JP2510988B2 - 偏分波器 - Google Patents
偏分波器Info
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- JP2510988B2 JP2510988B2 JP61067408A JP6740886A JP2510988B2 JP 2510988 B2 JP2510988 B2 JP 2510988B2 JP 61067408 A JP61067408 A JP 61067408A JP 6740886 A JP6740886 A JP 6740886A JP 2510988 B2 JP2510988 B2 JP 2510988B2
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- demultiplexer
- fork
- displacement
- hollow
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/16—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion
- H01P1/161—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion sustaining two independent orthogonal modes, e.g. orthomode transducer
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Inorganic Insulating Materials (AREA)
- Lasers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は請求の範囲１の上位概念による偏分波器に関
する。
する。
従来技術 今日、2:1以上の帯域幅を可能にするマイクロ波アン
テナは２つの偏波での動作に相応して広帯域の偏分波器
を必要とする。斯様な偏分波器はさらに２つの周波数ろ
波器を組み合わせて１つの周波数ろ波器−偏分波器（シ
ステム分波器とも称せられる）を可能にして、分波器は
夫々２つの直線偏波を有する隣接せる周波数帯域の２つ
の指向性無線システムを同一のアンテナに結合したり切
換えたりすることがでる。この２帯域アンテナ装置は従
来の単一帯域アンテナに比して各無線タワーにて同じ所
要スペースのもとで２つの指向性無線システムの伝送容
量を拡大する。
テナは２つの偏波での動作に相応して広帯域の偏分波器
を必要とする。斯様な偏分波器はさらに２つの周波数ろ
波器を組み合わせて１つの周波数ろ波器−偏分波器（シ
ステム分波器とも称せられる）を可能にして、分波器は
夫々２つの直線偏波を有する隣接せる周波数帯域の２つ
の指向性無線システムを同一のアンテナに結合したり切
換えたりすることがでる。この２帯域アンテナ装置は従
来の単一帯域アンテナに比して各無線タワーにて同じ所
要スペースのもとで２つの指向性無線システムの伝送容
量を拡大する。
さらに衛生無線通信においても、１オクターブを越え
る、周波数領域の拡張、例えば、これまでは3.7〜6.425
GHzであったが、今後は、3.4〜7.125GHzに拡張すること
によって伝送帯域を拡大させる必要性がある。2:1より
大の有効周波数領域を有していて、なおかつ高価なリッ
ジ形中空導体を用いない偏分波器は公知ではない。２つ
のＥ−中空導体変位部材及びＨ−中空導体変位部材を有
する西独特許出願公開公報第2842576号による偏分波器
及び４つのＥ−中空導体変位部材及びＨ−中空導体変位
部材を有する西独特許出願公開公報第3010360号による
偏分波器はたんに2:1の理論的一義性周波数領域を有し
ているにすぎず、高々利用可能な周波数領域1.73:1にす
ぎない。
る、周波数領域の拡張、例えば、これまでは3.7〜6.425
GHzであったが、今後は、3.4〜7.125GHzに拡張すること
によって伝送帯域を拡大させる必要性がある。2:1より
大の有効周波数領域を有していて、なおかつ高価なリッ
ジ形中空導体を用いない偏分波器は公知ではない。２つ
のＥ−中空導体変位部材及びＨ−中空導体変位部材を有
する西独特許出願公開公報第2842576号による偏分波器
及び４つのＥ−中空導体変位部材及びＨ−中空導体変位
部材を有する西独特許出願公開公報第3010360号による
偏分波器はたんに2:1の理論的一義性周波数領域を有し
ているにすぎず、高々利用可能な周波数領域1.73:1にす
ぎない。
上側の偏分波器の一義性周波数領域は、比較的高い周
波数領域に対して制限されているが、その物理的原因は
Ｈ−ベンドに存する。このＨ−ベンドによっては当該Ｈ
−ベンドの方形中空導体にてH20−遮断周波数に達する
作動周波数からH20−妨害波が励振される。λKH20＝ａ
のためＨ−ベンドのH20−遮断周波数はたんにその中空
導体広幅側寸法ａのみに依存し、一義性周波数領域f
KH20/fKH10も、ａ＝2bの規準断面中空導体に比して高さ
ｂを減少させてａを維持しても変わらない。このような
特性はＨ−ベンドもＨ−コーナーも有する。
波数領域に対して制限されているが、その物理的原因は
Ｈ−ベンドに存する。このＨ−ベンドによっては当該Ｈ
−ベンドの方形中空導体にてH20−遮断周波数に達する
作動周波数からH20−妨害波が励振される。λKH20＝ａ
のためＨ−ベンドのH20−遮断周波数はたんにその中空
導体広幅側寸法ａのみに依存し、一義性周波数領域f
KH20/fKH10も、ａ＝2bの規準断面中空導体に比して高さ
ｂを減少させてａを維持しても変わらない。このような
特性はＨ−ベンドもＨ−コーナーも有する。
発明の目的 本発明の課題とするところは前述の難点を取り除き、
もはや何らＨ−ベンドを必要としない偏分波器を構成す
ることにある。
もはや何らＨ−ベンドを必要としない偏分波器を構成す
ることにある。
発明の構成 この課題の解決のため本発明によれば請求範囲１の上
位概念による偏分波器において、その特徴事項の構成要
件により解決される。
位概念による偏分波器において、その特徴事項の構成要
件により解決される。
本発明の偏分波器は、２重分岐DVを有するものであ
り、２重分岐の構造と作動形式については西独特許出願
公開公報第2842576号に詳述されている。本発明の課題
を解決するのに必要な公知の２重分岐の本質的構成要件
は、本発明特許請求の範囲第１項の上位概念に記載され
ている。２重分岐を有する偏分波器の作動形式は、伝送
工学の分野に精通している当業者にとって自明事項であ
る。
り、２重分岐の構造と作動形式については西独特許出願
公開公報第2842576号に詳述されている。本発明の課題
を解決するのに必要な公知の２重分岐の本質的構成要件
は、本発明特許請求の範囲第１項の上位概念に記載され
ている。２重分岐を有する偏分波器の作動形式は、伝送
工学の分野に精通している当業者にとって自明事項であ
る。
実施例 次に図示の実施例を用いて本発明を説明する。
広帯域性に鑑みて、H20妨害波を励振しないＥ−ベン
ドは上に考察したＨ−コーナーより遥かに有利な特性を
示す。Ｅ−ベンドの方形中空導体においてE11妨害波が
次のような限界波長を以て励振される。
ドは上に考察したＨ−コーナーより遥かに有利な特性を
示す。Ｅ−ベンドの方形中空導体においてE11妨害波が
次のような限界波長を以て励振される。
λKE11は全く同じようにａとｂとに依存する。一義性
周波数領域の上限はfKE11であり、下限はfKH10＝2aであ
る。方形のＥ−ベンド中空導体の辺比a/bに依存して下
記の関係式が生じる。
周波数領域の上限はfKE11であり、下限はfKH10＝2aであ
る。方形のＥ−ベンド中空導体の辺比a/bに依存して下
記の関係式が生じる。
上記式及び第１図に示すように、a/bが大であればあ
るほど、即ちＥ−ベンドの中空導体が低くなればなるほ
ど、Ｅ−ベンドのfKE11/fKH10は益々大になる。理論的
一義性周波数領域fKE11/fKH10から、第１図に示すよう
に、次のような現実的な仮定のもとで、方形中空導体の
a/bに依存して、Ｅ−ベンドの実際上最大限利用可能な
周波数領域が得られる。即ちfKH10を10％越える最も低
い動作周波数fuが選定され、fKE11を５％下回る最も高
い動作周波数fobが選定されるという現実的な仮定のも
とで上記の最大限有効周波数領域が得られる。
るほど、即ちＥ−ベンドの中空導体が低くなればなるほ
ど、Ｅ−ベンドのfKE11/fKH10は益々大になる。理論的
一義性周波数領域fKE11/fKH10から、第１図に示すよう
に、次のような現実的な仮定のもとで、方形中空導体の
a/bに依存して、Ｅ−ベンドの実際上最大限利用可能な
周波数領域が得られる。即ちfKH10を10％越える最も低
い動作周波数fuが選定され、fKE11を５％下回る最も高
い動作周波数fobが選定されるという現実的な仮定のも
とで上記の最大限有効周波数領域が得られる。
１例として、西独特許出願第2842576号公開公報によ
る上述の偏分波器において屡々用いらるＥ−ベンドがａ
＝4bの方形中空導体にて適用される。その際その中空導
体は例えばａ＝46mmの際、3.587GHz〜12.773GHzの周波
数領域にて妨害波のないように利用可能である。これに
反して、上記分波器のＨ−ベンドは同一中空導体横断面
のもとで3.587GHz〜6.20GHzにて妨害波のないように利
用可能である。
る上述の偏分波器において屡々用いらるＥ−ベンドがａ
＝4bの方形中空導体にて適用される。その際その中空導
体は例えばａ＝46mmの際、3.587GHz〜12.773GHzの周波
数領域にて妨害波のないように利用可能である。これに
反して、上記分波器のＨ−ベンドは同一中空導体横断面
のもとで3.587GHz〜6.20GHzにて妨害波のないように利
用可能である。
以下記載するようにａ＝4bのＥ−コーナーは新たな広
帯域の偏分波器の主構成部分として最も適する。従っ
て、そのようなＥ−コーナーの広帯域マッチングが、も
う１つの重要な役割である。このために先ず、Ｅ−コー
ナーの外角隅の対称的角取り部のそれ自体公知の方式が
用いられる。第２図に示すように角取り部の大きさがXE
（水平ないし鉛直寸法）（cathetus寸法）により定ま
る。第２図は最適の帯域幅マッチングの際の、異なる屈
曲角度αに対して測定技術的手法で求められる角取り部
XEOPTを示す。
帯域の偏分波器の主構成部分として最も適する。従っ
て、そのようなＥ−コーナーの広帯域マッチングが、も
う１つの重要な役割である。このために先ず、Ｅ−コー
ナーの外角隅の対称的角取り部のそれ自体公知の方式が
用いられる。第２図に示すように角取り部の大きさがXE
（水平ないし鉛直寸法）（cathetus寸法）により定ま
る。第２図は最適の帯域幅マッチングの際の、異なる屈
曲角度αに対して測定技術的手法で求められる角取り部
XEOPTを示す。
他の研究検討によればＥ−コーナーの反射は少なくと
も60゜の屈曲角度領域において次のようにして小さくで
きる、即ち２重に補償されたＥ−アングル（Ｌ形）部材
の場合におけるXEが、第２図の値に比して幾らかより大
（５−10％）に選定され、（過度補償）、かつ角取り部
平面の対角線交点にて凹部が設けられる。例えば、負の
侵入深度を有するねじが設けられるようにするのであ
る。
も60゜の屈曲角度領域において次のようにして小さくで
きる、即ち２重に補償されたＥ−アングル（Ｌ形）部材
の場合におけるXEが、第２図の値に比して幾らかより大
（５−10％）に選定され、（過度補償）、かつ角取り部
平面の対角線交点にて凹部が設けられる。例えば、負の
侵入深度を有するねじが設けられるようにするのであ
る。
具体例としてａ＝45.4mm、ｂ＝11.35mm及びねじM10を
有する60゜−Ｅ−コーナーが構成されており、その際そ
のねじは角取り部平面の対角線交点にて取付けられてお
り、上記平面に対して0.3mm回転されている。上記コー
ナーの測定された反射係数は3.7GHz〜9.9GHzの周波数領
域では0.7％より小である。9.9GHzの上限がＥ−コーナ
ーにより惹起されないで、利用される測定装置の妨害波
型式により惹起されることは確かである。Ｅ−コーナー
の上限周波数は9.9GHzを上回る、即ち式（１）によれば
fKE11＝13.62GHzである。
有する60゜−Ｅ−コーナーが構成されており、その際そ
のねじは角取り部平面の対角線交点にて取付けられてお
り、上記平面に対して0.3mm回転されている。上記コー
ナーの測定された反射係数は3.7GHz〜9.9GHzの周波数領
域では0.7％より小である。9.9GHzの上限がＥ−コーナ
ーにより惹起されないで、利用される測定装置の妨害波
型式により惹起されることは確かである。Ｅ−コーナー
の上限周波数は9.9GHzを上回る、即ち式（１）によれば
fKE11＝13.62GHzである。
上述のように、中空導体高さｂを低減したＥ−コーナ
ーは帯域幅及び反射の少なさに関して相応のＨ−コーナ
ーより著しくすぐれている。このことから次の新たな課
題が生じる。偏分波器はできるだけ、低減された中空導
体高さｂのＥ−コーナー及び均質な線路を以ってだけで
いずれのＨ−ベンドなしにどのようにして構成され得る
か。
ーは帯域幅及び反射の少なさに関して相応のＨ−コーナ
ーより著しくすぐれている。このことから次の新たな課
題が生じる。偏分波器はできるだけ、低減された中空導
体高さｂのＥ−コーナー及び均質な線路を以ってだけで
いずれのＨ−ベンドなしにどのようにして構成され得る
か。
その解決手段は第３図下右及び左に示すように、また
西独特許第2842576号明細書に示すように、有効な２重
分岐DVを基礎とする。この２重分岐は円形中空導体軸の
周りに対称的に相互に各90゜回転されて配置されている
４つの中空導体Ｅ−変位部材から合成されたものと考え
られ得る。そのようにして形成された４つのサイクリッ
クに位置する方形中空導体は短いリッジ形中空導体部分
を用いて円形中空導体の軸のほうに向ってずらされてお
り、広帯域に反射を少なくして円形中空導体に入り込
む。
西独特許第2842576号明細書に示すように、有効な２重
分岐DVを基礎とする。この２重分岐は円形中空導体軸の
周りに対称的に相互に各90゜回転されて配置されている
４つの中空導体Ｅ−変位部材から合成されたものと考え
られ得る。そのようにして形成された４つのサイクリッ
クに位置する方形中空導体は短いリッジ形中空導体部分
を用いて円形中空導体の軸のほうに向ってずらされてお
り、広帯域に反射を少なくして円形中空導体に入り込
む。
円形中空導体における相互に垂直の直線H11−偏波の
励振のため、第３図の右、左にて２重分岐DVの相対向す
る各２つの方形中空導体接続部１〜４が２つの同じ大き
さの部分波を給電されるものとし、これらの両部分波は
円形中空導体軸５に関して相互に逆の位相を有する。こ
のために第３図右に示すように、直線分割アームを有す
る第１の破線の枠で囲んで示すそれ自体対称的な方形状
の直線中空導体フォークgG、第３図左に同様に破線で囲
んで示された右方に向かって開脚（拡開）状態での分割
アームを有する第２の電気的に対称的な方形Ｅ−変位中
空導体フォークＧが設けられており、その際それらの
分割アームの左方分割アームは第１フォークgGの直線ア
ーム間に位置を占めている。
励振のため、第３図の右、左にて２重分岐DVの相対向す
る各２つの方形中空導体接続部１〜４が２つの同じ大き
さの部分波を給電されるものとし、これらの両部分波は
円形中空導体軸５に関して相互に逆の位相を有する。こ
のために第３図右に示すように、直線分割アームを有す
る第１の破線の枠で囲んで示すそれ自体対称的な方形状
の直線中空導体フォークgG、第３図左に同様に破線で囲
んで示された右方に向かって開脚（拡開）状態での分割
アームを有する第２の電気的に対称的な方形Ｅ−変位中
空導体フォークＧが設けられており、その際それらの
分割アームの左方分割アームは第１フォークgGの直線ア
ーム間に位置を占めている。
両フォークgG及びＧは第３図の例では各１つの対称
的方形中空導体直列分岐SVから成る。この直列分岐は例
えばａ＝2bを有する分岐すべき方形中空導体を、波動イ
ンピーダンスマッチングして且一定の広幅面寸法ａ＝aT
のもとで、その際aT＝4bTの２つの分割アームに分け、
第４図に示すように屈曲させて、その屈曲はその角度が
夫々αの大きさだけ右方ないし左方へ対称的に曲げて分
岐されている。この分岐はできるだけ反射を少なくして
設計さるべきであり、その際その設計上の考察によれ
ば、第４図の分岐はaT＝4bTの方形中空導体の２つのＥ
−コーナーから合成され得、その際その両Ｅ−コーナー
は著しく薄厚の右側及び左側広幅面壁ａγ,alを以て相
互に逆の屈曲方向のもとで相接し合って位置する。薄厚
の導波壁が省かれると、フィールドはそれにより変化さ
れず、第４図に示すように、広幅面全体に及びウエッジ
部Ｋは鋭角α（屈曲角に等しい）及び第２図から明らか
なように水平ないし鉛直寸法（cathetus寸法）XEoptを
以てそのまま保たれる。その際XEoptは先ずＥ−コーナ
ーについてのみ求められて、今や直列分岐の最適広帯域
マッチングについても成立つ。第４図の直列分岐の形状
は公知のNC−削成方式（数値制御削成方式）で作成する
のに特に適する。
的方形中空導体直列分岐SVから成る。この直列分岐は例
えばａ＝2bを有する分岐すべき方形中空導体を、波動イ
ンピーダンスマッチングして且一定の広幅面寸法ａ＝aT
のもとで、その際aT＝4bTの２つの分割アームに分け、
第４図に示すように屈曲させて、その屈曲はその角度が
夫々αの大きさだけ右方ないし左方へ対称的に曲げて分
岐されている。この分岐はできるだけ反射を少なくして
設計さるべきであり、その際その設計上の考察によれ
ば、第４図の分岐はaT＝4bTの方形中空導体の２つのＥ
−コーナーから合成され得、その際その両Ｅ−コーナー
は著しく薄厚の右側及び左側広幅面壁ａγ,alを以て相
互に逆の屈曲方向のもとで相接し合って位置する。薄厚
の導波壁が省かれると、フィールドはそれにより変化さ
れず、第４図に示すように、広幅面全体に及びウエッジ
部Ｋは鋭角α（屈曲角に等しい）及び第２図から明らか
なように水平ないし鉛直寸法（cathetus寸法）XEoptを
以てそのまま保たれる。その際XEoptは先ずＥ−コーナ
ーについてのみ求められて、今や直列分岐の最適広帯域
マッチングについても成立つ。第４図の直列分岐の形状
は公知のNC−削成方式（数値制御削成方式）で作成する
のに特に適する。
両中空導体フォークの直列分岐SVには第３図に示すよ
うに各アームにて１つのＥ−コーナーがつづいており、
このＥ−コーナーは直列分岐の線路導体列中にて夫々先
行するＥ−コーナーと同じ屈曲角度を有するが逆の屈曲
方向を有する。順次連続するＥ−コーナーの距離間隔lk
は次のように選定されている、即ち第３図に示すように
今や相互に平行に延びている分割アームが、それの内側
に位置する広幅面壁間に間隔Ｗを有しこの間隔は分割ア
ームの広幅面（幅寸法）aTより幾らか大であるように選
定されている。
うに各アームにて１つのＥ−コーナーがつづいており、
このＥ−コーナーは直列分岐の線路導体列中にて夫々先
行するＥ−コーナーと同じ屈曲角度を有するが逆の屈曲
方向を有する。順次連続するＥ−コーナーの距離間隔lk
は次のように選定されている、即ち第３図に示すように
今や相互に平行に延びている分割アームが、それの内側
に位置する広幅面壁間に間隔Ｗを有しこの間隔は分割ア
ームの広幅面（幅寸法）aTより幾らか大であるように選
定されている。
直線中空導体フォークgGは次のようにして完全に構成
される。即ち、第３図の右の分割アームは長さlgの直線
状方形中空導体によって延長されこの長さlgを、第３図
左におけるＥ−変位中空導体フォークgGが直線中空導体
フォークの分割アーム間に位置を占めるように選定する
のである。
される。即ち、第３図の右の分割アームは長さlgの直線
状方形中空導体によって延長されこの長さlgを、第３図
左におけるＥ−変位中空導体フォークgGが直線中空導体
フォークの分割アーム間に位置を占めるように選定する
のである。
第３図左におるＥ−変位中空導体フォークＧは次の
ようにして完成される。即ち、直列分岐の相互に平行に
延びる分割アームには２つの相互に等しいＥ−変位部材
EVが方形中空導体横断面aT＝4bTを以て接続されるよう
にするのである。第３図左のＥ−変位部材は２つの相互
に等しいＥ−コーナーから成り、このＥ−コーナーは相
互に逆の屈曲方向のもとで均質な線路によって接続さ
れ、この線路の長さは水平方向に測定した変位区間Ｖと
して、２つの中空導体フォークの入り込み合いに十分で
あるような区間Ｖが得られるような値にするのである。
ようにして完成される。即ち、直列分岐の相互に平行に
延びる分割アームには２つの相互に等しいＥ−変位部材
EVが方形中空導体横断面aT＝4bTを以て接続されるよう
にするのである。第３図左のＥ−変位部材は２つの相互
に等しいＥ−コーナーから成り、このＥ−コーナーは相
互に逆の屈曲方向のもとで均質な線路によって接続さ
れ、この線路の長さは水平方向に測定した変位区間Ｖと
して、２つの中空導体フォークの入り込み合いに十分で
あるような区間Ｖが得られるような値にするのである。
重要なことは、第３図左に示すように隣接せるＥ−コ
ーナー間の間隔lE1,lE2が十分な大きさであるようにす
る場合にのみ、２重分岐がＥ−変位中空導体フォーク
Ｇにより電気的に対称的に（即ち妨害波を惹起せずに）
励振されることである。そのために規準となるのは自由
空間波長λ０を有するクリテイカルな最高動作周波数の
際の、Ｅ−コーナーにより励振されるE11妨害フィール
ドに対する、長さlE1,lE2を有する線路部分の公知の非
周期的減衰度aapE11である。
ーナー間の間隔lE1,lE2が十分な大きさであるようにす
る場合にのみ、２重分岐がＥ−変位中空導体フォーク
Ｇにより電気的に対称的に（即ち妨害波を惹起せずに）
励振されることである。そのために規準となるのは自由
空間波長λ０を有するクリテイカルな最高動作周波数の
際の、Ｅ−コーナーにより励振されるE11妨害フィール
ドに対する、長さlE1,lE2を有する線路部分の公知の非
周期的減衰度aapE11である。
それは以下のとおりである。
但しλKE11は式（１）からのものが入る。実際上の関
連のある屈曲角度50゜〜60゜及びaT＝4bTに対して、本
発明によれば最高動作周波数のもとでaapE11＝20dBで十
分である。このことは小さな長さlEbTの際にもう達成
される。
連のある屈曲角度50゜〜60゜及びaT＝4bTに対して、本
発明によれば最高動作周波数のもとでaapE11＝20dBで十
分である。このことは小さな長さlEbTの際にもう達成
される。
第３図の偏分波器では偏波選択性の方形中空導体の接
続フランジが同一平面内に位置する。従って、直線中空
導体フォークgGの電気長が、先ず、Ｅ−変位中空導体フ
ォークのそれより小である。少なくとも動作周波数のも
とで、偏分波器の２つの通過路の全く同じ電気長を次の
ようにして形成することが可能である、即ち直線中空導
体フォークgGが延長され従ってＥ−変位中空導体フォー
クＧがトポロジカルな根拠により短縮され得るように
するのである。上記位相対称性が比較的に大きな周波数
特性を有するということを懸念する必要はない、それと
いうのは一方の偏分波器通過路の、他方のそれとの電気
的相違は（この相違点は第３図に示すようにＥ−変位部
材EVに存する）わずかなものと見做されるからである。
続フランジが同一平面内に位置する。従って、直線中空
導体フォークgGの電気長が、先ず、Ｅ−変位中空導体フ
ォークのそれより小である。少なくとも動作周波数のも
とで、偏分波器の２つの通過路の全く同じ電気長を次の
ようにして形成することが可能である、即ち直線中空導
体フォークgGが延長され従ってＥ−変位中空導体フォー
クＧがトポロジカルな根拠により短縮され得るように
するのである。上記位相対称性が比較的に大きな周波数
特性を有するということを懸念する必要はない、それと
いうのは一方の偏分波器通過路の、他方のそれとの電気
的相違は（この相違点は第３図に示すようにＥ−変位部
材EVに存する）わずかなものと見做されるからである。
第３図の偏分波器の設計思想は上述のように提起され
た課題の解決である、それというのは素子としてはＥ−
コーナー及び均質線路のみが用いられるからである。も
って、上記偏分波器の有効（利用可能な）周波数領域は
公知装置のそれに比して著しく拡大されており、あらか
じめ１オクターブを越えている。重要にして決定的であ
るのは第３図の新規な偏分波器が、西独特許第2842576
号明細書に記載の装置にて必要とされるようにＨ−ベン
ドをもはや何ら必要としない、ということである。
た課題の解決である、それというのは素子としてはＥ−
コーナー及び均質線路のみが用いられるからである。も
って、上記偏分波器の有効（利用可能な）周波数領域は
公知装置のそれに比して著しく拡大されており、あらか
じめ１オクターブを越えている。重要にして決定的であ
るのは第３図の新規な偏分波器が、西独特許第2842576
号明細書に記載の装置にて必要とされるようにＨ−ベン
ドをもはや何ら必要としない、ということである。
第３図の偏分波器はすべての生じている中空導体部分
の軸がたんに２つの平面内に位置しているという別の特
性を有する。これら両平面は相互に垂直な位置関係にあ
り、第３図右、左ではわかり易くするため図平面として
選定してある。これら平面はすべてのそれぞれの中空導
体の広幅面壁上に垂直になっておりこれらの広幅面壁は
常にそれの中心線に沿って交差するので、すべてのそれ
ぞれの中空導体は上記平面内にて無効電流の生じないよ
うに従って無損失で分割され得る。偏分波器は直線中空
導体フォーク（gG）及びＥ−変位中空導体フォーク（
Ｇ）の各２つの鏡対称的に同じの半部から成る２重分岐
DVのほかに、たんに５つの部分から合成され得る。すべ
ての４つのフォーク半部の中空導体壁は分離平面に関し
て例外なしにシリンダ状であるので、これらのすべての
部分はNC−削成方式にて有利なコストで作成され得る。
の軸がたんに２つの平面内に位置しているという別の特
性を有する。これら両平面は相互に垂直な位置関係にあ
り、第３図右、左ではわかり易くするため図平面として
選定してある。これら平面はすべてのそれぞれの中空導
体の広幅面壁上に垂直になっておりこれらの広幅面壁は
常にそれの中心線に沿って交差するので、すべてのそれ
ぞれの中空導体は上記平面内にて無効電流の生じないよ
うに従って無損失で分割され得る。偏分波器は直線中空
導体フォーク（gG）及びＥ−変位中空導体フォーク（
Ｇ）の各２つの鏡対称的に同じの半部から成る２重分岐
DVのほかに、たんに５つの部分から合成され得る。すべ
ての４つのフォーク半部の中空導体壁は分離平面に関し
て例外なしにシリンダ状であるので、これらのすべての
部分はNC−削成方式にて有利なコストで作成され得る。
第３図の偏分波器は周波数ろ波器（分離装置）−偏分
波器に拡大され得る。このために偏分波器の２つの偏波
選択性の、方形中空導体接続部は第３図上方にて示すよ
うに２つの等しい周波数（分離装置）ろ波器FW1,FW2の
各１つと接続される。その際その周波数分離装置は第３
図の一番上におけるポートに夫々１つの下側周波数帯域
を導き上側周波数帯域を前以て側方へ方向変換する。そ
の場合周波数分離装置−偏分波器は全く上方に２つの偏
波選択性のポートを有し、これらのポートは下側周波数
帯域の相互に直交する２つの直線偏波の各１つに対応づ
けられ、さらに上記分波器は上側周波数帯域の両偏波に
対する２つの偏波選択性のあるポート（第３図左方前方
ないし右方から入り込む）を有する。周波数分離装置−
偏分波器はこれら４つの別個ポートを共通の円形中空導
体ポート（第３図下方）と接続し、上記共通ポートには
２帯域アンテナが接続されるものとする。これら４つの
分波器通過路は極めて、損失及び反射が少なく、各通過
路は他のすべてのものから減結合されている。
波器に拡大され得る。このために偏分波器の２つの偏波
選択性の、方形中空導体接続部は第３図上方にて示すよ
うに２つの等しい周波数（分離装置）ろ波器FW1,FW2の
各１つと接続される。その際その周波数分離装置は第３
図の一番上におけるポートに夫々１つの下側周波数帯域
を導き上側周波数帯域を前以て側方へ方向変換する。そ
の場合周波数分離装置−偏分波器は全く上方に２つの偏
波選択性のポートを有し、これらのポートは下側周波数
帯域の相互に直交する２つの直線偏波の各１つに対応づ
けられ、さらに上記分波器は上側周波数帯域の両偏波に
対する２つの偏波選択性のあるポート（第３図左方前方
ないし右方から入り込む）を有する。周波数分離装置−
偏分波器はこれら４つの別個ポートを共通の円形中空導
体ポート（第３図下方）と接続し、上記共通ポートには
２帯域アンテナが接続されるものとする。これら４つの
分波器通過路は極めて、損失及び反射が少なく、各通過
路は他のすべてのものから減結合されている。
周波数分離装置FWは西独特許出願公開第3208029号公
報に詳細に記載してある。この装置は第３図に示すよう
に上方周波数帯域に対する側方分岐と、第３図上方へ向
いている略示した４回路阻止回路とから成り、この阻止
回路は上側周波数帯域を阻止し下側周波数帯域を無反射
で通過する。さらに重要なことは、それらの周波数分離
装置の基本的構成が、偏分波器の直線中空導体フォーク
gG,Ｇの上述の基本構成と一致されていることであ
る。換言すれば、周波数分離装置において成立つことは
すべての中空導体の軸が、同一平面内に位置し、すべて
の中空導体の広幅面壁がこの平面上にあり、この平面は
すべての中空導体側壁を、その中心線に沿って（要する
に無効電流、従って損失のないように）分離し、すべて
の中空導体側壁が上記平面に関してシリンダ状である、
ことである。この分離平面は所属の中空導体フォークの
上述のように選定された分離平面と重ねられている。こ
のことから分かるように、複合体“周波数ろ波器（分離
装置）＋中空導体フォーク”が１列で且継目なしでNC−
削成方式で有利なコストで且尚精度で作成可能である。
複合的周波数ろ波器（分離装置）−偏波分器はたんに５
つの構成部分から成る。
報に詳細に記載してある。この装置は第３図に示すよう
に上方周波数帯域に対する側方分岐と、第３図上方へ向
いている略示した４回路阻止回路とから成り、この阻止
回路は上側周波数帯域を阻止し下側周波数帯域を無反射
で通過する。さらに重要なことは、それらの周波数分離
装置の基本的構成が、偏分波器の直線中空導体フォーク
gG,Ｇの上述の基本構成と一致されていることであ
る。換言すれば、周波数分離装置において成立つことは
すべての中空導体の軸が、同一平面内に位置し、すべて
の中空導体の広幅面壁がこの平面上にあり、この平面は
すべての中空導体側壁を、その中心線に沿って（要する
に無効電流、従って損失のないように）分離し、すべて
の中空導体側壁が上記平面に関してシリンダ状である、
ことである。この分離平面は所属の中空導体フォークの
上述のように選定された分離平面と重ねられている。こ
のことから分かるように、複合体“周波数ろ波器（分離
装置）＋中空導体フォーク”が１列で且継目なしでNC−
削成方式で有利なコストで且尚精度で作成可能である。
複合的周波数ろ波器（分離装置）−偏波分器はたんに５
つの構成部分から成る。
さらに以下のことを注意しさえすればよい、即ち第３
図にて偏分波器と周波数分離装置との合成接続の際直列
分岐の先端と、上方周波数帯域の、第３図の例にて側方
に入り周波数分離装置ポートとの間の最小間隔lEが必要
であることに注意しさえすればよい。この線路長は式
（３）により、上側周波数帯域に対する側方に入り込む
周波数分離装置ポートにより励振されるE11−妨害フィ
ールドの十分高い非周期的減衰度を可能にしなければな
らない。
図にて偏分波器と周波数分離装置との合成接続の際直列
分岐の先端と、上方周波数帯域の、第３図の例にて側方
に入り周波数分離装置ポートとの間の最小間隔lEが必要
であることに注意しさえすればよい。この線路長は式
（３）により、上側周波数帯域に対する側方に入り込む
周波数分離装置ポートにより励振されるE11−妨害フィ
ールドの十分高い非周期的減衰度を可能にしなければな
らない。
第３図に示す、偏分波器に対して周波数分離装置の、
所謂延長した装置構成について述べるべきは、周波数分
離装置が、やはり折曲されても（有利に中空導体広幅側
のほうの面について）配置され得ることである。このた
めに周波数ろ波器（分離装置）の、西独特許出願公開第
3208020号に記載された構成変形例について示唆しさえ
すればよい。
所謂延長した装置構成について述べるべきは、周波数分
離装置が、やはり折曲されても（有利に中空導体広幅側
のほうの面について）配置され得ることである。このた
めに周波数ろ波器（分離装置）の、西独特許出願公開第
3208020号に記載された構成変形例について示唆しさえ
すればよい。
第５図の偏分波器の斜視図によって、両直線中空導体
フォークgG,Ｇ相互の空間的位置関係が一層明瞭にな
る。本発明特許請求の範囲第１項には、Ｅ−変位部材EV
の両Ｅ−コーナーは相互に逆の屈曲方向のもとでその軸
線が２重分岐DVの長手軸線５に対して斜めに延びる均質
な中空導体を介して相互に接続されており、該中空導体
の長さは、長手軸線５に対して垂直方向に測ったコーナ
ー変位区間Ｖの大きさが、Ｅ−偏位中空導体フォーク
ＧのＥ−変位部材EVを直線中空導体フォークgGの２本の
直線中空導体によって囲まれている中空空間内に挿入す
ることができるようなものであるという本発明特有の構
成が開示されている。
フォークgG,Ｇ相互の空間的位置関係が一層明瞭にな
る。本発明特許請求の範囲第１項には、Ｅ−変位部材EV
の両Ｅ−コーナーは相互に逆の屈曲方向のもとでその軸
線が２重分岐DVの長手軸線５に対して斜めに延びる均質
な中空導体を介して相互に接続されており、該中空導体
の長さは、長手軸線５に対して垂直方向に測ったコーナ
ー変位区間Ｖの大きさが、Ｅ−偏位中空導体フォーク
ＧのＥ−変位部材EVを直線中空導体フォークgGの２本の
直線中空導体によって囲まれている中空空間内に挿入す
ることができるようなものであるという本発明特有の構
成が開示されている。
本発明の特許請求の範囲第１項による偏分波器の特有
の作用及び効果は、素子としてＥ−コーナー、Ｅ−変位
部材及び均質線路だけしか用いなくてよく、即ち一義性
周波数が高周波領域に対して制限され、かつH20−遮断
周波数に達する動作周波数から妨害波が生じる欠点のあ
るＨ−ベンドは全く用いる必要がない点にあり、従っ
て、本発明の有効な周波数領域を公知装置に比して著し
く拡大することができる点にある。
の作用及び効果は、素子としてＥ−コーナー、Ｅ−変位
部材及び均質線路だけしか用いなくてよく、即ち一義性
周波数が高周波領域に対して制限され、かつH20−遮断
周波数に達する動作周波数から妨害波が生じる欠点のあ
るＨ−ベンドは全く用いる必要がない点にあり、従っ
て、本発明の有効な周波数領域を公知装置に比して著し
く拡大することができる点にある。
発明の効果 冒頭に述べた形式の次分波器において、Ｈ−ベンドの
欠点、即ち一義性周波数がより高周波の領域に向かって
制限され且H20−遮断周波数に達する動作周波数から妨
害波が生ずるという欠点を取除き、Ｈ−ベンドが必要と
されないような偏分波器を構成実現できるという効果が
本発明により達成される。
欠点、即ち一義性周波数がより高周波の領域に向かって
制限され且H20−遮断周波数に達する動作周波数から妨
害波が生ずるという欠点を取除き、Ｈ−ベンドが必要と
されないような偏分波器を構成実現できるという効果が
本発明により達成される。
第１図は方形中空導体の辺比a/bに依存して、理論的一
義性周波数領域fKE11/fKH10及び実際上利用可能な周波
数領域fob/f11の変化を示す特性図、第２図は屈曲角度
αに依存しての、ａ＝4bを有する方形中空導体における
Ｅ−コーナー用の最適角取り部の構成図、第３図は偏分
波器の相互に垂直な横断面として、右側に直線中空導体
フォークを、左側にＥ−変位中空導体フォークを有する
横断面を示す構造図、第４図は広帯域にマッチングされ
た直列分岐の寸法設計の説明図、第５図は第３図の偏分
波器の斜視図である。 DV……２重分岐、FW1,FW2……周波数ろ波器
義性周波数領域fKE11/fKH10及び実際上利用可能な周波
数領域fob/f11の変化を示す特性図、第２図は屈曲角度
αに依存しての、ａ＝4bを有する方形中空導体における
Ｅ−コーナー用の最適角取り部の構成図、第３図は偏分
波器の相互に垂直な横断面として、右側に直線中空導体
フォークを、左側にＥ−変位中空導体フォークを有する
横断面を示す構造図、第４図は広帯域にマッチングされ
た直列分岐の寸法設計の説明図、第５図は第３図の偏分
波器の斜視図である。 DV……２重分岐、FW1,FW2……周波数ろ波器
Claims (14)
- 【請求項１】高周波技術装置用の偏分波器であって、該
偏分波器にはそれ自体対称的な５アームの２重分岐（D
V）が設けられており、該２重分岐はその長手軸線方向
（５）に延在している円形又は方形の１本の中空導体を
２対の相互に夫々相対向する方形中空導体に分岐してい
るものにおいて、２本の相対向する中空導体アーム（2,
4）から成る第１対の方形中空導体が、それ自体対称的
な直線中空導体フォーク（gG）として構成されており、
前記直線中空導体フォーク（gG）はＥ−コーナーと直線
中空導体でのみ形成され、かつ波動インピーダンスマッ
チングする中空導体直列分岐（SV）から給電されるよう
に構成されており、該中空導体直列分岐（SV）には相互
に平行な２本の直線分割アームが接続されており、前記
各直線分割アームは、当該２本の各直線分割アーム間に
中空空間が形成されるように、相互に間隔をおいて平行
に延在しており、２本の相対向する中空導体アーム（1,
3）から成る第２対の中空導体アームがそれ自体対称的
なＥ−変位中空導体フォーク（Ｇ）として構成されて
おり、前記Ｅ−変位中空導体フォーク（Ｇ）はＥ−コ
ーナーと直線中空導体でのみ形成され、かつ、もう１つ
の波動インピーダンスマッチングする中空導体直列分岐
（SV）から給電されるように構成されており、該中空導
体直列分岐（SV）には、相互に平行に延びる２本の分割
アームと、該分割アームに接続された、相互に平行に延
びる長手軸を以て配置された２本のＥ−変位部材（EV）
とが接続されており、該２本のＥ−変位部材（EV）は各
々２本のＥ−コーナーを有しており、前記Ｅ−変位部材
（EV）の両Ｅ−コーナーは相互に逆の屈曲方向のもとで
その軸線が前記２重分岐（DV）の長手軸線（５）に対し
て斜めに延びる均質な中空導体を介して相互に接続され
ており、該中空導体の長さは、長手軸線（５）に対して
垂直方向に測ったコーナー変位区間（Ｖ）の大きさが、
前記Ｅ−偏位中空導体フォーク（Ｇ）のＥ−変位部材
（EV）を前記直線中空導体フォーク（gG）の２本の直線
中空導体によって囲まれている前記中空空間内に挿入す
ることができるようなものであることを特徴とする偏分
波器。 - 【請求項２】両中空導体フォーク（gG,Ｇ）は夫々対
称的直列分岐（SV）を具備して構成されている特許請求
の範囲第１項記載の偏分波器。 - 【請求項３】直列分岐（SV）は波動インピーダンスマッ
チングするように構成されており、その分岐分割アーム
の辺の比がほぼaT＝4bTであり、その際ほぼａ＝2bを有
する規準断面プロフィル中空導体を基にしている特許請
求の範囲第２項記載の偏分波器。 - 【請求項４】それぞれの直列分岐（SV）には各２つのＥ
−コーナーが接続されており、各中空導体フォーク（g
G,Ｇ）の分割アームが相互に平行に延び直線中空導体
（gG）の分割アームの各内側広幅面間の間隔（Ｗ）が分
割アームの広幅面幅寸法（aT）より幾らか大（略10％）
であるように前記Ｅ−コーナーは構成配置されている特
許請求の範囲第１項から第３項までのいずれか１項記載
の偏分波器。 - 【請求項５】直線中空導体フォーク（gG）の分割アーム
の延長部とＥ−変位フォークの両Ｅ−変位部とは、ほぼ
側方比ａ＝4bで構成されている特許請求の範囲第１項か
ら第４項までのいずれか１項記載の偏分波器。 - 【請求項６】隣接するＥ−コーナーの相互間隔（lE1,l
E2）が、要求されるべきE11妨害フィールド減衰度（a
apE11）に鑑みてこの点でクリテイカルな最も高い動作
周波数のもとで十分な大きさである特許請求の範囲第５
項記載の偏分波器。 - 【請求項７】Ｅ−コーナーは対称的角取り部及び角取り
部平面の対角線交点にて取付けられた負の侵入深度を有
するねじを備えるか、又は対称的角取り部のみを備えて
おり、その際角取り部の水平ないし／鉛直寸法（cathet
us）は広帯域マッチングには最適に選定されている特許
請求の範囲第１項から第６項までのいずれか１項記載の
偏分波器。 - 【請求項８】各中空導体フォーク（gG,Ｇ）が、夫々
１つの平面によって機械的に分離され、該１つの平面は
すべてのそれぞれの中空導体の広幅面壁上に垂直に位置
しており、その中心線に沿ってそれらの広幅面壁と交差
する特許請求の範囲第１項から第７項までのいずれか１
項記載の偏分波器。 - 【請求項９】直列分岐（SV）は広幅面（aT）全体に亘っ
て延びているウエッジ部（Ｋ）を有し、該ウエッジ部の
鋭角（α）は直列分岐の単純な屈曲角ないしコーナ角
（α）は等しく、それの水平ないし垂直寸法（cathetu
s）（XEopt）は場合により負の侵入深度を有する各ねじ
と共に、又は２つの方形ウエッジ表面の対角線交点にて
各１つの凹部と共に広帯域マッチングにとって最適に選
定されている特許請求の範囲第３項記載の偏分波器。 - 【請求項１０】直線中空導体フォーク（gG）の分割アー
ムの長さ（lg）及びＥ−変位フォーク（Ｇ）の変位区
間（Ｖ）を、偏分波器の、２つの偏波選択性接続フラン
ジが同一平面内に位置するように選定した特許請求の範
囲第１項から第９項までのいずれか１項記載の偏分波
器。 - 【請求項１１】直線中空導体フォーク（gG）の分割アー
ムの長さ（lg）を延長しＥ−変位フォーク（Ｇ）の変
位区間を短かくし、前記の分割アームの延長及び区間短
縮は偏分波器の２つの通過路分岐に対して所定の周波数
のもとで精確に同じ電気長が得られるように構成されて
いる特許請求の範囲第１項から第10項までのいずれか１
項記載の偏分波器。 - 【請求項１２】２つの偏波選択性の方形中空導体入口ポ
ートに各１つの周波数ろ波器（FW）が接続されている特
許請求の範囲第１項から第11項までのいずれか１項記載
の偏分波器。 - 【請求項１３】周波数ろ波器（FW）の横流のない分離平
面はそれぞれ所属の中空導体フォーク（gGないしＧ）
の、横流のない分離平面と一致されているように構成さ
れている特許請求の範囲第12項記載の偏分波器。 - 【請求項１４】偏分波器の夫々の方形中空導体接続部の
直列分岐（SV）のウエッジ部先端と、上側周波数帯域に
対する側方から入り込む周波数ろ波器ポートとの間の間
隔（lE3）が、要求されるべきE11−妨害フィールド減衰
度（aapE11）に鑑みて、この点でのクリテイカルな極め
て高い動作周波数のもとで十分大である特許請求の範囲
第13項記載の偏分波器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3511127.5 | 1985-03-27 | ||
| DE3511127 | 1985-03-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61224701A JPS61224701A (ja) | 1986-10-06 |
| JP2510988B2 true JP2510988B2 (ja) | 1996-06-26 |
Family
ID=6266500
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61067408A Expired - Lifetime JP2510988B2 (ja) | 1985-03-27 | 1986-03-27 | 偏分波器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4700154A (ja) |
| EP (1) | EP0196065B1 (ja) |
| JP (1) | JP2510988B2 (ja) |
| AT (1) | ATE58033T1 (ja) |
| DE (1) | DE3675235D1 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2598034B1 (fr) * | 1986-04-28 | 1988-08-26 | Alcatel Espace | Dispositif a joint tournant hyperfrequence |
| ATE75559T1 (de) * | 1987-02-18 | 1992-05-15 | Siemens Ag | Mikrowellen-polarisationsweiche. |
| ATE90813T1 (de) * | 1987-03-24 | 1993-07-15 | Siemens Ag | Breitband-polarisationsweiche. |
| DE3871586D1 (de) * | 1987-03-24 | 1992-07-09 | Siemens Ag | Breitbandige polarisationsweiche. |
| US4912436A (en) * | 1987-06-15 | 1990-03-27 | Gamma-F Corporation | Four port dual polarization frequency diplexer |
| ATE130964T1 (de) * | 1989-09-28 | 1995-12-15 | Siemens Ag | Mikrowellen-polarisationsweiche. |
| US5109232A (en) * | 1990-02-20 | 1992-04-28 | Andrew Corporation | Dual frequency antenna feed with apertured channel |
| US6839543B1 (en) | 1996-09-09 | 2005-01-04 | Victory Industrial Corporation | Method and system for detecting and discriminating multipath signals |
| US6600387B2 (en) * | 2001-04-17 | 2003-07-29 | Channel Master Llc | Multi-port multi-band transceiver interface assembly |
| GB2434922A (en) * | 2006-02-03 | 2007-08-08 | Ericsson Telefon Ab L M | Ortho-mode transducer connecting two rectangular waveguides to a common circular waveguide |
| DE102010063800A1 (de) * | 2010-12-21 | 2012-06-21 | Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg | Diplexer für homodynes FMCW-Radargerät |
| US9960468B2 (en) * | 2012-09-07 | 2018-05-01 | Remec Broadband Wireless Networks, Llc | Metalized molded plastic components for millimeter wave electronics and method for manufacture |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3150333A (en) * | 1960-02-01 | 1964-09-22 | Airtron Division Of Litton Pre | Coupling orthogonal polarizations in a common square waveguide with modes in individual waveguides |
| DE2443166C3 (de) * | 1974-09-10 | 1985-05-30 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Systemweiche zur Trennung zweier Signale, die aus je zwei doppelt polarisierten Frequenzbändern bestehen |
| DE2521956C3 (de) * | 1975-05-16 | 1978-07-13 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Polarisationsweiche |
| DE2719283C2 (de) * | 1977-04-29 | 1984-02-02 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation |
| DE2747632C2 (de) * | 1977-04-29 | 1984-03-08 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation |
| US4162463A (en) * | 1977-12-23 | 1979-07-24 | Gte Sylvania Incorporated | Diplexer apparatus |
| DE2842577C2 (de) * | 1978-09-29 | 1984-10-04 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | !ber die Hohlleiterbreitseite genicktes Rechteckhohlleiter-Winkelstück |
| DE2842576C2 (de) * | 1978-09-29 | 1984-03-29 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Polarisationsweiche |
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-
1986
- 1986-03-25 EP EP86104085A patent/EP0196065B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-03-25 AT AT86104085T patent/ATE58033T1/de not_active IP Right Cessation
- 1986-03-25 DE DE8686104085T patent/DE3675235D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-03-26 US US06/844,128 patent/US4700154A/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-03-27 JP JP61067408A patent/JP2510988B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE58033T1 (de) | 1990-11-15 |
| JPS61224701A (ja) | 1986-10-06 |
| EP0196065A1 (de) | 1986-10-01 |
| EP0196065B1 (de) | 1990-10-31 |
| US4700154A (en) | 1987-10-13 |
| DE3675235D1 (de) | 1990-12-06 |
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