JP2023006463A - シングルキャリアｍｉｍｏ送信装置及びシングルキャリアｍｉｍｏ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、伝送効率を向上させる。【解決手段】送信装置１のパイロット信号挿入部１５－１は、パイロット信号のシンボル数が２の累乗であり（Ａ）、ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳが２の累乗であり、ａをＭＩＭＯブロック番号シンボル数、ｂをデータシンボル数、ｃをパイロット信号シンボル数、ｄをＭＩＭＯ送信数として、ＳＳ＝（ａ＋ｂ）×ｄ＋ｃ×（２×ｄ－１）であり（Ｂ）、検出対象ブロックの１番目のブロックに含まれる２つの連続するパイロット信号が同じである（ｃ）の条件を満たすように、ブロックに予め設定されたパイロット信号を挿入する。これにより、１番目のブロックに含まれる２つの連続するパイロット信号のうち後ろのパイロット信号がＣＰを兼ねることとなる。【選択図】図２

Description

本発明は、放送または通信等の無線伝送システムで使用可能なシングルキャリアＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）送信装置及びシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に関し、特に、周波数領域にてチャネル等化を行うＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ（Single Carrier-Frequency Domain Equalization）方式における伝送効率の改善に関するものである。

従来、放送または通信等の固定伝送の無線伝送システムでは、一つの搬送波を用いるシングルキャリア方式が広く用いられている。一方で、移動環境での無線伝送システムでは、周波数領域でのチャネル等化をシンボル単位に行うことで高速なチャネル変動に追従可能な、複数の搬送波を用いるマルチキャリアのＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が一般的に用いられている。

ＯＦＤＭ方式は移動伝送に適しているが、シングルキャリア方式と比較して、一般に送信信号のピーク電力と平均電力の比であるＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きいため、電力増幅器の非線形歪に弱く、電力増幅器の動作点を線形性の高い領域で使用する必要がある。そのため、理想的な線形利得に対し、１ｄＢ利得が低下した点の出力レベル（Ｐ１ｄＢ）からの出力バックオフを大きくとって運用することが多く、電力効率が低くなるという課題がある。

近年、シングルキャリア方式の中でも、周波数領域にてチャネル等化（伝搬路で生じた振幅及び位相の変化を元に戻す処理）を行うＳＣ－ＦＤＥ方式が提案されている（例えば非特許文献１及び特許文献１を参照）。

ＳＣ－ＦＤＥ方式では、周波数領域でのチャネル推定及びチャネル等化を一定数の連続したシンボル単位（ブロック単位）で行うことにより、移動伝送における高速なチャネル変動に追従することができる。そのため、ＳＣ－ＦＤＥ方式は、従来の時間領域でチャネル等化を行うシングルキャリア方式よりも移動伝送に適した方式である。

一般的にＳＣ－ＦＤＥ方式では、ＯＦＤＭ方式と同じように、ガードインターバル（ＧＩ）を設けることにより、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。ＳＣ－ＦＤＥ方式を適用する受信装置は、ブロックの先頭を検出するブロック同期を行い、チャネル推定用のパイロット信号であるユニークワード（ＵＷ）（送信装置及び受信装置において既知の固定パターンの信号）及びデータを抽出する。そして、受信装置は、フーリエ変換により当該ＵＷ及びデータを周波数領域に変換してチャネル推定及びチャネル等化の処理を行う。その後、受信装置は、逆フーリエ変換によりデータを時間領域の信号に戻して、シンボル判定等の処理を行う。

このＳＣ－ＦＤＥ方式は、ＯＦＤＭ方式よりも一般的にＰＡＰＲが小さいことから、電力増幅器の出力バックオフを小さくすることが可能であり、電力増幅器の高効率な運用が可能となり、移動伝送における電力増幅器の小型化も可能となる。

さらに、複数のアンテナを用いて多くの情報を高速に無線伝送するＭＩＭＯに対応したＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式が提案されている（例えば特許文献２を参照）。ＭＩＭＯでは、送信数（多重数）に応じた複数の信号が送信され、それらの信号が互いに混ざり合った状態で受信が行われる。

したがって、受信装置において、受信信号から元の送信信号を検出するためのＭＩＭＯ検出（周波数領域のＭＩＭＯチャネル推定及び等化）が必要である。複数の送信信号を区別するために、複数のブロックに渡ってＵＷの位置関係が異なるようにアレンジがなされ、送信系統間で送信信号が直交するように工夫がなされている。

図１０は、従来技術におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のヌル構造のシンボルブロック構成を示す図であり、送信数が２の場合を示している。送信信号ｘ₁は、送信装置における第１の送信系統から送信される信号を示しており、送信信号ｘ₂は、第２の送信系統から送信される信号を示している。

送信信号ｘ₁，ｘ₂は、ＭＩＭＯ奇数ブロック及びＭＩＭＯ偶数ブロック２つのブロックを単位として構成される。送信数が２の場合は、これらの２つのブロックを単位として、受信装置においてＭＩＭＯ検出が行われる。

送信信号ｘ₁，ｘ₂の各ブロックは、２つの連続するＵＷまたはヌルデータ、データの後ろ部分がＣＰ（Cyclic Prefix：サイクリックプレフィックス）として挿入されたＧＩ、ＭＩＭＯブロック番号及びデータにより構成される。

ＵＷ及びヌルデータは、チャネル推定に用いるパイロット信号である。ＵＷは、送受信間で既知の固定パターンからなり、時間領域及び周波数領域にて振幅が一定のZadoff-Chu系列といった周期的自己相関特性に優れたCAZAC（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation）系列等が用いられる。ＣＰは、データの後ろ部分をコピーした情報である。

ＭＩＭＯブロック番号は、受信装置が正しくＭＩＭＯ検出を行うために、複数ブロックのそれぞれがどこから始まるのかを識別するための情報である。ＭＩＭＯブロック番号により、１番目のＭＩＭＯ奇数ブロックと２番目のＭＩＭＯ偶数ブロックとが、ＭＩＭＯの信号分離が行われる前に識別される。

ＭＩＭＯ奇数ブロックには、１に対応する値を差動変調したシンボル系列がＭＩＭＯブロック番号として設定され、ＭＩＭＯ偶数ブロックには、２に対応する値を差動変調したシンボル系列がＭＩＭＯブロック番号として設定される。差動変調としては、例えばＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）等の遅延検波が可能な方式が用いられる。

ＭＩＭＯブロック番号は、前述の差動変調方式を用いて生成され、等化対象のシンボル系列内に配置される。これにより、ＵＷの位置関係の識別精度及び伝送効率を向上させることができる（例えば特許文献３を参照）。

図１１は、従来技術におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のＷＨ構造のシンボルブロック構成を示す図であり、図１０と同様に、送信数が２の場合を示している。

送信信号ｘ₁，ｘ₂の各ブロックは、２つの連続するＵＷまたは－ＵＷ、データの後ろ部分がＣＰとして挿入されたＧＩ、ＭＩＭＯブロック番号及びデータにより構成される。図１０に示したシンボルブロックとこのシンボルブロックとを比較すると、両シンボルブロックは、ＧＩ、ＭＩＭＯブロック番号及びデータを含む点で同一であるが、図１１のシンボルブロックでは、２つの連続するＵＷまたは－ＵＷを含む点で、２つの連続するＵＷまたはヌルデータを含む図１０のシンボルブロックと相違する。

図１０に示したとおり、連続した２つのブロックにおいて、ＵＷ及びヌルデータが２つの送信系統で互い違いに設定されるように、アレンジされている。また、図１１に示すとおり、連続した２つのブロックのうち一方のブロックにおいて、ＵＷが２つの送信系統で設定され、他方のブロックにおいて、ＵＷが一方の送信系統で設定され、かつ－ＵＷが他方の送信系統で設定されるように、アレンジされている。

これにより、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式では、前述の特許文献１のＳＣ－ＦＤＥ方式を用いるＳＩＳＯ（Single Input Single Output）（ＳＩＳＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式）よりも、伝送レートを向上させることができる。

特許第５６２４５２７号公報 特許第６６１２１０６号公報 特開２０１９－１４０５９０号公報

D.Falconer, et al.,"Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems",IEEE Commun. Mag., Vol.40, pp.58-66, April 2002.

しかしながら、前述の特許文献２のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式では、等化対象の信号に対してＣＰが個別に付加されているのに対し、前述の特許文献１のＳＩＳＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式では、ＣＰが付加されていない。

そのため、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式は、ＳＩＳＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式に比べ、送信信号に対するデータの割合（データ効率）が低い。ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式では、伝送効率を向上させることが所望されていた。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、伝送効率を向上させることが可能なシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置及びシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、複数の送信アンテナを備え、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統のそれぞれについて、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のブロックを生成し、送信系統毎の前記ブロックの変調波を、前記送信アンテナを介して送信するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、送信対象のデータの符号化ビット系列に対して、前記複数の送信系統に振分けを行う系統間振分け部と、前記系統間振分け部により振分けられた前記送信対象のデータの符号化ビット系列に対して、所定の変調方式によりマッピングを行い、マッピング後のビット系列を出力する送信系統毎のマッピング部と、前記マッピング部により出力された前記マッピング後のビット系列に対して、ＭＩＭＯブロック番号を所定位置に挿入し、前記ＭＩＭＯブロック番号が挿入されたシンボル系列を出力する送信系統毎のＭＩＭＯブロック番号挿入部と、前記ＭＩＭＯブロック番号挿入部により出力された前記ＭＩＭＯブロック番号が挿入されたシンボル系列に対して、送信系統間で直交関係となる２つの連続するパイロット信号を所定位置に挿入し、前記２つの連続するパイロット信号、前記ＭＩＭＯブロック番号及び前記送信対象のデータからなる前記ブロックを単位として、送信系統の数と同数の前記ブロックからなる検出対象ブロックのシンボル系列を生成する送信系統毎のパイロット信号挿入部と、を備え、前記ＭＩＭＯブロック番号のシンボル数をＭＩＭＯブロック番号シンボル数ａとし、前記送信対象のデータのシンボル数をデータシンボル数ｂとし、前記パイロット信号のシンボル数をパイロット信号シンボル数ｃとし、前記複数の送信アンテナの数をＭＩＭＯ送信数ｄとし、周波数領域にて等化が行われるＭＩＭＯ検出範囲のシンボル数をＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳとし、前記ＭＩＭＯ検出範囲を、前記検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる前記ＭＩＭＯブロック番号から、当該検出対象ブロックの次の検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる先頭のパイロット信号までの範囲として、前記パイロット信号挿入部が、前記パイロット信号シンボル数ｃが２の累乗であり（Ａ）、前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳが２の累乗であって、数式：ＳＳ＝（ａ＋ｂ）×ｄ＋ｃ×（２×ｄ－１）にて表され（Ｂ）、及び、前記検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる前記２つの連続するパイロット信号が同じである（Ｃ）のそれぞれの条件を満たすように、前記パイロット信号を所定位置に挿入し、前記検出対象ブロックのシンボル系列を生成する、ことを特徴とする。

さらに、請求項２のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置は、単数または複数の受信アンテナを備え、シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナから送信された変調波を、前記単数または複数の受信アンテナを介して対応する単数または複数の受信系統にて受信し、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のブロックが多重された受信信号に含まれる受信パイロット信号に基づいてＭＩＭＯチャネルを推定し、周波数領域にて等化を行うシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、前記ブロックは、２つの連続するパイロット信号、ＭＩＭＯブロック番号及びデータから構成されており、前記ＭＩＭＯブロック番号のシンボル数をＭＩＭＯブロック番号シンボル数ａとし、前記データのシンボル数をデータシンボル数ｂとし、前記パイロット信号のシンボル数をパイロット信号シンボル数ｃとし、前記複数の送信アンテナの数をＭＩＭＯ送信数ｄとし、周波数領域にて等化が行われるＭＩＭＯ検出範囲のシンボル数をＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳとし、前記ＭＩＭＯ送信数ｄと同数の前記ブロックから検出対象ブロックが構成されるとし、前記ＭＩＭＯ検出範囲を、前記検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる前記ＭＩＭＯブロック番号から、当該検出対象ブロックの次の検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる先頭のパイロット信号までの範囲とし、前記パイロット信号シンボル数ｃが２の累乗であり（Ａ）、前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳが２の累乗であって、数式：ＳＳ＝（ａ＋ｂ）×ｄ＋ｃ×（２×ｄ－１）にて表され（Ｂ）、及び、前記検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる前記２つの連続するパイロット信号が同じである（Ｃ）として、前記パイロット信号をフーリエ変換し、前記ＭＩＭＯチャネルを推定し、予め設定された前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳと一致するように、前記ＭＩＭＯチャネルのアップサンプリングを行い、アップサンプリング後のＭＩＭＯチャネルを出力する受信系統毎のＭＩＭＯチャネル推定部と、予め設定された前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳに対応する前記ＭＩＭＯ検出範囲をフーリエ変換し、周波数領域の信号を出力する受信系統毎のフーリエ変換部と、前記ＭＩＭＯチャネル推定部により出力された前記アップサンプリング後のＭＩＭＯチャネル、及び前記フーリエ変換部により出力された前記周波数領域の信号をそれぞれ入力し、予め設定された前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳに対応する前記アップサンプリング後のＭＩＭＯチャネル及び前記周波数領域の信号を用いて、周波数領域にてＭＩＭＯチャネル等化を行う周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、伝送効率を向上させることができる。

本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のヌル構造のシンボルブロック構成を示す図である。 本発明の実施形態におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のＷＨ構造のシンボルブロック構成を示す図である。 本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置の概略構成を示すブロック図である。 受信処理部の概略構成を示すブロック図である。 ヌル構造のシンボルブロック構成におけるチャネル推定の概要を説明する図である。 ＷＨ構造のシンボルブロック構成におけるチャネル推定の概要を説明する図である。 従来技術及び本発明の実施形態におけるヌル構造のシンボルブロック構成を比較する図である。 従来技術及び本発明の実施形態におけるＷＨ構造のシンボルブロック構成を比較する図である。 従来技術におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のヌル構造のシンボルブロック構成を示す図である。 従来技術におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のＷＨ構造のシンボルブロック構成を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、送信対象のデータの符号化ビット系列に対してＭＩＭＯ振分けを行い、送信系統間のパイロット信号の配置が直交関係となるようにブロックを構成する際に、パイロット信号が後述する（Ａ）及び（Ｃ）の条件を満たし、かつＭＩＭＯ検出範囲が後述する（Ｂ）の条件を満たすようにブロックを構成する、ことを特徴とする。

また、本発明のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置は、受信信号に含まれるパイロット信号の直交関係を利用してＭＩＭＯチャネルを推定し、後述する（Ｂ）の条件を満たすＭＩＭＯ検出範囲に対してＭＩＭＯ検出を行う、ことを特徴とする。

これにより、送信信号の各ブロックにおいて、ＵＷをＣＰとして利用することができ、データの後ろ部分をＣＰとして挿入する必要がないため、データ効率を従来技術よりも向上させることができる。したがって、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、伝送効率を向上させることができる。

以下、本発明の実施形態について、送信数及び受信数をそれぞれ２とした２送信及び２受信のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式の例を挙げて説明するが、送信数及び受信数を増やすことが可能である。

〔シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置〕
まず、本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置について説明する。図１は、本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置の概略構成を示すブロック図である。

この送信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置）１は、後述する図４に示す受信装置にて周波数領域でのＭＩＭＯ検出が可能な信号を生成し、複数のアンテナ（送信アンテナ２０－１，２０－２）を用いて情報を無線伝送するシングルキャリア方式の伝送装置として構成される。

この送信装置１は、送信前処理部１０、系統間振分け部１１、内インタリーブ部１２－１，１２－２、マッピング部１３－１，１３－２、ＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－１，１４－２、パイロット信号挿入部１５－１，１５－２、帯域制限フィルタ部１６－１，１６－２、デジタル直交変調部１７－１，１７－２、ＤＡ変換部１８－１，１８－２、送信高周波部１９－１，１９－２及び送信アンテナ２０－１，２０－２を備えている。

送信前処理部１０は、伝送すべき情報ビット系列（送信対象のデータ）に対して、エネルギー拡散処理、誤り訂正符号化処理及びインタリーブ処理等の前処理を行い、符号化ビット系列を生成し、符号化ビット系列を系統間振分け部１１に出力する。この前処理は、任意のエネルギー拡散処理、誤り訂正符号化処理及びインタリーブ処理等を適用することができる。

系統間振分け部１１は、送信前処理部１０から符号化ビット系列を入力し、符号化ビット系列に対して、２つの送信系統にビットの振分けを行い、ビット振分け後の符号化ビット系列を内インタリーブ部１２－１，１２－２に出力する。このビット振分けは、送信数に応じて行われ、受信側の逆振分けと対応していれば、任意のパターンで振分けることができる。

以下、第１の送信系統の内インタリーブ部１２－１、マッピング部１３－１、ＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－１、パイロット信号挿入部１５－１、帯域制限フィルタ部１６－１、デジタル直交変調部１７－１、ＤＡ変換部１８－１、送信高周波部１９－１及び送信アンテナ２０－１について説明するが、第２の送信系統の内インタリーブ部１２－２、マッピング部１３－２、ＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－２、パイロット信号挿入部１５－２、帯域制限フィルタ部１６－２、デジタル直交変調部１７－２、ＤＡ変換部１８－２、送信高周波部１９－２及び送信アンテナ２０－２についても同様である。

内インタリーブ部１２－１は、系統間振分け部１１からビット振分け後の符号化ビット系列を入力し、ビット振分け後の符号化ビット系列に対して、ビットインタリーブ及び時間インタリーブ等の内インタリーブ処理を行う。そして、内インタリーブ部１２－１は、内インタリーブ後の符号化ビット系列をマッピング部１３－１に出力する。

マッピング部１３－１は、内インタリーブ部１２－１から内インタリーブ後の符号化ビット系列を入力し、内インタリーブ処理後の符号化ビット系列に対して、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、１６ＡＰＳＫ等の所定の変調方式でマッピングを行う。そして、マッピング部１３－１は、マッピング後のビット系列をＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－１に出力する。

ＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－１は、マッピング部１３－１からマッピング後のビット系列を入力し、マッピング後のビット系列に対して、ＭＩＭＯブロック番号（ＭＩＭＯブロック番号シンボル）を所定位置に挿入する。そして、ＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－１は、ＭＩＭＯブロック番号が挿入されたシンボル系列をパイロット信号挿入部１５－１に出力する。

ここで、ＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－１は、マッピング後のビット系列に対してＭＩＭＯブロック番号を識別するための値を配置すべく、ＭＩＭＯブロック番号を識別する値を、変調処理にてＭＩＭＯブロック番号シンボルとして生成する。具体的には、ＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－１は、ＭＩＭＯブロック番号を識別する値を、ＤＢＰＳＫまたはＤＱＰＳＫ等の差動変調方式によって変調し、ＭＩＭＯブロック番号シンボルを生成する。

ＭＩＭＯブロック番号の一例としては、送信数が２の場合、０，１である。また、送信数が４の場合、００，０１，１０，１１である。尚、ＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－１は、ＭＩＭＯブロック番号に対して、誤り訂正符号または誤り検出が可能となる符号化処理を行うようにしてもよい。

パイロット信号挿入部１５－１は、ＭＩＭＯブロック番号挿入部１４－１からＭＩＭＯブロック番号が挿入されたシンボル系列を入力する。そして、パイロット信号挿入部１５－１は、ＭＩＭＯブロック番号が挿入されたシンボル系列に対して、例えば後述する図２に示すヌル構造のブロック構成、または後述する図３に示すＷＨ構造のブロック構成となるように、送信系統間で直交関係となる所定のパイロット信号を所定の位置に挿入する。

パイロット信号挿入部１５－１は、パイロット信号が挿入されたシンボル系列を、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列として生成し、これを帯域制限フィルタ部１６－１に出力する。

ここで、所定のパイロット信号とは、以下の（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）の条件を満たすように、予め設定されたパイロット信号である。
（Ａ）パイロット信号のシンボル数（パイロット信号シンボル数ｃ）は２の累乗である。
（Ｂ）周波数領域にてＭＩＭＯチャネル等化が行われるＭＩＭＯ検出範囲シンボル数（等化対象のシンボル数）ＳＳは２の累乗であり、以下の式にて表される。
［数１］
ＳＳ＝（ａ＋ｂ）×ｄ＋ｃ×（２×ｄ－１） ・・・（１）
ａをＭＩＭＯブロック番号シンボル数、ｂをデータシンボル数、ｃをパイロット信号シンボル数、ｄをＭＩＭＯ送信数（送信アンテナの数、送信系統の数）とする。

ここで、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックは、２つの連続するパイロット信号系列、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列及びデータシンボル系列から構成され、検出対象ブロック（後述する図２及び図３のα）は、ＭＩＭＯ送信数ｄと同数のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックから構成されるものとする。つまり、パイロット信号挿入部１５－１は、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを単位とした検出対象ブロックを生成する。

ＭＩＭＯ検出範囲は、検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれるＭＩＭＯブロック番号から、当該検出対象ブロックの次の検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる先頭のパイロット信号までの範囲である。つまり、ＭＩＭＯ検出範囲は、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、パイロット信号系列、パイロット信号系列、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、・・・、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列及びパイロット信号系列である。

（Ｃ）検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる２つの連続するパイロット信号が同じである。例えば後述する図２（１）及び（２）並びに図３（１）及び（２）においては、１番目のブロックには、２つの連続するＵＷが含まれている。

前述の（Ａ）の条件を満たすことにより、パイロット信号をフーリエ変換の対象とすることができ、ＭＩＭＯチャネルを推定することができる。また、前述の（Ｂ）の条件を満たすことにより、ＭＩＭＯ検出範囲の信号をフーリエ変換及び逆フーリエ変換の対象とすることができ、ＭＩＭＯチャネル等化を行うことができると共に、データを復号することができる。

また、前述の（Ｃ）の条件を満たすことにより、１番目のブロックにおける２つの連続するＵＷのうち後ろ（２番目）のＵＷがＣＰを兼ねるため、ＣＰをブロックに挿入する必要がない。これにより、伝送効率を改善できると共に、ＣＰを取り扱う必要がないため、処理負荷を低減することができる。

図２は、本発明の実施形態におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のヌル構造のシンボルブロック構成を示す図であり、図３は、本発明の実施形態におけるＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のＷＨ構造のシンボルブロック構成を示す図である。

パイロット信号は、図２及び図３に示すように、ＵＷ、ヌルデータ、ＵＷにマイナスを乗算することで反転した－ＵＷにより構成される。ＵＷは、図１０及び図１１にて説明したとおり、時間領域及び周波数領域にて振幅が一定のZadoff-Chu系列といった周期的自己相関特性に優れたCAZAC系列等が用いられる。

図２（１）及び図３（１）は、送信数が２の場合を示し、図２（２）及び図３（２）は、送信数が４の場合を示している。例えば送信信号ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄は、送信装置１における第１、第２、第３及び第４の送信系統から送信されるそれぞれの信号を示している。

図２（１）及び図３（１）を参照して、送信信号ｘ₁，ｘ₂は、ＭＩＭＯ奇数ブロックである１番目のブロック、及びＭＩＭＯ偶数ブロックである２番目のブロックからなる２つのブロックを単位として構成される。これらの２つのブロックは検出対象ブロックαであり、これを単位として、受信側においてＭＩＭＯ検出が行われる。

送信信号ｘ₁，ｘ₂の１番目のブロックは、２つの連続するＵＷ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ１_t0，ＤＡＴＡ２_t0）により構成される。

送信信号ｘ₁の２番目のブロックは、２つの連続するＵＷ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ１_t1）により構成される。また、図２（１）において、送信信号ｘ₂の２番目のブロックは、２つの連続するＵＷと同じシンボル数のヌルデータ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ２_t1）により構成される。図３（１）において、送信信号ｘ₂の２番目のブロックは、２つの連続する－ＵＷ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ２_t1）により構成される。

図２（２）及び図３（２）を参照して、送信信号ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄は、第１番目から第４番目までの４つのブロックを単位として構成される。これらの４つのブロックは検出対象ブロックαであり、これを単位として、受信側においてＭＩＭＯ検出が行われる。

送信信号ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄の第１番目のブロックは、２つの連続するＵＷ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ１_t0，ＤＡＴＡ２_t0，ＤＡＴＡ３_t0，ＤＡＴＡ４_t0）により構成される。

図２（２）において、送信信号ｘ₁，ｘ₃の２番目のブロックは、２つの連続するＵＷ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ１_t1，ＤＡＴＡ３_t1）により構成される。また、送信信号ｘ₂，ｘ₄の２番目のブロックは、２つの連続するＵＷと同じシンボル数のヌルデータ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ２_t1，ＤＡＴＡ４_t1）により構成される。図３（２）では、ヌルデータの代わりに－ＵＷが用いられる。

送信信号ｘ₁，ｘ₂の３番目のブロックは、２つの連続するＵＷ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ１_t2，ＤＡＴＡ２_t2）により構成される。また、送信信号ｘ₃，ｘ₄の３番目のブロックは、２つの連続するＵＷと同じシンボル数のヌルデータ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ３_t2，ＤＡＴＡ４_t2）により構成される。図３（２）では、ヌルデータの代わりに－ＵＷが用いられる。

送信信号ｘ₁，ｘ₄の４番目のブロックは、２つの連続するＵＷ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ１_t3，ＤＡＴＡ４_t3）により構成される。また、送信信号ｘ₂，ｘ₃の４番目のブロックは、２つの連続するＵＷと同じシンボル数のヌルデータ、ＭＩＭＯブロック番号、及びデータ（ＤＡＴＡ２_t3，ＤＡＴＡ３_t3）により構成される。図３（２）では、ヌルデータの代わりに－ＵＷが用いられる。

それぞれの送信系統について、１番目の検出対象ブロックに含まれる１番目のブロックにおける２つの連続するＵＷのうち後ろ（２番目）のＵＷは、２番目の検出対象ブロックに含まれる１番目のブロックにおける２つの連続するＵＷのうち最初（１番目）のＵＷと同じであり、ＭＩＭＯ検出範囲におけるＣＰを兼ねている。つまり、それぞれの送信系統について、１番目のブロックには２つの連続するＵＷが含まれており、２つの連続するＵＷのうち後ろのＵＷは、ＭＩＭＯ検出範囲の後ろの部分がＣＰとして挿入されたＧＩであるといえる。

これにより、それぞれの送信系統において、ＭＩＭＯ検出範囲の後ろの部分をＣＰとして挿入する必要がないため、伝送効率を改善できると共に、処理負荷を低減することができる。

図２（１）及び図３（１）において、前述の（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）の条件から、ＭＩＭＯ送信数ｄ＝２であり、ＭＩＭＯブロック番号シンボル数ａ＝２及びパイロット信号シンボル数ｃ＝２⁸＝２５６とすると、データシンボル数ｂ＝１６６２となり、ＭＩＭＯ検出範囲は、２¹²＝４０９６となる。

また、図２（２）及び図３（２）において、前述の（Ａ）及び（Ｂ）の条件から、ＭＩＭＯ送信数ｄ＝４であり、ＭＩＭＯブロック番号シンボル数ａ＝２及びパイロット信号シンボル数ｃ＝２⁸＝２５６とすると、データシンボル数ｂ＝１５９８となり、ＭＩＭＯ検出範囲は、２¹³＝８１９２となる。

尚、パイロット信号シンボル数ｃは、実際には、遅延波が到達する最大遅延時間に応じて設定される、ＯＦＤＭ方式におけるＧＩ長に相当するシンボル数である。パイロット信号のシンボル長は、シンボル数及びシンボルレートから求められるものであり、最大遅延時間を越えないように設定される。

図１に戻って、帯域制限フィルタ部１６－１は、パイロット信号挿入部１５－１からＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列を入力する。そして、帯域制限フィルタ部１６－１は、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列に対して、２倍のアップサンプリングを行い、帯域制限フィルタ処理による波形整形を行う。帯域制限フィルタ部１６－１は、波形整形後のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列をデジタル直交変調部１７－１に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。

デジタル直交変調部１７－１は、帯域制限フィルタ部１６－１から波形整形後のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列を入力する。そして、デジタル直交変調部１７－１は、波形整形後のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル系列に対して、デジタル直交変調処理を行う。

また、デジタル直交変調部１７－１は、ＤＡ変換部１８－１におけるデジタル／アナログ変換によるアパーチャ効果を補正するためのアパーチャ補正を行う。デジタル直交変調部１７－１は、直交変調後の信号をＤＡ変換部１８－１に出力する。

ＤＡ変換部１８－１は、デジタル直交変調部１７－１から直交変調後の信号を入力し、直交変調後の信号であるデジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を送信高周波部１９－１に出力する。

送信高周波部１９－１は、ＤＡ変換部１８－１からアナログ信号を入力し、アナログ信号の周波数を無線周波数に変換し、電力増幅器にて規定の電力になるように増幅し、送信アンテナ２０－１から変調波を送信する。

以上のように、本発明の実施形態の送信装置１によれば、パイロット信号挿入部１５－１は、シンボル系列に対して、例えば図２または図３に示したブロック構成となるように、前述の（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）の条件を満たす予め設定されたパイロット信号を挿入し、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを生成する。

そして、送信装置１から、前述の（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）の条件を満たすパイロット信号を含む変調波が送信される。

図８は、従来技術及び本発明の実施形態におけるヌル構造のシンボルブロック構成を比較する図であり、図９は、従来技術及び本発明の実施形態におけるＷＨ構造のシンボルブロック構成を比較する図である。図８（１）は、図１０に示した従来技術と同じシンボルブロック構成であり、図９（１）は、図１１に示した従来技術と同じシンボルブロック構成を示している。図８（２）及び図９（２）は、本発明の実施形態のシンボルブロック構成を示している。

図８（１）及び（２）並びに図９（１）及び（２）から、従来技術では、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックにＣＰが挿入されているのに対し、本発明の実施形態では、ＵＷがＣＰを兼ねており、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックにＣＰが挿入されていないことがわかる。

このように、本発明の実施形態では、１番目のブロックにおける２つの連続するＵＷのうち後ろ（２番目）のＵＷが、ＣＰを兼ねるため、従来技術におけるＣＰをＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに挿入する必要がない。

つまり、それぞれの送信系統において、ＭＩＭＯ検出範囲の後ろの部分をＣＰとして挿入する必要がないため、伝送効率を改善できると共に、処理負荷を低減することができる。

したがって、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、有効なデータの割合が全送信信号に対して増えるため、同一のシンボルレートで比較した場合に、従来技術よりも伝送レートを高くすることができ、伝送効率を向上させることができる。

〔シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置〕
次に、本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置について説明する。図４は、本発明の実施形態によるシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置の概略構成を示すブロック図である。

この受信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置）２は、図１に示した送信装置１の複数の送信アンテナ２０－１，２０－２から伝送された変調波を、複数のアンテナ（受信アンテナ３０－１，３０－２）で受信し、ＭＩＭＯ検出（周波数領域のＭＩＭＯチャネル推定及び等化）を行う。

受信装置２は、受信アンテナ３０－１，３０－２、受信処理部４０－１，４０－２、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１，４１－２、ＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１，４２－２、雑音電力検出部４３－１，４３－２、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１，４４－２、フーリエ変換部４５－１，４５－２、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６、逆フーリエ変換部４７－１，４７－２、シンボル判定／尤度計算部４８－１，４８－２、等化後ＭＩＭＯブロック番号復号部４９－１，４９－２、等化後ＭＩＭＯブロック番号判定部５０、内デインタリーブ部５１－１，５１－２及び復号部５２を備えている。

以下、第１の受信系統の受信アンテナ３０－１、受信処理部４０－１、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１、ＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１、雑音電力検出部４３－１、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１、フーリエ変換部４５－１、逆フーリエ変換部４７－１、シンボル判定／尤度計算部４８－１、等化後ＭＩＭＯブロック番号復号部４９－１及び内デインタリーブ部５１－１について説明するが、第２の受信系統の受信アンテナ３０－２、受信処理部４０－２、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－２、ＭＩＭＯブロック番号比較部４２－２、雑音電力検出部４３－２、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２、フーリエ変換部４５－２、逆フーリエ変換部４７－２、シンボル判定／尤度計算部４８－２、等化後ＭＩＭＯブロック番号復号部４９－２及び内デインタリーブ部５１－２についても同様である。

図５は、受信処理部４０－１の概略構成を示すブロック図である。この受信処理部４０－１は、受信高周波部６０、ＡＤ変換部６１、デジタル直交復調部６２、帯域制限フィルタ部６３及びブロック同期部６４を備えている。尚、受信処理部４０－２の構成も、図５に示すものと同様である。

受信高周波部６０は、受信アンテナ３０－１を介して受信した無線周波数の信号を、低位相雑音増幅器で所望の電力へ増幅し、その後、無線周波数を中間周波数に変換する。そして、受信高周波部６０は、中間周波数の信号をＡＤ変換部６１に出力する。

ＡＤ変換部６１は、受信高周波部６０から中間周波数の信号を入力し、中間周波数の信号であるアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号をデジタル直交復調部６２に出力する。

デジタル直交復調部６２は、ＡＤ変換部６１からデジタル信号を入力し、デジタル信号に対して、自動周波数制御を行い、周波数ずれを補正しながら、直交復調した複素ベースバンド信号を生成する。そして、デジタル直交復調部６２は、周波数補正後の複素ベースバンド信号を帯域制限フィルタ部６３に出力する。

帯域制限フィルタ部６３は、デジタル直交復調部６２から周波数補正後の複素ベースバンド信号を入力し、周波数補正後の複素ベースバンド信号に対して、フィルタ処理による帯域制限を行う。そして、帯域制限フィルタ部６３は、帯域制限後の複素ベースバンド信号をブロック同期部６４に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。

ブロック同期部６４は、帯域制限フィルタ部６３から帯域制限後の複素ベースバンド信号を入力し、帯域制限後の複素ベースバンド信号に対して、ＵＷの部分のＩＱ信号を基準としてＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックの同期タイミングを検出する。そして、ブロック同期部６４は、同期タイミングが検出されたＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックをＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１に出力する。

図４に戻って、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１は、受信処理部４０－１のブロック同期部６４から同期タイミングが検出されたＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを入力する。そして、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１は、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに対して、ブロック同期部６４により検出された同期タイミングの位置（同期位置）を基準に、遅延検波により差動復調することでＭＩＭＯブロック番号を検出する。

ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１は、ＭＩＭＯブロック番号をＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１及びＭＩＭＯチャネル推定部４４－１に出力する。また、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１は、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを雑音電力検出部４３－１、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１及びフーリエ変換部４５－１に出力する。

ＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１は、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１からＭＩＭＯブロック番号を入力すると共に、後述する等化後ＭＩＭＯブロック番号判定部５０から等化後ＭＩＭＯブロック番号を入力する。そして、ＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１は、ＭＩＭＯブロック番号と等化後ＭＩＭＯブロック番号とを比較する。

ＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１は、比較結果により、ＭＩＭＯブロック番号と等化後ＭＩＭＯブロック番号とが一致していると判定した場合、一致を示す比較結果及びＭＩＭＯブロック番号をＭＩＭＯチャネル推定部４４－１に出力する。一方、ＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１は、ＭＩＭＯブロック番号と等化後ＭＩＭＯブロック番号とが異なると判定した場合、異なることを示す比較結果及び等化後ＭＩＭＯブロック番号をＭＩＭＯチャネル推定部４４－１に出力する。

これにより、ＭＩＭＯブロック番号と等化後ＭＩＭＯブロック番号とが異なる場合、後述する周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６にて等化後ＭＩＭＯブロック番号判定部５０から入力した等化後ＭＩＭＯブロック番号を基準にＭＩＭＯ検出が行われるように、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１が制御される。

雑音電力検出部４３－１は、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１からＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを入力し、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを用いて、受信信号の雑音電力ｎ₁を測定し、雑音電力ｎ₁を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６に出力する。

ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１からＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロック及びＭＩＭＯブロック番号を入力すると共に、ＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１から比較結果及びＭＩＭＯブロック番号または等化後ＭＩＭＯブロック番号を入力する。

ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに対し、ブロック同期部６４により検出された同期タイミングの位置を基準に、比較結果に応じたＭＩＭＯブロック番号または等化後ＭＩＭＯブロック番号に応じて、一連のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに含まれる時間領域のパイロット信号を抽出してフーリエ変換を行い、ＭＩＭＯチャネルを推定する。

ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、ＭＩＭＯチャネルを推定後、後段の周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６にて周波数領域等化を行うシンボル数（予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）と一致するように、ＭＩＭＯチャネルのアップサンプリングを行う。そして、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、アップサンプリング後のＭＩＭＯチャネル（例えば送信数が２の場合、チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂）を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６に出力する。アップサンプリング後のＭＩＭＯチャネルは、周波数領域等化を行うシンボル数（予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）に対応したＭＩＭＯチャネルとなる。

ここで、周波数領域等化を行うシンボル数は、前述の（Ｂ）の条件における前記式（１）のＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳである。例えば送信数が２の場合、ＭＩＭＯブロック番号シンボル数ａ＝２及びパイロット信号シンボル数ｃ＝２⁸＝２５６とすると、ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ＝２¹²＝４０９６である。

ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、例えば図２（１）及び図３（１）に示した送信数が２の場合、第１の受信系統の受信信号ｙ₁（受信アンテナ３０－１の受信系統の信号）において、２箇所の時間領域のパイロット信号（１番目のブロックのパイロット信号及び２番目のブロックのパイロット信号）に対しフーリエ変換を行い、チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂を推定する。

送信数が２の場合のＭＩＭＯチャネルＨは、以下の式で表される。
［数２］

図６は、ヌル構造のシンボルブロック構成におけるチャネル推定の概要を説明する図であり、図２（１）に対応している。受信信号ｙ₁は、前述のとおり、受信アンテナ３０－１の受信系統の信号であり、受信信号ｙ₂は、受信アンテナ３０－２の受信系統の信号である。後述する図７においても同様である。

ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、受信信号ｙ₁から、ＦＦＴウィンドウオフセット分シフトした位置を基準にして、１番目のブロックの受信パイロット信号ｈ₁₁ＵＷ_t＋ｈ₁₂ＵＷ_t、及び２番目のブロックの受信パイロット信号ｈ₁₁ＵＷ_tを抽出する。ＵＷ_tは、時間領域のパイロット信号であることを示す。

そして、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、抽出した受信パイロット信号ｈ₁₁ＵＷ_t＋ｈ₁₂ＵＷ_tをフーリエ変換すると共に、受信パイロット信号ｈ₁₁ＵＷ_tをフーリエ変換する。ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、前者の結果から後者の結果を減算し、その結果をパイロット信号ＵＷ_tのフーリエ変換結果ＵＷ_fで除算することで、チャネル応答ｈ₁₂を推定する。また、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、後者の結果をパイロット信号ＵＷ_tのフーリエ変換結果ＵＷ_fで除算することで、チャネル応答ｈ₁₁を推定する。

同様に、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２は、受信信号ｙ₂から、ＦＦＴウィンドウオフセット分シフトした位置を基準にして、１番目のブロックの受信パイロット信号ｈ₂₁ＵＷ_t＋ｈ₂₂ＵＷ_t、及び２番目のブロックの受信パイロット信号ｈ₂₁ＵＷ_tを抽出する。

そして、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２は、抽出した受信パイロット信号ｈ₂₁ＵＷ_t＋ｈ₂₂ＵＷ_tをフーリエ変換すると共に、受信パイロット信号ｈ₂₁ＵＷ_tをフーリエ変換する。ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２は、前者の結果から後者の結果を減算し、その結果をパイロット信号ＵＷ_tのフーリエ変換結果ＵＷ_fで除算することで、チャネル応答ｈ₂₂を推定する。また、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２は、後者の結果をパイロット信号ＵＷ_tのフーリエ変換結果ＵＷ_fで除算することで、チャネル応答ｈ₂₁を推定する。

図７は、ＷＨ構造のシンボルブロック構成におけるチャネル推定の概要を説明する図であり、図３（１）に対応している。

ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、受信信号ｙ₁から、ＦＦＴウィンドウオフセット分シフトした位置を基準にして、１番目のブロックの受信パイロット信号ｈ₁₁ＵＷ_t＋ｈ₁₂ＵＷ_t、及び２番目の受信パイロット信号ｈ₁₁ＵＷ_t－ｈ₁₂ＵＷ_tを抽出する。

そして、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、抽出した受信パイロット信号ｈ₁₁ＵＷ_t＋ｈ₁₂ＵＷ_tをフーリエ変換すると共に、受信パイロット信号ｈ₁₁ＵＷ_t－ｈ₁₂ＵＷ_tをフーリエ変換する。ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、前者の結果と後者の結果を加算し、その結果を、パイロット信号ＵＷ_tのフーリエ変換結果ＵＷ_fを２倍した値で除算することで、チャネル応答ｈ₁₁を推定する。また、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１は、フーリエ変換の前者の結果から後者の結果を減算し、その結果を、パイロット信号ＵＷ_tのフーリエ変換結果ＵＷ_fを２倍した値で除算することで、チャネル応答ｈ₁₂を推定する。

同様に、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２は、受信信号ｙ₂から、ＦＦＴウィンドウオフセット分シフトした位置を基準にして、１番目のブロックの受信パイロット信号ｈ₂₁ＵＷ_t＋ｈ₂₂ＵＷ_t、及び２番目の受信パイロット信号ｈ₂₁ＵＷ_t－ｈ₂₂ＵＷ_tを抽出する。

ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２は、抽出した受信パイロット信号ｈ₂₁ＵＷ_t＋ｈ₂₂ＵＷ_tをフーリエ変換すると共に、受信パイロット信号ｈ₂₁ＵＷ_t－ｈ₂₂ＵＷ_tをフーリエ変換する。ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２は、前者の結果と後者の結果を加算し、その結果を、パイロット信号ＵＷ_tのフーリエ変換結果ＵＷ_fを２倍した値で除算することで、チャネル応答ｈ₂₁を推定する。また、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２は、フーリエ変換の前者の結果から後者の結果を減算し、その結果を、パイロット信号ＵＷ_tのフーリエ変換結果ＵＷ_fを２倍した値で除算することで、チャネル応答ｈ₂₂を推定する。

尚、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１，４４－２は、フーリエ変換を行った後に、加算処理及び減算処理を行うようにしたが、加算処理及び減算処理を行った後に、フーリエ変換を行うようにしてもよい。

図４に戻って、フーリエ変換部４５－１は、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１からＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックを入力する。そして、フーリエ変換部４５－１は、一連のＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥブロックに含まれる、後段の周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６にて周波数領域等化を行うシンボル数（予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）に対応する時間領域のＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、パイロット信号系列、パイロット信号系列、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、・・・、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列及びパイロット信号系列を抽出し、これらのシンボル系列を周波数領域にフーリエ変換する。

フーリエ変換部４５－１は、周波数領域の信号（例えば送信数が２の場合、周波数領域の信号ｒ₁（ｆ））を周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６に出力する。

ここで、周波数領域等化を行うシンボル数は、前述の（Ｂ）の条件における前記式（１）のＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳである。

フーリエ変換部４５－１は、例えば図２（１）及び図３（１）に示した送信数が２の場合、第１の受信系統の受信信号ｙ₁において、周波数領域等化を行うシンボル数であるＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ＝４０９６に対応する時間領域のＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、パイロット信号系列、パイロット信号系列、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列及びパイロット信号系列を単位として、周波数領域にフーリエ変換する。

ここで、例えば送信数が２の場合、雑音電力検出部４３－２は雑音電力ｎ₂を、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２はチャネル応答ｈ₂₁，ｈ₂₂を、フーリエ変換部４５－２は周波数領域の信号ｒ₂（ｆ）を、それぞれ周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６に出力する。

周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６は、例えば送信数が２の場合、雑音電力検出部４３－１から雑音電力ｎ₁を入力すると共に、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１からチャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂を入力し、さらにフーリエ変換部４５－１から周波数領域の信号ｒ₁（ｆ）を入力する。また、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６は、雑音電力検出部４３－２から雑音電力ｎ₂を入力すると共に、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－２からチャネル応答ｈ₂₁，ｈ₂₂を入力し、さらにフーリエ変換部４５－２から周波数領域の信号ｒ₂（ｆ）を入力する。

周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６は、雑音電力ｎ₁，ｎ₂、チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂及び周波数領域の信号ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ）に基づいて、周波数領域の信号ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ）に混ざり合った送信信号ｘ₁，ｘ₂を、ゼロフォーシング（ZF）基準または最小平均二乗誤差（MMSE）基準等を用いて等化（分離）する。

すなわち、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６は、周波数領域等化を行うシンボル数（予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）に対応するＭＩＭＯチャネルＨ、並びに周波数領域等化を行うシンボル数（予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）に対応する周波数領域のＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、パイロット信号系列、パイロット信号系列、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、・・・、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列及びパイロット信号系列（及び雑音電力）を用いて、混ざり合った送信信号ｘ₁，ｘ₂を等化する。

周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６は、送信信号ｘ₁に対応する等化後の周波数領域の信号ｘ₁^（ｆ）を逆フーリエ変換部４７－１に出力すると共に、送信信号ｘ₂に対応する等化後の周波数領域の信号ｘ₂^（ｆ）を逆フーリエ変換部４７－２に出力する。

例えばゼロフォーシング基準を用いる場合、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６は、ＭＩＭＯチャネルＨ（チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂）及び周波数領域の信号ｒ（ｆ）（ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ））に基づいて、以下の式にてＭＩＭＯチャネル等化を行い、等化後の周波数領域の信号ｘ^（ｆ）（ｘ₁^（ｆ），ｘ₂^（ｆ））を求める。
［数３］

また、最小平均二乗誤差基準を用いる場合、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６は、雑音電力σ²、ＭＩＭＯチャネルＨ（チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂）及び周波数領域の信号ｒ（ｆ）（ｒ₁（ｆ），ｒ₂（ｆ））に基づいて、以下の式にてＭＩＭＯチャネル等化を行い、等化後の周波数領域の信号ｘ^（ｆ）（ｘ₁^（ｆ），ｘ₂^（ｆ））を求める。雑音電力σ²は、雑音電力ｎ₁，ｎ₂に基づいて算出される。
［数４］

ここで、周波数領域の信号ｒ（ｆ）は、以下の式にて表される。
［数５］

また、等化後の周波数領域の信号ｘ^（ｆ）は、以下の式にて表される。
［数６］

送信数をＮ_t、受信数をＮ_r、Ｎ_r次単位行列をＩ_Nrとする。

逆フーリエ変換部４７－１は、周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６から、送信信号ｘ₁に対応する等化後の周波数領域の信号ｘ₁^（ｆ）を入力し、等化後の周波数領域の信号ｘ₁^（ｆ）を時間領域に変換し、送信信号ｘ₁に対応する時間領域の信号をシンボル判定／尤度計算部４８－１に出力する。

送信信号ｘ₁に対応する等化後の周波数領域の信号は、周波数領域等化が行われたシンボル数（予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）に対応する周波数領域のＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、パイロット信号系列、パイロット信号系列、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、・・・、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列及びパイロット信号系列である。

また、送信信号ｘ₁に対応する時間領域の信号は、周波数領域等化が行われたシンボル数（予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）に対応する時間領域のＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、パイロット信号系列、パイロット信号系列、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列、・・・、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列及びパイロット信号系列である。

シンボル判定／尤度計算部４８－１は、逆フーリエ変換部４７－１から送信信号ｘ₁に対応する時間領域の信号を入力し、時間領域の信号から、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列及びデータシンボル系列を抽出し、これらの系列に対してデマッピング及び尤度計算を行う。

シンボル判定／尤度計算部４８－１は、ＭＩＭＯブロック番号シンボル系列に対応する送信信号ｘ₁のメトリック系列を等化後ＭＩＭＯブロック番号復号部４９－１に出力する。また、シンボル判定／尤度計算部４８－１は、データシンボル系列を構成する情報ビット系列（誤り訂正の符号化が施されているデータ）に対応した送信信号ｘ₁のメトリック系列を内デインタリーブ部５１－１に出力する。メトリック系列は、硬判定後のビット系列、尤度、量子化された尤度等を用いることができる。

等化後ＭＩＭＯブロック番号復号部４９－１は、シンボル判定／尤度計算部４８－１からＭＩＭＯブロック番号シンボル系列に対応した送信信号ｘ₁のメトリック系列を入力し、当該メトリック系列から、ＭＩＭＯブロック番号に相当する値を抽出し、これを送信信号ｘ₁に対応する等化後ＭＩＭＯブロック番号として等化後ＭＩＭＯブロック番号判定部５０に出力する。

等化後ＭＩＭＯブロック番号判定部５０は、等化後ＭＩＭＯブロック番号復号部４９－１から送信信号ｘ₁に対応する等化後ＭＩＭＯブロック番号を入力すると共に、等化後ＭＩＭＯブロック番号復号部４９－２から送信信号ｘ₂に対応する等化後ＭＩＭＯブロック番号を入力する。

等化後ＭＩＭＯブロック番号判定部５０は、これらの等化後ＭＩＭＯブロック番号を比較し、これらの等化後ＭＩＭＯブロック番号が一致している場合、等化後ＭＩＭＯブロック番号をＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１，４２－２に出力する。一方、等化後ＭＩＭＯブロック番号判定部５０は、これらの等化後ＭＩＭＯブロック番号が一致していない場合、ブロック番号の同期位置を前後させた上で、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１，４１－２等におけるＭＩＭＯブロック番号検出以降の処理をやり直させる。

ここで、ＭＩＭＯブロック番号比較部４２－１，４２－２において、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１，４１－２から入力されたＭＩＭＯブロック番号と、等化後ＭＩＭＯブロック番号判定部５０から入力された等化後ＭＩＭＯブロック番号とが不一致であるものとする。この場合のＭＩＭＯチャネル推定部４４－１，４４－２により推定されるＭＩＭＯチャネルについて説明する。

ＭＩＭＯブロック番号と等化後ＭＩＭＯブロック番号が不一致である場合には、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１，４４－２により推定されるＭＩＭＯチャネルＨは、各要素が入れ替わるか、または反転することとなる。

図６に示したヌル構造の場合、チャネル応答ｈ₁₁の推定精度が劣化し、チャネル応答ｈ₁₂の値の正負が逆転すると共に、チャネル応答ｈ₂₁の推定精度が劣化し、チャネル応答ｈ₂₂の値の正負が逆転する。そのため、ＭＩＭＯブロック番号と等化後ＭＩＭＯブロック番号が不一致である場合、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１，４４－２は、それぞれチャネル応答ｈ₁₂の値とチャネル応答ｈ₂₂の値にマイナスを乗算する等して、チャネル応答ｈ₁₂の値とチャネル応答ｈ₂₂の値の正負を逆転させる。さらに、減算の方向を後方から前方に逆転して処理することで、チャネル応答ｈ₁₁とｈ₂₁の値が出力されるようになる。これにより、正常なＭＩＭＯチャネルの推定が可能になる。

また、図７に示したＷＨ構造の場合、チャネル応答ｈ₁₂，ｈ₂₂の値の正負が逆転する。そのため、ＭＩＭＯブロック番号と等化後ＭＩＭＯブロック番号が不一致である場合、ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１，４４－２は、それぞれチャネル応答ｈ₁₂，ｈ₂₂の推定時に除算するＵＷとして、ＵＷにマイナスを乗算したものを用いて推定するか、または得られたチャネル応答ｈ₁₂，ｈ₂₂の値にマイナスを乗算する等して、チャネル応答ｈ₁₂，ｈ₂₂の正負を逆転させる。これにより、正常なＭＩＭＯチャネルの推定が可能になる。

尚、ＭＩＭＯブロック番号検出部４１－１，４１－２は、正常なＭＩＭＯブロック番号を検出するように、当該検出処理を１ブロック中断して再開するようにしてもよい。

内デインタリーブ部５１－１は、シンボル判定／尤度計算部４８－１からデータシンボル系列を構成する情報ビット系列に対応した送信信号ｘ₁のメトリック系列を入力し、当該メトリック系列に対して、図１に示した内インタリーブ部１２－１の逆処理を行い、内デインタリーブ後の送信信号ｘ₁のメトリック系列を復号部５２に出力する。

復号部５２は、内デインタリーブ部５１－１から内デインタリーブ後の送信信号ｘ₁のメトリック系列を入力すると共に、内デインタリーブ部５１－２から内デインタリーブ後の送信信号ｘ₂のメトリック系列を入力する。そして、復号部５２は、これらのメトリック系列に対して、図１に示した系統間振分け部１１に対応する形で、１つの系列へ戻す処理を行う。そして、復号部５２は、図１に示した送信前処理部１０に対応するデインタリーブ処理、誤り訂正復号処理及びエネルギー逆拡散処理等を行い、これらの処理後のメトリック系列を復号し、元の情報ビット系列を出力する。

以上のように、本発明の実施形態の受信装置２によれば、図１に示した送信装置１から送信された変調波を受信する。ＭＩＭＯチャネル推定部４４－１，４４－２は、ＭＩＭＯチャネルを推定後、周波数領域等化を行うシンボル数（前述の（Ｂ）の条件における予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）と一致するように、ＭＩＭＯチャネルのアップサンプリングを行う。

フーリエ変換部４５－１，４５－２は、周波数領域等化を行うシンボル数（前述の（Ｂ）の条件における予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）に対応する時間領域のＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列等を周波数領域にフーリエ変換する。

周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部４６は、ＭＩＭＯチャネルＨ、並びに周波数領域等化を行うシンボル数（前述の（Ｂ）の条件における予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）に対応する周波数領域のＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列等（及び雑音電力）を用いて、混ざり合った送信信号ｘ₁，ｘ₂を等化する。

逆フーリエ変換部４７－１，４７－２は、周波数領域等化が行われたシンボル数（予め設定されたＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳ）に対応する周波数領域のＭＩＭＯブロック番号シンボル系列、データシンボル系列等の信号を時間領域に逆フーリエ変換する。

ここで、パイロット信号シンボル数ｃが２の累乗であるため、パイロット信号をフーリエ変換することができる。また、ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳが２の累乗であるため、ＭＩＭＯ検出範囲をフーリエ変換及び逆フーリエ変換することができる。

さらに、ＭＩＭＯ検出範囲が前方にずれる、または遅延波が存在する場合であっても、図８（２）及び図９（２）に示したとおり、１番目のブロックにおける２つの連続するＵＷのうち後ろ（２番目）のＵＷがＣＰを兼ねるため、これらの影響を受けることがない。つまり、ＭＩＭＯチャネルを精度高く推定すると共に、ＭＩＭＯチャネル等化を精度高く行うことができる。

したがって、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う際に、有効なデータの割合が全送信信号に対して増えるため、同一のシンボルレートで比較した場合に、従来技術よりも伝送レートを高くすることができ、伝送効率を向上させることができる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。

例えば前記実施形態では、送信数として２，４の例を挙げて説明したが、送信数は、２，４以外の複数であってもよい。また、前記実施形態では、受信数として２の例を挙げて説明したが、受信数は単数であってもよいし、２以外の複数であってもよい。

また、前記実施形態では、ヌル構造及びＷＨ構造のシンボルブロック構成の例を挙げて説明したが、シンボルブロック構成は、ヌル構造及びＷＨ構造以外であってもよい。

また、図２（１）において、ヌルデータのパイロット信号が送信信号ｘ₂に挿入されるようにしたが、送信信号ｘ₁に挿入されるようにしてもよい。図３（１）に示した－ＵＷのパイロット信号についても同様である。図２（２）及び図３（２）に示したヌルデータ及び－ＵＷのパイロット信号も、送信系統間にてパイロット信号が直交している限り、送信信号ｘ₁に挿入されるようにしてもよい。

本発明の実施形態の送信装置１及び受信装置２は、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いたＭＩＭＯ伝送を行う放送または通信等の無線伝送システムに有用である。

１ 送信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置）
２ 受信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置）
１０ 送信前処理部
１１ 系統間振分け部
１２ 内インタリーブ部
１３ マッピング部
１４ ＭＩＭＯブロック番号挿入部
１５ パイロット信号挿入部
１６，６３ 帯域制限フィルタ部
１７ デジタル直交変調部
１８ ＤＡ変換部
１９ 送信高周波部
２０ 送信アンテナ
３０ 受信アンテナ
４０ 受信処理部
４１ ＭＩＭＯブロック番号検出部
４２ ＭＩＭＯブロック番号比較部
４３ 雑音電力検出部
４４ ＭＩＭＯチャネル推定部
４５ フーリエ変換部
４６ 周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部
４７ 逆フーリエ変換部
４８ シンボル判定／尤度計算部
４９ 等化後ＭＩＭＯブロック番号復号部
５０ 等化後ＭＩＭＯブロック番号判定部
５１ 内デインタリーブ部
５２ 復号部
６０ 受信高周波部
６１ ＡＤ変換部
６２ デジタル直交復調部
６４ ブロック同期部
ａ ＭＩＭＯブロック番号シンボル数
ｂ データシンボル数
ｃ パイロット信号シンボル数
ｄ ＭＩＭＯ送信数
ＳＳ ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数

Claims (2)

1. 複数の送信アンテナを備え、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統のそれぞれについて、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のブロックを生成し、送信系統毎の前記ブロックの変調波を、前記送信アンテナを介して送信するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、
   送信対象のデータの符号化ビット系列に対して、前記複数の送信系統に振分けを行う系統間振分け部と、
   前記系統間振分け部により振分けられた前記送信対象のデータの符号化ビット系列に対して、所定の変調方式によりマッピングを行い、マッピング後のビット系列を出力する送信系統毎のマッピング部と、
   前記マッピング部により出力された前記マッピング後のビット系列に対して、ＭＩＭＯブロック番号を所定位置に挿入し、前記ＭＩＭＯブロック番号が挿入されたシンボル系列を出力する送信系統毎のＭＩＭＯブロック番号挿入部と、
   前記ＭＩＭＯブロック番号挿入部により出力された前記ＭＩＭＯブロック番号が挿入されたシンボル系列に対して、送信系統間で直交関係となる２つの連続するパイロット信号を所定位置に挿入し、前記２つの連続するパイロット信号、前記ＭＩＭＯブロック番号及び前記送信対象のデータからなる前記ブロックを単位として、送信系統の数と同数の前記ブロックからなる検出対象ブロックのシンボル系列を生成する送信系統毎のパイロット信号挿入部と、を備え、
   前記ＭＩＭＯブロック番号のシンボル数をＭＩＭＯブロック番号シンボル数ａとし、前記送信対象のデータのシンボル数をデータシンボル数ｂとし、前記パイロット信号のシンボル数をパイロット信号シンボル数ｃとし、前記複数の送信アンテナの数をＭＩＭＯ送信数ｄとし、周波数領域にて等化が行われるＭＩＭＯ検出範囲のシンボル数をＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳとし、
   前記ＭＩＭＯ検出範囲を、前記検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる前記ＭＩＭＯブロック番号から、当該検出対象ブロックの次の検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる先頭のパイロット信号までの範囲として、
   前記パイロット信号挿入部は、
   前記パイロット信号シンボル数ｃが２の累乗であり（Ａ）、前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳが２の累乗であって、数式：ＳＳ＝（ａ＋ｂ）×ｄ＋ｃ×（２×ｄ－１）にて表され（Ｂ）、及び、前記検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる前記２つの連続するパイロット信号が同じである（Ｃ）のそれぞれの条件を満たすように、前記パイロット信号を所定位置に挿入し、前記検出対象ブロックのシンボル系列を生成する、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置。
2. 単数または複数の受信アンテナを備え、シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナから送信された変調波を、前記単数または複数の受信アンテナを介して対応する単数または複数の受信系統にて受信し、ＭＩＭＯ ＳＣ－ＦＤＥ方式のブロックが多重された受信信号に含まれる受信パイロット信号に基づいてＭＩＭＯチャネルを推定し、周波数領域にて等化を行うシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、
   前記ブロックは、２つの連続するパイロット信号、ＭＩＭＯブロック番号及びデータから構成されており、
   前記ＭＩＭＯブロック番号のシンボル数をＭＩＭＯブロック番号シンボル数ａとし、前記データのシンボル数をデータシンボル数ｂとし、前記パイロット信号のシンボル数をパイロット信号シンボル数ｃとし、前記複数の送信アンテナの数をＭＩＭＯ送信数ｄとし、周波数領域にて等化が行われるＭＩＭＯ検出範囲のシンボル数をＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳとし、
   前記ＭＩＭＯ送信数ｄと同数の前記ブロックから検出対象ブロックが構成されるとし、前記ＭＩＭＯ検出範囲を、前記検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる前記ＭＩＭＯブロック番号から、当該検出対象ブロックの次の検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる先頭のパイロット信号までの範囲とし、
   前記パイロット信号シンボル数ｃが２の累乗であり（Ａ）、前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳが２の累乗であって、数式：ＳＳ＝（ａ＋ｂ）×ｄ＋ｃ×（２×ｄ－１）にて表され（Ｂ）、及び、前記検出対象ブロックにおける１番目のブロックに含まれる前記２つの連続するパイロット信号が同じである（Ｃ）として、
   前記パイロット信号をフーリエ変換し、前記ＭＩＭＯチャネルを推定し、予め設定された前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳと一致するように、前記ＭＩＭＯチャネルのアップサンプリングを行い、アップサンプリング後のＭＩＭＯチャネルを出力する受信系統毎のＭＩＭＯチャネル推定部と、
   予め設定された前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳに対応する前記ＭＩＭＯ検出範囲をフーリエ変換し、周波数領域の信号を出力する受信系統毎のフーリエ変換部と、
   前記ＭＩＭＯチャネル推定部により出力された前記アップサンプリング後のＭＩＭＯチャネル、及び前記フーリエ変換部により出力された前記周波数領域の信号をそれぞれ入力し、予め設定された前記ＭＩＭＯ検出範囲シンボル数ＳＳに対応する前記アップサンプリング後のＭＩＭＯチャネル及び前記周波数領域の信号を用いて、周波数領域にてＭＩＭＯチャネル等化を行う周波数領域ＭＩＭＯチャネル等化部と、
   を備えたことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置。

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