JP2510172Y2

JP2510172Y2 - 誘導加熱用インバ―タ電源

Info

Publication number: JP2510172Y2
Application number: JP5586590U
Authority: JP
Inventors: 等河野; 正徳津田; 満弘林
Original assignee: 神鋼電機株式会社
Priority date: 1990-05-28
Filing date: 1990-05-28
Publication date: 1996-09-11
Anticipated expiration: 2005-05-28
Also published as: JPH0415197U

Description

【考案の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は負荷電流極性を検知して出力極性を切り換え
る誘導加熱用インバータ電源における極性切換失敗を防
止する技術に関する。

〔従来の技術〕

従来から使用されている誘導加熱用インバータ電源の
１例を第２図に示す。同図において、１は直流電源、２
は逆並列ダイオードを有する４個のスイッチング素子を
ブリッジ接続してなる単相インバータ、３は整合トラン
ス、４は共振コンデンサ、５はインダクタンス（Ｌ）5A
と負荷抵抗（Ｒ）5Bからなる負荷コイルであり、負荷電
圧Vpはトランス６を介して取り出され、負荷電流Ipは変
流器７を介して取り出される。８は負荷電圧設定器であ
って、その電圧設定値Vsが、負荷電圧検出トランス６の
検出値を増幅する増幅器９の出力と比較されて両者の偏
差が偏差増幅器10から電圧制御タイマ（タイマ時間をT1
とする）11へ出力される。15は極性検知器（比較器）で
あって、変流器７の検出値を増幅する増幅器14の出力か
ら負荷電流Ipの正負極性を検知する。この比較器15の出
力は排他的論理和回路16の一方端子に入力され、この排
他的論理和回路16の出力はJKフリップフロップ17に入力
されるが、このJKフリップフロップ17のＱ出力が上記排
他的論理和回路16の他方の端子に入力される。このJKフ
リップフロップ17はインバータ２の出力極性を反転する
ための極性切換信号（Ｑ端子出力で、Ｈレベルもしくは
Ｌレベル）Swをパルス分配器12に送出する。パルス分配
器12は極性切換信号SwのＨ、Ｌに応じてインバータ２の
対応するスイッチング素子対を選択し、電圧制御タイマ
11の計時が完了してその出力がＬレベルに反転すると上
記選択したスイッチング素子対へのON信号をドライバ13
に送出する。上記極性切換信号はワンショットマルチ18
に供給され、このワンショットマルチ18は極性切換信号
Swのレベルが反転する毎にリセットパルスを電圧制御タ
イマ11に送出する。19はタイマ時間T2のタイマであっ
て、電圧制御タイマ11の計時後、極性反転するインバー
タスイッチング素子対がオンし、その反転極性が確実に
検知可能となって以後、次の反転極性が検知され、電圧
制御タイマ11がリセットされて該スイッチング素子対が
オフされるまでの間のみ、JKフリップフロップ17の極性
反転を許容するウインドウを設定するもので、該スイッ
チング素子がオフしている間の自由振動による極性反転
等を無視する機能を持つ。

上記した電圧制御タイマ11は、例えば第３図に示す如
き回路構成を有し、負荷電圧Vpが上記電圧設定値Vsより
小さい（偏差増幅器10の出力小）、タイマ時間T1が増大
し、負荷電圧Vpが上記電圧設定値Vsより小さい（偏差増
幅器10の出力大）、タイマ時間T1が減少する。11Aは積
分回路、11Bは比較回路である。

第４図（ａ）および（ｂ）にタイマ時間T1とインバー
タ出力との関係を示す。第４図（ａ）はインバータ２が
ほぼ共振周波数foで運転されている場合、第４図（ｂ）
は共振周波数f_oより相当に低い周波数で運転されている
場合である。

この構成においては、負荷電流Ipの極性を比較器15で
検知して、JKフリップフロップ17により極性切換信号Sw
を発生させ、この極性切換信号Swを受けたパルス分配器
12によって、次にONさせるスイッチング素子対、OFFさ
せるスイッチング素子対を選択させる。今、第４図
（ａ）における時刻t₁で極性切換信号がＨからＬに切り
換わったものとすると、電圧制御タイマ11がリセットさ
れて計時を開始し、Ｈレベルの信号を送出し、電圧制御
タイマ11がタイムアップするまで、上記次にONさせるス
イッチング素子対へのオン信号の送出は停止される。こ
の電圧制御タイマ11がタイムアップするまでの時間T₁は
上記した通り誤差増幅器10の出力の大きさに対応する。
電圧制御タイマ11がタイムアップすると上記ONさせるス
イッチング素子対がON駆動されて導通する。その後、比
較器15が負荷電流Ipの極性変化を検知すると、JKフリッ
プフロップ17の極性切換信号SwがＬからＨに切り換わ
り、上記と同様の動作が繰り返される。

〔考案が解決しようとする課題〕

ところで、加熱コイル５内に置かれる導電性の被加熱
材が該加熱コイル５との間に隔てる間隙が非常に小さい
場合（例えば第６図に示す如き焼結溶解による築炉の場
合の築炉シリンダーと加熱コイルの関係）には、両者の
電磁結合が充分に密で、インダクタンス5Aが小さくなる
ので、負荷回路のＱ＝ωL/Rが低下する。このため、第
５図（ｂ）に示す如く、インバータ起動直後の負荷電流
Ipが非常に小さく、また周波数も低くなる。第５図
（ａ）に上記Ｑが高い場合の起動直後の負荷電流Ipを示
す。

上記負荷電流Ipの極性を検知する比較器15は、通常、
ノイズによる誤動作を防止するためにヒステリシス特性
を持たせてあるので、その入力がヒステリシスレベルを
超えた場合に始めて極性反転を検知することになる。

このため、第５図（ｂ）に示したように、負荷電流Ip
が非常に小さい上記起動直後には、負荷電流Ipの極性変
化を看過する危険があり、周波数が低いので、負荷電流
Ipの半サイクル期間（T₀/2、T₀：インバータ出力周期）
が設計値を超えたりすると、整合トランス３の鉄心が飽
和して過電流が発生し、運転不能になる。

本考案は上記問題を解消するためになされたもので、
負荷回路のＱが非常に低く、負荷電流の極性検知失敗が
発生しても、出力極性の非切換状態が継続するのを防止
して、従来に比し、信頼性を向上することができる誘導
加熱用インバータ電源を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本考案は上記目的を達成するため、負荷電流の極性を
検知して極性切換信号を生成する極性切換手段を有し、
この極性切換信号に同期してインバータ出力の極性切換
を行う誘導加熱用インバータ電源において、上記極性切換信号が所定時間経過後も切換わらない場
合に出力する極性検知失敗検出部と、上記極性検知失敗
検出部の出力を受けて上記極性切換手段の上記極性切換
信号を強制的に切り換わらせる極性強制切換部とを設け
たものである。

〔作用〕

本考案は、極性切換信号のＨ期間もしくはＬ期間が所
定期間を超えない場合は、負荷電流の極性に従う該極性
切換信号に応じてインバータ出力極性が切り換わるが、
極性切換信号のＨ期間もしくはＬ期間が所定期間を超え
た場合は、負荷電流の極性検出に失敗したものとして、
極性強制切換部が、上記極性切換信号のレベルを強制的
に反転させる。

〔実施例〕

以下、本考案の１実施例を図面を参照して説明する。

第１図において、20は極性検知失敗検出部であって、
抵抗25とコンデンサ26からなる積分回路と比較器27、こ
のコンデサ26を短絡するスイッチ24、このスイッチ24を
ON/OFFするオアゲート23有し、このORゲート23の一方入
力端子にはワンショットマルチ18の出力が接続され、他
方端子には抵抗21を通してＨレベルの電位が与えられる
かもしくはスイッチ22を通してＬレベルの電位が与えら
れる。比較器27はコンデンサ26の電圧をスレッショルド
電位と比較する。

28はＤフリップフロップであって、そのＤ入力端子に
は比較器15の出力（極性が正であるか負であるか）が与
えられ、比較器27の出力がトリガー信号として与えられ
る。30および31はアンドゲートであって、Ｄフリップフ
ロップ28のＱ出力およびＱ出力がそれぞれ与えられ、タ
イマ29がタイムアップしたことを条件として、一方がＨ
レベル信号を、他方がＬレベルの信号を出力する。この
タイマ29のタイマ時間は、Ｄフリップフロップ28がトリ
ガーされてその出力が確立するのに要する時間である。
32と33は所定時間巾のパルスを発生するワンショットマ
ルチであって、それぞれアンドゲート30と31の出力を入
力されて、該入力がＨレベルである場合に上記パルスを
スイッチON信号としてスイッチ34と35に与える。このス
イッチ34がONされると、比較器15の（−）入力端子に抵
抗36を通してＨレベルの電位が与えられ、スイッチ35が
ONされると、比較器15の（−）入力端子に抵抗37を通し
て負レベルの電位が与えられる。上記28〜37は極性強制
切換部38を構成する。

他の構成は第２図に示したものと同じであるので、同
一構成要素には同一符号を付してある。

この構成において、インバータ２の運転停止時中は、
スイッチ22がOFFされて、オアゲート23には抵抗21を通
してＨレベルの信号が入力され、スイッチ24がONしてコ
ンデンサ26は短絡状態にある。このため比較器27は出力
「Ｌ」を送出し続け、アンドゲート30、31の出力は変化
せず、従って、ワンショットマルチ32、33も動作しない
ので、スイッチ34、35共にOFF状態にある。

また、インバータ運転中は、スイッチ22がONされる
が、比較器15が負荷電流Ipの極性変化を看過することな
く正常に検知していれば、JKフリップフロップ17が上記
極性変化毎に極性切換信号Swをレベル反転してワッショ
ットマルチ18を駆動するので、コンデンサ26の電圧が比
較器27のスレッショルドレベルに達する前にスイッチ24
がONして該コンデンサ26が放電し、上記インバータ停止
時と同様に、比較器27は出力「Ｌ」を送出し続け、スイ
ッチ34、35はOFF状態にする。

今、インバータ２が起動され、スイッチ22がONされた
ものとする。Ｄフリップフロップ28は正極性（Ｈ）を記
憶する。前記した負荷回路のＱが低く、負荷電流Ipが第
５図（ｂ）に示したような変化を示し、第４図（ｂ）の
時刻t₁で負荷電流Ipの極性が正極性から負極性に変化し
たにもかかわらず、比較器15の出力がＨレベルのままで
あると、時刻t₁を経過しても、ワンショットマルチ18が
パルスを発生しないことにより、コンデンサ26は短絡さ
れず、コンデンサ電圧は更に上昇し、比較器27のスレッ
ショルド電位を超える。これにより、Ｄフリップフロッ
プ28がトリガーされるので、Ｄフリップフロップ28のＱ
出力はＨ、Ｑ出力はＬとなり、ワンショットマルチ32が
パルスを発生して、スイッチ34がONする。スイッチ34が
ONすると、Ｈレベルの電位が比較器15の（−）入力端子
に与えられるので、今までＨレベルであった比較器15の
出力がＬレベルに変化し、極性切換信号SwがＬレベルに
変化する。逆に、比較器15の出力がＬレベルにある状態
で、コンデンサ26の電圧が比較器27のスレッショルド電
位を超えた場合には、Ｄフリップフロップ28のＱ出力は
Ｌ、Ｑ出力はＨとなり、ワンショットマルチ33がパルス
を発生して、スイッチ35がONする。スイッチ35がONする
と、負レベルの電位が比較器15の（−）入力端子に与え
られるので、今までＬレベルであった比較器15の出力が
Ｈレベルに変化し、極性切換信号SwがＨレベルに変化す
る。

このように、本実施例では、負荷電流Ipの極性反転を
検知する比較器15が、反転直後の負荷電流値が低レベル
のままであるために極性反転を看過した場合にも、比較
器27で設定した所定時間が経過すると、強制的に極性切
換信号を反転させるので、整合トランス６に偏磁が生じ
て過電流が流れ、運転停止にいたるような事態を確実に
防止することができ、負荷のＱが低い場合の誘導加熱に
用いて極めて好適である。

〔考案の効果〕

本実施例は以上説明した通り、負荷電流の極性変化が
看過された場合には、極性検知失敗検出部がこれを検知
して、極性強制切換部を駆動し、極性強制切換部が極性
切換信号のレベルを反転させるので、設計値を超えて動
じ極性の電圧が印加されることにより整合トランスが磁
気飽和し、過電流が発生して運転継続不能にいたるよう
な事態を防止することができ、特に、負荷のＱが低い場
合にその効果が顕著であり、従来に比して、信頼性を向
上することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の実施例を示す回路図、第２図は従来の
誘導加熱用インバータ電源を示す回路図、第３図は上記
従来例における電圧制御タイマの具体的回路図、第４図
（ａ）および（ｂ）は上記電圧制御タイマのタイマ時間
とインバータ出力との関係を示す図、第５図（ａ）と
（ｂ）はそれぞれ負荷のＱが高い場合と低い場合のイン
バータ起動時の負荷電流を示す図、第６図はＱが低い負
荷の例を示す縦断面図である。１……インバータ、３……整合トランス、４共振コンデ
ンサ、５……負荷、11……電圧制御タイマ、15……極性
検知器、17……JKフリップフロップ、20……極性検知失
敗検出部、27……比較器、28……Ｄフリップフロップ、
32、33……ワッショットマルチ、38……極性強制切換
部。

Claims

(57)【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】負荷電流の極性を検知して極性切換信号を
生成する極性切換手段を有し、この極性切換信号に同期
してインバータ出力の極性切換を行う誘導加熱用インバ
ータ電源において、上記極性切換信号が所定時間経過後も切換わらない場合
に出力する極性検知失敗検出部、上記極性検知失敗検出
部の出力を受けて上記極性切換手段の上記極性切換信号
を強制的に切り換わらせる極性強制切換部を有すること
を特徴とする誘導加熱用インバータ電源。