JP2023006466A - シングルキャリアｍｉｍｏ送信装置及びシングルキャリアｍｉｍｏ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、伝送効率を向上させる。【解決手段】送信装置１のパイロット信号挿入部１４－１は、ビット系列に対して、基準となるＵＷ1を挿入する。パイロット信号挿入部１４－２は、ＵＷ1を基準にして、ＵＷ1を所定量（パイロット信号系列のシンボル数を２nとした場合、２n／２）だけ巡回シフトさせたものをＵＷ2として、ビット系列に挿入する。送信装置１は、送信系統間で巡回シフトした関係となるパイロット信号を含む変調波を送信する。受信側では、基準となるＵＷ1を及び巡回シフトさせたＵＷ2を用いてＭＩＭＯチャネルを推定することができる。また、第１の送信系統では２つの連続するＵＷ1のうち後ろがＣＰを兼ね、第２の送信系統では２つの連続するＵＷ2のうち後ろがＣＰを兼ねるため、ＣＰをブロックに挿入する必要がない。【選択図】図２

Description

本発明は、放送または通信等の無線伝送システムで使用可能なシングルキャリアＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）送信装置及びシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に関し、特に、周波数領域にてチャネル等化を行うＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ（Single Carrier-Frequency Domain Equalization）方式における伝送効率の改善に関するものである。

従来、放送または通信等の固定伝送の無線伝送システムでは、一つの搬送波を用いるシングルキャリア方式が広く用いられている。一方で、移動環境での無線伝送システムでは、周波数領域でのチャネル等化をシンボル単位に行うことで高速なチャネル変動に追従可能な、複数の搬送波を用いるマルチキャリアのＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が一般的に用いられている。

ＯＦＤＭ方式は移動伝送に適しているが、シングルキャリア方式と比較して、一般に送信信号のピーク電力と平均電力の比であるＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きいため、電力増幅器の非線形歪に弱く、電力増幅器の動作点を線形性の高い領域で使用する必要がある。そのため、理想的な線形利得に対し、１ｄＢ利得が低下した点の出力レベル（Ｐ１ｄＢ）からの出力バックオフを大きくとって運用することが多く、電力効率が低くなるという課題がある。

近年、シングルキャリア方式の中でも、周波数領域にてチャネル等化（伝搬路で生じた振幅及び位相の変化を元に戻す処理）を行うＳＣ－ＦＤＥ方式が提案されている（例えば非特許文献１及び特許文献１を参照）。

ＳＣ－ＦＤＥ方式では、周波数領域でのチャネル推定及びチャネル等化を一定数の連続したシンボル単位（ブロック単位）で行うことにより、移動伝送における高速なチャネル変動に追従することができる。そのため、ＳＣ－ＦＤＥ方式は、従来の時間領域でチャネル等化を行うシングルキャリア方式よりも移動伝送に適した方式である。

一般的にＳＣ－ＦＤＥ方式では、ＯＦＤＭ方式と同じように、ガードインターバル（ＧＩ）を設けることにより、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。ＳＣ－ＦＤＥ方式を適用する受信装置は、ブロックの先頭を検出するブロック同期を行い、チャネル推定用のパイロット信号であるユニークワード（ＵＷ）（送信装置及び受信装置において既知の固定パターンの信号）及びデータを抽出する。そして、受信装置は、フーリエ変換により当該ＵＷ及びデータを周波数領域に変換してチャネル推定及びチャネル等化の処理を行う。その後、受信装置は、逆フーリエ変換によりデータを時間領域の信号に戻して、シンボル判定等の処理を行う。

このＳＣ－ＦＤＥ方式は、ＯＦＤＭ方式よりも一般的にＰＡＰＲが小さいことから、電力増幅器の出力バックオフを小さくすることが可能であり、電力増幅器の高効率な運用が可能となり、移動伝送における電力増幅器の小型化も可能となる。

さらに、複数のアンテナを用いて多くの情報を高速に無線伝送するＭＩＭＯに対応したＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式が提案されている（例えば特許文献２を参照）。ＭＩＭＯでは、送信数（多重数）に応じた複数の信号が送信され、それらの信号が互いに混ざり合った状態で受信が行われる。

したがって、受信装置において、受信信号から元の送信信号を検出するためのＭＩＭＯ検出（周波数領域のＭＩＭＯチャネル推定及び等化）が必要である。複数の送信信号を区別するために、複数のブロックに渡ってＵＷの位置関係が異なるようにアレンジがなされ、送信系統間で送信信号が直交するように工夫がなされている。

図９は、従来技術におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のＷＨ構造のシンボルブロック構成を示す図であり、送信数が２の場合を示している。送信信号ｘ₁は、送信装置における第１の送信系統から送信される信号を示しており、送信信号ｘ₂は、第２の送信系統から送信される信号を示している。

送信信号ｘ₁，ｘ₂は、ＭＩＭＯ奇数ブロック及びＭＩＭＯ偶数ブロック２つのブロックを単位として構成される。送信数が２の場合は、これらの２つのブロックを単位として、受信装置においてＭＩＭＯ検出が行われる。

送信信号ｘ₁，ｘ₂の各ブロックは、２つの連続するＵＷまたは－ＵＷ、データの後ろ部分がＣＰ（Cyclic Prefix：サイクリックプレフィックス）として挿入されたＧＩ、ＭＩＭＯブロック番号及びデータにより構成される。

ＵＷ及び－ＵＷは、チャネル推定に用いるパイロット信号である。ＵＷは、送受信間で既知の固定パターンからなり、時間領域及び周波数領域にて振幅が一定のZadoff-Chu系列といった周期的自己相関特性に優れたCAZAC（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation）系列等が用いられる。ＣＰは、データの後ろ部分をコピーした情報である。

ＭＩＭＯブロック番号は、受信装置が正しくＭＩＭＯ検出を行うために、複数ブロックのそれぞれがどこから始まるのかを識別するための情報である。ＭＩＭＯブロック番号により、１番目のＭＩＭＯ奇数ブロックと２番目のＭＩＭＯ偶数ブロックとが、ＭＩＭＯの信号分離が行われる前に識別される。

ＭＩＭＯ奇数ブロックには、１に対応する値を差動変調したシンボル系列がＭＩＭＯブロック番号として設定され、ＭＩＭＯ偶数ブロックには、２に対応する値を差動変調したシンボル系列がＭＩＭＯブロック番号として設定される。差動変調としては、例えばＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）等の遅延検波が可能な方式が用いられる。

ＭＩＭＯブロック番号は、前述の差動変調方式を用いて生成され、等化対象のシンボル系列内に配置される。これにより、ＵＷの位置関係の識別精度及び伝送効率を向上させることができる（例えば特許文献３を参照）。

図９に示すとおり、連続した２つのブロックのうち一方のブロックにおいて、ＵＷが２つの送信系統で設定され、他方のブロックにおいて、ＵＷが一方の送信系統で設定され、かつ－ＵＷが他方の送信系統で設定されるように、アレンジされている。

これにより、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式では、前述の特許文献１のＳＣ－ＦＤＥ方式を用いるＳＩＳＯ（Single Input Single Output）（ＳＩＳＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式）よりも、伝送レートを向上させることができる。

特許第５６２４５２７号公報 特許第６６１２１０６号公報 特開２０１９－１４０５９０号公報

D.Falconer, et al.,"Frequency domain equalization for single－carrier broadband wireless systems",IEEE Commun. Mag., Vol.40, pp.58-66, April 2002.

しかしながら、前述の特許文献２のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式では、等化対象の信号に対してＣＰが個別に付加されているのに対し、前述の特許文献１のＳＩＳＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式では、ＣＰが付加されていない。

そのため、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式は、ＳＩＳＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式に比べ、送信信号に対するデータの割合（データ効率）が低い。ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式では、伝送効率を向上させることが所望されていた。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、伝送効率を向上させることが可能なシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置及びシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、複数の送信アンテナを備え、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統のそれぞれについて、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のブロックを生成し、送信系統毎の前記ブロックの変調波を、前記送信アンテナを介して送信するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、送信対象のデータの符号化ビット系列に対して、前記複数の送信系統に振分けを行う系統間振分け部と、前記系統間振分け部により振分けられた前記送信対象のデータの符号化ビット系列に対して、所定の変調方式によりマッピングを行い、マッピング後のビット系列を出力する送信系統毎のマッピング部と、前記マッピング部により出力された前記マッピング後のビット系列に対して、送信系統間で巡回シフトした関係となるように、２つの連続するパイロット信号を挿入し、前記２つの連続するパイロット信号及び前記送信対象のデータからなる前記ブロックを生成するパイロット信号挿入部と、を備え、周波数領域にて等化が行われるＭＩＭＯ検出範囲を、１番目の前記ブロックに含まれる前記送信対象のデータから、これに続く２番目の前記ブロックに含まれる先頭のパイロット信号までの範囲とする、ことを特徴とする。

また、請求項２のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、請求項１に記載のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、前記複数の送信系統のうち第１の送信系統の前記パイロット信号挿入部が、前記第１の送信系統における前記マッピング後のビット系列に対して、基準となる前記パイロット信号を基準パイロット信号として挿入し、前記第１の送信系統の前記ブロックを生成し、前記複数の送信系統のうち他の送信系統の前記パイロット信号挿入部が、前記基準パイロット信号を当該他の送信系統に応じたシンボル数だけ巡回シフトさせたものを巡回パイロット信号として、前記他の送信系統における前記マッピング後のビット系列に対して、前記巡回パイロット信号を挿入し、前記他の送信系統の前記ブロックを生成する、ことを特徴とする。

また、請求項３のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、請求項２に記載のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、前記基準パイロット信号のシンボル数を２ⁿ（ｎは正の整数）として、前記複数の送信系統の数を２とした場合、前記他の送信系統の前記パイロット信号挿入部にて用いる前記巡回パイロット信号における巡回シフトのシンボル数を、２ⁿ／２とし、前記複数の送信系統の数を４とした場合、前記他の送信系統のそれぞれの前記パイロット信号挿入部にて用いる前記巡回パイロット信号における巡回シフトのシンボル数を、２ⁿ×１／４，２ⁿ×２／４，２ⁿ×３／４とする、ことを特徴とする。

さらに、請求項４のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置は、単数または複数の受信アンテナを備え、シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナから送信された変調波を、前記単数または複数の受信アンテナを介して対応する単数または複数の受信系統にて受信し、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のブロックが多重された受信信号に含まれる受信パイロット信号に基づいてＭＩＭＯチャネルを推定し、周波数領域にて等化を行うシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、前記ブロックを、２つの連続するパイロット信号及びデータからなるものとし、ＭＩＭＯ検出範囲を、１番目の前記ブロックに含まれるデータから、これに続く２番目の前記ブロックに含まれる先頭のパイロット信号までの範囲として、前記受信信号から、前記シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置の送信系統間で巡回シフトした関係となるように挿入された前記パイロット信号が多重された前記受信パイロット信号を抽出し、前記受信パイロット信号を用いて、前記ＭＩＭＯチャネルを推定する受信系統毎のＭＩＭＯチャネル推定部と、前記ＭＩＭＯ検出範囲をフーリエ変換し、周波数領域の信号を出力する受信系統毎のフーリエ変換部と、前記ＭＩＭＯチャネル推定部により推定された前記ＭＩＭＯチャネル、及び前記フーリエ変換部により出力された前記周波数領域の信号を用いて、周波数領域にてＭＩＭＯチャネル等化を行う周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部と、を備え、前記ＭＩＭＯチャネル推定部が、前記受信パイロット信号をフーリエ変換することで、前記受信パイロット信号の周波数特性を求め、前記受信パイロット信号の周波数特性及び前記巡回シフトした関係の前記パイロット信号の周波数特性に基づいて、逆フーリエ変換により前記ＭＩＭＯチャネルのチャネル応答毎に異なる遅延時間の信号を生成し、前記遅延時間の信号をフーリエ変換することで、前記ＭＩＭＯチャネルを求める、ことを特徴とする。

また、請求項５のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置は、請求項４に記載のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、前記ＭＩＭＯチャネル推定部が、前記受信パイロット信号をフーリエ変換することで、前記受信パイロット信号の周波数特性を求め、前記受信パイロット信号の周波数特性を前記パイロット信号の周波数特性で除算することで、伝送路特性情報を求め、前記伝送路特性情報を逆フーリエ変換することで、前記パイロット信号のシンボル数に対応する遅延時間の範囲における遅延情報を求め、前記遅延時間の範囲のうち遅延時間の大きい所定範囲の遅延情報に０を設定し、前記０に設定後の前記遅延時間の範囲における遅延情報をフーリエ変換することで、前記ＭＩＭＯチャネルを求める、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、伝送効率を向上させることができる。

本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態において、送信数が２の場合のシンボルブロック構成を説明する図である。 本発明の実施形態において、送信数が４の場合のシンボルブロック構成を説明する図である。 本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置の概略構成を示すブロック図である。 受信処理部の概略構成を示すブロック図である。 ＭＩＭＯチャネル推定部によるチャネル応答ｈ₁₁の推定処理例を示すフローチャートである。 ＭＩＭＯチャネル推定部によるチャネル応答ｈ₁₁の推定処理例の概要を説明する図である。 従来技術及び本発明の実施形態のシンボルブロック構成を比較する図である。 従来技術におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のＷＨ構造のシンボルブロック構成を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、送信対象のデータの符号化ビット系列に対してＭＩＭＯ振分けを行い、ＭＩＭＯ振分け後の符号化ビット系列に対して、送信系統間で巡回シフトした関係となるようにパイロット信号であるＵＷを挿入し、２つの連続するパイロット信号及び送信対象のデータからなるブロックを生成する、ことを特徴とする。

また、本発明のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置は、受信信号に含まれるパイロット信号が送信系統間で巡回シフトした関係にあることを利用してＭＩＭＯチャネルを推定し、データ及びパイロット信号からなるＭＩＭＯ検出範囲に対してＭＩＭＯ検出を行う、ことを特徴とする。

これにより、送信信号の各ブロックにおいて、ＵＷをＣＰとして利用することができ、データの後ろ部分をＣＰとして挿入する必要がないため、データ効率を従来技術よりも向上させることができる。したがって、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、伝送効率を向上させることができる。

以下、本発明の実施形態について、送信数及び受信数をそれぞれ２とした２送信２受信のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式の例を挙げて説明するが、送信数及び受信数を増やすことが可能である。

〔シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置〕
まず、本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置について説明する。図１は、本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置の概略構成を示すブロック図である。

この送信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置）１は、後述する図４に示す受信装置２にて周波数領域でのＭＩＭＯ検出が可能な信号を生成し、複数のアンテナ（送信アンテナ２０－１，２０－２）を用いて情報を無線伝送するシングルキャリア方式の伝送装置として構成される。

この送信装置１は、送信前処理部１０、系統間振分け部１１、内インタリーブ部１２－１，１２－２、マッピング部１３－１，１３－２、パイロット信号挿入部１４－１，１４－２、帯域制限フィルタ部１５－１，１５－２、デジタル直交変調部１６－１，１６－２、ＤＡ変換部１７－１，１７－２、送信高周波部１８－１，１８－２及び送信アンテナ２０－１，２０－２を備えている。

内インタリーブ部１２－１、マッピング部１３－１、パイロット信号挿入部１４－１、帯域制限フィルタ部１５－１、デジタル直交変調部１６－１、ＤＡ変換部１７－１、送信高周波部１８－１及び送信アンテナ２０－１により第１の送信系統が構成される。また、内インタリーブ部１２－２、マッピング部１３－２、パイロット信号挿入部１４－２、帯域制限フィルタ部１５－２、デジタル直交変調部１６－２、ＤＡ変換部１７－２、送信高周波部１８－２及び送信アンテナ２０－２により第２の送信系統が構成される。

送信前処理部１０は、伝送すべき情報ビット系列（送信対象のデータ）に対して、エネルギー拡散処理、誤り訂正符号化処理及びインタリーブ処理等の前処理を行い、符号化ビット系列を生成し、符号化ビット系列を系統間振分け部１１に出力する。この前処理は、任意のエネルギー拡散処理、誤り訂正符号化処理及びインタリーブ処理等を適用することができる。

系統間振分け部１１は、送信前処理部１０から符号化ビット系列を入力し、符号化ビット系列に対して、２つの送信系統にビットの振分けを行い、ビット振分け後の符号化ビット系列を内インタリーブ部１２－１，１２－２に出力する。このビット振分けは、送信数に応じて行われ、受信側の逆振分けと対応していれば、任意のパターンで振分けることができる。

内インタリーブ部１２－１は、系統間振分け部１１からビット振分け後の符号化ビット系列を入力し、ビット振分け後の符号化ビット系列に対して、ビットインタリーブ及び時間インタリーブ等の内インタリーブ処理を行う。そして、内インタリーブ部１２－１は、内インタリーブ後の符号化ビット系列をマッピング部１３－１に出力する。内インタリーブ部１２－２は、内インタリーブ部１２－１と同様の処理を行う。

マッピング部１３－１は、内インタリーブ部１２－１から内インタリーブ後の符号化ビット系列を入力し、内インタリーブ処理後の符号化ビット系列に対して、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、１６ＡＰＳＫ等の所定の変調方式でマッピングを行う。そして、マッピング部１３－１は、マッピング後のビット系列をパイロット信号挿入部１４－１に出力する。マッピング部１３－２は、マッピング部１３－１と同様の処理を行う。

パイロット信号挿入部１４－１は、マッピング部１３－１からマッピング後のビット系列を入力する。そして、パイロット信号挿入部１４－１は、マッピング後のビット系列に対して、後述する図２に示すブロック構成となるように、すなわち送信系統間（第２の送信系統との間）で巡回シフトした関係となるように、２つの連続するパイロット信号を挿入し、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを単位としたシンボル系列を生成する。

パイロット信号挿入部１４－１は、送信系統間で巡回シフトした関係となるパイロット信号が挿入されたＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列を帯域制限フィルタ部１５－１に出力する。

パイロット信号挿入部１４－２は、パイロット信号挿入部１４－１と同様の処理を行う。すなわち、パイロット信号挿入部１４－２は、マッピング後のビット系列に対して、送信系統間（第１の送信系統との間）で巡回シフトした関係となるように、２つの連続するパイロット信号を挿入し、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを単位としたシンボル系列を生成する。

パイロット信号挿入部１４－２は、送信系統間で巡回シフトした関係となるパイロット信号が挿入されたＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列を帯域制限フィルタ部１５－２に出力する。

例えばパイロット信号挿入部１４－１は、マッピング後のビット系列に対して、基準となる第１の送信系統のパイロット信号（基準パイロット信号、ＵＷ₁）を挿入する。この場合、パイロット信号挿入部１４－２は、第１の送信系統のパイロット信号（ＵＷ₁）を基準にして、当該パイロット信号を所定量だけ巡回シフトさせたものを第２の送信系統のパイロット信号（巡回パイロット信号、ＵＷ₂）として、マッピング後のビット系列に対して挿入する。

ここで、基準となるパイロット信号は、送受信間で既知の固定パターンであり、Zadoff-Chu系列等の時間領域及び周波数領域で振幅が一定で、周期的自己相関特性に優れたConstant Amplitude Zero Auto-Correlation（CAZAC）系列等を用いることができる。

パイロット信号のシンボル数は２の累乗であり、かつ、周波数領域にてＭＩＭＯチャネル等化が行われるＭＩＭＯ検出範囲のシンボル数も２の累乗であり、ＭＩＭＯ検出範囲は、データシンボル系列及びパイロット信号系列からなるものとする。

図２は、本発明の実施形態において、送信数が２の場合のシンボルブロック構成を説明する図である。送信信号ｘ₁は、送信装置１における第１の送信系統から送信される信号であり、送信信号ｘ₂は、第２の送信系統から送信される信号である。

図２に示すように、送信信号ｘ₁のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックは、２つの連続するパイロット信号系列のＵＷ₁及びデータシンボル系列から構成される。また、送信信号ｘ₂のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックは、２つの連続するパイロット信号系列のＵＷ₂及びデータシンボル系列から構成される。

この場合のＭＩＭＯ検出範囲は、１番目のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに含まれるデータシンボル系列、及びこれに続く２番目のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに含まれる先頭のパイロット信号系列のＵＷ₁またはＵＷ₂までの範囲である。

パイロット信号系列のシンボル数を２の累乗である２ⁿ＝２⁸＝２５６シンボルとし、ＭＩＭＯ検出範囲のシンボル数を２の累乗である２０４８シンボルとすると、データシンボル系列のシンボル数は１７９２シンボルとなる。

パイロット信号挿入部１４－１により、ビット系列に対して、基準となるパイロット信号であるＵＷ₁が挿入されるものとする。そうすると、パイロット信号挿入部１４－２により、基準となるＵＷ₁を２ⁿ／２＝２⁸／２＝１２８シンボルだけ巡回シフトさせたものをＵＷ₂として、ＵＷ₂がビット系列に対して挿入される。

ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式では、等化対象の信号であるＭＩＭＯ検出範囲の後ろの部分をＣＰとして、当該ＭＩＭＯ検出範囲の前の個所に挿入する必要がある。

図２の例では、送信信号ｘ₁において、２つの連続するＵＷ₁のうち後ろ（２番目）のＵＷ₁がＣＰを兼ねており、送信信号ｘ₂において、２つの連続するＵＷ₂のうち後ろ（２番目）のＵＷ₂がＣＰを兼ねている。このため、ＣＰをＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに挿入する必要がない。これにより、伝送効率を改善できると共に、ＣＰを取り扱う必要がなく、処理負荷を低減することができる。

このように、パイロット信号系列のシンボル数を２ⁿとすると、送信数が２の場合、基準となるパイロット信号であるＵＷ₁に対する巡回シフト量は２ⁿ／２である。つまり、第２の送信系統において、ＵＷ₁に対して巡回シフト量２ⁿ／２だけ巡回シフトさせたＵＷ₂が、ビット系列に対して挿入される。ｎは正の整数である。

図３は、本発明の実施形態において、送信数が４の場合のシンボルブロック構成を説明する図である。送信信号ｘ₁～ｘ₄は、送信装置１における第１～４の送信系統からそれぞれ送信される信号である。

送信信号ｘ₁～ｘ₄のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックは、図２と同様に、２つの連続するパイロット信号系列のＵＷ₁～ＵＷ₄及びデータシンボル系列から構成される。

図２と同様に、パイロット信号系列のシンボル数を２ⁿ＝２⁸＝２５６シンボルとし、ＭＩＭＯ検出範囲のシンボル数を２０４８シンボルとすると、データシンボル系列のシンボル数は１７９２シンボルとなる。

第１の送信系統のパイロット信号挿入部１４－１により、ビット系列に対して、基準となるパイロット信号であるＵＷ₁が挿入されるものとする。そうすると、第２の送信系統のパイロット信号挿入部１４－２により、基準となるＵＷ₁を２ⁿ×１／４＝２５６×１／４＝６４シンボルだけ巡回シフトさせたものをＵＷ₂として、ＵＷ₂がビット系列に対して挿入される。

また、第３の送信系統のパイロット信号挿入部１４－３により、基準となるＵＷ₁を２ⁿ×２／４＝２５６×２／４＝１２８シンボルだけ巡回シフトさせたものをＵＷ₃として、ＵＷ₃がビット系列に対して挿入される。さらに、第４の送信系統のパイロット信号挿入部１４－４により、基準となるＵＷ₁を２ⁿ×３／４＝２５６×３／４＝１９２シンボルだけ巡回シフトさせたものをＵＷ₄として、ＵＷ₄がビット系列に対して挿入される。

図３の例では、図２の場合と同様に、送信信号ｘ₁において、２つの連続するＵＷ₁のうち後ろ（２番目）のＵＷ₁がＣＰを兼ねており、送信信号ｘ₂において、２つの連続するＵＷ₂のうち後ろ（２番目）のＵＷ₂がＣＰを兼ねている。また、送信信号ｘ₃において、２つの連続するＵＷ₃のうち後ろ（２番目）のＵＷ₃がＣＰを兼ねており、送信信号ｘ₄において、２つの連続するＵＷ₄のうち後ろ（２番目）のＵＷ₄がＣＰを兼ねている。

このため、ＣＰをＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに挿入する必要がない。これにより、伝送効率を改善できると共に、ＣＰを取り扱う必要がなく、処理負荷を低減することができる。

このように、パイロット信号系列のシンボル数を２ⁿとすると、送信数が４の場合、基準となるパイロット信号であるＵＷ₁に対する巡回シフト量は、第２の送信系統（ＵＷ₂）では２ⁿ×１／４であり、第３の送信系統（ＵＷ₃）では２ⁿ×２／４である。また、第４の送信系統（ＵＷ₄）では２ⁿ×３／４である。

つまり、第２～４の送信系統において、ＵＷ₁に対してそれぞれ巡回シフト量２ⁿ×１／４，２ⁿ×２／４，２ⁿ×３／４だけ巡回シフトさせたＵＷ₂～ＵＷ₄が、ビット系列に対して挿入される。

尚、送信数が８の例では、第２～８の送信系統におけるＵＷ₂～ＵＷ₈としては、ＵＷ₁に対してそれぞれ巡回シフト量２ⁿ×１／８，２ⁿ×２／８，２ⁿ×３／８，・・・，２ⁿ×７／８だけ巡回シフトさせた信号が用いられる。

また、図３に示した送信数が４の例では、第２～４の送信系統におけるＵＷ₂～ＵＷ₄は、ＵＷ₁に対してそれぞれ巡回シフト量２ⁿ×１／４，２ⁿ×２／４，２ⁿ×３／４だけ巡回シフトさせた信号とするようにした。これに対し、第１～４の送信系統にて用いるパイロット信号は、ＵＷ₁，ＵＷ₂，ＵＷ₃，ＵＷ₄の組み合わせにおいて、後述する図４に示す受信装置２との間でその組み合わせが共有されていれば、どのような組み合わせであってもよい。例えば、第１の送信系統にて用いるパイロット信号をＵＷ₄、第２の送信系統にて用いるパイロット信号をＵＷ₃、第３の送信系統にて用いるパイロット信号をＵＷ₂、第４の送信系統にて用いるパイロット信号をＵＷ₁としてもよい。

また、図２に示した送信数が２の例では、巡回シフト量を２ⁿ／２とし、図３に示した送信数が４の例では、巡回シフト量を２ⁿ×１／４，２ⁿ×２／４，２ⁿ×３／４とした。すなわち、巡回シフト量は、パイロット信号のシンボル数である２ⁿを送信数で除算し、除算結果に対して送信系統の残りの数（送信数が２の場合は１、送信数が４の場合は１，２，３）をそれぞれ乗算することで得られる。本発明の巡回シフト量は、必ずしもこれらの数値である必要はなく、任意の巡回シフト量であってもよい。

しかしながら、巡回シフト量が例えばこれらの数値よりも小さい場合は、受信側のＭＩＭＯチャネル推定の際に、推定可能な遅延波の最大遅延時間が短くなってしまい、精度の高いＭＩＭＯチャネルを推定することができない。このため、巡回シフト量を、送信数が２の場合は２ⁿ／２、送信数が４の場合は２ⁿ×１／４等とすることで、検出可能な最大の遅延時間を得ることができ、結果として精度の高いＭＩＭＯチャネルを推定することができる。

図１に戻って、帯域制限フィルタ部１５－１は、パイロット信号挿入部１４－１からＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列を入力する。そして、帯域制限フィルタ部１５－１は、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列に対して、２倍のアップサンプリングを行い、帯域制限フィルタ処理による波形整形を行う。帯域制限フィルタ部１５－１は、波形整形後のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列をデジタル直交変調部１６－１に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。帯域制限フィルタ部１５－２は、帯域制限フィルタ部１５－１と同様の処理を行う。

デジタル直交変調部１６－１は、帯域制限フィルタ部１５－１から波形整形後のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列を入力する。そして、デジタル直交変調部１６－１は、波形整形後のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列に対して、デジタル直交変調処理を行う。

また、デジタル直交変調部１６－１は、ＤＡ変換部１７－１におけるデジタル／アナログ変換によるアパーチャ効果を補正するためのアパーチャ補正を行う。デジタル直交変調部１６－１は、直交変調後の信号をＤＡ変換部１７－１に出力する。デジタル直交変調部１６－２は、デジタル直交変調部１６－１と同様の処理を行う。

ＤＡ変換部１７－１は、デジタル直交変調部１６－１から直交変調後の信号を入力し、直交変調後の信号であるデジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を送信高周波部１８－１に出力する。ＤＡ変換部１７－２は、ＤＡ変換部１７－１と同様の処理を行う。

送信高周波部１８－１は、ＤＡ変換部１７－１からアナログ信号を入力し、アナログ信号の周波数を無線周波数に変換し、電力増幅器にて規定の電力になるように増幅し、送信アンテナ２０－１から変調波を送信する。送信高周波部１８－２は、送信高周波部１８－１と同様の処理を行い、送信アンテナ２０－２から変調波を送信する。

以上のように、本発明の実施形態による送信装置１によれば、パイロット信号挿入部１４－１，１４－２は、送信系統間で巡回シフトした関係となるように、所定のパイロット信号を挿入し、図２に示したＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列を生成する。

具体的には、パイロット信号挿入部１４－１は、ビット系列に対して、基準となるパイロット信号であるＵＷ₁を挿入する。また、パイロット信号挿入部１４－２は、ＵＷ₁を基準にして、ＵＷ₁を所定量（パイロット信号系列のシンボル数を２ⁿとした場合、２ⁿ／２）だけ巡回シフトさせたものをＵＷ₂として、ビット系列に対して挿入する。

そして、送信装置１から、送信系統間で巡回シフトした関係となるパイロット信号を含む変調波が送信される。

図８は、従来技術及び本発明の実施形態におけるシンボルブロック構成を比較する図である。図８（１）は、図９に示した従来技術と同じシンボルブロック構成であり、図８（２）は、図２に示した本発明の実施形態のシンボルブロック構成を示している。

図８（１）から、従来技術では、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックにＣＰ及びＭＩＭＯブロック番号が挿入されている。これに対し、本発明の実施形態では、ＵＷ₁，ＵＷ₂がＣＰを兼ねており、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックにＣＰ及びＭＩＭＯブロック番号が挿入されていない。

本発明の実施形態では、送信系統間で巡回シフトした関係となるパイロット信号を含む送信信号ｘ₁，ｘ₂が生成され、変調信号として送信される。これにより、受信側にて、後述する図６及び図７に示すとおり、基準となるパイロット信号及び巡回シフトさせたパイロット信号を用いてＭＩＭＯチャネルを推定することができる。そして、データシンボル系列及びパイロット信号系列からなるＭＩＭＯ検出範囲を等化することができる。

このように、本発明の実施形態では、第１の送信系統では２つの連続するＵＷ₁のうち後ろのＵＷ₁がＣＰを兼ね、第２の送信系統では２つの連続するＵＷ₂のうち後ろのＵＷ₂がＣＰを兼ねるため、従来技術におけるＣＰをブロックに挿入する必要がない。

また、従来技術では、２ブロック毎にＭＩＭＯチャネルが推定されるため、２ブロック毎にＭＩＭＯチャネル等化が行われる。本発明の実施形態では、ＭＩＭＯ検出範囲は、データシンボル系列及びこれに続くパイロット信号系列のＵＷ₁またはＵＷ₂までの範囲であり、ブロック毎にＭＩＭＯチャネルが推定されるため、１ブロック毎にＭＩＭＯチャネル等化が行われる。このため、本発明の実施形態では、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックにＭＩＭＯブロック番号を挿入する必要がない。

つまり、本発明の実施形態では、それぞれの送信系統において、ＭＩＭＯ検出範囲の後ろの部分をＣＰとして挿入する必要がなく、ＭＩＭＯブロック番号も挿入する必要がないため、伝送効率を改善できると共に、処理負荷を低減することができる。

したがって、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、有効なデータの割合が全送信信号に対して増えるため、同一のシンボルレートで比較した場合に、従来技術よりも伝送レートを高くすることができ、伝送効率を向上させることができる。

〔シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置〕
次に、本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置について説明する。図４は、本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置の概略構成を示すブロック図である。

この受信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置）２は、図１に示した送信装置１の複数の送信アンテナ２０－１，２０－２から伝送された変調波を、複数のアンテナ（受信アンテナ３０－１，３０－２）で受信し、ＭＩＭＯ検出（周波数領域のＭＩＭＯチャネル推定及び等化）を行う。

受信装置２は、受信アンテナ３０－１，３０－２、受信処理部４０－１，４０－２、雑音電力検出部４１－１，４１－２、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１，４２－２、フーリエ変換部４３－１，４３－２、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４、逆フーリエ変換部４５－１，４５－２、シンボル判定／尤度計算部４６－１，４６－２、内デインタリーブ部４７－１，４７－２及び復号部４８を備えている。

図５は、受信処理部４０－１の概略構成を示すブロック図である。この受信処理部４０－１は、受信高周波部５０、ＡＤ変換部５１、デジタル直交復調部５２、帯域制限フィルタ部５３及びブロック同期部５４を備えている。尚、受信処理部４０－２の構成も、図５に示すものと同様である。

受信高周波部５０は、受信アンテナ３０－１を介して受信した無線周波数の信号を、低位相雑音増幅器で所望の電力へ増幅し、その後、無線周波数を中間周波数に変換する。そして、受信高周波部５０は、中間周波数の信号をＡＤ変換部５１に出力する。

ＡＤ変換部５１は、受信高周波部５０から中間周波数の信号を入力し、中間周波数の信号であるアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号をデジタル直交復調部５２に出力する。

デジタル直交復調部５２は、ＡＤ変換部５１からデジタル信号を入力し、デジタル信号に対して、自動周波数制御を行い、周波数ずれを補正しながら、直交復調した複素ベースバンド信号を生成する。そして、デジタル直交復調部５２は、周波数補正後の複素ベースバンド信号を帯域制限フィルタ部５３に出力する。

帯域制限フィルタ部５３は、デジタル直交復調部５２から周波数補正後の複素ベースバンド信号を入力し、周波数補正後の複素ベースバンド信号に対して、フィルタ処理による帯域制限を行う。そして、帯域制限フィルタ部５３は、帯域制限後の複素ベースバンド信号をブロック同期部５４に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。

ブロック同期部５４は、帯域制限フィルタ部５３から帯域制限後の複素ベースバンド信号を入力し、帯域制限後の複素ベースバンド信号に対して、ＵＷの部分のＩＱ信号を基準としてＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックの同期タイミングを検出する。そして、ブロック同期部５４は、同期タイミングが検出されたＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを雑音電力検出部４１－１、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１及びフーリエ変換部４３－１に出力する。

図４に戻って、雑音電力検出部４１－１は、受信処理部４０－１のブロック同期部５４からＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを入力し、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを用いて、受信信号の雑音電力ｎ₁を測定し、雑音電力ｎ₁を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４に出力する。雑音電力検出部４１－２は、雑音電力検出部４１－１と同様の処理を行い、雑音電力ｎ₂を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４に出力する。

ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、受信処理部４０－１のブロック同期部５４からＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを入力する。そして、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、ブロック同期部５４により検出された同期タイミングの位置（同期位置）を基準に、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに含まれる時間領域のパイロット信号を抽出する。

ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、パイロット信号をフーリエ変換する等のＭＩＭＯチャネル推定処理を行い、ＭＩＭＯチャネル（チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂）を推定し、チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４に出力する。

ＭＩＭＯチャネル推定部４２－２は、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１と同様の処理を行い、ＭＩＭＯチャネル（チャネル応答ｈ₂₁，ｈ₂₂）を推定し、チャネル応答ｈ₂₁，ｈ₂₂を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４に出力する。

つまり、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１，４２－２は、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに対して、同期位置を基準に、２箇所の時間領域のパイロット信号に対してフーリエ変換等のＭＩＭＯチャネル推定処理を行い、ＭＩＭＯチャネルを推定する。２箇所の時間領域のパイロット信号は、後述する図７の上部に示す受信信号ｙ₁，ｙ₂における受信パイロット信号（点線で囲まれた箇所）である。

図６は、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１によるチャネル応答ｈ₁₁の推定処理例を示すフローチャートであり、図７は、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１によるチャネル応答ｈ₁₁の推定処理例の概要を説明する図である。

図７に示すように、送信アンテナ２０－１から受信アンテナ３０－１までの間の伝送路のチャネル応答をｈ₁₁、送信アンテナ２０－２から受信アンテナ３０－１までの間の伝送路のチャネル応答をｈ₁₂とする。また、送信アンテナ２０－１から受信アンテナ３０－２までの間の伝送路のチャネル応答をｈ₂₁、送信アンテナ２０－２から受信アンテナ３０－２までの間の伝送路のチャネル応答をｈ₂₂とする。

ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、ブロック同期部５４からＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを入力する（ステップＳ６０１）。そして、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、同期位置を基準に、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックの所定位置からパイロット信号のシンボル長の受信パイロット信号を抽出する（ステップＳ６０２）。

このステップＳ６０２の処理にて抽出される受信パイロット信号は、図７に示す受信信号ｙ₁の点線で囲まれた個所の信号であり、図１に示した送信装置１の送信系統間で巡回シフトした関係となるように挿入された送信系統毎のパイロット信号（ＵＷ₁，ＵＷ₂）が多重された信号である。

ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、時間領域の受信パイロット信号をフーリエ変換（ＦＦＴ）することで、周波数領域の受信パイロット信号（受信パイロット信号の周波数特性）を求める（ステップＳ６０３）。

ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、受信パイロット信号の周波数特性を、パイロット信号であるＵＷ₁の周波数特性で除算することで、伝送路特性情報を求める（ステップＳ６０４）。ＵＷ₁の周波数特性は、図１に示した送信装置１のパイロット信号挿入部１４－１により挿入されるＵＷ₁（送信ＵＷ₁）をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号であり、予め設定される。

伝送路特性情報は、例えば図７の左下部に示す特性となる。この特性は、横軸が周波数、縦軸が伝送路特性の電力を示す。この伝送路特性情報には、チャネル応答ｈ₁₁の成分が含まれると共に、パイロット信号のシンボル長を２５６とした場合の１２８シンボル分位相回転したチャネル応答ｈ₁₂の成分が含まれる。受信パイロット信号にはＵＷ₁及びＵＷ₂が混ざり合っており、ＵＷ₂は、ＵＷ₁を基準に、１２８シンボルだけ巡回シフトさせたパイロット信号だからである。

ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、伝送路特性情報（チャネル応答ｈ₁₁の成分、及び１２８シンボル分位相回転したチャネル応答ｈ₁₂の成分が含まれる伝送路特性情報）を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することで、時間領域の信号（遅延情報）を求める（ステップＳ６０５）。

遅延情報は、例えば図７の中央下部に示す特性となる。この特性は、横軸が遅延時間、縦軸が遅延波の電力を示す。ステップＳ６０３におけるフーリエ変換の範囲（ＦＦＴ範囲）、ステップＳ６０５における逆フーリエ変換の範囲（ＩＦＦＴ範囲）及び後述するステップＳ６０７におけるフーリエ変換の範囲（ＦＦＴ範囲）におけるシンボル数は同じである。

ここで、フーリエ変換及び逆フーリエ変換の範囲を、パイロット信号のシンボル数である２５６シンボルとする（実際には、例えば２倍アップサンプリングされた５１２シンボルである）。そうすると、この遅延情報には、パイロット信号のシンボル数である２５６シンボルに対応する遅延時間の範囲における遅延波の情報が含まれる。つまり、この遅延情報には、０シンボルから１２７シンボルまでの遅延時間の範囲にチャネル応答ｈ₁₁の成分が含まれると共に、１２８シンボルから２５５シンボルまでの遅延時間の範囲にチャネル応答ｈ₁₂の成分が含まれる。

これは、１２８シンボルだけ巡回シフトした信号は、１２８シンボル遅延した信号と同じだからである。つまり、巡回シフトしていないＵＷ₁及び１２８シンボルだけ巡回シフトしたＵＷ₂が合成された受信パイロット信号の周波数特性に対して、巡回シフトしていないＵＷ₁の周波数特性で除算し、除算結果を逆フーリエ変換することにより、チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂の各成分を、異なる遅延時間の信号に分離することができる。

ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、遅延時間の大きい所定領域（チャネル応答ｈ₁₂の成分が含まれる領域）の遅延情報に０を設定する（ステップＳ６０６）。遅延時間の大きい所定領域は、チャネル応答ｈ₁₂の成分が含まれる領域であり、図７の中央下部に示すように、１２８シンボルから２５５シンボルまでの遅延時間の範囲である。

ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、ステップＳ６０６にて得られた遅延情報をフーリエ変換（ＦＦＴ）することで、チャネル応答ｈ₁₁を求め（ステップＳ６０７）、チャネル応答ｈ₁₁を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４に出力する（ステップＳ６０８）。チャネル応答ｈ₁₁は、例えば図７の右下部に示す特性となる。この特性は、横軸が周波数、縦軸がチャネル応答ｈ₁₁の電力を示す。

尚、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、ステップＳ６０４において、受信パイロット信号の周波数特性を、パイロット信号であるＵＷ₂の周波数特性で除算し、ステップＳ６０５～Ｓ６０７と同様の処理を行うことで、チャネル応答ｈ₁₂を求めることができる。

また、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－２は、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１と同様の処理を行うことで、チャネル応答ｈ₂₁，ｈ₂₂を求めることができる。この場合、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－２は、ステップＳ６０４において、受信パイロット信号の周波数特性を、パイロット信号であるＵＷ₁の周波数特性で除算することで、ステップＳ６０７において、チャネル応答ｈ₂₁を求める。また、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－２は、ステップＳ６０４において、受信パイロット信号の周波数特性を、パイロット信号であるＵＷ₂の周波数特性で除算することで、ステップＳ６０７において、チャネル応答ｈ₂₂を求める。

図４に戻って、フーリエ変換部４３－１は、受信処理部４０－１のブロック同期部５４からＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを入力する。そして、フーリエ変換部４３－１は、連続したＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックから時間領域のＭＩＭＯ検出範囲のデータシンボル系列及びパイロット信号系列を抽出し、これらのシンボル系列を周波数領域にフーリエ変換する。

フーリエ変換部４３－１は、周波数領域の信号ｒ₁（ｆ）を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４に出力する。

図２に示した例では、データシンボル系列及びパイロット信号系列からなる２０４８シンボルのＭＩＭＯ検出範囲がフーリエ変換される。

フーリエ変換部４３－２は、フーリエ変換部４３－１と同様の処理を行い、周波数領域の信号ｒ₂（ｆ）を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４に出力する。

周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４は、雑音電力検出部４１－１から雑音電力ｎ₁を入力すると共に、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１からチャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂を入力し、さらにフーリエ変換部４３－１から周波数領域の信号ｒ₁（ｆ）を入力する。また、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４は、雑音電力検出部４１－２から雑音電力ｎ₂を入力すると共に、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－２からチャネル応答ｈ₂₁，ｈ₂₂を入力し、さらにフーリエ変換部４３－２から周波数領域の信号ｒ₂（ｆ）を入力する。

周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４は、雑音電力ｎ₁，ｎ₂、チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂及び周波数領域の信号ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ）に基づいて、周波数領域の信号ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ）に混ざり合った送信信号ｘ₁，ｘ₂を、ゼロフォーシング（ZF）基準または最小平均二乗誤差（MMSE）基準等を用いて等化（分離）する。

すなわち、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４は、ＭＩＭＯチャネルＨ、並びにデータシンボル系列及びパイロット信号系列（及び雑音電力）を用いて、混ざり合った送信信号ｘ₁，ｘ₂を等化する。

周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４は、送信信号ｘ₁に対応する等化後の周波数領域の信号ｘ₁^（ｆ）を逆フーリエ変換部４５－１に出力すると共に、送信信号ｘ₂に対応する等化後の周波数領域の信号ｘ₂^（ｆ）を逆フーリエ変換部４５－２に出力する。

例えばゼロフォーシング基準を用いる場合、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４は、ＭＩＭＯチャネルＨ（チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂）及び周波数領域の信号ｒ（ｆ）（ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ））に基づいて、以下の式にてＭＩＭＯチャネル等化を行い、等化後の周波数領域の信号ｘ^（ｆ）（ｘ₁^（ｆ），ｘ₂^（ｆ））を求める。
［数１］

［数２］

また、最小平均二乗誤差基準を用いる場合、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４は、雑音電力σ²、ＭＩＭＯチャネルＨ（チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂）及び周波数領域の信号ｒ（ｆ）（ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ））に基づいて、以下の式にてＭＩＭＯチャネル等化を行い、等化後の周波数領域の信号ｘ^（ｆ）（ｘ₁^（ｆ），ｘ₂^（ｆ））を求める。雑音電力σ²は、雑音電力ｎ₁，ｎ₂に基づいて算出される。
［数３］

ここで、周波数領域の信号ｒ（ｆ）は、以下の式にて表される。
［数４］

また、等化後の周波数領域の信号ｘ^（ｆ）は、以下の式にて表される。
［数５］

送信数をＮ_t、受信数をＮ_r、Ｎ_r次単位行列をＩ_Nrとする。

逆フーリエ変換部４５－１は、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４から、送信信号ｘ₁に対応する等化後の周波数領域の信号ｘ₁^（ｆ）を入力する。そして、逆フーリエ変換部４５－１は、データシンボル系列及びパイロット信号系列からなる等化後の周波数領域の信号ｘ₁^（ｆ）を時間領域に変換し、送信信号ｘ₁に対応する時間領域の信号をシンボル判定／尤度計算部４６－１に出力する。逆フーリエ変換部４５－２は、逆フーリエ変換部４５－１と同様の処理を行う。

シンボル判定／尤度計算部４６－１は、逆フーリエ変換部４５－１から送信信号ｘ₁に対応する時間領域の信号を入力し、当該時間領域の信号からデータシンボル系列を抽出し、データシンボル系列に対してデマッピング及び尤度計算を行う。

シンボル判定／尤度計算部４６－１は、データシンボル系列を構成する情報ビット系列（誤り訂正の符号化が施されているデータ）に対応した送信信号ｘ₁のメトリック系列を内デインタリーブ部４７－１に出力する。メトリック系列は、硬判定後のビット系列、尤度、量子化された尤度等を用いることができる。シンボル判定／尤度計算部４６－２は、シンボル判定／尤度計算部４６－１と同様の処理を行う。

内デインタリーブ部４７－１は、シンボル判定／尤度計算部４６－１からデータシンボル系列を構成する情報ビット系列に対応した送信信号ｘ₁のメトリック系列を入力する。そして、内デインタリーブ部４７－１は、当該メトリック系列に対して、図１に示した内インタリーブ部１２－１の逆処理を行い、内デインタリーブ後の送信信号ｘ₁のメトリック系列を復号部４８に出力する。内デインタリーブ部４７－２は、内デインタリーブ部４７－１と同様の処理を行う。

復号部４８は、内デインタリーブ部４７－１から内デインタリーブ後の送信信号ｘ₁のメトリック系列を入力すると共に、内デインタリーブ部４７－２から内デインタリーブ後の送信信号ｘ₂のメトリック系列を入力する。そして、復号部４８は、これらのメトリック系列に対して、図１に示した系統間振分け部１１に対応する形で、１つの系列へ戻す処理を行う。そして、復号部４８は、図１に示した送信前処理部１０に対応するデインタリーブ処理、誤り訂正復号処理及びエネルギー逆拡散処理等を行い、これらの処理後のメトリック系列を復号し、元の情報ビット系列を出力する。

以上のように、本発明の実施形態による受信装置２によれば、図１に示した送信装置１から送信された変調波を受信する。ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１，４２－２は、受信したＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに対して、同期位置を基準に、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに含まれるパイロット信号（送信系統間で巡回シフトした関係となるように挿入されたパイロット信号）を抽出し、図６及び図７に示したフーリエ変換等のＭＩＭＯチャネル推定処理を行い、ＭＩＭＯチャネルを推定する。

具体的には、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１は、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックから受信パイロット信号を抽出してフーリエ変換し、フーリエ変換の結果である周波数特性をＵＷ₁，ＵＷ₂の周波数特性でそれぞれ除算し、除算結果である伝送路特性情報をそれぞれ逆フーリエ変換して遅延情報を求め、遅延時間の大きい所定領域（パイロット信号のシンボル数を２５６とし、フーリエ変換及び逆フーリエ変換の範囲を０から２５５のシンボルとした場合に、１２８から２５５までのシンボルに対応する時間範囲）を０に設定してそれぞれフーリエ変換することで、チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂を求める。ＭＩＭＯチャネル推定部４２－２は、ＭＩＭＯチャネル推定部４２－１と同様の処理にてチャネル応答ｈ₂₁，ｈ₂₂を求める。

フーリエ変換部４３－１，４３－２は、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックからＭＩＭＯ検出範囲のデータシンボル系列及びパイロット信号系列を抽出し、これらを周波数領域にフーリエ変換し、周波数領域の信号ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ）を求める。

周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４４は、チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂及び周波数領域の信号ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ）等に基づいて、周波数領域のＭＩＭＯチャネル等化を行い、等化後の周波数領域の信号ｘ₁^（ｆ），ｘ₂^（ｆ）を求める。

このように、本発明の実施形態では、データシンボル系列及びパイロット信号系列からなるＭＩＭＯ検出範囲が前方にずれる、または遅延波が存在する場合であっても、図８（２）に示したとおり、２つの連続するＵＷのうち後ろ（２番目）のＵＷがＣＰを兼ねるため、これらの影響を受けることがない。つまり、ＭＩＭＯチャネルを精度高く推定すると共に、ＭＩＭＯチャネル等化を精度高く行うことができる。

また、本発明の実施形態では、図６及び図７に示したとおり、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロック毎に、基準となるパイロット信号であるＵＷ₁及び巡回シフトさせたパイロット信号であるＵＷ₂を用いて、ＭＩＭＯチャネルを推定することができる。そして、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロック毎に、データシンボル系列及びパイロット信号系列からなるＭＩＭＯ検出範囲を等化することができる。

したがって、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、有効なデータの割合が全送信信号に対して増えるため、同一のシンボルレートで比較した場合に、従来技術よりも伝送レートを高くすることができ、伝送効率を向上させることができる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。

例えば前記実施形態では、送信数として２，４の例を挙げて説明したが、送信数は、２，４以外の複数であってもよい。また、前記実施形態では、受信数として２の例を挙げて説明したが、受信数は単数であってもよいし、２以外の複数であってもよい。

本発明の実施形態の送信装置１及び受信装置２は、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う放送または通信等の無線伝送システムに有用である。

１ 送信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置）
２ 受信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置）
１０ 送信前処理部
１１ 系統間振分け部
１２ 内インタリーブ部
１３ マッピング部
１４ パイロット信号挿入部
１５，５３ 帯域制限フィルタ部
１６ デジタル直交変調部
１７ ＤＡ変換部
１８ 送信高周波部
２０ 送信アンテナ
３０ 受信アンテナ
４０ 受信処理部
４１ 雑音電力検出部
４２ ＭＩＭＯチャネル推定部
４３ フーリエ変換部
４４ 周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部
４５ 逆フーリエ変換部
４６ シンボル判定／尤度計算部
４７ 内デインタリーブ部
４８ 復号部
５０ 受信高周波部
５１ ＡＤ変換部
５２ デジタル直交復調部
５４ ブロック同期部

Claims (5)

1. 複数の送信アンテナを備え、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統のそれぞれについて、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のブロックを生成し、送信系統毎の前記ブロックの変調波を、前記送信アンテナを介して送信するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、
   送信対象のデータの符号化ビット系列に対して、前記複数の送信系統に振分けを行う系統間振分け部と、
   前記系統間振分け部により振分けられた前記送信対象のデータの符号化ビット系列に対して、所定の変調方式によりマッピングを行い、マッピング後のビット系列を出力する送信系統毎のマッピング部と、
   前記マッピング部により出力された前記マッピング後のビット系列に対して、送信系統間で巡回シフトした関係となるように、２つの連続するパイロット信号を挿入し、前記２つの連続するパイロット信号及び前記送信対象のデータからなる前記ブロックを生成するパイロット信号挿入部と、を備え、
   周波数領域にて等化が行われるＭＩＭＯ検出範囲を、１番目の前記ブロックに含まれる前記送信対象のデータから、これに続く２番目の前記ブロックに含まれる先頭のパイロット信号までの範囲とする、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置。
2. 請求項１に記載のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、
   前記複数の送信系統のうち第１の送信系統の前記パイロット信号挿入部は、
   前記第１の送信系統における前記マッピング後のビット系列に対して、基準となる前記パイロット信号を基準パイロット信号として挿入し、前記第１の送信系統の前記ブロックを生成し、
   前記複数の送信系統のうち他の送信系統の前記パイロット信号挿入部は、
   前記基準パイロット信号を当該他の送信系統に応じたシンボル数だけ巡回シフトさせたものを巡回パイロット信号として、前記他の送信系統における前記マッピング後のビット系列に対して、前記巡回パイロット信号を挿入し、前記他の送信系統の前記ブロックを生成する、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置。
3. 請求項２に記載のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、
   前記基準パイロット信号のシンボル数を２ⁿ（ｎは正の整数）として、
   前記複数の送信系統の数を２とした場合、前記他の送信系統の前記パイロット信号挿入部にて用いる前記巡回パイロット信号における巡回シフトのシンボル数を、２ⁿ／２とし、
   前記複数の送信系統の数を４とした場合、前記他の送信系統のそれぞれの前記パイロット信号挿入部にて用いる前記巡回パイロット信号における巡回シフトのシンボル数を、２ⁿ×１／４，２ⁿ×２／４，２ⁿ×３／４とする、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置。
4. 単数または複数の受信アンテナを備え、シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナから送信された変調波を、前記単数または複数の受信アンテナを介して対応する単数または複数の受信系統にて受信し、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のブロックが多重された受信信号に含まれる受信パイロット信号に基づいてＭＩＭＯチャネルを推定し、周波数領域にて等化を行うシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、
   前記ブロックを、２つの連続するパイロット信号及びデータからなるものとし、ＭＩＭＯ検出範囲を、１番目の前記ブロックに含まれるデータから、これに続く２番目の前記ブロックに含まれる先頭のパイロット信号までの範囲として、
   前記受信信号から、前記シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置の送信系統間で巡回シフトした関係となるように挿入された前記パイロット信号が多重された前記受信パイロット信号を抽出し、前記受信パイロット信号を用いて、前記ＭＩＭＯチャネルを推定する受信系統毎のＭＩＭＯチャネル推定部と、
   前記ＭＩＭＯ検出範囲をフーリエ変換し、周波数領域の信号を出力する受信系統毎のフーリエ変換部と、
   前記ＭＩＭＯチャネル推定部により推定された前記ＭＩＭＯチャネル、及び前記フーリエ変換部により出力された前記周波数領域の信号を用いて、周波数領域にてＭＩＭＯチャネル等化を行う周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部と、を備え、
   前記ＭＩＭＯチャネル推定部は、
   前記受信パイロット信号をフーリエ変換することで、前記受信パイロット信号の周波数特性を求め、前記受信パイロット信号の周波数特性及び前記巡回シフトした関係の前記パイロット信号の周波数特性に基づいて、逆フーリエ変換により前記ＭＩＭＯチャネルのチャネル応答毎に異なる遅延時間の信号を生成し、前記遅延時間の信号をフーリエ変換することで、前記ＭＩＭＯチャネルを求める、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置。
5. 請求項４に記載のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、
   前記ＭＩＭＯチャネル推定部は、
   前記受信パイロット信号をフーリエ変換することで、前記受信パイロット信号の周波数特性を求め、前記受信パイロット信号の周波数特性を前記パイロット信号の周波数特性で除算することで、伝送路特性情報を求め、前記伝送路特性情報を逆フーリエ変換することで、前記パイロット信号のシンボル数に対応する遅延時間の範囲における遅延情報を求め、前記遅延時間の範囲のうち遅延時間の大きい所定範囲の遅延情報に０を設定し、前記０に設定後の前記遅延時間の範囲における遅延情報をフーリエ変換することで、前記ＭＩＭＯチャネルを求める、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置。

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