JPH06503223A - 昇圧パワースイッチングコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、昇圧（ブースト：　Ｂｏｏｓｔ　）パワースイッチングコンバータに 関する。

昇圧パワースイッチングコンバータは入力電圧源から電力を受け入れて、入力電 源の電圧より高い負荷電圧を負荷に供給する。かかるコンバータは、入手出来る 電源電圧より高い電圧を負荷に供給しなければならない場合や、入力電源電圧が 負荷に必要な動作電圧の最低値よりも下回ることが安定状態あるいは過渡状態に おいて生じ得る場合に用いて有用である。益々重要になって来た用途として、昇 圧パワースイッチングコンバータは、ＡＣ−ＤＣブリレギュレータを補償する電 力要素としての重要な役割をなす。かかるブリレギュレータにおいては、ＡＣ電 源電圧は、先ず、整流せしめられてブーストパワースイッチングコンバータの入 力に供給される。昇圧パワースイッチングコンバータは、ＡＣ電源の周期的時間 変化波形に従ってコンバータ入力電流を流しつつＡＣ電源のピーク値及び負荷の 最低動作電圧の双方以上に負荷電圧を維持するように制御される。

このようにして、昇圧スイッチングコンバータによって供給される電圧が負荷の 動作電圧範囲内にあるように制御される一方ＡＣ電源に示されるパワーファクタ （Ｐｏｗｅｒ　ｆａｅｔｏｒ）はほぼ一定に維持される。このようなタイプのプ リレギュレータの例が米国特許第４．１１ｉ７７．３６６号（Ｗｉｌｋｅｒｓｏ ｎ　）、米国特許第４．９４０．９２９号（Ｗｌｌｌｌａｍｓ）及び米国特許出 願第０７／８４２．２３２号（１９９１年１月１６日出願、Ｖｌｎｃｉａｒｅｌ ｌｉ　）に開示されている。かかる昇圧パワースイッチングコンバータが本願図 １に示されている。この図において、入力インダクタ１２が電圧Ｖｉｎの入力電 圧源１４及びスイッチ１６に直列に接続されている。入力インダクタ及びスイッ チの接続点に接続されたダイオード１８は、出力キャパシタ２０及び負荷２２に 向って電流が流れる極性となるように配置されている。動作において、コンバー タ動作サイクル中にスイッチ１６がオンオフする周波数は固定されており、スイ ッチのデユーティサイクル（すなわち、動作サイクルの間においてスイッチがオ ンとなる時間長Ｄ）がコンバータ出力電圧ＶＯを制御する手段として変化せしめ られる。

インダクタは入力電流１１を平滑して動作サイクルの間一定に維持し、出力キャ パシタは電流１ｏの変化を平滑して、コンバータは、はぼ直流の出力電圧を送出 する。スイッチがオンのとき、スイッチ両端電圧はゼロであり（理想的な回路素 子であるとして）、入力電流の全てがスイッチをロスなく流れる。一方、スイッ チがオフのときは、入力電流の全てがダイオードを通ってキャパシタ及び負荷に 向って流れ、スイッチ両端電圧が出力電圧ＶＯに等しい。安定状態において、入 力インダクタの両端の平均電圧はゼロであるが、入力電流１１の平均値Ｉ　Ｉｎ は変化する。よって、スイッチ両端電圧の平均値（１−Ｄ）ＶｏはＶｉａに等し く、従ッテ、Ｖ　ｏ　−Ｖ　ｌ−／　（Ｌ　Ｄ　）　テアル。Ｄｉ；！ゼｏ、！ −１との間の値をとるので、Ｖｏ＞Ｖ、、となる。図１に示した種類の従来の昇 圧パワースイッチングコンバータにおいては、スイッチやダイオードが理想的な 回路素子でなければコンバータロスを生じてしまう。スイッチがターンオンした とき、このスイッチには入力インダクタに流れる電流及びダイオード逆リカバリ 時間内にダイオード内に出力キャパシタから還流する逆電流の双方が流れる。ス イッチのターンオフはこのスイッチが全コンバータ電流を流しているときに生ず る。スイッチの立ち上り及び立下り時間が有限である故、スイッチの過渡時間の 間におけるスイッチ電圧及び電流の存在によってスイッチ内で電力が消費され、 他の条件が同じならばこれらのスイッチングロスはコンバータ動作周波数に応じ て増加する。よって、入力インダクタ及び出力キャパシタのサイズに従ってコン バータのサイズを減少させるためには動作周波数が高い方が望ましいのであるが 、従来のコンバータは、本質的に、動作効率に対する電力密度を見合にしなけれ ばならない。実際問題として、従来の昇圧パワースイッチングコンバータの動作 周波数が１００Ｋ）Ｉｚを大きく越えると、効率が急激に低下し、スイッチに対 する熱的及び電気的ストレスが制御出来なくなる。従来の昇圧パワースイッチン グコンバータの他の特性は、複数のコンバータを共通の入力電源及び負荷に接続 して並列動作させたとしても、負荷電力を平等に分担しないのである。

これらの複数のコンバータユニット間の電流分担は二次的な効果（例えばダイオ ード電圧ドロップ、スイッチインピーダンス等）に対して一次的に依存している 。

発明の概要 本発明による昇圧ゼロ電流スイッチングコンバータは従来のコンバータ対してよ り改善された効率を有する。すなわち本発明によるスイッチングコンバータにお いては、スイッチングロスを取り除くことにより、コンバータ内のスイッチング 素子におけるロス及びこれに加わるストレスを減少せしめて従来のコンバータに おいて存在する動作周波数の限界を克服したものである。その結果、本発明によ るスイッチングコンバータは従来のコンバータより高い動作周波数にて動作し、 さらにこれに対応して電力密度も改善されるのである。また、本発明によるスイ ッチングコンノく一夕は米国特許第４．６４８．０２０号に開示された量子化／ （ワーコンバータに特有の自然な電力分配メカニズムを有し、本発明によるコン バータユニットの複数を用いて共通の負荷に同時に電力を供給する場合、全負荷 電力を一定の割合で分担をする。

よって、本発明は入力電流源から出力電圧シンクへの電力転送を制御する装置を も提供する。本発明による装置は、オンオフすることにより、電源から出力シン クへの電流供給を許容したり禁止したりするスイッチを含んでいる。さらに、ス イッチのターンオン後におけるスイッチ電流の時間変化の為の特性時間スケール を定める回路素子と、スイッチ電流がゼロのときにスイッチをターンオン又はタ ーンオフさせてターンオン時間を制御して出力電圧シンクの両端電圧の入力電源 の両端電圧の平均値に対する比を調整してその比が１以上となるようにするスイ ッチコントローラ、スイッチがターンオフしたのちに出力電圧シンクに電流を流 し込むような方向に配置されかつ入力電源に出力電圧シンクから電流が逆流する ことを防止する単方向導電素子とを有する。

本発明は以下の好ましい実施例を包含している。

すなわち、上記した特性時間スケールを定める回路素子はインダクタ及びキャパ シタである。いくつかの実施例においてはこのインダクタと上記したスイッチは 互いに直列接続され上記キャパシタはこの直列回路に並列接続されている。他の 実施例においては、上記インダクタ及びキャパシタが直列接続され、この直列回 路がスイッチに並列接続されている。第１インダクタンス及び第１キヤパシタは スイッチのターンオン後に流れるスイッチ電流の正弦波成分に対してＴｃ−ｐｉ −ｓｑｒｔ　（Ｌｌ・Ｃ）によって表される特性時間スケールを定める。

いくつかの実施例においては、上記したスイッチコントローラはスイッチが一部 ターンオンしたのちにスイッチ電流がゼロに最初に戻った時にスイッチをターン オフさせるようになっている。また、他の実施例においては、スイッチがターン オンしたのちにスイッチ電流が２度目にゼロになったときにターンオフするよう になっている。

本発明による昇圧パワースイッチングコンバータにおいては、スイッチが入力電 源及び磁気的回路の一部に直列に接続され、第１キヤパンダがこの磁気的回路及 び上記スイッチと入力電源の接続点の間に接続され、該磁気的回路の一部が該キ ャパシタ及び該スイッチに直列に接続されている。該キャパシタ及び該磁気的回 路は協働してスイッチが閉成したのちに生ずるスイッチ電流の正弦波成分の時間 的変化の特性時間スケール又は時定数を定めている。

本発明による好ましい実施例は次の特徴を有する。すなわち、上記した磁気的回 路は、入力端子、出力端子及びシャント端子を有し、入力電源は該入力端子に接 続し、該スイッチは該シャント端子及び該第１キヤパシタに接続し、該第１単方 向導電素子は該出力端子に接続している。いくつかの実施例においては、該磁気 的回路は、該入力端子及び該シャント端子の間に接続した第１デイスクリート（ 集中）インダクタ及び該シャント端子及び該出力端子の間に接続した第２デイス クリートインダクタを有する。他の実施例においては該磁気的回路は、該入力端 子及び該出力端子の間に接続した第１デイスクリートインダクタ、及び該シャン ト端子及び該出力端子の間に接続した第２デイスクリートインダクタを有する。

いくつかの実施例においては、該磁気的回路は、第１巻線及び第２巻線を有する 結合インダクタを有し、該第１巻線は該入力端子及び該シャント端子の間に接続 され、該第２巻線は該シャント端子及び該出力端子の間に接続され、該第１及び 第２巻線の巻方向は該入力端子及び該シャント端子の間に正の電圧印加が該出力 端子及び該シャント端子の間に正の電圧を誘導するようになされている。他の実 施例においては、該磁気的回路は第１及び第２巻線を有する結合インダクタから なり、該第１巻線は該入力端子及び該出力端子の間に接続され、該第２巻線は該 シャント端子及び該出力端子の間に接続され、該第１及び第２巻線の巻方向は、 該入力端子及び該出力端子の間に正の電圧が印加されたとき該出力端子及びシャ ント端子の間に正の電圧が誘導されるようになされている。該磁気的回路は、さ らに該第１巻線に直列なディスクリートインダクタを含むこともあり、このディ スクリートインダクタは該第２巻線に直列であってもよい。該磁気的回路は第３ 及び第４巻線を有する第２結合インダクタを含み該第３巻線は該入力端子に該′ ！８１巻線に直列に接続され、該第４４！線は該第１及びＷ４２巻線の接続点と 該出力端子との間に接続されている。１つのディスクリートインダクタが該第３ 巻線又は第４巻線１こ直列に接続されてもよい。

いくつかの実施例においては、該スイッチはターンオン状態において両方向電流 を通過させることができ、かつターンオフ状態においては所定方向の電圧に対抗 し得る両方向２端子スイツチからなり、該両方向２端子スイツチはターンオフ状 態においては所定方向の電圧に対抗することができ、この所定方向の電圧の極性 はスイッチの正及び負の極性を定め、ターンオン状態においては所定方向の電流 を流し得る単極性スイッチと、この単極性スイッチに並列接続して該単極性スイ ッチによって運ばれる電流の逆極性の電流を流し得る方向に配置された第１単方 向導電素子とからなる。

該両方向２端子スイツチの他の実施例としては該単極性スイッチに直列に第１単 方向導電素子が接続され、該第１単方向導電素子は該単極性スイッチと同一の方 向に電流を運ぶような極性に配置されている。

該単方向スイッチはバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ、絶縁ゲー トバイポーラトランジスタ、又は（該単方向導電素子と該単極性スイッチとの間 の並列接続の場合）第２単方向導電素子に直列な電界効果トランジスタからなる 。該第２単方向導電素子は該電界効果トランジスタと同一の方向に電流を流すよ うに極性が定められる。

本発明の他の特徴によれば、入力電圧源からその入力電圧よりも高い負荷電圧に て負荷に電力を転送する昇圧パワーコンバータが提供される。この装置において は、入力インダクタンス及び（上記したような種類の）スイッチング回路が該入 力電圧源に直列接続さ−れる。

いくつかの実施例においては、本発明による昇圧パワースイッチングコンバータ はインダクタンス値Ｌ２の入力インダクタンス及び該入力電圧源に直列接続した スイッチング回路を含み、該第１インダクタンス、該入力インダクタンス及び該 第２キヤパシタは該スイッチがターンオン後に流れるスイッチ電流の正弦波成分 に対する特性時間スケールＴｃ−ｐｉ−ｓｑｒｔ　（Ｌｐ−Ｃ）を画定し、ここ で、Ｌｐ＝（Ｌｌ・Ｌ２）／　（Ｌ１＋Ｌ２）である。

いくつかの実施例において、該第１インダクタンス及び該第１キヤパシタはスイ ッチがターンオンした後に流れるスイッチ電流の正弦波成分に対して特性時間ス ケールＴｃ−ｐｉ・５ｑｒｔ　（Ｌｌ・Ｃ）を画定する。

好ましい実施例においては、単方向導電素子が電源に接続される。すなわち全波 整流器がＡＣ入力電源とスイッチング回路との間に接続されてもよい。出力キャ パシタは負荷に並列に接続されてもよく、該出力キャパシタの容量は負荷に供給 される出力電流の時間変化を平滑化してコンノく一部の出力電圧がほぼＤＣの値 となるほど十分に大きい。

出力電圧制御回路が用いられて、負荷の出力電圧に応じてスイッチのターンオン 時間の周波数を制御することも出来る。出力電圧制御回路はコンバータ装置の出 力電圧の好ましい値を示す基準電圧発生手段と、コンバータ装置の実際の出力電 圧を示す第２信号を送出する分圧器と、該基準信号を第２信号と比較してコンバ ータ出力電圧の好ましい値と実際のコンバータ出力電圧の差を示す出力を発生す るエラー増幅器と、該エラー増幅器の出力を受け入れて当該スイッチコントロー ラに第３信号を供給する可変周波数制御回路とからなり、該第３信号はスイッチ ターンオン時間が始まる頻度を示すものであり、実際のコンバータ出力電圧をコ ンバータ出力電圧の所望値に等しくなるように維持する。

いくつかの実施例において、出力電圧制御回路はＡＣ電源から供給される電圧の ピーク値及び負荷の最低動作電圧の双方に等しいかこれより大なる出力電圧を維 持しパワーコンバータによって消費される入力電流が該ＡＣ電源の時間変化波形 に追従するように同時になすパワーファクタブリレギュレーティング制御回路で ある。

本発明による他の特徴によれば、電力転送制御方法が提供される。

他の有利な点及び特徴は以下の好ましい実施例についての記載及び特許請求の範 囲の記載から明らかである。

図面の簡単な説明 以下に図面について簡単に説明する。

図１は従来の昇圧パワースイッチングコンバータを示している。

図２は従来の電流オンオフスイッチを示している。

図３は図２の電流オンオフスイッチの動作波形を示している。

図４　Ａ及び４Ｂはゼロ電流スイッチング電流転換スイッチの２つの実施例を示 している。

図５は図４Ａ又は図４Ｂのいずれかのスイッチの短サイクルモードと呼ばれる動 作モードにおける動作波形を示している。

図６は図４Ａ又は図４Ｂのスイッチのいずれか一方の長サイクルモードと呼ばれ る動作モードにおける動作波形を示している。

図７は図４Ａにおいて示されるタイプのゼロ電流スイッチング電流転換スイッチ を含む昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータを示している。

図８は図４Ｂに示すタイプのゼロ電流スイッチング電流転換スイッチを含む昇圧 ゼロ電流スイッチングパワーコンバータを示す。

図９は昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータの組合せ回路を示す。

図１０は図７に示す如きコンバータであって、そのインダクタンスの値はＬｌ及 びＬ２の比が有限であり短サイクル動作モードにて動作するコンバータの動作波 形を示している。

図１１は図７に示す如きコンバータであって、そのインダクタンスの値Ｌ１及び Ｌ２の比が有限であって長サイクル動作モードにて動作するコンバータの動作波 形を示している。

図１２は図８に示す如きコンバータであって、そのインダクタンスの値Ｌ１及び Ｌ２の比が有限であって短サイクル動作モードにて動作するコンバータの動作波 形を示している。

図１３は図８に示す如きコンバータであって、そのインダクタンスの値Ｌ１及び Ｌ２の比が有限であって長サイクル動作モードにて動作するコンバータの動作波 形を示している。

図１４は昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータに用いられる磁気的回路構 成を示す回路モデルを示している。

図１５は結合インダクタを含む昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータの実 施例を示している。

図１６は結合インダクタの回路モデルを示している。

図１７は図１５Ａに示されたコンバータであって図１６に示される回路モデルの 結合インダクタに置換されたものを示している。

図１８は図１５Ｂに示されるコンバータであって図１６に示される回路モデルの 結合インダクタに置換されたものを示している。

図１９は図１７のつンバータにおいて種々の磁気結合条件下におけるスイッチの 閉成直前のスイッチ電圧を示す等式のテーブルである。

図２０は図１８のコンバータにおけるスイッチの閉成直前における種々の磁気結 合条件下でのスイッチ電圧を示す等式のテーブルである。

図２１は図１７のコンバータにおいてスイッチの閉成状態の下での入力電源及び 結合インダクタの回路効果の組合せを示すテブナンの等価回路モデル及びこれに 対応する等式を示す図である。

図２２は図１８のコンバータにおけるスイッチの閉成状態下での入力電源及び結 合インダクタの回路効果を組合せるテブナンの等価回路モデル及びこれに対応す る等式を示す図である。

図２３は図１７のコンバータにおけるエネルギ転送位相中のスイッチ電流を示す 等式のテーブルである。

図２４は図１８のコンバータにおけるエネルギ転送位相内でのスイッチ電流を示 す等式のテーブルである。

図２５Ａ及び２５Ｂは昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータの入力におい て単方向導電素子の用い方を示している。

図２６は動作サイクルの活性化領域内における入力電流の不連続流に対応して特 性時間定数における変化を示す動作波形を示している。

図２７はフォワード方向ダイオードを含む昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコン バータの実施例を示している。

図２８は図２７Ｂのコンバータの動作波形を示している。

図２９は昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータの他の実施例を示している 。

図３０は長サイクル動作モードにて動作する昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコ ンバータにおいて用いられる二端子スイッチの実施例を示している。

図３１は短サイクル動作モードにて動作する昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコ ンバータに用いられる二端子スイッチの実施例を示している。

図３２は昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータ及びそのコンバータ入力電 圧及び負荷が変化したときの所望の値におけるコンバータの出力電圧を維持する コントローラを示している。

図３３は短サイクルモードにおいてＺＣＢコンバータを動作させるのに相応しい スイッチコントローラの例を示している。

図３４は長サイクルモードにおいてＺＣＢコンバータを動作させるスイッチコン トローラの他の例を示している。

構造及び動作 図１は従来例の昇圧パワースイッチングコンバータ１゜の回路例を示しており、 このコンバータ１ｏは入力電圧Ｖｉｎを供給する入力電圧源１４がらＶｉｎより 大なる負荷電圧ＶＯにて負荷２２に電力を供給する。コンバータ１゜は電流転換 スイッチ１７、入力インダクタ１２及び出力キャパシタ２０を含んでいる。電流 転換スイッチ１７は２端子スイツチ１６及びダイオード１８からなる。電流転換 スイッチのスイッチ制御入力端に供給されるスイッチ制御信号１９は２端子スイ ツチ１６をターンオン及びターンオフさせる。２端子スイツチ１６がオンの時、 電流転換スイッチ１７の入力端子２４に流れ込む電流１１はシャント端子２１か ら流れ出て（すなわちＩ　ｓ　＝　１１　）　、スイッチ電圧Ｖｓはゼロである 。２端子スイツチ１６がターンオフしているときは電流転換スイッチ１７の入力 端子に流れ込む電流１１はダイオード１８を通って出力端子２５から流れ出て（ すなわちＩ　ｏ　＝　Ｉ　１　）　、スイッチ電圧Ｖｓは出力電圧ＶＯに等しい 。回路素子が理想的な素子であると仮定すれば、電流Ｉｓ及びＩｏによるスイッ チロスは生じない。ここで、従来例のコンバータにおける基本的動作原理及び効 率の限界についてロスがないものとして以下に説明する。

そこで、次のことを仮定する。すなわち、２端子スイツチのターンオン及びター ンオフの周波数すなわちコンバータ動作周波数は固定されていること。該スイッ チが固定のデユーティ比りにて動作すること（ここでＤはコンバータ動作サイク ル期間においてスイッチがオンとなっている時間の割合である）。又、入力イン ダクタを流れる電流１１の平均値をＩｉｎとする。さらに、入力インダクタの値 Ｌ１が十分大きく、電流１１が動作サイクルに亘って図に示す方向に維持される ものとしている。さらに、出力キャパシタの値Ｃｏは十分大きくて動作サイクル において電流変化を平滑して、コンバータはほぼ直流の出力電圧Ｖｏを出力する こととする。ここで、入力インダクタ及び出力キャパシタの大きさ、従ってコン バータの大きさはコンバータ動作周波数が増大するにつれて減少することが明ら かである。

上記した条件のもとて、電流ＩＯの平均値は（１−Ｄ）　・Ｉｉｎであり、電流 Ｉｓの平均値はＤ−１ｉｎであり、スイッチ電圧ＶＳの平均値は（１−Ｄ）　・ Ｖｏである。安定状態においては、入力インダクタの両端の平均電圧Ｖｉｎ−（ １−Ｄ）　・Ｖｏはゼロであり、入力電流Ｉｉｎの平均値はこの条件か成立する まで増加又は減少する。よって、安定状態の直流出力電圧はＶ’ｏ−Ｖｉ　ｎ／ 　（１−Ｄ）　＝Ｌｖ−Ｖｉｎてあり、コンバータ出力電圧のコンバータ入力電 圧に対する比Ｒｖはコンバータの負荷に無関係に維持される。コンバータのかか る特性すなわち入力インダクタの両端電圧の平均値がセロでない場合出力電圧の 入力電圧に対する比がこの入力インダクタの平均電圧をゼロにするような比にな るように自己調整する特性は“ボルドーセカンド（νｏｆｔ　−５ｅｃｏｎｄ） 　”調整（電圧・時間調整）と称される。

よって、安定状態の下においては、Ｐｉｎ−Ｖｉｎｌｎ−Ｐｏｕｔ　＝Ｖｏ−１ １ｏａｄであり、各電流及び電圧の平均値は次のとおりである。Ｉ　１ｎ−Ｐｉ ｎ／Ｖｉｎ、ｌｏ−１ｉｎ／Ｒｖ、ｌ５−１：１１　ｉｎ、Ｖｓ−Ｖｉｎ、Ｖｏ −Ｒｖ−Ｖｉｎである。ここで、１＞Ｄ＞０である故、ＶｏはＶｉｎより大であ る。また、図１のコンバータの２つを並列接続しこれらを同一の周波数及び同一 のデユーティ比のもとで同期して動作せしめられた場合各コンバータによって負 荷に運ばれる電力の割合は予測できない。換言すれば、ボルドーセカンド調整機 構はコンバータ出力電圧が出力電圧Ｖｏ−Ｒｖ−Ｖｉｎにて負荷に供給される点 で一致し、各出力電流がどのような割合になるか定まらない。

物理的に実現できるコンバータにおいては、２端子スイツチあるいはダイオード は共に理想的ではあり得す、これらの素子の各々はコンバータロスに寄与する。

従来の電流転換スイッチに生ずるロスの主要なファクタは図２及び３を参照して 示される。図２は、従来の電流転換スイッチ２８に電流Ｉｉｎを供給する電流源 ２７を示している。電流転換スイッチの出力端子３０は電圧シンク３１に接続さ れている。（この電圧シンクは、例えば電圧ＶＯにまで充電された大なるキャパ シタである。）さらに、理想的ではない２端子スイツチ３２、例えば電界効果ト ランジスタ又はバイポーラトランジスタは有限の立上り及び立下り時間ｔｒ及び ｔｆを各々有する。また、理想的ではないダイオード３４は有限の逆方向リカバ リ時間ｔｒｒによって特徴づけられる。（逆方向リカバリ時間は、ダイオードが 順方向導通状態から逆方向素子状態に状態変化するときにダイオードに逆電流が 流れる時間長を言う。）図３は図２の電流転換スイッチの２つの動作サイクルに おける電圧及び電流波形を示している。スイッチか図３Ａにおける時刻ｔｏから ｔｏ＋Ｔの間においてターンオンした時、ｔｒｒの間にダイオードを経て出力キ ャパシタに戻る逆方向１ｉ１ｒｒ（図３Ｃ）の双方を直ちに該スイッチが通し始 める。この逆方向電流はその大きさを抑制するインピーダンスが小さい故非常に 犬となる。ｔＯ＋ｔｌ及びｔｌ＋Ｔ＋ｔｌのタイミングにおいてスイッチが全コ ンバータ入力電流を通過せしめているときにスイッチターンオフが生ずる（図３ Ａ及び３Ｂ）。スイッチの立上り時間ｔｒ及び立下り時間ｔｆの双方は共に有限 であり、スイッチの過渡状態の間においてスイッチ電圧及びスイッチ電流の同時 の存在はスイッチにおける電力消費を招来し、他の条件が等しい場合に、これら のスイッチングロスはコンバータ動作周波数を増大せしめることになる。よって 、入力インダクタ及び出力キャパシタのサイズを小さくシ、従ってコンバータの サイズも小さくする大なる動作周波数が望ましいのではあるものの、従来のコン バータは、本質的に動作効率に対して電力密度を見合にしなければならない。実 際問題として従来の昇圧パワースイッチングコンバータの動作周波数が１００Ｋ Ｈｚを大きく越えた時、スイッチロスはロス要素の主要なものとなり、効率が急 激に悪化しスイッチに対する熱的及び電気的ストレスは制御できない状態となる 。

図４Ａ及び４Ｂはゼロ電流スイッチング電流転換スイッチ（以下ＺＣスイッチと 称する）２つの実施例３６．３８を示しており、このスイッチはスイッチングロ スを有効に除去している故、昇圧ゼロ電流スイッチングパワーコンバータに用い られて従来の昇圧パワースイッチングコンバータにあった欠点及び効率の限界を 克服できるのである。これらの図において双方のＺＣスイッチは２端子スイツチ ４０、４２．値Ｌ２の第１インダクタ４４．４６、値Ｃの第１キャパシタ４８， ５０、ダイオード５２，５４、及びスイッチコントローラ４１．４３からなる。

各ＺＣスイッチは入力端子５６．５８、出力端子６０，６２、及びシャント端子 ６４．６６を有する。図１及び２に示す従来の電流転換スイッチと比較するため に、図４の各スイッチの入力端子は値Ｉｉｎの電流源６８．７０に接続され、各 出力端子は値ＶＯの電圧シンクに接続されている。スイッチ制御入力端子４５． ４７にて各ＺＣスイッチのスイッチコントローラに供給されるスイッチ制御信号 は２端子スイツチをゼロ電流においてターンオンせしめることによってＺＣスイ ッチサイクルの開始をなすのである。スイッチコントローラは２端子スイツチを 流れるスイッチ電流１ｓｗがゼロに戻ったときこの２端子スイツチをターンオフ させる。２つの動作モードの各々における各スイッチの動作について以下に述べ る。

図５は短サイクルモードと称される動作モードにおける図４ＡのＺＣスイッチの 動作を示している。この動作モードにおいて、動作サイクルは時刻ｔ−０（図５ ）において２端子スイツチを閉成することによって開始され、この２子スイツチ はスイッチコントローラによってスイッチ電流Ｉｓｗ（ｔ）（図５Ｂ）が最初に ゼロに戻った時点において開放せしめられる。２端子スイツチの開成の直前（時 刻ｔ−０−）において電流１ｉｎはダイオード５２を介して電圧シンクに流れよ うとしている。よってＩｓｗ（０）−Ｉｃ　（０−）　＝Ｉｓ　（０−）−０で あり、Ｖｓｗ（０）−Ｖｓ　（０−）　−Ｖｃ　（０−）　＝Ｖｏである。時刻 １−０の時スイッチが閉成し、その時のスイッチ電流Ｉｓｗ（０）は０であり（ 図５Ｂ）、この電流は第１インダクタ４４の存在によって瞬間的には変化出来な い。第１インダクタの両端電圧はＶｏにまで上昇し、スイッチ電流１ｓｗ（ｔ） はＶ　ｏ　／　Ｌ　２アンペア／秒の割合にて直線的に上昇を開始し、 ｔｌ−１ｉｎ−Ｌ２／Ｖｏ　（］） の時点において電流１ｓｗ（ｔｌ）＝Ｉｓ　（ｔｌ）＝Ｉｉｎ（図５Ｂ及び５Ｅ ）となり、電流１ｏ（ｔｌ）が０に達しく図５Ｆ）、ダイオードは導通を停止す る。時点ｔ１及びｔ４の間において第１インダクタ４４及び第１キヤパシタ４８ に関する電圧及び電流はエネルギ転送位相の間において正弦波的に変化し、次の 特性時定数（時間スケール）を有する。すなわち、 Ｔｃ−πシロ１１１１丁−π／ωＯ（２）時刻ｔ２−ｔｌ＋Ｔｅ／２において、 キャパシタ電圧Ｖｃ　（ｔ２）　＝０　（図５Ｃ）であり、ピークスイッチ電流 は最大値１ｓｗ　（ｔ２）−１ｉｎ＋ｉｐとなる。ここで、Ｉｐ−Ｖｏ＋（３） 時刻ｔ　３＝　ｔ　ｌ　＋７（において、キャパシタ電圧はＶｃ（ｔ　３）−− Ｖｏの値に達しスイッチ電流１５ｗ（ｔ３）はＩｉｎに等しくなる。時刻ｔ４に おいてスイ・ソチ電流は０に戻り、スイッチはスイッチコントローラによってタ ーンオフせしめられる。よって、エネルギ転送サイクルの長さは次式によって表 わされる。すなわち、また、時刻ｔ４においてスイッチがターンオフしたときに は、スイッチ電圧Ｖｓｗ（ｔ４）は負のキャパシタ電圧−ＶＸに等しくなる。こ こで、 ｔ　＞ｔ４においては全入力電流１ｉｎが第１キヤパシタを流れて、Ｖｃ　（ｔ ）かｌｉｎ／Ｃボルト／秒に等しい割合にてＶｏに直線的に上昇する。時刻ｔ− ｔ５においてキャパシタ電圧は再び■０に等しくなる。時刻ｔ５の後においてキ ャパシタ電圧はダイオードによって■０にクランプされ、入力電流ｆｉｎはダイ オードを介して電圧シンクに流れ（故にＩｏ＝Ｉｉｎｓ図５Ｆ）、キャパシタ電 流はＯに低下し、時刻ｔ−０の時の状態に等しくなる。時刻１−ｔ６において次 のサイクルか開始する。

図６は図４ＡのＺＣスイッチの長サイクルモートと称される動作モードにおける 動作を示している。図５におけると同様な初期条件であるとすれば、長サイクル モードにおける時刻ｔ−Ｑ及び時刻ｔ−ｔ３の間におけるスイッチの動作（図６ ）は単サイクルモードによって示した動作と同じである。しかしながら、スイッ チ電流１ｓｗ（ｔ）の第１ゼロクロス点（図５の時刻ｔ４）においてスイッチを ターンオフするかわりに、エネルギ転送期間が第２ゼロクロス点にまで継続せし められる（図６Ｂの時刻ｔ−ｔ４）。

式１．　２．　３及び５が長サイクルモードにも適用されるが、Ｖｘは、この場 合エネルギ転送サイクルの終端の時点においてキャパシタが充電される正の電圧 である（図６Ｃ）。

また、エネルギ転送サイクルの長さは以下の如く異なる。

２つの異なる動作モードについて次の如き点が明らかとなる。すなわち、 （ａ）　短及び長サイクルモードの双方において、２端子スイツチの両端の電圧 変化がゼロ電流の時点において生じ、スイッチ及びダイオード電流における時点 的変化は円滑でありかつ鋭い変化はない。このようにして、ＺＣスイッチの有限 の立上り及び立下り時間に伴うスイッチロス及びダイオード逆リカバリ時間の効 果に伴うスイッチングロスが実質的に除去される。

（ｂ）　双方のモードに対して、ＩｐはＩｉｎの上限を示している。Ｉｐより大 なるｆｉｎの値に対してはスイッチ電流はゼロに戻ることはなく、スイッチの利 点が損われる。

（Ｃ）　これらの動作モードはエネルギ転送位相の長さくＴ１４、式４及び５） 、ｆｉｎに対するＴ１４の依存性及びサイクルの活性期間（ｔ５）の全体長さに ついて互いに異なる。短サイクルモードについてはＩｉｎがゼロからＩｐに増大 するにつれて、Ｔ１４が最小値Ｔｃから最大値３・Ｔｃ／２に増大する。反対に 長サイクルモードにおいては、ＩｉｎがＯからＩｐに増大したとき最小値２・Ｔ ｃから最小値３・Ｔｃ／２にまで減少する。更に、短サイクルモードについては 、ｔ−ｔ４からｔ−ｔ５までの時間長が入力電流ｆｉｎに逆比例して増大する。

このことはこの動作モードの特徴である。なんとなれば、ＺＣスイッチが開放さ れたときのキャパシタの両端電圧−ＶＸはｆｉｎのより小なる値に対してより負 になるからである。Ｉｉｎがゼロに向わんとすると、−Ｖｘは−ＶＯに近づき、 キャパシタを＋Ｖｏにまで充電するに要する時間が増大して長くなる。よって、 動作サイクルにおける活性期間ｔ５の長さはｆｉｎがゼロとＩｐとの間を変化す るにつれて非常に広い範囲で変化する（理論的には無限大）。しかしながら、長 サイクルモードについては、ｔ−ｔ４からｔ−ｔ５までの時間長は、Ｉｉｎの減 少につれて減少する。なんとなれば、Ｉｉｎかゼロに接近すると、エネルギ転送 サイクルの終端におけるキャパシタの両端の正の電圧＋ＶＸがＶｏに接近するか らである。よって、長サイクルの活性期間ｔ５（図６）の長さは比較的狭く、長 サイクルモードにおける変化（ｔ５、図５）よりも非常に短い。

（ｄ）　エネルギ転送サイクル（時刻ｔ−ｔｌ乃至ｔ−ｔ４）は入力電源から負 荷へエネルギが転送されるメカニズムではない。むしろ、それはスイッチ電圧及 び電流の制御された状態のもとての電流の転換をなすプロセスである。

適当な回路素子（例えば、図４Ａ及び４Ｂにおける第１インダクタ４４．４６及 び第１キャパシタ４８．５０）のスイッチ４０．４２への適切な接続によって、 特性時間スケールか、スイッチのターンオンからスイッチに流れる電流の時間的 変化の為に定められる。このようにして、ターンオン後のスイッチ電流の変化率 及びスイッチ電流の時間変化の態様及びスイッチ電流がゼロに戻るタイミングか 選ばれた回路素子の値及び入力電源６８．７０の値及び電圧シンクの大きさに一 時的に依存するようになる。よってエネルギ転送サイクルはＩｓ及びＩｏの相対 的平均値を同時に制御しつつスイッチロスを回避するメカニズムとなる。

図４８のＺＣスイッチの短及び長サイクル動作の波形は、各々、図４ＡのＺＣス イッチの図５及び６に示された波形と同しである、動作において、図４Ａ及び４ Ｂのスイッチの間の相違は以下の通りである。すなわち、（ａ）　図４ＡのＺＣ スイッチの一第１インダクタ４４に流れる平均電流はシャント通路電流Ｉｓの平 均値に等しい。

図４ＢのＺＣスイッチに関しては、第１インダクタ４６を流れる平均電流がＩｏ の平均値に等しい。

（ｂ）　図４ＡのＺＣスイッチに電流を供給する電流源の両端電圧Ｖｓ　（ｔ） はキャパシタ電圧Ｖｃ　（ｔ）に等しい。図４ＢのＺＣスイッチに関して、電源 側から見た電圧Ｖｓ　（ｔ）はスイッチ電圧Ｖｓｗ（ｔ）に等しい。これらの波 形の時間的変化は異なるものの、等価な動作条件（Ｉｉ　ｎ、Ｖｏｕｔ　、ｔ　 ６．Ｌ２．Ｃ及び動作モードが等しい。）のもとでは、動作サイクルに亘ってＶ ｓ　（ｔ）の平均値は双方のスイッチについて互いに等しいことを示す事が出来 る。

図７及び８は図４Ａ及び４ＢのＺＣスイッチを利用したゼロ電流スイッチング昇 圧パワースイッチングコンバータ（以下ＺＣＢコンバータと称する。）の実施例 を示している。双方の図面において、ＺＣＢコンバータ７２，７４は電圧Ｖｉｎ の入力電源に接続され出力電圧Ｖｏにて負荷７６．７８に電力を供給する。図７ において、コンバータ７２は値Ｌ１の入力インダクタ８０１図４Ａに示されるタ イプのＺＣスイッチ８２．値Ｃｏの出力キャパシタ８４からなる。

図８において、コンバータ７４は値Ｌ１の入力インダクタ８６７図４Ｂに示した タイプのＺＣスイッチ８８及び値Ｃｏの出力キャパシタ９０からなる。双方のコ ンバータにおいて出力キャパシタの値Ｃｏは十分大きいとされ、動作サイクルに おｌプる電流１ｏの変化は平滑化されコンバータは殆ど直流の出力電圧Ｖｏを送 出する。

図７及び８のＺＣＢコンバータの動作原理は、電流１１（１）の平均値かＩｉｎ であってコンバータへの入力電力はＶｉｎｌｉｎであり、入力インダクタの値Ｌ １は各ＺＣスイッチに含まれる第１インダクタ１０２，１００の値Ｌ２より非常 に大であると仮定することによって説明される。これらの条件下において、電流 １１　（ｔ）はいくつかのコンバータ動作サイクルにわたってほぼ一定であると 考えられ（１１（ｔ）　＝Ｉ　ｉｎ）　、コンバータ内の電圧及び電流の波形は 図５及び６において示された波形とほぼ同じである。

よって、図７又は８のコンバータのいずれかの波形はｚＣスイッチか短サイクル モードにて動作したとすれば、図５の波形に対応し、ＺＣスイッチが長サイクル モードにて動作したとすればコンバータの波形は図６に示された波形に対応する 。従来例のコンバータに関して、ボルドーセカンド調整プロセスは、安定状態に おいて、電圧Ｖｓ（ｔ）（図７及び８）の平均値が入力電圧Ｖｉｎに等しい事が 望まれる。このことに関１７て、負荷電力Ｐｏ及び入力電圧Ｖｉｎが共に変化す る中で、コンバータ出力電圧をＶｉｎより大なるＶｏの値に維持するために動作 サイクル（図５及び６におけるｔ６）のトータルの長さがいかに変化すべきかを 検証することが最も有効である。そこで、負荷電圧がＰＯてあって、入力電圧か Ｖｉｎであるならばロスを無視することができ、Ｖｉｎ−１ｉｎ−Ｖｏ−Ｉｏ、 ｆｉｎ−Ｐａ／Ｖｉｎとなる。

長サイクルモードについては、動作サイクルに亘って電圧Ｖｓ　（ｔ）（既に述 べた如く、このＶＢ　（ｔ）は図７のコンバータにおいてはＶｃ（ｔ）（図６Ｃ ）に等しく、図８のコンバータにおいてはＶｓｗ　（ｔ）（図６Ｄ）に等しくこ れらは同じ平均値を有する。）の平均値を取ることによって全負荷状態（Ｉｉｎ −１ｐ）においては、動作サイクルの長さがＶｓ　（ｔ）の平均値をＶｉｎに等 しくなるように維持するために次式で表わされる最小値ｔ　６ｍ１ｎｌｃになさ れることが示される。

一方、無負荷状態（Ｉｉｎ−０）においては動作サイクルの長さが次式で示され る最大値になされる。すなわち、長サイクルモードにおいては、最大コンバータ 動作周波数ｒｍａＸｌｃの最小コンバータ動作周波数ｒｆｆｉｉｎｌｃに対する 比は次式で表わされる。すなわち、 ｆｍａｘｌｃ　４　・　π □＝　＝　１　、　０１　（９’） 丁ｍ＋ｎｌｃ　３・　（１＋π） よって、長サイクルモードにおいては、動作周波数の変動範囲が負荷に大きく依 存せず（式９）、一方式７及び８に示した如く、とのような負荷のもとても動作 周波数の絶対値はＶｉｎがＶｏに接近するにつれて減少する。このことは固定し たスイッチオン時間及び変動動作周波数を有する従来例のコンバータの動作すな わち動作周波数が負荷にほぼ無関係であり、ＶｉｎかＶＯに接近するにつれて減 少することについて示唆的である。

既に述べた如く、動作サイクルの活性部分（図５、ｔ５）の時間長はＩｉｎの関 数とし、て非常に広範囲に亘って変化する。全負荷状態（Ｉｉｒ＋−１ｐ）の時 、短サイクルモードにて動作する図７又は８のコンバータについての動作サイク ルの最小長さｔ　６ｍ１ｎｓｃは長サイクルモードにおける式７によって与えら れる最小長さと同じである。（図５及び６及び式１乃至６を参照すれば、Ｋｌｎ −１ｐの時両方のモードの波形か同しになるとを示１２ている。）しかしながら 、ｆｉｎがゼロに接近すると、入力インダクタの比較的大であるものの有限の値 Ｌ１がいくつかの動作サイクルに亘ってＩｉｎを実質的に一定に維持することが できるという仮定かくずれる。なんとなれば、この仮定は最大動作サイクル時間 ｔ　６ｉａｘｓｃを無限であると想定しているからである。しかしなから、ｆｉ ｎの小なる値（例えば０．１・Ｉｐより小）について、Ｖｓ　（ｔ）の平均値を Ｖｉｎに維持するに必要な動作サイクルの長さはほぼ次式によって近似され得る 。すなわち、 よって、Ｉｉｎが値１ｐから０，１・Ｉｐより小なるＩｉｎの値に減少するとき 、コンバータ動作周波数の変動範囲はほぼ次式によって近似され得る。すなわち 、軽負荷においては、コンバータ動作周波数はＩｉｎに比例して減少し負荷の関 数としてのコンバータ動作周波数の変動の範囲は非常に広い。

既に述べたごとく、従来例のスイッチングコンバータの複数が同一の電源及び負 荷に接続されて並列構成として同一のデユーティ比で動作する場合全負荷電力を 均等な割合で分担しない。ところか、図７又は８に示したコンバータであって同 一の特性時定数Ｔｃを有し等しい値Ｌ１の入力インダクタか図７に示されたタイ プのコンバータを示す図９に示す如く並列接続されてコンバータ９２，９４．９ ６が同一の動作周波数にて動作する（共通のスイッチ制御信号か全てのコンバー タに供給されている。）場合、これらのコンバータは負荷９８に供給される電力 を分担しようとする（米国特許第４．［１４１１，０２０号を参照）。短サイク ルモ−ドにおいて、ｔ５（図５）のｆｉｎへの強い依存性の故に−コンバータ間 の電力分担が実質的に等しくなり、ダイオード及びスイッチの電圧ドロップ及び インダクタの内部抵抗等の物理的に信頼性の高いコンバータにおける二次的な効 果は重要でなくならしめられる。長サイクルモードにおいてはＩｉｎへのｔ５の 依存性が非常に弱いので、これらの効果はより重要であり、物理的に信頼性の高 いコンバータの負荷電圧の分担の度合が低減せしめられる。

入力インダクタのインダクタンスＬ１が小さくなされたので、Ｉｉｎが動作サイ クルに亘ってほぼ一定であるという仮定はもはや有効ではないが、コンバータの 動作原理は同じである。図１０及び１１は短サイクル及び長サイクルモードにお いて動作する図７のＺＣＢコンバータの波形に対するＬｌのＬ２に対する有限な 比の効果を示している。

図１２及び１３は各々短及び長サイクルモードにて動作する図８のＺＣＢコンバ ータの波形に対するＬｌのＬ２に対する比の影響を示している。全ての図におい て、スイッチが閉成した時点（ｔ−０）の入力電流はＩｉｎであり、コンバータ 出力電圧はＶＯである。ＬｌのＬ２に対する比の重要な影響は次の通りである。

ここでダッシュを付した符号（例えばＩｐ’）は有限のインダクタンス比を有す る図７のＺＣＢコンバータの値を示し、例えばＩｐ′の如くダブルダッシュを付 した参照符は有限なインダクタンス比を有する図８のＺＣＢコンバータについて の値を示す。又ダッシュを付さない参照符（例えばＩｐ）はインダクタンス比が 非常に大のＺＣＢコンバータについて既に述べた結果について示すこととする。

（ａ）　ｔ＝０−の時点：図８のＺＣＢ：＋ンノく一部において、短サイクル動 作モード又は長サイクル動作モードに拘らず最大スイッチ電圧Ｖｓｗ’（０−） （図１２Ｄ及び１３Ｄ）は２つのインダクタの分圧動作によって低減されいて、 短サイクル又は長サイクル動作モードのいずれにおいても、入力インダクタを流 れる電流ＩＩ’　（ｔ）は入力インダクタＬ１の両端の逆電圧Ｖｏ−Ｖｉｎの存 在の故に減少する（図１０Ａ及び１１Ａ）。このことはｔｌ及びｔｌの時点にお いて入力インダクタを流れる電流１１’（ｔｌ）−１ａｌの双方を減少せしめる 。図８のＺＣＢコンノく−タにおいては、入力インダクタを流れる電流はインダ クタの両端に印加される入力電圧源の故に電流値１１’（ｔｌ）−Ｉａ２に向っ て増加する（図１２Ａ及び１３Ａ）が、ｔｌは変化しない。

（ｃ）　ｔｌ＜ｔ＜ｔ４＋図７のＺＣＢコンバータにおいて、両方の動作モード において、特性時定数は入力インダクタ及び第１インダクタの並列の値に依存し 、従っていくらか減少する。すなわち、 更にエネルギ転送は第１キヤ、＜シタと両インダクタの間に生じかつ入力インダ クタか入力電源に接続して（する故、電流電圧の正弦波変化のピークは次式によ って近似される値に低減する。すなわち、 ココテ、ΔＶｉｎ−Ｌｐ／Ｌｌであり、Ｉａｌは時刻ｔ１における第１インダク タを流れる電流値である。よって、入力電１１３Ｘ電圧が増大するにつれてキヤ 、＜シタの両端電圧の負の変化のピーク及びスイッチ及びキヤ、（シタ内の電流 のピーク変化が低減される。また、図１０Ａ及び１１Ａ１こ示すように、この期 間において第１キヤノ々シタ電流の一部力曵入力インダクタの正弦波電流として 流れる。図８のＺＣＢコンバータは、スイッチが入力インダクタを入力電源リタ ーンに接続する故このような影響を示さない。よって、こノコンバータニツイテ ノ値Ｔｃ’　、Ｖｃ’　（ｔ　３）　、Ｖｘ′及びＩｐ′はＬｌ＞＞Ｌ２とした 場合に与えられるＴ　ｃ　ｓＶｃ　（ｔ　３）　、Ｖｘ及びＩｐの値に等い１゜ これらの両インバータにおいて、入力電？ｆｉ、電圧が１又は２つのインダクタ に印加されることによって生ずる直線的増加電流成分（図１０Ｂ乃至１３Ｂにお いてＩ　ｓｗ　（ｔ）の波形中に点線によって示される）もスイッチの中を流れ る。このスイッチ電流の増分はエネルギ転送期間の長さを増大せしめ平均入力電 流の許容最大値を値！ｐ’、Ｉｐ’以下の値に低減させる。よってＬｌのＬ２に 対する比が減少するにつれてコンバータの最大電力定格が低減する。

図７のコンバータにおいて、キャパシタ電圧Ｖｃ’　（ｔ）（図１０Ｃ及び１１ Ｃ）の値がＶｉｎＯ値にまで減少しＬｌの両端電圧がゼロに等しい時、電流１１ ’　（ｔ）が最小値Ｉ’ｍ１ｎ（図１０Ａ及び１１Ａ）に達し、当該電流はキャ パシタ電圧が減少しつづける間増大する。短サイクル動作モードにおいて、キャ パシタ電圧がＶｉｎ以下にとどまる故、電流はこの期間中増大を続ける。長サイ クルモードにおいては、この期間においてキャパシタ電圧は再びｖ１ｎ以上にな り（軽負荷の場合）、電流はそのピーク値ビリａｘ　（図１１人）に達する。

（ｄ）　ｔ４＜ｔ＜ｔ５：スイッチが開放された時、図８のコンバータのスイッ チの両端電圧Ｖｓｗ’　（ｔ４）（図１２Ｄ及び１３Ｄ）は、２つのインダクタ ンスによる電圧分圧効果の故に、第１キヤパシタの両端電圧Ｖｃ’（ｔ４）に等 しくない。むしろこの電圧は、Ｖｓｗ’（ｔ４）−Ｖｃ　（ｔ４）　・Ｌｌ／　 （Ｌ１＋Ｌ２））＋　（Ｖｉｎ・Ｌ２／　（Ｌ１＋Ｌ２））に等しい。ここでＬ ｃ　（ｔ４）は長サイクル動作モードにおいては＋ＶＸに等しく、短サイクル動 作モードにおいては−ＶＸに等しい。Ｌｓｗ’（ｔ４）の絶対値はＶｏより小さ い。ｔ４の時点でスイッチか開放した後に、図７及び８のＺＣＢコンバータ内の 電流及び電圧はＬｌのＬ２に対する有限な比に関して正弦波変化を示し次の式で 表わされる特性時間スケールを各々存する。

すなわち、負荷が減少すると、キャパシタが再度ＶＣ’（ｔ　５）＝Ｖｃ’　（ ｔ　５）−＋ｖＱにまで再充電するｔ−１４乃至ｔ−ｔ５の期間は、Ｖｉｎ及び ＶＯの相対的な値及びＬｌのＬ２に対する比に依存してＴＩ’　／２　（Ｔｌ’ ／２）及びＴコ’（Ｔｌ’）の間を変化する。比Ｌｌ／Ｌ２が増大すると、この 期間は増大し、既に述べた如く非常に大なるインダクタンス比においてはこの変 化は殆ど直線的になり、当該期間はＩｉｎが減少すると非常に大きくなる。実際 問題、ＬｌのＬ２に対する比は非常に小さくはなされない（例えば１０：１以下 ）のであり、ｔ−０ないしｔ−ｔ４の期間における入力電源によって誘導される Ｌｌ内の電流の直線的傾斜は大きくなる。大なるＬ　１　／　Ｌ　２比が並列動 作の観点からは望ましい。なんとなれば、負荷の関数としてのｔ５のより広い変 化はコンバータ間の電力分担についての二次効果（すなわち物理的に実現可能な コンバータ内のダイオード及びスイッチの電圧ドロップ）の重大さを減少させる からである。有限のインダクタンス比は長サイクル動作モードに対しても同様な 影響を有する。しかしながら、負荷に対するｔ５の依存度は弱いので、ＬｌがＬ ２よりきわめて大である時でも動作サイクルのこの部分の期間の減少はあまり重 大ではない。入力インダクタを流れる電流は、キャパシタ電圧がＶｉｎ以上に上 昇する結果、時刻ｔ５に先立ってその最大値（図７のコンバータについてはＩ’ ｍａｘ（図１０Ａ及び１１Ａ）また図８のコンバータについてはＩ’ｍａｘ（図 １２Ａ及び１３Ａ））に達しており、時刻ｔ５においては、この電流は減少を始 めんとしている。時刻ｔ５において、入力電流は、図７のコンバータについては Ｉｂｌ＜Ｉ’ｍａｘ（図１０Ａ及び１１Ａ）であり、図８のコンバータについて はＩｂ２＜Ｉ’ｍａｘ（図１２Ａ及び１３Ａ）である。

（ｅ）　ｔ　５＜　ｔ　＜　ｔ　６　：時刻ｔ５において、図７及び８の各コン バータの入力インダクタンスに流れる電流ｒｂ１及びＩｂ２は動作サイクルの先 行する期間において入力電源電圧によって入力インダクタに生起せしめられた入 力電流における直線的増加の故にＩｉｎより大である。従って、出力電流１ｏ’ 　（ｔ５）＝Ｉｂｌ及び１　ｏ’　（ｔ　５）−Ｉｂ２はｔ−ｔ５の時点におい てＩｉｎより大である。

既に述べた如く、図８のコンバータのスイッチ電圧はＶＯよりも小さい値をとる 。

バランスの期間に亘って電流１ｏ′　（ｔ）及びＩＯ２（１）は１又は双方のイ ンダクタに印加される逆電圧ＶＯ−Ｖｉｎの故にｆｉｎに向って直線的に減少す る。

図４Ａ及び４Ｂの電流転換スイッチによる利点はスイッチの以下の如き構成の特 徴に起因する。すなわち、（ａ）　双方向スイッチ、出力ダイオード及び電圧シ ンク（すなわち出力キャパシタ及び負荷）の直列ループ内にインダクタンス素子 を配置したこと。なおこのインダクタンス素子の一端は双方向スイッチに接続し ている。

（ｂ）　該インダクタンス素子の該双方向スイッチに接続していない端部と電圧 シンクとの間に出力ダイオードを配置したこと。

（Ｃ）　出力ダイオードと・ｒンダクタンス素子の接続点にキャパシタを配置し たこと。このキャパシタはインダクタンス素子と協働して双方向スイッチを流れ る電流の正弦波成分の上昇及び下降の特性時間スケールを確定する。

上記した（ａ）において述べたように、インダクタンスを配置することにより、 スイッチがターンオンしたときのスイッチ電流かゼロであること、ターンオン時 の電流の変化率が有限であること、及び出力ダイオードにおける逆リカバリ効果 が実質的に除去されることを確実にする。上記（ｂ）において述べたように出力 ダイオードの配置は、双方向スイッチがターンオフしたときすなわちＩｓｗがゼ ロのとき電流転換スイッチの入力端子に流れ込む電流１１（１）が電圧シンクに 流れることを確実にする。上記した（Ｃ）に述べた如くキャパシタの配置は、ス イッチの閉成に続くスイッチ電流の上昇及び下降及びスイッチ電流のゼロへの復 帰の滑かな変化を提供する。図７及び８のＺＣＢコンバータにおける入力電圧源 及びＺＣスイッチの入力端子の間へのインダクタンスの挿入は低電圧源からより 高い電圧シンクへのエネルギの転送を許容する基本的な回路構造を提供する。

図１４に示す如く本発明によるＺＣＢコンバータは磁気的回路２００．２端子ス イツチ２０２、第１キヤパシタ２０４及び出力ダイオード２０６からなることが 明らかである。この磁気的回路は３つの端子すなわち入力端子２０８、出力端子 ２１０及びシャント端子２１２を有し、かつ、入力端子２０８及び出力端子２１ ００間に表れるインダクタンスＬｉｏ及びシャント端子２１２及び出力端子２１ ０の間に表れるインダクタンスＬｓｏによって特徴づけられている。実際上、入 力端子及びシャント端子のインダクタンスはシャント端子及び出力端子間のイン ダクタンスに等しいかより大である。もし、これらの条件を満たす磁気的回路か 図】４のＺＣＢコンバータに用いられた場合、ゼロ電流スイッチング及び低電圧 源から高電圧シンクへのエネルギ転送の基本的条件が達成される。キャパシタ及 び２端子スイツチの間のインダクタンスの配置（磁気的回路の出力端子及びシャ ント端子の間のインダクタンス）はスイッチ電流の上昇及び下降は滑らか（正弦 波であることを確実にし、従って、ゼロ電流におけるスイッチングの基本を提供 する。入力電源に直列なインダクタンスの存在（磁気的回路の入力端子における 等値入力インダクタンス）は低電圧源から高電圧シンクへのエネルギの転送を許 容する基本的な回路構成を提供する。

よって、図７及び８のＺＣＢコンバータは２つの集中インダクタからなる磁気的 構成を用いているものの、本発明によるＺＣＢコンバータは多くの他の磁気的回 路構成によって実現できる。例えば図１５は結合インダクタを用いたＺＣＢコン バータの５つの可能な実施例を示している。図１５Ａ及び１５Ｂにおいて、磁気 的回路２００は単一の結合インダクタからなっている。図１５Ｃ及び１５Ｄにお いて磁気的回路２００は結合インダクタ及び集中インダクタの組合せからなって いる。図１５Ｈにおいては、ＺＣＢコンバータにおける磁気的回路２００は一対 の結合インダクタ及び３個以下の集中インダクタを含んでいる。

図１５のコンバータにおいては、結合インダクタは２つの巻線が不完全結合して いるタイプのよく知られたインダクタである。よって、各巻線は“漏洩インダク タンス゛（巻線の磁束のうち他の巻線に鎖交しない部分に対応する集中インダク タンスに等価である。）及び“磁化インダクタンス“　（双方の巻線に鎖交する 磁束に対応するインダクタンスを表している。）の組合せのインダクタンス値を 有する。回路素子としては、かかる構造は漏洩インダクタンスの影響によって和 げられた変圧器動作を示す。かかる素子の古典的な回路モデルが図１６に示され ている。図において、結合インダクタは巻数Ｎ１を有する一次巻線と巻数Ｎ２を 有する二次巻線からなる。これらの２つの巻線の結合計数は各々に１及びに２で ある。（０＜ｋｌ、に２＜１）。これらの両巻線の間の磁束の鎖交効果は巻数比 ａｍＮ１／Ｎ２を有しさらに値Ｌｍの集中磁化インダクタンスを有する理想的な トランスによって表現される。−次及び２次巻線の漏洩インダクタンスは値Ｌｌ ｌ及びＬ１２の集中インダクタによって各々表される。これらの集中インダクタ 相対的値Ｌｌｌ、Ｌ１２及び磁化インダクタンスＬｍは巻線を保持する媒体の磁 気的特性例えば用いられる磁性材料の導磁率）及び結合インダクタの構造（例え ばＮｌ、　Ｎ２゜ｋｌ及びに２）に依存している。−次巻線単独の会規インダク タンスＬｐｒｉはＬ１１＋Ｌｍであり、二次巻線単独の全インダクタンスＬｓｅ ｃはＬ１２＋Ｌｍ／ａ２である。

図１６において、一般的な場合（ｋｌかに２に等しくない場合）及びｋｌ−に２ の場合についてＬｌｌ、Ｌ１２及びＬｍの相互関係が示されている。結合インダ クタのＺＣＢコンバータの動作に対する影響が図１７及び１８に示されており、 これらの図は、各々、図１６の回路モデルにその結合インダクタか置き換えられ た図１５Ａ及び１５ＢのＺＣＢコンバータを示している。これらのコンバータの 動作原理は図１５Ｂ及び１５Ｄのコンバータに直接適用できる。

なんとなれば、結合インダクタ及び集中インダクタンスのいかなる組合せについ てもに１、ｋ２、ａ、Ｎｌ及びＮ２の適当な値を有する等価な単一の結合インダ クタか存在するからである。

図１７及び１８のコンバータにおける磁気的回路内の磁気的結合の一次的効果は これらの“磁気結合”コンバータの動作を既に説明した図７及び８の“ディスク リートな”均等物の動作に比較することによって説明できる。この点において、 図７及び８のコンバータは図１７及び１８の“磁気結合゛コンバータの特例であ るということである。

もしＬｐｒｉ（又はＬｓｅｃ）が固定値であると仮定すると、ｋが０になると結 合インダクタは２つの集中インダクタになるのである。便宜上、ここで、図７及 び１７のＺＣＢコンバータの回路構成を“Ｌ゛構成呼ぶことにする（回路モデル におけるインダクタの向きによって）。また図８及び１８のコンバータを“Ｔ“ 構成と呼ぶことにする。よって、図７．８．　１７及び１８のコンバータは各々 以下の如く称する。すなわち、ディスクリート−しいディスクリート−Ｔ５結合 −Ｌ及び結合−Ｔ構成である。さらに、動作サイクルが双方向スイッチのｔ　− ０の時点の閉成によって開始し、この時点におけるＺＣＢコンバータの入力に流 れ込む電流Ｉ＋　（０−）はｆｉｎに等しいと仮定する。更に入力電源電圧をＶ ｉｎとしミコンバータはＶｉｎより大なる出力電圧ｖＯを供給することとする。

さらに、図４．５゜１０．１１．１２及び１３において各相の始まり及び終りを 定義するための取り決めを用いることとする。すなわち、時刻ｔ１において電流 １ｏ（ｔ）が０になり、エネルギ転送位相が時刻ｔ１において始まり、時刻ｔ４ において終る（双方向スイッチがゼロ電流の時に開放されたとき）。又、Ｖｃ　 （ｔ）がＶＯに復帰したときすなわち時刻ｔ５において動作サイクルの活性化部 分が終る。又、動作サイクルは双方向スイッチの閉成によって時刻ｔ６において 終了し新たなサイクルが始まる。電圧、電流及び時間間隔の相対的な値はディス クリートコンバータ及び結合コンバータについて異なるものの与えられる動作モ ードの波形の形は図１０乃至１３に示されるものと類似しており、これらの回路 を参考として用いる。

図１７及び１８において、磁気結合の効果は次のように要約される。すなわち、 スイッチがオフしたときの双方向スイッチの両端電圧が大となる。エネルギ転送 位相期間におけるキャパシタの両端のピーク電圧の変動が減少する。

さらに、双方向スイッチにおけるピーク電流が減少する。

（ａ）　スイッチ電圧ニス１７のコンバータにおいて、時刻１−０−＜双方向ス イッチの閉成の直前）において、電圧Ｖｐｒｉは負であって、−（Ｖｏ−Ｖｉｎ ）に等しい。

磁気結合の故に、この電圧も一部が二次巻線の両端に表われ、図１７に示す巻線 の極性のもとで１−０−におけるスイッチ電圧はＶｏより大である。図１９はＶ ｓｗ（０−）のための一般式及び３つの特殊なケースのための式を示している。

すなわち、 （１）　均等な磁気結合の場合コニの場合、ｋｌ−に２−にと仮定する。これら の条件の下で、Ｌｐｒｉ　−ａ２　・Ｌｓｅｃ、Ｌｌｌ−ａ２−Ｌ１２−　（１ −ｋ）　・Ｌｐｒｉ　＝ａ２　・　（１−ｋ）　・Ｌｓｅｃであり、Ｌｍ−に− Ｌｐｒｉである。この場合は、磁気結合コンバータの基本的動作原理及び回路効 率に対するｋ及びａの一般的効果を示すことを容易にする。

（２）　緊密な磁気結合の場合コニの場合は、ｋｌ−に２−にとし、ｋが単位値 に接近すること（ただ等しくはならない）とする。これらの条件下において、Ｌ ｐｒｉ−ａ２　・Ｌｓｅｃてあり、Ｌｌｌ−ａ’−Ｌ１２であり、Ｌｍ〉〉Ｌｌ ｌ、Ｌ１２である。暗黙の了解として、結合インダクタは比較的大なる巻数を有 することとし、従って漏洩インダクタンスがそれほど小さくはないとする。比較 的大なる値Ｌｍは磁化インダクタンスを流れる電流１ｍか動作サイクルの間にお いて大きく変動せずこの時間にインダクタンスに蓄積されるエネルギがほぼ一定 であってかつ比較的大であることを示唆する。

−にとしかつｋは０に近づくとする。この特殊な場合においては、変圧器効果は なくなり結合インダクタは−２つの集中インダクタになる。よってＬｍｍＯであ り、Ｌｐｒｉ−Ｌｌｌ−ａ２・Ｌｓｅｃｍａ２・Ｌ１２である。以上から明らか なように、この場合は、図１７及び１８の磁気結合コンバータは図７及び８のデ ィスクリートコンバータに均等になる。

一般に、磁気結合のある場合は、スイッチ電圧は（Ｖ。

−Ｖ　ｉ　ｎ）及びｋの関数として増大し巻数比ａの増大につれて減少する。結 合インダクタが緊密結合しているか又は入力電圧が０に近づく場合（これはＡＣ ラインのクロスオーバー毎にパワーファクタを訂正するブリレギュレータにおい て生じ得る）スイッチ電圧は最大となる。磁気結合が０に近づく　（ディスクリ ートな構成）場合スイッチ電圧はＶｏに近づく。図１８のコンバータにおけるｔ −０−の時点のスイッチ電圧の式は図２０に示されている。これらの式を参照す れば、磁気結合が０のときは２つのディスクリートなインダクタの電圧分圧効果 の故にＶｓｗ（０−）は常にＶＯより小となることが解る。一方、他の場合は、 Ｖｓｗ（０−）はｖＯより大か又は小である。均等結合及び緊密結合の式を考慮 すれば、次のことがわかる。Ｖｓｗ（０−）が正の時、ｋ＜ａであり、（ｂ）Ｖ ｓｗ　（０−）がＶＯより小である時、ａ　＜　ｌ　／　ｋである。よって、Ｖ ｓｗ　（０−）が正であって、かつＶＯより小であるならば、１　／　ｋ　＞　 ａ　＞　ｋとなる。ｋがＯに近づくとａのいかなる値もこの条件を満しＶｓｗ（ ０）は常にＶｏより小である。

しかしながら、有限の結合状態（０＜ｋ＜１）の場合条件を満たすａの値の範囲 かある。例えば、ｋ−０，５については、ａは０．５と２の間にある。この範囲 はｋか１に近づくにつれて０に減少する。よって、緊密磁気結合の場合には、Ｖ ｓｗ（０）は常にＶｏより大である。

の時点においてスイッチを流れる電流が０に戻るまで閉成状態を継続する。時刻 ｔ−０及びｔ−ｔｌの間において、出力電流１ｏ（ｔ）は漸減し、かつキャパシ タ電圧Ｖｃ（１）は一定でありＶＯに等しい。時刻ｔ１において、出力電流はＯ になり、出力ダイオードはブロックしエネルギ転送位相か始まる。既に述べた如 く、時刻ｔ４は電流Ｉｓｗ（ｔ）の第１ゼロクロス点（短サイクルモード）又は 第２ゼロクロス点（長サイクルモード）に対応する。ところで、ディスクリート な構成においてはインダクタの電流はインダクタの両端電圧にのみ依存していた が、磁気結合構成においては、巻線の電圧及び電流は他の巻線の電圧及び電流に 依存する。ｋが単位の値に近づくと、結合インダクタはより“変圧器らしく゛な り巻線の電圧及び電流の関係はＶｐｒｉ−ａｏＶｓｅｃ及びＩｐｒｉ−１ｓｅｃ ／ａの状態に近づく。磁気結合の効果についてはＴ−構成コンバータ（図１８） であって双方向スイッチが閉成した状態を考えることによって検討することがで きる。もしに−０ならば、入力電源電圧が全て入力インダクタの両端に印加され 、入力電源電圧は出力インダクタの電圧又は電流に対してはなんらの影響を及ぼ さない。しかしながら、もし結合インダクタが緊密に磁気結合している場合、入 力電圧の一部（ｋが単位の値に近づくにつれてＶ　ｉ　ｎ　／　ａに近づく）が ２次巻線に反映される。時刻ｔ−０及びｔｌの間における出力電流の減少割合及 び時刻ｔ１及びｔ４の間におけるキャパシタの変位ピークがこの反映された電圧 に依存する故、より大なる磁気結合（より大きな反映電圧）がｔｌの増大を招来 しかつキャパシタ両端の正弦波電圧変化のピークを減少を招来し、さらにこれら の効果は巻数比ａが増大する（より小さい反映電圧）場合減少することが予測で きる。同様な分析が図１７のし一構成コンバータにも適用できる。ｔ−Ｑの時点 からｔ４の時点に至る間のコンバータの振舞いを予測するためには、入力電源と キャパシタの間の回路素子（例えば結合インダクタ、閉成スイッチ及び入力電圧 源）の全ての効果をテブナンの等価回路に集約することが有効である。よって、 図２１は双方向スイッチを閉成させかつ関連する回路素子をテブナンの等価回路 モデルによって置換して１尋られる図１７のし構成コンバータ（“Ｌ−等価回路 ）の回路モデルを示している。また図２２は双方向スイッチを閉成し関連する回 路素子をテブナンの等価回路モデルによって置換して得られる図１８のＴ−構成 コンバータ（“Ｔ−等価°回路）の回路モデルを示している。これらの図におい て、結合インダクタ、入力電源、及び閉成したスイッチの効果は値ＶＯＣの等価 開放回路入力電源及び値Ｌｅｑの等価インダクタンスに集約される。

これらの図においては、上記したＶｏｃ及びＬｅｑの種々の場合における値を示 している。Ｌｅｑ及びＣの値はエネルギ転送期間（ｔｌないしｔ４の期間）の特 性時定数を画定し、ＶＯＣ％ＶＯ及びＬｅｑの値はｔ−０乃至ｔ−ｔｌの期間の 間の電１ｍ１ｏ（ｔ）の減少割合を定める。これらの式を検証すれば、全ての場 合においてＬｅｑの大きさは漏洩インダクタンスの値（ディスクリートなコンバ ータの場合集中インダクタンスの値）及びｋ及びａの値に一次の関係にて依存し ている。−次及び二次インダクタンスＬｐｒｉ及びＬｓｅｃか漏洩インダクタン スの値に比較して非常に大きい場合（すなわちｋが単位の値に近い緊密磁気結合 の場合）は、Ｌｅｑは２・Ｌ１２を越えることはできない。

ｔ−０の時点でスイッチか閉成した時、出力電流ｌ０（１）は減少を始める。も し、１１　（０）　＝　１　ｏ、（０）　−１ｉｎであるならば、図２１及び２ ２を参照して、ここでＩｏ（ｔｌ）＝Ｏであり、 Ｌｅｑの値か同しであるコンバータについては、ＶＯＣが増大するにつれてｔｌ が増大する傾向にある。図２１及び２２を検証すれば、一般に結合が増大すれば Ｖｏｅが増大し巻数比ａの増大につれてＶｏｃは減少する。よってｔｌはｋの増 大に伴って増大し、この効果はａの増大によって減少する。この期間におけるコ ンバータ入力電流１１（１）の振舞いについては、ｔ−０乃至ｔ−ｔｌの期間に おいてはディスクリート−し構成コンバータについては入力電流が減少し一方デ イスクリートーＴ構成においてはこの電流は増大することが明らかである。結合 −Ｌコンバータにおいて、入力電流もこの期間において減少する。しかしながら 、結合−Ｔコンバータにおいては、出力電圧が一次巻線に反映される度合が入力 電流の増加又は減少によって定まり、これはＶＯｓ　Ｖ　ｌ　ｎＳａ及びｋの値 に依存している。図１８において、結合−Ｔコンバータ入力電流は、ｋ−ａ＜Ｖ ｉｎ／Ｖｏの場合、ｔ−０及びｔ−ｔｌの間において増大し一方で電流は減少す ることがわかる。

時刻ｔ１においてエネルギ転送位相が始まる。時刻ｔ１におけるキャパシタ電圧 Ｖｃ（ｔｌ）がＶｏに等しい故、図２１及び２２から明らかなように、エネルギ 転送期間（ｔｌｌｔ＜ｔ４）におけるキャパシタ電圧は次式で表わされる。すな わち、 Ｖｃ（ｔ）＝＼１０（シ＋（＼：　ｏ−Ｖ　ｒｏ・）・ＣＯ８（ｂア（、ｑ・（ ＋−ｔｌ））　（１４）ここて、 よって、キャパシタ電圧はＶＯから始まってＶＯから２・　（Ｖｏ−Ｖｏｃ）た け低い値にまで変動する。Ｖｏｃか増大する（ｋが増大し巻数比ａが減少しＶｉ ｎが増大する）場合には、変動ピーク値が減少する。磁気結合効果及び巻数比の 双方向スイッチを流れるｔＩｉ流についての影響に間し、図１８のＴ−構成コン バータを検討することによって解析することができる。ｋ−０について、キャパ シタ電流の全てがスイッチを流れる。しか１７ながら、ｋが増大するとトランス 動作が生してキャパシタｔ？ａの一部が結合インダクタの一次巻線を流れるｉａ として反映される。ｋが単位の値に近づくと正弦波キャパシタ電流の一部１／ａ が入力ｆ４Ｒに戻り、（ａ−１）／ａが二次巻線及び双方向スイッチ内を流れる 。図１７のコンバータについては、各々の分数が１／　（１＋ａ）及びａ／（１ ＋ａ）である。よって磁気結合度の増大はスイッチ１＠流の正弦波成分のピーク 値の減少を招来し、巻数比の増大とともにその影響が減少する。図１７ないし２ ２を参照しかつ図１０ないし１３に用いられたパラメトリックな関係を用いてエ ネルギ転送期間におけるスイッチ電流の時間的変化を記述する等式が、均等結合 、緊密結合及びディスクリートな場合について、Ｌ及びＴ構成のコンバータにつ いて、図２３及び２４において与えられる。結合−Ｌコンバータについて、時刻 ｔ　−０及びｔ−ｔ４の間における波形はディスクリート−し構成の図１０及び １１に示されたものに近似している。しかしながう、結合−Ｔ構成のコンバータ については、入力電流１１（ｔ）の波形かこの期間において図１２及び１３に示 されたものとは異なる。なんとなれば、エネルギ転送位相の間に流れる正弦波キ ャパシタ電流の一部が結合インダクタの一次巻線に反映されるからである。よっ て、ｔｌ及びｔ４の間におけるディスクリ−１７入力電流は直線的に増加する電 流であるが、結合−Ｔ入力電流の波形は直線的に増加する成分及び正弦波状の落 ち込みからなる。

ＺＣＢコンバータの入力インダクタンスを流れる電流はサイクルの間中連続して いる（すなわちゼロに戻らない）と仮定している。ところが、入力電圧源及びコ ン／く一次出力電圧の値によればまた入力インダクタンスの有限値についてはこ の仮定かもはや意味をなさないような低い負荷が存在する。例えば、長サイクル モードにて動作する図７のディスクリ−１Ｌコンバータを考える（図１１Ｂの波 形）入力インダクタ８０を流れる電流は２つの値Ｉ　ｗａｘ及びｌｌ１ｉｎの間 を（はぼ）直線的（リニア）に変化する一方、Ｉｍａｘ　−１ａｋｉｎのピーク からピークへの変動は入力電源電圧Ｖ　ｌ　ｎ　ｓコンバータ出力電圧■０及び 入力インダクタの値Ｌｌに依存している。もし、平均入力電流が（Ｉｍａｘ−１ ｓｉｎ）／２より小となった場合入力電流は動作サイクルの一部に期間において 逆転しようする。この電流は出力ダイオードの中を逆に流れることはできない故 、第１キヤパシタ８４（図７）は逆電流を供給し、このことは第１キヤパシタ及 び入力インダクタ及び入力電源の間を往復する共振エネルギ転送を招来する。同 様なシナリオが既に述べたディスクリート又は結合ＺＣＢコンバータのいずれの 動作モードにおいても適用される。この状態は入力電源とＺＣＢコンバータの入 力との間に入力単方向導電素子を配置することによって回避できる。例えば、図 ２５Ａに示す如く、負荷に向う方向に電流を通過せしめる方向に配置された第２ ダイオード１２がコンバータ入力に直列に配置できる。重要な応用において、Ｚ ＣＢコンバータへの入力電圧がＡＣ電源を整流することによって得られる場合（ 例えば、電力ファクタ補償プリレギュレータの場合）入力整流器（例えば図２５ Ｂの１１４）はそれ自身が機能を達成できる。ディスクリートなコンバータ構成 において、入力単方向素子が対向しなければならない最悪の逆電圧はコンバータ 出力電圧Ｖｏに等しい。しかしながら、磁気結合構成においては、トランス作用 がより高い逆電圧を招来する。例えば、均等結合のし又はＴ−構成コンバータ（ 図１７．１８）における双方向スイッチが、Ｉ　１　（０）　−０のときターン オンしたとする。出力電圧Ｖｏは結合インダクタの二次巻線の両端に印加され値 ａ−に−ｖｏの電圧が一次巻線の両端に表れる。Ｌ−構成コンバータにおいては 、この電圧が出力電圧に加わって最悪の場合（Ｖ　１　ｎ−０）　、入力単方向 導電素子の両端にＶｒｅｖ−Ｖｏｅ　（１＋ａ−ｋ）に等しい逆電圧を招来する 。Ｔ−構成コンバータに関しては、Ｖｒｅｖ−ａ−に−ＶＯである。双方の場合 において、入力単方向導電素子の両端の逆電圧はキャパシタ電圧の減少（Ｌｓｅ ｃに等しい等価インダクタンスに向う）するとき正弦波的に減少し、入力単方向 導電素子はＶｒｅｖがＶｉｎ以下に減少したときに導通を始める。

入力単方向導電素子が用いられる場合入力電流は、動作サイクルの活性化期間に おいて不連続になる（０になる）。

例えば、図１０及び１１（ディスクリート−し構成）において、（例えばＶｉｎ の増加及び／又は負荷の減少により）Ｉｉｎが減少した場合、ある値以下のとき 入力電流がｔ−ｔ２に先立って０に達する値が存在する。このことは結合〜Ｌ及 び結合−Ｔコンバータについても真実である。なんとなれば、記述した如く、磁 気結合がエネルギ転送サイクルの間に流れる正弦波電流の一部をして入力電源に 戻すように作用するからである。もし、１１（ｔ）がゼロになると、入力単方向 導電素子は導通を停止し、ＺＣＢコンバータの特性時定数が値πｆｒ丁Ｔττて にまで増大する。ディスクリート−しコンバータにおいてはＬｓｅｃ−Ｌに（図 ７）であり、結合コンバータにおいてはＬｓｅｃは結合インダクタの二次インダ クタンスである。図２６に示した如く全体としての効果はエネルギ転送位相の期 間を増大させるものであり、従って動作サイクルの全体の長さを増大させる。図 ２６において、動作サイクルは１１（０）−１ｉｎの状態で開始する。ｔｌの時 刻においてエネルギ転送位相は始まるが、時刻ｔｃにおける電流１１（ｔｃ）は ゼロになる。時刻ｔｃ及びｔｄの間において入力電流はゼロにとどまり、従って 特性時定数の増大の故にＩＳＷ及びＶｃの時間的変化は緩かになる。時刻ｔ−ｔ ｄにおいて、キャパシタ電圧はＶｃｏｎに減少し、その時点において単方向導電 素子の中を入力電流が順方向に流れることが再び可能となる。ディスクリート− しコンバータにおいては、Ｖｃｏｎ−Ｖｉｎであるが、均等結合−Ｌ及び均等結 合−丁コンバータにおいてはＶｃ　ｏｎはＶｉｎ／（１＋ｋ）及びＶ　ｉ　ｎ　 ／　ｋに各々等しい。ここで注意すべきは、動作サイクルの活性期間においては ＩＩ（ｔ）の不連続流は生じないということである。なんとなれば、入力電流は 双方向スイッチが閉成しているときは連続的に増大するからである。

従って、全体として、入力単方向導電素子を有するＺＣＢコンバータは負荷（例 えば１１　（０）Ｉｉｎ）が減少するにつれて以下のような振舞いを示す。すな わち、（ａ）　負荷がある値以下の時（Ｉｉｎがある値の時）、入力電流か動作 サイクルの活性期間において不連続になる（図２６に示している）。時刻ｔ−ｔ ｃ及びｔ−ｔｄの間においては入力インダクタンスにボルドーセカンド（電圧一 時間）プロセスか生じない故、しかも動作サイクルの活性期間の長さか増大して いる故、この効果はコンＩく一部の動作周波数を更に減少させる（一定のＶＯの 場合）。

（ｂ）　負荷がさらに減少すると、１１及び工０は次の動作サイクルの始まる前 に一時的にゼロに減少する。動作サイクルは常にｌ１ｎ＝Ｏのときに開始し、時 刻ｔ４及びｔ５は実質的に変化しない。入力及び出力電流は各サイクルにおいて ゼロから始まり、次の動作サイクルの前にゼロに戻るので、インダクタンスに伴 うボルドーセカンド動作はゼロである。出力電流は時刻ｔ−ｔ５に始まり、ｔ６ において０になるほぼ台形状パルスの列である。よって出力電流の平均値は動作 周波数のみについての関数になり負荷が減少すれば、動作周波数が減少するので ある。

不連続動作の効果は長サイクルモードにおいて動作するときに最も明らかとなる 。既に示した如く、この動作モードにおいてはコンバータ入力電流が連続的であ るとき負荷に伴う動作周波数の変動は非常に小さい。しかし乍ら、コンバータの 負荷が減少するにつれて、不連続動作が動作サイクルの間に生ずることが始まり 、動作周波数の負荷に対する依存度がより強くなることが明らかである。負荷が さらに減少すると、Ｉｉｎの値がゼロに減少し、動作周波数は負荷にほぼリニア に減少する。

他の実施例においては、本発明による結合ＺＣＢコンバー・夕は既に述べた結合 ＺＣＢコンバータの利点を示すように構成され得るが、更に、動作サイクルの活 性期間内におけるフォワード電力流特性を示すのである。これはコンバータの動 作周波数範囲を減少させるのみならず、入力単方向導電素子にかかる逆電圧の最 大値に制限を加える有利な効果を生ずる。いくつかのかかる実施例を図２７Ａな いし２７Ｄに示している。図において、種々の実施例は図１５Ａないし１５Ｄに おける対応部分と同じ構成を有するものの、図２７の各コンバータは既に述べた 如き種類の入力単方向導電素子２１０とさらに追加的な順方向ダイオード２１２ を含む点において図１５Ａ乃至１５Ｄの実施例とは異なる。

順方向ダイオード２１２の効果については、低負荷の図２７Ｂの結合−Ｔコンバ ータの動作を考えることにより説明が出来る。上述した如く入力電流１１（ｔ） は動作サイクルの活性期間においてゼロになると仮定される。順方向ダイオード かない場合、入力単方向導電素子２１０は電流ＩｆＩｔ）における逆流を防止し 特性時定数は１１（ｔ）が再び順方向流れとなるまで増大することが示された。

ところが、このフォワードダイオードを配置することにより電流＋１（ｔ）の逆 流は阻止されず、コンバータ出力に導かれる。図２８は図２７Ｂのコンバータが 軽負荷にて動作するときの波形を示している。時刻ｔ−０からｔ−ｔｒｅＶの間 においては、電圧及び電流は図１５Ｂのコンバータについて既に述べたのと同じ であり、入力単方向導電素子及び順方向ダイオードの接続点における電圧Ｖｊ　 （ｔ）はほぼＶｉｎに等しい。図２２のテブナンの等価回路をこの時間において 適用する。ｔ　ｒｅｖの時刻において、入力電流工１　（ｔ）はゼロになり、も し、ｋ−ａ・Ｖｃ　（ｔ　ｒｅｖ）＞ＶＯの場合、−次側に反映される電圧はＶ ｏより大であり、順方向ダイオードは電流を運ぶのである。よって、１１　（ｔ ）はこの順方向ダイオードを通ってコンバータ出力に逆流するのである（図２７ Ｂ及び２８において、順方向ダイオード内を流れる電流がＩｆ（ｔ）として示さ れている）。電圧Ｖｊ　（ｔ）はＶｏに等しくなるまで増大し、コンバータはＶ Ｏに等しい“入力源°の動作を有効になす。

図２２において、テブナンのオーブン回路の電圧は上昇する。なんとなればＶＯ Ｃの式におけるＶｉｎＯ値が電圧ＶＯによって置換されるからである。このこと は、キャパシタにおける負電圧の変動ピークを減少させ、入力単方向導電素子２ １０にかかる最大逆電圧を（Ｖｏ−Ｖｉｎ）以下に制限する。均等結合の場合、 軽負荷においては、このキャパシタ電圧における変動ピークは略２・　（Ｖｏ− Ｖｏ・ｋ／ａ）である。もし、ａ　／　ｋが２であるならば（例えばａが２より 大であればそうなる）、変動ピークはほぼ■０であり、キャパシタ電圧はゼロＶ に減少せんとする（結合−Ｌコンバータ（図２７Ａ）においてはａが１より大で あるならば、同様なことが言える）。−次巻線電流１１（ｔ）の逆流か生ずる故 、コンバータの特性時定数においてはなんらの変化はない。順方向ダイオードの 電流が、時刻ｔｐにおいてセロになり順方向電流ＸＩ（ｔ）が再び入力単方向導 電素子内を流れる。電圧Ｖｊ（ｔｐ）は再びＶｉｎに等しくなる。コンバータ負 荷が減少するとＩｉｎが減少し、順方向ダイオードを流れる電流パルスの幅（ｔ ｐ−ｔｒｅＶ）は増大する。完全な不連続状態の下（Ｉｉｎ−０）では、このパ ルス幅は特性時定数に近づく。負荷か増大するとこのパルス幅は減少し、負荷が ある値より大きい時ゼロになる。なんとなれば電流１１（ｔ）が入力単方向導電 素子２１０の中を連続的に流れるからである。順方向ダイオード２１２か不活性 状態にあるとき、同じ素子の値であるとすれば、図２７のコンバータの動作は図 １５の対応する動作に等しくなる。

図２７に示した如く、ＺＣＢコンバータに順方向ダイオードを設けて動作サイク ルの活性期間内にフォワード方向の工冬ルギ転送をなす構成を設けることにより 、以下の効果を得ることができる。

（ａ）　軽負荷時の動作周波数が増大する。順方向ダイオードを含まないＺＣＢ コンバータにおいては、コンバータ出力へのエネルギ転送は動作サイクルの活性 期間か終了（７キヤパシタ電圧か再びＶＯに増大した後にのみ生ずる。

さらに、負荷が減少するにつれて特性時定数の変動か動作サイクルの活性期間の 長さを増大させる。この２つの効果により所望の大きさのエネルギの転送に必要 とされる期間の長さが増大する故、順方向ダイオードを含まないＺＣＢコンバー タの軽負荷時の動作周波数は等価なコンバータの動作周波数より低くなる。

（ｂ）　入力単方向導電素子２１０及び順方向ダイオード２１２の接続点におけ る電圧はコンバータ出力電圧Ｖｏを越えることができない故、単方向導電素子の 逆電圧定格が制限される。例えば、巻数比ａ〉１を有し緊密結合したインダクタ を有する図１５Ａの結合−Ｌコンバータを考える。

不連続動作中（すなわち無負荷あるいは軽負荷のとき）、入力単方向導電素子及 び結合インダクタの一次巻線の接続点における電圧は（１＋ａ）　・■０のピー クに上昇する。

ところが、順方向ダイオード（図２７Ａ）を備えた場合この電圧はＶＯを越える ことはできない。

上記した動作原理によって動作する本発明による昇圧ゼロ電流スイッチングパワ ーコンバータの可能な実施例は多数存在する。全体として、本発明によるＺＣＢ コンバータは以下の如き特徴を有する。すなわち、（ａ）　磁気的回路、スイッ チ、キャパシタ、スイッチコントローラ及び出力単方向導電素子を有すること。

（ｂ）　該スイッチは入力電源及び磁気的回路の一部の双方に直列接続されてい ること。

（Ｃ）　該キャパシタは磁気的回路の一部及び該スイッチに直列に接続され、キ ャパシタと該磁気的回路はスイツチが閉成した後にスイッチを流れる正弦波電流 の上昇及び下降の特性時定数を定める。

（ｄ）　出力単方向導電素子は磁気的回路及び電圧シンク負荷（充電キャパシタ が並列接続した負荷）の間を接続し、負荷に向う方向にのみ電流を流す極性を有 する。

（ｅ）　スイッチはゼロ電流においてターンオン及びターンオフし、ターンオン 時間は負荷の両端電圧の入力電圧に対する比を１より大とするように制御される 。

スイッチが閉成した後、キャパシタ電圧はコンバータ入力電圧より大なる第１の 値からコンバータ入力電圧より小なる第２の値に正弦波的に減少する（スイッチ 電流と同じ特性時定数によって）。そして、このキャパシタ電圧がスイッチが開 放した後に第１の値に戻る。よって、例えば、図１５Ｈの２つの結合インダクタ 及び３つのディスクリートなインダクタを含むコンバータ（スイッチコントロー ラ　゛は存在するが図示していない）が、ＺＣＢコンバータの他の可能な実施例 である。図２９Ａ及び２９Ｂは２つの他の可能な実施例を示している。図２９Ａ において、出力ダイオード２６２は結合インダクタ２５２の二次側のタップ及び 負荷の間に接続されている。

図示したコンバータにおいては、変圧器動作が、スイッチのオフ及びダイオード の導通状態の時、キャパシタ電圧をしてＶＯより大なる値に上昇せしめる。図２ ９Ａのコンバータの変形実施例においては、入力電源とスイッチとの間に接続さ れた結合インダクタの部分がディスクリートなインダクタに置換され、図示した 如く、スイッチとキャバーシタとの間に接続されたインダクタンスはタップを有 するインダクタであり、ダイオード及びキャパシタが図示した如く接続している 。図２９Ｂの実施例においては、出力ダイオードが結合インダクタのタップに接 続されている。結合インダクタ、ディスクリートなインダクタ及びタップを有す る結合インダクタの組み合わせを含み上記した動作原理に従って動作するような 他の多くの実施例が考えられる。

図４Ａ及び４Ｂの電流転換スイッチ及び図７乃至２９の種々のＺＣＢコンバータ に含まれる２端子スイツチの動作条件は動作モードによって異なる。短サイクル モードにおいては、スイッチ電流は常に一方向であるが、このスイッチはそれが ターンオフしたとき（図５Ｄ、１０Ｄ及び１２Ｄにおける時刻ｔ４）の負の電圧 に耐えなければならない。

長サイクルモードにおいては、スイッチは負の電圧に対抗する必要はないが、動 作サイクルの部分（例えば図６Ｂ。

１１Ｂ及び１３Ｂ）の間において負の電流を運ばなければならない。実際上、半 導体スイッチは、通常、双方向電圧には耐えられずあるいは双方向電流を効率的 に運ぶことはできない。図３０Ａは長サイクルモードにおいて動作するＺＣＢコ ンバータに用いられうる２端子スイツチ１１８の実施例を示している。図におい て、単極性スイッチ１２０はこれかオフのとき、ある動作においてスイッチの両 端に現れるピーク電圧に等しいか又はそれ以上の正の電圧Ｖｓｗに対抗できかつ 、スイッチがオンのとき、矢印で示した方向の単方向電流１ｓｗを運ぶことがで きる単極性素子である。

電ａＩ　ｓの負の値は第１ダイオード＋２０によって運ばれ、この第１ダイオー ドは単極性スイッチの能力に耐え得る電圧以上の電圧定格を有する。図３１Ａは 短サイクルモードにおいて動作するＺＣＢコンバータに用いられる２端子スイツ チ１２４の実施例を示している。図においてこの単極性スイッチはスイッチがオ フのとき、与えられた動作の中でスイッチの両端に現れる電圧以上の正の電圧Ｖ ｓｗに対抗することができ、且、スイッチがオンのとき矢印で示した方向の単方 向電流１ｓｗを運ぶことができる単極性素子である。ゼロ電流において単極性ス イッチ１２６がターンオフしたとき、電圧Ｖ５ｗの負の値はダイオード１２８に よって阻止される。通常、ダイオード１２２及び１２８は早いリカバリーができ る素子である。双方の実施例において単極性スイッチは、例えば電界効果トラン ジスタ（ＦＥＴ）、バイポーラトランジスタ、又は絶縁ゲートバイポーラトラン ジスタ（ＩＧＢＴ）であり、これ等の素子はそれらのロス及び駆動条件（例えば 、回路の複雑さ及び素子をターンオンオフさせることに伴うロス）において比較 される。バイポーラトランジスタにおける導電ロス（スイッチがオンのときの期 間におけるＶｓｗ−Ｉｓロス）はＩｓｗの平均値にほぼ比例しく素子かオンのと き“定電圧°スイッチであるとする）、シかしながら、この素子は複雑な駆動回 路を必要とする。なんとなればこの素子をターンオン及びオフさせるためにはか なりの大きさのベース電流の流れを制御する必要があるからである。一般に、駆 動条件はバイポーラトランジスタをスイッチの選択としては良くない選択である とする。ＦＥＴをオンオフ駆動することはより単純である。なんとなればＦＥＴ をターンオン・オフすることはこの素子のゲート容量を二つの電圧レベルの間に おいて充放電するからである。しかしながらＦＥＴにおける導通ロスはＦＥＴに おけるｒｍｓ電流の平方に比例する（この場合、素子のオンのときの抵抗はほぼ 一定とする）。従来例のコンバータにおいては、スイッチ遷移時間を最少にする ことがスイッチングロスを最少とする重大な要素である。この条件はＺＣＢコン バータにおいてはより緩和されている。

よって、ＺＣＢコンバータにおけるＦＥＴの駆動回路は従来例のコンバータにお けるより単純である。なんとなれば、ゲート容量の急速な充放電に伴う電流のピ ーク値が低減されているからである。バイポーラトランジスタと同様な導電ロス を育しかつＦＥＴと同様な駆動条件を有するＩＧＢＴは従来のコンバータにおい ては低い動作周波数の場合（すなわち低い電力密度）を除いて殆ど用いることが できなかった。なんとなればＩＧＢＴはＦＥＴに比較してより遷移時間が遅いか らである。しかしながらＺＣＢコンバータにおいてはＩＧＢＴの緩やかな遷移時 間はあまり重要ではなく、低い導電ロスの利点及び駆動回路の簡単さがより有利 となる。図３０Ｂは図３ＯＡの２端子スイツチｌ１８の実施例１３０を示してい る。図３０Ｂにおいては、ＦＥＴ　１３２が単極性スイッチとして用いられてい る。この図においては、第２ダイオード１３４がＦＥＴに直列に接続されて、負 の電流Ｉｓか第１ダイオード１３６によって運ばれることを確実にしかつＦＥＴ に本来的に含まれるダイオードにこの負電流か流れないようにしている（ＦＥＴ に含まれるダイオード（ボディーダイオード）は本質的に緩やかな逆リカバリー 特性を有している）。図３０Ｃは図３０Ａのスイッチの実施例を示し、ここでは 、ＩＧＢＴが単極性スイッチ１４０として用いられている。図３１Ｂ及び３１Ｃ は図３１Ａの２端子スイツチの実施例であり、各々ＦＥＴ及びＩＧＢＴを用いて いる。

実際の用途において、入力電源電圧及びコンバータ負荷が変化しても、ＺＣＢコ ンバータの出力電圧をある所定位置に維持することが望まれる。ＶｏＯ値は固定 にされるか又は所定の方法によって変化せしめられる（米国特許出願第０７／６ ４２．２３２号、１９９１年１月１６日出願を参照）。ＺＣＢコンバータの出力 電圧を制御する方法が図３２に示されている。この図において、ＺＣＢコンバー タ１４２は図７または８に示されたタイプのものであり、長又は短サイクル動作 モードで動作し、電圧Ｖｉｎの入力電源から電力を受けとって、Ｖｉｎより大な るＶＯの出力電圧にて負荷４７に電力を供給する。出力電圧Ｖｏの所望の値を示 す第１信号Ｖｒｅｆかエラー増幅器１４４に供給され、このエラー増幅器はコン バータ出力電圧ＶＯに比例する第２信号Ｖ−Ｋ・Ｖｏｕｔを受けとる。信号Ｖ１ が分圧回路１４６によってエラー増幅器に供給される。もし信号■１がＶｒｅｆ より大であるならば、エラー増幅器の出力は減少し、もし信号Ｖ１がＶｒｅｆよ り小ならばエラー増幅器の出力は増大する。

エラー増幅器の出力は可変周波数コントローラ１４８に供給される。エラー増幅 器の出力が増大すると、スイッチコントローラ１５２に供給されるＶｆがコンバ ータ動作サイクルが始まる頻度を増大させる。すなわちコンバータ動作周波数を 増大させる。このようにして、コンバータ動作周波数は自動的に調整されて、負 荷及び入力電圧が変化してもＶｏｕｔ−Ｖｒｅｆ／Ｋが維持される。

スイッチコントローラ（図４Ａ及びＢの４１．４３；図３２の１５０）を実現す る種々の方法がある。斯かるスイッチコトローラの詳細が図３３に示されており 、この図はスイッチコトローラ４１、スイッチ４０及びスイッチ４０１；直列接 続した電流トランス２００からなるＺＣスイッチの一部を示している。図示した ごとく、信号ＩＮＩＴは時刻を一部においてハイとなってセット−リセットフリ ップフロップ２７０の出力ＶＱをハイとする。このフリップフロップの出力ＶＱ はＳ入力にハイレベル信号が供給されたときハイとなりＲ入力端子にハイレベル 信号か供給されたときにローとなる。信号ＶＱはスイッチドライバ２１０に供給 されて、スイッチドライバ２１ＯはＶＱがハイの時スイッチ４０を閉成せしめる 。スイッチの開成によってスイッチ電流Ｉ５ｗか流れ始め、トランス作用よりこ の電流の一部が電流トランス２００の右側に接続された信号ダイオード２３０の 中を流れる。電流トランス２００は巻数比Ｎ２／Ｎｌでありこれは１より大であ る。ダイオード電圧Ｖｌが比較回路２４０の一方の入力に供給される。例えば０ ．ＩＶの式１電圧■ｔが比較回路２４０の他の入力に供給される。ＶｌがＶｔ以 上になると、比較回路の出力はローの状態になる。スイッチ電流１ｓｗか、時刻 ｔにおいて０に戻ると、ダイオードを流れる電流が減少して電圧ＶｌはＶｔ以下 になる。このことが比較回路２４０の出力をハイ状態に反転させてキヤパシタ２ ５０及び抵抗２６０を介して高電圧パルスＶＲがフリップフロップ２７０のＲ入 力に供給される。このパルスはフリップフロップをリセットしてＶＱがローとな ってスイッチ４０かターンオフする。既に述べたごとく図３３のスイッチコトロ ーラはスイッチがターンオンした後に電流か０に戻る最初の時点でスイッチを解 放するようになっている。

よって図３３の回路構成は短サイクル動作モードに適している。スイッチコトロ ーラは単に電流トランスの巻方向を逆転させることによって長サイクルモードに 適用せしめられ得る（図３４に示すごとく）。図３４に示した巻方向によってス イッチはスイッチが一部ターンオンした後に２度目に電流が０となる時に解放せ しめられる。

他の実施例は以下の特許請求の範囲の中にある。

Ｎ （従来例） 図３Ａ 図３Ｂ 図３Ｃ 図４Ａ 図４Ｂ スイッチ制御ｌ信号 図９ ＜　ＣＱ　（１） ロ　１．、　ｆ！。

図１４ 図１５Ａ　図１５Ｂ 図１５Ｃ図１５Ｉ） □　１次巻線　□　２次巻線 均等結合 図１７ 図工８ 図１９ 図２０ 図２５Ａ 図２５８ 図２６Ｂ 図２７　Ａ。

図２７８ 図２７Ｃ 図２７　Ｉ） 図２８Ｅ 図２９　、Ａ 図２９８ Ｏ○ 図３３ 図３４ 国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力電流源から出力電圧シンクへの電力転送を制御するスイッチング装置で あって、 オン又はオフして前記入力電源から前記出力電圧シンクへの電流供給を許容又は 禁止するスイッチと，前記スイッチに前記スイッチがターンオンした後に前記ス イッチの中を流れる時間的変化の特性時間スケールを画定する回路素子と、 前記スイッチを流れる電流が０になる毎に前記スイッチをターンオン及びターン オフさせて、前記出力電圧シンクの両端電圧の前記入力電源の両端電圧の平均値 に対する比を制御して前記比が１以上となるように前記ターンオン時間を制御す るスイッチコントローラと、前記スイッチが解放された後に前記出力電圧シンク への電流を許容し且つ前記出力電圧シンクから前記入力電源に向けて逆電流が流 れるのを防止する単方向導電素子と、からなることを特徴とするスイッチング装 置。 ２．請求項１記載の装置であって、前記回路素子がインダクタ及びキャパシタを 含むことを特徴とする装置。 ３．請求項２記載の装置であって、前記インダクタ及び前記スイッチは直列回路 を形成し、前記入力電源及び前記キャパシタは前記直列回路に並列に接続されて いることを特徴とする装置。 ４．請求項２記載の装置であって、前記スイッチは前記電流源に直列に接続され 、前記インダクタ及びキャパシタは前記スイッチに並列な直列回路を形成してい ることを特徴としている装置。 ５．入力電流源から出力電圧シンクへの電力転送を制御するスイッチング装置で あって、 スイッチと、前記スイッチに直列に接続されて前記入力電流源に並列な直列回路 を形成する値Ｌ１の第１インダクタンスと、 前記入力電流源に並列接続されて値Ｃの第１キャパシタと、 前記入力電流源及び前記出力電圧シンクの間に接続されて前記スイッチの解放の 後前記入力電流源から前記電圧シンクへ電流を通過させる極性を有する第１単方 向導電素子と、前記スイッチを流れる電流が０のとき前記スイッチをターンオン 及びターンオフさせるスイッチコトローラと、からなり、 前記第１インダクタンス及び前記第１キャパシタは前記スイッチのターンオンの 後に流れるスイッチ電流の正弦波成分の特性時間スケールＴｃ＝ｐｉ・ｓｑｒｔ （Ｌ１・Ｃ）を画定し、前記電圧シンクの両端の電圧の前記入力電流源の両端電 圧の平均値に対する比が前記ターンオン時間の開始の割合を調整することによっ て１以上になるように変化せしめられることを特徴とする装置。 ６．入力電流源から電圧シンクへの電力転送を制御するスイッチング装置であっ て、 スイッチと、 値Ｌ１を有し値Ｃを有する第１キャパシタに直列接続し前記入力電流源に並列な 直列回路を形成する第１インダクタンスと、前記負荷に直列接続して前記第１キ ャパシタに並列な直列回路を形成し、前記スイッチが解放した後に前記入力電流 源から前記負荷への電流を通過させる極性の第１単方向導電素子と、 前記スイッチを流れる電流が０のとき前記スイッチをターンオン及びターンオフ させるスイッチコントローラと、からなり、 前記第１インダクタンス及び前記第１キャパシタは前記スイッチがターンオンし た後に流れるスイッチ電流の正弦波成分の特性時間スケールＴｃ＝ｐｉ・ｓｑｒ ｔ（Ｌ１・Ｃ）を画定し、前記入力電流源の両端電圧の平均値に対する前記電圧 シンクの両端電圧の比が前記ターンオン時間の開始時点の頻度を調整することに より１以上となっていることを特徴とする装置。 ７．請求項１、５又は６記載の装置であって、前記スイッチコントローラは前記 スイッチがターンオンした後に前記スイッチを流れる電流が最初に０になったと きに前記スイッチをターンオフさせるようになされていることを特徴とする装置 。 ８．請求項１、５又は６記載の装置であって、前記スイッチコントローラは前記 スイッチがターンオンした後に前記スイッチを流れる電流が２度目に０になった ときに前記スイッチをターンオフさせるようになされていることを特徴とする装 置。 ９．入力電圧源から負荷に前記入力電圧源の電圧より大なる負荷電圧にて電力を 転送をする昇圧パワーコンバータ装置であって、 入力インダクタンスと前記電圧源に直列接続したスイッチング回路とからなり、 前記スイッチング回路は、前記スイッチがオフ又はオンの時前記入力電圧源から 前記負荷への電流供給を許容又は禁止するスイッチと、前記スイッチに接続され て、前記スイッチがターンオンした後に前記スイッチに流れる電流の時間的変化 の特性時間スケールを画定する回路素子と、 前記スイッチを流れる電流が０のとき前記スイッチをターンオン及びターンオフ させて、前記負荷の両端電圧の前記入力電圧源の両端電圧の平均値に対する比を １以上とするように前記ターンオン時間を制御するスイッチコントローラと、 前記スイッチが解放された後に前記負荷に電流が供給されることを許容し且つ前 記負荷から前記入力電圧源に向って逆電流が流れることを禁止する極性を有する 単方向導電素子と、からなることを特徴とする装置。 １０．請求項９記載の装置であって、前記回路素子はインダクタ及びキャパシタ からなることを特徴とする装置。 １１．請求項１０記載の装置であって、前記インダクタ及び前記スイッチは直列 回路を形成し、前記キャパシタは前記直列回路に並列接続されていることを特徴 とする装置。 １２．請求項１０記載の装置であって、前記インダクタ及び前記キャパシタは前 記スイッチに並列接続された直列回路を形成することを特徴とする装置。 １３．入力電圧源から負荷に向かって前記入力電圧より大なる負荷電圧にて電力 を転送する昇圧パワーコンバータ装置であって、 磁気的回路と、 前記電圧源及び前記磁気的回路の一部に直列接続したスイッチと、 前記スイッチと前記入力電圧源の接続点と前記磁気的回路との間に接続された第 １キャパシタであって、前記磁気的回路の一部を前記キャパシタ及びスイッチに 直列接続せしめ、前記磁気的回路と協働して前記スイッチが閉成した後に流れる スイッチ電流の正弦波成分の時間的変化の特性時定数を画定する第１キャパシタ と、 前記スイッチを流れる電流が０のときに前記スイッチをターンオン及びターンオ フさせて、前記負荷の両端電圧の前記入力電圧源の両端電圧の平均値に対する比 を１以上に制御するようにターンオン時間を制御するスイッチコントローラと、 前記磁気的回路及び前記負荷の間に接続されて前記負荷の方向に電流を流す方向 に極性が向けられた第１単方向導電素子と、からなることを特徴とする装置。 １４．請求項１３記載の装置であって、前記磁気的回路は、入力端子、出力端子 及びシャント端子を有し、前記入力電圧源は前記入力端子に接続され、前記スイ ッチは前記シャント端子に接続され、前記第１キャパシタ及び前記第１単方向導 電素子は前記出力端子に接続されていることを特徴とする装置。 １５．請求項１４記載の装置であって、前記磁気的回路は、前記入力端子及び前 記シャント端子の間に接続した第１ディスクリートコンダクタと、前記シャント 端子及び前記出力端子の間に接続された第２ディスクリートインダクタとからな ることを特徴とする装置。 １６．請求項１４記載の装置であって、前記磁気的回路は前記入力端子及び前記 出力端子の間に接続された第１ディスクリートインダクタと、前記シャント端子 及び前記出力端子の間に接続された第２ディスクリートインダクタとからなるこ とを特徴とする装置。 １７．請求項１４記載の装置であって、前記磁気的回路は第１巻線及び第２巻線 を有する結合インダクタからなり、前記第１巻線は前記入力端子及び前記シャン ト端子の間に接続され、前記第２巻線は前記シャント端子及び前記出力端子の間 に接続され、前記巻線の巻き方向は前記入力端子及び前記シャント端子の間に正 の電圧が印加されたとき前記出力端子及び前記シャント端子の間に正の電圧が現 れるようになされていることを特徴とする装置。 １８．請求項１４記載の装置であって、前記磁気的回路は第１巻線及び第２巻線 からなる結合インダクタからなり、前記第１巻線は前記入力端子及び前記出力端 子の間に接続され、前記第２巻線は前記シャント端子及び前記出力端子の間に接 続され、両巻線の巻き方向は前記入力端子及び前記出力端子の間に正の電圧が印 加されたとき前記出力端子及び前記シャント端子の間に正の電圧が誘起されるよ うになされていることを特徴とする装置。 １９．請求項１７記載の装置であって、前記磁気的回路は、更に、前記第１巻線 に直列接続したディスクリートインダクタを含むことを特徴とする装置。 ２０．請求項１７記載の装置であって、前記磁気的回路は、更に、前記第２巻線 に直列接続したディスクリートインダクタを有することを特徴とする装置。 ２１．請求項１８記載の装置であって、前記磁気的回路は、更に、前記第１巻線 に直列接続されたディスクリートなインダクタを有することを特徴とする装置。 ２２．請求項１８記載の装置であって、前記磁気的回路は、更に、前記第２巻線 に直列接続したディスクリートなインダクタを有することを特徴とする装置。 ２３．請求項１８記載の装置であって、前記磁気的回路は、更に、第３巻線及び 第４巻線を有する第２結合インダクタからなり、前記第３巻線は前記第１巻線に 直列であり前記入力端子に接続され、前記第４巻線は前記第１及び第２巻線の接 続点と前記出力端子との間に接続されていることを特徴とする装置。 ２４．請求項２３記載の装置であって、前記磁気的回路は、更に、前記第３巻線 に直列接続されたディスクリートなインダクタを有することを特徴とする装置。 ２５．請求項２３記載の装置であって、前記磁気的回路は、更に、前記第４巻線 に直列接続されたディスクリートなインダクタを有することを特徴とする装置。 ２６．請求項２３記載の装置であって、前記磁気的回路は、更に、前記第２巻線 に直列接続されたディスクリートなインダクタを有することを特徴とする装置。 ２７．入力電圧源から電圧シンク負荷に前記入力電圧源の電圧より大なる負荷電 圧にて電力を転送する昇圧パワーコンバータ装置であって、値Ｌの入力インダク タンスと、前記入力電圧源に直列接続されたスイッチングと、からなり、前記ス イッチング回路は、 値Ｌ１の第１インダクタンスに直列接続されて、前記入力インダクタ及び前記入 力電圧源に直列な直列回路を形成するスイッチと、 値Ｃを有し前記スイッチ及び前記第１インダクタによって形成される直列回路に 並列接続された第１キャパシタと、前記負荷と前記入力インダクタンス及び前記 スイッチング回路の接続点との間に接続されて前記スイッチが解放された後に前 記入力電圧源から前記負荷に電流を通過せしめる極性を有する第１単方向導電素 子と、前記スイッチを流れる電流が０になったときに前記スイッチをターンオン 及びターンオフさせるスイッチコントローラと、からなり、 前記第１インダクタンス、前記入力インダクタンス及び前記第１キャパシタは、 前記スイッチがターンオンした後に流れるスイッチ電流の正弦波成分の時間的変 化の特性時間スケールＴｃ＝ｐｉ・ｓｑｒｔ（Ｌｐ・Ｃ）（ここでＬｐ＝（Ｌ１ ・Ｌ２）／（Ｌ１＋Ｌ２））を画定して、前記入力電圧源の両端電圧の平均値に 対する負荷の両端電圧の比を１以上にするように前記ターンオン時間の開始の頻 度を調整していることを特徴している装置。 ２８．入力電圧源から電圧シンク負荷に前記入力電圧源の電圧より大なる負荷電 圧にて電力を転送する昇圧コンバータ装置であって、 値Ｌの入力インダクタンスと、前記入力電圧源に直列接続したスイッチング回路 とからなり、前記スイッチング回路は、 スイッチと、 値Ｃの第１キャパシタに直列接続されて値Ｌ１を有し、前記スイッチに並列接続 される直列回路を形成する第１インダクタンスと、 前記負荷と前記第１インダクタンス及び前記第１キャパシタの接続点との間に接 続されて、前記スイッチが解放された後に前記入力電圧源から前記負荷に電流を 通過させる極性を有する第１単方向素子と、前記スイッチを流れる電流が０の時 前記スイッチをターンオン及びターンオフさせるスイッチコントローラと、から なり、前記第１インダクタンス及び前記第１キャパシタは、前記スイッチがター ンオンした後に流れるスイッチ電流の正弦波成分の時間的変化の特性時間スケー ルＴｃ＝ｐｉ・ｓｑｒｔ（Ｌ１・Ｃ）を画定して、前記負荷の両端電圧の前記入 力電圧源の両端電圧の平均値に対する比を１以上とするように前記ターンオン時 間を開始する頻度を変化させることを特徴とする装置。 ２９．入力電圧源から電圧シンクに前記入力電圧源の電圧より大なる負荷電圧に て電力を転送する昇圧パワーコンバータ装置であって、 スイッチと、巻数Ｎ２を有する第２巻線に直列接続した巻数Ｎ１を有する第１巻 線を有し、前記第１及び第２巻線の巻方向が前記第１巻線の両端電圧が前記第１ 巻線の両端電圧に加算される電圧が前記第２巻線の両端に誘起されるようになっ ている結合インダクタであって、前記第１巻線は前記入力電圧源に接続され、前 記両巻線は、前記入力電圧源及び前記スイッチに直列され、その巻数比ａ＝Ｎ１ ／Ｎ２であり、第１巻線の全インダクタスはＬｐｒｉであり、第２巻線の全イン ダクタンスはＬｓｅｃであり、第１及び第２巻線のインダクタンスは各々Ｌ１１ 及びＬ１２であり、磁化インダクタンスはＬｍであり、Ｌｐｒｉ＝Ｌｍ＋Ｌ１１ 及びＬｓｅｃ＝Ｌ１２＋Ｌｍ／ａ２となる結合インダクタと、 前記第１巻線及び前記第２巻線の接続点と前記入力電圧源及び前記スイッチの接 続点との接続されて値Ｃを有する第１キャパシタと、 前記負荷と前記第１巻線及び前記第２巻線の接続点との間に接続されて、前記ス イッチの解放された後に前記入力電圧源から前記負荷に電流を通過せしめる極性 を有する第１単方向導電素子と、 前記スイッチを流れる電流が０になった時前記スイッチをターンオン及びターン オフさせるスイッチコントローラと、からなり、 前記結合インダクタ及び前記第１キャパシタは、前記スイッチのターンオンの後 に流れるスイッチ電流の制限は成分の時間的変化に対する特性時間スケールを画 定して、前記負荷の両端電圧の前記入力電圧源の両端電圧の平均値に対する比が １以上となるように前記ターンオン時間の開始の頻度を変化させるようになって おり、前記特性時間スケールが次式 ▲数式、化学式、表等があります▼ となっていることを特徴とする装置。 ３０．入力電圧源から電圧シンク負荷に前記入力電圧源の電圧より大なる負荷電 圧にて電力を転送する昇圧パワーコンバータ装置であって、 値Ｃを有する第１キャパシタと、 巻数Ｎ２の第巻線に直列接続されて巻数Ｎ１を有する第１巻線を有し、前記第１ 及び第２巻線の巻方向が前記第１巻線に印加される電圧とは反対向きの電圧を前 記第２巻線に誘起する結合インダクタであって、前記第１巻線が前記入力電圧源 に接続され、前記両巻線が、前記入力電圧源及び前記第１キャパシタに接続され 、卷数比ａ＝Ｎ１／Ｎ２、第１巻線の全インダクタンスがＬｐｒｉであり、前記 第２巻線の全インダクタンスがＬｓｅｃであり、前記１及び第２巻線の漏洩イン ダクタンスがＬ１１及びＬ１２であり磁化インダクタンスがＬｍであり、Ｌｐｒ ｉ＝Ｌｍ＋Ｌ１１及びＬｓｅｃ＝Ｌ１２＋Ｌｍ／ａ２となっている結合インダク タと、 前記第１巻線及び前記第２巻線の接続点と前記入力電圧源及び前記第１キャパシ タの接続点との間に接続されたスイッチと、 前記負荷と前記第２巻線及び第１キャパシタの接続点との間に接続されて、前記 スイッチが解放された後前記入力電圧源から前記負荷に電流を通過せしめる極性 の第１単方向導電素子と、前記スイッチを流れる電流が０になる時に前記スイッ チをターンオン及びターンオフさせるスイッチコントローラと、からなり、 前記第１インダクタンス及び前記キャパシタが、前記スイッチのターンオンの後 に流れるスイッチ電流の正弦波成分の時間的変化の特性時間スケールを画定し、 前記負荷の両端電圧の前記入力電圧源の両端電圧の平均値に対する比が１以上と なるように前記ターンオン時間の開始の頻度を調整するようになっており、前記 特性時間スケールが次式▲数式、化学式、表等があります▼ となることを特徴とする装置。 ３１．請求項１３ないし３０記載の昇圧パワーコンバータ装置であって、更に前 記入力電圧源及び前記昇圧コンバータ装置の間に直列接続された第２単方向導電 素子を有することを特徴とする装置。 ３３．請求項１３乃至３０記載の昇圧パワーコンバータ装置であって前記入力電 源が交流電源であって更に、前記交流電源と前記昇圧パワーコンバータ装置の間 に接続された全波整流回路を有することを特徴とする装置。 ３３．請求項３１記載の装置であって、前記昇圧パワーコンバータ装置の入力と 前記負荷との間に接続された第３単方向導電素子を更に有し、前記第３車方向導 電素子は前記第２単方向導電素子によって阻止される前記入力電源に向かう電流 を前記負荷の方向に導通せしめることを特徴とする装置。 ３４．請求項３２記載の装置であって、前記昇圧パワーコンバータ装置の入力及 び前記負荷との間に接続された第３単方向導電素子を更に有し、前記第３単方向 装置は前記昇圧パワーコンバータ装置の入力から前記入力電源の方向に流れかつ 前記第２単方向導電素子によって前記入力電源に流れ込むことを禁止された電流 を前記負荷に向けて通過せしめる極性を有することを特徴とする装置。 ３５．請求項１３乃至３０記載の装置であって、前記スイッチコントローラは、 前記スイッチがターンオンした後に、前記スイッチを流れる亀流が最初にゼロに 戻ったときに前記スイッチをターンオフさせるようになっていることを特徴とす る装置。 ３６．請求項１３乃至３０記載の装置であって、前記スイッチコントローラは前 記スイッチがターンオンした後に前記スイッチを流れる電流が２度目にゼロに戻 ったときに前記スイッチをターンオフさせるようになっていることを特徴とする 装置。 ３７．請求項１３乃至３０記載の装置であって、前記負荷に並列な出力キャパシ タを更に有し、前記出力キャパシタの容量は前記負荷に供給される出力電流の時 間的変化を平滑するに十分に大きく、コンバータの出力電圧がほぼ直流であるこ とを特徴とする装置。 ３８．請求項１３乃至３０記載の装置であって、負荷における出力電圧に応答し てスイッチのターンオン時間の周波数を変化せしめる出力電圧コントローラを更 に有することを特徴とする装置。 ３９．請求項３２記載の装置であって、負荷における出力電圧に応答して前記ス イッチのターンオン時間の周波数を制御する出力電圧コントローラを更に有する ことを特徴とする装置。 ４０．請求項３８記載の装置であって、前記出力電圧コントローラは、 前記コンバータ装置の出力電圧の所望値を示す基準信号と、前記コンバータ装置 の実際の出力電圧を示す第２信号を生成する分圧回路と、前記基準信号と前記第 ２信号とを比較して前記コンバータ出力電圧の所望値と前記実際のコンバータ出 力電圧との差を示す出力を生成するエラー増幅器と、前記エラー増幅器の出力を 受けて、スイッチターンオン時間の開始頻度を示して前記実際の出力電圧をコン バータ出力電圧の前記所望値に等しくするような第３信号を前記スイッチコント ローラに供給する可変周波数制御回路と、からなることを特徴とする装置。 ４１．請求項３９記載の装置であって、前記出力電圧コントローラは電力ファク タプリレギュレータコントローラであり、前記電力ファクタプリレギュレータコ ントローラは前記昇圧パワーコンバータに流れ込む入力電流を前記交流電源の時 間変化波形に追従せしめつつ、前記出力電圧を前記交流電源による電圧のピーク 値及び前記負荷の最小動作電圧以上に維持することを特徴とする装置。 ４２．電流源から電圧シンクへの電力転送を制御する方法であって、スイッチを 流れる電流がゼロの時前記スイッチをターンオフ及びターンオンさせることによ り前記電流源から前記電圧シンクへの電流の流れを交互に許容又は禁止し、前記 ターンオン時間を前記入力電流源の両端電圧の平均値に対する前記電圧シンクの 両端電圧の比を１以上となるように制御する手段として調整することを特徴とす る方法。 ４３．請求項４２記載の方法であって、ゼロ電流の時のスイッチのターンオンの 開始から電流がゼロとなってスイッチがターンオフする終端までの時間における スイッチを流れる電流の時間変化の特性時間スケールを画定する回路素子を前記 スイッチに接続することを含む方法。 ４４．請求項４２記載の方法であって、前記スイッチがターンオンした後に前記 スイッチを流れる電流が最初にゼロになった時に前記スイッチをターンオフさせ る行程を更に有することを特徴とする方法。 ４５．請求項４２記載の方法であって、前記スイッチがターンオンした後に前記 スイッチを流れる電流が２度目にゼロになったときに前記スイッチをターンオフ させる行程を更に含むことを特徴とする方法。 ４６．請求項１，５，６，９，１３，２７，２８，２９又は３０記載の装置であ って、前記スイッチはオンのとき双方向電流を運ぶことができかつオフのとき単 極性電圧に耐えることができる双方向２端子スイッチを含み、前記双方向２端子 スイッチは、 ターンオフの時、単極性電圧に耐えることができる単極性スイッチであって、前 記スイッチに対して正及び負の極性を画定し、ターンオンのとき前記正及び負の 極性の間に単極性電流を運ぶことができる単極性スイッチと、前記単極性スイッ チに並列接続して、前記単極性スイッチによって運ばれ得る電流とは反対の方向 の電流を流すような極性になされた第１単方向導電素子と、からなることを特徴 とする装置。 ４７．請求項１，５，６，９，１３，２７，２８，２９又は３０記載の装置であ って、前記スイッチはオン状態のとき単極性電流を運ぶことができ且オフ状態の とき単極性電圧に耐えることができる双方向２端子スイッチを有し、双方向２端 子スイッチは、 ターンオフのとき単極性電圧に対向することができ且つ前記スイッチに対して正 及び負極性を画定し、ターンオンのとき前記正及び負極性の間に単極性電流を流 すことができる単極性スイッチと、前記単極性スイッチに直列接続して、前記単 極性スイッチと同じ方向に電流を通過せしめる第１単方向導電素子と、からなる ことを特徴とする装置。 ４８．請求項４６記載の装置であって、前記単極性スイッチはバイポーラトラン ジスタからなることを特徴とする装置。 ４９．請求項４７記載の装置であって、前記単極性スイッチはバイポーラトラン ジスタからなることを特徴とする装置。 ５０．請求項４６記載の装置であって、前記単極性スイッチは電界効果トランジ スタからなることを特徴とする装置。 ５１．請求項４７記載の装置であって、前記単極性スイッチは電界効果トランジ スタからなることを特徴とする装置。 ５２．請求項４６記載の装置であって、前記単極性スイッチは絶縁ゲートバイポ ーラトランジスタからなることを特徴とする装置。 ５３．請求項４７記載の装置であって、前記単極性スイッチは絶縁ゲートバイポ ーラトランジスタからなることを特徴とする装置。 ５４．請求項４６記載の装置であって、前記単極性スイッチは、第２単方向導電 素子に直列な電界効果トランジスタからなり、前記第２単方向導電素子は前記電 界効果トランジスタと同じ方向に電流を通過させる極性を有することを特徴とす る装置。 ５５．ゼロ電流スイッチング昇圧コンバータの入力回路における望ましからざる 共振を禁止する方法であって、入力電源と前記ゼロ電流スイッチング昇圧コンバ ータとの間の双方向電流の流れを禁止する行程を含むことを特徴とする方法。 ５６．ゼロ電流スイッチング昇圧パワーコンバータの動作周波数の変動範囲を前 記コンバータの負荷が減少したときに前記ゼロ電流スイッチング昇圧コンバータ の入力回路における望ましからざる共振を防止しつつ抑制する方法であって、前 記方法は、前記コンバータの入力から前記入力電源への逆電流を防止する行程と 、前記負荷への逆電流の通路を提供する行程と、からなることを特徴とする方法 。