JP2023090151A - 半導体パワーモジュールおよび電力変換装置 - Google Patents

半導体パワーモジュールおよび電力変換装置 Download PDF

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Abstract

【課題】過電流保護の精度を向上させた半導体パワーモジュールを提供する。【解決手段】パッケージ内に３相交流インバータが組み込まれた半導体パワーモジュールであって、第４から第６のスイッチング素子をそれぞれ搭載する第１から第３の回路パターンおよび第１から第３のスイッチング素子を搭載する第４の回路パターンと、第４から第６のスイッチング素子のそれぞれの主電極配線が共通に接続される第２の主電極と、第２の主電極に接続される第２の主電極端子と、第４の回路パターンと電気的に接続される第１の主電極と、第１の主電極に接続される第１の主電極端子と、を備え、第２の主電極はパッケージの一辺に沿って延在し、第２の主電極端子は、平面視で第２の主電極の延在方向の端部に設けられ、第４から第６のスイッチング素子のそれぞれの主電極配線は、平面視で第２の主電極端子までの水平方向の距離が近い主電極配線ほど長さが長くなる。【選択図】図１

Description

本開示は半導体パワーモジュールに関し、特に、過電流保護の精度を向上させた半導体パワーモジュールに関する。
並列接続された複数のトランジスタチップを有する半導体パワーモジュールにおいて、均一に低インダクタンスとなるようなワイヤボンディングによる接続方法が、例えば特許文献１おいて開示されている。
特開２０１５－１５４０７９号公報
特許文献１に開示の技術は、同一の回路パターン上に複数のトランジスタチップが並列に接続される半導体パワーモジュールを対象としており、３相交流インバータが同一のパッケージ内に組み込まれた半導体パワーモジュールについては対象としていない。
同一のパッケージ内に３相交流インバータを組み込む場合、Ｎ端子に接続されるエミッタ電極は共通に接続され、負荷電流が流れると共通に接続されたエミッタ電極の配線インダクタンスの差異により、過電流保護動作時に規定値よりも早くパワーモジュールが遮断されるという問題があった。
本開示は上記のような問題点を解決するためになされたもので、過電流保護の精度を向上させた半導体パワーモジュールを提供することを目的とする。
本開示に係る半導体パワーモジュールは、パッケージ内に３相交流インバータが組み込まれた半導体パワーモジュールであって、前記３相交流インバータは、第１の電位が与えられる第１の主電源線と、前記第１の電位よりも低い第２の電位が与えられる第２の主電源線との間に直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子、第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子と、前記第１および第６のスイッチング素子のそれぞれに、逆並列に接続された第１の還流素子、第２の還流素子、第３の還流素子、第４の還流素子、第５の還流素子および第６の還流素子と、を有し、前記半導体パワーモジュールは、前記第４から第６のスイッチング素子をそれぞれ搭載する第１の回路パターン、第２の回路パターン、第３の回路パターンおよび前記第１から第３のスイッチング素子を搭載する第４の回路パターンと、前記第４から第６のスイッチング素子のそれぞれの主電極配線が共通に接続される第２の主電極と、前記第２の主電極に接続される第２の主電極端子と、前記第４の回路パターンと電気的に接続される第１の主電極と、前記第１の主電極に接続される第１の主電極端子と、を備え、前記第１から第３の回路パターンの前記第４から第６のスイッチング素子をそれぞれ搭載する第１のダイパッド、第２のダイパッドおよび第３のダイパッドは、互いに平行になるように一列に配列され、その配列方向は、前記パッケージの一辺に沿った方向であって、前記第２の主電極は、前記一辺に沿って延在するように設けられ、前記第２の主電極端子は、平面視で前記第２の主電極の延在方向の端部に設けられ、前記第４から第６のスイッチング素子のそれぞれの前記主電極配線は、平面視で前記第２の主電極端子までの水平方向の距離が近い前記主電極配線ほど長さが長くなるように設けられる。
本開示に係る半導体パワーモジュールによれば、第４から第６のスイッチング素子のそれぞれの主電極配線が、平面視で第２の主電極端子までの水平方向の距離が近い主電極配線ほど長さが長くなるように設けられるので、第４から第６のスイッチング素子から第２の主電極までのそれぞれの配線インダクタンスの大きさを揃えることができ、過電流保護の精度を向上させた半導体パワーモジュールを得ることができる。
実施の形態１の半導体パワーモジュールの構成を示す平面図である。 実施の形態１の半導体パワーモジュールの構成を示す断面図である。 半導体パワーモジュールの回路構成を示す図である。 半導体パワーモジュールの３相交流インバータのインバータ動作を模擬したＨブリッジ回路を示す図である。 半導体パワーモジュールの３相交流インバータのインバータ動作を模擬したＨブリッジ回路を示す図である。 スパイク状のノイズ電圧のシミュレーション結果を示す図である。 半導体パワーモジュールの３相交流インバータのインバータ動作を模擬したＨブリッジ回路を示す図である。 半導体パワーモジュールの３相交流インバータのインバータ動作を模擬したＨブリッジ回路を示す図である。 スパイク状のノイズ電圧のシミュレーション結果を示す図である。 スパイク状のノイズ電圧のシミュレーション結果を示す図である。 スパイク状のノイズ電圧のシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態２の半導体パワーモジュールの構成を示す平面図である。 実施の形態３の半導体パワーモジュールの構成を示す平面図である。 実施の形態４の電力変換システムの構成を示すブロック図である。
＜実施の形態１＞
図１は、本開示に係る実施の形態１の半導体パワーモジュール１００の構成を示す平面図であり、図２は、図１のＸ－Ｙ線における矢示方向断面図である。なお、図１では、便宜的に、樹脂ケースＲＣの上部構造を省略し、回路パターンが目視できるようにしている。また、図２では、便宜的に、樹脂ケースＲＣ内に充填される封止樹脂を省略している。
図２に示されるように、半導体パワーモジュール１００は、樹脂ケースＲＣの底面を形成するベース板ＢＰの上に絶縁基板ＩＢが搭載されている。
絶縁基板ＩＢには、図１に示されるように複数の回路パターンが形成されている。すなわち、Ｐ側コレクタ回路パターンＰＣＰ、Ｎ側コレクタ回路パターンＮＣＰ１、ＮＣＰ２およびＮＣＰ３が形成されている。
Ｐ側コレクタ回路パターンＰＣＰには、トランジスタチップ４、５および６と、ダイオードチップ１４、１５および１６が搭載されている。Ｎ側コレクタ回路パターンＮＣＰ１には、トランジスタチップ１およびダイオードチップ１１が搭載され、Ｎ側コレクタ回路パターンＮＣＰ２には、トランジスタチップ２およびダイオードチップ１２が搭載され、Ｎ側コレクタ回路パターンＮＣＰ３には、トランジスタチップ３およびダイオードチップ１３が搭載されている。
トランジスタチップ４のエミッタおよびダイオードチップ１４のアノードは、ワイヤＷＲを介してＮ側コレクタ回路パターンＮＣＰ１に共通に接続され、トランジスタチップ５のエミッタおよびダイオードチップ１５のアノードは、ワイヤＷＲをＮ側コレクタ回路パターンＮＣＰ２に共通に接続され、トランジスタチップ５のエミッタおよびダイオードチップ１５のアノードは、ワイヤＷＲをＮ側コレクタ回路パターンＮＣＰ３に共通に接続されている。
Ｎ側コレクタ回路パターンＮＣＰ１は、ワイヤＷＲを介してＵ端子ＵＴに電気的に接続され、Ｎ側コレクタ回路パターンＮＣＰ２は、ワイヤＷＲを介してＶ端子ＶＴに電気的に接続され、Ｎ側コレクタ回路パターンＮＣＰ３は、ワイヤＷＲを介してＷ端子ＷＴに電気的に接続されている。なお、Ｕ端子ＵＴ、Ｖ端子ＶＴおよびＷ端子ＷＴは、樹脂ケースＲＣの上部構造において露出している。
トランジスタチップ１のエミッタおよびダイオードチップ１１のアノードは、エミッタワイヤＥＷ１を介してＮ側主電極ＮＭに共通に接続され、トランジスタチップ２のエミッタおよびダイオードチップ１２のアノードは、エミッタワイヤＥＷ２を介してＮ側主電極ＮＭに共通に接続され、トランジスタチップ３のエミッタおよびダイオードチップ１３のアノードは、エミッタワイヤＥＷ３を介してＮ側主電極ＮＭに共通に接続され、Ｎ側主電極ＮＭは、樹脂ケースＲＣの上部構造において、半導体パワーモジュール１００のＮ端子ＮＴとして露出している。
Ｐ側コレクタ回路パターンＰＣＰは、ワイヤＷＲを介してＰ側主電極ＰＭに接続され、Ｐ側主電極ＰＭは、樹脂ケースＲＣの上部構造において、半導体パワーモジュール１００のＰ端子ＰＴとして露出している。
なお、トランジスタチップ１～６のエミッタ側となる表面には、センス電流端子ＣＳがそれぞれ設けられ、ワイヤＷＲを介して中継端子ＲＴに電気的に接続されている。
また、トランジスタチップ１～６のエミッタ側となる表面には、ゲート端子（図示せず）がそれぞれ設けられ、ワイヤＷＲを介して中継端子ＲＴに電気的に接続されている。
図２に示されるように、中継端子ＲＴは、半導体パワーモジュール１００内の絶縁基板ＩＢに設けられる制御基板ＣＢに搭載される制御回路ＣＣに電気的に接続され、制御回路ＣＣから出力されるゲート信号を、トランジスタチップに入力したり、センス電流端子ＣＳから出力されるセンス電流を制御回路ＣＣに入力したりする。
また、図２に示されるように、樹脂ケースＲＣの上部構造には、製造時に制御基板ＣＢと外部との電気的な信号をやり取りするための複数のコネクタＣＮが設けられ、複数のコネクタＣＮの配列の両側には外部コネクタの挿入性向上のための、ガイドピンＧＤが設けられている。
図３は、半導体パワーモジュール１００の回路構成を示す図である。図３に示すように、電源ＰＷの正極に接続された高電位側（Ｐ側）のＰ端子ＰＴに接続される主電源線ＰＬと、電源ＰＷの負極に接続された低電位側（Ｎ側）のＮ端子ＮＴに接続される主電源線ＮＬとの間に、トランジスタチップ４とトランジスタチップ１が直列に接続され、トランジスタチップ５とトランジスタチップ２が直列に接続され、トランジスタチップ６とトランジスタチップ３が直列に接続されている。また、電源ＰＷには平滑コンデンサＣＸが並列に接続されている。なお、電源ＰＷは半導体パワーモジュール１００に組み込まれているものではなくモジュール外部に設けられ、Ｐ端子ＰＴおよびＮ端子ＮＴを介して外部から直流電力が供給される。
トランジスタチップ４とトランジスタチップ１の接続ノードは、Ｕ相を出力するＵ端子ＵＴとなり、トランジスタチップ５とトランジスタチップ２の接続ノードは、Ｖ相を出力するＶ端子ＶＴとなり、トランジスタチップ６とトランジスタチップ３の接続ノードは、Ｗ相を出力するＷ端子ＷＴとなり、トランジスタチップ１～６で３相交流インバータが構成される。
また、トランジスタチップ１～６には、それぞれダイオードチップ１１～１６が逆並列に接続されている。
トランジスタチップ１～６は、それぞれ制御回路ＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３、ＣＣ４、ＣＣ５およびＣＣ６によって制御され、例えば、制御回路ＣＣ４のゲート端子ＧＴからは、ゲート信号が出力され、トランジスタチップ４のゲートに入力される。また、制御回路ＣＣ４の電流センス端子ＳＣには、トランジスタチップ４のセンス電流端子ＣＳ（図１）からセンス電流が入力される。制御回路ＣＣ４の基準電位端子ＧＮＤは、Ｕ端子ＵＴに接続されている。
図１に示されるように、半導体パワーモジュール１００においては、コレクタ電位が異なるトランジスタチップ１～３のそれぞれのエミッタワイヤＥＷ１、ＥＷ２およびＥＷ３の長さは、Ｎ端子ＮＴまでの水平方向の距離が近いエミッタワイヤほど長くなるように構成されている。すなわち、Ｎ側コレクタ回路パターンＮＣＰ１、ＮＣＰ２およびＮＣＰ３は、トランジスタチップおよびダイオードチップを搭載するダイパッドＤＰ１、ＤＰ２およびＤＰ３が、互いに平行になるように一列に配列され、その配列方向は、平面視形状が長方形の樹脂ケースＲＣの長辺に沿った方向となっている。また、Ｎ側コレクタ回路パターンＮＣＰ１、ＮＣＰ２およびＮＣＰ３のダイパッドＤＰ１～ＤＰ３は、互いに段違いとなるように設けられている。すなわち、ダイパッドＤＰ１のＮ側主電極ＮＭ側の先端は、Ｎ側主電極ＮＭから最も離れた位置に設けられ、ダイパッドＤＰ３のＮ側主電極ＮＭ側の先端は、Ｎ側主電極ＮＭから最も近い位置に設けられ、ダイパッドＤＰ３のＮ側主電極ＮＭ側の先端は、ダイパッドＤＰ１とダイパッドＤＰ３との間の位置に設けられている。換言すれば、ダイパッドＤＰ１～ＤＰ３は、平面視でＮ端子ＮＴに向けて高さが低くなるステップ状の配置となるように設けられている。
そして、Ｎ端子ＮＴおよびＰ端子ＰＴは、樹脂ケースＲＣの一方の短辺に沿って設けられており、Ｎ側主電極ＮＭは、樹脂ケースＲＣの一方の長辺に沿って延在し、樹脂ケースＲＣの一方の短辺側の側壁内で折れ曲がり（図２）、樹脂ケースＲＣの上部構造において露出している。このため、平面視においては、エミッタワイヤＥＷ１、ＥＷ２およびＥＷ３が、Ｎ端子ＮＴに対して一列に並ぶような配置となり、Ｎ端子ＮＴまでの水平方向の距離、すなわち、樹脂ケースＲＣの長辺に平行な方向の距離が近いエミッタワイヤほど長さが長くなるように構成されている。より具体的には、Ｎ端子ＮＴに最も近いエミッタワイヤＥＷ１の長さが最も長く、Ｎ端子ＮＴに最も遠いエミッタワイヤＥＷ３の長さが最も短くなっている。
なお、Ｎ端子ＮＴおよびＰ端子ＰＴを樹脂ケースＲＣの一方の短辺に隣り合って設けることで、Ｎ側主電極ＮＭおよびＰ側主電極のインダクタンスを低減でき、サージ電圧を抑制することができる。
このように、ダイパッドＤＰ１～ＤＰ３を平面視でＮ端子ＮＴに向けて高さが低くなるステップ状の配置とすることで、Ｎ端子ＮＴまでの水平方向の距離が近いエミッタワイヤほどワイヤ長を長くすることができ、寄生インダクタンスを揃え、配線インダクタンスを同じにすることができ、過電流保護の精度を向上させることができる。
以下、過電流保護の精度向上のメカニズムを説明する。まず、各トランジスタチップに設けられたセンス電流端子ＣＳは、ワイヤＷＲを介して中継端子ＲＴを経由し、制御基板ＣＢ（図２）上の制御回路ＣＣの電流センス端子ＳＣに接続されている。
電流センス端子ＳＣは過電流および短絡電流を検知するために設けられており、ＳＣ－ＧＮＤ間の電圧をモニタしている。トランジスタチップ１～６に設けられたセンス電流端子ＣＳ（図１）にコレクタ電流に比例した微小な電流、例えばコレクタ電流の１／１００００程度のセンス電流が流れることで、ＳＣ－ＧＮＤ間の電圧が上昇する。ＳＣ－ＧＮＤ間の電圧が閾値に達すると制御回路ＣＣの過電流保護機能が動作し、過電流保護がかけられ、過電流時に半導体パワーモジュール１００が破損する前に過電流を遮断することができる。
ここで、図３に示されるように、主電源線ＮＬすなわちＮ側主電極ＮＭ（図１）には寄生インダクタンスが存在しており、Ｎ側主電極ＮＭの寄生インダクタンスをＮ端子ＮＴに近い方からＬＮ１、ＬＮ２、ＬＮ３とし、Ｎ側のエミッタワイヤＥＷ１、エミッタワイヤＥＷ２およびエミッタワイヤＥＷ３の寄生インダクタンスを、それぞれＬＵＮ、ＬＶＮおよびＬＷＮとする。
次に、半導体パワーモジュール１００の３相交流インバータのインバータ動作を模擬したＨブリッジ回路を図４、図５に示す。
図４は、Ｐ側はトランジスタチップ６、Ｎ側はトランジスタチップ１を通電（オン）させた場合の電流経路を矢印で示しており、制御基板ＣＢ上のＮ側の基準電位端子ＧＮＤが共通であることを太い実線で示している。この基準電位端子ＧＮＤが共通となっているパターンをＮ側エミッタのＧＮＤパターンと呼称する。なお、図４では、Ｕ端子ＵＴ、Ｖ端子ＶＴおよびＷ端子ＷＴを介する電流経路が示されているが、これは各端子に接続される外部の誘導性負荷（図示せず）を介しての電流経路である。
図５は、３相交流インバータを図４の電流経路で動作させた後、トランジスタチップ６の通電を止めた場合の還流電流経路を矢印で示しており、制御基板ＣＢ（図２）上のＮ側の基準電位端子ＧＮＤが共通であることを太い実線で示している。
３相交流インバータを図４の電流経路で動作させた後、トランジスタチップ６の通電を止めると、図５のような還流電流が発生する。このとき、還流電流の通電経路にある寄生インダクタンスＬＮ２、ＬＮ３およびＬＷＮの影響によって制御基板ＣＢ上のＮ側エミッタのＧＮＤパターンに電位差が生じ、トランジスタチップ１に接続される制御回路ＣＣ１のＳＣ－ＧＮＤ間にスパイク状のノイズ電圧が発生する。
このスパイク状のノイズ電圧のシミュレーション結果を図６に示す。図６においては、横軸を時間（任意単位）とし、縦軸をＳＣ－ＧＮＤ間電圧（任意単位）としており、スパイク状のノイズ電圧ＳＮが周期的に発生していることが示されている。ここで、シミュレーション条件としては、図１に示したエミッタワイヤＥＷ１、ＥＷ２およびＥＷ３の長さを全て等しくしたと想定して、寄生インダクタンスＬＵＮ、ＬＶＮおよびＬＷＮを同じ値としている。
スパイク状のノイズ電圧が発生することで制御回路での過電流保護の誤動作を誘発する。なお、スパイク状のノイズ電圧の大きさは還流時の通電経路の寄生インダクタンスに依存する。
また、図４、図５と同様のインバータ動作を模擬したＨブリッジ回路を図７、図８に示す。
図７は、Ｐ側はトランジスタチップ４、Ｎ側はトランジスタチップ３を通電（オン）させた場合の電流経路を矢印で示しており、制御基板ＣＢ上のＮ側の基準電位端子ＧＮＤが共通であることを太い実線で示している。
図８は、３相交流インバータを図７の電流経路で動作させた後、トランジスタチップ４の通電を止めた場合の還流電流経路を矢印で示しており、制御基板ＣＢ（図２）上のＮ側の基準電位端子ＧＮＤが共通であることを太い実線で示している。
３相交流インバータを図７の電流経路で動作させた後、トランジスタチップ４の通電を止めると、図８のような還流電流が発生する。このとき還流電流の通電経路にある寄生インダクタンスＬＵＮの影響によって制御基板ＣＢ上のＮ側エミッタのＧＮＤパターンに電位差が生じ、トランジスタチップ３に接続される制御回路ＣＣ３のＳＣ－ＧＮＤ間にスパイク状のノイズ電圧が発生する。
このスパイク状のノイズ電圧のシミュレーション結果を図９に示す。図９においては、横軸を時間（任意単位）とし、縦軸をＳＣ－ＧＮＤ間電圧（任意単位）としており、スパイク状のノイズ電圧ＳＮが周期的に発生していることが示されている。ここで、シミュレーション条件としては、図１に示したエミッタワイヤＥＷ１、ＥＷ２およびＥＷ３の長さを全て等しくしたと想定して、寄生インダクタンスＬＵＮ、ＬＶＮおよびＬＷＮを同じ値としている。なお、図９のシミュレーション結果は、寄生インダクタンスＬＵＮの影響だけを受けた結果であるので、図６のシミュレーション結果と比較して、スパイク状のノイズ電圧ＳＮの高さは低い。このように、影響を受ける寄生インダクタンスの値によってスパイク状のノイズ電圧に有意差が生じるため、過電流保護の精度にバラつきが生じる。
これに対し、図１を用いて説明したように、実施の形態１の半導体パワーモジュール１００においては、トランジスタチップ１～３のそれぞれのエミッタワイヤＥＷ１、ＥＷ２およびＥＷ３の長さは、Ｎ端子ＮＴまでの水平方向の距離が近いエミッタワイヤほど長くなるようにすることで、寄生インダクタンスの値がＬＵＮ＞ＬＶＮ＞ＬＷＮの関係となるようにしている。
ここで、３相交流インバータを図４の電流経路で動作させた後、トランジスタチップ６の通電を止めた場合に図５の還流電流経路が形成される場合のトランジスタチップ１に接続される制御回路ＣＣ１のＳＣ－ＧＮＤ間に発生するスパイク状のノイズ電圧のシミュレーション結果を図１０に示す。図１０においてもスパイク状のノイズ電圧ＳＮが周期的に発生しているが、図６に示したシミュレーション結果と比較して、スパイク状のノイズ電圧ＳＮの高さは低い。
また、３相交流インバータを図７の電流経路で動作させた後、トランジスタチップ４の通電を止めた場合に図７の還流電流経路が形成される場合のトランジスタチップ３に接続される制御回路ＣＣ３のＳＣ－ＧＮＤ間に発生するスパイク状のノイズ電圧のシミュレーション結果を図１１に示す。図１１においてもスパイク状のノイズ電圧ＳＮが周期的に発生しているが、スパイク状のノイズ電圧ＳＮの高さは図１０に示したシミュレーション結果と同様となっている。このように、トランジスタチップ１～３に接続される制御回路ＣＣ１～ＣＣ３のＳＣ－ＧＮＤ間のスパイク状のノイズ電圧を揃えることができ、トランジスタチップ１～３の過電流保護の精度を向上させることができる。
なお、図１０および図１１に示したシミュレーション結果のシミュレーション条件は、寄生インダクタンスの数値をＬＵＮ＝ＬＶＮ＋ＬＮ２＝ＬＷＮ＋ＬＮ２＋ＬＮ３の関係となるように各寄生インダクタンスの大きさを設定し、トランジスタチップ１～３のそれぞれのエミッタワイヤＥＷ１、ＥＷ２およびＥＷ３の長さを、Ｎ端子ＮＴまでの水平方向の距離が近いエミッタワイヤほど長くすることと等価とした。
また、半導体パワーモジュール１００の定格としては、出力電流１０～５００Ａ、出力電圧６００～１７００Ｖを想定した。
＜実施の形態２＞
図１２は、本開示に係る実施の形態２の半導体パワーモジュール２００の構成を示す平面図であり、図１に示した実施の形態１の半導体パワーモジュール１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
図１２に示されるように、半導体パワーモジュール２００においては、コレクタ電位が異なるトランジスタチップ１～３のそれぞれのエミッタワイヤＥＷ１、ＥＷ２およびＥＷ３のワイヤ数は、Ｎ端子ＮＴまでの水平方向の距離が近いエミッタワイヤほどワイヤ数が少なくなるように構成されている。すなわち、樹脂ケースＲＣの長辺に平行な方向においてＮ端子ＮＴまでの距離が近いエミッタワイヤほど配線本数が少なくなるように構成されている。より具体的には、Ｎ端子ＮＴに最も近いエミッタワイヤＥＷ１のワイヤ数が最も少なく、Ｎ端子ＮＴに最も遠いエミッタワイヤＥＷ３のワイヤ数が最も多くなっている。
Ｎ端子ＮＴまでの水平方向の距離が近いエミッタワイヤほどワイヤ数を少なくすることで、寄生インダクタンスを揃え、配線インダクタンスを同じにすることができ、過電流保護の精度を向上させることができる。
＜実施の形態３＞
図１３は、本開示に係る実施の形態３の半導体パワーモジュール３００の構成を示す平面図であり、図１に示した実施の形態１の半導体パワーモジュール１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
図１３に示されるように、半導体パワーモジュール３００においては、コレクタ電位が異なるトランジスタチップ１～３のそれぞれのエミッタワイヤＥＷ１、ＥＷ２およびＥＷ３のワイヤ径は、Ｎ端子ＮＴまでの水平方向の距離が近いエミッタワイヤほどワイヤ径が小さくなるように構成されている。すなわち、樹脂ケースＲＣの長辺に平行な方向においてＮ端子ＮＴまでの距離が近いエミッタワイヤほどワイヤ径が小さくなるように構成されている。より具体的には、Ｎ端子ＮＴに最も近いエミッタワイヤＥＷ１のワイヤ径が最も小さく、Ｎ端子ＮＴに最も遠いエミッタワイヤＥＷ３のワイヤ径が最も大きくなっている。
Ｎ端子ＮＴまでの水平方向の距離が近いエミッタワイヤほどワイヤ径を小さくすることで、寄生インダクタンスを揃え、配線インダクタンスを同じにすることができ、過電流保護の精度を向上させることができる。
＜変形例＞
なお、以上説明した実施の形態１～３では、スイッチング素子であるトランジスタチップと還流素子であるダイオードチップを個別のチップとして示したが、スイッチング素子と還流素子を１チップ化した逆動通絶縁ゲートトランジスタ（Reverse Conducting IGBT：ＲＣ－ＩＧＢＴ）を用いた場合でも、同様の効果を奏することができる。
スイッチング素子の半導体としては、シリコン（Ｓｉ）に限定されず、炭化珪素（ＳｉＣ）および窒化ガリウム（ＧａＮ）などのワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。ワイドバンドギャップ半導体を用いたワイドバンドギャップ半導体素子は、シリコン半導体素子と比較して、小型化が可能で、耐圧性に優れ、許容電流密度も高く、また耐熱性も高いため高温動作も可能である。
また、以上説明した実施の形態１～３では、エミッタワイヤＥＷ１～ＥＷ３として、ワイヤを用いた例を示したが、リボンワイヤを用いこともできる。
＜実施の形態４＞
本実施の形態は、上述した実施の形態１～３の半導体パワーモジュール１００～３００を電力変換装置に適用したものである。
図１４は、実施の形態４に係る電力変換装置を適用した電力変換システムの構成を示すブロック図である。
図１４に示す電力変換システムは、電源１０００、電力変換装置２０００および負荷３０００で構成される。
電源１０００は、直流電源であり、電力変換装置２０００に直流電力を供給する。電源１０００は種々のもので構成することが可能であり、例えば、直流系統、太陽電池、蓄電池で構成することができるし、交流系統に接続された整流回路およびＡＣ／ＤＣコンバータで構成することとしても良い。また、電源１０００を、直流系統から出力される直流電力を所定の電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータによって構成することとしても良い。
電力変換装置２０００は、上述した実施の形態１～３の半導体パワーモジュール１００～３００の何れかを、少なくとも１個適用する。半導体パワーモジュール１００～３００のＵ端子ＵＴ、Ｖ端子ＶＴ、Ｗ端子ＷＴは、負荷３０００に接続される。
負荷３０００は、電力変換装置２０００によって直流電力から交流電力に変換された交流電力によって駆動される三相の電動機である。なお、負荷３０００は特定の用途に限られるものではなく、各種電気機器に搭載された電動機であり、例えば、ハイブリッド自動車、電気自動車、鉄道車両、エレベーター、若しくは、空調機器向けの電動機として用いられる。
本実施の形態に係る電力変換装置は、実施の形態１～３の半導体パワーモジュール１００～３００の何れかを少なくとも１個適用するため、過電流保護の精度を向上させることができる。また、半導体パワーモジュールが小型化されることで、システム全体を小型化できる。
なお、本開示は、その開示の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
１～６ トランジスタチップ、１１～１６ ダイオードチップ、ＣＣ１～ＣＣ６ 制御回路、ＮＬ，ＰＬ 主電源線、ＮＣＰ１，ＮＣＰ２，ＮＣＰ３ Ｎ側コレクタ回路パターン、ＰＣＰ Ｐ側コレクタ回路パターン、ＥＷ１，ＥＷ２，ＥＷ３ エミッタワイヤ、ＮＭ Ｎ側主電極、ＰＭ Ｐ側主電極、ＮＴ Ｎ端子、ＰＴ Ｐ端子、ＤＰ１，ＤＰ２，ＤＰ３ ダイパッド、ＣＳ センス電流端子、ＳＣ 電流センス端子。

Claims (8)

  1. パッケージ内に３相交流インバータが組み込まれた半導体パワーモジュールであって、
    前記３相交流インバータは、
    第１の電位が与えられる第１の主電源線と、前記第１の電位よりも低い第２の電位が与えられる第２の主電源線との間に直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子、第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子と、
    前記第１および第６のスイッチング素子のそれぞれに、逆並列に接続された第１の還流素子、第２の還流素子、第３の還流素子、第４の還流素子、第５の還流素子および第６の還流素子と、を有し、
    前記半導体パワーモジュールは、
    前記第４から第６のスイッチング素子をそれぞれ搭載する第１の回路パターン、第２の回路パターン、第３の回路パターンおよび前記第１から第３のスイッチング素子を搭載する第４の回路パターンと、
    前記第４から第６のスイッチング素子のそれぞれの主電極配線が共通に接続される第２の主電極と、
    前記第２の主電極に接続される第２の主電極端子と、
    前記第４の回路パターンと電気的に接続される第１の主電極と、
    前記第１の主電極に接続される第１の主電極端子と、を備え、
    前記第１から第３の回路パターンの前記第４から第６のスイッチング素子をそれぞれ搭載する第１のダイパッド、第２のダイパッドおよび第３のダイパッドは、互いに平行になるように一列に配列され、その配列方向は、前記パッケージの一辺に沿った方向であって、
    前記第２の主電極は、前記一辺に沿って延在するように設けられ、
    前記第２の主電極端子は、平面視で前記第２の主電極の延在方向の端部に設けられ、
    前記第４から第６のスイッチング素子のそれぞれの前記主電極配線は、平面視で前記第２の主電極端子までの水平方向の距離が近い前記主電極配線ほど長さが長くなるように設けられる、半導体パワーモジュール。
  2. 前記第１から第３のダイパッドは、
    前記第１のダイパッドが平面視で前記第２の主電極端子までの水平方向の距離が最も近く、前記第２のダイパッド、前記第３のダイパッドの順に前記第２の主電極端子までの水平方向の距離が遠くなると共に、前記第２の主電極端子に向けて平面視での高さが低くなるステップ状に設けられる、請求項１記載の半導体パワーモジュール。
  3. 前記第１から第６のスイッチング素子は、センス電流端子を有し、
    前記半導体パワーモジュールは、
    前記第１および第６のスイッチング素子のスイッチングをそれぞれ制御する制御回路を備え、
    前記制御回路は、
    前記第１から第６のスイッチング素子のそれぞれの前記センス電流端子から出力されるセンス電流が入力される電流センス端子を有し、入力された前記センス電流に基づいて、前記第１および第６のスイッチング素子のスイッチングを制御する、請求項１記載の半導体パワーモジュール。
  4. 前記第１の主電極端子および前記第２の主電極端子は、
    前記パッケージの前記一辺とは直交する他の一辺に沿って隣り合って設けられる、請求項１記載の半導体パワーモジュール。
  5. 前記第４から第６のスイッチング素子のそれぞれの前記主電極配線は、平面視で前記第２の主電極端子までの水平方向の距離が近い前記主電極配線ほど配線本数が少なくなるように設けられる、請求項１記載の半導体パワーモジュール。
  6. 前記第４から第６のスイッチング素子のそれぞれの前記主電極配線は、平面視で前記第２の主電極端子までの水平方向の距離が近い前記主電極配線ほど配線太さが小さくなくなるように設けられる、請求項１記載の半導体パワーモジュール。
  7. 前記第１から第６のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体素子である、請求項１記載の半導体パワーモジュール。
  8. 請求項１から請求項７の何れか１項に記載の半導体パワーモジュールを有し、入力される電力を変換して出力する電力変換装置。
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