JP2512670B2 - 昇圧パワ―スイッチングコンバ―タ - Google Patents
昇圧パワ―スイッチングコンバ―タInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、昇圧（ブースト:Boost）パワースイッチン
グコンバータに関する。
グコンバータに関する。
昇圧パワースイッチングコンバータは入力電圧源から
電力を受け入れて、入力電源の電圧より高い負荷電圧を
負荷に供給する。かかるコンバータは、入手出来る電源
電圧より高い電圧を負荷に供給しなければならない場合
や、入力電源電圧が負荷に必要な動作電圧の最低値より
も下回ることが安定状態あるいは過渡状態において生じ
得る場合に用いて有用である。益々重要になって来た用
途として、昇圧パワースイッチングコンバータは、AC-D
Cプリレギュレータを補償する電力要素としての重要な
役割をなす。かかるプリレギュレータにおいては、AC電
源電圧は、先ず、整流せしめられてブーストパワースイ
ッチングコンバータの入力に供給される。昇圧パワース
イッチングコンバータは、AC電源の周期的時間変化波形
に従ってコンバータ入力電流を流しつつAC電源のピーク
値及び負荷の最低動作電圧の双方以上に負荷電圧を維持
するように制御される。このようにして、昇圧スイッチ
ングコンバータによって供給される電圧が負荷の動作電
圧範囲内にあるように制御される一方AC電源に示される
パワーファクタ（Power factor）はほぼ一定に維持され
る。このようなタイプのプリレギュレータの例が米国特
許第4,677,366号（Wilkerson）、米国特許第4,940,929
号（Williams）及び米国特許出願第07/642,232号（1991
年１月16日出願、Vinciarelli）に開示されている。か
かる昇圧パワースイッチングコンバータが本願図１に示
されている。この図において、入力インダクタ12が電圧
Vinの入力電圧源14及びスイッチ16に直列に接続されて
いる。入力インダクタ及びスイッチの接続点に接続され
たダイオード18は、出力キャパシタ20及び負荷22に向っ
て電流が流れる極性となるように配置されている。動作
において、コンバータ動作サイクル中にスイッチ16がオ
ンオフする周波数は固定されており、スイッチのデュー
ティサイクル（すなわち、動作サイクルの間においてス
イッチがオンとなる時間長Ｄ）がコンバータ出力電圧Vo
を制御する手段として変化せしめられる。インダクタは
入力電流I1を平滑して動作サイクルの間一定に維持し、
出力キャパシタは電流Ioの変化を平滑して、コンバータ
は、ほぼ直流の出力電圧を送出する。スイッチがオンの
とき、スイッチ両端電圧はゼロであり（理想的な回路素
子であるとして）、入力電流の全てがスイッチをロスな
く流れる。一方、スイッチがオフのときは、入力電流の
全てがダイオードを通ってキャパシタ及び負荷に向って
流れ、スイッチ両端電圧が入力電圧Voに等しい。安定状
態において、入力インダクタの両端の平均電圧はゼロで
あるが、入力電流I1の平均値Iinは変化する。よって、
スイッチ両端電圧の平均値（１−Ｄ）VoはVinに等し
く、従って、Vo＝Vin／（１−Ｄ）である。Ｄはゼロと
１との間の値をとるので、Vo＞Vinとなる。図１に示し
た種類の従来の昇圧パワースイッチングコンバータにお
いては、スイッチやダイオードが理想的な回路素子でな
ければコンバータロスを生じてしまう。スイッチがター
ンオンしたとき、このスイッチには入力インダクタに流
れる電流及びダイオード逆リカバリ時間内にダイオード
内に出力キャパシタから還流する逆電流の双方が流れ
る。スイッチのターンオフはこのスイッチが全コンバー
タ電流を流しているときに生ずる。スイッチの立ち上り
及び立下り時間が有限である故、スイッチの過渡時間の
間におけるスイッチ電圧及び電流の存在によってスイッ
チ内で電力が消費され、他の条件が同じならばこれらの
スイッチングロスはコンバータ動作周波数に応じて増加
する。よって、入力インダクタ及び出力キャパシタのサ
イズに従ってコンバータのサイズを減少させるためには
動作周波数が高い方が望ましいのであるが、従来のコン
バータは、本質的に、動作効率に対する電力密度を見合
にしなければならない。実際問題として、従来の昇圧パ
ワースイッチングコンバータの動作周波数が100KHzを大
きく越えると、効率が急激に低下し、スイッチに対する
熱的及び電気的ストレスが制御出来なくなる。従来の昇
圧パワースイッチングコンバータの他の特性は、複数の
コンバータを共通の入力電源及び負荷に接続して並列動
作させたとしても、負荷電力を平等に分担しないのであ
る。これらの複数のコンバータユニット間の電流分担は
二次的な効果（例えばダイオード電圧ドロップ、スイッ
チインピーダンス等）に対して一次的に依存している。
電力を受け入れて、入力電源の電圧より高い負荷電圧を
負荷に供給する。かかるコンバータは、入手出来る電源
電圧より高い電圧を負荷に供給しなければならない場合
や、入力電源電圧が負荷に必要な動作電圧の最低値より
も下回ることが安定状態あるいは過渡状態において生じ
得る場合に用いて有用である。益々重要になって来た用
途として、昇圧パワースイッチングコンバータは、AC-D
Cプリレギュレータを補償する電力要素としての重要な
役割をなす。かかるプリレギュレータにおいては、AC電
源電圧は、先ず、整流せしめられてブーストパワースイ
ッチングコンバータの入力に供給される。昇圧パワース
イッチングコンバータは、AC電源の周期的時間変化波形
に従ってコンバータ入力電流を流しつつAC電源のピーク
値及び負荷の最低動作電圧の双方以上に負荷電圧を維持
するように制御される。このようにして、昇圧スイッチ
ングコンバータによって供給される電圧が負荷の動作電
圧範囲内にあるように制御される一方AC電源に示される
パワーファクタ（Power factor）はほぼ一定に維持され
る。このようなタイプのプリレギュレータの例が米国特
許第4,677,366号（Wilkerson）、米国特許第4,940,929
号（Williams）及び米国特許出願第07/642,232号（1991
年１月16日出願、Vinciarelli）に開示されている。か
かる昇圧パワースイッチングコンバータが本願図１に示
されている。この図において、入力インダクタ12が電圧
Vinの入力電圧源14及びスイッチ16に直列に接続されて
いる。入力インダクタ及びスイッチの接続点に接続され
たダイオード18は、出力キャパシタ20及び負荷22に向っ
て電流が流れる極性となるように配置されている。動作
において、コンバータ動作サイクル中にスイッチ16がオ
ンオフする周波数は固定されており、スイッチのデュー
ティサイクル（すなわち、動作サイクルの間においてス
イッチがオンとなる時間長Ｄ）がコンバータ出力電圧Vo
を制御する手段として変化せしめられる。インダクタは
入力電流I1を平滑して動作サイクルの間一定に維持し、
出力キャパシタは電流Ioの変化を平滑して、コンバータ
は、ほぼ直流の出力電圧を送出する。スイッチがオンの
とき、スイッチ両端電圧はゼロであり（理想的な回路素
子であるとして）、入力電流の全てがスイッチをロスな
く流れる。一方、スイッチがオフのときは、入力電流の
全てがダイオードを通ってキャパシタ及び負荷に向って
流れ、スイッチ両端電圧が入力電圧Voに等しい。安定状
態において、入力インダクタの両端の平均電圧はゼロで
あるが、入力電流I1の平均値Iinは変化する。よって、
スイッチ両端電圧の平均値（１−Ｄ）VoはVinに等し
く、従って、Vo＝Vin／（１−Ｄ）である。Ｄはゼロと
１との間の値をとるので、Vo＞Vinとなる。図１に示し
た種類の従来の昇圧パワースイッチングコンバータにお
いては、スイッチやダイオードが理想的な回路素子でな
ければコンバータロスを生じてしまう。スイッチがター
ンオンしたとき、このスイッチには入力インダクタに流
れる電流及びダイオード逆リカバリ時間内にダイオード
内に出力キャパシタから還流する逆電流の双方が流れ
る。スイッチのターンオフはこのスイッチが全コンバー
タ電流を流しているときに生ずる。スイッチの立ち上り
及び立下り時間が有限である故、スイッチの過渡時間の
間におけるスイッチ電圧及び電流の存在によってスイッ
チ内で電力が消費され、他の条件が同じならばこれらの
スイッチングロスはコンバータ動作周波数に応じて増加
する。よって、入力インダクタ及び出力キャパシタのサ
イズに従ってコンバータのサイズを減少させるためには
動作周波数が高い方が望ましいのであるが、従来のコン
バータは、本質的に、動作効率に対する電力密度を見合
にしなければならない。実際問題として、従来の昇圧パ
ワースイッチングコンバータの動作周波数が100KHzを大
きく越えると、効率が急激に低下し、スイッチに対する
熱的及び電気的ストレスが制御出来なくなる。従来の昇
圧パワースイッチングコンバータの他の特性は、複数の
コンバータを共通の入力電源及び負荷に接続して並列動
作させたとしても、負荷電力を平等に分担しないのであ
る。これらの複数のコンバータユニット間の電流分担は
二次的な効果（例えばダイオード電圧ドロップ、スイッ
チインピーダンス等）に対して一次的に依存している。
発明の概要 本発明による昇圧ゼロ電流スイッチングコンバータは
従来のコンバータ対してより改善された効率を有する。
すなわち本発明によるスイッチングコンバータにおいて
は、スイッチングロスを取り除くことにより、コンバー
タ内のスイッチング素子におけるロス及びこれに加わる
ストレスを減少せしめて従来のコンバータにおいて存在
する動作周波数の限界を克服したものである。その結
果、本発明によるスイッチングコンバータは従来のコン
バータより高い動作周波数にて動作し、さらにこれに対
応して電力密度も改善されるのである。また、本発明に
よるスイッチングコンバータは米国特許第4,648,020号
に開示された量子化パワーコンバータに特有の自然な電
力分配メカニズムを有し、本発明によるコンバータユニ
ットの複数を用いて共通の負荷に同時に電力を供給する
場合、全負荷電力を一定の割合で分担をする。
従来のコンバータ対してより改善された効率を有する。
すなわち本発明によるスイッチングコンバータにおいて
は、スイッチングロスを取り除くことにより、コンバー
タ内のスイッチング素子におけるロス及びこれに加わる
ストレスを減少せしめて従来のコンバータにおいて存在
する動作周波数の限界を克服したものである。その結
果、本発明によるスイッチングコンバータは従来のコン
バータより高い動作周波数にて動作し、さらにこれに対
応して電力密度も改善されるのである。また、本発明に
よるスイッチングコンバータは米国特許第4,648,020号
に開示された量子化パワーコンバータに特有の自然な電
力分配メカニズムを有し、本発明によるコンバータユニ
ットの複数を用いて共通の負荷に同時に電力を供給する
場合、全負荷電力を一定の割合で分担をする。
よって、本発明は入力電流源から出力電圧シンクへの
電力転送を制御する装置をも提供する。本発明による装
置は、オンオフすることにより、電源から出力シンクへ
の電流供給を許容したり禁止したりするスイッチを含ん
でいる。さらに、スイッチのターンオン後におけるスイ
ッチ電流の時間変化の為の特性時間スケールを定める回
路素子と、スイッチ電流がゼロのときにスイッチをター
ンオン又はターンオフさせてターンオン時間を制御して
出力電圧シンクの両端電圧の入力電源の両端電圧の平均
値に対する比を調整してその比が１以上となるようにす
るスイッチコントローラ、スイッチがターンオフしたの
ちに出力電圧シンクに電流を流し込むような方向に配置
されかつ入力電源に出力電圧シンクから電流が逆流する
ことを防止する単方向導電素子とを有する。
電力転送を制御する装置をも提供する。本発明による装
置は、オンオフすることにより、電源から出力シンクへ
の電流供給を許容したり禁止したりするスイッチを含ん
でいる。さらに、スイッチのターンオン後におけるスイ
ッチ電流の時間変化の為の特性時間スケールを定める回
路素子と、スイッチ電流がゼロのときにスイッチをター
ンオン又はターンオフさせてターンオン時間を制御して
出力電圧シンクの両端電圧の入力電源の両端電圧の平均
値に対する比を調整してその比が１以上となるようにす
るスイッチコントローラ、スイッチがターンオフしたの
ちに出力電圧シンクに電流を流し込むような方向に配置
されかつ入力電源に出力電圧シンクから電流が逆流する
ことを防止する単方向導電素子とを有する。
本発明は以下の好ましい実施例を包含している。
すなわち、上記した特性時間スケールを定める回路素
子はインダクタ及びキャパシタである。いくつかの実施
例においてはこのインダクタと上記したスイッチは互い
に直列接続され上記キャパシタはこの直列回路に並列接
続されている。他の実施例においては、上記インダクタ
及びキャパシタが直列接続され、この直列回路がスイッ
チに並列接続されている。第１インダクタンス及び第１
キャパシタはスイッチのターンオン後に流れるスイッチ
電流の正弦波成分に対してTc＝Pi・sqrt（L1・Ｃ）によ
って表される特性時間スケールを定める。
子はインダクタ及びキャパシタである。いくつかの実施
例においてはこのインダクタと上記したスイッチは互い
に直列接続され上記キャパシタはこの直列回路に並列接
続されている。他の実施例においては、上記インダクタ
及びキャパシタが直列接続され、この直列回路がスイッ
チに並列接続されている。第１インダクタンス及び第１
キャパシタはスイッチのターンオン後に流れるスイッチ
電流の正弦波成分に対してTc＝Pi・sqrt（L1・Ｃ）によ
って表される特性時間スケールを定める。
いくつかの実施例においては、上記したスイッチコン
トローラはスイッチが一旦ターンオンしたのちにスイッ
チ電流がゼロに最初に戻った時にスイッチをターンオフ
させるようになっている。また、他の実施例において
は、スイッチがターンオンしたのちにスイッチ電流が２
度目にゼロになったときにターンオフするようになって
いる。
トローラはスイッチが一旦ターンオンしたのちにスイッ
チ電流がゼロに最初に戻った時にスイッチをターンオフ
させるようになっている。また、他の実施例において
は、スイッチがターンオンしたのちにスイッチ電流が２
度目にゼロになったときにターンオフするようになって
いる。
本発明による昇圧パワースイッチングコンバータにお
いては、スイッチが入力電源及び磁気的回路の一部に直
列に接続され、第１キャパシダがこの磁気的回路及び上
記スイッチと上記電源の接続点の間に接続され、該磁気
的回路の一部が該キャパシタ及び該スイッチに直列に接
続されている。該キャパシタ及び該磁気的回路は協働し
てスイッチが閉成したのち生ずるスイッチ電流の正弦波
成分の時間的変化の特性時間スケール又は時定数を定め
ている。
いては、スイッチが入力電源及び磁気的回路の一部に直
列に接続され、第１キャパシダがこの磁気的回路及び上
記スイッチと上記電源の接続点の間に接続され、該磁気
的回路の一部が該キャパシタ及び該スイッチに直列に接
続されている。該キャパシタ及び該磁気的回路は協働し
てスイッチが閉成したのち生ずるスイッチ電流の正弦波
成分の時間的変化の特性時間スケール又は時定数を定め
ている。
本発明による好ましい実施例は次の特徴を有する。す
なわち、上記した磁気的回路は、入力端子、出力端子及
びシャント端子を有し、入力電源は該入力端子に接続
し、該スイッチは該シャント端子及び該第１キャパシタ
に接続し、該第１単方向導電素子は該出力端子に接続し
ている。いくつかの実施例いおいては、該磁気的回路
は、該入力端子及び該シャント端子の間に接続した第１
ディスクリート（集中）インダクタ及び該シャント端子
及び該出力端子の間に接続した第２ディスクリートイン
ダクタを有する。他の実施例においては該磁気的回路
は、該入力端子及び該出力端子の間に接続した第１ディ
スクリートインダクタ、及び該シャント端子及び該出力
端子の間に接続した第２ディスクリートインダクタを有
する。
なわち、上記した磁気的回路は、入力端子、出力端子及
びシャント端子を有し、入力電源は該入力端子に接続
し、該スイッチは該シャント端子及び該第１キャパシタ
に接続し、該第１単方向導電素子は該出力端子に接続し
ている。いくつかの実施例いおいては、該磁気的回路
は、該入力端子及び該シャント端子の間に接続した第１
ディスクリート（集中）インダクタ及び該シャント端子
及び該出力端子の間に接続した第２ディスクリートイン
ダクタを有する。他の実施例においては該磁気的回路
は、該入力端子及び該出力端子の間に接続した第１ディ
スクリートインダクタ、及び該シャント端子及び該出力
端子の間に接続した第２ディスクリートインダクタを有
する。
いくつかの実施例においては、該磁気的回路は、第１
巻線及び第２巻線を有する結合インダクタを有し、該第
１巻線は該入力端子及び該シャント端子の間に接続さ
れ、該第２巻線は該シャント端子及び該出力端子の間に
接続され、該第１及び第２巻線の巻方向は該入力端子及
び該シャント端子の間に正の電圧印加が該出力端子及び
該シャント端子の間に正の電圧を誘導するようになされ
ている。他の実施例においては、該磁気的回路は第１及
び第２巻線を有する結合インダクタからなり、該第１巻
線は該入力端子及び該出力端子の間に接続され、該第２
巻線は該シャント端子及び該出力端子の間に接続され、
該第１及び第２巻線の巻方向は、該入力端子及び該出力
端子の間に正の電圧が印加されたとき該出力端子及びシ
ャント端子の間に正の電圧が誘導されるようになさてい
る。該磁気的回路は、さらに該第１巻線に直列にディス
クリートインダクタを含むこともあり、このディスクリ
ートインダクタは該第２巻線に直列であってもよい。該
磁気的回路は第３及び第４巻線を有する第２結合インダ
クタを含み該第３巻線は該入力端子に該第１巻線に直列
に接続され、該第４巻線は該第１及び第２巻線の接続点
と該出力端子との間に接続されている。１つのディスク
リートインダクタが該第３巻線又は第４巻線に直列に接
続されてもよい。
巻線及び第２巻線を有する結合インダクタを有し、該第
１巻線は該入力端子及び該シャント端子の間に接続さ
れ、該第２巻線は該シャント端子及び該出力端子の間に
接続され、該第１及び第２巻線の巻方向は該入力端子及
び該シャント端子の間に正の電圧印加が該出力端子及び
該シャント端子の間に正の電圧を誘導するようになされ
ている。他の実施例においては、該磁気的回路は第１及
び第２巻線を有する結合インダクタからなり、該第１巻
線は該入力端子及び該出力端子の間に接続され、該第２
巻線は該シャント端子及び該出力端子の間に接続され、
該第１及び第２巻線の巻方向は、該入力端子及び該出力
端子の間に正の電圧が印加されたとき該出力端子及びシ
ャント端子の間に正の電圧が誘導されるようになさてい
る。該磁気的回路は、さらに該第１巻線に直列にディス
クリートインダクタを含むこともあり、このディスクリ
ートインダクタは該第２巻線に直列であってもよい。該
磁気的回路は第３及び第４巻線を有する第２結合インダ
クタを含み該第３巻線は該入力端子に該第１巻線に直列
に接続され、該第４巻線は該第１及び第２巻線の接続点
と該出力端子との間に接続されている。１つのディスク
リートインダクタが該第３巻線又は第４巻線に直列に接
続されてもよい。
いくつかの実施例においては、該スイッチはターンオ
ン状態において両方向電流を通過させることができ、か
つターンオフ状態においては所定方向の電圧に対抗し得
る両方向２端子スイッチからなり、この両方向２端子ス
イッチはターンオフ状態においては所定方向の電圧に対
抗することができ、この所定方向の電圧の極性はスイッ
チの正及び負の極性を定め、ターンオン状態においては
所定方向の電流を流し得る単極性スイッチと、この単極
性スイッチに並列接続して該単極性スイッチによって運
ばれる電流の逆極性の電流を流し得る方向に配置された
第１単方向導電素子とからなる。
ン状態において両方向電流を通過させることができ、か
つターンオフ状態においては所定方向の電圧に対抗し得
る両方向２端子スイッチからなり、この両方向２端子ス
イッチはターンオフ状態においては所定方向の電圧に対
抗することができ、この所定方向の電圧の極性はスイッ
チの正及び負の極性を定め、ターンオン状態においては
所定方向の電流を流し得る単極性スイッチと、この単極
性スイッチに並列接続して該単極性スイッチによって運
ばれる電流の逆極性の電流を流し得る方向に配置された
第１単方向導電素子とからなる。
該両方向２端子スイッチの他の実施例としては該単極
性スイッチに直列に第１単方向導電素子が接続され、該
第１単方向導電素子は該単極性スイッチと同一の方向に
電流を運ぶような極性に配置されている。
性スイッチに直列に第１単方向導電素子が接続され、該
第１単方向導電素子は該単極性スイッチと同一の方向に
電流を運ぶような極性に配置されている。
該単方向スイッチはバイポーラトランジスタ、電界効
果トランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、
又は（該単方向導電素子と該単極性スイッチとの間の並
列接続の場合）第２単方向導電素子に直列な電界効果ト
ランジスタからなる。該第２単方向導電素子は該電界効
果トランジスタと同一の方向に電流を流すように極性が
定められる。
果トランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、
又は（該単方向導電素子と該単極性スイッチとの間の並
列接続の場合）第２単方向導電素子に直列な電界効果ト
ランジスタからなる。該第２単方向導電素子は該電界効
果トランジスタと同一の方向に電流を流すように極性が
定められる。
本発明の他の特徴によれば、入力電圧源からその入力
電圧よりも高い負荷電圧にて負荷に電力を転送する昇圧
パワーコンバータが提供される。この装置においては、
入力インダクタンス及び（上記したような種類の）スイ
ッチング回路が該入力電圧源に直列接続される。
電圧よりも高い負荷電圧にて負荷に電力を転送する昇圧
パワーコンバータが提供される。この装置においては、
入力インダクタンス及び（上記したような種類の）スイ
ッチング回路が該入力電圧源に直列接続される。
いくつかの実施例においては、本発明による昇圧パワ
ースイッチングコンバータはインダクタンス値L2の入力
インダクタンス及び該入力電圧源に直列接続したスイッ
チング回路を含み、該第１インダクタンス、該入力イン
ダクタンス及び該第２キャパシタは該スイッチがターン
オン後に流れるスイッチ電流の正弦波成分に対する特性
時間スケールTc＝Pi・sqrt（Lp・Ｃ）を画定し、ここ
で、Lp＝（L1・L2）／（L1＋L2）である。
ースイッチングコンバータはインダクタンス値L2の入力
インダクタンス及び該入力電圧源に直列接続したスイッ
チング回路を含み、該第１インダクタンス、該入力イン
ダクタンス及び該第２キャパシタは該スイッチがターン
オン後に流れるスイッチ電流の正弦波成分に対する特性
時間スケールTc＝Pi・sqrt（Lp・Ｃ）を画定し、ここ
で、Lp＝（L1・L2）／（L1＋L2）である。
いくつかの実施例において、該第１インダクタンス及
び該第１キャパシタはスイッチがターンオンした後に流
れるスイッチ電流の正弦波成分に対して特性時間スケー
ルTc＝pi・sqrt（L1・Ｃ）を画定する。
び該第１キャパシタはスイッチがターンオンした後に流
れるスイッチ電流の正弦波成分に対して特性時間スケー
ルTc＝pi・sqrt（L1・Ｃ）を画定する。
好ましい実施例においては、単方向導電素子が電源に
接続される。すなわち全波整流器がAC入力電源とスイッ
チング回路との間に接続されてもよい。出力キャパシタ
は負荷に並列に接続れてもよく、該出力キャパシタの容
量は負荷に供給される出力電流の時間変化を平滑化して
コンバータの出力電圧がほぼCDの値となるほど十分に大
きい。出力電圧制御回路が用いられて、負荷の出力電圧
に応じてスイッチのターンオン時間の周波数を制御する
ことも出来る。出力電圧制御回路はコンバータ装置の出
力電圧の好ましい値を示す基準電圧発生手段と、コンバ
ータ装置の実際の出力電圧を示す第２信号を送出する分
圧器と、該基準信号を第２信号と比較してコンバータ出
力電圧の好ましい値と実際のコンバータ出力電圧の差を
示す出力を発生するエラー増幅器と、該エラー増幅器の
出力を受け入れて当該スイッチコントローラに第３信号
を供給する可変周波数制御回路とからなり、該第３信号
はスイッチターンオン時間が始まる頻度を示すものであ
り、実際のコンバータ出力電圧をコンバータ出力電圧の
所望値に等しくなるように維持する。
接続される。すなわち全波整流器がAC入力電源とスイッ
チング回路との間に接続されてもよい。出力キャパシタ
は負荷に並列に接続れてもよく、該出力キャパシタの容
量は負荷に供給される出力電流の時間変化を平滑化して
コンバータの出力電圧がほぼCDの値となるほど十分に大
きい。出力電圧制御回路が用いられて、負荷の出力電圧
に応じてスイッチのターンオン時間の周波数を制御する
ことも出来る。出力電圧制御回路はコンバータ装置の出
力電圧の好ましい値を示す基準電圧発生手段と、コンバ
ータ装置の実際の出力電圧を示す第２信号を送出する分
圧器と、該基準信号を第２信号と比較してコンバータ出
力電圧の好ましい値と実際のコンバータ出力電圧の差を
示す出力を発生するエラー増幅器と、該エラー増幅器の
出力を受け入れて当該スイッチコントローラに第３信号
を供給する可変周波数制御回路とからなり、該第３信号
はスイッチターンオン時間が始まる頻度を示すものであ
り、実際のコンバータ出力電圧をコンバータ出力電圧の
所望値に等しくなるように維持する。
いくつかの実施例において、出力電圧制御回路はAC電
源から供給される電圧のピーク値及び負荷の最低動作電
圧の双方に等しいかこれより大なる出力電圧を維持しパ
ワーコンバータによって消費される入力電流が該AC電源
の時間変化波形に追従するように同時になすパワーファ
クタプリレギュレーティング制御回路である。
源から供給される電圧のピーク値及び負荷の最低動作電
圧の双方に等しいかこれより大なる出力電圧を維持しパ
ワーコンバータによって消費される入力電流が該AC電源
の時間変化波形に追従するように同時になすパワーファ
クタプリレギュレーティング制御回路である。
本発明による他の特徴によれば、電力転送制御方法が
提供される。
提供される。
他の有利な点及び特徴は以下の好ましい実施例につい
ての記載及び特許請求の範囲の記載から明らかである。
ての記載及び特許請求の範囲の記載から明らかである。
図面の簡単な説明 以下に図面について簡単に説明する。
図１は従来の昇圧パワースイッチングコンバータを示
している。
している。
図２は従来の電流オンオフスイッチを示している。
図３は図２の電流オンオフスイッチの動作波形を示し
ている。
ている。
図4A及び4Bはゼロ電流スイッチング電流転換スイッチ
の２つの実施例を示している。
の２つの実施例を示している。
図５は図4A又は図4Bのいずれかのスイッチの短サイク
ルモードと呼ばれる動作モードにおける動作波形を示し
ている。
ルモードと呼ばれる動作モードにおける動作波形を示し
ている。
図６は図4A又は図4Bのスイッチのいずれか一方の長サ
イクルモードと呼ばれる動作モードにおける動作波形を
示している。
イクルモードと呼ばれる動作モードにおける動作波形を
示している。
図７は図4Aにおいて示されるタイプのゼロ電流スイッ
チング電流転換スイッチを含む昇圧ゼロ電流スイッチン
グパワーコンバータを示している。
チング電流転換スイッチを含む昇圧ゼロ電流スイッチン
グパワーコンバータを示している。
図８は図4Bに示すタイプのゼロ電流スイッチング電流
転換スイッチを含む昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコ
ンバータを示す。
転換スイッチを含む昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコ
ンバータを示す。
図９は昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータの
組合せ回路を示す。
組合せ回路を示す。
図10は図７に示す如きコンバータであって、そのイン
ダンクタンスの値はL1及びL2の比が有限であり短サイク
ル動作モードにて動作するコンバータの動作波形を示し
ている。
ダンクタンスの値はL1及びL2の比が有限であり短サイク
ル動作モードにて動作するコンバータの動作波形を示し
ている。
図11は図７に示す如きコンバータであって、そのイン
ダクタンスの値L1及びL2の比が有限であって長サイクル
動作モードにて動作するコンバータの動作波形を示して
いる。
ダクタンスの値L1及びL2の比が有限であって長サイクル
動作モードにて動作するコンバータの動作波形を示して
いる。
図12は図８に示す如きコンバータであって、そのイン
ダクタンスの値L1及びL2の比が有限であって短サイクル
動作モードにて動作するコンバータの動作波形を示して
いる。
ダクタンスの値L1及びL2の比が有限であって短サイクル
動作モードにて動作するコンバータの動作波形を示して
いる。
図13は図８に示す如きコンバータであって、そのイン
ダクタンスの値L1及びL2の比が有限であって長サイクル
動作モードにて動作するコンバータの動作波形を示して
いる。
ダクタンスの値L1及びL2の比が有限であって長サイクル
動作モードにて動作するコンバータの動作波形を示して
いる。
図14は昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータに
用いられる磁気的回路構成を示す回路モデルを示してい
る。図15は結合インダクタを含む昇圧ゼロ電流スイッチ
ングパワーコンバータの実施例を示している。
用いられる磁気的回路構成を示す回路モデルを示してい
る。図15は結合インダクタを含む昇圧ゼロ電流スイッチ
ングパワーコンバータの実施例を示している。
図16は結合インダクタの回路モデルを示している。
図17は図15Aに示されたコンバータであって図16に示
される回路モデルの結合インダクタに置換されたものを
示している。
される回路モデルの結合インダクタに置換されたものを
示している。
図18は図15Bに示されるコンバータであって図16に示
される回路モデルの結合インダクタに置換されたものを
示している。
される回路モデルの結合インダクタに置換されたものを
示している。
図19は図17のコンバータにおいて種々の磁気結合条件
下におけるスイッチの閉成直前のスイッチ電圧を示す等
式のテーブルである。
下におけるスイッチの閉成直前のスイッチ電圧を示す等
式のテーブルである。
図20は図18のコンバータにおけるスイッチの閉成直前
における種々の磁気結合条件下でのスイッチ電圧を示す
等式のテーブルである。
における種々の磁気結合条件下でのスイッチ電圧を示す
等式のテーブルである。
図21は図17のコンバータにおいてスイッチの閉成状態
の下での入力電源及び結合インダクタの回路効果の組合
せを示すテブナンの等価回路モデル及びこれに対応する
等式を示す図である。
の下での入力電源及び結合インダクタの回路効果の組合
せを示すテブナンの等価回路モデル及びこれに対応する
等式を示す図である。
図22は図18のコンバータにおけるスイッチの閉成状態
下での入力電源及び結合インダクタの回路効果を組合せ
るテブナンの等価回路モデル及びこれに対応する等式を
示す図である。
下での入力電源及び結合インダクタの回路効果を組合せ
るテブナンの等価回路モデル及びこれに対応する等式を
示す図である。
図23は図17のコンバータにおけるエネルギ転送位相中
のスイッチ電流を示す等式のテーブルである。
のスイッチ電流を示す等式のテーブルである。
図24は図18のコンバータにおけるエネルギ転送位相内
でのスイッチ電流を示す等式のテーブルである。
でのスイッチ電流を示す等式のテーブルである。
図25A及び25Bは昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコン
バータの入力において単方向導電素子の用い方を示して
いる。
バータの入力において単方向導電素子の用い方を示して
いる。
図26は動作サイクルの活性化領域内における入力電流
の不連続流に対応して特性時間定数における変化を示す
動作波形を示している。
の不連続流に対応して特性時間定数における変化を示す
動作波形を示している。
図27はフォワード方向ダイオードを含む昇圧ゼロ電流
スイッチングパワーコンバータの実施例を示している。
スイッチングパワーコンバータの実施例を示している。
図28は図27Bのコンバータの動作波形を示している。
図29は昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータの
他の実施例を示している。
他の実施例を示している。
図30は長サイクル動作モードにて動作する昇圧ゼロ電
流スイッチングパワーコンバータにおいて用いられる二
端子スイッチの実施例を示している。
流スイッチングパワーコンバータにおいて用いられる二
端子スイッチの実施例を示している。
図31は短サイクル動作モードにて動作する昇圧ゼロ電
流スイッチングパワーコンバータに用いられる二端子ス
イッチの実施例を示している。
流スイッチングパワーコンバータに用いられる二端子ス
イッチの実施例を示している。
図32は昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータ及
びそのコンバータ入力電圧及び負荷が変化したときの所
望の値におけるコンバータの出力電圧を維持するコント
ローラを示している。
びそのコンバータ入力電圧及び負荷が変化したときの所
望の値におけるコンバータの出力電圧を維持するコント
ローラを示している。
図33は短サイクルモードにおいてZCBコンバータを動
作させるのに相応しいスイッチコントローラの例を示し
ている。
作させるのに相応しいスイッチコントローラの例を示し
ている。
図34は長サイクルモードにおいてZCBコンバータを動
作させるスイッチコントローラの他の例を示している。
作させるスイッチコントローラの他の例を示している。
構造及び動作 図１は従来例の昇圧パワースイッチングコンバータ10
の回路例を示しており、このコンバータ10は入力電圧Vi
nを供給する入力電圧源14からVinより大なる負荷電圧Vo
にて負荷22に電力を供給する。コンバータ10は電流転換
スイッチ17、入力インダクタ12及び出力キャパシタ20を
含んでいる。電流転換スイッチ17は２端子スイッチ16及
びダイオード18からなる。電流転換スイッチのスイッチ
制御入力端子に供給されるスイッチ制御信号19は２端子
スイッチ16をターンオン及びターンオフさせる。２端子
スイッチ16がオンの時、電流転換スイッチ17の入力端子
24に流れ込む電流I1はシャント端子21から流れ出て（す
なわちIs＝I1）、スイッチ電圧Vsはゼロである。２端子
スイッチ16がターンオフしているときは電流転換スイッ
チ17の入力端子に流れ込む電流I1はダイオード18を通っ
て出力端子25から流れ出て（すなわちIo＝I1）、スイッ
チ電圧Vsは出力電圧Voに等しい。回路素子が理想的な素
子であると仮定すれば、電流Is及びIoによるスイッチロ
スは生じない。ここで、従来例のコンバータにおける基
本的動作原理及び効率の限界についてロスがないものと
して以下に説明する。そこで、次のことを仮定する。す
なわち、２端子スイッチのターンオン及びターンオフの
周波数すなわちコンバータ動作周波数は固定されている
こと。該スイッチが固定のデューティ比Ｄにて動作する
こと（ここでＤはコンバータ動作サイクル期間において
スイッチがオンとなっている時間の割合である）。ま
た、入力インダクタを流れる電流I1の平均値をIinとす
る。さらに、入力インダクタの値L1が十分大きく、電流
I1が動作サイクルに亘って図に示す方向に維持されるも
のとしている。さらに、出力キャパシタの値Coは十分大
きくて動作サイクルにおいて電流変化を平滑して、コン
バータはほぼ直流の出力電圧Voを出力することとする。
ここで、入力インダクタ及び出力キャパシタの大きさ、
従ってコンバータの大きさはコンバータ動作周波数が増
大するにつれて減少することが明らかである。上記した
条件のもとで、電流Ioの平均値（１−Ｄ）・Iinであ
り、電流Isの平均値はＤ・Iinであり、スイッチ電圧Vs
の平均値は（１−Ｄ）・Voである。安定状態において
は、入力インダクタの両端の平均電圧Vin−（１−Ｄ）
・Voはゼロであり、入力電流Iinの平均値はこの条件が
成立するまで増加又は減少する。よって、安定状態の直
流出力電圧はVo＝Vin/（１−Ｄ）＝Lv・Vinであり、コ
ンバータ出力電圧のコンバータ入力電圧に対する比Rvは
コンバータの負荷に無関係に維持される。コンバータの
かかる特性すなわち入力インダクタの両端電圧の平均値
がゼロでない場合出力電圧の入力電圧に対する比がこの
入力インダクタの平均電圧をゼロにするような比になる
ように自己調整する特性は“ボルト−セカンド（volt−
second）”調整（電圧・時間調整）と称される。よっ
て、安定状態の下においては、Pin＝Vin・In＝Pout＝Vo
・Iloadであり、各電流及び電圧の平均値は次のとおり
である。Iin＝Pin/Vin、Io＝Iin/Rv、Is＝Ｄ・Iin、Vs
＝Vin、Vo＝Rv・Vinである。ここで、１＞Ｄ＞０である
故、VoはVinより大である。また、図１のコンバータの
２つを並列接続しこれらを同一の周波数及び同一のデュ
ーティ比のもとで同期して動作せしめられた場合各コン
バータによって負荷に運ばれる電力の割合は予測できな
い。換言すれば、ボルト−セカンド調整機構はコンバー
タ出力電圧が出力電圧Vo＝Rv・Vinにて負荷に供給され
る点で一致し、各出力電流がどのような割合になるか定
まらない。
の回路例を示しており、このコンバータ10は入力電圧Vi
nを供給する入力電圧源14からVinより大なる負荷電圧Vo
にて負荷22に電力を供給する。コンバータ10は電流転換
スイッチ17、入力インダクタ12及び出力キャパシタ20を
含んでいる。電流転換スイッチ17は２端子スイッチ16及
びダイオード18からなる。電流転換スイッチのスイッチ
制御入力端子に供給されるスイッチ制御信号19は２端子
スイッチ16をターンオン及びターンオフさせる。２端子
スイッチ16がオンの時、電流転換スイッチ17の入力端子
24に流れ込む電流I1はシャント端子21から流れ出て（す
なわちIs＝I1）、スイッチ電圧Vsはゼロである。２端子
スイッチ16がターンオフしているときは電流転換スイッ
チ17の入力端子に流れ込む電流I1はダイオード18を通っ
て出力端子25から流れ出て（すなわちIo＝I1）、スイッ
チ電圧Vsは出力電圧Voに等しい。回路素子が理想的な素
子であると仮定すれば、電流Is及びIoによるスイッチロ
スは生じない。ここで、従来例のコンバータにおける基
本的動作原理及び効率の限界についてロスがないものと
して以下に説明する。そこで、次のことを仮定する。す
なわち、２端子スイッチのターンオン及びターンオフの
周波数すなわちコンバータ動作周波数は固定されている
こと。該スイッチが固定のデューティ比Ｄにて動作する
こと（ここでＤはコンバータ動作サイクル期間において
スイッチがオンとなっている時間の割合である）。ま
た、入力インダクタを流れる電流I1の平均値をIinとす
る。さらに、入力インダクタの値L1が十分大きく、電流
I1が動作サイクルに亘って図に示す方向に維持されるも
のとしている。さらに、出力キャパシタの値Coは十分大
きくて動作サイクルにおいて電流変化を平滑して、コン
バータはほぼ直流の出力電圧Voを出力することとする。
ここで、入力インダクタ及び出力キャパシタの大きさ、
従ってコンバータの大きさはコンバータ動作周波数が増
大するにつれて減少することが明らかである。上記した
条件のもとで、電流Ioの平均値（１−Ｄ）・Iinであ
り、電流Isの平均値はＤ・Iinであり、スイッチ電圧Vs
の平均値は（１−Ｄ）・Voである。安定状態において
は、入力インダクタの両端の平均電圧Vin−（１−Ｄ）
・Voはゼロであり、入力電流Iinの平均値はこの条件が
成立するまで増加又は減少する。よって、安定状態の直
流出力電圧はVo＝Vin/（１−Ｄ）＝Lv・Vinであり、コ
ンバータ出力電圧のコンバータ入力電圧に対する比Rvは
コンバータの負荷に無関係に維持される。コンバータの
かかる特性すなわち入力インダクタの両端電圧の平均値
がゼロでない場合出力電圧の入力電圧に対する比がこの
入力インダクタの平均電圧をゼロにするような比になる
ように自己調整する特性は“ボルト−セカンド（volt−
second）”調整（電圧・時間調整）と称される。よっ
て、安定状態の下においては、Pin＝Vin・In＝Pout＝Vo
・Iloadであり、各電流及び電圧の平均値は次のとおり
である。Iin＝Pin/Vin、Io＝Iin/Rv、Is＝Ｄ・Iin、Vs
＝Vin、Vo＝Rv・Vinである。ここで、１＞Ｄ＞０である
故、VoはVinより大である。また、図１のコンバータの
２つを並列接続しこれらを同一の周波数及び同一のデュ
ーティ比のもとで同期して動作せしめられた場合各コン
バータによって負荷に運ばれる電力の割合は予測できな
い。換言すれば、ボルト−セカンド調整機構はコンバー
タ出力電圧が出力電圧Vo＝Rv・Vinにて負荷に供給され
る点で一致し、各出力電流がどのような割合になるか定
まらない。
物理的に実現できるコンバータにおいては、２端子ス
イッチあるいはダイオードは共に理想的であり得ず、こ
れらの素子の各々はコンバータロスに寄与する。従来の
電流転換スイッチに生ずるロスの主要なファクタは図２
及び３を参照して示される。図２は、従来の電流転換ス
イッチ28に電流Iinを供給する電流源27を示している。
電流転換スイッチの出力端子30は電圧シンク31に接続さ
れている。（この電圧シンクは、例えば電圧Voにまで充
電された大なるキャパシタである。）さらに、理想的で
はない２端子スイッチ32、例えば電界効果トランジスタ
又はバイポーラトランジスタは有限の立上り及び立下り
時間tr及びtfを各々有する。また、理想的ではないダイ
オード34は有限の逆方向リカバリ時間trrによって特徴
づけられる。（逆方向リカバリ時間は、ダイオードが順
方向導通状態から逆方向素子状態に状態変化するときに
ダイオードに逆電流が流れる時間長を言う。）図３は図
２の電流転換スイッチの２つ動作サイクルにおける電圧
及び電流波形を示している。スイッチが図3Aにおける時
刻t0からt0＋Ｔの間においてダイオードした時、trrの
間にダイオードを経て出力キャパシタに戻る逆方向電流
Irr（図3C）の双方を直ちに該スイッチが通し始める。
この逆方向電流はその大きさを抑制するインピーダンス
が小さい故非常に大となる。t0＋t1及びt1＋Ｔ＋t1のタ
イミングにおいてスイッチが全コンバータ入力電流を通
過せしめているときにスイッチターンオフが生ずる（図
3A及び3B）。スイッチの立上り時間tr及び立下り時間tf
の双方は共に有限であり、スイッチの過渡状態の間にお
いてスイッチ電圧及びスイッチ電流の同時の存在はスイ
ッチにおける電力消費を招来し、他の条件が等しい場合
に、これらのスイッチングロスはコンバータ動作周波数
を増大せしめることになる。よって、入力インダクタ及
び出力キャパシタのサイズを小さくし、従ってコンバー
タのサイズも小さくする大なる動作周波数が望ましいの
ではあるものの、従来のコンバータは、本質的に動作効
率に対して電力密度を見合にしなければならない。実際
問題として従来の昇圧パワースイッチングコンバータの
動作周波数が100KHzを大きく越えた時、スイッチロスは
ロス要素の主要なものとなり、効率が急激に悪化しスイ
ッチに対する熱的及び電気的ストレスは制御できない状
態となる。
イッチあるいはダイオードは共に理想的であり得ず、こ
れらの素子の各々はコンバータロスに寄与する。従来の
電流転換スイッチに生ずるロスの主要なファクタは図２
及び３を参照して示される。図２は、従来の電流転換ス
イッチ28に電流Iinを供給する電流源27を示している。
電流転換スイッチの出力端子30は電圧シンク31に接続さ
れている。（この電圧シンクは、例えば電圧Voにまで充
電された大なるキャパシタである。）さらに、理想的で
はない２端子スイッチ32、例えば電界効果トランジスタ
又はバイポーラトランジスタは有限の立上り及び立下り
時間tr及びtfを各々有する。また、理想的ではないダイ
オード34は有限の逆方向リカバリ時間trrによって特徴
づけられる。（逆方向リカバリ時間は、ダイオードが順
方向導通状態から逆方向素子状態に状態変化するときに
ダイオードに逆電流が流れる時間長を言う。）図３は図
２の電流転換スイッチの２つ動作サイクルにおける電圧
及び電流波形を示している。スイッチが図3Aにおける時
刻t0からt0＋Ｔの間においてダイオードした時、trrの
間にダイオードを経て出力キャパシタに戻る逆方向電流
Irr（図3C）の双方を直ちに該スイッチが通し始める。
この逆方向電流はその大きさを抑制するインピーダンス
が小さい故非常に大となる。t0＋t1及びt1＋Ｔ＋t1のタ
イミングにおいてスイッチが全コンバータ入力電流を通
過せしめているときにスイッチターンオフが生ずる（図
3A及び3B）。スイッチの立上り時間tr及び立下り時間tf
の双方は共に有限であり、スイッチの過渡状態の間にお
いてスイッチ電圧及びスイッチ電流の同時の存在はスイ
ッチにおける電力消費を招来し、他の条件が等しい場合
に、これらのスイッチングロスはコンバータ動作周波数
を増大せしめることになる。よって、入力インダクタ及
び出力キャパシタのサイズを小さくし、従ってコンバー
タのサイズも小さくする大なる動作周波数が望ましいの
ではあるものの、従来のコンバータは、本質的に動作効
率に対して電力密度を見合にしなければならない。実際
問題として従来の昇圧パワースイッチングコンバータの
動作周波数が100KHzを大きく越えた時、スイッチロスは
ロス要素の主要なものとなり、効率が急激に悪化しスイ
ッチに対する熱的及び電気的ストレスは制御できない状
態となる。
図4A及び4Bはゼロ電流スイッチング電流転換スイッチ
（以下ZCスイッチと称する）２つの実施例36、38を示し
ており、このスイッチはスイッチングロスを有効に除去
している故、昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバー
タに用いられて従来の昇圧パワースイッチングコンバー
タにあった欠点及び効率の限界を克服できるのである。
これらの図において双方のZCスイッチは２端子スイッチ
40,42,値L2の第１インダクタ44,46、値Ｃの第１キャパ
シタ48,50、ダイオード52,54、及びスイッチコントロー
ラ41,43からなる。各ZCスイッチは入力端子56,58、出力
端子60,62、及びシャント端子64,66を有する。図１及び
２に示す従来の電流転換スイッチと比較するために、図
４の各スイッチの入力端子は値Iinの電流源68,50に接続
され、各出力端子は値Voの電圧シンクに接続されてい
る。スイッチ制御入力端子45,47にて各ZCスイッチのス
イッチコントローラに供給されるスイッチ制御信号は２
端子スイッチをゼロ電流においてターンオンせしめるこ
とによってZCスイッチサイクルの開始をなすのである。
スイッチコントローラは２端子スイッチを流れるスイッ
チ電流Iswがゼロに戻ったときこの２端子スイッチをタ
ーンオフさせる。２つの動作モードの各々における各ス
イッチの動作について以下に述べる。
（以下ZCスイッチと称する）２つの実施例36、38を示し
ており、このスイッチはスイッチングロスを有効に除去
している故、昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバー
タに用いられて従来の昇圧パワースイッチングコンバー
タにあった欠点及び効率の限界を克服できるのである。
これらの図において双方のZCスイッチは２端子スイッチ
40,42,値L2の第１インダクタ44,46、値Ｃの第１キャパ
シタ48,50、ダイオード52,54、及びスイッチコントロー
ラ41,43からなる。各ZCスイッチは入力端子56,58、出力
端子60,62、及びシャント端子64,66を有する。図１及び
２に示す従来の電流転換スイッチと比較するために、図
４の各スイッチの入力端子は値Iinの電流源68,50に接続
され、各出力端子は値Voの電圧シンクに接続されてい
る。スイッチ制御入力端子45,47にて各ZCスイッチのス
イッチコントローラに供給されるスイッチ制御信号は２
端子スイッチをゼロ電流においてターンオンせしめるこ
とによってZCスイッチサイクルの開始をなすのである。
スイッチコントローラは２端子スイッチを流れるスイッ
チ電流Iswがゼロに戻ったときこの２端子スイッチをタ
ーンオフさせる。２つの動作モードの各々における各ス
イッチの動作について以下に述べる。
図５は短サイクルモードと称される動作モードにおけ
る図4AのZCスイッチの動作を示している。この動作モー
ドにおいて、動作サイクルは時刻ｔ＝０（図５）におい
て２端子スイッチを閉成することによって開始され、こ
の２子スイッチはスイッチコントローラによってスイッ
チ電流Isw（ｔ）（図5B）が最初にゼロに戻った時点に
おいて開放せしめられる。２端子スイッチの閉成の直前
（時刻ｔ＝０−）において電流Iinはダイオード52を介
して電圧シンクに流れようとしている。よってIsw（０
−）＝Ic（０−）＝Is（０−）＝０であり、Vsw（０
−）＝Vs（０−）＝Vc（０−）＝Voである。時刻ｔ＝０
の時スイッチが閉成し、その時のスイッチ電流Isw
（０）は０であり（図5B）、この電流は第１インダクタ
44の存在によって瞬間的には変化出来ない。第１インダ
クタの両端電圧はVoにまで上昇し、スイッチ電流Isw
（ｔ）はVo/L2アンペア／秒の割合にて直線的に上昇を
開始し、 t1＝Iin・L2/Vo （１） の時点において電流Isw（ｔ）＝Is（t1）＝Iin（図5B及
び5E）となり、電流Io（t1）が０に達し（図5F）、ダイ
オードは導通を停止する。時点t1及びt4の間において第
１インダクタ44及び第１キャパシタ48に関する電圧及び
電流はエネルギ転送位相の間において正弦波的に変化
し、次の特性時定数（時間スケール）を有する。すなわ
ち、 時刻t2＝t1＋Tc/2において、キャパシタ電圧Vc（t2）
＝０（図5C）であり、ピークスイッチ電流は最大値Isw
（t2）＝Iin＋Ipとなる。ここで、 時刻t3＝t1＋Tcにおいて、キャパシタ電圧はVc（t3）
＝−Voの値に達しスイッチ電流Isw（t3）はIinに等しく
なる。時刻t4においてスイッチ電流は０に戻り、スイッ
チはスイッチコントローラによってターンオフせしめら
れる。よって、エネルギ転送サイクルの長さは次式によ
って表わされる。すなわち、 また、時刻t4においてスイッチがターンオフしたとき
には、スイッチ電圧Vsw（t4）は負のキャパシタ電圧−V
xに等しくなる。ここで、 ｔ＞t4いおいて全入力電流Iinが第１キャパシタを流
れて、Vc（ｔ）がIin/Cボルト／秒に等しき割合にてVo
に直線的に上昇する。時刻ｔ＝t5においてキャパシタ電
圧は再びVoに等しくなる。時刻t5の後においてキャパシ
タ電圧はダイオードによってVoにクランプされ、入力電
流Iinはダイオードを介して電圧シンクに流れ（故にIo
＝Iin、図5F）、キャパシタ電流は０に低下し、時刻ｔ
＝０の時の状態に等しくなる。時刻ｔ＝t6において次の
サイクルが開始する。
る図4AのZCスイッチの動作を示している。この動作モー
ドにおいて、動作サイクルは時刻ｔ＝０（図５）におい
て２端子スイッチを閉成することによって開始され、こ
の２子スイッチはスイッチコントローラによってスイッ
チ電流Isw（ｔ）（図5B）が最初にゼロに戻った時点に
おいて開放せしめられる。２端子スイッチの閉成の直前
（時刻ｔ＝０−）において電流Iinはダイオード52を介
して電圧シンクに流れようとしている。よってIsw（０
−）＝Ic（０−）＝Is（０−）＝０であり、Vsw（０
−）＝Vs（０−）＝Vc（０−）＝Voである。時刻ｔ＝０
の時スイッチが閉成し、その時のスイッチ電流Isw
（０）は０であり（図5B）、この電流は第１インダクタ
44の存在によって瞬間的には変化出来ない。第１インダ
クタの両端電圧はVoにまで上昇し、スイッチ電流Isw
（ｔ）はVo/L2アンペア／秒の割合にて直線的に上昇を
開始し、 t1＝Iin・L2/Vo （１） の時点において電流Isw（ｔ）＝Is（t1）＝Iin（図5B及
び5E）となり、電流Io（t1）が０に達し（図5F）、ダイ
オードは導通を停止する。時点t1及びt4の間において第
１インダクタ44及び第１キャパシタ48に関する電圧及び
電流はエネルギ転送位相の間において正弦波的に変化
し、次の特性時定数（時間スケール）を有する。すなわ
ち、 時刻t2＝t1＋Tc/2において、キャパシタ電圧Vc（t2）
＝０（図5C）であり、ピークスイッチ電流は最大値Isw
（t2）＝Iin＋Ipとなる。ここで、 時刻t3＝t1＋Tcにおいて、キャパシタ電圧はVc（t3）
＝−Voの値に達しスイッチ電流Isw（t3）はIinに等しく
なる。時刻t4においてスイッチ電流は０に戻り、スイッ
チはスイッチコントローラによってターンオフせしめら
れる。よって、エネルギ転送サイクルの長さは次式によ
って表わされる。すなわち、 また、時刻t4においてスイッチがターンオフしたとき
には、スイッチ電圧Vsw（t4）は負のキャパシタ電圧−V
xに等しくなる。ここで、 ｔ＞t4いおいて全入力電流Iinが第１キャパシタを流
れて、Vc（ｔ）がIin/Cボルト／秒に等しき割合にてVo
に直線的に上昇する。時刻ｔ＝t5においてキャパシタ電
圧は再びVoに等しくなる。時刻t5の後においてキャパシ
タ電圧はダイオードによってVoにクランプされ、入力電
流Iinはダイオードを介して電圧シンクに流れ（故にIo
＝Iin、図5F）、キャパシタ電流は０に低下し、時刻ｔ
＝０の時の状態に等しくなる。時刻ｔ＝t6において次の
サイクルが開始する。
図６は図4AのZCスイッチの長サイクルモードに称され
る動作モードにおける動作を示している。図５における
と同様な初期条件であるとすれば、長サイクルモードに
おける時刻ｔ＝０及び時刻ｔ＝t3の間におけるスイッチ
の動作（図６）は単サイクルモードによって示した動作
と同じである。しかしながら、スイッチ電流Isw（ｔ）
の第１ゼロクロス点（図５の時刻t4）においてスイッチ
をターンオフするかわりに、エネルギ転送期間が第２ゼ
ロクロス点にまで継続せしめられる（図6Bの時刻ｔ＝
４）。式1,2,3及び５が長サイクルモードにも適用され
るが、Vxは、この場合エネルギ転送サイクルの終端の時
点においてキャパシタが充電される正の電圧である（図
6C）。また、エネルギ転送サイクルの長さは以下の如く
異なる。すなわち、 ２つの異なる動作モードについて次の如き点が明らか
となる。すなわち、 （ａ） 短及び長サイクルモードの双方において、２端
子スイッチの両端の電圧変化がゼロ電流の時点において
生じ、スイッチ及びダイオード電流における時点的変化
は円滑でありかつ鋭い変化はない。このようにして、ZC
スイッチの有限の立上り及び立下り時間に伴うスイッチ
ロス及びダイオード逆リカバリ時間の効果に伴うスイッ
チングロスが実質的に除去される。
る動作モードにおける動作を示している。図５における
と同様な初期条件であるとすれば、長サイクルモードに
おける時刻ｔ＝０及び時刻ｔ＝t3の間におけるスイッチ
の動作（図６）は単サイクルモードによって示した動作
と同じである。しかしながら、スイッチ電流Isw（ｔ）
の第１ゼロクロス点（図５の時刻t4）においてスイッチ
をターンオフするかわりに、エネルギ転送期間が第２ゼ
ロクロス点にまで継続せしめられる（図6Bの時刻ｔ＝
４）。式1,2,3及び５が長サイクルモードにも適用され
るが、Vxは、この場合エネルギ転送サイクルの終端の時
点においてキャパシタが充電される正の電圧である（図
6C）。また、エネルギ転送サイクルの長さは以下の如く
異なる。すなわち、 ２つの異なる動作モードについて次の如き点が明らか
となる。すなわち、 （ａ） 短及び長サイクルモードの双方において、２端
子スイッチの両端の電圧変化がゼロ電流の時点において
生じ、スイッチ及びダイオード電流における時点的変化
は円滑でありかつ鋭い変化はない。このようにして、ZC
スイッチの有限の立上り及び立下り時間に伴うスイッチ
ロス及びダイオード逆リカバリ時間の効果に伴うスイッ
チングロスが実質的に除去される。
（ｂ） 双方のモードに対して、IpはIinの上限を示し
ている。Ipより大なるIin値に対してはスイッチ電流は
ゼロに戻ることはなく、スイッチの利点が損なわれる。
ている。Ipより大なるIin値に対してはスイッチ電流は
ゼロに戻ることはなく、スイッチの利点が損なわれる。
（ｃ） これらの動作モードはエネルギ転送位相の長さ
（T14、式４及び６）、Iinに対するT14の依存性及びサ
イクルの活性期間（t5）の全体長さについて互いに異な
る。短サイクルモードについてはIinがゼロからIpに増
大するにつれて、T14が最小値Tcから最大値３・Tc/2に
増大する。反対に長さサイクルモードにおいては、Iin
が０からIpに増大したとき最小値２・Tcから最小値３・
Tc/2にまで減少する。更に、短サイクルモードについて
は、ｔ＝t4からｔ＝t5までの時間長が入力電流Iinに逆
比例して増大する。このことはこの動作モードの特徴で
ある。なとなれば、ZCスイッチが開放されたときのキャ
パシタの両端電圧−VxはIinのより小なる値に対してよ
り負になるからである。Iinがゼロに向わんとすると、
−Vxは−Voに近づき、キャパシタを＋Voにまで充電する
に要する時間が増大して長くなる。よって、動作サイク
ルにおける活性期間t5の長さはIinがゼロとIpとの間を
変化するにつれて非常に広い範囲で変化する（理論的に
は無限大）。しかしながら、長さサイクルモードについ
ては、ｔ＝t4からｔ＝t5までの時間は、Iinの減少につ
れて減少する。なんとなれば、Iinがゼロに接近する
と、エネルギ転送サイクルの終端におけるキャパシタの
両端の正の電圧＋VxがVoに接近するからである。よっ
て、長サイクルの活性期間t5（図６）の長さは比較的狭
く、長サイクルモードにおける変化（t5、図５）よりも
非常に短い。
（T14、式４及び６）、Iinに対するT14の依存性及びサ
イクルの活性期間（t5）の全体長さについて互いに異な
る。短サイクルモードについてはIinがゼロからIpに増
大するにつれて、T14が最小値Tcから最大値３・Tc/2に
増大する。反対に長さサイクルモードにおいては、Iin
が０からIpに増大したとき最小値２・Tcから最小値３・
Tc/2にまで減少する。更に、短サイクルモードについて
は、ｔ＝t4からｔ＝t5までの時間長が入力電流Iinに逆
比例して増大する。このことはこの動作モードの特徴で
ある。なとなれば、ZCスイッチが開放されたときのキャ
パシタの両端電圧−VxはIinのより小なる値に対してよ
り負になるからである。Iinがゼロに向わんとすると、
−Vxは−Voに近づき、キャパシタを＋Voにまで充電する
に要する時間が増大して長くなる。よって、動作サイク
ルにおける活性期間t5の長さはIinがゼロとIpとの間を
変化するにつれて非常に広い範囲で変化する（理論的に
は無限大）。しかしながら、長さサイクルモードについ
ては、ｔ＝t4からｔ＝t5までの時間は、Iinの減少につ
れて減少する。なんとなれば、Iinがゼロに接近する
と、エネルギ転送サイクルの終端におけるキャパシタの
両端の正の電圧＋VxがVoに接近するからである。よっ
て、長サイクルの活性期間t5（図６）の長さは比較的狭
く、長サイクルモードにおける変化（t5、図５）よりも
非常に短い。
（ｄ） エネルギ転送サイクル（時刻ｔ＝t1乃至ｔ＝t
4）は入力電源から負荷へエネルギが転送されるメカニ
ズムではない。むしろ、それはスイッチ電圧及び電流の
制御された状態のもとでの電流の転換をなすプロセスで
ある。適当な回路素子（例えば、図4A及び4Bにおける第
１インダクタ44,46及び第１キャパシタ48,50）のスイッ
チ40,42への適切な接続によって、特性時間スケール
が、スイッチのターンオンからスイッチに流れる電流の
時間的変化の為に定められる。このようにして、ターン
オン後のスイッチ電流の変化率及びスイッチ電流の時間
変化の態様及びスイッチ電流がゼロに戻るタイミングが
選ばれた回路素子の値及び入力電源68,70の値及び電圧
シンクの大きさに一時的に依存するようになる。よって
エネルギ転送サイクルはIs及びIoの相対的平均値を同時
に制御しつつスイッチロスを回避するメカニズムとな
る。
4）は入力電源から負荷へエネルギが転送されるメカニ
ズムではない。むしろ、それはスイッチ電圧及び電流の
制御された状態のもとでの電流の転換をなすプロセスで
ある。適当な回路素子（例えば、図4A及び4Bにおける第
１インダクタ44,46及び第１キャパシタ48,50）のスイッ
チ40,42への適切な接続によって、特性時間スケール
が、スイッチのターンオンからスイッチに流れる電流の
時間的変化の為に定められる。このようにして、ターン
オン後のスイッチ電流の変化率及びスイッチ電流の時間
変化の態様及びスイッチ電流がゼロに戻るタイミングが
選ばれた回路素子の値及び入力電源68,70の値及び電圧
シンクの大きさに一時的に依存するようになる。よって
エネルギ転送サイクルはIs及びIoの相対的平均値を同時
に制御しつつスイッチロスを回避するメカニズムとな
る。
図4BのZCスイッチの短及び長サイクル動作の波形は、
各々、図4AのZCスイッチの図５及び６に示された波形と
同じである。動作において、図4A及び4Bのスイッチの間
の相違は以下の通りである。すなわち、 （ａ） 図4AのZCスイッチの第１インダクタ44に流れる
平均電流はシャント通路電流Isの平均値に等しい。図4B
のZCスイッチに関しては、第１インダクタ46を流れる平
均電流がIoの平均値に等しい。
各々、図4AのZCスイッチの図５及び６に示された波形と
同じである。動作において、図4A及び4Bのスイッチの間
の相違は以下の通りである。すなわち、 （ａ） 図4AのZCスイッチの第１インダクタ44に流れる
平均電流はシャント通路電流Isの平均値に等しい。図4B
のZCスイッチに関しては、第１インダクタ46を流れる平
均電流がIoの平均値に等しい。
（ｂ） 図4AのZCスイッチに電流を供給する電流源の両
端電圧Vs（ｔ）はキャパシタ電圧Vc（ｔ）に等しい。図
4BのZCスイッチに関して、電源側から見た電圧Vs（ｔ）
はスイッチ電圧Vsw（ｔ）に等しい。これらの波形の時
間的変化は異なるものの、等価な動作条件（Iin,Vout,t
6,L2,C及び動作モードが等しい。）のもとでは、動作サ
イクルに亘ってVs（ｔ）の平均値は双方のスイッチにつ
いて互いに等しいことを示す事が出来る。
端電圧Vs（ｔ）はキャパシタ電圧Vc（ｔ）に等しい。図
4BのZCスイッチに関して、電源側から見た電圧Vs（ｔ）
はスイッチ電圧Vsw（ｔ）に等しい。これらの波形の時
間的変化は異なるものの、等価な動作条件（Iin,Vout,t
6,L2,C及び動作モードが等しい。）のもとでは、動作サ
イクルに亘ってVs（ｔ）の平均値は双方のスイッチにつ
いて互いに等しいことを示す事が出来る。
図７及び８は図4A及び4BのZCスイッチを利用したゼロ
電流スイッチング昇圧パワースイッチングコンバータ
（以下ZCBコンバータと称する。）の実施例を示してい
る。双方の図面において、ZCBコンバータ72,74は電圧Vi
nの入力電源に接続され出力電圧Voにて負荷76,78に電力
を供給する。図７において、コンバータ72は値L1の入力
インダクタ80,図4Aに示されるタイプのZCスイッチ82,値
Coの出力キャパシタ84からなる。
電流スイッチング昇圧パワースイッチングコンバータ
（以下ZCBコンバータと称する。）の実施例を示してい
る。双方の図面において、ZCBコンバータ72,74は電圧Vi
nの入力電源に接続され出力電圧Voにて負荷76,78に電力
を供給する。図７において、コンバータ72は値L1の入力
インダクタ80,図4Aに示されるタイプのZCスイッチ82,値
Coの出力キャパシタ84からなる。
図８において、コンバータ74は値L1の入力インダクタ
86,図4Bに示したタイプのZCスイッチ88及び値Coの出力
キャパシタ90からなる。双方のコンバータにおいて出力
キャパシタの値Voは十分大きいとされ、動作サイクルに
おける電流Ioの変化は平滑化されコンバータは殆ど直流
の出力電圧Voを送出する。
86,図4Bに示したタイプのZCスイッチ88及び値Coの出力
キャパシタ90からなる。双方のコンバータにおいて出力
キャパシタの値Voは十分大きいとされ、動作サイクルに
おける電流Ioの変化は平滑化されコンバータは殆ど直流
の出力電圧Voを送出する。
図７及び８のZCBコンバータの動作原理は、電流I
1（ｔ）の平均値がIinであってコンバータへの入力電力
はVin・Iinであり、入力インダクタの値L1は各ZCスイッ
チに含まれる第１インダクタ102,100の値L2より非常に
大であると仮定することによって説明される。これらの
条件下において、電流I1（ｔ）はいくつかのコンバータ
動作サイクルにわたってほぼ一定であると考えられ（I1
（ｔ）＝Iin）、コンバータ内の電圧及び電流の波形は
図５及び６において示された波形とほぼ同じである。よ
って、図７又は８のコンバータのいずれかの波形はZCス
イッチが短サイクルモードにて動作したとすれば、図５
の波形に対応し、ZCスイッチが長サイクルモードにて動
作したとすればコンバータの波形は図６に示された波形
に対応する。従来例のコンバータに関して、ボルト−セ
カンド調整プロセスは、安定状態において、電圧Vs
（ｔ）（図７及び８）の平均値が入力電圧Vinに等しい
事が望まれる。このことに関して、負荷電力Po及び入力
電圧Vinが共に変化する中で、コンバータ出力電圧をVin
より大なるVoの値に維持するために動作サイクル（図５
及び６におけるt6）のトータルの長さがいかに変化すべ
きかを検証することが最も有効である。そこで、負荷電
圧がPoであって、入力電圧がVinであるならばロスを無
視することができ、Vin・Iin＝Vo・Io、Iin＝Po/Vinと
なる。
1（ｔ）の平均値がIinであってコンバータへの入力電力
はVin・Iinであり、入力インダクタの値L1は各ZCスイッ
チに含まれる第１インダクタ102,100の値L2より非常に
大であると仮定することによって説明される。これらの
条件下において、電流I1（ｔ）はいくつかのコンバータ
動作サイクルにわたってほぼ一定であると考えられ（I1
（ｔ）＝Iin）、コンバータ内の電圧及び電流の波形は
図５及び６において示された波形とほぼ同じである。よ
って、図７又は８のコンバータのいずれかの波形はZCス
イッチが短サイクルモードにて動作したとすれば、図５
の波形に対応し、ZCスイッチが長サイクルモードにて動
作したとすればコンバータの波形は図６に示された波形
に対応する。従来例のコンバータに関して、ボルト−セ
カンド調整プロセスは、安定状態において、電圧Vs
（ｔ）（図７及び８）の平均値が入力電圧Vinに等しい
事が望まれる。このことに関して、負荷電力Po及び入力
電圧Vinが共に変化する中で、コンバータ出力電圧をVin
より大なるVoの値に維持するために動作サイクル（図５
及び６におけるt6）のトータルの長さがいかに変化すべ
きかを検証することが最も有効である。そこで、負荷電
圧がPoであって、入力電圧がVinであるならばロスを無
視することができ、Vin・Iin＝Vo・Io、Iin＝Po/Vinと
なる。
長サイクルモードについては、動作サイクルに亘って
電圧Vs（ｔ）（既に述べた如く、このVs（ｔ）は図７の
コンバータにおいてはVc（ｔ）（図6C）に等しく、図８
のコンバータにおいてはVsw（ｔ）（図6D）に等しくこ
れらは同じ平均値を有する。）の平均値を取ることによ
って全負荷状態（Iin＝Ip）においては、動作サイクル
の長さがVs（ｔ）の平均値をVinに等しくなるように維
持するために次式で表わされる最小値t6minlcになされ
ることが示される。
電圧Vs（ｔ）（既に述べた如く、このVs（ｔ）は図７の
コンバータにおいてはVc（ｔ）（図6C）に等しく、図８
のコンバータにおいてはVsw（ｔ）（図6D）に等しくこ
れらは同じ平均値を有する。）の平均値を取ることによ
って全負荷状態（Iin＝Ip）においては、動作サイクル
の長さがVs（ｔ）の平均値をVinに等しくなるように維
持するために次式で表わされる最小値t6minlcになされ
ることが示される。
一方、無負荷状態（Iin＝０）においては動作サイク
ルの長さが次式で示される最大値になされる。すなわ
ち、 長サイクルモードにおいては、最大コンバータ動作周
波数fmaxlcの最小コンバータ動作周波数fminlcに対する
比は次式で表わされる。すなわち、 よって、長サイクルモードにおいては、動作周波数の
変動範囲が負荷に大きく依存せず（式９）、一方式７及
び８に示した如く、どのような負荷のもとでも動作周波
数の絶対値はVinがVoに接近するにつれて減少する。こ
のことは固定したスイッチオン時間及び変動動作周波数
を有する従来例のコンバータの動作すなわち動作周波数
が負荷にほぼ無関係であり、VinはVoに接近するにつれ
て減少することについて示唆的である。
ルの長さが次式で示される最大値になされる。すなわ
ち、 長サイクルモードにおいては、最大コンバータ動作周
波数fmaxlcの最小コンバータ動作周波数fminlcに対する
比は次式で表わされる。すなわち、 よって、長サイクルモードにおいては、動作周波数の
変動範囲が負荷に大きく依存せず（式９）、一方式７及
び８に示した如く、どのような負荷のもとでも動作周波
数の絶対値はVinがVoに接近するにつれて減少する。こ
のことは固定したスイッチオン時間及び変動動作周波数
を有する従来例のコンバータの動作すなわち動作周波数
が負荷にほぼ無関係であり、VinはVoに接近するにつれ
て減少することについて示唆的である。
既に述べた如く、動作サイクルの活性部分（図５、t
5）の時間長はIinの関数として非常に広範囲に亘って変
化する。全負荷状態（Iin＝Ip）の時、短サイクルモー
ドにて動作する図７又は８のコンバータについての動作
サイクルの最小長さt6minscは長サイクルモードにおけ
る式７によって与えられる最小長さと同じである。（図
５及び６及び式１乃至６を参照すれば、Iin＝Ipの時両
方のモードの波形が同じになるとを示している。）しか
しながら、Iinがゼロに接近すると、入力インダクタの
比較的大であるものの有限の値L1がいくつかの動作サイ
クルに亘ってIinを実質的に一定に維持することができ
るとという仮定がくずれる。なんとなれば、この仮定は
最大動作サイクル時間t6minxscを無限であると想定して
いるからである。しかしながら、Iinの小なる値（例え
ば0.1・Ipより小）について、Vs（ｔ）の平均値をVinに
維持するに必要な動作サイクルの長さはほぼ次式によっ
て近似され得る。すなわち、 よって、Iinが値Ipから0.1/Ipより小なるIinの値に減
少するとき、コンバータ動作周波数の変動範囲はほぼ次
式によって近似され得る。すなわち、 軽負荷においては、コンバータ動作周波数はIinに比
例して減少し負荷の関数としてのコンバータ動作周波数
の変動の範囲は非常に広い。
5）の時間長はIinの関数として非常に広範囲に亘って変
化する。全負荷状態（Iin＝Ip）の時、短サイクルモー
ドにて動作する図７又は８のコンバータについての動作
サイクルの最小長さt6minscは長サイクルモードにおけ
る式７によって与えられる最小長さと同じである。（図
５及び６及び式１乃至６を参照すれば、Iin＝Ipの時両
方のモードの波形が同じになるとを示している。）しか
しながら、Iinがゼロに接近すると、入力インダクタの
比較的大であるものの有限の値L1がいくつかの動作サイ
クルに亘ってIinを実質的に一定に維持することができ
るとという仮定がくずれる。なんとなれば、この仮定は
最大動作サイクル時間t6minxscを無限であると想定して
いるからである。しかしながら、Iinの小なる値（例え
ば0.1・Ipより小）について、Vs（ｔ）の平均値をVinに
維持するに必要な動作サイクルの長さはほぼ次式によっ
て近似され得る。すなわち、 よって、Iinが値Ipから0.1/Ipより小なるIinの値に減
少するとき、コンバータ動作周波数の変動範囲はほぼ次
式によって近似され得る。すなわち、 軽負荷においては、コンバータ動作周波数はIinに比
例して減少し負荷の関数としてのコンバータ動作周波数
の変動の範囲は非常に広い。
既に述べたごとく、従来例のスイッチングコンバータ
の複数の同一の電源及び負荷に接続されて並列構成とし
て同一のデューティ比で動作する場合全負荷電力を均等
な割合で分担しない。ところが、図７及び８に示したコ
ンバータであって同一の特性時定数Tcを有し等しい値L1
の入力インダクタが図７に示されたタイプのコンバータ
を示す図９に示す如く並列接続されてコンバータ92,94,
96が同一の動作周波数にて動作する（共通のスイッチ制
御信号が全てのコンバータに供給されている。）場合、
これらのコンバータは負荷98に供給される電力を分担し
ようとする（米国特許第4,648,020号を参照）。短サイ
クルモードにおいて、t5（図５）のIinへの強い依存性
の故にコンバータ間の電力分担が実質的に等しくなり、
ダイオード及びスイッチの電圧ドロップ及びインダクタ
の内部抵抗等の物理的に信頼性の高いコンバータにおけ
る二次的な効果が重要でなくならしめられる。長サイク
ルモードにおいてはIinへのt5の依存性が非常に弱いの
で、これらの効果はより重要であり、物理的に信頼性の
高いコンバータの負荷電圧の分担の度合いが低減せしめ
られる。
の複数の同一の電源及び負荷に接続されて並列構成とし
て同一のデューティ比で動作する場合全負荷電力を均等
な割合で分担しない。ところが、図７及び８に示したコ
ンバータであって同一の特性時定数Tcを有し等しい値L1
の入力インダクタが図７に示されたタイプのコンバータ
を示す図９に示す如く並列接続されてコンバータ92,94,
96が同一の動作周波数にて動作する（共通のスイッチ制
御信号が全てのコンバータに供給されている。）場合、
これらのコンバータは負荷98に供給される電力を分担し
ようとする（米国特許第4,648,020号を参照）。短サイ
クルモードにおいて、t5（図５）のIinへの強い依存性
の故にコンバータ間の電力分担が実質的に等しくなり、
ダイオード及びスイッチの電圧ドロップ及びインダクタ
の内部抵抗等の物理的に信頼性の高いコンバータにおけ
る二次的な効果が重要でなくならしめられる。長サイク
ルモードにおいてはIinへのt5の依存性が非常に弱いの
で、これらの効果はより重要であり、物理的に信頼性の
高いコンバータの負荷電圧の分担の度合いが低減せしめ
られる。
入力インダクタのインダクタンスL1が小さくなされた
ので、Iinが動作サイクルに亘ってほぼ一定であるとい
う仮定はもはや有効ではないが、コンバータの動作原理
は同じである。図10及び11は短サイクル及び長サイクル
モードにおいて動作する図７のZCBコンバータの波形に
対するL1のL2に対する有限な比の効果を示している。図
12及び13は各々短及び長サイクルモードにて動作する図
８のZCBコンバータの波形に対するL1のL2に対する比の
影響を示している。全ての図において、スイッチが閉成
した時点（ｔ＝０）の入力電流はIinであり、コンバー
タ出力電圧はVoである。L1のL2に対する比の重要な影響
は次の通りである。ここでダッシュを付した符号（例え
ばIp′）は有限のインダクタンス比を有する図７のZCB
コンバータの値を示し、例えばIp″の如くダブルダッシ
ュを付した参照符は有限なインダクタンス比を有する図
８のZCBコンバータについての値を示す。又ダッシュを
付さない参照符（例えばIp）はインダクタンス比が非常
に大のZCBコンバータについて既に述べた結果について
示すこととする。
ので、Iinが動作サイクルに亘ってほぼ一定であるとい
う仮定はもはや有効ではないが、コンバータの動作原理
は同じである。図10及び11は短サイクル及び長サイクル
モードにおいて動作する図７のZCBコンバータの波形に
対するL1のL2に対する有限な比の効果を示している。図
12及び13は各々短及び長サイクルモードにて動作する図
８のZCBコンバータの波形に対するL1のL2に対する比の
影響を示している。全ての図において、スイッチが閉成
した時点（ｔ＝０）の入力電流はIinであり、コンバー
タ出力電圧はVoである。L1のL2に対する比の重要な影響
は次の通りである。ここでダッシュを付した符号（例え
ばIp′）は有限のインダクタンス比を有する図７のZCB
コンバータの値を示し、例えばIp″の如くダブルダッシ
ュを付した参照符は有限なインダクタンス比を有する図
８のZCBコンバータについての値を示す。又ダッシュを
付さない参照符（例えばIp）はインダクタンス比が非常
に大のZCBコンバータについて既に述べた結果について
示すこととする。
（ａ） ｔ＝０−の時点：図８のZCBコンバータにおい
て、短サイクル動作モード又は長サイクル動作モードに
拘らず最大スイッチ電圧Vsw″（０−）（図12D及び13
D）は２つのインダクタの分圧動作によって低減され
る。即ち、 （ｂ） ゼロ＜ｔt1:図７のZCBコンバータにおいて、
短サイクル又は長サイクル動作モードのいずれにおいて
も、入力インダクタを流れる電流I1′（ｔ）は入力イン
ダクタL1の両端の逆電圧Vo-Vinの存在の故に減少する
（図10A及び11A）。このことはt1及びt1の時点において
入力インダクタを流れる電流I1′（t1）＝Ia1の双方を
減少せしめる。図８のZCBコンバータにおいては、入力
インダクタを流れる電流はインダクタの両端に印加され
る入力電圧源の故に電流値I1″（t1）＝Ia2に向って増
加する（図12A及び13A）が、t1は変化しない。
て、短サイクル動作モード又は長サイクル動作モードに
拘らず最大スイッチ電圧Vsw″（０−）（図12D及び13
D）は２つのインダクタの分圧動作によって低減され
る。即ち、 （ｂ） ゼロ＜ｔt1:図７のZCBコンバータにおいて、
短サイクル又は長サイクル動作モードのいずれにおいて
も、入力インダクタを流れる電流I1′（ｔ）は入力イン
ダクタL1の両端の逆電圧Vo-Vinの存在の故に減少する
（図10A及び11A）。このことはt1及びt1の時点において
入力インダクタを流れる電流I1′（t1）＝Ia1の双方を
減少せしめる。図８のZCBコンバータにおいては、入力
インダクタを流れる電流はインダクタの両端に印加され
る入力電圧源の故に電流値I1″（t1）＝Ia2に向って増
加する（図12A及び13A）が、t1は変化しない。
（ｃ） t1＜ｔt4:図７のZCBコンバータにおいて、両
方の動作モードにおいて、特性時定数は入力インダクタ
及び第１インダクタの並列の値に依存し、従っていくら
か減少する。すなわち、 更にエネルギ転送は第１キャパシタと両インダクタの
間に生じかつ入力インダクタが入力電源に接続している
故、電流電圧の正弦波変化のピークは次式によって近似
される値に低減する。すなわち、 ここで、ΔVin・Lp/L1であり、Ia1は時刻t1における
第１インダクタを流れる電流値である。よって、入力電
源電圧が増大するにつれてキャパシタの両端電圧の負の
変化のピーク及びスイッチ及びキャパシタ内の電流のピ
ーク変化が低減される。また、図10A及び11Aに示すよう
に、この期間において第１キャパシタ電流の一部が入力
インダクタの正弦波電流として流れる。図８のZCBコン
バータは、スイッチが入力インダクタを入力電源リター
ンに接続する故このような影響を示さない。よって、こ
のコンバータについての値Tc″、Vc″（t3）、Vx″及び
Ip″はL1＞＞L2とした場合に与えられるTc、Vc（t3）、
Vx及びIpの値に等しい。これらの両インバータにおい
て、入力電源電圧が１又は２つのインダクタに印加され
ることによって生ずる直線的増加電流成分（図10B乃至1
3BにおいてIsw（ｔ）の波形中に点線によって示され
る）もスイッチの中を流れる。このスイッチ電流の増分
はエネルギ転送期間の長さを増大せしめ平均入力電流の
許容最大値を値Ip′、Ip″以下の値に低減させる。よっ
てL1のL2に対する比が減少するにつれてコンバータの最
大電力定格が低減する。
方の動作モードにおいて、特性時定数は入力インダクタ
及び第１インダクタの並列の値に依存し、従っていくら
か減少する。すなわち、 更にエネルギ転送は第１キャパシタと両インダクタの
間に生じかつ入力インダクタが入力電源に接続している
故、電流電圧の正弦波変化のピークは次式によって近似
される値に低減する。すなわち、 ここで、ΔVin・Lp/L1であり、Ia1は時刻t1における
第１インダクタを流れる電流値である。よって、入力電
源電圧が増大するにつれてキャパシタの両端電圧の負の
変化のピーク及びスイッチ及びキャパシタ内の電流のピ
ーク変化が低減される。また、図10A及び11Aに示すよう
に、この期間において第１キャパシタ電流の一部が入力
インダクタの正弦波電流として流れる。図８のZCBコン
バータは、スイッチが入力インダクタを入力電源リター
ンに接続する故このような影響を示さない。よって、こ
のコンバータについての値Tc″、Vc″（t3）、Vx″及び
Ip″はL1＞＞L2とした場合に与えられるTc、Vc（t3）、
Vx及びIpの値に等しい。これらの両インバータにおい
て、入力電源電圧が１又は２つのインダクタに印加され
ることによって生ずる直線的増加電流成分（図10B乃至1
3BにおいてIsw（ｔ）の波形中に点線によって示され
る）もスイッチの中を流れる。このスイッチ電流の増分
はエネルギ転送期間の長さを増大せしめ平均入力電流の
許容最大値を値Ip′、Ip″以下の値に低減させる。よっ
てL1のL2に対する比が減少するにつれてコンバータの最
大電力定格が低減する。
図７のコンバータにおいて、キャパシタ電圧Vc′
（ｔ）（図10C及び11C）の値がVinの値にまで減少しL1
の両端電圧がゼロに等しい時、電流I1′（ｔ）が最小値
Ｉ′min（図10A及び11A）に達し、当該電流はキャパシ
タ電圧が減少しつづける間増大する。短サイクル動作モ
ードにおいて、キャパシタ電圧がVin以下にとどまる
故、電流はこの期間中増大を続ける。長サイクルモード
においては、この期間においてキャパシタ電圧は再びVi
n以上になり（軽負荷の場合）、電流はそのピーク値
Ｉ′max（図11A）に達する。
（ｔ）（図10C及び11C）の値がVinの値にまで減少しL1
の両端電圧がゼロに等しい時、電流I1′（ｔ）が最小値
Ｉ′min（図10A及び11A）に達し、当該電流はキャパシ
タ電圧が減少しつづける間増大する。短サイクル動作モ
ードにおいて、キャパシタ電圧がVin以下にとどまる
故、電流はこの期間中増大を続ける。長サイクルモード
においては、この期間においてキャパシタ電圧は再びVi
n以上になり（軽負荷の場合）、電流はそのピーク値
Ｉ′max（図11A）に達する。
（ｄ） t4＜ｔt5:スイッチが開放された時、図８の
コンバータのスイッチの両端電圧Vsw″（t4）（図12D及
び13D）は、２つのインダクタンスによる電圧分圧効果
の故に、第１キャパシタの両端電圧Vc″（t4）に等しく
ない。むしろこの電圧は、Vsw″（t4）＝Vc（t4）・L1/
（L1＋L2））＋（Vin・L2/（L1＋L2））に等しい。ここ
でLc（t4）は長サイクル動作モードにおいては＋Vxに等
しく、短サイクル動作モードにおいては−Vxに等しい。
Lsw″（t4）の絶対値はVoより小さい。t4の時点でスイ
ッチが開放した後に、図７及び８のZCBコンバータ内の
電流及び電圧はL1のL2に対する有限な比に関して正弦波
変化を示し次の式で表わされる特性時間スケールを各々
有する。
コンバータのスイッチの両端電圧Vsw″（t4）（図12D及
び13D）は、２つのインダクタンスによる電圧分圧効果
の故に、第１キャパシタの両端電圧Vc″（t4）に等しく
ない。むしろこの電圧は、Vsw″（t4）＝Vc（t4）・L1/
（L1＋L2））＋（Vin・L2/（L1＋L2））に等しい。ここ
でLc（t4）は長サイクル動作モードにおいては＋Vxに等
しく、短サイクル動作モードにおいては−Vxに等しい。
Lsw″（t4）の絶対値はVoより小さい。t4の時点でスイ
ッチが開放した後に、図７及び８のZCBコンバータ内の
電流及び電圧はL1のL2に対する有限な比に関して正弦波
変化を示し次の式で表わされる特性時間スケールを各々
有する。
すなわち、負荷が減少すると、キャパシタが再度Vc′
（t5）＝Vc″（t5）＝＋Voにまで再充電するｔ＝t4乃至
ｔ＝t5の期間は、Vin及びVoの相対的な値及びL1のL2に
対する比に依存してT1′/2（T1″/2）及びT1′（T1″）
の間を変化する。比L1/L2が増大すると、この期間は増
大し、既に述べた如く非常に大なるインダクタンス比に
おいてはこの変化は殆ど直線的になり、当該期間はIin
が減少すると非常に大きくなる。実際問題、L1のL2に対
する比は非常に小さくはなされない（例えば10:1以下）
のであり、ｔ＝０ないしｔ＝t4の期間における入力電源
によって誘導されるL1内の電流の直線的傾斜は大きくな
る。大なるL1/L2比が並列動作の観点からは望ましい。
なんとなれば、負荷の関数としてのt5のより広い変化は
コンバータ間の電力分担についての二次効果（すなわち
物理的に実現可能なコンバータ内のダイオード及びスイ
ッチの電圧ドロップ）の重大さを減少させるからであ
る。有限のインダクタンス比は長サイクル動作モードに
対しても同様な影響を有する。しかしながら、負荷に対
するt5の依存度は弱いので、L1がL2よりきわめて大であ
る時でも動作サイクルのこの部分の期間の減少はあまり
重大ではない。入力インダクタを流れる電流は、キャパ
シタ電圧がVin以上に上昇する結果、時刻t5に先立って
その最大値（図７のコンバータについてはＩ′max（図1
0A及び11A）また図８のコンバータについてはＩ″max
（図12A及び13A））に達しており、時刻t5においては、
この電流は減少を始めんとしている。時刻t5において、
入力電流は、図７のコンバータについてはIb1＜Ｉ′max
（図10A及び11A）であり、図８のコンバータについては
Ib2＜Ｉ″max（図12A及び13A）である。
（t5）＝Vc″（t5）＝＋Voにまで再充電するｔ＝t4乃至
ｔ＝t5の期間は、Vin及びVoの相対的な値及びL1のL2に
対する比に依存してT1′/2（T1″/2）及びT1′（T1″）
の間を変化する。比L1/L2が増大すると、この期間は増
大し、既に述べた如く非常に大なるインダクタンス比に
おいてはこの変化は殆ど直線的になり、当該期間はIin
が減少すると非常に大きくなる。実際問題、L1のL2に対
する比は非常に小さくはなされない（例えば10:1以下）
のであり、ｔ＝０ないしｔ＝t4の期間における入力電源
によって誘導されるL1内の電流の直線的傾斜は大きくな
る。大なるL1/L2比が並列動作の観点からは望ましい。
なんとなれば、負荷の関数としてのt5のより広い変化は
コンバータ間の電力分担についての二次効果（すなわち
物理的に実現可能なコンバータ内のダイオード及びスイ
ッチの電圧ドロップ）の重大さを減少させるからであ
る。有限のインダクタンス比は長サイクル動作モードに
対しても同様な影響を有する。しかしながら、負荷に対
するt5の依存度は弱いので、L1がL2よりきわめて大であ
る時でも動作サイクルのこの部分の期間の減少はあまり
重大ではない。入力インダクタを流れる電流は、キャパ
シタ電圧がVin以上に上昇する結果、時刻t5に先立って
その最大値（図７のコンバータについてはＩ′max（図1
0A及び11A）また図８のコンバータについてはＩ″max
（図12A及び13A））に達しており、時刻t5においては、
この電流は減少を始めんとしている。時刻t5において、
入力電流は、図７のコンバータについてはIb1＜Ｉ′max
（図10A及び11A）であり、図８のコンバータについては
Ib2＜Ｉ″max（図12A及び13A）である。
（ｅ） t5＜ｔt6:時刻t5において、図７及び８の各
コンバータの入力インダクタンスに流れる電流Ib1及びI
b2は動作サイクルの先行する期間にいて入力電源電圧に
よって入力インダクタに生起せしめられた入力電流にお
ける直線的増加の故にIinより大である。従って、出力
電流Io′（t5）＝Ib1及びIo″（t5）＝Ib2はｔ＝t5の時
点においてIinより大である。既に述べた如く、図８の
コンバータのスイッチ電圧はVoよりも小さい値をとる。
コンバータの入力インダクタンスに流れる電流Ib1及びI
b2は動作サイクルの先行する期間にいて入力電源電圧に
よって入力インダクタに生起せしめられた入力電流にお
ける直線的増加の故にIinより大である。従って、出力
電流Io′（t5）＝Ib1及びIo″（t5）＝Ib2はｔ＝t5の時
点においてIinより大である。既に述べた如く、図８の
コンバータのスイッチ電圧はVoよりも小さい値をとる。
バランスの期間に亘って電流Io′（ｔ）及びIo″
（ｔ）は１又は双方のインダクタに印加される逆電圧Vo
−Vinの故にIinに向って直線的に減少する。
（ｔ）は１又は双方のインダクタに印加される逆電圧Vo
−Vinの故にIinに向って直線的に減少する。
図4A及び4Bの電流転換スイッチによる利点はスイッチ
の以下の如き構成の特徴に起因する。すなわち、 （ａ） 双方向スイッチ、出力ダイオード及び電圧シン
ク（すなわち出力キャパシタ及び負荷）の直列ループ内
にインダクタンス素子を配置したこと。なおこのインダ
クタンス素子の一端は双方向スイッチに接続している。
の以下の如き構成の特徴に起因する。すなわち、 （ａ） 双方向スイッチ、出力ダイオード及び電圧シン
ク（すなわち出力キャパシタ及び負荷）の直列ループ内
にインダクタンス素子を配置したこと。なおこのインダ
クタンス素子の一端は双方向スイッチに接続している。
（ｂ） 該インダクタンス素子の該双方向スイッチに接
続していない端部と電圧シンクとの間に出力ダイオード
を配置したこと。
続していない端部と電圧シンクとの間に出力ダイオード
を配置したこと。
（ｃ） 出力ダイオードとインダクタンス素子の接続点
にキャパシタを配置したこと。このキャパシタはインダ
クタンス素子と協働して双方向スイッチを流れる電流の
正弦波成分の上昇及び下降の特性時間スケールを確定す
る。
にキャパシタを配置したこと。このキャパシタはインダ
クタンス素子と協働して双方向スイッチを流れる電流の
正弦波成分の上昇及び下降の特性時間スケールを確定す
る。
上記した（ａ）において述べたように、インダクタン
スを配置することにより、スイッチがターンオンしたと
きのスイッチ電流がゼロであること、ターンオン時の電
流の変化率が有限であること、及び出力ダイオードにお
ける逆リカバリ効果が実質的に除去されることを確実に
する。上記（ｂ）において述べたように出力ダイオード
の配置は、双方向スイッチがターンオフしたときすなわ
ちIswがゼロのとき電流転換スイッチの入力端子に流れ
込む電流I1（ｔ）が電圧シンクに流れることを確実にす
る。上記した（ｃ）に述べた如くキャパシタの配置は、
スイッチの閉成に続くスイッチ電流の上昇及び下降及び
スイッチ電流のゼロへの復帰の滑かな変化を提供する。
図７及び８のZCBコンバータにおける入力電圧源及びZC
スイッチの入力端子の間へのインダクタンスの挿入は低
電圧源からより高い電圧シンクへのエネルギの転送を許
容する基本的な回路構造を提供する。
スを配置することにより、スイッチがターンオンしたと
きのスイッチ電流がゼロであること、ターンオン時の電
流の変化率が有限であること、及び出力ダイオードにお
ける逆リカバリ効果が実質的に除去されることを確実に
する。上記（ｂ）において述べたように出力ダイオード
の配置は、双方向スイッチがターンオフしたときすなわ
ちIswがゼロのとき電流転換スイッチの入力端子に流れ
込む電流I1（ｔ）が電圧シンクに流れることを確実にす
る。上記した（ｃ）に述べた如くキャパシタの配置は、
スイッチの閉成に続くスイッチ電流の上昇及び下降及び
スイッチ電流のゼロへの復帰の滑かな変化を提供する。
図７及び８のZCBコンバータにおける入力電圧源及びZC
スイッチの入力端子の間へのインダクタンスの挿入は低
電圧源からより高い電圧シンクへのエネルギの転送を許
容する基本的な回路構造を提供する。
図14に示す如く本発明によるZCBコンバータは磁気的
回路200、２端子スイッチ202、第１キャパシタ204及び
出力ダイオード206からなることが明らかである。この
磁気的回路は３つの端子すなわち入力端子208、出力端
子210及びシャント端子212を有し、かつ、入力端子208
及び出力端子210の間に表れるインダクタンスLio及びシ
ャント端子212及び出力端子210の間に表れるインダクタ
ンスLsoによって特徴づけられている。実際上、入力端
子及びシャント端子のインダクタンスはシャント端子及
び出力端子間のインダクタンスに等しいかより大であ
る。もし、これらの条件を満たす磁気的回路が図14のZC
Bコンバータに用いられた場合、ゼロ電流スイッチング
及び低電圧源から高電圧シンクへのエネルギ転送の基本
的条件が達成される。キャパシタ及び２端子スイッチの
間のインダクタンスの配置（磁気的回路の入力端子及び
シャント端子の間のインダクタンス）はスイッチ電流の
上昇及び下降は滑らか（正弦波であることを確実にし、
従って、ゼロ電流におけるスイッチングの基本を提供す
る。入力電源に直列なインダクタンスの存在（磁気的回
路の入力端子における等価入力インダクタンス）は低電
圧源から高電圧シンクへのエネルギの転送を許容する基
本的な回路構成を提供する。よって、図７及び８のZCB
コンバータは２つの集中インダクタからなる磁気的構成
を用いているものの、本発明によるZCBコンバータは多
くの他の磁気的回路構成によって実現できる。例えば図
15は結合インダクタを用いたZCBコンバータの５つの可
能な実施例を示している。図15A及び15Bにおいて、磁気
的回路200は単一の結合インダクタからなっている。図1
5C及び15Dにおいて磁気的回路200は結合インダクタ及び
集中インダクタの組合せからなっている。図15Eにおい
ては、ZCBコンバータにおける磁気的回路200は一対の結
合インダクタ及び３個以下の集中インダクタを含んでい
る。
回路200、２端子スイッチ202、第１キャパシタ204及び
出力ダイオード206からなることが明らかである。この
磁気的回路は３つの端子すなわち入力端子208、出力端
子210及びシャント端子212を有し、かつ、入力端子208
及び出力端子210の間に表れるインダクタンスLio及びシ
ャント端子212及び出力端子210の間に表れるインダクタ
ンスLsoによって特徴づけられている。実際上、入力端
子及びシャント端子のインダクタンスはシャント端子及
び出力端子間のインダクタンスに等しいかより大であ
る。もし、これらの条件を満たす磁気的回路が図14のZC
Bコンバータに用いられた場合、ゼロ電流スイッチング
及び低電圧源から高電圧シンクへのエネルギ転送の基本
的条件が達成される。キャパシタ及び２端子スイッチの
間のインダクタンスの配置（磁気的回路の入力端子及び
シャント端子の間のインダクタンス）はスイッチ電流の
上昇及び下降は滑らか（正弦波であることを確実にし、
従って、ゼロ電流におけるスイッチングの基本を提供す
る。入力電源に直列なインダクタンスの存在（磁気的回
路の入力端子における等価入力インダクタンス）は低電
圧源から高電圧シンクへのエネルギの転送を許容する基
本的な回路構成を提供する。よって、図７及び８のZCB
コンバータは２つの集中インダクタからなる磁気的構成
を用いているものの、本発明によるZCBコンバータは多
くの他の磁気的回路構成によって実現できる。例えば図
15は結合インダクタを用いたZCBコンバータの５つの可
能な実施例を示している。図15A及び15Bにおいて、磁気
的回路200は単一の結合インダクタからなっている。図1
5C及び15Dにおいて磁気的回路200は結合インダクタ及び
集中インダクタの組合せからなっている。図15Eにおい
ては、ZCBコンバータにおける磁気的回路200は一対の結
合インダクタ及び３個以下の集中インダクタを含んでい
る。
図15のコンバータにおいては、結合インダクタは２つ
の巻線が不完全結合しているタイプのよく知られたイン
ダクタである。よって、各巻線は“漏洩インダクタン
ス”（巻線の磁束のうち他の巻線に鎖交しない部分に対
応する集中インダクタンスに等価である。）及び“磁化
インダクタンス”（双方の巻線に鎖交する磁束に対応す
るインダクタンスを表している。）の組合せのインダク
タンス値を有する。回路素子としては、かかる構造は漏
洩インダクタンスの影響によって和げられた変圧器動作
を示す。かかる素子の古典的な回路モデルが図16に示さ
れている。図において、結合インダクタは関数N1を有す
る一次巻線と巻数N2を有する二次巻線からなる。これら
の２つの巻線の結合計数は各々k1及びk2である。（０
k1,k2１）。これらの両巻線の間の磁束の鎖交効果は
巻数比ａ＝N1/N2を有しさらに値Lmの集中磁化インダク
タンスを有する理想的なトランスによって表現される。
一次及び２次巻線の漏洩インダクタンスは値Ll1及びLl2
の集中インダクタンスによって各々表される。これらの
集中インダクタ相対的値Ll1、Ll2及び磁化インダクタン
スLmは巻線を保持する媒体の磁気的特性例えば用いられ
る磁性材料の導磁率）及び結合インダクタの構造（例え
ばN1,N2,kl及びk2）に依存している。一次巻線単独の全
短インダクタンスLpriはLl1＋Lmであり、二次巻線単独
の全インダクタンスLsecはLl2＋Lm/a2である。図16にお
いて、一般的な場合（k1がk2に等しくない場合）及びk1
＝k2の場合についてLl1、Ll2及びLmの相互関係が示され
ている。結合インダクタのZCBコンバータの動作に対す
る影響が図17及び18に示されており、これらの図は、各
々、図16の回路モデルにその結合インダクタが置き換え
られた図15A及び15BのZCBコンバータを示している。こ
れらのコンバータの動作原理は図15B及び15Dのコンバー
タに直接適用できる。なんとなれば、結合インダクタ及
び集中インダクタンスのいかなる組合せについてもk1、
k2、ａ、N1及びN2の適当な値を有する等価な単一の結合
インダクタが存在するからである。
の巻線が不完全結合しているタイプのよく知られたイン
ダクタである。よって、各巻線は“漏洩インダクタン
ス”（巻線の磁束のうち他の巻線に鎖交しない部分に対
応する集中インダクタンスに等価である。）及び“磁化
インダクタンス”（双方の巻線に鎖交する磁束に対応す
るインダクタンスを表している。）の組合せのインダク
タンス値を有する。回路素子としては、かかる構造は漏
洩インダクタンスの影響によって和げられた変圧器動作
を示す。かかる素子の古典的な回路モデルが図16に示さ
れている。図において、結合インダクタは関数N1を有す
る一次巻線と巻数N2を有する二次巻線からなる。これら
の２つの巻線の結合計数は各々k1及びk2である。（０
k1,k2１）。これらの両巻線の間の磁束の鎖交効果は
巻数比ａ＝N1/N2を有しさらに値Lmの集中磁化インダク
タンスを有する理想的なトランスによって表現される。
一次及び２次巻線の漏洩インダクタンスは値Ll1及びLl2
の集中インダクタンスによって各々表される。これらの
集中インダクタ相対的値Ll1、Ll2及び磁化インダクタン
スLmは巻線を保持する媒体の磁気的特性例えば用いられ
る磁性材料の導磁率）及び結合インダクタの構造（例え
ばN1,N2,kl及びk2）に依存している。一次巻線単独の全
短インダクタンスLpriはLl1＋Lmであり、二次巻線単独
の全インダクタンスLsecはLl2＋Lm/a2である。図16にお
いて、一般的な場合（k1がk2に等しくない場合）及びk1
＝k2の場合についてLl1、Ll2及びLmの相互関係が示され
ている。結合インダクタのZCBコンバータの動作に対す
る影響が図17及び18に示されており、これらの図は、各
々、図16の回路モデルにその結合インダクタが置き換え
られた図15A及び15BのZCBコンバータを示している。こ
れらのコンバータの動作原理は図15B及び15Dのコンバー
タに直接適用できる。なんとなれば、結合インダクタ及
び集中インダクタンスのいかなる組合せについてもk1、
k2、ａ、N1及びN2の適当な値を有する等価な単一の結合
インダクタが存在するからである。
図17及び18のコンバータにおける磁気的回路内の磁気
的結合の一次的効果はこれらの“磁気結合”コンバータ
の動作を既に説明した図７及び８の“ディスクリート
な”均等物の動作に比較することによって説明できる。
この点において、図７及び８のコンバータは図17及び18
の“磁気結合”コンバータの特例であるということであ
る。もしLpri（又はLsec）が固定値であると仮定する
と、ｋが０になると結合インダクタは２つの集中インダ
クタになるのである。便宜上、ここで、図７及び17のZC
Bコンバータの回路構成を“L"構成と呼ぶことにする
（回路モデルにおけるインダクタの向きによって）。ま
た図８及び18のコンバータを“Ｔ構成と呼ぶことにす
る。よって、図７、８、17及び18のコンバータは各々以
下の如く称する。すなわち、ディスクリート−Ｌ、ディ
スクリート−Ｔ、結合−Ｌ及び結合−Ｔ構成である。さ
らに、動作サイクルが双方向スイッチのｔ＝０の時点の
閉成によって開始し、この時点におけるZCBコンバータ
の入力に流れ込む電流I1（０−）はIinに等しいと仮定
する。更に入力電源電圧をVinとし、コンバータはVinよ
り大なる出力電圧Voを供給することとする。さらに、図
4,5,10,11,12及び13において各相の始まり及び終りを定
義するための取り決めを用いることとする。すなわち、
時刻t1において電流Io（ｔ）が０になり、エネルギ転送
位相が時刻t1において始まり、時刻t4において終る（双
方向スイッチがゼロ電流の時に開放されたとき）。又、
Vc（ｔ）がVoに復帰したときすなわち時刻t5において動
作サイクルの活性化部分が終わる。又、動作サイクルは
双方向スイッチの閉成によって時刻t6において終了し新
たなサイクルが始まる。電圧、電流及び時間間隔の相対
的な値はディスクリートコンバータ及び結合コンバータ
について異なるものの与えられる動作モードの波形の形
は図10乃至13に示されるものと類似しており、これらの
回路を参考として用いる。
的結合の一次的効果はこれらの“磁気結合”コンバータ
の動作を既に説明した図７及び８の“ディスクリート
な”均等物の動作に比較することによって説明できる。
この点において、図７及び８のコンバータは図17及び18
の“磁気結合”コンバータの特例であるということであ
る。もしLpri（又はLsec）が固定値であると仮定する
と、ｋが０になると結合インダクタは２つの集中インダ
クタになるのである。便宜上、ここで、図７及び17のZC
Bコンバータの回路構成を“L"構成と呼ぶことにする
（回路モデルにおけるインダクタの向きによって）。ま
た図８及び18のコンバータを“Ｔ構成と呼ぶことにす
る。よって、図７、８、17及び18のコンバータは各々以
下の如く称する。すなわち、ディスクリート−Ｌ、ディ
スクリート−Ｔ、結合−Ｌ及び結合−Ｔ構成である。さ
らに、動作サイクルが双方向スイッチのｔ＝０の時点の
閉成によって開始し、この時点におけるZCBコンバータ
の入力に流れ込む電流I1（０−）はIinに等しいと仮定
する。更に入力電源電圧をVinとし、コンバータはVinよ
り大なる出力電圧Voを供給することとする。さらに、図
4,5,10,11,12及び13において各相の始まり及び終りを定
義するための取り決めを用いることとする。すなわち、
時刻t1において電流Io（ｔ）が０になり、エネルギ転送
位相が時刻t1において始まり、時刻t4において終る（双
方向スイッチがゼロ電流の時に開放されたとき）。又、
Vc（ｔ）がVoに復帰したときすなわち時刻t5において動
作サイクルの活性化部分が終わる。又、動作サイクルは
双方向スイッチの閉成によって時刻t6において終了し新
たなサイクルが始まる。電圧、電流及び時間間隔の相対
的な値はディスクリートコンバータ及び結合コンバータ
について異なるものの与えられる動作モードの波形の形
は図10乃至13に示されるものと類似しており、これらの
回路を参考として用いる。
図17及び18において、磁気結合の効果は次のように要
約される。すなわち、スイッチがオフしたときの双方向
スイッチの両端電圧が大となる。エネルギ転送位相期間
におけるキャパシタの両端のピーク電圧の変動が減少す
る。さらに、双方向スイッチにおけるピーク電流が減少
する。
約される。すなわち、スイッチがオフしたときの双方向
スイッチの両端電圧が大となる。エネルギ転送位相期間
におけるキャパシタの両端のピーク電圧の変動が減少す
る。さらに、双方向スイッチにおけるピーク電流が減少
する。
（ａ） スイッチ電圧：図17のコンバータにおいて、時
刻ｔ＝０−（双方向スイッチの閉成の直前）において、
電圧Vpriは負であって、−（Vo-Vin）に等しい。磁気結
合の故に、この電圧も一部が二次巻線の両端に表われ、
図17に示す巻線の極性のもとでｔ＝０−におけるスイッ
チ電圧はVoより大である。図19はVsw（０−）のための
一般式及び３つの特殊なケースのための式を示してい
る。すなわち、 （１） 均等な磁気結合の場合：この場合、k1＝k2＝ｋ
と仮定する。これらの条件の下で、Lpri＝a2・Lsec、Ll
1＝a2・Ll2＝（１−ｋ）・Lpri＝a2・（１−ｋ）・Lsec
であり、Lm＝ｋ・Lpriである。この場合は、磁気結合コ
ンバータの基本的動作原理及び回路効率に対するｋ及び
ａの一般的効果を示すことを容易する。
刻ｔ＝０−（双方向スイッチの閉成の直前）において、
電圧Vpriは負であって、−（Vo-Vin）に等しい。磁気結
合の故に、この電圧も一部が二次巻線の両端に表われ、
図17に示す巻線の極性のもとでｔ＝０−におけるスイッ
チ電圧はVoより大である。図19はVsw（０−）のための
一般式及び３つの特殊なケースのための式を示してい
る。すなわち、 （１） 均等な磁気結合の場合：この場合、k1＝k2＝ｋ
と仮定する。これらの条件の下で、Lpri＝a2・Lsec、Ll
1＝a2・Ll2＝（１−ｋ）・Lpri＝a2・（１−ｋ）・Lsec
であり、Lm＝ｋ・Lpriである。この場合は、磁気結合コ
ンバータの基本的動作原理及び回路効率に対するｋ及び
ａの一般的効果を示すことを容易する。
（２） 緊密な磁気結合の場合：この場合は、k1＝k2＝
ｋとし、ｋが単位値に接近すること（ただ等しくはなら
ない）とする。これらの条件下において、Lpri＝a2・Ls
ecであり、Ll1＝a2・Ll2であり、Lm＞＞Ll1、Ll2であ
る。暗黙の了解として、結合インダクタは比較的大なる
巻数を有することとし、従って漏洩インダクタンスがそ
れほど小さくはないとする。比較的大なる値Lmは磁化イ
ンダクタンスを流れる電流Imが動作サイクルの間におい
て大きく変動せずこの時間にインダクタンスに蓄積され
るエネルギがほぼ一定であってかつ比較的大であること
を示唆する。
ｋとし、ｋが単位値に接近すること（ただ等しくはなら
ない）とする。これらの条件下において、Lpri＝a2・Ls
ecであり、Ll1＝a2・Ll2であり、Lm＞＞Ll1、Ll2であ
る。暗黙の了解として、結合インダクタは比較的大なる
巻数を有することとし、従って漏洩インダクタンスがそ
れほど小さくはないとする。比較的大なる値Lmは磁化イ
ンダクタンスを流れる電流Imが動作サイクルの間におい
て大きく変動せずこの時間にインダクタンスに蓄積され
るエネルギがほぼ一定であってかつ比較的大であること
を示唆する。
（３） 磁気結合がない場合：この場合、k1＝k2＝ｋと
しかつｋは０に近づくとする。この特殊な場合において
は、変圧器効果はなくなり結合インダクタは２つの集中
インダクタになる。よってLm＝０であり、Lpri＝Ll1＝a
2・Lsec＝a2・Ll2である。以上から明らかなように、こ
の場合は、図17及び18の磁気結合コンバータは図７およ
び８のディスクリートコンバータに均等になる。
しかつｋは０に近づくとする。この特殊な場合において
は、変圧器効果はなくなり結合インダクタは２つの集中
インダクタになる。よってLm＝０であり、Lpri＝Ll1＝a
2・Lsec＝a2・Ll2である。以上から明らかなように、こ
の場合は、図17及び18の磁気結合コンバータは図７およ
び８のディスクリートコンバータに均等になる。
一般に、磁気結合のある場合は、スイッチ電圧は（Vo
-Vin）及びｋの関数として増大し巻数比ａの増大につれ
て減少する。結合インダクタが緊密結合しているか又は
入力電圧が０に近づく場合（これはACラインのクロスオ
ーバー毎にパワーファクタを訂正するプリレギュレータ
において生じ得る）スイッチ電圧は最大となる。磁気結
合が０に近づく（ディスクリートな構成）場合スイッチ
電圧はVoに近づく。図18のコンバータにおけるｔ＝０−
の時点のスイッチ電圧の式は図20に示されている。これ
らの式を参照すれば、磁気結合が０のときは２つのディ
スクリートなインダクタの電圧分圧効果の故にVsw（０
−）は常にVoより小となることが解る。一方、他の場合
は、Vsw（０−）はVoより大か又は小である。均等結合
及び緊密結合の式を考慮すれば、次のことがわかる。Vs
w（０−）が正の時、ｋ＜ａであり、（ｂ）Vsw（０−）
がVoより小である時、ａ＜1/kである。よって、Vsw（０
−）が正であって、かつVoより小であるならば、1/k＞
ａ＞ｋとなる。ｋが０に近づくとａのいかなる値もこの
条件を満しVsw（０−）は常にVoより小である。しかし
ながら、有限の結合状態（０＜ｋ＜１）の場合条件を満
たすａの値の範囲がある。例えば、ｋ＝0.5について
は、ａは0.5と２の間にある。この範囲はｋが１に近づ
くにつれて０に減少する。よって、緊密磁気結合の場合
には、Vsw（０−）は常にVoより大である。
-Vin）及びｋの関数として増大し巻数比ａの増大につれ
て減少する。結合インダクタが緊密結合しているか又は
入力電圧が０に近づく場合（これはACラインのクロスオ
ーバー毎にパワーファクタを訂正するプリレギュレータ
において生じ得る）スイッチ電圧は最大となる。磁気結
合が０に近づく（ディスクリートな構成）場合スイッチ
電圧はVoに近づく。図18のコンバータにおけるｔ＝０−
の時点のスイッチ電圧の式は図20に示されている。これ
らの式を参照すれば、磁気結合が０のときは２つのディ
スクリートなインダクタの電圧分圧効果の故にVsw（０
−）は常にVoより小となることが解る。一方、他の場合
は、Vsw（０−）はVoより大か又は小である。均等結合
及び緊密結合の式を考慮すれば、次のことがわかる。Vs
w（０−）が正の時、ｋ＜ａであり、（ｂ）Vsw（０−）
がVoより小である時、ａ＜1/kである。よって、Vsw（０
−）が正であって、かつVoより小であるならば、1/k＞
ａ＞ｋとなる。ｋが０に近づくとａのいかなる値もこの
条件を満しVsw（０−）は常にVoより小である。しかし
ながら、有限の結合状態（０＜ｋ＜１）の場合条件を満
たすａの値の範囲がある。例えば、ｋ＝0.5について
は、ａは0.5と２の間にある。この範囲はｋが１に近づ
くにつれて０に減少する。よって、緊密磁気結合の場合
には、Vsw（０−）は常にVoより大である。
（ｂ） エネルギ転移位相中のキャパシタ電圧及びスイ
ッチ電流：スイッチは時刻ｔ＝０において閉成しｔ＝t4
の時点においてスイッチを流れる電流が０に戻るまで閉
成状態を継続する。時刻ｔ＝０及びｔ＝t1の間におい
て、出力電流Io（ｔ）は漸減し、かつキャパシタ電圧Vc
（ｔ）は一定でありVoに等しい。時刻t1において、出力
電流は０になり、出力ダイオードはブロックしエネルギ
転送位相が始まる。既に述べた如く、時刻t4は電流Isw
（ｔ）の第１ゼロクロス点（短サイクルモード）又は第
２ゼロクロス点（長サイクルモード）に対応する。とこ
ろで、ディスクリートな構成においてはインダクタの電
流はインダクタの両端電圧にのみ依存していたが、磁気
結合構成においては、巻線の電圧及び電流は他の巻線の
電圧及び電流に依存する。ｋが単位の値に近づくと、結
合インダクタはより“変圧器らしく”なり巻線の電圧及
び電流の関係はVpri＝ａ・Vsec及びIpri＝Isec/aの状態
に近づく。磁気結合の効果についてはＴ−構成コンバー
タ（図18）であって双方向スイッチが閉成した状態を考
えることによって検討することができる。もしｋ＝０な
らば、入力電源電圧が全て入力インダクタの両端に印加
され、入力電源電圧は出力インダクタの電圧又は電流に
対してはなんらの影響を及ぼさない。しかしながら、も
し結合インダクタが緊密に磁気結合している場合、入力
電圧の一部（ｋが単位の値に近づくにつれてVin/aに近
づく）が２次巻線に反映される。時刻ｔ＝０及びt1の間
における出力電流の減少割合及び時刻t1及びt4の間にお
けるキャパシタの変位ピークがこの反映された電圧に依
存する故、より大なる磁気結合（より大きな反映電圧）
がt1の増大を招来しかつキャパシタ両端の正弦波電圧変
化のピークを減少を招来し、さらにこれらの効果は巻数
比ａが増大する（より小さい反映電圧）場合減少するこ
とが予測できる。同様な分析が図17のＬ−構成コンバー
タにも適用できる。ｔ＝０の時点からt4の時点に至る間
のコンバータの振舞いを予測するためには、入力電源と
キャパシタの間の回路素子（例えば結合インダクタ、閉
成スイッチ及び入力電圧源）の全ての効果をテブナンの
等価回路に集約することが有効である。よって、図21は
双方向スイッチを閉成させかつ関連する回路素子をテブ
ナンの等価回路モデルによって置換して得られる図17の
Ｌ構成コンバータ（“Ｌ−等価回路）の回路モデルを示
している。また図22は双方向スイッチを閉成し関連する
回路素子をテブナンの等価回路モデルによって置換して
得られる図18のＴ−構成コンバータ（“Ｔ−等価”回
路）の回路モデルを示している。これらの図において、
結合インダクタ、入力電源、及び閉成したスイッチの効
果は値Vocの等価開放回路入力電源及び値Leqの等価イン
ダクタンスに集約される。これらの図においては、上記
したVoc及びLeqの種々の場合における値を示している。
Leq及びＣの値はエネルギ転送期間（t1ないしt4の期
間）の特性時定数を画定し、Voc、Vo及びLeqの値はｔ＝
０乃至ｔ＝t1の期間の間の電流Io（ｔ）の減少割合を定
める。これらの式を検証すれば、全ての場合においてLe
qの大きさは漏洩インダクタンスの値（ディスクリータ
なコンバータの場合集中インダクタンスの値）及びｋ及
びａの値に一次の関係にて依存している。一次及び二次
インダクタンスLpri及びLsecが漏洩インダクタンスの値
に比較して非常に大きい場合（すなわちｋが単位の値に
近い緊密磁気結合の場合）は、Leqは２・Ll2を越えるこ
とはできない。
ッチ電流：スイッチは時刻ｔ＝０において閉成しｔ＝t4
の時点においてスイッチを流れる電流が０に戻るまで閉
成状態を継続する。時刻ｔ＝０及びｔ＝t1の間におい
て、出力電流Io（ｔ）は漸減し、かつキャパシタ電圧Vc
（ｔ）は一定でありVoに等しい。時刻t1において、出力
電流は０になり、出力ダイオードはブロックしエネルギ
転送位相が始まる。既に述べた如く、時刻t4は電流Isw
（ｔ）の第１ゼロクロス点（短サイクルモード）又は第
２ゼロクロス点（長サイクルモード）に対応する。とこ
ろで、ディスクリートな構成においてはインダクタの電
流はインダクタの両端電圧にのみ依存していたが、磁気
結合構成においては、巻線の電圧及び電流は他の巻線の
電圧及び電流に依存する。ｋが単位の値に近づくと、結
合インダクタはより“変圧器らしく”なり巻線の電圧及
び電流の関係はVpri＝ａ・Vsec及びIpri＝Isec/aの状態
に近づく。磁気結合の効果についてはＴ−構成コンバー
タ（図18）であって双方向スイッチが閉成した状態を考
えることによって検討することができる。もしｋ＝０な
らば、入力電源電圧が全て入力インダクタの両端に印加
され、入力電源電圧は出力インダクタの電圧又は電流に
対してはなんらの影響を及ぼさない。しかしながら、も
し結合インダクタが緊密に磁気結合している場合、入力
電圧の一部（ｋが単位の値に近づくにつれてVin/aに近
づく）が２次巻線に反映される。時刻ｔ＝０及びt1の間
における出力電流の減少割合及び時刻t1及びt4の間にお
けるキャパシタの変位ピークがこの反映された電圧に依
存する故、より大なる磁気結合（より大きな反映電圧）
がt1の増大を招来しかつキャパシタ両端の正弦波電圧変
化のピークを減少を招来し、さらにこれらの効果は巻数
比ａが増大する（より小さい反映電圧）場合減少するこ
とが予測できる。同様な分析が図17のＬ−構成コンバー
タにも適用できる。ｔ＝０の時点からt4の時点に至る間
のコンバータの振舞いを予測するためには、入力電源と
キャパシタの間の回路素子（例えば結合インダクタ、閉
成スイッチ及び入力電圧源）の全ての効果をテブナンの
等価回路に集約することが有効である。よって、図21は
双方向スイッチを閉成させかつ関連する回路素子をテブ
ナンの等価回路モデルによって置換して得られる図17の
Ｌ構成コンバータ（“Ｌ−等価回路）の回路モデルを示
している。また図22は双方向スイッチを閉成し関連する
回路素子をテブナンの等価回路モデルによって置換して
得られる図18のＴ−構成コンバータ（“Ｔ−等価”回
路）の回路モデルを示している。これらの図において、
結合インダクタ、入力電源、及び閉成したスイッチの効
果は値Vocの等価開放回路入力電源及び値Leqの等価イン
ダクタンスに集約される。これらの図においては、上記
したVoc及びLeqの種々の場合における値を示している。
Leq及びＣの値はエネルギ転送期間（t1ないしt4の期
間）の特性時定数を画定し、Voc、Vo及びLeqの値はｔ＝
０乃至ｔ＝t1の期間の間の電流Io（ｔ）の減少割合を定
める。これらの式を検証すれば、全ての場合においてLe
qの大きさは漏洩インダクタンスの値（ディスクリータ
なコンバータの場合集中インダクタンスの値）及びｋ及
びａの値に一次の関係にて依存している。一次及び二次
インダクタンスLpri及びLsecが漏洩インダクタンスの値
に比較して非常に大きい場合（すなわちｋが単位の値に
近い緊密磁気結合の場合）は、Leqは２・Ll2を越えるこ
とはできない。
ｔ＝０の時点でスイッチが閉成した時、出力電流Io
（ｔ）は減少を始める。もし、I1（０）＝Io（０）＝Ii
nであるならば、図21及び22を参照して、 ここでIo（t1）＝０であり、 Leqの値が同じであるコンバータについては、Vocが増
大するにつれてt1が増大する傾向にある。図21及び22を
検証すれば、一般に結合が増大すればVocが増大し巻数
比ａの増大につれてVocは減少する。よってt1はｋの増
大に伴って増大し、この効果はａの増大によって減少す
る。この期間におけるコンバータ入力電流I1（ｔ）の振
舞いについては、ｔ＝０乃至ｔ＝t1の期間においてはデ
ィスクリート−Ｌ構成コンバータについては入力電流が
減少し一方ディスクリート−Ｔ構成においてはこの電流
は増大することが明らかである。結合−Ｌコンバータに
おいて、入力電流もこの期間において減少する。しかし
ながら、結合−Ｔコンバータにおいては、出力電圧が一
次巻線に反映される度合が入力電流の増加又は減少によ
って定まり、これはVo、Vin、ａ及びｋの値に依存して
いる。図18において、結合−Ｔコンバータ入力電流は、
ｋ・ａ＜Vin/Voの場合、ｔ＝０及びｔ＝t1の間において
増大し一方で電流は減少することがわかる。
（ｔ）は減少を始める。もし、I1（０）＝Io（０）＝Ii
nであるならば、図21及び22を参照して、 ここでIo（t1）＝０であり、 Leqの値が同じであるコンバータについては、Vocが増
大するにつれてt1が増大する傾向にある。図21及び22を
検証すれば、一般に結合が増大すればVocが増大し巻数
比ａの増大につれてVocは減少する。よってt1はｋの増
大に伴って増大し、この効果はａの増大によって減少す
る。この期間におけるコンバータ入力電流I1（ｔ）の振
舞いについては、ｔ＝０乃至ｔ＝t1の期間においてはデ
ィスクリート−Ｌ構成コンバータについては入力電流が
減少し一方ディスクリート−Ｔ構成においてはこの電流
は増大することが明らかである。結合−Ｌコンバータに
おいて、入力電流もこの期間において減少する。しかし
ながら、結合−Ｔコンバータにおいては、出力電圧が一
次巻線に反映される度合が入力電流の増加又は減少によ
って定まり、これはVo、Vin、ａ及びｋの値に依存して
いる。図18において、結合−Ｔコンバータ入力電流は、
ｋ・ａ＜Vin/Voの場合、ｔ＝０及びｔ＝t1の間において
増大し一方で電流は減少することがわかる。
時刻t1においてエネルギ転送位相が始まる。時刻t1に
おけるキャパシタ電圧Vc（t1）がVoに等しい故、図21及
び22から明らかなように、エネルギ転送期間（t1＜ｔ＜
t4）におけるキャパシタ電圧は次式で表わされる。すな
わち、 Vc（ｔ）＝Voc＋（Vo-Voc）・cos（ωeq・（ｔ−t1）） （14） ここで、 よって、キャパシタ電圧はVoから始まってVoから２・
（Vo-Voc）だけ低い値にまで変動する。Vocが増大する
（ｋが増大し巻数比ａが減少しVinが増大する）場合に
は、変動ピーク値が減少する。磁気結合効果及び巻数比
の双方向スイッチを流れる電流についての影響に間し、
図18のＴ−構成コンバータを検討することによって解析
することができる。ｋ＝０について、キャパシタ電流の
全てがスイッチを流れる。しかしながら、ｋが増大する
とトランス動作が生じてキャパシタ電流の一部が結合イ
ンダクタの一次巻線を流れる電流として反映される。ｋ
が単位の値に近づくと正弦波キャパシタ電流の一部1/a
が入力電源に戻り、（ａ−１）/aが二次巻線及び双方向
スイッチ内を流れる。図17のコンバータについては、各
々の分数が1/（１＋ａ）及びa/（１＋ａ）である。よっ
て磁気結合度の増大なスイッチ電流の正弦波成分のピー
ク値の減少を招来し、巻数比の増大とともにその影響が
減少する。図17ないし22を参照しかつ図10ないし13に用
いされたパラメトリックな関係を用いてエネルギ転送期
間におけるスイッチ電流の時間的変化を記述する等式
が、均等結合、緊密結合及びディスクリートな場合につ
いて、Ｌ及びＴ構成のコンバータについて、図23及び24
において与えられる。結合・Ｌコンバータについて、時
刻ｔ＝０及びｔ＝t4の間における波形はディスクリト−
Ｌ構成の図10及び11に示されたものに近似している。し
かしながら、結合−Ｔ構成のコンバータについては、入
力電流I1（ｔ）の波形がこの期間において図12及び13に
示されたものとは異なる。なんとなれば、エネルギ転送
位相の間に流れる正弦波キャパシタ電流の一部が結合イ
ンダクタの一次巻線に反映されるからである。よって、
t1及びt4の間におけるディスクリート−Ｔ入力電流は直
線的に増加する電流であるが、結合−Ｔ入力電流の波形
は直線的に増加する成分及び正弦波状の落ち込みからな
る。
おけるキャパシタ電圧Vc（t1）がVoに等しい故、図21及
び22から明らかなように、エネルギ転送期間（t1＜ｔ＜
t4）におけるキャパシタ電圧は次式で表わされる。すな
わち、 Vc（ｔ）＝Voc＋（Vo-Voc）・cos（ωeq・（ｔ−t1）） （14） ここで、 よって、キャパシタ電圧はVoから始まってVoから２・
（Vo-Voc）だけ低い値にまで変動する。Vocが増大する
（ｋが増大し巻数比ａが減少しVinが増大する）場合に
は、変動ピーク値が減少する。磁気結合効果及び巻数比
の双方向スイッチを流れる電流についての影響に間し、
図18のＴ−構成コンバータを検討することによって解析
することができる。ｋ＝０について、キャパシタ電流の
全てがスイッチを流れる。しかしながら、ｋが増大する
とトランス動作が生じてキャパシタ電流の一部が結合イ
ンダクタの一次巻線を流れる電流として反映される。ｋ
が単位の値に近づくと正弦波キャパシタ電流の一部1/a
が入力電源に戻り、（ａ−１）/aが二次巻線及び双方向
スイッチ内を流れる。図17のコンバータについては、各
々の分数が1/（１＋ａ）及びa/（１＋ａ）である。よっ
て磁気結合度の増大なスイッチ電流の正弦波成分のピー
ク値の減少を招来し、巻数比の増大とともにその影響が
減少する。図17ないし22を参照しかつ図10ないし13に用
いされたパラメトリックな関係を用いてエネルギ転送期
間におけるスイッチ電流の時間的変化を記述する等式
が、均等結合、緊密結合及びディスクリートな場合につ
いて、Ｌ及びＴ構成のコンバータについて、図23及び24
において与えられる。結合・Ｌコンバータについて、時
刻ｔ＝０及びｔ＝t4の間における波形はディスクリト−
Ｌ構成の図10及び11に示されたものに近似している。し
かしながら、結合−Ｔ構成のコンバータについては、入
力電流I1（ｔ）の波形がこの期間において図12及び13に
示されたものとは異なる。なんとなれば、エネルギ転送
位相の間に流れる正弦波キャパシタ電流の一部が結合イ
ンダクタの一次巻線に反映されるからである。よって、
t1及びt4の間におけるディスクリート−Ｔ入力電流は直
線的に増加する電流であるが、結合−Ｔ入力電流の波形
は直線的に増加する成分及び正弦波状の落ち込みからな
る。
ZCBコンバータの入力インダクタンスを流れる電流は
サイクルの間中連続している（すなわちゼロに戻らな
い）と仮定している。ところが、入力電圧源及びコンバ
ータ出力電圧の値によればまた入力インダクタンスの有
限値についてはこの仮定がもはや意味をなさないような
低い負荷が存在する。例えば、長サイクルモードにて動
作する図７のディスクリート−Ｌコンバータを考える
（図11Bの波形）入力インダクタ80を流れる２つの値Ima
x及びIminの間を（ほぼ）直線的（リニア）に変化する
一方、Imax-Iminのピークからピークへの変動は入力電
源電圧Vin、コンバータ出力電圧Vo及び入力インダクタ
の値L1に依存している。もし、平均入力電流が（Imax-I
min）/2より小となった場合入力電流は動作サイクルの
一部に期間において逆転しようとする。この電流は出力
ダイオードの中を逆に流れることはできない故、第１キ
ャパシタ84（図７）は逆電流を供給し、このことは第１
キャパシタ及び入力インダクタ及び入力電源の間を往復
する共振エネルギ転送を招来する。同様なシナリオが既
に述べたディスクリート又は結合ZCBコンバータのいず
れの動作モードにおいても適用される。この状態は入力
電源とZCBコンバータの入力との間に入力単方向導電素
子を配置することによって回避できる。例えば、図25A
に示す如く、負荷に向う方向に電流を通過せしめる方向
に配置された第２ダイオード12がコンバータ入力に直列
に配置できる。重要な応用において、ZCBコンバータへ
の入力電圧がAC電源を整流することによって得られる場
合（例えば、電力ファクタ補償プリレギュレータの場
合）入力整流器（例えば図25Bの114）はそれ自身が機能
を達成できる。ディスクリートなコンバータ構成におい
て、入力単方素子が対向しなければならない最悪の逆電
圧はコンバータ出力電圧Voに等しい。しかしながら、磁
気結合構成においては、トランス作用がより高い逆電圧
を招来する。例えば、均等結合のＬ又はＴ−構成コンバ
ータ（図17,18）における双方向スイッチが、I1（０）
＝０のときターンオンしたとする。出力電圧Voは結合イ
ンダクタの二次巻線の両端に印加され値ａ・ｋ・Voの電
圧が一次巻線の両端に表れる。Ｌ−構成コンバータにお
いては、この電圧が出力電圧に加わって最悪の場合（Vi
n＝０）、入力単方向導電素子の両端にVrev＝Vo・（１
＋ａ・ｋ）に等しい逆電圧を招来する。Ｔ−構成コンバ
ータに関しては、Vrev＝ａ・ｋ・Voである。双方の場合
において、入力単方向導電素子の両端の逆電圧はキャパ
シタ電圧の減少（Lsecに等しい等価インダクタンスに向
う）するとき正弦波的に減少し、入力単方向導電素子は
VrevがVin以下に減少したときに導通を始める。
サイクルの間中連続している（すなわちゼロに戻らな
い）と仮定している。ところが、入力電圧源及びコンバ
ータ出力電圧の値によればまた入力インダクタンスの有
限値についてはこの仮定がもはや意味をなさないような
低い負荷が存在する。例えば、長サイクルモードにて動
作する図７のディスクリート−Ｌコンバータを考える
（図11Bの波形）入力インダクタ80を流れる２つの値Ima
x及びIminの間を（ほぼ）直線的（リニア）に変化する
一方、Imax-Iminのピークからピークへの変動は入力電
源電圧Vin、コンバータ出力電圧Vo及び入力インダクタ
の値L1に依存している。もし、平均入力電流が（Imax-I
min）/2より小となった場合入力電流は動作サイクルの
一部に期間において逆転しようとする。この電流は出力
ダイオードの中を逆に流れることはできない故、第１キ
ャパシタ84（図７）は逆電流を供給し、このことは第１
キャパシタ及び入力インダクタ及び入力電源の間を往復
する共振エネルギ転送を招来する。同様なシナリオが既
に述べたディスクリート又は結合ZCBコンバータのいず
れの動作モードにおいても適用される。この状態は入力
電源とZCBコンバータの入力との間に入力単方向導電素
子を配置することによって回避できる。例えば、図25A
に示す如く、負荷に向う方向に電流を通過せしめる方向
に配置された第２ダイオード12がコンバータ入力に直列
に配置できる。重要な応用において、ZCBコンバータへ
の入力電圧がAC電源を整流することによって得られる場
合（例えば、電力ファクタ補償プリレギュレータの場
合）入力整流器（例えば図25Bの114）はそれ自身が機能
を達成できる。ディスクリートなコンバータ構成におい
て、入力単方素子が対向しなければならない最悪の逆電
圧はコンバータ出力電圧Voに等しい。しかしながら、磁
気結合構成においては、トランス作用がより高い逆電圧
を招来する。例えば、均等結合のＬ又はＴ−構成コンバ
ータ（図17,18）における双方向スイッチが、I1（０）
＝０のときターンオンしたとする。出力電圧Voは結合イ
ンダクタの二次巻線の両端に印加され値ａ・ｋ・Voの電
圧が一次巻線の両端に表れる。Ｌ−構成コンバータにお
いては、この電圧が出力電圧に加わって最悪の場合（Vi
n＝０）、入力単方向導電素子の両端にVrev＝Vo・（１
＋ａ・ｋ）に等しい逆電圧を招来する。Ｔ−構成コンバ
ータに関しては、Vrev＝ａ・ｋ・Voである。双方の場合
において、入力単方向導電素子の両端の逆電圧はキャパ
シタ電圧の減少（Lsecに等しい等価インダクタンスに向
う）するとき正弦波的に減少し、入力単方向導電素子は
VrevがVin以下に減少したときに導通を始める。
入力単方向導電素子が用いられる場合入力電流は、動
作サイクルの活性化期間において不連続になる（０にな
る）。例えば、図10及び11（ディスクリート−Ｌ構成）
において、（例えばVinの増加及び／又は負荷の減少に
より）Iinが減少した場合、ある値以下のとき入力電流
がｔ＝t2に先立って０に達する値が存在する。このこと
は結合−Ｌ及び結合−Ｔコンバータについても真実であ
る。なんとなれば、記述した如く、磁気結合がエネルギ
転送サイクルの間に流れる正弦波電流の一部をして入力
電源に戻すように作用するからである。もし、I1（ｔ）
がゼロになると、入力単方向導電素子は導通を停止し、
ZCBコンバータの特性時定数が値 にまで増大する。ディスクリート−Ｌコンバータにおい
てはLsec＝Ｌに（図７）であり、結合コンバータにおい
てはLsecは結合インダクタの二次インダクタンスであ
る。図26に示した如く全体としての効果はエネルギ転送
位相の期間を増大させるものであり、従って動作サイク
ルの全体の長さを増大させる。図26において、動作サイ
クルはI1（０）＝Iinの状態で開始する。t1の時刻にお
いてエネルギ転送位相は始まるが、時刻tcにおける電流
I1（tc）はゼロになる。時刻tc及びtdの間において入力
電流はゼロにとどまり、従って特性時定数の増大の故に
Isw及びVcの時間的変化は緩かになる。時刻ｔ＝tdにお
いて、キャパシタ電圧はVconに減少し、その時点におい
て単方向導電素子の中を入力電流が順方向に流れること
が再び可能となる。ディスクリート−Ｌコンバータにお
いては、Vcon＝Vinであるが、均等結合−Ｌ及び均等結
合−ＴコンバータにおいてはVconはVin/（１＋ｋ）及び
Vin/kに各々等しい。ここで注意すべきは、動作サイク
ルの活性期間においてはI1（ｔ）の不連続流は生じない
ということである。なんとなれば、入力電流は双方向ス
イッチが閉成しているときは連続的に増大するからであ
る。
作サイクルの活性化期間において不連続になる（０にな
る）。例えば、図10及び11（ディスクリート−Ｌ構成）
において、（例えばVinの増加及び／又は負荷の減少に
より）Iinが減少した場合、ある値以下のとき入力電流
がｔ＝t2に先立って０に達する値が存在する。このこと
は結合−Ｌ及び結合−Ｔコンバータについても真実であ
る。なんとなれば、記述した如く、磁気結合がエネルギ
転送サイクルの間に流れる正弦波電流の一部をして入力
電源に戻すように作用するからである。もし、I1（ｔ）
がゼロになると、入力単方向導電素子は導通を停止し、
ZCBコンバータの特性時定数が値 にまで増大する。ディスクリート−Ｌコンバータにおい
てはLsec＝Ｌに（図７）であり、結合コンバータにおい
てはLsecは結合インダクタの二次インダクタンスであ
る。図26に示した如く全体としての効果はエネルギ転送
位相の期間を増大させるものであり、従って動作サイク
ルの全体の長さを増大させる。図26において、動作サイ
クルはI1（０）＝Iinの状態で開始する。t1の時刻にお
いてエネルギ転送位相は始まるが、時刻tcにおける電流
I1（tc）はゼロになる。時刻tc及びtdの間において入力
電流はゼロにとどまり、従って特性時定数の増大の故に
Isw及びVcの時間的変化は緩かになる。時刻ｔ＝tdにお
いて、キャパシタ電圧はVconに減少し、その時点におい
て単方向導電素子の中を入力電流が順方向に流れること
が再び可能となる。ディスクリート−Ｌコンバータにお
いては、Vcon＝Vinであるが、均等結合−Ｌ及び均等結
合−ＴコンバータにおいてはVconはVin/（１＋ｋ）及び
Vin/kに各々等しい。ここで注意すべきは、動作サイク
ルの活性期間においてはI1（ｔ）の不連続流は生じない
ということである。なんとなれば、入力電流は双方向ス
イッチが閉成しているときは連続的に増大するからであ
る。
従って、全体として、入力単方向導電素子を有するZC
Bコンバータは負荷（例えばI1（ｔ）Iin）が減少するに
つれて以下のような振舞いを示す。すなわち、 （ａ） 負荷がある値以下の時（Iinがある値の時）、
入力電流が動作サイクルの活性期間において不連続にな
る（図26に示している）。時刻ｔ＝tc及びｔ＝tdの間に
おいては入力インダクタンスにボルト−セカンド（電圧
−時間）プロセスが生じない故、しかも動作サイクルの
活性期間の長さが増大している故、この効果はコンバー
タの動作周波数を更に減少させる（一定のVoの場合）。
Bコンバータは負荷（例えばI1（ｔ）Iin）が減少するに
つれて以下のような振舞いを示す。すなわち、 （ａ） 負荷がある値以下の時（Iinがある値の時）、
入力電流が動作サイクルの活性期間において不連続にな
る（図26に示している）。時刻ｔ＝tc及びｔ＝tdの間に
おいては入力インダクタンスにボルト−セカンド（電圧
−時間）プロセスが生じない故、しかも動作サイクルの
活性期間の長さが増大している故、この効果はコンバー
タの動作周波数を更に減少させる（一定のVoの場合）。
（ｂ） 負荷がさらに減少すると、I1及びIoは次の動作
サイクルの始まる前に一時的にゼロに減少する。動作サ
イクルは常にIin＝０のときに開始し、時刻t4及びt5は
実質的に変化しない。入力及び出力電流は各サイクルに
おいてゼロから始まり、次の動作サイクルの前にゼロに
戻るので、インダクタンスに伴うボルト−セカンド動作
はゼロである。出力電流は時刻ｔ＝t5に始まり、t6にお
いて０になるほぼ台形状パルスの列である。よって出力
電流の平均値は動作周波数のみについての関数になり負
荷が減少すれば、動作周波数が減少するのである。
サイクルの始まる前に一時的にゼロに減少する。動作サ
イクルは常にIin＝０のときに開始し、時刻t4及びt5は
実質的に変化しない。入力及び出力電流は各サイクルに
おいてゼロから始まり、次の動作サイクルの前にゼロに
戻るので、インダクタンスに伴うボルト−セカンド動作
はゼロである。出力電流は時刻ｔ＝t5に始まり、t6にお
いて０になるほぼ台形状パルスの列である。よって出力
電流の平均値は動作周波数のみについての関数になり負
荷が減少すれば、動作周波数が減少するのである。
不連続動作の効果は長サイクルモードにおいて動作す
るときに最も明らかとなる。既に示した如く、この動作
モードにおいてはコンバータ入力電流が連続的であると
き負荷に伴う動作周波数の変動は非常に小さい。しかし
乍ら、コンバータの負荷が減少するにつれて、不連続動
作が動作サイクルの間に生ずることが始まり、動作周波
数の負荷に対する依存度がより強くなることが明らかで
ある。負荷がさらに減少すると、Iinの値がゼロに減少
し、動作周波数は負荷にほぼリニアに減少する。
るときに最も明らかとなる。既に示した如く、この動作
モードにおいてはコンバータ入力電流が連続的であると
き負荷に伴う動作周波数の変動は非常に小さい。しかし
乍ら、コンバータの負荷が減少するにつれて、不連続動
作が動作サイクルの間に生ずることが始まり、動作周波
数の負荷に対する依存度がより強くなることが明らかで
ある。負荷がさらに減少すると、Iinの値がゼロに減少
し、動作周波数は負荷にほぼリニアに減少する。
他の実施例においては、本発明による結合ZCBコンバ
ータは既に述べた結合ZCBコンバータの利点を示すよう
に構成され得るが、更に、動作サイクルの活性期間内に
おけるフォワード電力流特性を示すものである。これは
コンバータの動作周波数範囲を減少させるのみならず、
入力単方向導電素子にかかる逆電圧の最大値に制限を加
える有利な効果を生ずる。いくつかのかかる実施例を図
27Aないし27Dに示している。図において、種々の実施例
は図15Aないし15Dにおける対応部分と同じ構成を有する
ものの、図27の各コンバータは既に述べた如き種類の入
力単方向導電素子210とさらに追加的な順方向ダイオー
ド212を含む点において図15A乃至15Dの実施例とは異な
る。
ータは既に述べた結合ZCBコンバータの利点を示すよう
に構成され得るが、更に、動作サイクルの活性期間内に
おけるフォワード電力流特性を示すものである。これは
コンバータの動作周波数範囲を減少させるのみならず、
入力単方向導電素子にかかる逆電圧の最大値に制限を加
える有利な効果を生ずる。いくつかのかかる実施例を図
27Aないし27Dに示している。図において、種々の実施例
は図15Aないし15Dにおける対応部分と同じ構成を有する
ものの、図27の各コンバータは既に述べた如き種類の入
力単方向導電素子210とさらに追加的な順方向ダイオー
ド212を含む点において図15A乃至15Dの実施例とは異な
る。
順方向ダイオード212の効果については、低負荷の図2
7Bの結合−Ｔコンバータの動作を考えることにより説明
が出来る。上述した如く入力電流I1（ｔ）は動作サイク
ルの活性期間においてゼロになると仮定される。順方向
ダイオードがない場合、入力単方向導電素子210は電流I
f1t）における逆流を防止し特性時定数はI1（ｔ）が再
び順方向流れとなるまで増大することが示された。とこ
ろが、このフォワードダイオードを配置することにより
電流I1（ｔ）の逆流は阻止されず、コンバータ出力に導
かれる。図28は図27Bのコンバータが軽負荷にて動作す
るときの波形を示している。時刻ｔ＝０からｔ＝trevの
間においては、電圧及び電流は図15Bのコンバータにつ
いて既に述べたのと同じであり、入力単方向導電素子及
び順方向ダイオードの接続点における電圧Vj（ｔ）はほ
ぼVinに等しい。図22のテブナンの等価回路をこの時間
において適用する。trevの時刻において、入力電流I1
（ｔ）はゼロになり、もし、ｋ・ａ・Vc（trev）＞Voの
場合、一次側に反映される電圧はVoより大であり、順方
向ダイオードは電流を運ぶのである。よって、Ｉ
1（ｔ）はこの順方向ダイオードを通ってコンバータ出
力に逆流するのである（図27B及び28において、順方向
ダイオード内を流れる電流がIf（ｔ）として示されてい
る）。電圧Vj（ｔ）はVoに等しくなるまで増大し、コン
バータはVoに等しい“入力源”の動作を有効になす。図
22において、テブナンのオープン回路の電圧は上昇す
る。なんとなればVocの式におけるVinの値が電圧Voによ
って置換されるからである。このことは、キャパシタに
おける負電圧の変動ピークを減少させ、入力単方向導電
素子210にかかる最大逆電圧を（Vo-Vin）以下に制限す
る。均等結合の場合、軽負荷においては、このキャパシ
タ電圧における変動ピークは略２・（Vo-Vo・k/a）であ
る。もし、a/kが２であるならば（例えばａが２より大
であればそうなる）、変動ピークはほぼVoであり、キャ
パシタ電圧はゼロＶに減少せんとする（結合−Ｌコンバ
ータ（図27A）においてはａが１より大であるならば、
同様なことが言える）。一次巻線電流I1（ｔ）の逆流が
生ずる故、コンバータの特性時定数においてはなんらの
変化はない。順方向ダイオードの電流が、時刻tpにおい
てゼロになり順方向電流I1（ｔ）が再び入力単方向導電
素子内を流れる。電圧Vj（tp）は再びVinに等しくな
る。コンバータ負荷が減少するとIinが減少し、順方向
ダイオードを流れる電流パルスの幅（tp-trev）は増大
する。完全な不連続状態の下（Iin＝０）では、このパ
ルス幅は特性時定数に近づく。負荷が増大するとこのパ
ルス幅は減少し、負荷がある値より大きい時ゼロにな
る。なんとなれば電流I1（ｔ）が入力単方向導電素子21
0の中を連続的に流れるからである。順方向ダイオード2
12が不活性状態にあるとき、同じ素子の値であるとすれ
ば、図27のコンバータの動作は図15の対応する動作に等
しくなる。
7Bの結合−Ｔコンバータの動作を考えることにより説明
が出来る。上述した如く入力電流I1（ｔ）は動作サイク
ルの活性期間においてゼロになると仮定される。順方向
ダイオードがない場合、入力単方向導電素子210は電流I
f1t）における逆流を防止し特性時定数はI1（ｔ）が再
び順方向流れとなるまで増大することが示された。とこ
ろが、このフォワードダイオードを配置することにより
電流I1（ｔ）の逆流は阻止されず、コンバータ出力に導
かれる。図28は図27Bのコンバータが軽負荷にて動作す
るときの波形を示している。時刻ｔ＝０からｔ＝trevの
間においては、電圧及び電流は図15Bのコンバータにつ
いて既に述べたのと同じであり、入力単方向導電素子及
び順方向ダイオードの接続点における電圧Vj（ｔ）はほ
ぼVinに等しい。図22のテブナンの等価回路をこの時間
において適用する。trevの時刻において、入力電流I1
（ｔ）はゼロになり、もし、ｋ・ａ・Vc（trev）＞Voの
場合、一次側に反映される電圧はVoより大であり、順方
向ダイオードは電流を運ぶのである。よって、Ｉ
1（ｔ）はこの順方向ダイオードを通ってコンバータ出
力に逆流するのである（図27B及び28において、順方向
ダイオード内を流れる電流がIf（ｔ）として示されてい
る）。電圧Vj（ｔ）はVoに等しくなるまで増大し、コン
バータはVoに等しい“入力源”の動作を有効になす。図
22において、テブナンのオープン回路の電圧は上昇す
る。なんとなればVocの式におけるVinの値が電圧Voによ
って置換されるからである。このことは、キャパシタに
おける負電圧の変動ピークを減少させ、入力単方向導電
素子210にかかる最大逆電圧を（Vo-Vin）以下に制限す
る。均等結合の場合、軽負荷においては、このキャパシ
タ電圧における変動ピークは略２・（Vo-Vo・k/a）であ
る。もし、a/kが２であるならば（例えばａが２より大
であればそうなる）、変動ピークはほぼVoであり、キャ
パシタ電圧はゼロＶに減少せんとする（結合−Ｌコンバ
ータ（図27A）においてはａが１より大であるならば、
同様なことが言える）。一次巻線電流I1（ｔ）の逆流が
生ずる故、コンバータの特性時定数においてはなんらの
変化はない。順方向ダイオードの電流が、時刻tpにおい
てゼロになり順方向電流I1（ｔ）が再び入力単方向導電
素子内を流れる。電圧Vj（tp）は再びVinに等しくな
る。コンバータ負荷が減少するとIinが減少し、順方向
ダイオードを流れる電流パルスの幅（tp-trev）は増大
する。完全な不連続状態の下（Iin＝０）では、このパ
ルス幅は特性時定数に近づく。負荷が増大するとこのパ
ルス幅は減少し、負荷がある値より大きい時ゼロにな
る。なんとなれば電流I1（ｔ）が入力単方向導電素子21
0の中を連続的に流れるからである。順方向ダイオード2
12が不活性状態にあるとき、同じ素子の値であるとすれ
ば、図27のコンバータの動作は図15の対応する動作に等
しくなる。
図27に示した如く、ZCBコンバータに順方向ダイオー
ドを設けて動作サイクルの活性期間内にフォワード方向
のエネルギ転送をなす構成を設けることにより、以下の
効果を得ることができる。
ドを設けて動作サイクルの活性期間内にフォワード方向
のエネルギ転送をなす構成を設けることにより、以下の
効果を得ることができる。
（ａ） 軽負荷時の動作周波数が増大する。順方向ダイ
オードを含まないZCBコンバータにおいては、コンバー
タ出力へのエネルギ転送は動作サイクルの活性期間が終
了しキャパシタ電圧が再びVoに増大した後にのみ生ず
る。さらに、負荷が減少するにつれて特定時定数の変動
が動作サイクルの活性期間の長さを増大させる。この２
つの効果により所望の大きさのエネルギの転送に必要と
される期間の長さが増大する故、順方向ダイオードを含
まないZCBコンバータの軽負荷時の動作周波数は等価な
コンバータの動作周波数より低くなる。
オードを含まないZCBコンバータにおいては、コンバー
タ出力へのエネルギ転送は動作サイクルの活性期間が終
了しキャパシタ電圧が再びVoに増大した後にのみ生ず
る。さらに、負荷が減少するにつれて特定時定数の変動
が動作サイクルの活性期間の長さを増大させる。この２
つの効果により所望の大きさのエネルギの転送に必要と
される期間の長さが増大する故、順方向ダイオードを含
まないZCBコンバータの軽負荷時の動作周波数は等価な
コンバータの動作周波数より低くなる。
（ｂ） 入力単方向導電素子210及び順方向ダイオード2
12の接続点における電圧はコンバータ出力電圧Voを越え
ることができない故、単方向導電素子の逆電圧定格が制
限される。例えば、巻数比ａ＞１を有し緊密結合したイ
ンダクタを有する図15Aの結合−Ｌコンバータを考え
る。不連続動作中（すなわち無負荷あるいは軽負荷のと
き）、入力単方向導電素子及び結合インダクタの一次巻
線の接続点における電圧は（１＋ａ）・Voのピークに上
昇する。ところが、順方向ダイオード（図27A）を備え
た場合この電圧はVoを越えることはできない。
12の接続点における電圧はコンバータ出力電圧Voを越え
ることができない故、単方向導電素子の逆電圧定格が制
限される。例えば、巻数比ａ＞１を有し緊密結合したイ
ンダクタを有する図15Aの結合−Ｌコンバータを考え
る。不連続動作中（すなわち無負荷あるいは軽負荷のと
き）、入力単方向導電素子及び結合インダクタの一次巻
線の接続点における電圧は（１＋ａ）・Voのピークに上
昇する。ところが、順方向ダイオード（図27A）を備え
た場合この電圧はVoを越えることはできない。
上記した動作原理によって動作する本発明による昇圧
ゼロ電流スイッチングパワーコンバータの可能な実施例
は多数存在する。全体として、本発明によるZCBコンバ
ータは以下の如き特徴を有する。すなわち、 （ａ） 磁気的回路、スイッチ、キャパシタ、スイッチ
コントローラ及び出力単方向導電素子を有すること。
ゼロ電流スイッチングパワーコンバータの可能な実施例
は多数存在する。全体として、本発明によるZCBコンバ
ータは以下の如き特徴を有する。すなわち、 （ａ） 磁気的回路、スイッチ、キャパシタ、スイッチ
コントローラ及び出力単方向導電素子を有すること。
（ｂ） 該スイッチは入力電源及び磁気的回路の一部の
双方に直列接続されていること。
双方に直列接続されていること。
（ｃ） 該キャパシタは磁気的回路の一部及び該スイッ
チに直列に接続され、キャパシタと該磁気的回路はスイ
ッチが閉成した後にスイッチを流れる正弦波電流の上昇
及び下降の特性時定数を定める。
チに直列に接続され、キャパシタと該磁気的回路はスイ
ッチが閉成した後にスイッチを流れる正弦波電流の上昇
及び下降の特性時定数を定める。
（ｄ） 出力単方向導電素子は磁気的回路及び電圧シン
ク負荷（充電キャパシタが並列接続した負荷）の間を接
続し、負荷に向う方向にのみ電流を流す極性を有する。
ク負荷（充電キャパシタが並列接続した負荷）の間を接
続し、負荷に向う方向にのみ電流を流す極性を有する。
（ｅ） スイッチはゼロ電流においてターンオン及びタ
ーンオフし、ターンオン時間は負荷の両端電圧の入力電
圧に対する比を１より大とするように制御される。
ーンオフし、ターンオン時間は負荷の両端電圧の入力電
圧に対する比を１より大とするように制御される。
スイッチが閉成した後、キャパシタ電圧はコンバータ
入力電圧より大なる第１の値からコンバータ入力電圧よ
り小なる第２の値に正弦波的に減少する（スイッチ電流
と同じ特性時定数によって）。そして、このキャパシタ
電圧がスイッチが開放した後に第１の値に戻る。よっ
て、例えば、図15Eの２つの結合インダクタ及び３つの
ディスクリートなインダクタを含むコンバータ（スイッ
チコントローラは存在するが図示していない）が、ZCB
コンバータの他の可能な実施例である。図29A及び29Bは
２つの他の可能な実施例を示している。図29Aにおい
て、出力ダイオード262は結合インダクタ252の二次側の
タップ及び負荷の間に接続されている。
入力電圧より大なる第１の値からコンバータ入力電圧よ
り小なる第２の値に正弦波的に減少する（スイッチ電流
と同じ特性時定数によって）。そして、このキャパシタ
電圧がスイッチが開放した後に第１の値に戻る。よっ
て、例えば、図15Eの２つの結合インダクタ及び３つの
ディスクリートなインダクタを含むコンバータ（スイッ
チコントローラは存在するが図示していない）が、ZCB
コンバータの他の可能な実施例である。図29A及び29Bは
２つの他の可能な実施例を示している。図29Aにおい
て、出力ダイオード262は結合インダクタ252の二次側の
タップ及び負荷の間に接続されている。
図示したコンバータにおいては、変圧器動作が、スイ
ッチのオフ及びダイオードの導通状態の時、キャパシタ
電圧をしてVoより大なる値に上昇せしめる。図29Aのコ
ンバータの変形実施例においては、入力電源とスイッチ
との間に接続された結合インダクタの部分がディスクリ
ートなインダクタに置換され、図示した如く、スイッチ
とキャパシタとの間に接続されたインダクタンスはタッ
プを有するインダクタであり、ダイオード及びキャパシ
タが図示した如く接続している。図29Bの実施例におい
ては、出力ダイオードが結合インダクタのタップに接続
されている。結合インダクタ、ディスクリートなインダ
クタ及びタップを有する結合インダクタの組み合わせを
含み上記した動作原理に従って動作するような他の多く
の実施例が考えられる。
ッチのオフ及びダイオードの導通状態の時、キャパシタ
電圧をしてVoより大なる値に上昇せしめる。図29Aのコ
ンバータの変形実施例においては、入力電源とスイッチ
との間に接続された結合インダクタの部分がディスクリ
ートなインダクタに置換され、図示した如く、スイッチ
とキャパシタとの間に接続されたインダクタンスはタッ
プを有するインダクタであり、ダイオード及びキャパシ
タが図示した如く接続している。図29Bの実施例におい
ては、出力ダイオードが結合インダクタのタップに接続
されている。結合インダクタ、ディスクリートなインダ
クタ及びタップを有する結合インダクタの組み合わせを
含み上記した動作原理に従って動作するような他の多く
の実施例が考えられる。
図4A及び4Bの電流転換スイッチ及び図７乃至29の種々
のZCBコンバータに含まれる２端子スイッチの動作条件
は動作モードによって異なる。短サイクルモードにおい
ては、スイッチ電流は常に一方向であるが、このスイッ
チはそれがターンオフしたとき（図5D,10D及び12Dにお
ける時刻t4）の負の電圧に耐えなければならない。長サ
イクルモードにおいては、スイッチは負の電圧に対抗す
る必要はないが、動作サイクルの部分（例えば図6B,11B
及び13B）の間において負の電流を運ばなければならな
い。実際上、半導体スイッチは、通常、双方向電圧には
耐えられずあるいは双方向電流を効率的に運ぶことはで
きない。図30Aは長サイクルモードにおいて動作するZCB
コンバータに用いられうる２端子スイッチ118の実施例
を示している。図において、単極性スイッチ120はこれ
がオフのとき、ある動作においてスイッチの両端に現れ
るピーク電圧に等しいか又はそれ以上の正の電圧Vswに
対抗できかつ、スイッチがオンのとき、矢印で示した方
向の単方向電流Iswを運ぶことができる単極性素子であ
る。電流Isの負の値は第１ダイオード120によって運ば
れ、この第１ダイオードは単極性スイッチの能力に耐え
得る電圧以上の電圧定格を有する。図31Aは短サイクル
モードにおいて動作するZCBコンバータに用いられる２
端子スイッチ124の実施例を示している。図においてこ
の単極性スイッチはスイッチがオフのとき、与えられた
動作の中でスイッチの両端に現れる電圧以上の正の電圧
Vswに対抗することができ、且、スイッチがオンのとき
矢印で示した方向の単方向電流Iswを運ぶことができる
単極性素子である。ゼロ電流において単極性スイッチ12
6がターンオフしたとき、電圧Vswの負の値はダイオード
128によって阻止される。通常、ダイオード122及び128
は早いリカバリーができる素子である。双方の実施例に
おいて単極性スイッチは、例えば電界効果トランジスタ
（FET）、バイポーラトランジスタ、又は絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ（IGBT）であり、これ等の素子は
それらのロス及び駆動条件（例えば、回路の複雑さ及び
素子をターンオンオフさせることに伴うロス）において
比較される。バイポーラトランジスタにおける導電ロス
（スイッチがオンのときの期間におけるVsw・Isロス）
はIswの平均値にほぼ比例し（素子がオンのとき“定電
圧”スイッチであるとする）、しかしながら、この素子
は複雑な駆動回路を必要とする。なんとればこの素子は
ターンオン及びオフさせるためにはかなりの大きさのベ
ース電流の流れを制御する必要があるからである。一般
に、駆動条件はバイポーラトランジスタをスイッチの選
択としては良くない選択であるとする。FETをオンオフ
駆動することはより単純である。なんとなればFETをタ
ーンオン・オフすることはこの素子のゲート容量を二つ
の電圧レベルの間において充放電するからである。しか
しながらFETにおける導通ロスはFETにおけるrms電流の
平方に比例する（この場合、素子のオンのときの抵抗は
ほぼ一定とする）。従来例のコンバータにおいては、ス
イッチ遷移時間を最少にすることがスイッチングロスを
最少とする重大な要素である。この条件はZCBコンバー
タにおいてはより緩和されている。よって、ZCBコンバ
ータにおけるFETの駆動回路は従来例のコンバータにお
けるより単純である。なんとなれば、ゲート容量の急速
な充放電に伴う電流のピーク値が低減されているからで
ある。バイポーラトランジスタと同様な導電ロスを有し
かつFETと同様な駆動条件を有するIGBTは従来のコンバ
ータにおいては低い動作周波数の場合（すなわち低い電
力密度）を除いて殆ど用いることができなかった。なん
となればIGBTはFETは比較してより遷移時間が遅いから
である。しかしながらZCBコンバータにおいてはIGBTの
緩やかな遷移時間はあまり重要ではなく、低い導電ロス
の利点及び駆動回路の簡単さがより有利となる。図30B
は図30Aの２端子スイッチ118の実施例130を示してい
る。図30Bにおいては、FET132が単極性スイッチとして
用いられている。この図においては、第２ダイオード13
4がFETに直列に接続されて、負の電流Isが第１ダイオー
ド136によって運ばれることを確実にしかつFETに本来的
に含まれるダイオートにこの負電流が流れないようにし
ている（FETは含まれるダイオード（ボディーダイオー
ド）は本質的に緩やかな逆リカバリー特性を有してい
る）。図30Cは図30Aのスイッチの実施例を示し、ここで
は、IGBTが単極性スイッチ140として用いられている。
図31B及び31Cは図31Aの２端子スイッチの実施例であ
り、各々FET及びIGBTを用いている。
のZCBコンバータに含まれる２端子スイッチの動作条件
は動作モードによって異なる。短サイクルモードにおい
ては、スイッチ電流は常に一方向であるが、このスイッ
チはそれがターンオフしたとき（図5D,10D及び12Dにお
ける時刻t4）の負の電圧に耐えなければならない。長サ
イクルモードにおいては、スイッチは負の電圧に対抗す
る必要はないが、動作サイクルの部分（例えば図6B,11B
及び13B）の間において負の電流を運ばなければならな
い。実際上、半導体スイッチは、通常、双方向電圧には
耐えられずあるいは双方向電流を効率的に運ぶことはで
きない。図30Aは長サイクルモードにおいて動作するZCB
コンバータに用いられうる２端子スイッチ118の実施例
を示している。図において、単極性スイッチ120はこれ
がオフのとき、ある動作においてスイッチの両端に現れ
るピーク電圧に等しいか又はそれ以上の正の電圧Vswに
対抗できかつ、スイッチがオンのとき、矢印で示した方
向の単方向電流Iswを運ぶことができる単極性素子であ
る。電流Isの負の値は第１ダイオード120によって運ば
れ、この第１ダイオードは単極性スイッチの能力に耐え
得る電圧以上の電圧定格を有する。図31Aは短サイクル
モードにおいて動作するZCBコンバータに用いられる２
端子スイッチ124の実施例を示している。図においてこ
の単極性スイッチはスイッチがオフのとき、与えられた
動作の中でスイッチの両端に現れる電圧以上の正の電圧
Vswに対抗することができ、且、スイッチがオンのとき
矢印で示した方向の単方向電流Iswを運ぶことができる
単極性素子である。ゼロ電流において単極性スイッチ12
6がターンオフしたとき、電圧Vswの負の値はダイオード
128によって阻止される。通常、ダイオード122及び128
は早いリカバリーができる素子である。双方の実施例に
おいて単極性スイッチは、例えば電界効果トランジスタ
（FET）、バイポーラトランジスタ、又は絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ（IGBT）であり、これ等の素子は
それらのロス及び駆動条件（例えば、回路の複雑さ及び
素子をターンオンオフさせることに伴うロス）において
比較される。バイポーラトランジスタにおける導電ロス
（スイッチがオンのときの期間におけるVsw・Isロス）
はIswの平均値にほぼ比例し（素子がオンのとき“定電
圧”スイッチであるとする）、しかしながら、この素子
は複雑な駆動回路を必要とする。なんとればこの素子は
ターンオン及びオフさせるためにはかなりの大きさのベ
ース電流の流れを制御する必要があるからである。一般
に、駆動条件はバイポーラトランジスタをスイッチの選
択としては良くない選択であるとする。FETをオンオフ
駆動することはより単純である。なんとなればFETをタ
ーンオン・オフすることはこの素子のゲート容量を二つ
の電圧レベルの間において充放電するからである。しか
しながらFETにおける導通ロスはFETにおけるrms電流の
平方に比例する（この場合、素子のオンのときの抵抗は
ほぼ一定とする）。従来例のコンバータにおいては、ス
イッチ遷移時間を最少にすることがスイッチングロスを
最少とする重大な要素である。この条件はZCBコンバー
タにおいてはより緩和されている。よって、ZCBコンバ
ータにおけるFETの駆動回路は従来例のコンバータにお
けるより単純である。なんとなれば、ゲート容量の急速
な充放電に伴う電流のピーク値が低減されているからで
ある。バイポーラトランジスタと同様な導電ロスを有し
かつFETと同様な駆動条件を有するIGBTは従来のコンバ
ータにおいては低い動作周波数の場合（すなわち低い電
力密度）を除いて殆ど用いることができなかった。なん
となればIGBTはFETは比較してより遷移時間が遅いから
である。しかしながらZCBコンバータにおいてはIGBTの
緩やかな遷移時間はあまり重要ではなく、低い導電ロス
の利点及び駆動回路の簡単さがより有利となる。図30B
は図30Aの２端子スイッチ118の実施例130を示してい
る。図30Bにおいては、FET132が単極性スイッチとして
用いられている。この図においては、第２ダイオード13
4がFETに直列に接続されて、負の電流Isが第１ダイオー
ド136によって運ばれることを確実にしかつFETに本来的
に含まれるダイオートにこの負電流が流れないようにし
ている（FETは含まれるダイオード（ボディーダイオー
ド）は本質的に緩やかな逆リカバリー特性を有してい
る）。図30Cは図30Aのスイッチの実施例を示し、ここで
は、IGBTが単極性スイッチ140として用いられている。
図31B及び31Cは図31Aの２端子スイッチの実施例であ
り、各々FET及びIGBTを用いている。
実際の用途において、入力電源電圧及びコンバータ負
荷が変化しても、ZCBコンバータの出力電圧をある所定
位置に維持することが望まれる。Voの値は固定にされる
か又は所定の方法によって変化せしめられる（米国特許
出願第07/642,232,1991年１月16日出願を参照）。ZCBコ
ンバータの出力電圧を制御する方法が図32に示されてい
る。この図において、ZCBコンバータ142は図７または８
に示されたタイプのものであり、長又は短サイクル動作
モードで動作し、電圧Vinの入力電源から電力を受けと
って、Vinより大なるVoの出力電圧にて負荷47に電力を
供給する。出力電圧Voの所望の値を示す第１信号Vrefが
エラー増幅器144に供給され、このエラー増幅器はコン
バータ出力電圧Voに比例する第２信号Ｖ＝Ｋ・Voutを受
けとる。信号V1が分圧回路146によってエラー増幅器に
供給される。もし信号V1がVrefより大であるならば、エ
ラー増幅器の出力は減少し、もし信号V1がVrefより小な
らばエラー増幅器の出力は増大する。エラー増幅器の出
力は可変周波数コントローラ148に供給される。エラー
増幅器の出力が増大すると、スイッチコントローラ152
に供給されるVfがコンバータ動作サイクルが始まる頻度
を増大させる。すなわちコンバータ動作周波数を増大さ
せる。このようにして、コンバータ動作周波数は自動的
に調整されて、負荷及び入力電圧が変化してもVout＝Vr
ef/Kが維持される。
荷が変化しても、ZCBコンバータの出力電圧をある所定
位置に維持することが望まれる。Voの値は固定にされる
か又は所定の方法によって変化せしめられる（米国特許
出願第07/642,232,1991年１月16日出願を参照）。ZCBコ
ンバータの出力電圧を制御する方法が図32に示されてい
る。この図において、ZCBコンバータ142は図７または８
に示されたタイプのものであり、長又は短サイクル動作
モードで動作し、電圧Vinの入力電源から電力を受けと
って、Vinより大なるVoの出力電圧にて負荷47に電力を
供給する。出力電圧Voの所望の値を示す第１信号Vrefが
エラー増幅器144に供給され、このエラー増幅器はコン
バータ出力電圧Voに比例する第２信号Ｖ＝Ｋ・Voutを受
けとる。信号V1が分圧回路146によってエラー増幅器に
供給される。もし信号V1がVrefより大であるならば、エ
ラー増幅器の出力は減少し、もし信号V1がVrefより小な
らばエラー増幅器の出力は増大する。エラー増幅器の出
力は可変周波数コントローラ148に供給される。エラー
増幅器の出力が増大すると、スイッチコントローラ152
に供給されるVfがコンバータ動作サイクルが始まる頻度
を増大させる。すなわちコンバータ動作周波数を増大さ
せる。このようにして、コンバータ動作周波数は自動的
に調整されて、負荷及び入力電圧が変化してもVout＝Vr
ef/Kが維持される。
スイッチコントローラ（図4A及びＢの41、43;図32の1
50）を実現する種々の方法がある。斯かるスイッチコン
トローラの詳細が図33に示されており、この図はスイッ
チコントローラ41、スイッチ40及びスイッチ40に直列接
続した電流トランス200からなるZCスイッチの一部を示
している。図示したごとく、信号INITは時刻ｔ＝０にお
いてハイとなってセット−リセットフリップフロップ27
0の出力VQをハイとする。このフリップフロップの出力V
QはＳ入力にハイレベル信号が供給されたときハイとな
りＲ入力端子にハイレベル信号が供給されたときにロー
となる。信号VQはスイッチドライバ210に供給されて、
スイッチドライバ210はVQがハイの時スイッチ40を閉成
せしめる。スイッチの閉成によってスイッチ電流Iswが
流れ始め、トランス作用よりこの電流の一部が電流トラ
ンス200の右側に接続された信号ダイオード230の中を流
れる。電流トランス200は巻数比N2/N1でありこれは１よ
り大である。ダイオード電圧VIが比較回路240の一方の
入力に供給される。例えば0.1Vの式１電圧Vtが比較回路
240の他の入力に供給される。VIがVt以上になると、比
較回路の出力はローの状態になる。スイッチ電流Isw
が、時刻ｔおいて０に戻ると、ダイオードを流れる電流
が減少して電圧VIはVt以下になる。このことが比較回路
240の出力をハイ状態に反転させてキャパシタ250及び抵
抗260を介して高電圧パルスVRがフリップフロップ270も
Ｒ入力に供給される。このパルスはフリップフロップを
リセットしてVQがローとなってスイッチ40がターンオフ
する。既に述べたごとく図33のスイッチコントローラは
スイッチがターンオンした後に電流が０に戻る最初の時
点でスイッチを解放するようになっている。よって図33
の回路構成は短サイクル動作モードに適している。スイ
ッチコトローラは単に電流トランスの巻方向を逆転させ
ることによって長サイクルモードに適用せしめられ得る
（図34に示すごとく）。図34に示した巻方向によってス
イッチはスイッチが一旦ターンオンした後に２度目に電
流が０となる時に解放せしめられる。
50）を実現する種々の方法がある。斯かるスイッチコン
トローラの詳細が図33に示されており、この図はスイッ
チコントローラ41、スイッチ40及びスイッチ40に直列接
続した電流トランス200からなるZCスイッチの一部を示
している。図示したごとく、信号INITは時刻ｔ＝０にお
いてハイとなってセット−リセットフリップフロップ27
0の出力VQをハイとする。このフリップフロップの出力V
QはＳ入力にハイレベル信号が供給されたときハイとな
りＲ入力端子にハイレベル信号が供給されたときにロー
となる。信号VQはスイッチドライバ210に供給されて、
スイッチドライバ210はVQがハイの時スイッチ40を閉成
せしめる。スイッチの閉成によってスイッチ電流Iswが
流れ始め、トランス作用よりこの電流の一部が電流トラ
ンス200の右側に接続された信号ダイオード230の中を流
れる。電流トランス200は巻数比N2/N1でありこれは１よ
り大である。ダイオード電圧VIが比較回路240の一方の
入力に供給される。例えば0.1Vの式１電圧Vtが比較回路
240の他の入力に供給される。VIがVt以上になると、比
較回路の出力はローの状態になる。スイッチ電流Isw
が、時刻ｔおいて０に戻ると、ダイオードを流れる電流
が減少して電圧VIはVt以下になる。このことが比較回路
240の出力をハイ状態に反転させてキャパシタ250及び抵
抗260を介して高電圧パルスVRがフリップフロップ270も
Ｒ入力に供給される。このパルスはフリップフロップを
リセットしてVQがローとなってスイッチ40がターンオフ
する。既に述べたごとく図33のスイッチコントローラは
スイッチがターンオンした後に電流が０に戻る最初の時
点でスイッチを解放するようになっている。よって図33
の回路構成は短サイクル動作モードに適している。スイ
ッチコトローラは単に電流トランスの巻方向を逆転させ
ることによって長サイクルモードに適用せしめられ得る
（図34に示すごとく）。図34に示した巻方向によってス
イッチはスイッチが一旦ターンオンした後に２度目に電
流が０となる時に解放せしめられる。
他の実施例は以下の特許請求の範囲の中にある。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−219461（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−77470（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−261366（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−40062（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−277367（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−284707（ＪＰ，Ａ) 特公 昭64−12177（ＪＰ，Ｂ２) 実開 昭54−179421（ＪＰ，Ｕ) 米国特許4720667（ＵＳ，Ａ) 「電子技術」1990Ｖｏｌ．32Ｎｏ．３ Ｐ．Ｐ．100−106，Ｐ．Ｐ．２−19株式 会社日刊工業新聞社平成２年３月１日発 行
Claims (32)
- 【請求項１】入力電圧源から負荷に向かって前記入力電
圧より大なる負荷電圧にて電力を転送する昇圧パワーコ
ンバータ装置であって、 磁気的回路と、 前記電圧源及び前記磁気的回路の一部に直列接続したス
イッチと、 前記スイッチと前記入力電圧源の接続点と前記磁気的回
路との間に接続された第１キャパシタであって、前記磁
気的回路の一部を前記キャパシタ及びスイッチに直列接
続せしめ、前記磁気的回路と協働して前記スイッチが閉
成した後に流れるスイッチ電流の正弦波成分の時間的変
化の特性時定数を画定する第１キャパシタと、 前記スイッチを流れる電流が０のときに前記スイッチを
ターンオン及びターンオフさせて、前記負荷の両端電圧
の前記入力電圧源の両端電圧の平均値に対する比を１以
上に制御するようにターンオン時間を制御するスイッチ
コントローラと、 前記磁気的回路及び前記負荷の間に接続されて前記負荷
の方向に電流を流す方向に極性が向けられた第１単方向
導電素子と、からなり、 前記磁気的回路は、入力端子、出力端子及びシャント端
子を有し、前記入力電圧源は前記入力端子に接続され、
前記スイッチは前記シャント端子に接続され、前記第１
キャパシタ及び前記第１単方向導電素子は前記出力端子
に接続されており、 前記磁気的回路は第１巻線及び第２巻線を有する非飽和
結合インダクタからなり、前記第１巻線は前記入力端子
及び前記シャント端子の間に接続され、前記第２巻線は
前記シャント端子及び前記出力端子の間に接続され、前
記巻線の巻き方向は前記入力端子及び前記シャント端子
の間に正の電圧が印加されたとき前記出力端子及び前記
シャント端子の間に正の電圧が現れるようになされてい
ることを特徴とする装置。 - 【請求項２】入力電圧源から負荷に向かって前記入力電
圧より大なる負荷電圧にて電力を転送する昇圧パワーコ
ンバータ装置であって、 磁気的回路と、 前記電圧源及び前記磁気的回路の一部に直列接続したス
イッチと、 前記スイッチと前記入力電圧源の接続点と前記磁気的回
路との間に接続された第１キャパシタであって、前記磁
気的回路の一部を前記キャパシタ及びスイッチに直列接
続せしめ、前記磁気的回路と協働して前記スイッチが閉
成した後に流れるスイッチ電流の正弦波成分の時間的変
化の特性時定数を画定する第１キャパシタと、 前記スイッチを流れる電流が０のときに前記スイッチを
ターンオン及びターンオフさせて、前記負荷の両端電圧
の前記入力電圧源の両端電圧の平均値に対する比を１以
上に制御するようにターンオン時間を制御するスイッチ
コントローラと、 前記磁気的回路及び前記負荷の間に接続されて前記負荷
の方向に電流を流す方向に極性が向けられた第１単方向
導電素子と、からなり、 前記磁気的回路は、入力端子、出力端子及びシャント端
子を有し、前記入力電圧源は前記入力端子に接続され、
前記スイッチは前記シャント端子に接続され、前記第１
キャパシタ及び前記第１単方向導電素子は前記出力端子
に接続されており、 前記磁気的回路は第１巻線及び第２巻線からなる非飽和
の結合インダクタからなり、前記第１巻線は前記入力端
子及び前記出力端子の間に接続され、前記第２巻線は前
記シャント端子及び前記出力端子の間に接続され、両巻
線の巻き方向は前記入力端子及び前記出力端子の間に正
の電圧が印加されたとき前記出力端子及び前記シャント
端子の間に正の電圧が誘起されるようになされているこ
とを特徴とする装置。 - 【請求項３】請求項１記載の装置であって、前記磁気的
回路は、更に、前記第１巻線に直列接続したディスクリ
ートインダクタを含むことを特徴とする装置。 - 【請求項４】請求項１記載の装置であって、前記磁気的
回路は、更に、前記第２巻線に直列接続したディスクリ
ートインダクタを有することを特徴とする装置。 - 【請求項５】請求項２記載の装置であって、前記磁気的
回路は、更に、前記第１巻線に直列接続されたディスク
リートなインダクタを有することを特徴とする装置。 - 【請求項６】請求項２記載の装置であって、前記磁気的
回路は、更に、前記第２巻線に直列接続したディスクリ
ートなインダクタを有することを特徴とする装置。 - 【請求項７】請求項２記載の装置であって、前記磁気的
回路は、更に、第３巻線及び第４巻線を有する第２結合
インダクタからなり、前記第３巻線は前記第１巻線に直
列であり前記入力端子に接続され、前記第４巻線は前記
第１及び第２巻線の接続点と前記出力端子との間に接続
されていることを特徴とする装置。 - 【請求項８】請求項７記載の装置であって、前記磁気的
回路は、更に、前記第３巻線に直列接続されたディスク
リートなインダクタを有することを特徴とする装置。 - 【請求項９】請求項７記載の装置であって、前記磁気的
回路は、更に、前記第４巻線に直列接続されたディスク
リートなインダクタを有することを特徴とする装置。 - 【請求項１０】請求項７記載の装置であって、前記磁気
的回路は、更に、前記第２巻線に直列接続されたディス
クリートなインダクタを有することを特徴とする装置。 - 【請求項１１】入力電圧源から電圧シンクに前記入力電
圧源の電圧より大なる負荷電圧にて電力を転送する昇圧
パワーコンバータ装置であって、 スイッチと、巻線N2を有する第２巻線に直列接続した巻
線N1を有する第１巻線を有し、前記第１及び第２巻線の
巻方向が前記第１巻線の両端電圧が前記第１巻線の両端
電圧に加算される電圧が前記第２巻線の両端に誘起され
るようになっている結合インダクタであって、前記第１
巻線は前記入力電圧源に接続され、前記両巻線は、前記
入力電圧源及び前記スイッチに直列され、その巻線比ａ
＝N1/N2であり、第１巻線の全インダクタンスはLpriで
あり、第２巻線の全インダクタンスはLsecであり、第１
及び第２巻線のインダクタンスは各々L11及びL12であ
り、磁化インダクタンスはLmであり、Lpri＝Lm＋L11及
びLsec＝L12＋Lm/a2となる非飽和結合インダクタと、 前記第１巻線及び前記第２巻線の接続点と前記入力電圧
源及び前記スイッチの接続点との接続されて値Ｃを有す
る第１キャパシタと、 前記負荷と前記第１巻線及び前記第２巻線の接続点との
間に接続されて、前記スイッチの解放された後に前記入
力電圧源から前記負荷に電流を通過せしめる極性を有す
る第１単方向導電素子と、 前記スイッチを流れる電流が０になった時前記スイッチ
をターンオン及びターンオフさせるスイッチコントロー
ラと、からなり、 前記結合インダクタ及び前記第１キャパシタは、前記ス
イッチのターンオンの後に流れるスイッチ電流の制限は
成分の時間的変化に対する特性時間スケールを画定し
て、前記負荷の両端電圧の前記入力電圧源の両端電圧の
平均値に対する比が１以上となるように前記ターンオン
時間の開始の頻度を変化させるようになっており、前記
特性時間スケールが次式 となっていることを特徴とする装置。 - 【請求項１２】入力電圧源から電圧シンク負荷に前記入
力電圧源の電圧より大なる負荷電圧にて電力を転送する
昇圧パワーコンバータ装置であって、 値Ｃを有する第１キャパシタと、 巻数N2の第２巻線に直列接続されて巻線N1を有する第１
巻線を有し、前記第１及び第２巻線の巻方向が前記第１
巻線に印加される電圧とは反対向きの電圧を前記第２巻
線に誘起する結合インダクタであって、前記第１巻線が
前記入力電圧源に接続され、前記両巻線が、前記入力電
圧源及び前記第１キャパシタに接続され、巻数比ａ＝N1
/N2、第１巻線の全インダクタンスがLpriであり、前記
第２巻線の全インダクタンスがLsecであり、前記第１及
び第２巻線の漏洩インダクタンスL11及びL12であり磁化
インダクタンスがLmであり、Lpri＝Lm＋L11及びLsec＝L
12＋Lm/a2となっている結合インダクタと、 前記第１巻線及び前記第２巻線の接続点と前記入力電圧
源及び前記第１キャパシタの接続点との間に接続された
スイッチと、 前記負荷と前記第２巻線及び第１キャパシタの接続点と
の間に接続されて、前記スイッチが解放された後前記入
力電圧源から前記負荷に電流を通過せしめる極性の第１
単方向導電素子と、前記スイッチを流れる電流が０にな
る時に前記スイッチをターンオン及びターンオフさせる
スイッチコントローラと、からなり、 前記第１インダクタンス及び前記キャパシタが、前記ス
イッチのターンオンの後に流れるスイッチ電流の正弦波
成分の時間的変化の特性時間スケールを画定し、前記負
荷の両端電圧の前記入力電圧源の両端電圧の平均値に対
する比が１以上となるように前記ターンオン時間の開始
の頻度を調整するようになっており、前記特性時間スケ
ールが次式 となることを特徴とする装置。 - 【請求項１３】請求項１ないし12記載の昇圧パワーコン
バータ装置であって、更に前記入力電圧源及び前記昇圧
コンバータ装置の間に直列接続された第２単方向導電素
子を有することを特徴とする装置。 - 【請求項１４】請求項１ないし12記載の昇圧パワーコン
バータ装置であって前記入力電源が交流電源であって更
に、前記交流電源と前記昇圧パワーコンバータ装置の間
に接続された全波整流回路を有することを特徴とする装
置。 - 【請求項１５】請求項13記載の装置であって、前記昇圧
パワーコンバータ装置の入力と前記負荷との間に接続さ
れた第３単方向導電素子を更に有し、前記第３単方向導
電素子は前記第２単方向導電素子によって阻止される前
記入力電源に向かう電流を前記負荷の方向に導通せしめ
ることを特徴とする装置。 - 【請求項１６】請求項14記載の装置であって、前記昇圧
パワーコンバータ装置の入力及び前記負荷との間に接続
された第３単方向導電素子を更に有し、前記第３単方向
装置は前記昇圧パワーコンバータ装置の入力から前記入
力電源の方向に流れかつ前記第２単方向導電素子によっ
て前記入力電源に流れ込むことを禁止された電流を前記
負荷に向けて通過せしめる極性を有することを特徴とす
る装置。 - 【請求項１７】請求項１ないし12記載の装置であって、
前記スイッチコントローラは、前記スイッチがターンオ
ンした後に、前記スイッチを流れる電流が最初にゼロに
戻ったときに前記スイッチをターンオフさせるようにな
っていることを特徴とする装置。 - 【請求項１８】請求項１ないし12記載の装置であって、
前記スイッチコントローラは前記スイッチがターンオン
した後に前記スイッチを流れる電流が２度目にゼロに戻
ったときに前記スイッチをターンオフさせるようになっ
ていることを特徴とする装置。 - 【請求項１９】請求項１ないし12記載の装置であって、
前記負荷に並列な出力キャパシタを更に有し、前記出力
キャパシタの容量は前記負荷に供給される出力電流の時
間的変化を平滑するに十分に大きく、コンバータの出力
電圧がほぼ直流であることを特徴とする装置。 - 【請求項２０】請求項１ないし12記載の装置であって、
負荷における出力電圧に応答してスイッチのターンオン
時間の周波数を変化せしめる出力電圧コントローラを更
に有することを特徴とする装置。 - 【請求項２１】請求項14記載の装置であって、負荷にお
ける出力電圧に応答して前記スイッチのターンオン時間
の周波数を制御する出力電圧コントローラを更に有する
ことを特徴とする装置。 - 【請求項２２】請求項20記載の装置であって、前記出力
電圧コントローラは、 前記コンバータ装置の出力電圧の所望値を示す基準信号
と、前記コンバータ装置の実際の出力電圧を示す第２信
号を生成する分圧回路と、前記基準信号と前記第２信号
とを比較して前記コンバータ出力電圧の所望値と前記実
際のコンバータ出力電圧との差を示す出力を生成するエ
ラー増幅器と、前記エラー増幅器の出力を受けて、スイ
ッチターンオン時間の開始頻度を示して前記実際の出力
電圧をコンバータ出力電圧の前記所望値に等しくするよ
うな第３信号を前記スイッチコントローラに供給する可
変周波数制御回路と、からなることを特徴とする装置。 - 【請求項２３】請求項14記載の装置であって、前記出力
電圧コントローラは電力ファクタプリレギュレータコン
トローラであり、前記電力ファクタプリレギュレータコ
ントローラは前記昇圧パワーコンバータに流れ込む入力
電流を前記交流電源の時間変化波形に追従せしめつつ、
前記出力電圧を前記交流電源による電圧のピーク値及び
前記負荷の最小動作電圧以上に維持することを特徴とす
る装置。 - 【請求項２４】請求項11又は12記載の装置であって、前
記スイッチはオンのとき双方向電流を運ぶことができか
つオフのとき単極性電圧に耐えることができる双方向２
端子スイッチを含み、前記双方向２端子スイッチは、 ターンオフの時、単極性電圧に耐えることができる単極
性スイッチであって、前記スイッチに対して正及び負の
極性を画定し、ターンオンのとき前記正及び負の極性の
間に単極性電流を運ぶことができる単極性スイッチと、
前記単極性スイッチに並列接続して、前記単極性スイッ
チによって運ばれ得る電流とは反対の方向の電流を流す
ような極性になされた第１単方向導電素子と、からなる
ことを特徴とする装置。 - 【請求項２５】請求項11又は12記載の装置であって、前
記スイッチはオン状態のとき単極性電流を運ぶことがで
き且オフ状態のとき単極性電圧に耐えることができる双
方向２端子スイッチを有し、双方向２端子スイッチは、 ターンオフのとき単極性電圧に対向することができ且つ
前記スイッチに対して正及び負極性を画定し、ターンオ
ンのとき前記正及び負極性の間に単極性電流を流すこと
ができる単極性スイッチと、前記単極性スイッチに直列
接続して、前記単極性スイッチと同じ方向に電流を通過
せしめる第１単方向導電素子と、からなることを特徴と
する装置。 - 【請求項２６】請求項24記載の装置であって、前記単極
性スイッチはバイポーラトランジスタからなることを特
徴とする装置。 - 【請求項２７】請求項25記載の装置であって、前記単極
性スイッチはバイポーラトランジスタからなることを特
徴とする装置。 - 【請求項２８】請求項24記載の装置であって、前記単極
性スイッチは電界効果トランジスタからなることを特徴
とする装置。 - 【請求項２９】請求項25記載の装置であって、前記単極
性スイッチは電界効果トランジスタからなることを特徴
とする装置。 - 【請求項３０】請求項24記載の装置であって、前記単極
性スイッチは絶縁ゲートバイポーラトランジスタからな
ることを特徴とする装置。 - 【請求項３１】請求項25記載の装置であって、前記単極
性スイッチは絶縁ゲートバイポーラトランジスタからな
ることを特徴とする装置。 - 【請求項３２】請求項24記載の装置であって、前記単極
性スイッチは、第２単方向導電素子に直列な電界効果ト
ランジスタからなり、前記第２単方向導電素子は前記電
界効果トランジスタと同じ方向に電流を通過させる極性
を有することを特徴とする装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US66687891A | 1991-03-08 | 1991-03-08 | |
| US722,537 | 1991-06-27 | ||
| US07/722,537 US5321348A (en) | 1991-03-08 | 1991-06-27 | Boost switching power conversion |
| US666,878 | 1991-06-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06503223A JPH06503223A (ja) | 1994-04-07 |
| JP2512670B2 true JP2512670B2 (ja) | 1996-07-03 |
Family
ID=27099560
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4508314A Expired - Fee Related JP2512670B2 (ja) | 1991-03-08 | 1992-03-09 | 昇圧パワ―スイッチングコンバ―タ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5321348A (ja) |
| EP (1) | EP0508595B1 (ja) |
| JP (1) | JP2512670B2 (ja) |
| DE (1) | DE69221358T2 (ja) |
| WO (1) | WO1992016044A1 (ja) |
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| JPH06503223A (ja) | 1994-04-07 |
| DE69221358T2 (de) | 1998-02-05 |
| EP0508595A3 (en) | 1993-03-10 |
| WO1992016044A1 (en) | 1992-09-17 |
| DE69221358D1 (de) | 1997-09-11 |
| EP0508595A2 (en) | 1992-10-14 |
| EP0508595B1 (en) | 1997-08-06 |
| US5321348A (en) | 1994-06-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
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|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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