JP2004112896A - 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】少ない部品点数で高効率に制御された直流電圧を複数の負荷に供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源に接続される入力端子対と、入力端子対に接続されたインダクタ及び主スイッチと、インダクタと主スイッチとの接続点に１端が接続された第１の整流手段と、第１の整流手段の他端に接続され平滑された第１の出力電圧を供給する第１の平滑手段と、インダクタと主スイッチとの接続点に１端が接続された補助スイッチと第２の整流手段とを直列に接続した直列回路と、直列回路の他端に接続され平滑された第２の出力電圧を供給する第２の平滑手段と、補助スイッチに駆動電圧を供給する蓄電手段と、補助スイッチをオフ又はオンにした状態でそれぞれ主スイッチを駆動して第１又は第２の出力電圧を制御する制御回路と、を有する。
【選択図】 図１
【解決手段】本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源に接続される入力端子対と、入力端子対に接続されたインダクタ及び主スイッチと、インダクタと主スイッチとの接続点に１端が接続された第１の整流手段と、第１の整流手段の他端に接続され平滑された第１の出力電圧を供給する第１の平滑手段と、インダクタと主スイッチとの接続点に１端が接続された補助スイッチと第２の整流手段とを直列に接続した直列回路と、直列回路の他端に接続され平滑された第２の出力電圧を供給する第２の平滑手段と、補助スイッチに駆動電圧を供給する蓄電手段と、補助スイッチをオフ又はオンにした状態でそれぞれ主スイッチを駆動して第１又は第２の出力電圧を制御する制御回路と、を有する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流電圧を入力されて複数の負荷に制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータとして、特公平７−４０７８５号公報に開示されたものがある。図１１は特公平７−４０７８５号公報の第３図に開示された昇圧型の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータである。
図１１に示すように、従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源１に主スイッチ４１とインダクタ３の直列回路が接続され、主スイッチ４１とインダクタ３の接続点にダイオード５の一端が接続され、ダイオード５の他端には補助スイッチ４２の一端が接続され、補助スイッチ４２の他端には出力コンデンサ６４〜６６と負荷７４〜７６が接続された構成である。主スイッチ４１がオン状態の時、入力直流電源１の電圧Ｅｉがインダクタ３に印加され、磁気エネルギーを蓄える。主スイッチ４１がオフ状態になると、インダクタ３に蓄えられた磁気エネルギーはダイオード５と補助スイッチ４２を介して各出力コンデンサを充電する電流として放出される。
【０００３】
補助スイッチ４２は、例えば、まず、ダイオード５と出力コンデンサ６４を連結し、出力コンデンサ６４を充電する。出力コンデンサ６４の電圧が所定の電圧に達すると、次に、ダイオード５と出力コンデンサ６５を連結し、出力コンデンサ６５を充電する。出力コンデンサ６５の電圧が所定の電圧に達すると、次に、ダイオード５と出力コンデンサ６６を連結し、出力コンデンサ６６を充電する。以上のように、補助スイッチ４２により、インダクタ３に蓄えられた磁気エネルギーを順次複数の負荷へ分配し、補助スイッチ４２が各接点に接する時比率を制御することにより各出力電圧を制御することができる。通常であれば、出力数と同数のインダクタを必要とするところが、１個のインダクタで構成できる。
【０００４】
上記従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを具現化した場合には、図１２に示すような回路構成となる。図１２において補助スイッチ４４、４５、４６にはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴが用いられる。これは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがソース・ゲート間への電圧印加により駆動できるからである。各ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４４〜４６は、それぞれＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ４７〜４９がオンすることによりオン状態となる。
【０００５】
【特許文献１】
特公平７−４０７８５号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般にスイッチとしてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴに比べスイッチング速度が遅く、導通時のオン抵抗も大きいという特性がある。他方、図１１や図１２に示したスイッチング式のＤＣ−ＤＣコンバータは、そのスイッチング周波数を高周波化することにより、インダクタ３や出力コンデンサを小型化することができる。図１２のようにスイッチにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用していては、この高周波化による小型化に限界があった。
本発明は、スイッチング速度や導通時のオン抵抗の特性が優れているスイッチ、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを補助スイッチとして用いることにより、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの更なる高効率、小型化を達成することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源に接続される入力端子対と、前記入力端子対に接続された、インダクタと、オン状態の時に前記入力直流電源からの入力直流電圧を前記インダクタに印加する主スイッチと、を直列に接続した第１の直列回路と、前記インダクタと前記主スイッチとの接続点に１端が接続された第１の整流手段と、前記第１の整流手段の他端に接続され、前記第１の整流手段の出力電圧を平滑し、平滑された第１の出力電圧を第１の負荷へ供給する第１の平滑手段と、前記インダクタと前記主スイッチとの接続点に１端が接続された、補助スイッチと第２の整流手段とを直列に接続した第２の直列回路と、前記第２の直列回路の他端に接続され、前記第２の直列回路の出力電圧を平滑し、平滑された第２の出力電圧を第２の負荷へ供給する第２の平滑手段と、前記補助スイッチに駆動電圧を供給する蓄電手段と、前記補助スイッチをオフにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより前記第１の出力電圧を制御し、前記補助スイッチをオンにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより前記第２の出力電圧を制御する制御回路と、を有する。
【０００８】
他の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、１つの前記入力端子から前記第２の平滑手段を充電する方向に接続されるバイパス用整流手段と、前記第２の平滑手段から前記蓄電手段を充電する方向に接続された充電用出力側整流手段と、を更に有する。
【０００９】
別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、１つの前記入力端子から前記蓄電手段を充電する方向に接続された充電用入力側整流手段を更に有する。
【００１０】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、前記補助スイッチと前記第２の整流手段との接続点と、他の１つの前記入力端子と前記主スイッチの接続点との間に接続され、前記主スイッチと同期してオンオフする同期スイッチを更に有する。
【００１１】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧を短絡するように接続する牽引スイッチを有し、前記制御回路は前記第２の出力電圧が所定の電圧より低いと前記牽引スイッチをオン状態にし、前記第２の出力電圧が所定の電圧より高いと前記牽引スイッチをオフ状態にする。
【００１２】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源に接続される入力端子対と、前記入力端子対に接続された、インダクタと、オンオフ動作によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ又は前記インダクタから磁気エネルギーを放出させる主スイッチと、を直列に接続した第１の直列回路と、前記インダクタに１端が接続され、前記インダクタの出力電流を整流する第１の整流手段と、前記第１の整流手段の他端に接続され、前記第１の整流手段の出力電圧を平滑し、平滑された第１の出力電圧を出力する第１の平滑手段と、前記インダクタの出力電流を各々整流し、平滑し、出力電圧が所定の電圧になる様にオンオフ制御する、整流手段と平滑手段と補助スイッチとを各々有するｋ組（ｋは自然数）の安定化出力回路と、ｋ個の前記補助スイッチをオフにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより前記第１の出力電圧を制御し、各々の前記補助スイッチを割り当てられた所定期間オンにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより各々の前記安定化出力回路の出力電圧を制御する制御回路と、を有し、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、その補助スイッチに駆動電圧を供給する蓄電手段を有する。
【００１３】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、１つの前記入力端子からその平滑手段を充電する方向に接続されるバイパス用整流手段と、その平滑手段からその蓄電手段を充電する方向に接続された充電用出力側整流手段と、を更に有する。
【００１４】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、１つの前記入力端子からその蓄電手段を充電する方向に接続された充電用入力側整流手段を更に有する。
【００１５】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、その補助スイッチとその第２の整流手段との接続点と、他の１つの前記入力端子と前記主スイッチの接続点との間に接続され、前記主スイッチと同期してオンオフする同期スイッチを更に有する。
【００１６】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、前記第１の出力電圧とその安定化出力回路の出力電圧とを短絡するように接続する牽引スイッチを有し、前記制御回路はその安定化出力回路の出力電圧が所定の電圧より低いとその牽引スイッチをオン状態にし、その安定化出力回路の出力電圧が所定の電圧より高いとその牽引スイッチをオフ状態にする。
本発明は、少ない部品点数で各出力を安定に制御できるのに加えて、さらなる高効率化、小型化を実現出来るという作用を有する。
本発明は、例えば入力直流電圧がスイッチの駆動しきい値電圧のレベルまで低くなっても安定して各出力を起動するＤＣ−ＤＣコンバータを実現出来るという作用を有する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施例について、図面とともに記載する。
【００１８】
《実施例１》
図１は本発明の実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示すように、本発明に係る実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電源１から入力直流電圧Ｅｉが入力端子対１０ａ、１０ｂに入力されている。実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる主スイッチ２１と、インダクタ３１と、ダイオードからなる第１の整流手段５１と、コンデンサからなる第１の平滑手段６１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる補助スイッチ２２と、補助スイッチ２２と直列回路を形成するダイオードからなる第２の整流手段５２と、コンデンサからなる第２の平滑手段６２と、ダイオードからなるバイパス用整流手段５３と、コンデンサからなる蓄電手段６３と、ダイオードからなる充電用出力側整流手段５４と、主スイッチ２１と補助スイッチ２２をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動する制御回路８１が設けられている。
【００１９】
第１の平滑手段６１から第１の出力端子対１１ａ、１１ｂを通じて第１の出力電圧Ｖｏ１を第１の負荷７１へ出力し、第２の平滑手段６２から第２の出力端子対１２ａ、１２ｂを通じて第２の出力電圧Ｖｏ２を第２の負荷７２へ出力する。入出力条件はＶｏ１＞Ｖｏ２＞Ｅｉである。補助スイッチ２２がオフ状態にある場合は、主スイッチ２１とインダクタ３１と第１の整流手段５１と第１の平滑手段６１が、昇圧コンバータとして動作するように構成されている。一方、補助スイッチ２２がオン状態にある時は、主スイッチ２１とインダクタ３１と第２の整流手段５２と第２の平滑手段６２が昇圧コンバータとして動作するように構成されている。
【００２０】
図２は本発明に係る実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける定常状態での各部の動作波形図である。図２において、Ｖｇ２１、Ｖｇ２２は主スイッチ及び補助スイッチ２１、２２のオンオフ制御信号（ゲート電圧）を示しており、Ｉ２１は主スイッチ２１を流れる電流を示し、Ｉ５１、Ｉ５２は第１及び第２の整流手段５１、５２を流れる電流を示し、Ｉ３１はインダクタ３１を流れる電流を示している。
【００２１】
以下に図２を用いて、本実施例１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態での動作を説明する。
時刻ｔ０において、主スイッチ２１がオンとなると、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。この時、補助スイッチ２２はオフ状態である。
時刻ｔ１において、主スイッチ２１がオフになると、インダクタ３１に蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ２２がオフ状態であるので、第１の整流手段５１を介して第１の平滑手段６１であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ２において、この電流はゼロとなる。
【００２２】
時刻ｔ３において、主スイッチ２１がオンになると、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。この時、補助スイッチ２２はオン状態となる。
時刻ｔ４において、主スイッチ２１がオフになると、インダクタ３１に蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ２２がオン状態であるので、第２の整流手段５２を介して第２の平滑手段６２であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ５において、この電流はゼロとなる。
時刻ｔ６において、補助スイッチ２２がオフ、主スイッチ２１がオンとなり、時刻ｔ０以降の動作を繰返す。
【００２３】
インダクタ３１のインダクタンスをＬ、発振周期をＴ、補助スイッチ２２がオフ状態における主スイッチ２１のオン期間をＴｏｎ１、補助スイッチ２２がオン状態における主スイッチ２１のオン期間をＴｏｎ２、第１の負荷７１への出力電流をＩｏ１、第２の負荷７２への出力電流をＩｏ２とすると、次の関係が成り立つ。
Ｖｏ１＝Ｅｉ＋（Ｅｉ・Ｔｏｎ１）２／（４Ｌ・Ｔ・Ｉｏ１）
Ｖｏ２＝Ｅｉ＋（Ｅｉ・Ｔｏｎ２）２／（４Ｌ・Ｔ・Ｉｏ２）
このように、主スイッチ２１とインダクタ３１を共有する２つの昇圧コンバータを、発振周期の１／２で時分割し、それそれ分割した周期において主スイッチ２１のオン期間を調整することによって、第１及び第２の出力電圧をそれぞれ所望の電圧に安定化することができる。
【００２４】
尚、主スイッチ２１は、入力直流電圧Ｅｉを駆動電圧として使用できるため、駆動しきい値電圧をＶｔｈとすると、Ｅｉ≧Ｖｔｈであれば良い。しかし、補助スイッチ２２は第３の平滑手段６３の電圧Ｖ６３を駆動電圧として用いるため、駆動するにはＶ６３≧Ｖｔｈとなる必要がある。定常状態においては主スイッチ２１のオン状態の時に、蓄電手段６３には、充電用出力側整流手段５４、補助スイッチ２２（もしくはその寄生ダイオード）、主スイッチ２１を介して、第２の平滑手段６２から電荷が充電される。ダイオードからなる各整流手段の順方向電圧をＶＦとすると、蓄電手段６３の電圧Ｖ６３はＶｏ２−ＶＦである。
次に、第２の出力電圧Ｖｏ２が所望の電圧に至っていない起動時における蓄電手段６３の電圧について説明する。
【００２５】
図３は本実施例１における起動時の蓄電手段６３の充電方法を説明する回路図であり、図中の２２１は補助スイッチ２２の寄生ダイオードである。図３に示しているように、本実施例１では、第２の平滑手段６２には予めバイパス用整流手段５３を介して、入力直流電源１から充電される。この時、第２の出力電圧Ｖｏ２はＥｉ−ＶＦである。そこで、主スイッチ２１がオンすることで、蓄電手段６３には充電用出力側整流手段５４、寄生ダイオード２２１、主スイッチ２１を介して、第２の平滑手段６２から電荷が充電され、蓄電手段６３の電圧Ｖ６３は、Ｅｉ−３ＶＦとなる。従って、本実施例１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助スイッチ２２を駆動させる条件は、Ｅｉ−３ＶＦ≧Ｖｔｈであり、入力直流電圧ＥｉはＶｔｈ＋３ＶＦ以上の電圧であれば良い。
【００２６】
以上のように、本実施例１によれば、少ない部品点数で、２つの昇圧出力を安定化して出力できるという効果に加えて、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、さらなる高効率化、小型化ができる。また、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの駆動しきい値電圧をＶｔｈとすると、入力直流電圧ＥｉがＶｔｈ＋３ＶＦ以上であれば、実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは起動することができる。
【００２７】
《実施例２》
図４は本発明の実施例２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示した実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様の要素については同じ符号を付与した。図１の構成と異なるところは、蓄電手段６３を充電する構成である。即ち、図１におけるバイパス用整流手段５３及び充電用出力側整流手段５４の代わりに、図４においては、入力直流電源１からダイオードからなる充電用入力側整流手段５５が蓄電手段６３を充電するように構成されている。また、本実施例２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態での動作は実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態の動作と同様であるため説明は省略する。異なる動作は、起動時における蓄電手段６３の充電方法である。
【００２８】
図５は本実施例２における起動時の蓄電手段６３の充電方法を説明する回路図である。図５に示しているように、本実施例２では、主スイッチ２１がオンすることで、蓄電手段６３には充電用入力側整流手段５５、寄生ダイオード２２１、主スイッチ２１を介して、入力直流電源１から電荷が充電される。蓄電手段６３の電圧Ｖ６３は、入力直流電圧Ｅｉからダイオード２素子分の順方向電圧ＶＦを引いたＥｉ−２ＶＦとなる。従って、本実施例２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助スイッチ２２を駆動させる条件は、Ｅｉ−２ＶＦ≧Ｖｔｈであり、入力直流電圧ＥｉがＶｔｈ＋２ＶＦ以上であれば良い。
【００２９】
尚、定常状態においては、蓄電手段６３の充電は、補助スイッチ２２のオン状態に行えるので、Ｖ６３はＥｉ−ＶＦとなる。
以上のように、本実施例２によれば、少ない部品点数で、２つの昇圧出力を安定化して出力できるという効果に加えて、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、さらなる高効率化、小型化ができる。また、実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに比べ、低い入力直流電圧（Ｖｔｈ＋２ＶＦ）で起動することができる。
【００３０】
《実施例３》
図６は本発明に係る実施例３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図４に示した実施例２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様のものについては同じ符号を付与した。図４の構成と異なるところは、補助スイッチ２２と第２の整流手段５２の接続点と、入力直流電源１と主スイッチ２１の接続点（グラウンド）との間に接続する、前記主スイッチと同期してオンオフするＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる同期スイッチ２３を追加した点である。
本実施例３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態での動作は実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態の動作と同様であるため説明は省略する。異なる動作は、起動時における蓄電手段６３の充電方法である。
【００３１】
図７は本実施例３における起動時の蓄電手段６３の充電方法を説明する回路図である。図７に示しているように、本実施例３では、主スイッチ２１がオンすると同期スイッチ２３もオンすることで、蓄電手段６３には充電用入力側整流手段５５、同期スイッチ２３を介して、入力直流電源１から電荷が充電される。蓄電手段６３の電圧Ｖ６３は、入力直流電圧Ｅｉから充電用入力側整流手段５５の順方向電圧ＶＦを引いたＥｉ−ＶＦとなる。従って、本実施例３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助スイッチ２２を駆動させる条件は、Ｅｉ−ＶＦ≧Ｖｔｈであり、入力直流電圧ＥｉはＶｔｈ＋ＶＦ以上あれば良い。
以上のように、本実施例３によれば、少ない部品点数で、２つの昇圧出力を安定化して出力できるという効果に加えて、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、さらなる高効率化、小型化ができる。また、実施例２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに比べ、低い入力直流電圧（Ｖｔｈ＋ＶＦ）で起動することができる。
【００３２】
《実施例４》
図８は本発明に係る実施例４の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示した実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様のものについては同じ符号を付与した。図１の構成と異なるところは、第１の平滑手段６１の両端に接続される抵抗９１とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ２４との直列回路と、第１の整流手段５１と第１の平滑手段６１の接続点と、第２の整流手段５２と第２の平滑手段６２の接続点との間に接続され、スイッチ２４と抵抗９１の接続点にゲート端子を接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる牽引スイッチ２５と、主スイッチ２１と補助スイッチ２２をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動し、第２の出力電圧Ｖｏ２がＶｔｈ＋２ＶＦより低ければスイッチ２４をオン、高ければオフする制御回路８２を追加する点である。
本実施例４における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態での動作は実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態の動作と同様であるため説明は省略する。異なるのは、低入力での起動時の動作である。
【００３３】
図９は本実施例４の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時における第１の出力電圧Ｖｏ１、第２の出力電圧Ｖｏ２、蓄電手段６３の電圧Ｖ６３、スイッチ２４の駆動信号Ｖｇ２４の様子を示す。以下、図９を用いて、スイッチ２２の駆動しきい値電圧ＶｔｈがＥｉ−３ＶＦより高い場合（例えばスイッチ２２の駆動しきい値電圧Ｖｔｈが入力直流電圧Ｅｉに等しい場合）の起動時の動作について述べる。
電源投入時、補助スイッチ２２の駆動電圧となる蓄電手段６３の電圧Ｖ６３は、主スイッチ２１のオン動作により実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータと同様にＥｉ−３ＶＦとなる。この電圧では補助スイッチ２２は駆動できない。第２の出力電圧はＥｉ−ＶＦであり、Ｖｔｈ＋２ＶＦより低いためスイッチ２４はオン状態となる。このため、主スイッチ２１のオンオフ動作により、第１の出力電圧Ｖｏ１が上昇すると、牽引スイッチ２５がオン状態となり、第２の出力電圧Ｖｏ２及び蓄電手段６３の電圧Ｖ６３も上昇し始める。その後、第２の出力電圧Ｖｏ２がＶｔｈ＋２ＶＦとなると、電圧Ｖ６３はＶｔｈとなり補助スイッチ２２を駆動することができる。同時にスイッチ２４がオフするので、牽引スイッチ２５もオフとなる。
【００３４】
その後、第１の出力電圧Ｖｏ１及び第２の出力電圧Ｖｏ２はそれぞれ所定の電圧まで上昇する。従って、本実施例４における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータではＥｉ−３ＶＦがＶｔｈより低くても（例えばＥｉ＝Ｖｔｈであっても）補助スイッチ２２を駆動して、第２の出力回路を起動することができる。
以上のように、本実施例４によれば、少ない部品点数で、２つの昇圧出力を安定化して出力できるという効果に加えて、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、さらなる高効率化、小型化ができる。また、実施例３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに比べ、更に低い入力直流電圧で起動することができる。
【００３５】
《実施例５》
図１０は本発明に係る実施例５の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図８に示した実施例４の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様のものについては同じ符号を付与した。図８の構成と異なるところは、主スイッチ２１及びインダクタ３１で構成される昇圧コンバータに代えて、主スイッチ２１及び２６、ダイオード５６、インダクタ３１で構成される２石式昇降圧コンバータを有している点である。それ以外の点は、実施例４と同様である。
インダクタ３１を介して複数の整流・平滑手段が接続され、最大電圧を出力する回路以外の各出力回路に、補助スイッチと整流手段とを直列した直列体を設ける構成とする。これにより、各出力電圧を安定に制御できるという本発明の効果が得られる。詳細な説明は実施例４とほぼ同様であるので省略する。
このように、本発明は昇圧コンバータへの適用に限定されるものではない。
【００３６】
尚、上述した実施例１〜５の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、２出力昇圧（又は昇降圧）コンバータの構成を説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。例えば、主スイッチとインダクタを有し、インダクタの出力電圧を第１の整流手段により整流して最も高い電圧である第１の安定化電圧を出力する回路と、インダクタの出力電圧を第２の整流手段と第２の補助スイッチとによって整流し所定の電圧である第２の安定化電圧を出力する回路と、インダクタの出力電圧を第３の整流手段と第３の補助スイッチとによって整流し所定の電圧である第３の安定化電圧を出力する回路と、を有する３出力のＤＣ−ＤＣコンバータは、実施例と同様の効果が得られることは言うまでもない。即ち、ｎ（ｎは自然数）個のＤＣ−ＤＣコンバータが１組の主スイッチとインダクタとを共有し、最も高い電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータを除く（ｎ−１）個のＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれに補助スイッチを追加することにより、ｎ個の安定化電圧を低損失で出力することができる。各補助スイッチの駆動電圧源となる各蓄電手段への充電方法は、入力直流電圧の利用が適切であるなら実施例２又は実施例３、出力電圧に適したものがあれば実施例１もしくは実施例４の構成が選択できる。
また、上述した実施例１〜５の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いて説明したが、本発明はこれに限定するものではない。正電圧を印加して駆動するスイッチに対してはすべて有効である。
【００３７】
【発明の効果】
以上、実施例に詳細に説明したところから明らかなように、本発明による多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、制御された複数の出力電圧を複数の負荷に供給するために、１つのインダクタしか必要としない。各出力はスイッチング制御により一定に保たれる故に、ほとんど損失が発生しない。補助スイッチはスイッチング速度や導通時のオン抵抗の特性が優れる、例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、高周波化、低損失化できる。
本実施例によれば、少ない部品点数で、各出力を安定化して出力できるという効果に加えて、さらなる高効率化、小型化ができるという有利な効果が得られる。
本発明によれば、例えば入力直流電圧がスイッチの駆動しきい値電圧のレベルまで低くなっても安定して各出力を起動するＤＣ−ＤＣコンバータを実現出来るという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図２】本発明の実施例１に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図
【図３】本発明の実施例１に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す回路図
【図４】本発明の実施例２に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図５】本発明の実施例２に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す回路図
【図６】本発明の実施例３に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図７】本発明の実施例３に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す回路図
【図８】本発明の実施例４に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図９】本発明の実施例４に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時の各部電圧の変化の様子を示す図
【図１０】本発明の実施例５に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図１１】従来例の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示す図
【図１２】従来例の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【符号の説明】
１ 入力直流電源
２、２１、４１、４３ 主スイッチ
３、３１ インダクタ
４ シリーズレギュレータ
５、５６、７７〜７９ 整流手段
８、８１、８２、８３ 制御回路
１０ａ、１０ｂ 入力端子対
１１ａ、１１ｂ 第１の出力端子対
１２ａ、１２ｂ 第２の出力端子対
２２、４２、４４〜４６ 補助スイッチ
２３ 同期スイッチ
２４、２６ スイッチ
２５ 牽引スイッチ
４７〜４９ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
５１ 第１の整流手段
５２ 第２の整流手段
５３ バイパス用整流手段
５４ 充電用出力側整流手段
５５ 充電用入力側整流手段
６１ 第１の平滑手段
６２ 第２の平滑手段
６３ 蓄電手段
７１ 第１の負荷
７２ 第２の負荷
９１ 抵抗
６４〜６６ 出力コンデンサ
７４〜７６ 負荷
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流電圧を入力されて複数の負荷に制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータとして、特公平７−４０７８５号公報に開示されたものがある。図１１は特公平７−４０７８５号公報の第３図に開示された昇圧型の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータである。
図１１に示すように、従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源１に主スイッチ４１とインダクタ３の直列回路が接続され、主スイッチ４１とインダクタ３の接続点にダイオード５の一端が接続され、ダイオード５の他端には補助スイッチ４２の一端が接続され、補助スイッチ４２の他端には出力コンデンサ６４〜６６と負荷７４〜７６が接続された構成である。主スイッチ４１がオン状態の時、入力直流電源１の電圧Ｅｉがインダクタ３に印加され、磁気エネルギーを蓄える。主スイッチ４１がオフ状態になると、インダクタ３に蓄えられた磁気エネルギーはダイオード５と補助スイッチ４２を介して各出力コンデンサを充電する電流として放出される。
【０００３】
補助スイッチ４２は、例えば、まず、ダイオード５と出力コンデンサ６４を連結し、出力コンデンサ６４を充電する。出力コンデンサ６４の電圧が所定の電圧に達すると、次に、ダイオード５と出力コンデンサ６５を連結し、出力コンデンサ６５を充電する。出力コンデンサ６５の電圧が所定の電圧に達すると、次に、ダイオード５と出力コンデンサ６６を連結し、出力コンデンサ６６を充電する。以上のように、補助スイッチ４２により、インダクタ３に蓄えられた磁気エネルギーを順次複数の負荷へ分配し、補助スイッチ４２が各接点に接する時比率を制御することにより各出力電圧を制御することができる。通常であれば、出力数と同数のインダクタを必要とするところが、１個のインダクタで構成できる。
【０００４】
上記従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを具現化した場合には、図１２に示すような回路構成となる。図１２において補助スイッチ４４、４５、４６にはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴが用いられる。これは、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがソース・ゲート間への電圧印加により駆動できるからである。各ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４４〜４６は、それぞれＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ４７〜４９がオンすることによりオン状態となる。
【０００５】
【特許文献１】
特公平７−４０７８５号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般にスイッチとしてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴに比べスイッチング速度が遅く、導通時のオン抵抗も大きいという特性がある。他方、図１１や図１２に示したスイッチング式のＤＣ−ＤＣコンバータは、そのスイッチング周波数を高周波化することにより、インダクタ３や出力コンデンサを小型化することができる。図１２のようにスイッチにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用していては、この高周波化による小型化に限界があった。
本発明は、スイッチング速度や導通時のオン抵抗の特性が優れているスイッチ、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを補助スイッチとして用いることにより、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの更なる高効率、小型化を達成することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源に接続される入力端子対と、前記入力端子対に接続された、インダクタと、オン状態の時に前記入力直流電源からの入力直流電圧を前記インダクタに印加する主スイッチと、を直列に接続した第１の直列回路と、前記インダクタと前記主スイッチとの接続点に１端が接続された第１の整流手段と、前記第１の整流手段の他端に接続され、前記第１の整流手段の出力電圧を平滑し、平滑された第１の出力電圧を第１の負荷へ供給する第１の平滑手段と、前記インダクタと前記主スイッチとの接続点に１端が接続された、補助スイッチと第２の整流手段とを直列に接続した第２の直列回路と、前記第２の直列回路の他端に接続され、前記第２の直列回路の出力電圧を平滑し、平滑された第２の出力電圧を第２の負荷へ供給する第２の平滑手段と、前記補助スイッチに駆動電圧を供給する蓄電手段と、前記補助スイッチをオフにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより前記第１の出力電圧を制御し、前記補助スイッチをオンにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより前記第２の出力電圧を制御する制御回路と、を有する。
【０００８】
他の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、１つの前記入力端子から前記第２の平滑手段を充電する方向に接続されるバイパス用整流手段と、前記第２の平滑手段から前記蓄電手段を充電する方向に接続された充電用出力側整流手段と、を更に有する。
【０００９】
別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、１つの前記入力端子から前記蓄電手段を充電する方向に接続された充電用入力側整流手段を更に有する。
【００１０】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、前記補助スイッチと前記第２の整流手段との接続点と、他の１つの前記入力端子と前記主スイッチの接続点との間に接続され、前記主スイッチと同期してオンオフする同期スイッチを更に有する。
【００１１】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧を短絡するように接続する牽引スイッチを有し、前記制御回路は前記第２の出力電圧が所定の電圧より低いと前記牽引スイッチをオン状態にし、前記第２の出力電圧が所定の電圧より高いと前記牽引スイッチをオフ状態にする。
【００１２】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電源に接続される入力端子対と、前記入力端子対に接続された、インダクタと、オンオフ動作によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ又は前記インダクタから磁気エネルギーを放出させる主スイッチと、を直列に接続した第１の直列回路と、前記インダクタに１端が接続され、前記インダクタの出力電流を整流する第１の整流手段と、前記第１の整流手段の他端に接続され、前記第１の整流手段の出力電圧を平滑し、平滑された第１の出力電圧を出力する第１の平滑手段と、前記インダクタの出力電流を各々整流し、平滑し、出力電圧が所定の電圧になる様にオンオフ制御する、整流手段と平滑手段と補助スイッチとを各々有するｋ組（ｋは自然数）の安定化出力回路と、ｋ個の前記補助スイッチをオフにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより前記第１の出力電圧を制御し、各々の前記補助スイッチを割り当てられた所定期間オンにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより各々の前記安定化出力回路の出力電圧を制御する制御回路と、を有し、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、その補助スイッチに駆動電圧を供給する蓄電手段を有する。
【００１３】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、１つの前記入力端子からその平滑手段を充電する方向に接続されるバイパス用整流手段と、その平滑手段からその蓄電手段を充電する方向に接続された充電用出力側整流手段と、を更に有する。
【００１４】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、１つの前記入力端子からその蓄電手段を充電する方向に接続された充電用入力側整流手段を更に有する。
【００１５】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、その補助スイッチとその第２の整流手段との接続点と、他の１つの前記入力端子と前記主スイッチの接続点との間に接続され、前記主スイッチと同期してオンオフする同期スイッチを更に有する。
【００１６】
更に別の観点の本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記構成に加えて、少なくとも１つの前記安定化出力回路が、前記第１の出力電圧とその安定化出力回路の出力電圧とを短絡するように接続する牽引スイッチを有し、前記制御回路はその安定化出力回路の出力電圧が所定の電圧より低いとその牽引スイッチをオン状態にし、その安定化出力回路の出力電圧が所定の電圧より高いとその牽引スイッチをオフ状態にする。
本発明は、少ない部品点数で各出力を安定に制御できるのに加えて、さらなる高効率化、小型化を実現出来るという作用を有する。
本発明は、例えば入力直流電圧がスイッチの駆動しきい値電圧のレベルまで低くなっても安定して各出力を起動するＤＣ−ＤＣコンバータを実現出来るという作用を有する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施例について、図面とともに記載する。
【００１８】
《実施例１》
図１は本発明の実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示すように、本発明に係る実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電源１から入力直流電圧Ｅｉが入力端子対１０ａ、１０ｂに入力されている。実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる主スイッチ２１と、インダクタ３１と、ダイオードからなる第１の整流手段５１と、コンデンサからなる第１の平滑手段６１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる補助スイッチ２２と、補助スイッチ２２と直列回路を形成するダイオードからなる第２の整流手段５２と、コンデンサからなる第２の平滑手段６２と、ダイオードからなるバイパス用整流手段５３と、コンデンサからなる蓄電手段６３と、ダイオードからなる充電用出力側整流手段５４と、主スイッチ２１と補助スイッチ２２をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動する制御回路８１が設けられている。
【００１９】
第１の平滑手段６１から第１の出力端子対１１ａ、１１ｂを通じて第１の出力電圧Ｖｏ１を第１の負荷７１へ出力し、第２の平滑手段６２から第２の出力端子対１２ａ、１２ｂを通じて第２の出力電圧Ｖｏ２を第２の負荷７２へ出力する。入出力条件はＶｏ１＞Ｖｏ２＞Ｅｉである。補助スイッチ２２がオフ状態にある場合は、主スイッチ２１とインダクタ３１と第１の整流手段５１と第１の平滑手段６１が、昇圧コンバータとして動作するように構成されている。一方、補助スイッチ２２がオン状態にある時は、主スイッチ２１とインダクタ３１と第２の整流手段５２と第２の平滑手段６２が昇圧コンバータとして動作するように構成されている。
【００２０】
図２は本発明に係る実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける定常状態での各部の動作波形図である。図２において、Ｖｇ２１、Ｖｇ２２は主スイッチ及び補助スイッチ２１、２２のオンオフ制御信号（ゲート電圧）を示しており、Ｉ２１は主スイッチ２１を流れる電流を示し、Ｉ５１、Ｉ５２は第１及び第２の整流手段５１、５２を流れる電流を示し、Ｉ３１はインダクタ３１を流れる電流を示している。
【００２１】
以下に図２を用いて、本実施例１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態での動作を説明する。
時刻ｔ０において、主スイッチ２１がオンとなると、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。この時、補助スイッチ２２はオフ状態である。
時刻ｔ１において、主スイッチ２１がオフになると、インダクタ３１に蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ２２がオフ状態であるので、第１の整流手段５１を介して第１の平滑手段６１であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ２において、この電流はゼロとなる。
【００２２】
時刻ｔ３において、主スイッチ２１がオンになると、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。この時、補助スイッチ２２はオン状態となる。
時刻ｔ４において、主スイッチ２１がオフになると、インダクタ３１に蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ２２がオン状態であるので、第２の整流手段５２を介して第２の平滑手段６２であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ５において、この電流はゼロとなる。
時刻ｔ６において、補助スイッチ２２がオフ、主スイッチ２１がオンとなり、時刻ｔ０以降の動作を繰返す。
【００２３】
インダクタ３１のインダクタンスをＬ、発振周期をＴ、補助スイッチ２２がオフ状態における主スイッチ２１のオン期間をＴｏｎ１、補助スイッチ２２がオン状態における主スイッチ２１のオン期間をＴｏｎ２、第１の負荷７１への出力電流をＩｏ１、第２の負荷７２への出力電流をＩｏ２とすると、次の関係が成り立つ。
Ｖｏ１＝Ｅｉ＋（Ｅｉ・Ｔｏｎ１）２／（４Ｌ・Ｔ・Ｉｏ１）
Ｖｏ２＝Ｅｉ＋（Ｅｉ・Ｔｏｎ２）２／（４Ｌ・Ｔ・Ｉｏ２）
このように、主スイッチ２１とインダクタ３１を共有する２つの昇圧コンバータを、発振周期の１／２で時分割し、それそれ分割した周期において主スイッチ２１のオン期間を調整することによって、第１及び第２の出力電圧をそれぞれ所望の電圧に安定化することができる。
【００２４】
尚、主スイッチ２１は、入力直流電圧Ｅｉを駆動電圧として使用できるため、駆動しきい値電圧をＶｔｈとすると、Ｅｉ≧Ｖｔｈであれば良い。しかし、補助スイッチ２２は第３の平滑手段６３の電圧Ｖ６３を駆動電圧として用いるため、駆動するにはＶ６３≧Ｖｔｈとなる必要がある。定常状態においては主スイッチ２１のオン状態の時に、蓄電手段６３には、充電用出力側整流手段５４、補助スイッチ２２（もしくはその寄生ダイオード）、主スイッチ２１を介して、第２の平滑手段６２から電荷が充電される。ダイオードからなる各整流手段の順方向電圧をＶＦとすると、蓄電手段６３の電圧Ｖ６３はＶｏ２−ＶＦである。
次に、第２の出力電圧Ｖｏ２が所望の電圧に至っていない起動時における蓄電手段６３の電圧について説明する。
【００２５】
図３は本実施例１における起動時の蓄電手段６３の充電方法を説明する回路図であり、図中の２２１は補助スイッチ２２の寄生ダイオードである。図３に示しているように、本実施例１では、第２の平滑手段６２には予めバイパス用整流手段５３を介して、入力直流電源１から充電される。この時、第２の出力電圧Ｖｏ２はＥｉ−ＶＦである。そこで、主スイッチ２１がオンすることで、蓄電手段６３には充電用出力側整流手段５４、寄生ダイオード２２１、主スイッチ２１を介して、第２の平滑手段６２から電荷が充電され、蓄電手段６３の電圧Ｖ６３は、Ｅｉ−３ＶＦとなる。従って、本実施例１における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助スイッチ２２を駆動させる条件は、Ｅｉ−３ＶＦ≧Ｖｔｈであり、入力直流電圧ＥｉはＶｔｈ＋３ＶＦ以上の電圧であれば良い。
【００２６】
以上のように、本実施例１によれば、少ない部品点数で、２つの昇圧出力を安定化して出力できるという効果に加えて、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、さらなる高効率化、小型化ができる。また、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの駆動しきい値電圧をＶｔｈとすると、入力直流電圧ＥｉがＶｔｈ＋３ＶＦ以上であれば、実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは起動することができる。
【００２７】
《実施例２》
図４は本発明の実施例２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示した実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様の要素については同じ符号を付与した。図１の構成と異なるところは、蓄電手段６３を充電する構成である。即ち、図１におけるバイパス用整流手段５３及び充電用出力側整流手段５４の代わりに、図４においては、入力直流電源１からダイオードからなる充電用入力側整流手段５５が蓄電手段６３を充電するように構成されている。また、本実施例２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態での動作は実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態の動作と同様であるため説明は省略する。異なる動作は、起動時における蓄電手段６３の充電方法である。
【００２８】
図５は本実施例２における起動時の蓄電手段６３の充電方法を説明する回路図である。図５に示しているように、本実施例２では、主スイッチ２１がオンすることで、蓄電手段６３には充電用入力側整流手段５５、寄生ダイオード２２１、主スイッチ２１を介して、入力直流電源１から電荷が充電される。蓄電手段６３の電圧Ｖ６３は、入力直流電圧Ｅｉからダイオード２素子分の順方向電圧ＶＦを引いたＥｉ−２ＶＦとなる。従って、本実施例２における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助スイッチ２２を駆動させる条件は、Ｅｉ−２ＶＦ≧Ｖｔｈであり、入力直流電圧ＥｉがＶｔｈ＋２ＶＦ以上であれば良い。
【００２９】
尚、定常状態においては、蓄電手段６３の充電は、補助スイッチ２２のオン状態に行えるので、Ｖ６３はＥｉ−ＶＦとなる。
以上のように、本実施例２によれば、少ない部品点数で、２つの昇圧出力を安定化して出力できるという効果に加えて、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、さらなる高効率化、小型化ができる。また、実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに比べ、低い入力直流電圧（Ｖｔｈ＋２ＶＦ）で起動することができる。
【００３０】
《実施例３》
図６は本発明に係る実施例３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図４に示した実施例２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様のものについては同じ符号を付与した。図４の構成と異なるところは、補助スイッチ２２と第２の整流手段５２の接続点と、入力直流電源１と主スイッチ２１の接続点（グラウンド）との間に接続する、前記主スイッチと同期してオンオフするＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる同期スイッチ２３を追加した点である。
本実施例３における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態での動作は実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態の動作と同様であるため説明は省略する。異なる動作は、起動時における蓄電手段６３の充電方法である。
【００３１】
図７は本実施例３における起動時の蓄電手段６３の充電方法を説明する回路図である。図７に示しているように、本実施例３では、主スイッチ２１がオンすると同期スイッチ２３もオンすることで、蓄電手段６３には充電用入力側整流手段５５、同期スイッチ２３を介して、入力直流電源１から電荷が充電される。蓄電手段６３の電圧Ｖ６３は、入力直流電圧Ｅｉから充電用入力側整流手段５５の順方向電圧ＶＦを引いたＥｉ−ＶＦとなる。従って、本実施例３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助スイッチ２２を駆動させる条件は、Ｅｉ−ＶＦ≧Ｖｔｈであり、入力直流電圧ＥｉはＶｔｈ＋ＶＦ以上あれば良い。
以上のように、本実施例３によれば、少ない部品点数で、２つの昇圧出力を安定化して出力できるという効果に加えて、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、さらなる高効率化、小型化ができる。また、実施例２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに比べ、低い入力直流電圧（Ｖｔｈ＋ＶＦ）で起動することができる。
【００３２】
《実施例４》
図８は本発明に係る実施例４の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示した実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様のものについては同じ符号を付与した。図１の構成と異なるところは、第１の平滑手段６１の両端に接続される抵抗９１とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ２４との直列回路と、第１の整流手段５１と第１の平滑手段６１の接続点と、第２の整流手段５２と第２の平滑手段６２の接続点との間に接続され、スイッチ２４と抵抗９１の接続点にゲート端子を接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴからなる牽引スイッチ２５と、主スイッチ２１と補助スイッチ２２をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動し、第２の出力電圧Ｖｏ２がＶｔｈ＋２ＶＦより低ければスイッチ２４をオン、高ければオフする制御回路８２を追加する点である。
本実施例４における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態での動作は実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの定常状態の動作と同様であるため説明は省略する。異なるのは、低入力での起動時の動作である。
【００３３】
図９は本実施例４の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時における第１の出力電圧Ｖｏ１、第２の出力電圧Ｖｏ２、蓄電手段６３の電圧Ｖ６３、スイッチ２４の駆動信号Ｖｇ２４の様子を示す。以下、図９を用いて、スイッチ２２の駆動しきい値電圧ＶｔｈがＥｉ−３ＶＦより高い場合（例えばスイッチ２２の駆動しきい値電圧Ｖｔｈが入力直流電圧Ｅｉに等しい場合）の起動時の動作について述べる。
電源投入時、補助スイッチ２２の駆動電圧となる蓄電手段６３の電圧Ｖ６３は、主スイッチ２１のオン動作により実施例１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータと同様にＥｉ−３ＶＦとなる。この電圧では補助スイッチ２２は駆動できない。第２の出力電圧はＥｉ−ＶＦであり、Ｖｔｈ＋２ＶＦより低いためスイッチ２４はオン状態となる。このため、主スイッチ２１のオンオフ動作により、第１の出力電圧Ｖｏ１が上昇すると、牽引スイッチ２５がオン状態となり、第２の出力電圧Ｖｏ２及び蓄電手段６３の電圧Ｖ６３も上昇し始める。その後、第２の出力電圧Ｖｏ２がＶｔｈ＋２ＶＦとなると、電圧Ｖ６３はＶｔｈとなり補助スイッチ２２を駆動することができる。同時にスイッチ２４がオフするので、牽引スイッチ２５もオフとなる。
【００３４】
その後、第１の出力電圧Ｖｏ１及び第２の出力電圧Ｖｏ２はそれぞれ所定の電圧まで上昇する。従って、本実施例４における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータではＥｉ−３ＶＦがＶｔｈより低くても（例えばＥｉ＝Ｖｔｈであっても）補助スイッチ２２を駆動して、第２の出力回路を起動することができる。
以上のように、本実施例４によれば、少ない部品点数で、２つの昇圧出力を安定化して出力できるという効果に加えて、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、さらなる高効率化、小型化ができる。また、実施例３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに比べ、更に低い入力直流電圧で起動することができる。
【００３５】
《実施例５》
図１０は本発明に係る実施例５の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図８に示した実施例４の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様のものについては同じ符号を付与した。図８の構成と異なるところは、主スイッチ２１及びインダクタ３１で構成される昇圧コンバータに代えて、主スイッチ２１及び２６、ダイオード５６、インダクタ３１で構成される２石式昇降圧コンバータを有している点である。それ以外の点は、実施例４と同様である。
インダクタ３１を介して複数の整流・平滑手段が接続され、最大電圧を出力する回路以外の各出力回路に、補助スイッチと整流手段とを直列した直列体を設ける構成とする。これにより、各出力電圧を安定に制御できるという本発明の効果が得られる。詳細な説明は実施例４とほぼ同様であるので省略する。
このように、本発明は昇圧コンバータへの適用に限定されるものではない。
【００３６】
尚、上述した実施例１〜５の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、２出力昇圧（又は昇降圧）コンバータの構成を説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。例えば、主スイッチとインダクタを有し、インダクタの出力電圧を第１の整流手段により整流して最も高い電圧である第１の安定化電圧を出力する回路と、インダクタの出力電圧を第２の整流手段と第２の補助スイッチとによって整流し所定の電圧である第２の安定化電圧を出力する回路と、インダクタの出力電圧を第３の整流手段と第３の補助スイッチとによって整流し所定の電圧である第３の安定化電圧を出力する回路と、を有する３出力のＤＣ−ＤＣコンバータは、実施例と同様の効果が得られることは言うまでもない。即ち、ｎ（ｎは自然数）個のＤＣ−ＤＣコンバータが１組の主スイッチとインダクタとを共有し、最も高い電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータを除く（ｎ−１）個のＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれに補助スイッチを追加することにより、ｎ個の安定化電圧を低損失で出力することができる。各補助スイッチの駆動電圧源となる各蓄電手段への充電方法は、入力直流電圧の利用が適切であるなら実施例２又は実施例３、出力電圧に適したものがあれば実施例１もしくは実施例４の構成が選択できる。
また、上述した実施例１〜５の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助スイッチとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いて説明したが、本発明はこれに限定するものではない。正電圧を印加して駆動するスイッチに対してはすべて有効である。
【００３７】
【発明の効果】
以上、実施例に詳細に説明したところから明らかなように、本発明による多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、制御された複数の出力電圧を複数の負荷に供給するために、１つのインダクタしか必要としない。各出力はスイッチング制御により一定に保たれる故に、ほとんど損失が発生しない。補助スイッチはスイッチング速度や導通時のオン抵抗の特性が優れる、例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができ、高周波化、低損失化できる。
本実施例によれば、少ない部品点数で、各出力を安定化して出力できるという効果に加えて、さらなる高効率化、小型化ができるという有利な効果が得られる。
本発明によれば、例えば入力直流電圧がスイッチの駆動しきい値電圧のレベルまで低くなっても安定して各出力を起動するＤＣ−ＤＣコンバータを実現出来るという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図２】本発明の実施例１に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図
【図３】本発明の実施例１に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す回路図
【図４】本発明の実施例２に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図５】本発明の実施例２に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す回路図
【図６】本発明の実施例３に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図７】本発明の実施例３に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す回路図
【図８】本発明の実施例４に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図９】本発明の実施例４に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時の各部電圧の変化の様子を示す図
【図１０】本発明の実施例５に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図１１】従来例の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示す図
【図１２】従来例の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【符号の説明】
１ 入力直流電源
２、２１、４１、４３ 主スイッチ
３、３１ インダクタ
４ シリーズレギュレータ
５、５６、７７〜７９ 整流手段
８、８１、８２、８３ 制御回路
１０ａ、１０ｂ 入力端子対
１１ａ、１１ｂ 第１の出力端子対
１２ａ、１２ｂ 第２の出力端子対
２２、４２、４４〜４６ 補助スイッチ
２３ 同期スイッチ
２４、２６ スイッチ
２５ 牽引スイッチ
４７〜４９ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
５１ 第１の整流手段
５２ 第２の整流手段
５３ バイパス用整流手段
５４ 充電用出力側整流手段
５５ 充電用入力側整流手段
６１ 第１の平滑手段
６２ 第２の平滑手段
６３ 蓄電手段
７１ 第１の負荷
７２ 第２の負荷
９１ 抵抗
６４〜６６ 出力コンデンサ
７４〜７６ 負荷
Claims (10)
- 入力直流電源に接続される入力端子対と、
前記入力端子対に接続された、インダクタと、オン状態の時に前記入力直流電源からの入力直流電圧を前記インダクタに印加する主スイッチと、を直列に接続した第１の直列回路と、
前記インダクタと前記主スイッチとの接続点に１端が接続された第１の整流手段と、
前記第１の整流手段の他端に接続され、前記第１の整流手段の出力電圧を平滑し、平滑された第１の出力電圧を第１の負荷へ供給する第１の平滑手段と、
前記インダクタと前記主スイッチとの接続点に１端が接続された、補助スイッチと第２の整流手段とを直列に接続した第２の直列回路と、
前記第２の直列回路の他端に接続され、前記第２の直列回路の出力電圧を平滑し、平滑された第２の出力電圧を第２の負荷へ供給する第２の平滑手段と、
前記補助スイッチに駆動電圧を供給する蓄電手段と、
前記補助スイッチをオフにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより前記第１の出力電圧を制御し、前記補助スイッチをオンにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより前記第２の出力電圧を制御する制御回路と、
を有することを特徴とする多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - １つの前記入力端子から前記第２の平滑手段を充電する方向に接続されるバイパス用整流手段と、前記第２の平滑手段から前記蓄電手段を充電する方向に接続された充電用出力側整流手段と、を更に有することを特徴とする請求項１に記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
- １つの前記入力端子から前記蓄電手段を充電する方向に接続された充電用入力側整流手段を更に有することを特徴とする請求項１に記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 前記補助スイッチと前記第２の整流手段との接続点と、他の１つの前記入力端子と前記主スイッチの接続点との間に接続され、前記主スイッチと同期してオンオフする同期スイッチを更に有することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧を短絡するように接続する牽引スイッチを有し、前記制御回路は前記第２の出力電圧が所定の電圧より低いと前記牽引スイッチをオン状態にし、前記第２の出力電圧が所定の電圧より高いと前記牽引スイッチをオフ状態にすることを特徴とする請求項１に記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 入力直流電源に接続される入力端子対と、
前記入力端子対に接続された、インダクタと、オンオフ動作によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ又は前記インダクタから磁気エネルギーを放出させる主スイッチと、を直列に接続した第１の直列回路と、
前記インダクタに１端が接続され、前記インダクタの出力電流を整流する第１の整流手段と、
前記第１の整流手段の他端に接続され、前記第１の整流手段の出力電圧を平滑し、平滑された第１の出力電圧を出力する第１の平滑手段と、
前記インダクタの出力電流を各々整流し、平滑し、出力電圧が所定の電圧になる様にオンオフ制御する、整流手段と平滑手段と補助スイッチとを各々有するｋ組（ｋは自然数）の安定化出力回路と、
ｋ個の前記補助スイッチをオフにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより前記第１の出力電圧を制御し、各々の前記補助スイッチを割り当てられた所定期間オンにした状態で前記主スイッチをオンオフ駆動することにより各々の前記安定化出力回路の出力電圧を制御する制御回路と、
を有し、
少なくとも１つの前記安定化出力回路が、その補助スイッチに駆動電圧を供給する蓄電手段を有することを特徴とする多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 少なくとも１つの前記安定化出力回路が、１つの前記入力端子からその平滑手段を充電する方向に接続されるバイパス用整流手段と、その平滑手段からその蓄電手段を充電する方向に接続された充電用出力側整流手段と、を更に有することを特徴とする請求項６に記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 少なくとも１つの前記安定化出力回路が、１つの前記入力端子からその蓄電手段を充電する方向に接続された充電用入力側整流手段を更に有することを特徴とする請求項６に記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 少なくとも１つの前記安定化出力回路が、その補助スイッチとその第２の整流手段との接続点と、他の１つの前記入力端子と前記主スイッチの接続点との間に接続され、前記主スイッチと同期してオンオフする同期スイッチを更に有することを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 少なくとも１つの前記安定化出力回路が、前記第１の出力電圧とその安定化出力回路の出力電圧とを短絡するように接続する牽引スイッチを有し、前記制御回路はその安定化出力回路の出力電圧が所定の電圧より低いとその牽引スイッチをオン状態にし、その安定化出力回路の出力電圧が所定の電圧より高いとその牽引スイッチをオフ状態にすることを特徴とする請求項６に記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
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| JP2002270599A JP2004112896A (ja) | 2002-09-17 | 2002-09-17 | 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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|---|---|---|---|---|
| WO2009037758A1 (ja) * | 2007-09-19 | 2009-03-26 | Fujitsu Limited | 電源装置および電子機器 |
-
2002
- 2002-09-17 JP JP2002270599A patent/JP2004112896A/ja active Pending
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| US8543845B2 (en) | 2007-09-19 | 2013-09-24 | Fujitsu Limited | Method for suppressing a voltage fluctuation applying to a load by a second power section with the same or opposite voltage polarity |
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