JP2023520275A - 省スペース型の航空機精密アプローチ及び着陸システムのためのアンテナ及びグライド・パス・アレイ - Google Patents

Abstract

計器着陸システム（ＩＬＳ）について説明する。ＩＬＳは、複数のアンテナ、及び複数のアンテナ無線ユニット（ＡＲＵ）を備える。複数のＡＲＵのうちの各ＡＲＵは、送信のために、複数のアンテナのうちの別の１つに提供される変調ＲＦ信号を発生するように動作する。ＩＬＳは、ＡＲＵによって複数のアンテナに提供された変調ＲＦ信号間の同期を調整するために、ＡＲＵを制御するように動作する中央処理ユニットを更に備える。（図２）

Description

本開示は、航空機用の計器着陸システムに関する。特に、本開示は、ＩＬＳのグライド・パス・アレイ及びローカライザアレイに関する。

空間内で計器着陸システム（ＩＬＳ）信号を生成し、様々な予期されるミッションに特有の追加の要件を満たす、改良した精密アプローチ及び着陸システムが必要とされている。

米国政府向けに実装される場合、ＩＬＳシステムは、ＧＰＳ使用困難環境に設置されて動作し、空間内で、カテゴリーＩのＩＬＳのＩＣＡＯ Ａｎｎｅｘ １０要件に準拠するＩＬＳローカライザ信号及びグライドパス信号を生成し、更に、米国飛行検査マニュアル、ＦＡＡ Ｏｒｄｅｒ ８２００．１に従って飛行検査を正常に完了する必要がある。システムは、多種多様な航空、陸上及び海上の輸送手段を介して単一の４６３Ｌパレット上で輸送され得るなど、輸送可能である必要もある。また、世界の劣悪な場所で２人が２人時（かさばる衣類着ている場合、最大６人時）でシステム設定を遂行できることも必要とされている。

本開示の実施形態によれる、計器着陸システム（ＩＬＳ）を説明する。ＩＬＳは、複数のアンテナ、及び複数のアンテナ無線ユニット（ＡＲＵ）を備える。複数のＡＲＵのうちの各ＡＲＵは、送信のために、複数のアンテナのうちの別の１つに提供される変調ＲＦ信号を発生するように動作する。ＩＬＳは、ＡＲＵによって複数のアンテナに提供された変調ＲＦ信号間の同期を調整するために、ＡＲＵを制御するように動作する中央処理ユニットを更に備える。

本開示の態様は、例として示されており、添付の図面によって限定されない。

いくつかの実施形態による、従来のＩＬＳシステムアーキテクチャを示す図である。

いくつかの実施形態により構成された携帯計器着陸システムアーキテクチャを示す図である。

いくつかの実施形態による、理想信号空間内の２つの搬送波を示す図である。

いくつかの実施形態により構成された例示的なアーキテクチャを示す図である。

いくつかの実施形態による、２本のケーブルが１ｃｍ異なる場合の描写を示す図である。

いくつかの実施形態によるシステムを実装するために関連する動作を有する例示的なブロック図である。

いくつかの実施形態による、タイミング図を示す図である。

いくつかの実施形態による、アーキテクチャの例示的な動作を示す図である。

いくつかの実施形態による、共通ケーブルの典型的な挙動を示す例示的な測定値を示す図である。

いくつかの実施形態による、変調の同期の例示的な動作を示す図である。

いくつかの実施形態による、変調同期性を示すグラフの図である。

いくつかの実施形態により構成された２個のＤＶＯＲ送信機を示す図である。

いくつかの実施形態により構成されたビバルディアンテナを示す図である。

いくつかの実施形態により構成された対数周期ダイポール（ＬＰＤ）アンテナを示す図である。

いくつかの実施形態による、４素子水平グライド・パス・アンテナ・アレイ構成を示す図である。

いくつかの実施形態による、ＤＤＭに対する４素子水平アレイの仰角を示す図である。

いくつかの実施形態による、ＣＳＢ及びＳＢＯ電力プロットに対する水平アレイの仰角を示す図である。

いくつかの実施形態による、ＣＳＢ及びＳＢＯ位相に対する仰角を示す図である。

いくつかの実施形態による、２素子水平グライド・パス・アンテナ・アレイ構成を示す図である。

いくつかの実施形態による、円錐の断面を有する従来のヌル基準アレイの一実施形態の側面図である。

いくつかの実施形態による、水平アレイのグライドパス表面断面の側面図である。

いくつかの実施形態による、アプローチパス上の航空機から見た円錐の断面図である。

いくつかの実施形態による、１０素子水平グライド・パス・アンテナ・アレイ構成を示す図である。

いくつかの実施形態による、個々のペアのグライドパスの断面図である。

いくつかの実施形態による、アレイの方位角の関数としての３°仰角におけるＤＤＭを示す図である。

いくつかの実施形態による、１０素子水平グライド・パス・アレイＤＤＭに対する仰角を示す図である。

いくつかの実施形態による、クリアランスを有するＤＤＭに対する方位角を示す図である。

いくつかの実施形態による、クリアランスを有するＤＤＭに対する着陸からの距離を示す図である。

いくつかの実施形態による、水平アレイ搭載構造を示す図である。

いくつかの実施形態による、ＣＳＢ及びＳＢＯ電力プロットに対する垂直画像のないアレイの仰角を示す図である。

いくつかの実施形態による、ＣＳＢ及びＳＢＯ位相プロットに対する垂直画像のないアレイの仰角を示す図である。

いくつかの実施形態による、非画像化垂直グライド・パス・アレイ構成を示す図である。

いくつかの実施形態による、非画像化垂直グライド・パス・アレイＤＤＭに対する仰角を示す図である。

いくつかの実施形態による、垂直アレイ搭載構造を示す図である。

いくつかの実施形態による、素子及び支持構造を有するローカライザ・アレイ・アンテナを示す図である。

いくつかの実施形態による、ローカライザＣＳＢ及びＳＢＯ利得に対する方位角を示す図である。

いくつかの実施形態による、ローカライザＤＤＭに対する方位角を示す図である。

いくつかの実施形態による、水平アレイの長期アンテナ位置誤差影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、水平アレイの長期振幅誤差影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、水平アレイの長期位相誤差影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、水平アレイの合成長期誤差影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、水平アレイの合成短期誤差影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、垂直アレイのアンテナ長期位置誤差影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、垂直アレイの長期振幅誤差影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、垂直アレイの長期位相誤差影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、垂直アレイの長期合成誤差影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、垂直アレイの短期合成誤差影響を示す図である。

地面粗度からの水平アレイの影響を示す図である。 地面粗度からの水平アレイの影響を示す図である。 地面粗度からの水平アレイの影響を示す図である。 地面粗度からの水平アレイの影響を示す図である。

地面粗度からの垂直アレイの影響を示す図である。 地面粗度からの垂直アレイの影響を示す図である。 地面粗度からの垂直アレイの影響を示す図である。 地面粗度からの垂直アレイの影響を示す図である。

いくつかの実施形態による、水平アレイの反射領域を示す図である。

いくつかの実施形態による、垂直アレイの反射領域を示す図である。

いくつかの実施形態による、同等のフィールド強度を実現する従来及びＰＩＬＳローカライザシステムを示す図である。

いくつかの実施形態による、方位角に対する振幅の変化を示す、８素子を有するローカライザのＣＳＢパターンのグラフの図である。

いくつかの実施形態による、従来のシステム及びＰＩＬＳ水平システムの構成を示す図である。

いくつかの実施形態による、グライドパスのＣＳＢパターンを示すグラフの図である。

従来のシステム、いくつかの実施形態によるＰＩＬ水平システム、及びいくつかの実施形態によるＰＩＬＳ垂直システムを示す図である。

いくつかの実施形態によるＰＩＬＳ垂直グライド・パス・システムを示す図である。

いくつかの実施形態による、水平アレイ位置誤差調整を示す図である。

いくつかの実施形態による、逆位相で受信機に到来する水平グライドパスの２個のアレイから来る信号の誤差調整を示す図である。

いくつかの実施形態による、水平グライド・パス・アレイＤＤＭに対する誤差のない仰角を示す図である。

いくつかの実施形態による、水平グライド・パス・アレイＤＤＭに対する１０ｃｍの誤差を有する仰角を示す図である。

いくつかの実施形態による水平グライド・パス・アレイＤＤＭを示す図である。

いくつかの実施形態による水平グライド・パス・アレイＤＤＭを示す図である。及び

いくつかの実施形態による、後方グループに対する前方グループのアンテナ位置誤差の影響をｃｍ単位で示す図である。

本発明の概念は、本発明概念の実施形態の例を示している添付の図面を参照して以下に十分に説明する。しかしながら、本発明概念は、多くの様々な形態で具体化されてもよく、本明細書に記載の実施形態に限定されると解釈されるべきではない。むしろ、本開示は、徹底的で完全であり、様々な本発明概念の範囲を当業者に完全に伝えるように、これらの実施形態を提供する。また、これらの実施形態は相互に排他的ではないことに留意されたい。一実施形態からの構成要素は、別の実施形態に、存在する／使用されると暗黙的に仮定されてもよい。

本開示のいくつかの実施形態は、ＩＬＳアーキテクチャで生じ得る潜在的な同期問題を解決することを対象とする。実際、従来のシステムでは、単一の送信機が変調ＲＦ信号を発生し、変調ＲＦ信号は、その後、受動ネットワークを介してすべてのアンテナに分配されるが、いくつかの現在開示されている実施形態による分配システムでは、各アンテナによって放射される信号は、専用の能動送信機が発生する。

図１は、従来のＩＬＳシステムアーキテクチャを示している。図２は、本開示のいくつかの実施形態により構成された携帯計器着陸システム（ＰＩＬＳ）アーキテクチャを示している。

図２を参照すると、共通の中央ユニット（ＣＵ）によって調整された送信機（「ＡＲＵ」と呼ばれる、アンテナ無線ユニット）間の適切な同期が、空間内における複合信号のコヒーレンスを保証するために必要とされる。いくつかの実施形態では、中央ユニットは、本明細書に記載の動作を実施するための処理回路及び／又はプロセッサのうちの１つを備える。中央ユニットのハードウェア実装及び／又はソフトウェア実装に関する追加の例及び実施形態も本明細書で以下に説明する。

本課題は、ローカライザ及びグライドパス（この文書では、最も重要なＧＰ（Ｇｌｉｄｅ Ｐａｔｈ）について説明している）を横断するものであり、以下の３つのグループに分けられ得る。
１）搬送波周波数及び位相の同期（例えば、３３０ＭＨｚ）：すべてのアンテナが同じ搬送波周波数及び位相を送信するように動作する。
・図１の従来のシステムでは、１つのＲＦ発振のみが存在し、アンテナ間のＲＦ位相等価性は、分配ユニット許容差によって、及び適切なＲＦケーブル較正によって保証される。
・代わりに、図２のＰＩＬＳアーキテクチャでは、各ＡＲＵは、それ自体のローカル発振を有する。中央ユニットは、すべてのＡＲＵに基準発振をブロードキャストしなければならず、これにより、ＡＲＵは、それら自身のＲＦローカル発振をロックする共通発振を受信する。次に、各送信機が、いずれのＲＦ位相も補正し得るので、ケーブルのＲＦ位相の等価性は必要ではないが、異なるケーブル遅延の適切な測定が、中央ユニットによって実施されなければならない。
２）変調の同期（例えば、モールス、９０Ｈｚ、１５０Ｈｚ、１０２０Ｈｚ、８ｋＨｚ）：すべてのアンテナが同じ周波数及び位相で変調信号を送信するように動作する。
・図１の従来のシステムでは、変調信号は、共通の送信機が発生する。
・図２のＰＩＬＳアーキテクチャでは、本課題は、理論的には前の２つと類似しており、信号が遅い（ケーブル長の影響を受けない）という単純化であるが、信号が多く、これにより、信号が多重化及び逆多重化される必要があるという複雑さがある。
３）受信機の同期（例えば、安全性の課題）：以前の２つの課題のいずれかの障害が、中央ユニットによって検出されなければならない。
・図１の従来のシステムでは、基本的に１個のモニタがあるため、本課題はほとんど存在しない。
・代わりに、図２のＰＩＬＳアーキテクチャでは、中央ユニットのモニタは、各ＡＲＵに収容されたデジタル受信機が計算した数値を処理することによって、空間内信号を推定する。これらの値は、同期回路が故障していない場合にのみ信頼でき、したがって、各ＡＲＵ送信機が使用する同期回路は、ＡＲＵ受信機が使用する同期回路から独立していなければならない。本明細書の様々な実施形態のＰＩＬＳアーキテクチャでは、各ＡＲＵの送信機セクション及び受信機セクションは、独立したユニットとして動作することができ、したがって、Ｎは、（ＡＲＵの）アンテナの数の２倍である。

対応する実施形態は、複数のアンテナと、複数のＡＲＵであって、ＡＲＵの各々が、送信のために、複数のアンテナのうちの別の１つに提供される変調ＲＦ信号を発生するように動作する、複数のＡＲＵと、を含むＩＬＳに関する。ＩＬＳは、送信のために、ＡＲＵによって複数のアンテナに提供された変調ＲＦ信号間の同期を調整するために、ＡＲＵを制御するように動作する中央ユニットを更に含む。

一実施形態では、中央ユニットは、送信のために、ＡＲＵによって複数のアンテナに提供された変調ＲＦ信号間の搬送波周波数及び位相の同期を調整するために、ＡＲＵを制御するように動作する。以下に詳細に説明するように、一実施形態による、中央ユニットは、送信のために、ＡＲＵによって複数のアンテナに提供された変調ＲＦ信号間で、限定しないが、１°のＲＦ偏差などである閾値ＲＦ偏差以下を有するように、搬送波位相拡散の同期を調整するために、ＡＲＵを制御するように動作するという、特に好都合な点がある。

別の実施形態では、各ＡＲＵは、送信のために、変調ＲＦ信号のうちの１つを複数のアンテナのうちの１本のみに提供するために、直接接続される。各ＡＲＵは、中央ユニットによって提供される基準発振信号に位相ロックするように動作するローカルＲＦ発振回路を含み得る。中央ユニットは、複数のケーブルの各々を介して複数のＡＲＵのうちの別の複数に接続され、変調ＲＦ信号を発生するＡＲＵのために、ケーブルを介して信号を提供することができ、中央ユニットは、中央ユニットと各ＡＲＵとの間のケーブル信号遅延を測定し、更にケーブル信号遅延の測定に基づいて、送信のために、ＡＲＵによって複数のアンテナに提供された変調ＲＦ信号間の同期を調整するように動作することができる。基準発振信号と各ローカルＲＦ発振回路の信号との間の位相調整を比較することに基づいて、ケーブル信号遅延は、測定されてもよい。

別の実施形態では、各ＡＲＵは、送信機回路と、送信機同期回路と、受信機回路と、受信機同期回路と、を含む。送信機回路は、変調ＲＦ信号を送信するように動作する。送信機同期回路は、送信機回路によって送信された変調ＲＦ信号の同期を制御するように動作する。受信機回路は、変調ＲＦ信号を受信するように動作する。受信機同期回路は、受信機回路によって受信された変調ＲＦ信号の同期を制御するように動作する。更なる実施形態では、中央ユニットは、各ＡＲＵ内の送信機回路間の搬送波周波数及び位相の同期を調整するように動作する。

概念開発

ここで、いくつかの実施形態による、ＰＩＬＳ概念開発（「新システム」とも呼ぶ）の説明を以下に提供する。

ＡＲＵは、以下の数学的記述に従って信号を発生するように動作し得る。

空間（Ｖ）内の理想的な信号は、中心周波数ｆ０（３３０ＭＨｚ）から約＋４ｋＨｚ及び－４ｋＨｚ（ｆ_ｓ）シフトされた２つの搬送波（図３に示すようなＣＲＳ及びＣＬＲ）から構成され、各振幅は、９０Ｈｚ及び１５０Ｈｚで、２つの連続トーンによって８０％で変調され、変調ＤＤＭの差は受信機仰角に依存し、
Ｖ（ｔ，θ）＝Ｖ（θ）＊ｃｏｓ［２π（ｆ_０－ｆ_Ｓ）ｔ］＊［１＋（０．４－ＤＤＭ（θ）／２）＊ｃｏｓ（２π＊９０＊ｔ）＋（０．４＋ＤＤＭ（θ）／２）＊ｃｏｓ（２π＊１５０＊ｔ）］＋（ｆ_０＋ｆ_Ｓにセンタリングしたクリアランス）

図３は、いくつかの実施形態による、理想信号空間内の２つの搬送波（ＣＲＳ及びＣＬＲ）を示している。ローカライザシステムのみの場合、各搬送波は、モールス（Ｍｏｒｓｅ）符号（そのインパルスは、１秒よりも短い持続時間を有する）をキーとする１０２０Ｈｚトーンによっても振幅変調される。
ＩＤ（ｔ）＝ｃｏｓ（２π＊１０２４＊ｔ）＊Ｍｏｒｓｅ（ｔ）

空間Ｖ_{ＡＲＵ－ｉ}内のこの信号は、同様の信号を各アンテナ（ｉ）に供給することによって実現され、それは、ＲＦ振幅、ＲＦ位相ψ_ｉ及びトーン変調深度、並びに位相ψ_ｉ ^ｓｂｏについて異なり、搬送波周波数、変調周波数及びモールス符号のような共通の他の特性を有する。
Ｖ_{ＡＲＵ－ｉ}（ｔ）＝Ｖｉ＊ｃｏｓ［２π（ｆ_０－ｆ_Ｓ）ｔ＋ψｉ］＊［１＋（０．４＋Ａｉ）＊ｃｏｓ（２π＊ｆ_９０＊ｔ＋ψ_ｉ ^ｓｂｏ）±（０．４＋Ａｉ）＊ｃｏｓ（２π＊ｆ_１５０＊ｔ＋ψ_ｉ ^ｓｂｏ）］＋（＋ｆ_０＋ｆ_Ｓにセンタリングしたクリアランス）

基本的に、いくつかの実施形態によれば、インデックスｉを有する係数（ＣＲＳとＣＬＲの両方のＶ_ｉ、ψ_ｉ、Ａ_ｉ、ψ_ｉ ^ｓｂｏ）は、アンテナごとに、従ってＡＲＵごとに変化する一方で、同期は、すべての共通周波数が可能な限り互いに同一であり、同じ瞬間（位相）に可能な限り開始することを保証することで成り立つ。

一実施形態では、新規のグライド・パス・システムが安定した降下角を保証するために、無線周波数搬送波の許容可能な静的位相拡散は１°未満でなければならない。この要件は、新規の画像なしＧＰアレイで実施されたシミュレーションの結果であり、それは、２個のアンテナ送信機間の１°のＲＦ偏差が、０．０２°のグライドパス角度偏差に対応する約０．５％のＤＤＭ偏差を生成し得ることを示し、これは許容可能である。０．０３°が、実際の環境で現在のシステムでもたらされる典型的なＧＰ角度ノイズであるため、新規のシステムの設計研究では、０．０２°の控えめな目標が、シミュレーションシステムの理想的な環境のために特定されている。一方、現在の画像化システムでは、アンテナにおける５°のＲＦ位相偏差さえも、ＧＰ角度に影響しない。

したがって、上記の表１を見ると、この要件限界は許容される時間許容差に変換される。比較及び基準のために、他の周波数についても１°を示している。

表１を参照すると、第１の項目（搬送波同期）は、他の項目（変調同期）に対して特別な注意を必要とすることが明らかである。８ｐｓ要件は、（特に５０ｍを超えるケーブル長のために）困難な目標であり、これは、中期及び長期にわたって保証されなければならない（そうでなければ不安定な降下角を生成する）が、短期（ｍｓ範囲）にわたって、この要件は以前から可能な範囲である。信号は振幅変調されているので、極めて短期の位相偏差（高周波ジッタ）は気にする必要はない。

解決策の説明

様々な更なる実施形態を、ＰＩＬＳシステムがどのように実装され得るかという文脈で、ここで説明する。

信号の説明及び解決策選択肢の導入。

各ＡＲＵ送信機は、プログラマブル搬送波周波数及びプログラマブル構成値（例えば、ＲＦ電力、ＲＦ位相、変調深度、及び位相のうちの少なくとも１つ）において、変調無線周波数信号を発生し得る自律型ソフトウェア無線である。ＶＯＲ信号の周波数、波形、及び安定性の要件は、ＩＬＳの要件に極めて近く、したがって、ＤＶＯＲ物理プラットフォームを使用して初歩的なＩＬＳ ４アンテナ・ローカライザ・システムを実装し、空間内でローカライザ信号を生成することは、比較的低コストで安易であり得る。したがって、異なるＡＲＵ間の同期のみが研究されている一方で、ＳＤＲの周波数及び位相精度が証明されている。

以下の段落で提示する解決策は、ケーブル長及びフィールド較正と関係なく、システム設計に焦点を合わせている。

共通同期信号のスター分配

いくつかの実施形態では、各ローカル発振（搬送波周波数の決定論的分周逓倍）が中央ユニットによってブロードキャストされる共通のＴＣＸＯにロックされる場合、各ＡＲＵは、同じ平均無線周波数を有することになる。図４は、いくつかの実施形態により構成された例示的なアーキテクチャを示している。ＴＣＸＯは、温度補償水晶発振が発生した信号であってもよい。

したがって、一実施形態では、各ＡＲＵは、中央ユニットによってブロードキャストされる共通のＴＣＸＯにロックされる搬送波周波数の決定論的分周逓倍を出力するように動作するローカルＲＦ発振回路を含む。

図４を参照すると、（調査中の水平ＧＰの２つのバージョンを考慮して）２０本のケーブルが、全長６０ｍ又は８０ｍにわたって１ｍｍの精度で全く同じ長さを有する場合に、１０ｐｓの要件が実現され得るので、アーキテクチャは、搬送波周波数同期を保証することができるが、ＲＦ位相同期を保証することはできない。図５は、２本のケーブルが、わずか１ｃｍ異なる場合に起こることを示している（これは、１°の位相シフト限界を満たすために許容されない）。

しかしながら、いくつかの実施形態は、各ケーブルのＲＦオフセットの測定を可能にし、そのため、そのケーブルに関連したデジタル送信機は、（アレイパターンを形成するために必要な）アンテナポートにおける公称ＲＦ位相に対して、この値を減算するように動作することができ、これにより、アンテナにおける信号が同相になる。

ケーブル遅延の測定は、中央ユニットに要求される。すべてのケーブル間（及びＡＲＵ間）の差のみが、フェーズド・アレイ・ビーム形成の決定要因であるため、ケーブル（及び送信機の）遅延の絶対値は必要とされない。設置セットアップでのケーブル長測定のような他の解決策を取りやめた後、又は連続測定を実施した後、時分割多重化に基づいて解決策が提供される。

ＡＲＵのローカルＲＦ発振は、内部のＴＣＸＯ（図６及び図８参照）によって駆動され、ＴＣＸＯは、中央ユニット（ＣＵ）によってブロードキャストされ、更に内部のＴＣＸＯが発生した同期信号にロックされた位相ロックループ（ＰＬＬ）によって制御される。

ＣＵは、極めて短いタイムスロット（例えば数ミリ秒）の間のみ、１個のＡＲＵへのＴＣＸＯ送信を周期的に（例えば、１秒ごと）停止し、その間、ローカルＡＲＵ ＴＣＸＯはフリーズされる（ＰＬＬは保持状態をフリーズする）。このタイムスロット（そのＡＲＵが発生した信号は、後述するように、十分に安定しているはずである）の間、ＣＵは、そのＴＣＸＯと、同じケーブルを介して送り返されるＡＲＵ ＴＸＣＯ信号との間の位相差を測定し得る。

したがって、一実施形態では、各ＡＲＵは、ＴＣＸＯによって駆動されるローカルＲＦ発振回路であって、ＴＣＸＯが、各ＡＲＵの内部にあり、ＰＬＬによって制御され、ＰＬＬが、中央ユニット内部のＴＣＸＯから中央ユニットによってブロードキャストされた同期信号にロックされる、ローカルＲＦ発振回路を含む。中央ユニットは、１個のＡＲＵのＴＣＸＯが保持状態でフリーズされる規定のタイムスロット期間の間、１個のＡＲＵのＴＣＸＯを周期的に停止するように動作し、１個のＡＲＵのＴＣＸＯがフリーズされている間、中央ユニットは、中央ユニットの内部のＴＣＸＯと、１個のＡＲＵの内部のＴＣＸＯからケーブルを介して中央ユニットに送信された信号との間の位相差を測定するように動作する。

図６は、いくつかの実施形態による、このシステムを実装するために関連する回路及び動作を示す例示的なブロック図を示している。図６のシステムでは、回路及び動作は、「ｔ_ＧＯ」時間間隔（毎秒約９９０ｍｓ）の間、ＡＲＵのローカルＴＣＸＯがＣＵのマスタＴＣＸＯにロックされることを含む。ローカル周波数は制御される。「ｔ_ＲＥＴ」時間間隔（毎秒約１０ミリ秒）の間、各ＡＲＵのローカルＴＣＸＯはフリーズされ、ＣＵは、ケーブルによって遅延した（２倍）ローカルＡＲＵを測定する。ローカル周波数はフリーランである。ＣＵは、１秒毎に、他の構成値（電力、変調指数）と共に、新規に測定された位相遅延Δψ／２を用いて各ＡＲＵを更新する。低レート同期（変調トーン、ＩＤなど）は、（後述するように）同じケーブル上でブロードキャストされる。図６において、「制御ユニット」（ＣＵ）は、本明細書の他の箇所に記載する「中央ユニット」に対応することができる。

１０（送信機）＋１０（受信機）のＡＲＵが同期される必要がある場合、可能なタイムスケジュールは、図７のタイミング図によって示されるようになり得る。

最適なタイムスロット期間の決定は、空間内の信号の完全性にとって基本的であり、これは、ＣＵが正確で安定した位相測定を実施するために必要とされる大きな値と、フリーズされたローカルＴＣＸＯの過度の迷走を回避するために必要とされる小さな値との間のトレードオフの結果である。

残念なことに、長期周波数安定性は市販のＴＣＸＯ（通常１ｐｐｍ／年であり、既に極めて良好な値である）で規定されている一方で、短期偏差（ｐｐｍ／ｓ）は一般に、正確な原子ＴＣＸＯ（０．００２ｐｐｍ／ｓ）で規定されており、それらのコスト（１０００ドル）及び電力消費（５Ｗ）のために使用され得ない。

短期偏差の大まかな評価は、２つの典型的な同一のＴＣＸＯによって生成された周波数を混合することによって、及びビート周波数の経時的な偏差を測定することによって、実験を介して実施された。ＴＣＸＯ短期安定性の大まかな推定は、３３０ＭＨｚで約１Ｈｚである。残念ながら、安定性は極めて良好である（３ｅ－９）にもかかわらず、ＴＣＸＯを１秒間フリーランさせるのに十分ではない。実際には、控えめにすると、１秒以内の１Ｈｚは、３６０°に等しい位相シフトを生成し、これは本発明者らの１°の目標からは遠い。Δψ＝２πΔｆｔであるので、１０ｍｓのフリーランスロットは３．６°を生成するが、１０ｍｓ以内に、周波数偏差が、１Ｈｚ（１秒後に測定された値）よりもはるかに小さいと合理的に想定することができる。一方、１０ｍｓのタイムスロットは、数千の４０ＭＨｚ発振を含み、これにより、ＣＵは、位相シフト（約１０ｐｓ、すなわち０．１°の精度で）の安定した正確な測定を可能にする。

複数の搬送波に基づく位相同期ループ

いくつかの実施形態では、各ＡＲＵは、接続同軸ケーブルを介して送信された異なるトーンに基づいて、分配位相同期ループを使用して、その内部クロックの正確な位相同期スキームを実施する。このアプローチは適切に機能しており、媒体内の伝搬速度が選択された異なる周波数について同じである場合（ケーブルはほとんど分散しないものとする）、極めて正確である。

いくつかの実装実施形態によれば、ＡＲＵに向けて送信される２つの周波数は、ｆ_１及びｆ_２と名付けられ、所望の周波数ｆ_ｏｐに加算されるように選択される。ＡＲＵでは、２つの周波数ｆ_１及びｆ_２が混合されて、２で除算され、同じケーブルでＣＵに送り返される動作周波数ｆｏｐが得られる。ＡＲＵ及びＣＵにおいて必要とされる周波数分離及び選択性を、方向性結合器を回避する安価なフィルタ（表面弾性波（ＳＡＷ）又はＬＣ）を使用して実際に保証することができる。

ＣＵは、ｆ_ｏｐ／２トーンの戻りを受信し、この信号と、ＡＲＵに送信された２つのトーンのうちの１つ（ｆ_２）の位相を適切に補正する発生したｆｏｐ信号と、を同相で比較し、したがって分配ＰＬＬアーキテクチャを実装する。

したがって、一実施形態では、各ＡＲＵはローカルＲＦ発振回路を含む。中央ユニットは、ケーブルを介して各ＡＲＵに２つの周波数信号を提供し、そのケーブルの各々は、中央ユニットを複数のＡＲＵのうちの別の１つにそれぞれ接続する。中央ユニットはまた、２つの周波数信号を合成して、中央ユニットでの動作周波数信号を提供する。各ＡＲＵは、２つの周波数信号を共に混合して、動作周波数信号を取得し、動作周波数信号を２で除算して、リターン信号を発生し、リターン信号は、それぞれのケーブルを介して制御ユニットに戻される。各ＡＲＵについて、制御ユニットは、ＡＲＵからリターン信号を受信し、ＡＲＵからのリターン信号の位相と、中央ユニットでの動作周波数信号とを比較し、位相比較に基づいてＡＲＵの同期を調整する。

図８は、上述のアーキテクチャの例示的な動作を示している。ＵＳＢＧ及びＬＳＢＧはそれぞれ、上側又は下側帯域発生器（平衡ミキサ及びフィルタリング）である。ＣＵには、フィードバックトーンｆ_ｏｐ／２と共にループを閉じている位相制御トーンｆ_２を適切に発生するための他の２個のミキサがある。このアーキテクチャは、ＦＰＧＡ又は別のＲＦデジタルソリューションを使用して同等の方法で合成され得る。

このアプローチは、マイクロ波実装であっても１度未満の位相誤差で正確であることが検証されており、ケーブルに関連する任意の温度変動（すなわち、長さ、速度係数）を本質的に補償する。

定常状態では、ケーブルの位相オフセットが補償されており、システムは、ケーブル長に影響されず、ケーブルが分散している場合にのみ誤差を発生することを示すことができる。いくつかの実装形態では、周波数は１００メガＨｚ範囲内にあり、３つのトーンによって使用される全体的な帯域幅もその範囲内に制限されるため、分散は無視される。

図９は、ＲＧ２２３のような一般的なケーブルの典型的な挙動を示す例示的な測定値を示している。ケーブル分散に関連する差動位相誤差は、１ギガＨｚ未満の数千度の範囲内である。これは、約３３０ｍＨｚで動作するときに起こり得る分散による誤差寄与の大きさである。

変調の同期

搬送波周波数が、２つの例示的なアプローチのうちの１つを使用して同期されると、各ＡＲＵにおいて、変調周波数を、極めて高い分解能で搬送波周波数の分数比として容易に発生し得る。比が決定論的な値であることにより、すべての変調周波数の等価性が保証される。

一例として、搬送波周波数が３３２ＭＨｚ（１０００Ｈｚの許容差を有する）である場合、変調トーンを次のように発生し得る。
ｆ_９０＝３３２．０００．０００（±１０００）／２^４０＊２９８．０６１＝９０．０００２Ｈｚ（±０．００２）Ｈｚ（要件は０．０１Ｈｚ）
ｆ_１５０＝３３２．０００．０００（±１０００）／２^４０＊４９６．７６８＝１５０．０００２Ｈｚ（±０．００３）Ｈｚ（要件は０．０１Ｈｚ）
ｆ_１０２４＝３３２．０００．０００（±１０００）／２^３２＊１３．２４７＝１０２３．９９Ｈｚ（±０．０２）Ｈｚ（要件は０．１Ｈｚ）
ｆ_Ｓ＝３３２．０００．０００（±１０００）／２^２４＊２０３＝４０１７Ｈｚ（±０．１）Ｈｚ（要件は５０Ｈｚ）

変調周波数に関する限り、同期は課題ではない。代わりに、低周波数は、はるかに高い周波数の分割によって得られるので、それらの位相は、各ＡＲＵにおいて、低周波数が無線周波数のどの周期で始まることも防止されなければならないので、課題である。図１０は、変調の同期の例示的な動作を示すグラフである。

ＡＲＵを変調時間領域（約１μｓ）で同期させるために要求される精度は低いので、ケーブル遅延は無視され、各ケーブルからのリターンを必要とせずに、共通の変調同期性をＣＵによって、すべてのＡＲＵにブロードキャストすることができる。

ＡＲＵ内のデジタル直接合成発振器（ＤＤＳ）は、ＣＵからの同期インパルスをトリガとして使用して、無線周波数の分割として変調周波数を発生する。図１１は、変調同期性を示すグラフである。

変調同期性は、構成データと共にＡＲＵへ物理的に送信され、その最初の大まかな推定は、約１００ｋｂ／ｓであるが、この目的のために、１Ｍｂ／ｓへ増加され得る。

同期信号の送信

いくつかの実施形態によれば、リモートＡＲＵへの同期信号は、ファイバケーブル又は銅ケーブルを介して送信される。一実施形態では、同期信号は、銅線上の電気信号として分配され得る。いくつかの実施形態では、ＣＵからＡＲＵへ、及びＡＲＵからＣＵに戻る接続ごとに、単一のケーブルが使用される。いくつかの実装形態では、主ＩＬＳ信号は、順方向パス内の同期信号と共にファイバ接続を介して送信される。逆方向パスでは、同期信号は別々に送信される。このアーキテクチャでは、ＡＲＵは、内部で主ＩＬＳ信号を合成する必要がないため、簡略化される。ＡＲＵ又はＣＵは、同期ループに従って主信号の位相を調整し得る。

いくつかの実施形態では、ケーブルは光ファイバを備える。相互接続のサイズ及び質量を低減するために、いくつかの実施形態によれば、基本的に光ファイバによってＣＵ及びＡＲＵを相互接続するために、光原理を使用してもよい。特にサブアレイの相互接続には、単一の耐久性のあるインターコネクタプラグに取り付けられた単一又は複数のファイバを使用してもよい。中央ユニットは、いくつかの実施形態では、光ファイバケーブルを介して送信される光同期信号を使用して、送信のために、ＡＲＵによって複数のアンテナに提供された変調ＲＦ信号間の同期を調整するために、ＡＲＵを制御するように動作する。

いくつかの実施形態では、複数の搬送波を使用して、ファイバケーブル又は銅ケーブルを介して同期データの送信。この実施形態では、複数の搬送波のうちの搬送波の１つが逆方向パスに使用される。逆方向パスは、同じ媒体を介してもよく（例として異なるモード又は波長を使用するファイバの場合）、又は同じ長さの順方向パスの別個の媒体（すなわち、ファイバ手段については、同じ複数のケーブルのうちの別の１つを意味する）を使用してもよい。

複数の搬送波電気信号の各周波数は、光同期信号の特定の波長にマッピングされる。その後、同期信号は時間連続信号のままである。光同期信号を、サブアレイを相互接続するために、単一の光ファイバを介して送信することができる。各ＡＲＵへの分配は、各ＡＲＵに相互接続するために、短いファイバを介した分配のための光信号を分割するインタコネクタボックスによって実施され得る。光同期信号を変換して、電気信号に戻すことができ、コネクタボックスにおける相互接続は、等しい長さの短い電気インタコネクタケーブルによって実施される。

いくつかの実施形態では、時間多重化を使用し、同じ媒体を介して位相整合データを送り返すファイバケーブル又は銅ケーブルを介した同期信号の送信。いくつかの実施形態では、時間多重化同期スキームは、光の強度の変調によって適用されてもよい。ＣＵとＡＲＵとの間の接続の原理は、上述した例と同様又は同一である。

アーキテクチャのための位相ロックループ（ＰＬＬ）光学的実装形態の使用も上述している。いくつかの実施形態では、代替案は、同期が光ドメインで実現されるように、同期ループで光ＰＬＬを使用することにある。速い光同期では、位相雑音及びジッタが電気同期の周波数より高い周波数にあるため、この実装形態は、全体的な同期精度を高めることになる。

共通同期信号のスター分配

ＡＲＵのローカルＴＣＸＯを短い時間間隔でフリーズする可能性を評価するためにテストが実施され、その間、制御ユニットは、共通のＴＣＸＯ送信に使用されるのと同じケーブルを使用して、ＡＲＵによって返されるＴＣＸＯ遅延を測定し得る。

テストベンチ：それ自体のフリーランニングＴＣＸＯ（４０ＭＨｚ）に各々ロックされた２個のＤＶＯＲ送信機（１１５ＭＨｚのＳＤＲ）；供給電圧、負荷、温度、経年劣化に応じて、０．１÷１ｐｐｍ（すなわち、ＧＰ周波数で３０Ｈｚ超）の大きさの単位で製造された場合に示される周波数安定性。図１２は、いくつかの実施形態により構成された２個のＤＶＯＲ送信機を示している。

測定結果は、（１１５ＭＨｚにおける）２つの搬送波が、３３０ＭＨｚ（ＧＰ周波数）における０．３Ｈｚに対応する、少なくとも０．１Ｈｚだけ互いに移動することを示している。この周波数オフセットは、１秒よりも短い時間で数十度の位相シフトを生成し、これは許容されない。

結論は、送信機が同じＴＣＸＯで実装されている場合、１秒より短い時間でもロックを解除されたままにすることはできないが、実行可能な唯一の選択肢は、ローカルＴＣＸＯを数ミリ秒間フリーズすることであり、この間隔の間、変調トーンが９０Ｈｚ及び１５０Ｈｚであるので、ＴＣＸＯ迷走は適度に低く、受信機復調器は、空間変動における信号に反応しない可能性がある。

考察及び評価

本明細書に開示した様々な実施形態の研究の結果は、リモートユニットの位相同期が、１度位相整合目標を満たす両方のアプローチ（共通信号又は複数の搬送波）を使用して実現可能であることを示している。

変調同期のために、どちらの場合も、低周波数インパルスを使用して、変調信号を適切に整列させ、最終的に双方向構成データを送信することが可能である。高周波位相同期、低周波インパルス及びデータ、並びに電力を組み合わせて、リモートＡＲＵに送信するために、単一のケーブルを使用して、この解決策を実施することが可能であろう。

本明細書に開示される様々な実施形態によって提供される主な違いは、以下を含むことができる。

共通同期信号のスター分配
１）ケーブル長は定期的に測定され、適切なデータを送信するＡＲＵで補償される。
２）単純なハードウェア（ＨＷ）実装
３）ケーブル測定中にＴＣＸＯをフリーズする必要がある
４）システムは、ＡＲＵユニットを追加してスケールアップされ得るが、時間多重化ポーリング制約を考慮する。

複数の搬送波に基づく位相同期ループ
１）ケーブル長及び温度変動に影響されにくい
２）搬送波を分離するために、いくつかのフィルタリングが必要であり、一般に、複雑なハードウェアの実装が必要である。
３）ロックのリアルタイム制御とＴＸＣＯのフリーズ不要
４）システムは、ポイント・ツー・ポイント・アーキテクチャを複製するようにスケールアップされ得る。

次に、様々な実施形態における導出された要件を説明する。いくつかの実施形態は、この研究の固有の顧客要件に基づく以下の要件に関連する。
ａ）いくつかの実施形態によれば、グライド・パス・システムは、非画像化タイプでなければならない。
－従来の画像化タイプ・グライド・パス・システムは、空間内で適切な信号を生成するために、グライド・パス・アンテナの前方に大きい平坦領域を必要とする。したがって、画像化システムは、「劣悪な」場所での設置の要件を満たすことができなかった。
ｂ）グライド・パス・システムは、短いマスト上の水平アンテナアレイ又は垂直アンテナアレイを使用するものとする。
－従来のグライド・パス・アンテナ・アレイは、輸送性及び設置要件に適合しない高さ（最大６０フィート）の重い塔に搭載される。
ｃ）ローカライザ及びグライド・パス・アレイ内の各アンテナは、「ソフトウェア定義」送信機及び受信機である別個のアンテナ無線ユニット（ＡＲＵ）によって駆動されるものとする。受信機は監視に使用される。
－従来のローカライザ又はグライド・パス・システムは、ハードウェア分配ユニットを介してアンテナに接続された単一の送信機を有する。各アンテナに小さいＡＲＵを使用すると、各アンテナの信号振幅及び位相を、ソフトウェアを介して正確に設定できるため、実装及び設置が簡単になり、設計及び調整の柔軟性が極めて高くなる。

ここで、概念開発、評価アプローチ、及び適用方法のいくつかの追加の実施形態を以下に説明する。

グライド・パス・アンテナ・システムは、完全に新しい設計であるため、開発努力の大部分は、グライド・パス・アンテナ・システムに集中している。実装要件及びセットアップ時間要件の制約内で、空間性能能力における信号を分析する様々な構成が考慮されてきた。

概念導出のためのアプローチのいくつかの実施形態を以下に説明する。

グライドパス

いくつかの実施形態では、グライド・パス・システムは、アンテナアレイ設計に対して根本的に異なるアプローチを必要とする。研究された各アレイ構成について、空間における信号の性能を評価するために、シミュレーションが実施されてきた。シミュレーションの能力には、以下が含まれる。
ａ）方位角の範囲にわたる仰角の関数としての変調深度の差（ＤＤＭ）のプロット。（注：ＤＤＭは、航空機ＩＬＳ受信機が所望のグライドパスからの航空機位置の垂直偏差を測定することを可能にする基本信号特性である。典型的な３°グライドパスの場合、ＤＤＭは３°で０であり、航空機がグライドパスの下を下降するにつれて増加し、航空機がグライドパスの上を上昇するにつれて減少する。）
ｂ）仰角の範囲にわたる方位角の関数としてのＤＤＭのプロット。
ｃ）仰角及び方位角の範囲にわたるグライド・パス・アンテナ・アレイからの距離の関数としてのＤＤＭのプロット。
ｄ）ＤＤＭについて上述した条件下でのＣＳＢ及びＳＢＯの電力及び位相のプロット。（注：ＣＳＢ［搬送波プラス側波帯］及びＳＢＯ［側波帯のみ］は、合成されるとＤＤＭを生成する、空間内の信号の２つの成分である。）
ｅ）ＤＤＭに対するアンテナの機械的変位の影響。
ｆ）ＤＤＭに対するＡＲＵ電力及び位相誤差の影響。
ｇ）粗い地面及び傾斜した地面からのものを含む、地面反射の影響。
ｈ）アレイ内のアンテナ間のＲＦ結合の影響。
ｉ）個々のアンテナの放射パターン特性及び他の特性。

ＤＤＭのプロットは、ＩＣＡＯ Ａｎｎｅｘ１０及びＦＡＡ Ｏｒｄｅｒ８２００．１の制限と比較された重要なパラメータである、空間グライドパス角度及び幅における信号を示している。

ローカライザ

いくつかの実施形態では、ローカライザ・アンテナ・アレイは、（容易な実装及び設置のために修正されている）機械的支持システム内のいくつかの既存のアレイや、（サイズ及び質量を低減するために修正されている）個々のアンテナ素子設計と、違い得る標準的な８素子アレイに基づくことができる。別の違いは、８素子ごとに別個のＡＲＵを使用することである。これは、同軸ケーブルトリミングの従来の方法ではなく、ソフトウェアを介して正確な位相調整を行い得るので、セットアップタインの大幅な改善を提供する。放射パターン、利得、前後比などに関して候補素子の性能を評価するためにシミュレーションが実施されてきた。

一般的に使用されるローカライザ・アンテナ・アレイのサイズは、８素子から３２素子まで様々であり、素子が多いほどアレイが広くなる。ローカライザビーム幅は開口サイズに反比例する。広い開口を有するローカライザは、コース内で屈曲を引き起こすマルチパス反射による歪みの影響を受けにくい。例えば、滑走路近くを地上走行する巨大な航空機（例えば、エアバスＡ３８０）が、ＣＡＴ ＩＩＩの制限を超えるアプローチコースの屈曲を引き起こし得る空港のカテゴリーＩＩＩローカライザに、３２素子アレイは使用される。

性能要件（ＣＡＴ Ｉ）と、実装要件及びセットアップ時間要件との間のトレードオフの結果として、８素子構成を、この用途に選択した。

概念分析のアプローチ。

この研究のために開発された着陸システムの概念は、様々な要件に関して分析されてきた。特定の要件の多くの組合せは、トレードオフを必要とし、例えば、空間内の安定した信号は、強固で剛体のアンテナ搭載構造を必要とするが、実装要件及びセットアップ要件は、それらが可能な限り小さく軽量であることを必要とする。

グライド・パス・アンテナ・アレイのいくつかの実施形態を以下に説明する。

このプログラムのすべての要件を満たすようにグライド・パス・アンテナ・アレイを設計することは困難である。２つのタイプのアレイ、すなわち、地面から１ｍ又は２ｍに搭載された水平アレイと、高さ６ｍのマストに搭載された垂直アレイと、が分析されてきた。

空間内のグライド・パス・システム信号は、搬送波プラス側波帯（ＣＳＢ）、及び側波帯のみ（ＳＢＯ）の２つの成分を有する。ＣＳＢ信号は、同じ振幅を有する９０Ｈｚ及び１５０Ｈｚの２つのトーンによって変調された搬送波８０％振幅であり、一方、ＳＢＯは、ＣＳＢトーンに対して互いに同じ振幅及び反対位相を有する９０Ｈｚ及び１５０Ｈｚの２つのトーンによって変調された搬送波振幅が抑制された信号である。Ｖ^→ｃｓｂ及びＶ^→ｓｂｏが、空間の任意の点（その組合せは各送信アンテナに対する受信機の位置に依存する）で受信されたＣＳＢ及びＳＢＯ変調フェーザの合計である場合、その点でのＤＤＭを次のように計算し得る。

空間内で適切なグライドパス信号を生成するために、各アンテナ素子で適切なＣＳＢ及びＳＢＯの振幅及び位相を選択して、グライドパス上で０のＤＤＭを生成する必要がある。これは通常、所望のグライドパス角度、通常は３°でＳＢＯ振幅のヌルを実現することによって行われる。このアプローチは、本明細書では水平アレイに使用され得る。しかしながら、これは、コサイン関数を０にするように位相を調整することによって行うこともでき（すなわち、直交におけるＣＳＢ及びＳＢＯ位相）、これは、非画像化垂直アレイに対して取られたアプローチであった。

グライド・パス・アレイには、対数周期ダイポール（ＬＰＤ）と、本質的に平板であるテーパ付きスロットアンテナであるビバルディアンテナと、２つのタイプのアンテナ素子が考えられてきた。ビバルディユニットは、出荷のために極めてコンパクトに積み重ねることができ、ＬＰＤは、良好な方向性を有し、送信機の電力要件を容易にする。図１３は、０．７５ｍ×０．７５ｍであり、５．２ｄＢｉ（アレイファクタを加えた）の利得を有する例示的ビバルディアンテナを示している。図１４はまた、長さが０．７４ｍであり、９ｄＢｉ（アレイファクタを加えた）の利得を有し得る例示的なＬＰＤアンテナを示している。

いくつかの実施形態では、中央ユニットは、個々のＡＲＵのうちの１つ又は複数から受信した測定ＲＦパラメータに基づいて、飛行中の航空機によって受信された、変調深度（ＤＤＭ）信号及び／又は変調深度の和（ＳＤＭ）を合成するように動作する。この実施形態では、ＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号と、個々のＡＲＵの１つ又は複数の構成されたＲＦパラメータとの比較に基づいて、合成したＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たすか又は超えるか否かを、中央ユニットは判定するように動作する。いくつかの実施形態では、合成したＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たした又は超えたという判定に応答して、中央ユニットは、複数のＡＲＵの動作を停止するように動作する。いくつかの他の実施形態では、合成したＤＤＭ及び／又はＳＤＭ信号が、所定の閾値を満たさない又は超えないという判定に応答して、中央ユニットは、複数のＡＲＵの動作を継続するように動作する。

中央ユニットでの監視のために、飛行中のユーザによって受信されたフィールドは、個々のＡＲＵの受信機からの測定されたＲＦパラメータに基づいて合成され、中央ユニットに転送される。ＣＰＭ内の実行モニタは、結果として得られたＤＤＭを合成し、信号を構成した値と比較する。このアプローチは、任意の所望の位置（方位、仰角、及び近距離フィールドも）及びそれらの量のいずれかにおいて、空間内信号の迅速な推定を可能にする。例えば、監視は、任意の位置における監視入力信号の任意の範囲の値に対して実施され、それでもなお、飛行中のユーザが経験するＤＤＭを合成することができる。対照的に、標準的なＩＬＳでは、少数の固定位置しか推定することができない。事前定義した閾値を超える不一致が検出されると、ＬＯＣ ＣＰＭから通知が送信され、これにより、すべてのＬＯＣ ＡＲＵの送信機／受信機を停止するようにトリガされる。

いくつかの実施形態では、複数のＡＲＵのうちの各ＡＲＵは、ＡＲＵに関連付けられた複数のアンテナのうちの１個のアンテナに提供された変調ＲＦ信号を受信し、変調ＲＦ信号と、ＡＲＵの１つ又は複数の信号パラメータとの比較に基づいて、変調ＲＦ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たすか、又は超えるか否かを判定するように動作する。いくつかの実施形態では、変調ＲＦ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たした又は超えたという判定に基づいて、変調ＲＦ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たした又は超えたという指示を含む通知を、複数のＡＲＵのうちの各ＡＲＵは、中央ユニットに送信するように更に動作する。この実施形態では、中央ユニットは、通知に基づいて、複数のＡＲＵのうちの１つ又は複数の動作を継続するか否かを判定するように動作する。

あるいは、中央ユニットにおける信号の監視に対して、個々のＲＦパラメータの個々の監視をＡＲＵ内で直接実施することができる。この場合、航空機位置で受信されたＤＤＭの有効性との関係は、ＡＲＵごとの個別の監視閾値によって保証される。各（送信機／受信機）ＡＲＵは、自身のＲＦ信号を受信し、信号パラメータと、構成された値とを比較する。検出されると、更なる又はすべてのＡＲＵが停止するか否かを決定するための追加のロジックを有する通知が、中央ユニットに送信される。

いくつかの実施形態では、複数のアンテナによって放射されたＲＦ信号を受信するように動作するモニタＡＲＵ。この実施形態では、複数のアンテナによって放射されたＲＦ信号が、ＩＬＳシステムから、飛行中の航空機によって受信されるべき期待ＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号と整列しているか否かを判定するように、モニタＡＲＵは更に動作する。いくつかの実施形態では、複数のアンテナによって放射されたＲＦ信号が、ＩＬＳシステムから、飛行中の航空機によって受信されるべき期待ＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号と整列していないという判定に応答して、モニタＡＲＵは、複数のアンテナによるＲＦ信号の放射の停止を開始するように、更に動作する。いくつかの他の実施形態では、複数のアンテナによって放射されたＲＦ信号が、ＩＬＳシステムの較正プロセス中に放射された以前のＲＦ信号から、所定の閾値内で逸脱しているという判定に応答して、モニタＡＲＵは、複数のアンテナによるＲＦ信号の放射の再較正を開始するように、更に動作する。

追加のＡＲＵは、ＤＤＭの観点から、放射された信号のフィールドモニタリングのために専用の受信のみ（受信機のみ）としてインストールされ、及び構成され得る。典型的な使用では、フィールドモニタは、位置ずれを検出すると放射信号を停止する。更に、フィールドモニタは、状態監視のために、すなわち、ユーザにとって重要ではないが以前の較正状態から逸脱する信号変化を検出するために、使用され得る。これらの場合、フィールドモニタを使用して、飛行検査用航空機を必要とせずに、システムに内蔵された手段によって信号を再較正することができる。これに関して、様々なＡＲＵは、信号を可能な限り最小故障条件に近づけるために、信号を単独で、又は複数のＡＲＵのグループで放射するように、中央ユニットによって命令され得る。これは、ＡＲＵごとに、様々なパラメータ値を循環及び調整することによって、所望のＤＤＭへの最小偏差を検索する検索アルゴリズムによって行われ得る。

すべてのＡＲＵの動作を停止することを上述したが、状況によっては、１つ又は複数のＡＲＵの動作を停止し、残りのＡＲＵの動作を継続することが可能であることを理解されたい。例えば、結果として得られた全フィールドが依然として許容差内にある場合、影響を受けたＡＲＵが修正されるまで、残りのＡＲＵの動作が可能である。この状況では、結果として得られた全フィールドを許容差内にするために、影響を受けた１つ又は複数のＡＲＵの損失に対処するパラメータの別のセットがロードされる。

いくつかの実施形態では、フィールドモニタは、受信アンテナを、及び中央ユニットに接続された信号測定受信機を搬送する移動マストであってもよい。この設定は、較正のためだけに使用され、信号較正後に除去され得る。

水平グライド・パス・アレイ。

解析された第１のアレイは、地面に平らに置かれた塔に搭載された２個のアンテナを含む従来のヌル基準画像化アレイとして構成された非画像化アレイであり、ヌル基準画像は物理アンテナに変換され、４素子線形水平アレイが結果として得られた。図１５は、このアレイ及び滑走路（縮尺どおりではない）の空中概略図を示している。

図１５は、いくつかの実施形態による４素子水平グライド・パス・アンテナ・アレイ構成を示している。

このアレイの素子間の間隔は、アンテナ位置許容差に対する空間内の信号の感度を下げるために、垂直ヌル基準アレイの間隔から大幅に拡張された。アレイ開口（滑走路に平行）は、約１６０ｍであった。このアレイは、図１６に示すように、優れたＤＤＭ曲線に対する仰角を生成した。示した曲線は、典型的な３°グライドパス角度を有するシステムのものであるが、その角度は、ＳＢＯ信号位相を調整することによって、２．５°～３．５°の範囲内のいずれにも設定され得る。

図１６は、いくつかの実施形態による、ＤＤＭに対する４素子水平アレイの仰角を示している。ＤＤＭは、３°の仰角では０であり、低い仰角では次第に正（フライアップ表示）になり、高い仰角では負（フライダウン表示）になることに留意されたい。

図１７は、ＣＳＢ及びＳＢＯ電力に対する仰角を示している。３°のＳＢＯにおけるヌルに留意されたい。図１８は、仰角の関数としてのＣＳＢ及びＳＢＯ位相を示している。ＳＢＯ位相は、３°の仰角で－９０°（ＣＳＢ位相と直交）であることに留意されたい。

４素子アレイでは、ＳＢＯ（搬送波側波帯のみ）信号が、アンテナの外側のペアを駆動し、ＣＳＢ（搬送波プラス側波帯）が内側のペアを駆動する。更なる分析は、内側のペアが除去され、外側のペアがＣＳＢとＳＢＯの両方によって駆動された場合に、同じＤＤＭ曲線を得ることができることを示した。結果として得られた２素子アレイを図１９に示している。

したがって、いくつかの実施形態では、複数のアンテナは、アンテナのグライド・パス・アレイ、及びアンテナのローカライザアレイを備え、ローカライザアレイの各アンテナ、及びローカライザアレイの各アンテナは、複数のＡＲＵのうちの別の１つによって駆動される。各ＡＲＵは、プログラマブル搬送波周波数及びプログラマブル構成値で、変調無線周波数信号を発生するように動作するソフトウェア無線であり得る。プログラマブル構成値は、ＲＦ電力、ＲＦ位相、変調深度、及び位相のうちの少なくとも１つを含み得る。アンテナのグライド・パス・アレイは、少なくとも４素子水平アレイを提供するために、水平方向に離隔して配置された少なくとも４個のアンテナ素子を含み得る。いくつかの実施形態では、アンテナのグライド・パス・アレイは、１０素子水平アレイを提供するために、水平方向に離隔して配置された１０個のアンテナ素子を有する。アンテナのグライド・パス・アレイが４素子水平アレイを有する場合、更なる実施形態では、グライド・パス・アレイのアンテナの外側のペアは、搬送波側波帯のみ（ＳＢＯ）信号で駆動され、グライド・パス・アレイのアンテナの内側のペアは、搬送波プラス側波帯（ＣＳＢ）信号で駆動される。

図１９は、２素子水平グライド・パス・アンテナ・アレイ構成の一実施形態を示している。アレイ軸に対する方位角の範囲にわたってＤＤＭ挙動を調べると、適切な信号が生成される範囲が実際のグライド・パス・システムには小さすぎる可能性があることが明らかになる。２、４、又は任意の数のアンテナ素子を有する線形グライド・パス・アレイは、アレイ軸を囲む円錐面上でグライドパス角度が一定である空間内の信号を生成する。

図２０は、円錐の断面を有する従来のヌル基準アレイの一実施形態の側面図を示している。このアレイのいくつかの実施形態では、円錐は極めて浅く、アンテナ塔の周り全体に延在する。ヌル基準画像化アレイは、アンテナ素子の方位角の放射パターンによってのみ制限される理論上３６０°方位角のカバレッジを有する。

図２１は、水平アレイの一実施形態の側面図を示している。この場合、グライドパス表面は極めて深い円錐である。また、小さな方位角の範囲をカバーする。図２２は、アプローチパス上の航空機から見た円錐の断面の一実施形態を示している。

いくつかの実施形態では、グライドパス断面は、アレイ軸を囲む半径３°の円弧である。半径は度単位であり、直線距離ではないことに留意されたい。図２２は、アンテナアレイから滑走路中心線に沿った所与の距離におけるグライドパス表面までの距離を示すものとして解釈することもできる。延長されたアレイ軸線の直上の航空機は、３°のグライドパス上にあるときに、０ ＤＤＭを見ることになる。しかしながら、アレイ軸の右又は左に対して３°の仰角の航空機は、誤った負のＤＤＭ（フライダウン）を見ることになる。航空機が滑走路中心線の側に３°である場合、航空機は、グライドパス上の３°に相当する厳密なフライダウン表示を見ることになる。

方位角のカバレッジを広げる方法は、アレイ軸の両側にアンテナを追加することである。例えば、図２３は、１０素子水平グライド・パス・アンテナ・アレイ構成の一実施形態を示している。

このアレイは、アンテナの５個のペアを備え、中央のペアは、アレイ軸（必ずしも滑走路に平行ではない）と整列され、２個のペアは、アレイ軸の両側に約２．２５°で整列され、２個のペアは、その軸の両側に約５°で整列される。これにより、１２０ｍ～１６０ｍ離れたアンテナの２つの円弧が結果として得られる。正確な分離距離は重要ではないと判断されている。２つのアンテナ円弧の近い間隔は、ＡＲＵ間の正確な位相同期を可能にするが、アンテナ位置誤差に対する空間内の信号の感度を増加させる。最適な間隔はまだ決定されていないが、この範囲の下端にあると予想される。間隔は、グライドパス角度又は搬送波周波数の関数ではない。間隔は、すべての設備について同じであり得る。

一実施形態では、１０素子水平アレイは、アンテナの５個のペアを含み、中央のペアは、アレイ軸と整列され、アンテナの２個のペアは、アレイ軸の両側に約２．２５°で整列され、２個のペアは、アレイ軸の両側に約５°で整列され、アンテナの各ペアは、約１２０ｍ～約１６０ｍの間で離隔される。

アンテナ個々のペアのグライドパス表面の断面を図２４に示している。図２４は、個々のペアのグライドパス断面の実施形態を示している。５個のペアからの放射信号は、単純な電力の加算ではなく、複雑な方法で合成する。各アンテナのＣＳＢ及びＳＢＯ電力並びに位相が適切に選択された場合、±６°の方位角の範囲にわたってほぼ平坦なグライドパス角度を得ることができる。

図２５は、このアレイの方位角の関数としての３°仰角におけるＤＤＭの実施形態を示している。これは、グライドパス角度が、±６°の方位角の範囲にわたって３°に極めて近く、その範囲外で急速に低下することを示している。

一実施形態では、±６°の方位角の範囲にわたってほぼ平坦なグライドパス角度を提供するように制御される各アンテナのＣＳＢ電力及びＳＢＯ電力並びに位相を使用して、ＡＲＵはアンテナを駆動するように動作する。

図２６は、１０素子水平グライド・パス・アレイＤＤＭに対する仰角の一実施形態を示している。このアレイの仰角及び方位角にわたるＤＤＭ曲線は、１つの例外を除いて、カテゴリーＩのグライド・パス・システムに適している。±６°外の方位角でのＤＤＭ（すなわち、フライダウン方向）の急激な減少は、安全上の理由から許容できない場合がある。安全な解決策は、ＤＤＭ曲線がカバレッジ範囲外の方位角でフライアップを示すようにすることである。これは、適切なクリアランス信号を加えることによって実現され得る。

クリアランス信号（ＣＬＲ）は、周波数が５ｋＨｚオフセットされた別個の搬送波信号であり、それは、９０Ｈｚに対して１５０Ｈｚのみの固定された広がりで変調され、純粋に固定された正（すなわち、フライアップ）のＤＤＭ信号を生成する。クリアランス信号の放射パターンは、その電力が、±６°以内の方位角についてはパスＣＳＢ信号よりも小さくなるように、更にその範囲外の方位角についてはパスＣＳＢ信号よりも大きくなるように、整形される。航空機グライドパス受信機は、「捕捉効果」を介して、パス信号又はクリアランス信号のいずれか大きい方にロックオンし、その結果として、方位角のカバレッジ範囲外にフライアップテール（ｆｌｙ－ｕｐ ｔａｉｌｓ）を有する合成ＤＤＭ曲線を得る。

したがって、一実施形態では、純粋なフライアップ信号を生成し、１５０Ｈｚのみで変調され、周波数が５ｋＨｚオフセットされた別個の搬送波信号であるクリアランス信号（ＣＬＲ）で、ＡＲＵはアンテナを駆動するように動作し、中央ユニットは、各ＡＲＵのＣＬＲを個別に調整するように動作する。クリアランス信号（ＣＬＲ）の放射パターンは、ＣＬＲ電力が、±６°以内の方位角についてはグライド・パス・アレイのアンテナによって送信されるグライド・パス・コース信号のものよりも小さく、その範囲外の方位角についてはグライド・パス・コース信号よりも大きくなるように、中央ユニットの制御下で成形され得る。

クリアランス信号を送信するための１つの選択肢は、別個のアンテナアレイを使用することであるが、アンテナの数を最小限に抑えるために、既存のアレイの前部にある５個のアンテナを使用し得る。図２７は、クリアランスを有するＤＤＭに対する方位角の一実施形態を示している。方位角度は、このプロットにおける延長された滑走路中心線を基準とし、グライド・パス・アレイはオフセットされているため、パターンは対称的ではない。

前部パスアンテナは、クリアランスパターンを生成するために理想的に離隔されていないため、ＤＤＭパターンにおけるいくつかの妥協点が必要であった。いくつかの実施形態では、パス及びクリアランス信号パラメータの両方、並びにアンテナ間隔は、適度な複合ＤＤＭ方位曲線を得るために調整されなければならない。なお、方位角のカバレッジ範囲は、クリアランスのない範囲と比較して幾分減少し、カバレッジ範囲内のＤＤＭ変動は幾分大きい。方位角の範囲内で最大平坦度を有する最大方位角の範囲を生成するための合成パス／クリアランス信号の最適化が進行中である。

図２８は、クリアランスを有するＤＤＭに対する着陸からの距離のグラフを示している。グラフは、オフセットされたグライド・パス・アレイを有する滑走路中心線上の航空機に基づいている。クリアランス信号が存在する場合、ＤＤＭは着陸点から５００ｍ以内でフライアップ方向に移動することに留意されたい。これはカテゴリーＩ決定高さをはるかに超えているため、通常の動作には影響しない。しかし、これはクリアランスのないＤＤＭの約４００ｍでのフライダウン特性をカバーし、これは潜在的な危険である。

水平アレイの物理的実装は、円弧が直線状のアンテナ列によって置き換えられるように、図２３に示す配置をわずかに変更する。シミュレーションは、この構成が円弧の信号と同等の空間内の信号を生成し得ることを示している。前部及び後部サブアレイを直線状にすることにより、図２９に示すように、サブアレイ上のアンテナを単一の伸縮式構造に搭載することができる。図２９は、一実施形態による水平アレイ搭載構造を示している。構造はＬＤＰアンテナで示している。

垂直非画像化アレイ。

水平グライド・パス・アレイの代替形態は、垂直非画像化アレイである。この開発のための本発明者らのアプローチは、ＳＢＯヌルを所望のグライドパス仰角に配置する通常の方法論からの逸脱するものであった。代わりに、グライドパス角度でコサイン関数を０にする（すなわち、ＣＳＢに対して直交するＳＢＯ）ように位相を調整することによって、グライドパス角度で０ ＤＤＭを生成した、これは、非画像化垂直アレイに対して取られたアプローチであった。図３０は、ＣＳＢ及びＳＢＯ電力プロットに対する垂直画像のないアレイの仰角を示している。水平アレイについて図１７を比較されたい。

図３１は、ＣＳＢ及びＳＢＯ位相プロットに対する垂直画像のないアレイの仰角を示している。水平アレイについて図１８を比較されたい。水平アレイ及び垂直アレイの両方について、ＳＢＯ位相は、グライドパス角度においてＣＳＢと直交することに留意されたい。

図３２に示すように、垂直アレイは、いくつかの実施形態によれば、１ｍ、３．５ｍ、及び６ｍの高さに離隔してマストに搭載された３個のアンテナを含む。中央アンテナは、適切なグライドパス信号を生成するために、上部アンテナと下部アンテナとの間の中間に搭載されなければならない。全体的な間隔は、（パッケージ及びセットアップ時間要件ごとの）比較的短いアンテナマストの必要性と、アンテナ位置許容差に対する空間内の信号の感度との間のトレードオフとして選択された。底部アンテナを１ｍ未満に配置すると、望ましくない近接場効果を生じる。

垂直アレイは、タイプＭの従来のグライドパス画像化アレイに似ているが、それは完全に異なったものであり、短く、画像化なしで空間内で信号を生成し、ＣＳＢとＳＢＯとの間の直交位相差をグライドパス上に設定する技術を使用する。

図３３は、非画像化垂直グライド・パス・アレイＤＤＭに対する仰角の一実施形態を示している。破線は、ＩＣＡＯ Ａｎｎｅｘ１０のＤＤＭに関する制限を示す。ＤＤＭは３°の仰角で０であるが、図２７のＳＢＯ振幅はその時点でヌルを有さないことに留意されたい。垂直アレイの物理的実施態様を図３４に示している。より具体的には、図３４は、いくつかの実施形態による垂直アレイ搭載構造を示している。マストは、コンパクトな実装及び迅速なセットアップのために伸縮式であり、強風時の剛性のためにガイワイヤで固定される。これは二重ＬＰＤアンテナで示している。いくつかの実施形態におけるアンテナを２倍にする必要性を、パワーバジェットに関して以下に説明する。

ローカライザの一実施形態を以下に説明する。

ローカライザ・アンテナ・アレイは、世界中でカテゴリーＩのアプローチに使用されている標準的な８素子単一周波数（すなわち、クリアランス信号なし）アレイ構成に基づき得る。いくつかの実施形態では、通常のＬＰＤアンテナ素子は、ＬＰＤよりも極めて小さくて軽量な二重ダイポール素子に置き換えられている。二重ダイポール素子は、一実施形態によれば、０．６８ｍ×１．３６ｍを測定することができ、４．９ｄＢｉ（アレイファクタを加えた）の利得を有する。二重ダイポールは、ＬＰＤよりもわずかに指向性が低い、これは、ＤＤＭパターンに小さいが、わずかな影響を及ぼし、送信機の電力要件もわずかに増加させる。アンテナ搭載システムは、小さい体積に実装され、迅速に立設されることを可能にするように修正されている。

図３５は、いくつかの実施形態によるローカライザ・アレイ・アンテナ素子及び支持構造の機械的設計を示している。支持構造は、出荷のためにコンパクトなユニットに縮小する。アンテナ素子は、二重ダイポールである。ダイポール間の３本の接続ロッドは、機械的剛性を付与するために使用される非導電性素子である。二重ダイポールアンテナは、ＬＰＤアンテナよりもわずかに指向性が低い。

トレードオフの結果として、８素子アレイを選択してもよい。一般的に使用されるローカライザアレイのサイズは、８素子から３２素子までの範囲である。素子が多いほど、アレイ開口が広くなり、開口が広いほど、ローカライザビームが狭くなる。狭いビームローカライザは、構造から外れたアプローチパスの側部へのマルチパス反射による信号劣化の影響を受けにくい。これらの実施形態では、８素子アレイのサイズが比較的小さいため、更にＩＬＳがカテゴリーＩのアプローチをサポートするだけでよいため、広いビームが好ましい場合がある。

ローカライザ信号は、異なる変調レベルを有することを除いて、以下の式に従って、グライドパス信号と同様に形成され、方位角０で、０ ＤＤＭを生成するように設計される。

図３６及び図３７は、ＣＳＢ／ＳＢＯ電力に対する方位角、及びＤＤＭに対する方位角を示している。これらのプロットは、ＦＥＫＯシミュレーションによって生成された。

次に、上述したいくつかの実施形態の誤差及び／又は誤差感度について説明する。

上記の図に示したプロットは、「理論的に完全な」システムのシミュレーションからのものである。しかしながら、実際のシステムに固有の多数の誤差源があるため、空間内の信号に対する既知の誤差の影響を推定するために、シミュレーションを実行してもよい。識別された誤差源は本質的にランダムであり、それらの大きさは時間的に変化する。各誤差源は、長期成分（すなわち、アプローチの数分の間に大きく変化しない成分）と、アプローチ中に大きく変化する短期成分と、を有すると仮定することができる。

空間グライドパス角度における信号の長期及び短期変動には異なる限界があり得る。ＩＣＡＯ Ａｎｎｅｘ１０及びＦＡＡ Ｏｒｄｅｒ８２００．１の自然災害セクションには、長期要件であるグライドパス角度に「調整し維持する」制限がある。通常、従来の画像化グライド・パス・システムにおけるマルチパス反射によって引き起こされるグライドパス角度の短期の変動は、「構造」又は「屈曲」と呼ばれ、Ａｎｎｅｘ１０及び８２００．１の制限も有する。Ａｎｎｅｘ１０は、ＤＤＭの単位で、９５％の確率で屈曲を制限する。８２００．１は、ＤＤＭに比例する航空機受信機出力を指すマイクロアンペア（μＡ）の単位を使用する。

表２は、２つの要求文書における長期及び短期のグライドパス誤差制限をまとめたものである。表２のすべての制限は、度の単位に変換されている。なお、８２００．１の制限は幾分緩く、これらがこのプログラムに適用可能な制限であると仮定され得る。表２は、Ａｎｎｅｘ１０及び８２００．１グライドパス誤差制限を示す。

分析される誤差源は、以下を含み得る。
－アンテナ位置誤差この誤差は、設置許容差、並びに強風におけるアンテナ素子の動的移動を含む。誤差は、長手方向の位置誤差のみを含む。シミュレーションは、横方向位置誤差及び高さ位置誤差に対する感度がはるかに低いことを示している。
－送信機電力変動。これは、主に温度及び経年劣化からの長期（すなわち、単一のアプローチよりも長い時間スケールにわたる）影響である。
－送信機位相変動。すべてのアンテナにおけるすべての信号に共通の位相シフトは影響を及ぼさないが、各アンテナが別個の送信機によって駆動されるため、送信機は、１０ピコ秒の許容差内で同期されなければならない。この許容差は、アンテナ間の少量の長期及び短期位相差をもたらす。

モンテ・カルロ・シミュレーションを実行して、アンテナ位置、振幅及び位相の誤差によるグライドパス角度への影響を決定した。各誤差源に対して個別に３０回のシミュレーションを実行し、更なる一連のシミュレーションを、すべての誤差源を所定の位置で実行した。誤差は、所与の範囲にわたって一様な確率分布を有するランダム値としてシミュレートされた。モンテ・カルロ・シミュレーション結果を示したプロットは、縦軸に誤差を加えた後のグライドパス仰角、横軸に試料番号を示す。各ドットは、１回のシミュレーションの結果をランダムな誤差で表している。いくつかのプロットは、グライドパス角度データにおいて、わずかなバイアスを示す。これは、わずかな（数１００分の１度の）グライドパス角度オフセットを有するアレイが分析された結果であり、感度誤差の結果ではない。

いくつかの水平グライド・パス・アレイ感度について以下に説明する。

いくつかの長期誤差は、以下を含み得る。
－アンテナ位置：長手方向の位置（滑走路に平行）を±５ｍｍ変動させた。これは、調整補正後の設置許容差であると仮定した。２０ｃｍまでの２個のサブアレイ間の初期長手方向誤差を調整するための手順を以下に更に説明する。
－電力変動：各アンテナへの電力を個別に±０．２ｄＢだけ変動させた。ＣＳＢ及びＳＢＯ電力は、相関すると仮定したため、同じ量だけ変動させた。
－位相変動：各アンテナに対する位相を個別に±２°だけ変動させた。ＣＳＢ及びＳＢＯ位相は、相関すると仮定したため、同じ量だけ変動させた。

図３８は、いくつかの実施形態による、水平アレイの長期アンテナ位置誤差影響を示している。図３９は、いくつかの実施形態による、水平アレイの長期振幅誤差影響を示している。図４０は、いくつかの実施形態による、水平アレイの長期位相誤差影響を示している。図４１は、いくつかの実施形態による、水平アレイ合成長期誤差影響を示している。

短期影響に対する感度。

いくつかの短期誤差は、以下を含み得る。
－アンテナ位置：長手方向の位置（滑走路に平行）を±５ｍｍ変動させた。これは、風からの動的変動であると仮定した。
－電力変動：各アンテナへの電力を個別に±０．１ｄＢ変動させた。ＣＳＢ及びＳＢＯ電力は、相関すると仮定したため、同じ量だけ変動させた。
－位相変動：各アンテナに対する位相を個別に±１°変動させた。ＣＳＢ及びＳＢＯ位相は、相関すると仮定したため、同じ量だけ変動させた。

図４２は、合成短期誤差影響を有する水平アレイの短期モンテカルロ結果を示している。これは、長期結果と比較して、グライドパス角度の変動がわずかに少ないことを示している。

いくつかの垂直グライド・パス・アレイ感度について以下に説明する。

いくつかの長期誤差は、以下を含み得る。
－アンテナ位置：長手方向の位置（滑走路に平行）を±５ｍｍ変動させた。これは、調整補正後の設置許容差であると仮定した。
－電力変動：各アンテナへの電力を個別に±０．２ｄＢ変動させた。ＣＳＢ及びＳＢＯ電力は、相関すると仮定したため、同じ量だけ変動させた。
－位相変動：各アンテナに対する位相を個別に±２°変動させた。ＣＳＢ及びＳＢＯ位相は、相関すると仮定したため、同じ量だけ変動させた。

図４３は、いくつかの実施形態による、垂直アレイアンテナの長期位置誤差影響を示している。図４４は、いくつかの実施形態による、垂直アレイの長期振幅誤差影響を示している。図４５は、いくつかの実施形態による、垂直アレイの長期位相誤差影響を示している。図４６は、いくつかの実施形態による、垂直アレイの長期合成誤差影響を示している。

短期影響に対する感度。

いくつかの短期誤差は、以下を含み得る。
－アンテナ位置：長手方向の位置（滑走路に平行）を、上部アンテナでは±１．５ｃｍ、中央部では０．７５ｃｍ、下部では０．３８ｃｍ変動させた。３つの位置は、風によって曲げられたマストをシミュレートするために、ランダムであるが、相関している。
－電力変動：各アンテナへの電力を個別に±０．１ｄＢ変動させた。ＣＳＢ及びＳＢＯ電力は、相関すると仮定したため、同じ量だけ変動させた。
－位相変動：各アンテナに対する位相を個別に±１°変動させた。ＣＳＢ及びＳＢＯ位相は、相関すると仮定したため、同じ量だけ変動させた。

図４７は、いくつかの実施形態による、垂直アレイの短期合成誤差影響を示している。

地形影響

このプログラムについて分析されている水平及び垂直グライド・パス・アンテナ・アレイは、両方とも非画像化アレイである。画像化アレイとは異なり、それらは、地面からの反射に依存せず、空間内で適切な信号を生成する。しかしながら、それらは、地面反射からの影響を完全に受けないわけではない。

これまでに示したシミュレーション結果には、地面からの反射の影響も含まれているが、地面は完全に平坦で均一な面であると仮定してもよい。この表面からの反射は、空間内の信号に最小限の影響しか及ぼさず、ほとんどの場合、低い仰角での放射電力レベルにのみ影響を及ぼす。アンテナの前の粗い地面が反射に影響を及ぼし、場合によっては空間内の信号を変化させる可能性がある。

これらのグライド・パス・アレイのための空間内の信号に対する地面粗度の影響を正確にモデル化することは、困難で複雑である。本明細書に示した結果は暫定的なものであり、シミュレーションモデルが洗練されるにつれて、ひどく悲観的なものを示す可能性がある。

シミュレーションを実行して、ＤＤＭに対する地形粗度の影響を決定し得る。計算を単純化するために、２次元の地面の正弦波高さを取得し、ランダムなプロセスによって修正し得る。

地上高さは、以下によって計算され得る。

ここで、
－Ｚｇｒｏｕｎｄ：地上高さ
－Ｈ：最大地形高さ
－Ｉ：アンテナアレイからの距離
－ＣＬ：コヒーレンス長
－ｇ：アンテナ素子ごとに異なる地面をシミュレートし得るランダムパラメータ。

水平アレイに対する地形影響については後述する。

図４８は、いくつかの実施形態による地面粗度からの水平アレイの影響を示している。メートル単位のＨ（地形ピーク高さ、粗度の測定値）及びメートル単位のＣＬ（コヒーレンス長、ピーク間の距離の測定値）の様々な値について、３°仰角（グライドパス角度）並びに２．３°及び３．７°（グライドパスセクタのエッジ）におけるＤＤＭを図３８に示している。シミュレーションからの１００個のサンプルをそれぞれの場合について示す。最大のＤＤＭ偏差は、大きい粗度高さ、及び小さいコヒーレンス長で生じたことに留意されたい。

垂直アレイに対する地形影響を以下に説明する。

図４９は、いくつかの実施形態による、地面粗度からの垂直アレイの影響を示している。垂直アレイは、水平アレイよりも地面粗度の影響を受けやすい。粗度は、パス幅並びにグライドパス角度に影響を及ぼす。

パワーバジェット

以下では、水平アレイ及び垂直アレイを用いてグライド・パス・カバレッジ要件を満たすために必要な送信機電力の分析について説明する。

この分析では、アンテナごとに１個の送信機を仮定している。これは、ローカライザアレイ（８アンテナ）及び水平グライド・パス・アレイ（１０アンテナ）の場合、総電力要件が、相当多数の送信機に分散されることを意味する。この分析は、指向性を高めるために、垂直アレイ内のアンテナの一部を、並んで配置された２つ以上のアンテナに置き換える必要があることを示している。この場合、各アンテナは依然として、別個の送信機によって駆動され、その結果、送信機ごとの必要な電力が少なくなる。必要なアンテナの数は、選択されたアンテナタイプ（ビバルディ、ＬＤＰなど）の指向性に依存する。パワーバジェット分析は、１０ｎｍ（Ｔ）又は２０ｎｍ（Ｏ）の距離カバレッジ要件を仮定した。

水平グライド・パス・アレイの評価

空間内の信号。このアレイは、適切な幅（ＤＤＭ仰角傾斜）で２．５°～３．５°の間のグライドパス角度設定を有する空間で信号を生成することができる。方位角のカバレッジ範囲は、クリアランスを含めて±５°より僅かに大きい。垂直アレイのものよりも少ないが、方位角のカバレッジは、アレイが８２００．１の制限に従って飛行検査に合格するために十分であり、これは、アプローチ上のＩＣＡＯ Ａｎｎｅｘ「地点Ａ」（閾値から４ｎｍ）における方位角の範囲を測定する。

感度。ＦＡＡ Ｏｒｄｅｒ８２９９．１は、所望の角度又は公認角度（ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｅｄ ａｎｇｌｅ）の±０．５°のグライドパス角度許容差を指定している。図４１に示すグライドパス角度の広がりは、この許容差範囲内に十分に収まっており、数百のシミュレーションで現れるであろう、わずかな増加を可能にする。２個のサブアレイ間の距離（１２０ｍ～１６０ｍ）が大きいため、緊密な同期を維持することは、このアレイにとって困難である。本発明者らは、２０ｃｍまでの長手方向の位置誤差を電子的に補正し得るドローンを使用した調整手順を考案した。アプローチパスの屈曲を引き起こす短期誤差に対する感度は、長期感度よりもわずかに低いことが示された。ＤＤＭ短期変動は、ＦＡＡ Ｏｒｄｅｒ８２００．１構成限界の±０．２１°（±４５μＡ）以内に十分収まっている。

実装：１０個のアンテナ及びそれらの支持構造を小さい体積内に実装することは困難である。いくつかのアンテナタイプ（ＬＰＤ、ダイポール、ビバルディ）が検討されており、サイズと、電気性能とのトレードオフである。各５素子サブアレイ（前部及び後部）は、単一の伸縮式構造に搭載される。

設置：基準点は、着陸点とは反対の滑走路の側に確立される。各サブアレイの位置は、「トータルステーション」測量装置を使用して基準点に対してマークされ、これは本質的に、第２の角度精度及びミリメートルレベルの範囲精度を円弧状にすることができる合成デジタルセオドライト及びレーザレンジファインダである。物理的レイアウトは、電子的に調整される割り当てられた周波数及びグライドパス角度にかかわらず同じである。サブアレイ間の距離は重要ではないが、サブアレイは、センチメートル精度で滑走路に対して垂直でなければならない。

粗い地面性能。暫定的なシミュレーションは、このアレイの空間内の信号が、Ｈ＝０．２ｍ、ＣＬ＝２ｍの場合を除いて、地面粗度の影響をわずかに受けることを示している。これらの結果が、どの程度現実的であるかを評価するために、更なる作業が必要である。図５０は、水平アレイの反射領域を示している。これらの領域内の地面は、適度に滑らかである必要がある。このとき、「適度に」を定量化することは困難である。これらの領域の外側の地面反射は、ローカライザ及びグライド傾斜セクタ境界によって画定される空間の全体的なアプローチ体積内で、空間内の信号に影響を及ぼさない。図の水平軸は、アンテナアレイから、メートル単位の長手方向距離であり、垂直軸は、滑走路中心線からの横方向距離である。アンテナオフセットを４０ｍであると仮定した。

パワーバジェット：このアレイは、従来のヌル基準画像化グライド・パス・アレイよりも多くの送信機電力を必要とするが、同じ電力でもカバレッジ要件を満たす空間内の信号を生成する。

垂直アレイの評価

空間内の信号。このアレイは、適切な幅（ＤＤＭ仰角傾斜）で２．５°～３．５°の間のグライドパス角度設定を有する空間で信号を生成することができる。方位角の範囲は、アンテナ素子の放射パターンによってのみ制限されるため、無指向性アンテナでは理論的には３６０°である。

感度。ＦＡＡ Ｏｒｄｅｒ８２９９．１は、所望の角度又は公認角度（ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｅｄ ａｎｇｌｅ）の±０．５°のグライドパス角度許容差を指定している。図４６に示している長期のグライドパス角度の広がりは、この許容差範囲内に十分に収まっており、数百のシミュレーションで現れるであろう適度な増加を可能にする。図４７に示す、短期的なアンテナ位置、電力及び位相の変動に対するこのアレイの感度は、強風におけるマストの屈曲から上部アンテナ内で最大１．５ｃｍの動きが起きる場合でも、要件内で問題はない。

実装：このアレイは、折り畳み可能なマストに加えて３個のアンテナ素子（一部のアンテナは２倍にされてもよいが、依然として単一のマストに搭載されている）のみを含むコンパクトな実装に適している。

設置：このアレイの１つの構成要素（マスト）のみを現場に、正確に配置する必要がある。３本のアンテナの高さは、１ｃｍの許容差内で制御される必要がある。物理的レイアウトは、ＡＲＵを介して電子的に調整される、割り当てられた周波数及びグライドパス角度にかかわらず同じである。

粗い地面性能。暫定的なシミュレーションは、このアレイの空間内の信号が、Ｈ＝０．２ｍ、ＣＬ＝２ｍの場合を除いて、地面粗度の影響をわずかに受けることを示している。これらの結果が、どの程度現実的であるかを評価するために、更なる作業が必要である。図５１は、垂直アレイの反射領域を示している。この領域内の地面は、適度に滑らかである必要がある。このとき、「適度に」を定量化することは困難である。この領域外の地面反射は、ローカライザ及びグライドスロープのセクタ境界によって画定される空間の全体的なアプローチ体積内で、空間内の信号に影響を及ぼさない。図の水平軸は、アンテナアレイから、メートル単位の長手方向距離であり、垂直軸は、滑走路中心線からの横方向距離である。アンテナオフセットを４０ｍであると仮定した。

パワーバジェット：大型で重いＡＲＵにしないために、２つ以上のアンテナをマストに並べて搭載して、アレイの指向性を高める必要があり得ることを、パワーバジェット分析は示した。この場合、各アンテナは別個の送信機によって駆動される。

比較

表３は、いくつかの実施形態による、水平及び垂直グライド・パス・アレイ特性の比較を示す。表３は、水平及び垂直グライド・パス・アレイの相対強度を示し、「＋」は好適な性能を示し、「－」は不適な性能を示し、「０」は他のアレイと等しい性能を示す。

トレードオフの例

表４は、いくつかの実施形態による、ローカライザ及びグライド・パス・アンテナ・アレイのトレードオフを示す。

結論。

ローカライザ８素子アレイは、空間においてＩＣＡＯ Ａｎｎｅｘ１０信号を提供する。出荷のためにコンパクトな体積に折り畳まれ、迅速に設置され得る伸縮式支持構造が設計されている。調整は、空間内信号測定を行うドローンの支援により、完全に電子的に（ケーブルトリミング又はアンテナ位置調整なしに）達成され得る。ドローンはまた、いくつかの重要な飛行検査測定を実行し得る。

水平グライド・パス・アレイは、方位角のカバレッジを除いて、空間内にＩＣＡＯ Ａｎｎｅｘ１０準拠の信号を提供する。しかしながら、その方位角のカバレッジは、ＦＡＡ Ｏｒｄｅｒ８２００．１の飛行検査要件を満たすのに十分である。２個の伸縮式支持構造は、出荷のためにコンパクトな体積に折り畳まれ、迅速に設置され得る。調整は、空間内信号測定を行うドローンの支援により、完全に電子的に（ケーブルトリミング又はアンテナ位置調整なしに）達成され得る。ドローンはまた、いくつかの重要な飛行検査測定を実行し得る。

垂直グライド・パス・アンテナは、方位角のカバレッジ要件を含む、空間内にＩＣＡＯ Ａｎｎｅｘ１０準拠信号を提供する。伸縮式マストハットは、出荷のためにコンパクトな体積に折り畳まれ、迅速に立設され得る。調整は、空間内信号測定を行うドローンの支援により、完全に電子的に（ケーブルトリミング又はアンテナ位置調整なしに）達成され得る。一部のアンテナは、選択されたアンテナ素子タイプに応じて、十分な電力マージンを実現するために２倍又は３倍にする必要がある場合がある。

カバレッジ及びパワーバジェット

次に、様々な実施形態における導出された要件を説明する。いくつかの実施形態は、ローカライザ及グライド・パス・システムの必要なカバレッジを実現するために必要なＡＲＵ送信電力の推定の分析に関する。

カバレッジは、アレイ形状、並びにＧＰ及びＬＯＣにとって新規のアンテナ素子に依存する。

分析は、以下の２つのアプローチで実施される。
ａ）現在のシステムとの実際的な比較
ｂ）要件との理論的比較。

ローカライザ

アプローチ１：現在のシステムとの実際的な比較

中央アンテナ（１Ｒ及び１Ｌ）に接続されたＡＲＵの送信機電力は、最大電力で現在のシステムと同じフィールド強度を実現するように計算される。図５２は、現在のシステム及びＰＩＬＳシステムの構成を示している。この図では、２個のアレイが同じであるため、方位角のアレイ利得（約９．５ｄＢ）は考慮されていない。

方位角＝０°、距離４６０００、高度６００ｍ（仰角０．７５°）の受信機：
－現在のシステム：８個のＬＰＤアンテナ、ｈＡＮＴ＝３ｍ：
素子利得＝＋１０ｄＢ
仰角利得＝２０＊ｌｏｇ［２＊ｓｉｎ（２π／λ＊ｈＡＮＴ＊ｓｉｎ（０．７５°））］＝－１５ｄＢ
－ＰＩＬＳシステム：８個のＨ－ダイポールアンテナ、ｈＡＮＴ＝２ｍ：
素子利得＝＋５ｄＢ
仰角利得＝２０＊ｌｏｇ［２＊ｓｉｎ（２π／λ＊ｈＡＮＴ＊ｓｉｎ（０．７５°））＝－１８．５ｄＢ

ＬＰＤ素子（Ｇ＝１０ｄＢ）の代わりにＨダイポール素子（Ｇ＝５ｄＢ）が使用され、それらが典型的な３ｍの高さ（３．５ｄＢより高い仰角損失）に対して２ｍまで下げられる場合、ＰＩＬＳシステムの総アンテナ利得は、拡張された中心線の上方で従来のシステムよりも８．５ｄＢ低い。

ＰＩＬＳシステムが、（中央アンテナにおける最大搬送波電力が３Ｗである）従来のシステムと同じフィールド強度を保証しなければならない場合、中央アンテナ（１Ｒ及び１Ｌ）に接続されたＡＲＵの最大搬送波電力は、８．５ｄＢ高くなければならず、すなわち約２０Ｗでなければならず、これは許容されない。

ＰＩＬＳシステムの１つの利点は、そのような送信電力では実現され得ないＡＲＵのコンパクトさ及び質量である。したがって、現在のシステムの実際のマージンを推定して、新規のアンテナを用いて送信機全体の電力の可能な低減を探索することが重要である。

アプローチ２：現在のシステムとの理論比較

フィールド強度の値は、ＩＣＡＯカバレッジ要件に対する理論的マージンを評価するために、中央アンテナにおけるＡＲＵ送信電力が２０Ｗである場合に計算される。
要件：２つの重要な点で電力密度＝－１１４ｄＢＷ／ｍ^２：
ａ．距離＝４６０００ｍ（２５ＮＭ）、高度＝６００ｍ（すなわち、θ＝０．７５°）、方位角＝０°において
ｂ．距離＝３１０００ｍ（１７ＮＭ）、高度＝６００ｍ（すなわち、仰角＝１．１°）、方位角＝３５°において
計算：
電力密度＝送信機電力－自由空間損失＋アンテナ利得
ここで、
送信機電力＝２０Ｗ＝＋１３ｄＢＷ
自由空間損失＝１０＊ｌｏｇ（４πＲ^２）は距離Ｒに依存する：
ａ．Ｒ＝４６０００ｍにおいて、損失は、＋１０４ｄＢ／ｍ^２
ｂ．Ｒ＝３１０００ｍにおいて、損失は、＋１００．５ｄＢ／ｍ^２
アンテナ利得＝素子利得＋アレイ利得＋仰角利得
・素子利得は主に受信機方位角Φに依存する：
ａ．Φ＝０°において、利得は、＋５ｄＢである
ｂ．Φ＝３５°において、利得は、＋１ｄＢである
・アレイ利得は主に受信機方位角Φに依存する：
ａ．Φ＝０°において、利得は、＋９．５ｄＢである
ｂ．Φ＝３５°において、利得は、－３．５ｄＢである
・仰角利得は、受信機仰角θに依存する：（２０＊ｌｏｇ（［ ２＊ｓｉｎ（２π／λ＊ｈ_ＡＮＴ＊ｓｉｎθ）））
ａ．θ＝０．７５°において、利得は、－１８．５ｄＢである
ｂ．θ＝１．１°において、利得は、－１５ｄＢである
最終的に：
ａ．距離＝４６０００ｍ（２５ＮＭ）、高度＝６００ｍ（すなわち、θ＝０．７５°）、方位角＝０°において
電力密度＝＋１３ｄＢＷ－１０４ｄＢ／ｍ^２＋５＋９．５－１８．５ｄＢ＝－９５ｄＢＷ／ｍ^２
ｂ．距離＝３１０００ｍ（１７ＮＭ）、高度＝６００ｍ（すなわち、仰角＝１．１°）、方位角＝３５°において
電力密度＝＋１３ｄＢＷ－１００．５ｄＢ／ｍ^２＋１－３．５－１５ｄＢ＝－１０５ｄＢＷ／ｍ^２

図５３は、方位角に対する振幅の変化を示す、８素子を有するローカライザのＣＳＢパターンのグラフである。２０Ｗの送信機電力では、要件に対するマージンは、コースセクタ内の２５ＮＭで、約２０ｄＢであるが、クリアランスエッジでは１７ＮＭで、約１０ｄＢである。

コースセクタで１０ｄＢまで、及びクリアランスエッジで０ｄＢまで（アレイパターンをわずかに変更することによって緩和され得る）、マージンが低減された場合、中央アンテナで必要とされる搬送波電力は、適度な値である２Ｗまで低減することができる。

グライドパス（水平バージョン）

アプローチ１：従来のシステムとの実際的な比較

中央アンテナ（Ｆ３及びＲ３）に接続されたＡＲＵの送信機電力は、最大電力で現在のシステムと同じフィールド強度を実現するように計算される。図５４は、従来のシステム及びＰＩＬＳ水平システムの構成を示している。

仰角＝３°、距離１８５００ｍ（１０ＮＭ）、方位角＝０°での受信機：
－従来の（ヌル基準）システム：２個の垂直カトレインアンテナ（ＣＳＢアンテナ ｈ＝４．３ｍ）：
素子利得＝＋１０ｄＢ
アレイ利得（画像のみによる）＝＋６ｄＢ
－ＰＩＬＳシステム：１０個の水平ビバルディアンテナ（ｈ＝１．５ｍ）：
素子利得＝＋３ｄＢ
アレイ利得＝＋１４ｄＢ

水平アレイが選択され（垂直アレイの６ｄＢの代わりにＧ＝１４ｄＢ）、ビバルディ素子が使用される場合（カトレイン素子の１０ｄＢの代わりにＧ＝３ｄＢ）、ＰＩＬＳシステムの全アンテナ利得は、典型的な仰角（３°）で１ｄＢ高い。

ＰＩＬＳシステムが、（ＣＳＢアンテナにおける最大搬送波電力が４Ｗである）従来のシステムと同じフィールド強度を保証しなければならない場合、中央アンテナ（Ｆ３及びＲ３）に接続されたＡＲＵの最大搬送波電力は、１ｄＢ低くなければならず、すなわち、約３．２Ｗでなければならず、これは許容できない。

実際、クリアランス電力も、方位角の範囲をカバーすると考えなければならず、全送信機電力の２倍（６．５Ｗ）が必要であり、これは、軽量ＡＲＵを設計したい場合には大きすぎる（ＧＰの場合、全振幅変調は８０％であるので、ピーク電力は搬送波電力のほぼ４倍であることを考慮しなければならない）。したがって、従来のシステムの実際のマージンを推定して、新規のアンテナを用いて送信機全体の電力の可能な低減を探索することが重要である。

アプローチ２：要求事項との理論比較

フィールド強度の値は、ＩＣＡＯカバレッジ要件に対する理論的マージンを評価するために、中央アンテナにおけるＡＲＵ送信電力が３．２Ｗである場合に計算される。
要件：２つの重要な点で電力密度＝－９５ｄＢＷ／ｍ^２：
ａ．距離＝１８５００ｍ（１０ＮＭ）、仰角＝３°において
ｂ．距離＝１８５００ｍ（１０ＮＭ）、仰角＝０．９°において
計算：
電力密度＝送信機電力－自由空間損失＋素子利得＋アレイ利得
ここで
送信機電力＝３．２Ｗ＝＋５ｄＢＷ
自由空間損失＝１０ ＊ ｌｏｇ（４πＲ^２）＝９６．３ｄＢ／ｍ^２（距離＝１８５００ｍにおいて）
素子利得＝＋３ｄＢ（ビバルディ、グライドパスの角度セクタ全体で均一）
アレイ利得は受信機仰角θに依存する：
ａ．θ＝３°において、利得は、＋１４ｄＢである
ｂ．θ＝０．９°において、利得は、０ｄＢである

最終的に：
ａ．仰角＝３°で、電力密度＝＋５ｄＢＷ－９６．３ｄＢ／ｍ^２＋３＋１４ｄＢ＝－７４．３ｄＢＷ／ｍ^２
ｂ．仰角＝０．９°で、電力密度＝＋５ｄＢＷ－９６．３ ｄＢ／ｍ^２＋３＋０ｄＢ＝－８８．３ｄＢＷ／ｍ^２

図５５は、グライドパスのＣＳＢパターンを示すグラフである。３．２Ｗの送信機電力では、要件に対するマージンは、典型的なグライドパス角度では、約２０ｄＢであるが、最低仰角では、約７ｄＢである。

マージンが、３°で１５ｄＢ、０．９°で２ｄＢに低減されると、中央アンテナで必要な搬送波電力は、適度な値である１Ｗ（コース）＋１Ｗ（クリアランス）に低減され得る。

グライドパス（垂直バージョン：ｈ＝１ｍ、３．５ｍ、６ｍ）

垂直バージョン（＋２ｄＢ）のアレイ利得は、アンテナ数がより少ないこと、並びにＣＳＢ信号の特定の電力及び位相分布に起因して、水平バージョン（＋１４ｄＢ）のアレイ利得よりもはるかに低い。したがって、カトレイン（１０ｄＢ）の代わりにビバルディアンテナ（３ｄＢ）も使用される場合、中間アンテナに接続されたＡＲＵの送信機電力は、最大電力で従来のシステムと同じフィールド強度（電流とも呼ばれる）を実現するために、５０Ｗでなければならない。図５６は、従来のシステム、いくつかの実施形態によるＰＩＬ水平システム、及びいくつかの実施形態によるＰＩＬＳ垂直システムを示している。

これは、ほとんどの要件の下で許容できない、したがって、送信機又は好適にはアンテナを増やす必要がある。

アンテナの中間の高さに４個の素子が搭載される（最終的には、ＣＳＢ電力をあまり必要としない、低いアンテナ及び高いアンテナについては２個のみである）場合、方位角指向性は、１２ｄＢだけ増加し（横方向のカバレッジを犠牲にするが、これは方位角の値が大きい場合の問題ではない）、ヌル基準に対して２ｄＢのみのマージン損失が許容される場合、送信機電力を３Ｗ又は２Ｗに低減することができる。図５７は、いくつかの実施形態によるＰＩＬＳ垂直システムを示している。

９０Ｈｚ信号と１５０Ｈｚ信号との間の復調深度が公称グライドパスの周りでゼロになるように、個々のアンテナ信号は配置される。上部アンテナには、１．５°で第１の最大値を有し、３°でヌルを有する９０Ｈｚ及び１５０ＨｚのＳＢＯが供給される。変調深度は、典型的には、中心線において、及びＧＰ角度上でそれぞれ、９０Ｈｚ及び１５０Ｈｚの変調信号の各々について、ＧＰで０．４、及びＬＯＣで０．２であり、２つの変調深度は等しい。

復調深度の差（ＤＤＭ）は、アプローチガイダンスのために航空機によって使用される信号である。アプローチパス上にセンタリングした場合、９０Ｈｚ変調信号と１５０Ｈｚ変調との間の差はゼロである。公称コースから逸脱したときにのみ、それは、左側（ＬＯＣ）又は上側（ＧＰ）の９０Ｈｚ、及び右側（ＬＯＣ）又は下側（ＧＰ）の１５０Ｈｚの優先権により非ゼロになる。

復調深度の合計は、センタリングした場合、９０Ｈｚ及び１５０Ｈｚの変調の合計であるため、通常、ＧＰで０．８又は８０％であり、ＬＯＣで０．４又は４０％である。ＳＤＭは、送信機の故障又はコース－クリアランスの遷移に起因して、あるいは予期しないフィールド影響に起因して、公称値と異なる可能性がある。合計は非ゼロであるため、公称パス上にセンタリングした場合、監視信号として好適である。公称パス以外では、ＳＤＭ及びＤＤＭの両方は、非ゼロであり、監視入力として好適である。公称パスでは、ＧＰについてＳＤＭ＝８０％（及びＬＯＣについて４０％）、及びＤＤＭ＝０％であり、公称パスＳＤＭ以外は、依然として８０％又は４０％であり、ＤＤＭは０％ではない。公称パス上では、監視信号として、ＤＤＭがＳＤＭよりも重要である。

いくつかの実施形態では、グレード・パス・アレイは、ヌル基準及びｍタイプ・グライド・パス・アレイのうちの１つを備える。例えば、ヌル基準ＧＰは、垂直に配置された２本のアンテナを使用する。下部アンテナには、９０Ｈｚ及び１５０Ｈｚのトーンで等しく変調されたＣＳＢ基準信号が供給される。地面は、画像化表面として使用される（実質的に４個のアンテナがＧＰ信号を提供する）。画像化アンテナと共に、３°で第１の最大値を有し、６°で第１のヌルを有するフィールドが得られる（追加の最大値及び最小値を超える）。

別の例では、Ｍタイプ（キャプチャ影響）ＧＰは、ヌル基準タイプと同様に、ＧＰの画像化タイプである。しかし、ヌル基準と比較して、それは地形に対してやや感受性が低い。ＭタイプＧＰは、垂直に配置された３個のアンテナ素子を使用する。すべてのアンテナはＳＢＯ信号で駆動される。下部アンテナ及び中間アンテナも、ＣＳＢ信号で駆動される。上部アンテナ及び下部アンテナのためのＳＢＯ信号は、負の位相角を有し、一方、中間アンテナのためのＳＢＯは、振幅が大きいことに加えて＋１８０°の位相シフトを有する。中間アンテナのためのＣＳＢは、公称振幅を有し、位相シフトを有さず、一方、下部アンテナのためのＣＳＢは、増大した振幅及び＋１８０°の位相シフトを有する。空間変調後にファイルされて生じるものは、画像化表面のサイズの低減をもたらす。

ＬＰＤ素子（水平及び垂直バージョンの両方）を備えたグライドパス

前のセクションでは、ビバルディアンテナ（フィーダ及びケーブル損失を含む３ｄＢ利得を有する）が、アレイの素子として考慮されている。このアンテナは、約５ｄＢのシミュレートされた指向性を有し、これは、フィーダ損失（１．５ｄＢ）及びケーブル損失（０．５ｄＢ）も考慮される場合、３ｄＢに等しい利得に対応する。

ＬＤＰ要素（タレスＧＰ１２システムで使用される）が考慮される場合、その大きい指向性（９ｄＢ）のために、ＡＲＵに必要な電力は低くなる。２ｄＢ損失では、素子利得は、７ｄＢである。したがって、送信電力は約４ｄＢ低くなり：
－水平アレイの場合：０．５Ｗコース＋０．５Ｗクリアランス未満
－垂直アレイの場合：１Ｗ未満、又は代替的に、８本のアンテナの代わりに４本のアンテナを有する２Ｗ

水平アレイ位置誤差調整

いくつかの実施形態による図５８に示すように、２個のアレイグループ（１００ｍを超える距離）が、滑走路方向に沿って大きな静的誤差（最大２０ｃｍ）で配置される場合、ＧＰ角度は、送信機の位相調整によって補正され得る。

理論的説明

ここで、補正が実行可能である理由を簡単に説明する。水平ＧＰの動作原理は、前方グループ及び後方グループがＧＰ角度のみで逆位相の２つのＳＢＯ信号を放射し、その角度で０ ＤＤＭを生成することである。これは、例えば、２個のアレイ間の距離がｃｏｓ（３°）で除算された半波長の奇数倍であり、ＳＢＯ送信機が同相である場合に、実現され得る。実際、この場合、２個のアレイから来る２つの信号は、（「誤差なし」について、図５９の上側に示すように）逆位相で受信機に到来する。

ここで、距離が正確に公称値ではない場合、３°において、２個のアレイから来る２つの光線は、（「誤差」について、図５９の上側に示すように）位相変位Δψで受信機に到来し、それは、同じ位相量－Δψによって２個のグループの送信機を位相緩和（ｄｅ－ｐｈａｓｉｎｇ）することによって容易に補償され得る。

（５＋５）アレイによる±１０ｃｍの変位の例

以下のプロットは、約１２０ｍ離れた、つまり中心線から４０ｍオフセットした２個の５素子アレイから構成されるシステムを指すが、２個のグループ間の距離、例えば１６０ｍのいずれであっても同じ考慮事項が適用される。
ａ）動作周波数が３３２ＭＨｚであるとき、２個のアレイ間の距離は、
Ｄ＝（２×６６＋１）＊ｃ／ｆ／ｃｏｓ（３°）＝１２１，１６ｍ

この理想的な条件（誤差なし）では、ＤＤＭは、図６０のグラフに示す３°ａで、０である。
ｂ）２個のグループが、滑走路方向に１０ｃｍの誤差で搭載されている場合、
Ｄ´＝１２１，１６ｍ＋１０ｃｍ
ＤＤＭは、３°ではなく、３．８°で、０である。新規の距離を正確に測定できない場合、後で説明し、図６１のグラフに示すように、ヌルの位置は、変位誤差の方向及び量の指示を与える。
ｃ）後方グループのＳＢＯ（及び幅対称性を維持するためにＣＳＢ信号にも）に、位相補正Δψが適用される場合、
Δψ（ＳＢＯ）＝＋４０°
必要に応じて、ＤＤＭは、３°で、０である。位相補正は、後述する理論的な説明（Δψ＝３６０＊Δｄ／λ）から明らかなように、位置誤差に比例する。この値は、位置誤差が分かっている場合には直接適用することができ、そうでなければ、公認（ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｅｄ）ＧＰ角度でゼロＤＤＭ条件を見つけるために反復手順が必要である。しかしながら、実際のＧＰ角度が実際の環境挙動に起因して理論値に対して異なり得るので、この手順はとにかく必要である。図６２は、グライドパスのＤＤＭのグラフを示している。
ｄ）逆に、位置誤差が反対方向（すなわち、グループが近接している）である場合、
Ｄ´＝１２１，１６ｍ－１０ｃｍ
ＤＤＭ ０角度は、１．９°であり、３°を上回る代わりに、３°を下回る（しかし、その差は前の場合と同じ量ではない）。図６３は、いくつかの実施形態によるグライドパスのＤＤＭを示している。
また、適用される位相補正は反対方向（及び前の場合と同じ量）である。
Δψ（ＳＢＯ）＝－４０°

概要

上記の例は、位置誤差が知られていない場合、ＤＤＭが０である角度の暫定的な測定値が、適用されるべきＳＢＯ位相補正の符号及び量の極めて良好な指示を与えることを示している。この知識は、所望されたものから極めて遠い状態から開始して、ＧＰ角度を微調整するのに必要な時間を最小限に抑え得る。

実際、以下の表５は、初期位置誤差の各値について、角度ＤＤＭが０であり、３°で０ ＤＤＭを達成するためにどのＳＢＯ（及びＣＳＢ）位相の値を適用しなければならないかを、まとめたものである。

位相補正は位置誤差に線形に比例する一方で、０ ＤＤＭ角度は、比例するが厳密に線形ではなく、更に、２個のグループが１５ｃｍを超える理論値よりも近い場合、０ ＤＤＭは０°に収まるので、６°を超える２番目の「ＳＢＯヌル」で、０ ＤＤＭ条件を探索しなければならず、これは実際には困難である。図６４は、後方グループに対する前方グループの例示的な位置誤差をｃｍ単位で示している。

最後に、それは、（他の文書で定義されている適切な精度及び安定性を有する）すべてのアンテナの固定位置が、任意の周波数（３２８．６ＭＨｚ～３３５．４ＭＨｚ）、及び任意のグライドパス角度（２．５°～３．５°）について、空間内で適切な信号を生成することができることを容易に実証し得る。

アンテナ位置が固定されると、実際には、インフィールドプログラマブルである送信機の最も適切な位相（ＳＢＯ及びＣＳＢ、前後）を選択するだけで、現場動作周波数での公認グライドパス角度を調整することが可能である。

決定された値は、第１のプロトタイプのフィールドで検証されると、周波数及び公認角度の関数として、ＥＥＰＲＯＭ（制御ユニット又はＡＲＵのいずれか）に記憶されてもよい。

これらの値は、次に、特定の環境内で、空間内の信号を微調整するために必要とされるインフィールド調整手順の開始点として使用されることになる。

ローカライザ及びグライドパス機械的構造

いくつかの実施形態では、ローカライザ及びグライドパスは、個々のアンテナを保持する機械的構造を使用し、素子が事前にケーブル接続されるように、アンテナに近接しているＡＲＵ、ＣＵ。例えば、機械的構造は、アンテナ、ＡＲＵ、及びＣＵを含むすべての部品を保持する。ＡＲＵは、ＡＲＵが駆動するアンテナに近接しているか、又はアンテナに直接結合される。構造上のすべての素子は、事前にケーブル接続されおり、これにより、輸送のために、構造のケーブルを取り外す必要がない。機械的構造自体は、全体構造の中央から外側に向かって幅が減少する複数の入れ子式の短いトラスフレームを使用して、軽量材料で設計される。トラスフレームは、短いトラス要素を押し込むことによって、輸送のために小型化され、それらを引っ張ることによって現場で引き出され得る。引き出し可能及び格納可能な構造は、極めて短いセットアップ時間及び解体時間を可能にする。

トラスフレームは、破砕性を確保するために、過剰な力で衝撃を受けたとき、その要素内で壊れるように構築されている。トラスフレームは、風荷重を含む通常の動作範囲におけるすべての力の限界内で剛性であるように構築される。滑走路の横方向における個々のアンテナ位相中心間の差が、搬送波の同期を保証するために許容される最大値（例えば、５ｍｍ）よりも小さくなるように、剛性は、個々のアンテナ位相中心の十分に小さい変動を保証する。

ＬＯＣ及びＧＰアンテナは、搬送のためにそれらを折り畳むことを可能にする接合部を有するポール上のトラスフレームに搭載される。更に、アンテナには、滑走路の横の位置の調整を可能にする調整可能なトラックが搭載される。ポールは、トラスフレームに取り付けられた入れ子式の管からなり、アンテナ高さの垂直調整を可能にする。アンテナ位置の機械的調整は、個々のＬＯＣ信号及びＧＰ信号の電子同期較正のための探索空間を低減するために実施される。

更なる定義及び実施形態を以下に説明する。

本発明概念の様々な実施形態の上記説明において、本明細書で使用される用語は、特定の実施形態のみを説明するためのものであり、本発明概念を限定することを意図するものではないことを理解されたい。特に定義されない限り、本明細書で使用されるすべての用語（技術用語及び科学用語を含む）は、本発明概念が属する技術分野の当業者によって一般的に理解される意味と同じである。一般的に使用される辞書で定義されているような用語は、本明細書及び関連技術の文脈におけるそれらの意味と一致する意味であると解釈されるべきであり、理想化された、又は本明細書で明示的にそのように定義された過度に形式的な意味で解釈されるべきではないことが更に理解されよう。

任意の要素が別の要素に「接続され」、「結合され」、「応答する」、又はその変形と言及される場合、それは他の要素に、直接接続され、結合され、又は応答することができ、又は介在要素が存在してもよい。対照的に、任意の要素が別の要素に対して「直接接続され」、「直接結合され」、「直接応答する」、又はそれらの変形であると言及される場合、介在する要素は存在しない。同様の番号は、全体を通して同様の要素を指す。更に、本明細書で使用される「結合される」、「接続される」、「応答する」、又はその変形は、無線で、結合される、接続される、又は応答することを含んでもよい。本明細書で使用される場合、単数形「一つの（「ａ」、「ａｎ」）」及び「その（「ｔｈｅ」）」は、文脈が明らかにそうでないことを示さない限り、複数形も含むことを意図する。周知の機能又は構成を、簡潔さ、及び／又は明瞭さのために詳細に説明しない場合がある。「及び／又は」という用語は、関連する列挙された項目のうちの１つ又は複数の任意の組合せ及びすべての組合せを含む。

本明細書では、第１、第２、第３などの用語を使用して様々な要素／動作を説明することができるが、これらの要素／動作は、これらの用語によって限定されるべきではないことが理解されよう。これらの用語は、任意の要素／動作と、別の要素／動作とを区別するためにのみ使用される。したがって、いくつかの実施形態における第１の要素／動作は、本発明の概念の教示から逸脱することなく、他の実施形態における第２の要素／動作と呼ばれ得る。同じ参照番号又は同じ参照符号は、本明細書全体を通して、同じ又は類似の要素を示す。

本明細書で使用される場合、「を備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅ）」、「を備えている（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」、「を含む（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」、「を含む（ｉｎｃｌｕｄｅ）」、「を含んでいる（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」、「を含む（ｉｎｃｌｕｄｅｓ）」、「を有する（ｈａｖｅ）」、「を有する（ｈａｓ）」、「を有している（ｈａｖｉｎｇ）」という用語、又はそれらの変形はオープンエンドであり、１つ又は複数の述べた特徴、整数、要素、ステップ、回路又は機能を含むが、１つ又は複数の他の特徴、整数、要素、ステップ、回路、機能又はそれらのグループの存在又は追加を排除するものではない。更に、本明細書で使用される場合、ラテン語「イグゼェンプリィグラァーティア」に由来する一般的な略語「例えば（ｅ．ｇ．）」は、前述の項目の一般的な１つ又は複数の例を導入又は指定するために使用されてもよく、そのような項目を限定することを意図するものではない。ラテン語「イデェストゥ」に由来する一般的な略語「すなわち（ｉ．ｅ．）」を使用して、一般的な列挙から特定の項目を指定し得る。

例示的な実施形態は、本明細書では、コンピュータ実装方法、装置（システム及び／又はデバイス）並びに／あるいはコンピュータプログラム製品のブロック図及び／又はフローチャート図を参照して説明される。ブロック図及び／又はフローチャート図のブロック、並びにブロック図及び／又はフローチャート図のブロックの組合せは、１つ又は複数のコンピュータ回路によって実施されるコンピュータプログラム命令によって実装され、アナログ回路によって実装され、並びに／あるいはハイブリッドデジタル回路及びアナログ回路によって実装され得ることが理解される。コンピュータプログラム命令は、機械を製造するために、汎用コンピュータ回路、専用コンピュータ回路、及び／又は他のプログラマブルデータ処理回路の処理回路に提供され、これにより、コンピュータ及び／又は他のプログラマブルデータ処理装置の処理回路を介して実行される命令は、トランジスタ、メモリ位置に格納された値、及びそのような回路内の他のハードウェア構成要素を変換し、及び制御して、ブロック図及び／又はフローチャートの１つ又は複数のブロックで指定された機能／動作を実行し、それによって、ブロック図及び／又はフローチャートのブロックで指定された機能／動作を実行するための手段（機能）及び／又は構造を作成する。

これらのコンピュータプログラム命令はまた、コンピュータ、又は他のプログラマブルデータ処理装置に、特定の方法で機能するように指示し得る有形のコンピュータ可読媒体に記憶されてもよく、これにより、コンピュータ可読媒体に記憶された命令は、ブロック図及び／又はフローチャートの１つ又は複数のブロックで指定された機能／動作を実行する命令を含む製品を製造する。したがって、本発明概念の実施形態は、ハードウェアで具現化され、並びに／あるいは「回路」、「モジュール」又はその変形形態と集合的に呼ばれる場合があるデジタル信号プロセッサなどの処理回路上で実行される、ソフトウェア（ファームウェア、常駐ソフトウェア、マイクロコードなどを含む）で具現化され得る。

いくつかの代替の実装形態では、ブロックに記載された機能／動作は、フローチャートに記載された順序とは異なる順序で行われてもよいことにも留意されたい。例えば、関連する機能／動作に応じて、連続して示される２つのブロックは、実際には実質的に同時に実行されてもよく、又はブロックは、場合によっては逆の順序で実行されることがあってもよい。更に、フローチャート及び／又はブロック図の所与のブロックの機能は、複数のブロックに分離されてもよく、並びに／あるいはフローチャート及び／又はブロック図の２つ以上のブロックの機能は、少なくとも部分的に統合されてもよい。最後に、本発明概念の範囲から逸脱することなく、図示したブロック間に他のブロックを追加／挿入し、及び／又はブロック／動作を省略し得る。更に、図のいくつかは、通信の主な方向を示すために通信パス上に矢印を含むが、通信は、描かれた矢印とは反対の方向に発生し得ることを理解されたい。

本発明概念の原理から実質的に逸脱することなく、実施形態に対して、多くの変形及び修正を行い得る。そのような変形及び修正はすべて、本発明概念の範囲内の本明細書に含まれることが意図される。したがって、上記で開示した主題は、限定ではなく例示と見なされるべきであり、実施形態の添付の例は、本発明概念の精神及び範囲内に入るすべてのそのような修正、強化、及び他の実施形態を網羅することを意図している。したがって、法律によって許容される最大限の範囲で、本発明概念の範囲は、以下の実施形態の例及びそれらの均等物を含む本開示の最も広い許容可能な解釈によって決定されるべきであり、前述の詳細な説明によって制限又は限定されるべきではない。

Claims (41)

1. 複数のアンテナと、
   複数のアンテナ無線ユニット（ＡＲＵ）であって、該各ＡＲＵが、送信のために、前記複数のアンテナのうちの別の１つに提供される変調ＲＦ信号を発生するように動作する、複数のＡＲＵと、
   送信のために、前記ＡＲＵによって前記複数のアンテナに提供された前記変調ＲＦ信号間の同期を調整するために、前記ＡＲＵを制御するように動作する中央処理ユニットと
   を備える、計器着陸システム（ＩＬＳ）。
2. 前記中央処理ユニットが、送信のために、前記ＡＲＵによって前記複数のアンテナに提供された前記変調ＲＦ信号間の搬送波周波数及び位相の同期を調整するために、前記ＡＲＵを制御するように動作する、請求項１に記載のＩＬＳ。
3. 前記中央処理ユニットが、送信のために、前記ＡＲＵによって前記複数のアンテナに提供された前記変調ＲＦ信号間の閾値ＲＦ偏差以下を有するように搬送波位相拡散の同期を調整するために、前記ＡＲＵを制御するように動作する、請求項２に記載のＩＬＳ。
4. 前記各ＡＲＵが、送信のために、前記変調ＲＦ信号のうちの１つを前記複数のアンテナのうちの１本のみに提供するために、前記複数のアンテナのうちの１本のアンテナに直接接続される、請求項１～３のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
5. 前記各ＡＲＵが、前記中央処理ユニットによって提供される基準発振信号に位相ロックするように動作するローカルＲＦ発振回路を備える、請求項４に記載のＩＬＳ。
6. 前記中央処理ユニットが、複数のケーブルの各々を介して複数の前記ＡＲＵのうちの別の複数に接続され、前記変調ＲＦ信号を発生する前記ＡＲＵのために、該ケーブルを介して信号を提供し、
   前記中央処理ユニットが、前記中央処理ユニットと前記各ＡＲＵとの間のケーブル信号遅延を測定し、更に該ケーブル信号遅延の前記測定に基づいて、送信のために、前記ＡＲＵによって前記複数のアンテナに提供された前記変調ＲＦ信号間の同期を調整するように動作する、請求項５に記載のＩＬＳ。
7. 前記中央処理ユニットが、前記基準発振信号と前記各ローカルＲＦ発振回路の信号との間の位相調整の比較に基づいて、前記中央処理ユニットと前記各ＡＲＵとの間の前記ケーブル信号遅延を測定するように動作する、請求項６に記載のＩＬＳ。
8. 前記各ＡＲＵが、温度補償水晶発振（ＴＣＸＯ）によって駆動されるローカルＲＦ発振回路であって、該ＴＣＸＯが、前記各ＡＲＵの内部にあり、位相ロックループ（ＰＬＬ）によって制御され、該ＰＬＬが、前記中央処理ユニット内部のＴＣＸＯから前記中央処理ユニットによってブロードキャストされた同期信号にロックされる、ローカルＲＦ発振回路を備え、
   前記中央処理ユニットが、１個のＡＲＵの前記ＴＣＸＯが保持状態でフリーズされる規定のタイムスロット期間の間、前記１個のＡＲＵの前記ＴＣＸＯを周期的に停止するように動作し、
   前記１個のＡＲＵの前記ＴＣＸＯがフリーズされている間、前記中央処理ユニットが、前記中央処理ユニットの内部の前記ＴＣＸＯと、前記１個のＡＲＵの内部の前記ＴＣＸＯからケーブルを介して前記中央処理ユニットに送信された信号との間の位相差を測定するように動作する、請求項１～７のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
9. 前記各ＡＲＵが、前記中央処理ユニットによってブロードキャストされる共通のＴＣＸＯにロックされる搬送波周波数の決定論的分周逓倍を出力するように動作するローカルＲＦ発振回路を備える、請求項１～８のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
10. 前記各ＡＲＵが、
    変調ＲＦ信号を送信するように動作する送信機回路と、
    前記送信機回路によって送信された前記変調ＲＦ信号の同期を制御するように動作する送信機同期回路と、
    変調ＲＦ信号を受信するように動作する受信機回路と、
    前記受信機回路によって受信された前記変調ＲＦ信号の同期を制御するように動作する受信機同期回路と
    を備える、請求項１～９のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
11. 前記中央処理ユニットが、前記各ＡＲＵ内の前記送信機回路間の搬送波周波数及び位相の同期を調整するように動作する、請求項１０に記載のＩＬＳ。
12. 前記各ＡＲＵが、プログラマブル搬送波周波数及びプログラマブル構成値において変調無線周波数信号を発生するように動作するソフトウェア無線である、請求項１～１１のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
13. 前記プログラマブル構成値が、ＲＦ電力、ＲＦ位相、変調深度、及び位相のうちの少なくとも１つを含む、請求項１２に記載のＩＬＳ。
14. 前記各ＡＲＵが、温度補償水晶発振（ＴＣＸＯ）によって駆動されるローカルＲＦ発振回路であって、該ＴＣＸＯが、前記各ＡＲＵの内部にあり、位相ロックループ（ＰＬＬ）によって制御され、該ＰＬＬが、前記中央処理ユニット内部のＴＣＸＯから前記中央処理ユニットによってブロードキャストされた同期信号にロックされる、ローカルＲＦ発振回路を備え、
    前記中央処理ユニットが、１個のＡＲＵの前記ＴＣＸＯが保持状態でフリーズされる規定のタイムスロット期間の間、前記１個のＡＲＵの前記ＴＣＸＯを周期的に停止するように動作し、
    前記１個のＡＲＵの前記ＴＣＸＯがフリーズされている間、前記中央処理ユニットが、前記中央処理ユニットの内部の前記ＴＣＸＯと、前記１個のＡＲＵの内部の前記ＴＣＸＯからケーブルを介して前記中央処理ユニットに送信された信号との間の位相差を測定するように動作する、請求項１～１３のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
15. 前記各ＡＲＵが、ローカルＲＦ発振回路を備え、
    前記中央処理ユニットが、前記各ＡＲＵに２つの周波数信号を提供し、該信号が、ケーブルを介して提供され、該ケーブルの各々が、前記中央処理ユニットを複数の前記ＡＲＵのうちの別の１つにそれぞれ接続し、前記中央処理ユニットが、前記２つの周波数信号を合成して、前記中央処理ユニットでの動作周波数信号を提供し、
    前記各ＡＲＵが、前記２つの周波数信号を共に混合して、前記動作周波数信号を取得し、前記動作周波数信号が、２で除算されて、リターン信号を発生し、該リターン信号が、それぞれの前記ケーブルを介して制御ユニットに戻され、
    前記各ＡＲＵの各々について、前記制御ユニットが、前記各ＡＲＵから前記リターン信号を受信し、前記ＡＲＵからの前記リターン信号の位相と、前記中央処理ユニットでの前記動作周波数信号とを比較し、該位相比較に基づいて前記ＡＲＵの同期を調整する、請求項１～１４のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
16. 前記複数のアンテナが、アンテナのグライド・パス・アレイ及びアンテナのローカライザアレイを備え、
    前記グライド・パス・アレイの各アンテナ及び前記ローカライザアレイの各アンテナが、複数の前記ＡＲＵのうちの別の１つによって駆動される、請求項１～１５のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
17. 前記各ＡＲＵが、プログラマブル搬送波周波数及びプログラマブル構成値において変調無線周波数信号を発生するように動作するソフトウェア無線である、請求項１６に記載のＩＬＳ。
18. 前記プログラマブル構成値が、ＲＦ電力、ＲＦ位相、変調深度、及び位相のうちの少なくとも１つを含む、請求項１７に記載のＩＬＳ。
19. 前記アンテナのグライド・パス・アレイが、少なくとも４素子水平アレイを提供するために、水平方向に離隔して配置された少なくとも４個のアンテナ素子を備える、請求項１６～１８のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
20. 前記グライド・パス・アレイの前記アンテナの外側のペアが、搬送波側波帯のみ（ＳＢＯ）信号で駆動され、前記グライド・パス・アレイの前記アンテナの内側のペアが、搬送波プラス側波帯（ＣＳＢ）信号で駆動される、請求項１９に記載のＩＬＳ。
21. 前記アンテナのグライド・パス・アレイが、少なくとも１０素子水平アレイを提供するために、水平方向に離隔して配置された少なくとも１０個のアンテナ素子を有する、請求項１９に記載のＩＬＳ。
22. 前記少なくとも１０素子水平アレイが、アンテナの５個のペアを有する１０素子水平アレイであり、中央のペアが、アレイ軸と整列され、アンテナの２個のペアが、該アレイ軸の両側に第１の角度で整列され、２個のペアが、前記アレイ軸の両側に前記第１の角度より大きい第２の角度で整列され、アンテナの各ペアが、中心基準点から設定距離だけ離隔される、請求項２１に記載のＩＬＳ。
23. 前記ＡＲＵが、方位角の範囲にわたってほぼ平坦なグライドパス角度を提供するように制御される、各アンテナのＣＳＢ電力及びＳＢＯ電力並びに位相を使用して、前記アンテナを駆動するように動作する、請求項２１又は請求項２２に記載のＩＬＳ。
24. 前記ＡＲＵが、純粋なフライアップ信号を生成し、１５０Ｈｚのみで変調され、周波数が５ｋＨｚオフセットされた別個の搬送波信号であるクリアランス信号（ＣＬＲ）で、前記アンテナを駆動するように動作し、前記中央処理ユニットが、前記各ＡＲＵの前記ＣＬＲを個別に調整するように動作する、請求項１６～２３のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
25. 前記クリアランス信号（ＣＬＲ）電力が、前記方位角の範囲内の方位角については前記グライド・パス・アレイの前記アンテナによって送信されるグライド・パス・コース信号のものよりも小さく、前記方位角の範囲外の方位角については前記グライド・パス・コース信号よりも大きくなるように、前記ＣＬＲの放射パターンが、前記中央処理ユニットの制御によって成形される、請求項２４に記載のＩＬＳ。
26. 前記アンテナのグライド・パス・アレイが、垂直方向に離隔して配置された少なくとも３個のアンテナ素子を備える、請求項１６～２５のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
27. 前記アンテナのグライド・パス・アレイが、地面に接続された垂直支持体に搭載された３個のアンテナ要素を含み、第１のアンテナ素子が、前記地面から第１の距離だけ上方に配置され、第２のアンテナ素子が、前記地面から前記第１の距離よりも大きい第２の距離だけ上方に配置され、第３のアンテナ素子が、前記地面から前記第１の距離及び前記第２の距離の両方よりも大きい第３の距離だけ上方に配置される、請求項２６に記載のＩＬＳ。
28. 前記グライド・パス・アレイが、ヌル基準及びｍタイプ・グライド・パス・アレイのうちの１つを備える、請求項１～２７のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
29. 前記グライド・パス・アレイが、非画像化グライド・パス・アレイを備える、請求項１～２８のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
30. 前記中央処理ユニットが、
    個々の前記ＡＲＵのうちの１つ又は複数から受信した測定ＲＦパラメータに基づいて、飛行中の航空機によって受信された、変調深度（ＤＤＭ）信号及び／又は変調深度の和（ＳＤＭ）を合成し、更に、
    前記ＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号と、個々の前記ＡＲＵの１つ又は複数の構成されたＲＦパラメータとの比較に基づいて、前記合成したＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たすか又は超えるか否かを判定する
    ように更に動作する、請求項１～２９のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
31. 前記合成したＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たした又は超えたという判定に応答して、前記中央処理ユニットが、前記複数のＡＲＵの動作を停止するように更に動作する、請求項３０に記載のＩＬＳ。
32. 前記合成したＤＤＭ及び／又はＳＤＭ信号が、所定の閾値を満たさない又は超えないという判定に応答して、前記中央処理ユニットが、前記複数のＡＲＵの動作を継続するように更に動作する、請求項３０に記載のＩＬＳ。
33. 前記複数のＡＲＵのうちの各ＡＲＵが、
    前記ＡＲＵに関連付けられた前記複数のアンテナのうちの１個のアンテナに提供された前記変調ＲＦ信号を受信し、更に、
    前記変調ＲＦ信号と、前記ＡＲＵの１つ又は複数の信号パラメータとの比較に基づいて、前記変調ＲＦ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たすか、又はそれを超えるか否かを判定する
    ように更に動作する、請求項１～２９のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
34. 前記変調ＲＦ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たした又は超えたという判定に基づいて、前記変調ＲＦ信号のうちの１つが、所定の閾値を満たした又は超えたという指示を含む通知を、前記複数のＡＲＵのうちの各ＡＲＵが、前記中央処理ユニットに送信するように更に動作する、請求項３３に記載のＩＬＳ。
35. 中央処理ユニットが、前記通知に基づいて、前記複数のＡＲＵのうちの１つ又は複数の動作を継続するか否かを判定するように更に動作する、請求項３４に記載のＩＬＳ。
36. 前記ＩＬＳが、
    前記複数のアンテナによって放射されたＲＦ信号を受信するように動作するモニタＡＲＵを更に備える、請求項１～２９のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
37. 前記複数のアンテナによって放射された前記ＲＦ信号が、ＩＬＳシステムから、飛行中の航空機によって受信されるべき期待ＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号と整列しているか否かを判定するように、前記モニタＡＲＵが更に動作する、請求項３６に記載のＩＬＳ。
38. 前記複数のアンテナによって放射された前記ＲＦ信号が、前記ＩＬＳシステムから、飛行中の航空機によって受信されるべき期待ＤＤＭ信号及び／又はＳＤＭ信号と整列していないという判定に応答して、前記モニタＡＲＵが、前記複数のアンテナによる前記ＲＦ信号の放射の停止を開始するように、更に動作する、請求項３７に記載のＩＬＳ。
39. 前記複数のアンテナによって放射された前記ＲＦ信号が、前記ＩＬＳシステムの較正プロセス中に放射された以前のＲＦ信号から、所定の閾値内で逸脱しているという判定に応答して、前記モニタＡＲＵが、前記複数のアンテナによる前記ＲＦ信号の放射の再較正を開始するように、更に動作する、請求項３７に記載のＩＬＳ。
40. 前記ケーブルが光ファイバケーブルを備え、
    前記中央処理ユニットが、前記光ファイバケーブルを介して送信される光同期信号を使用して、送信のために、前記ＡＲＵによって前記複数のアンテナに提供された前記変調ＲＦ信号間の同期を調整するために、前記ＡＲＵを制御するように更に動作する、請求項１～１５のいずれか１項に記載のＩＬＳ。
41. 前記中央処理ユニットが、前記光ファイバケーブルの光の強度の変調によって、前記光ファイバケーブルを介して送信された前記光同期信号を時間多重化するように、更に動作する、請求項４０に記載のＩＬＳ。
    
    

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