JP2530307B2 - 映像・音声復調回路 - Google Patents
映像・音声復調回路Info
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- JP2530307B2 JP2530307B2 JP60099963A JP9996385A JP2530307B2 JP 2530307 B2 JP2530307 B2 JP 2530307B2 JP 60099963 A JP60099963 A JP 60099963A JP 9996385 A JP9996385 A JP 9996385A JP 2530307 B2 JP2530307 B2 JP 2530307B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビジョン受像機の映像・音声復調回路に
関するものである。
関するものである。
従来の技術 テレビジョン受像機の映像・音声復調回路は、テレビ
ジョン学会1982年全国大会資料の中で「PLL同期検波方
式VIF−IC」に示されるようなものがある。その要点を
第４図に示す。
ジョン学会1982年全国大会資料の中で「PLL同期検波方
式VIF−IC」に示されるようなものがある。その要点を
第４図に示す。
第４図において、映像中間周波数信号（以後、VIF信
号と称す）は端子Ａより入力され、２分配されて、一方
は位相比較器２に供給される。位相比較器２は、電圧制
御形可変発振器（以後、VCOと称す）５の発振出力をπ/
2移相回路６にてπ/2移相したものとVIF信号とを掛算検
波して２つの信号の位相差がπ/2以外のときには基準に
対して正、負の信号を発生する。この信号をAPC増幅器
３により直流増幅し、ローパスフィルタ４により映像成
分を除去した後に前記VCO5の発振周波数を変化させて前
記π/2移相回路６の出力信号とVIF信号との位相差が常
にπ/2になるように制御される。このように制御された
VCO5の出力信号でVIF信号と検波回路１にて掛算検波を
行ない、端子Ｂより高周波成分を除去した映像・音声
（4.5MHz）信号を得るようになっている。
号と称す）は端子Ａより入力され、２分配されて、一方
は位相比較器２に供給される。位相比較器２は、電圧制
御形可変発振器（以後、VCOと称す）５の発振出力をπ/
2移相回路６にてπ/2移相したものとVIF信号とを掛算検
波して２つの信号の位相差がπ/2以外のときには基準に
対して正、負の信号を発生する。この信号をAPC増幅器
３により直流増幅し、ローパスフィルタ４により映像成
分を除去した後に前記VCO5の発振周波数を変化させて前
記π/2移相回路６の出力信号とVIF信号との位相差が常
にπ/2になるように制御される。このように制御された
VCO5の出力信号でVIF信号と検波回路１にて掛算検波を
行ない、端子Ｂより高周波成分を除去した映像・音声
（4.5MHz）信号を得るようになっている。
発明が解決しようとする問題点 ところが、このような復調信号においては、変調度が
急激に変化する部分における検波部分には、検波の歪が
必らず発生するという問題があった。
急激に変化する部分における検波部分には、検波の歪が
必らず発生するという問題があった。
その理由は以下のようなものである。検波回路１とし
ては一般に第５図に示すような二重平衡型の差動増幅回
路が用いられている。11,12はVIF信号を増幅する反転ト
ランジスタ、13〜16はVCO5の出力にて反転トランジスタ
11,12の出力信号をスイッチングするスイッチ回路を構
成するトランジスタであり、掛算出力はトランジスタ1
3,15と14,16の共通コレクタ間に平衡信号として得られ
る。ところでトランジスタ13より入力されるVIF信号
は、ビデオ信号により変調がかかっているため、変調度
に応じてトランジスタ11,12のベース電位が変動する。
端子Ａのキャリアレベルは無変調であるから一定であ
り、トランジスタ13 14,15 16の共通エミッタ、すなわ
ちトランジスタ11,12のコレクタ電位は一定である。ト
ランジスタ11,12の部分だけを拡大して描いたのが第６
図である。図において、トランジスタ11のベースをa,コ
レクタをｂとし、その電位をVcとしたとき、ａよりの被
変調入力波形を22、変調度の高いDC電位をV1，低いDC電
位をV2とすれば、トランジスタ11のベース・コレクタ間
電位VCBは（VC−V1）から（VC−V2）まで変動する。NPN
トランジスタのベース・コレクタ間は、ダイオードの逆
バイアスになっているため、この逆バイアス容量値によ
り、ベース・コレクタ間の容量値が変化する。このこと
により、ベース・コレクタ間の容量は変調度に応じて変
動するから、第５図の端子Ａのキャリアレベルが一定で
ある以上は、変調度が急激に変化する部分では、著しい
検波歪が発生する。これにより、ビデオ信号あるいは4.
5MHzの音声信号には位相歪が発生する。この現象は、音
声多重の復調出力にて特に顕著にあらわれる。
ては一般に第５図に示すような二重平衡型の差動増幅回
路が用いられている。11,12はVIF信号を増幅する反転ト
ランジスタ、13〜16はVCO5の出力にて反転トランジスタ
11,12の出力信号をスイッチングするスイッチ回路を構
成するトランジスタであり、掛算出力はトランジスタ1
3,15と14,16の共通コレクタ間に平衡信号として得られ
る。ところでトランジスタ13より入力されるVIF信号
は、ビデオ信号により変調がかかっているため、変調度
に応じてトランジスタ11,12のベース電位が変動する。
端子Ａのキャリアレベルは無変調であるから一定であ
り、トランジスタ13 14,15 16の共通エミッタ、すなわ
ちトランジスタ11,12のコレクタ電位は一定である。ト
ランジスタ11,12の部分だけを拡大して描いたのが第６
図である。図において、トランジスタ11のベースをa,コ
レクタをｂとし、その電位をVcとしたとき、ａよりの被
変調入力波形を22、変調度の高いDC電位をV1，低いDC電
位をV2とすれば、トランジスタ11のベース・コレクタ間
電位VCBは（VC−V1）から（VC−V2）まで変動する。NPN
トランジスタのベース・コレクタ間は、ダイオードの逆
バイアスになっているため、この逆バイアス容量値によ
り、ベース・コレクタ間の容量値が変化する。このこと
により、ベース・コレクタ間の容量は変調度に応じて変
動するから、第５図の端子Ａのキャリアレベルが一定で
ある以上は、変調度が急激に変化する部分では、著しい
検波歪が発生する。これにより、ビデオ信号あるいは4.
5MHzの音声信号には位相歪が発生する。この現象は、音
声多重の復調出力にて特に顕著にあらわれる。
第７図は垂直同期区間にある等価パルスの部分24と音
声多重復調出力23を示したものである。実測によれば、
等価パルスの変化が大きな部分で位相歪による不要ノズ
ルが発生し、これが60Hzの可聴帯域にあり、著しいS/N
の劣化を招いていることがわかった。このような欠点が
従来回路にはあった。
声多重復調出力23を示したものである。実測によれば、
等価パルスの変化が大きな部分で位相歪による不要ノズ
ルが発生し、これが60Hzの可聴帯域にあり、著しいS/N
の劣化を招いていることがわかった。このような欠点が
従来回路にはあった。
問題点を解決するための手段 本発明の映像・音声復調回路は、映像中間周波数信号
を遅延回路を通した後に２系統に分け一方を二重平衡型
の掛算回路を用いた検波回路に与え、遅延回路の他方の
出力を位相比較器の一方の端子に加え位相比較器の他方
の端子には電圧制御形可変発振器の発振出力をπ/2移相
した信号を加えて両者間の位相差を検出し、その位相差
出力をローパスフィルタを通したのち前記電圧制御形可
変発振器の制御電圧として与えて電圧制御形可変発振器
の出力周波数と映像中間周波数信号とが同相となるよう
に制御した信号を、前記検波回路のスイッチ回路に供給
して検波回路の出力に映像・音声の復調信号を得るよう
に構成し、かつ前記遅延回路を通す以前の映像中間周波
数信号を包絡線検波してその後に微分回路を通して微分
し、その出力を、変調度の変化により発生する前記検波
回路における位相変化量をキャンセルするよう前記電圧
制御形可変発振器の制御電圧に加えたことを特徴とす
る。
を遅延回路を通した後に２系統に分け一方を二重平衡型
の掛算回路を用いた検波回路に与え、遅延回路の他方の
出力を位相比較器の一方の端子に加え位相比較器の他方
の端子には電圧制御形可変発振器の発振出力をπ/2移相
した信号を加えて両者間の位相差を検出し、その位相差
出力をローパスフィルタを通したのち前記電圧制御形可
変発振器の制御電圧として与えて電圧制御形可変発振器
の出力周波数と映像中間周波数信号とが同相となるよう
に制御した信号を、前記検波回路のスイッチ回路に供給
して検波回路の出力に映像・音声の復調信号を得るよう
に構成し、かつ前記遅延回路を通す以前の映像中間周波
数信号を包絡線検波してその後に微分回路を通して微分
し、その出力を、変調度の変化により発生する前記検波
回路における位相変化量をキャンセルするよう前記電圧
制御形可変発振器の制御電圧に加えたことを特徴とす
る。
作用 この構成により、VIF信号を包絡線検波して変調度を
検出し、その検出した信号をVCOの制御電圧に重ねて加
え、これによりVCO出力の位相を変化させVIF信号を増幅
する過程で発生する位相歪を補正するように制御すると
ともに、VIF信号を検波器を通す前に変調度を検出する
過程で発生する時間遅れを合わせるための遅延回路を設
定して検波後の歪を補正できるものである。
検出し、その検出した信号をVCOの制御電圧に重ねて加
え、これによりVCO出力の位相を変化させVIF信号を増幅
する過程で発生する位相歪を補正するように制御すると
ともに、VIF信号を検波器を通す前に変調度を検出する
過程で発生する時間遅れを合わせるための遅延回路を設
定して検波後の歪を補正できるものである。
実施例 以下、本発明の映像・音声復調回路の一実施例を図面
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
第１図に本発明の構成図を示す。なお、検波回路1,位
相比較器2,APC増幅器3,ローパスフィルタ4,VCO5,π/2移
相回路６についてはシステム構成も動作とも従来例と等
しく、その動作原理については、従来例にて説明してい
るので省略する。
相比較器2,APC増幅器3,ローパスフィルタ4,VCO5,π/2移
相回路６についてはシステム構成も動作とも従来例と等
しく、その動作原理については、従来例にて説明してい
るので省略する。
本発明のポイントは、端子Ａより得たVIF信号を２系
統に分け、一方をその包絡線を検出するためのピーク検
波回路８にて変調度を検出し、更にそれを微分回路９に
て微分し、その検出信号をVCO5の制御信号に重畳して検
波回路１の増幅段にて発生する位相ずれを補正するよう
にVCO5の出力を制御するとともに、VIF信号の他の系統
のものを遅延回路７にて遅延させ、ピーク検波回路８で
の時間遅れを補償した後に位相補正されたVCO5出力信号
と検波回路１にて掛算検波で行ない、端子Ｂより検波信
号の映像・音声（4.5MHz）を得るものである。
統に分け、一方をその包絡線を検出するためのピーク検
波回路８にて変調度を検出し、更にそれを微分回路９に
て微分し、その検出信号をVCO5の制御信号に重畳して検
波回路１の増幅段にて発生する位相ずれを補正するよう
にVCO5の出力を制御するとともに、VIF信号の他の系統
のものを遅延回路７にて遅延させ、ピーク検波回路８で
の時間遅れを補償した後に位相補正されたVCO5出力信号
と検波回路１にて掛算検波で行ない、端子Ｂより検波信
号の映像・音声（4.5MHz）を得るものである。
ピーク検波回路８と微分回路９の具体例を第２図に示
す。端子ＥよりVIF信号を入力し、増幅器AMPにてトラン
ジスタ検波が可能なレベルにまで増幅し、その出力をト
ランジスタ31と抵抗32,33,34と容量35からなる検波回路
にて包絡線検波を行ない、その出力を容量40と抵抗41か
ら成る微分回路で微分し、その出力をトランジスタ36と
抵抗37,38からなる増幅回路で増幅し、抵抗49を介して
端子Ｆより第１図のVCO5の制御電圧に重畳するものであ
る。第３図は遅延回路７の具体例であり、抵抗42と容量
43により構成されている。
す。端子ＥよりVIF信号を入力し、増幅器AMPにてトラン
ジスタ検波が可能なレベルにまで増幅し、その出力をト
ランジスタ31と抵抗32,33,34と容量35からなる検波回路
にて包絡線検波を行ない、その出力を容量40と抵抗41か
ら成る微分回路で微分し、その出力をトランジスタ36と
抵抗37,38からなる増幅回路で増幅し、抵抗49を介して
端子Ｆより第１図のVCO5の制御電圧に重畳するものであ
る。第３図は遅延回路７の具体例であり、抵抗42と容量
43により構成されている。
VIF信号中の変調度は、VIF信号を検波することによっ
て得られるが、この検出は検波が行われる以前になされ
ねばならない。故に本発明では、同期検波以前にてピー
ク検波回路８で包絡線検波を行ない、これを微分回路９
で微分した信号をVCO5の制御電圧に重畳し、第５図のト
ランジスタ11,12で発生する位相歪と逆の方向の位相補
正を加えるように動作をさせる。さらにピーク検波回路
８と微分回路９で発生する遅延時間を補償するために、
同期検波前のVIF信号を遅延させ、この信号と先のVCO5
信号により検波回路１で同期検波を行なえば、従来例で
発生した位相歪を軽減することができ、その効果は、特
に音声多重の復調出力において大きくでてくるものであ
る。
て得られるが、この検出は検波が行われる以前になされ
ねばならない。故に本発明では、同期検波以前にてピー
ク検波回路８で包絡線検波を行ない、これを微分回路９
で微分した信号をVCO5の制御電圧に重畳し、第５図のト
ランジスタ11,12で発生する位相歪と逆の方向の位相補
正を加えるように動作をさせる。さらにピーク検波回路
８と微分回路９で発生する遅延時間を補償するために、
同期検波前のVIF信号を遅延させ、この信号と先のVCO5
信号により検波回路１で同期検波を行なえば、従来例で
発生した位相歪を軽減することができ、その効果は、特
に音声多重の復調出力において大きくでてくるものであ
る。
発明の効果 以上のように本発明の映像音声復調回路は、VIF信号
の変調度の急激な変化により発生している映像・音声の
位相歪を、包絡線検波回路と微分回路および遅延回路か
ら成る位相補償回路を挿入することにより軽減できるも
のであり、特に音声多重の復調信号において発生してい
た異常ノイズを軽減でき、実験によれば従来30dBであっ
たものが37dBにまで改善できるものである。特に変調度
検出の部分に設定した微分回路にて変調度の変化の激し
い部分のみをその補正でき、その効果は大きいものであ
る。
の変調度の急激な変化により発生している映像・音声の
位相歪を、包絡線検波回路と微分回路および遅延回路か
ら成る位相補償回路を挿入することにより軽減できるも
のであり、特に音声多重の復調信号において発生してい
た異常ノイズを軽減でき、実験によれば従来30dBであっ
たものが37dBにまで改善できるものである。特に変調度
検出の部分に設定した微分回路にて変調度の変化の激し
い部分のみをその補正でき、その効果は大きいものであ
る。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図と第３図は
第１図中の要部の構成図、第４図は従来例の構成図、第
５図は検波回路の構成図、第６図は第５図中のVIF信号
増幅トランジスタの説明図、第７図は検像検波出力中の
垂直期間の等価パルスと音声多重信号の復調出力との従
来回路の対応の説明図である。 １…検波回路、２…位相比較器、３…APC増幅器、４…
ローパスフィルタ、５…電圧制御形可変発振器、６…π
/2移相回路、７…遅延回路、８…ピーク検波回路、９…
微分回路
第１図中の要部の構成図、第４図は従来例の構成図、第
５図は検波回路の構成図、第６図は第５図中のVIF信号
増幅トランジスタの説明図、第７図は検像検波出力中の
垂直期間の等価パルスと音声多重信号の復調出力との従
来回路の対応の説明図である。 １…検波回路、２…位相比較器、３…APC増幅器、４…
ローパスフィルタ、５…電圧制御形可変発振器、６…π
/2移相回路、７…遅延回路、８…ピーク検波回路、９…
微分回路
Claims (1)
- 【請求項１】映像中間周波数信号を遅延回路を通した後
に２系統に分け一方を二重平衡型の掛算回路を用いた検
波回路に与え、遅延回路の他方の出力を位相比較器の一
方の端子に加え位相比較器の他方の端子には電圧制御形
可変発振器の発振出力をπ/2位相した信号を加えて両者
間の位相差を検出し、その位相差出力をローパスフィル
タを通したのち前記電圧制御形可変発振器の制御電圧と
して与えて電圧制御形可変発振器の出力周波数と映像中
間周波数信号とが同相となるように制御した信号を、前
記検波回路のスイッチ回路に供給して検波回路の出力に
映像・音声の復調信号を得るように構成し、かつ前記遅
延回路を通す以前の映像中間周波数信号を包絡線検波し
てその後に微分回路を通して微分し、その出力を、変調
度の変化により発生する前記検波回路における位相変化
量をキャンセルするよう前記電圧制御形可変発振器の制
御電圧に加えた映像・音声復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60099963A JP2530307B2 (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 映像・音声復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60099963A JP2530307B2 (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 映像・音声復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61258586A JPS61258586A (ja) | 1986-11-15 |
| JP2530307B2 true JP2530307B2 (ja) | 1996-09-04 |
Family
ID=14261328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60099963A Expired - Lifetime JP2530307B2 (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 映像・音声復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2530307B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2589152B2 (ja) * | 1988-06-20 | 1997-03-12 | 三洋電機株式会社 | 検波回路 |
-
1985
- 1985-05-10 JP JP60099963A patent/JP2530307B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61258586A (ja) | 1986-11-15 |
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