図のよう
に制御されるとすると、次のようになる。
すなわち、時刻t0のとき、Yi＝0,ΔXi＝−４であるか
ら、Ｋ＝K0＝0.75であり、 Ｋ・ΔXi＝−3,Zi＝４＋（−３）＝１ となる。次の時刻t0＋Ｔでは、Yi＝1,ΔXi＝−３である
が、先の第２図の説明により、Ｋ＝0.75に設定され、 Ｋ・ΔXi＝−2,Zi＝４＋（−２）＝２ となる。次の時刻t0＋2Tでは、Yi＝2,ΔXi＝−２である
から、Ｋ＝0.5に設定され、 Ｋ・ΔXi＝−1,Zi＝４＋（−１）＝３ となる。次の時刻t0＋2Tでは、Yi＝3, ΔXi＝−１となり、 Ｋ＝０ に設定されて、 Ｋ・ΔXi＝0,Zi＝４＋０＝４ となる。これ以降はYi＝4,ΔXi＝０となるから、 Ｋ・ΔXi＝0,Zi＝４ が続く。以上のことから、出力信号Ziは第３図（ｃ）に
示すようになり、入力信号のレベル変化とともに出力信
号のレベルが1LSBずつ変化していき、入力信号のレベル
と等しくなる。
ら、Ｋ＝K0＝0.75であり、 Ｋ・ΔXi＝−3,Zi＝４＋（−３）＝１ となる。次の時刻t0＋Ｔでは、Yi＝1,ΔXi＝−３である
が、先の第２図の説明により、Ｋ＝0.75に設定され、 Ｋ・ΔXi＝−2,Zi＝４＋（−２）＝２ となる。次の時刻t0＋2Tでは、Yi＝2,ΔXi＝−２である
から、Ｋ＝0.5に設定され、 Ｋ・ΔXi＝−1,Zi＝４＋（−１）＝３ となる。次の時刻t0＋2Tでは、Yi＝3, ΔXi＝−１となり、 Ｋ＝０ に設定されて、 Ｋ・ΔXi＝0,Zi＝４＋０＝４ となる。これ以降はYi＝4,ΔXi＝０となるから、 Ｋ・ΔXi＝0,Zi＝４ が続く。以上のことから、出力信号Ziは第３図（ｃ）に
示すようになり、入力信号のレベル変化とともに出力信
号のレベルが1LSBずつ変化していき、入力信号のレベル
と等しくなる。
第３図（ｂ），（ｃ）を比較して明らかなように、第
３図（ｂ）に示す従来技術の場合には、第３図（ｃ）で
示すこの実施例に比べて第３図（ｂ）の破線で示す部分
（量子化の２階調分）が失なわれていることになり、こ
れは差成分ΔXiが小さい部分である。したがつて、４階
調が２階調になつて、実質的に量子化ビツト数が減少し
ていることになる。これに対し、この実施例の場合に
は、入力信号の階調が忠実に得られ、画質が向上するこ
とになる。
３図（ｂ）に示す従来技術の場合には、第３図（ｃ）で
示すこの実施例に比べて第３図（ｂ）の破線で示す部分
（量子化の２階調分）が失なわれていることになり、こ
れは差成分ΔXiが小さい部分である。したがつて、４階
調が２階調になつて、実質的に量子化ビツト数が減少し
ていることになる。これに対し、この実施例の場合に
は、入力信号の階調が忠実に得られ、画質が向上するこ
とになる。
第４図は、第１図において、K0＝0.5としたときの差
成分ΔXiと帰還係数Ｋとの関係を示すものである。第５
図（ａ）に示す入力信号Xiに対し、帰還係数Ｋが0.5と
常に一定の従来のデイジタルノイズリデユーサでは、出
力信号Ziは第５図（ｂ）で実線で示されるようになり、
第１図に示した実施例では、出力信号Z1は第５図（ｃ）
に示すようになる。第５図（ｃ）では、時刻（t0＋Ｔ）
から入力信号Xiと出力信号Ziとが等しくなるが、第５図
（ｂ）では、出力信号Ziは入力信号Xiよりも小さい。
成分ΔXiと帰還係数Ｋとの関係を示すものである。第５
図（ａ）に示す入力信号Xiに対し、帰還係数Ｋが0.5と
常に一定の従来のデイジタルノイズリデユーサでは、出
力信号Ziは第５図（ｂ）で実線で示されるようになり、
第１図に示した実施例では、出力信号Z1は第５図（ｃ）
に示すようになる。第５図（ｃ）では、時刻（t0＋Ｔ）
から入力信号Xiと出力信号Ziとが等しくなるが、第５図
（ｂ）では、出力信号Ziは入力信号Xiよりも小さい。
以上のように、第１図に示した実施例では、出力信号
の階調は入力信号と等しくなり、実質的な量子化ビツト
数の減少が起らず、再生画像の画像が向上する。
の階調は入力信号と等しくなり、実質的な量子化ビツト
数の減少が起らず、再生画像の画像が向上する。
第６図は本発明によるデイジタルノイズリデユーサの
他の実施例を示すブロツク図であつて、８は相関検出回
路であり、第１図に対応する部分には同一符号をつけて
重複する説明は省略する。
他の実施例を示すブロツク図であつて、８は相関検出回
路であり、第１図に対応する部分には同一符号をつけて
重複する説明は省略する。
第１図に示した実施例では、第２図，第４図でも示し
たように、｜ΔXi|＞1/（１−K0）のとき、帰還係数Ｋ
はK0と一定であつた。しかし、帰還形のノイズリデユー
サにおいては、フイールドノイズリデユーサやフレーム
ノイズリデユーサの場合、入力信号を多数のフイールド
もしくはフレームにわたつて平均化することによつてノ
イズを低減するものであるから、帰還係数Ｋが大きい場
合には、画像の輪郭など、画像が急激に変化してフイー
ルド間もしくはフレーム間の差成分ΔXiが大きく相関性
が低いときには、この画像の急激な変化部分が多数のフ
イールドもしくはフレームにわたつて現われ、したがつ
て、残像が生ずる。また、ラインノイズリデユーサの場
合、入力信号を多数の水平走査期間（ライン）にわたつ
て平均化することによつてノイズを低減するものである
から、これも、帰還係数Ｋが大きく、隣接水平走査線間
に信号レベルの違いがあつて、ライン間の相関性が低い
と、これら水平走査線間で信号が平均化されて垂直解像
度が低下する。このように、帰還係数Ｋが大きいと、信
号レベルが大きく変化する部分でノイズと同様の平均化
効果が大きくなり、残像や垂直解像度の劣化が生ずるこ
とになる。
たように、｜ΔXi|＞1/（１−K0）のとき、帰還係数Ｋ
はK0と一定であつた。しかし、帰還形のノイズリデユー
サにおいては、フイールドノイズリデユーサやフレーム
ノイズリデユーサの場合、入力信号を多数のフイールド
もしくはフレームにわたつて平均化することによつてノ
イズを低減するものであるから、帰還係数Ｋが大きい場
合には、画像の輪郭など、画像が急激に変化してフイー
ルド間もしくはフレーム間の差成分ΔXiが大きく相関性
が低いときには、この画像の急激な変化部分が多数のフ
イールドもしくはフレームにわたつて現われ、したがつ
て、残像が生ずる。また、ラインノイズリデユーサの場
合、入力信号を多数の水平走査期間（ライン）にわたつ
て平均化することによつてノイズを低減するものである
から、これも、帰還係数Ｋが大きく、隣接水平走査線間
に信号レベルの違いがあつて、ライン間の相関性が低い
と、これら水平走査線間で信号が平均化されて垂直解像
度が低下する。このように、帰還係数Ｋが大きいと、信
号レベルが大きく変化する部分でノイズと同様の平均化
効果が大きくなり、残像や垂直解像度の劣化が生ずるこ
とになる。
第６図の実施例は、信号レベルの変化が大きくて差成
分｜ΔXi|が大きい場合には、これを信号成分によるも
のとし、帰還係数Ｋを小さくして入力信号のレベルに出
力信号のレベルが追従するようにすることにより、この
残像，垂直解像度の劣化も防止できるようにしたもので
あり、このため、相関検出回路８を設け、第７図に示す
ように、減算回路２から出力される差成分ΔXiの絶対値
がある値以上となり、相関が低くなると、これを検出し
て帰還係数Ｋを小さくする。
分｜ΔXi|が大きい場合には、これを信号成分によるも
のとし、帰還係数Ｋを小さくして入力信号のレベルに出
力信号のレベルが追従するようにすることにより、この
残像，垂直解像度の劣化も防止できるようにしたもので
あり、このため、相関検出回路８を設け、第７図に示す
ように、減算回路２から出力される差成分ΔXiの絶対値
がある値以上となり、相関が低くなると、これを検出し
て帰還係数Ｋを小さくする。
第８図は本発明によるデイジタルノイズリデユーサの
さらに他の実施例を示すブロツク図であつて、９は加算
回路、10は可変係数乗算回路であり、前出図面に対応す
る部分には同一符号をつけている。
さらに他の実施例を示すブロツク図であつて、９は加算
回路、10は可変係数乗算回路であり、前出図面に対応す
る部分には同一符号をつけている。
この実施例は、遅延回路で遅延される信号と出力信号
とを異なる演算回路で得るようにしたものである。
とを異なる演算回路で得るようにしたものである。
第８図において、減算回路２で得られる入力信号Xiと
遅延回路５からの信号Yiとの差信号ΔXi（＝Xi−Yi）
は、一方では、可変係数乗算回路３でＫ倍され、加算回
路１で入力信号Xiに加算されて遅延回路５に供給される
信号Ziが形成されるし、他方では、可変係数乗算回路10
でα倍（但し、０≦α＜１）され、加算回路９で入力信
号Xiに加算されて出力信号Ziが形成される。
遅延回路５からの信号Yiとの差信号ΔXi（＝Xi−Yi）
は、一方では、可変係数乗算回路３でＫ倍され、加算回
路１で入力信号Xiに加算されて遅延回路５に供給される
信号Ziが形成されるし、他方では、可変係数乗算回路10
でα倍（但し、０≦α＜１）され、加算回路９で入力信
号Xiに加算されて出力信号Ziが形成される。
この実施例もくし形特性を有し、ノイズ低減効果を呈
する。そして、出力端子６に得られる出力信号Zi′，加
算回路１から出力される信号Ziは次のように表わされ
る。
する。そして、出力端子６に得られる出力信号Zi′，加
算回路１から出力される信号Ziは次のように表わされ
る。
Zi′＝（１−α）・ΔXi＋Yi Zi＝（１−Ｋ）・ΔXi＋Yi 可変係数乗算回路３の帰還係数K,可変係数乗算回路10
帰還係数αは、夫々ローレベル検出回路7,相関検出回路
８の検出出力により、第６図に示した実施例と同様、第
９図に示すように制御される。一般にはα≠Ｋであり、
帰還係数αと帰還係数Ｋとの関係を変えることにより、
任意のくし形特性を選ぶことができる。なお、α＝Ｋ＋
1/4のとき、くし形フイルタの特性は第11図における谷
部でゼロ点をもつ。
帰還係数αは、夫々ローレベル検出回路7,相関検出回路
８の検出出力により、第６図に示した実施例と同様、第
９図に示すように制御される。一般にはα≠Ｋであり、
帰還係数αと帰還係数Ｋとの関係を変えることにより、
任意のくし形特性を選ぶことができる。なお、α＝Ｋ＋
1/4のとき、くし形フイルタの特性は第11図における谷
部でゼロ点をもつ。
なお、第１図においても、第８図の実施例のように、
出力端子６から出力される信号と、遅延回路５で遅延さ
れる信号とを別々の演算回路で得るようにしてもよい。
また、基本的には同一特性である他の構成の帰還形のデ
イジタルノイズリデユーサについて、本発明が適用可能
であることはいうまでもない。
出力端子６から出力される信号と、遅延回路５で遅延さ
れる信号とを別々の演算回路で得るようにしてもよい。
また、基本的には同一特性である他の構成の帰還形のデ
イジタルノイズリデユーサについて、本発明が適用可能
であることはいうまでもない。
以上説明したように、本発明によれば、出力信号に
は、実質的に量子化ビツト数が低減して階調エラーが生
ずることがなく、入力信号と同様の階調が得られ、ノイ
ズが充分押圧された良好な画質の画像を得ることができ
る。
は、実質的に量子化ビツト数が低減して階調エラーが生
ずることがなく、入力信号と同様の階調が得られ、ノイ
ズが充分押圧された良好な画質の画像を得ることができ
る。
第１図は本発明によるデイジタルノイズリデユーサの一
実施例を示すブロツク図、第２図は第１図における可変
係数乗算回路の差成分に対応する帰還係数の一具体例を
示す特性図、第３図は第２図に示した特性に対する第１
図の実施例の入，出力信号と従来のデイジタルノイズリ
デユーサの入，出力信号とを示す波形図、第４図は第１
図における可変係数乗算回路の差成分と帰還係数との関
係の他の具体例を示す特性図、第５図は第４図に示した
特性に対する第１図の実施例の入，出力信号と従来のデ
イジタルノイズリデユーサの入，出力信号とを示す波形
図、第６図は本発明によるデイジタルノイズリデユーサ
の他の実施例を示すブロツク図、第７図は第６図におけ
る可変係数乗算回路の差成分に対する帰還係数の他の具
体例を示す特性図、第８図は本発明によるデイジタルノ
イズリデユーサのさらに他の実施例を示すブロツク図、
第９図は第１図における夫々の可変係数乗算回路の差成
分に対する帰還係数を示す特性図、第10図は従来のデイ
ジタルノイズリデユーサの一例を示すブロツク図、第11
図はこの従来例の特性図である。 １……加算回路、２……減算回路、３……可変係数乗算
回路、４……入力端子、５……遅延回路、６……出力端
子、７……ローレベル検出回路、９……加算回路、10…
…可変係数乗算回路。
実施例を示すブロツク図、第２図は第１図における可変
係数乗算回路の差成分に対応する帰還係数の一具体例を
示す特性図、第３図は第２図に示した特性に対する第１
図の実施例の入，出力信号と従来のデイジタルノイズリ
デユーサの入，出力信号とを示す波形図、第４図は第１
図における可変係数乗算回路の差成分と帰還係数との関
係の他の具体例を示す特性図、第５図は第４図に示した
特性に対する第１図の実施例の入，出力信号と従来のデ
イジタルノイズリデユーサの入，出力信号とを示す波形
図、第６図は本発明によるデイジタルノイズリデユーサ
の他の実施例を示すブロツク図、第７図は第６図におけ
る可変係数乗算回路の差成分に対する帰還係数の他の具
体例を示す特性図、第８図は本発明によるデイジタルノ
イズリデユーサのさらに他の実施例を示すブロツク図、
第９図は第１図における夫々の可変係数乗算回路の差成
分に対する帰還係数を示す特性図、第10図は従来のデイ
ジタルノイズリデユーサの一例を示すブロツク図、第11
図はこの従来例の特性図である。 １……加算回路、２……減算回路、３……可変係数乗算
回路、４……入力端子、５……遅延回路、６……出力端
子、７……ローレベル検出回路、９……加算回路、10…
…可変係数乗算回路。
フロントページの続き (72)発明者 尾鷲 仁朗 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 関谷 正尊 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 三邊 晃史 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所家電研究所内 (56)参考文献 特開 昭61−150473（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−79324（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】入力映像信号が供給される加算回路と、該
加算回路の出力信号を該入力映像信号の単位周期だけ遅
延する遅延回路と、該入力映像信号と該遅延回路の出力
信号との差成分を形成する減算回路と、該差成分に帰還
係数Ｋ（但し、０≦Ｋ＜１）を乗じて該加算回路に供給
する係数乗算回路とを具備し、該加算回路で該入力映像
信号と該係数乗算回路の出力信号とを加算してその加算
信号を出力することにより、映像信号の相関性を利用し
てノイズを低減するようにした帰還形のデイジタルノイ
ズリデユーサにおいて、 所望の該帰還係数の値Ｋ＝K0に対して該減算回路からの
差成分の絶対値が零でないにもかかわらず、該差成分を
（１−K0）倍して丸め演算を行なった値が零となる該差
成分のローレベル領域を検出し、該ローレベル領域で該
差成分を（１−Ｋ′）倍して丸め演算を行なっても零と
ならないＫ′を求め、求めた該Ｋ′を該帰還係数Ｋとし
て該係数乗算回路に供給するローレベル検出手段を設け
たことを特徴とするデイジタルノイズルデユーサ。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 前記ローレベル領域以外の領域での前記帰還係数Ｋを前
記K0とし、前記差成分の絶対値｜ΔXi|が、 のとき、前記ローレベル領域であって、前記ローレベル
領域での帰還係数Ｋが、 （１−Ｋ′）・｜ΔXi|＝１ を満足する前記Ｋ′であることを特徴とするデイジタル
ノイズリデユーサ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62236289A JP2543535B2 (ja) | 1987-09-22 | 1987-09-22 | デイジタルノイズリデユ―サ |
| US07/245,208 US4926361A (en) | 1987-09-22 | 1988-09-16 | Digital noise reducer |
| KR8812196A KR920000433B1 (en) | 1987-09-22 | 1988-09-21 | Digital noise reducer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62236289A JP2543535B2 (ja) | 1987-09-22 | 1987-09-22 | デイジタルノイズリデユ―サ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6480174A JPS6480174A (en) | 1989-03-27 |
| JP2543535B2 true JP2543535B2 (ja) | 1996-10-16 |
Family
ID=16998585
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62236289A Expired - Lifetime JP2543535B2 (ja) | 1987-09-22 | 1987-09-22 | デイジタルノイズリデユ―サ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2543535B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101589868B1 (ko) * | 2015-03-01 | 2016-01-28 | 김윤호 | 충격하중 방지장치가 장착된 중량측정 컨베이어 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07105905B2 (ja) * | 1984-12-24 | 1995-11-13 | ソニー株式会社 | 雑音除去装置 |
-
1987
- 1987-09-22 JP JP62236289A patent/JP2543535B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6480174A (en) | 1989-03-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070725 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
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