JP2022553972A - 物体検出および車両位置決定のための回路 - Google Patents

物体検出および車両位置決定のための回路 Download PDF

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Abstract

物体の検出および車両位置の決定のための多目的検出回路が説明される。たとえば、回路は、誘導性ワイヤレス送電器の上の異質な金属物体、生物、および車両または車両のタイプを検出するために構成可能である。回路はまた、誘導性ワイヤレス送電器に対する車両の位置を決定するために構成可能である。例示的な装置は、所定の時間多重化方式に従って誘導性感知回路および容量性感知回路の各々における1つまたは複数の電気的特性を測定するための、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路に電気的に接続された多重化器を含む、測定回路を含む。装置はさらに、測定された電気的特性を評価し、測定された電気的特性の変化に基づいて、金属物体の存在、生物の存在、車両の存在または車両のタイプ、および車両の位置のうちの少なくとも1つを決定するための、制御および評価回路を含む。

Description

本開示は全般に、たとえば電気車両の誘導ワイヤレス充電のための適用例における、物体検出および車両位置決定に関する。具体的には、本開示は、異質な金属物体、誘導ワイヤレス送電機の近くに位置する生物を検出すること、ならびに、ワイヤレス送電機の上の車両を検出すること、および誘導ワイヤレス送電機に対する車両の位置を決定することのために構成可能である、多目的検出回路を対象とする。
誘導ワイヤレス電力伝送(WPT)システムは、エネルギーのワイヤレス伝送の一例を与える。誘導WPTシステムでは、一次電力デバイス(またはワイヤレス送電機)が、二次電力デバイス(またはワイヤレス受電機)にワイヤレスに電力を送る。ワイヤレス送電機およびワイヤレス受電機の各々が、通常は電流を通す材料(たとえば、銅リッツ線)を備える巻線の単一コイル構成または複数コイル構成である、誘導電力伝送構造を含む。たとえば一次ワイヤレス電力伝送構造の、コイルを通る交流電流が、交流磁場を生み出す。二次ワイヤレス電力伝送構造が一次ワイヤレス電力伝送構造の近くに配置されると、ファラデーの法則により、交流磁場が二次ワイヤレス電力伝送構造の中に電磁力(EMF)を誘起し、それにより、抵抗性負荷がワイヤレス受電機に接続されている場合、ワイヤレス受電機へワイヤレスに電力を伝送する。電力伝送の効率を改善するために、一部の実装形態は、共振構造(共振器)の一部であるワイヤレス電力伝送構造を使用する。共振構造は、実質的に誘導WPTシステムの基本動作周波数(たとえば、80kHzから90kHzの範囲にある)において共振を形成する、容量性負荷のあるインダクタを備え得る。
家庭の駐車ゾーンと公共の駐車ゾーンの両方における、数キロワットの電力レベルでの充電可能な車両への誘導ワイヤレス電力伝送は、人および機器の安全のために特別な保護対策を必要とし得る。そのような対策は、電磁場への曝露が一定の制限を超えるような誘導WPTシステムの誘導電力領域における、異質な物体の検出を含み得る。これは、誘導電力領域が開放されており接近可能であるシステムでは、特に当てはまり得る。そのような対策は、誘導電力領域内に、またはその近くに存在し得る、導電性の(金属)物体および生物(たとえば、人、人の四肢、または動物)の検出を含み得る。
電気車両の誘導ワイヤレス充電のためのいくつかの適用例では、誘導電力領域に存在し得る、かつその領域における高い磁場強度により誘導加熱を受ける可能性のある、異質な物体を検出できることが有用であり得る。80kHzから90kHzの範囲にある基本周波数において動作する電気車両の充電のための誘導ワイヤレス電力伝送システムでは、(たとえば、一次ワイヤレス電力伝送構造の上の)誘導電力領域における磁束密度は、十分な電力伝送(たとえば、3.3kW、7kW、11kWなど)を可能にするために、比較的高い水準(たとえば、約2mT)に達し得る。したがって、その磁場の中に存在する金属物体または他の物体は、望ましくない誘導加熱を受ける可能性がある。この理由で、誘導WPTシステムの一次および/もしくは二次ワイヤレス電力伝送構造により生成される磁場の影響を受ける金属物体または他の物体を検出するために、異質物体検出(FOD)が実装され得る。
電気車両の誘導ワイヤレス充電のためのいくつかの適用例では、電磁場への曝露のレベルが一定の制限(たとえば、国際非電離放射線防護委員会(ICNIRP)勧告により定義されるような)を超えるような誘導電力領域内に存在し得る、またはその近くに存在し得る、生物を検出できることも有用であり得る。この理由で、誘導WPTシステムの一次および/もしくは二次ワイヤレス電力伝送構造によって生成される磁場に曝され得る生物(たとえば、人の四肢、動物)または他の物体を検出するために、生物検出(LOD)が実装され得る。
電気車両の誘導ワイヤレス充電のためのさらなる適用例では、ワイヤレス送電機の上に(たとえば、一次ワイヤレス電力伝送構造の上に)存在し得る車両または車両のタイプを検出できることも有用であり得る。この理由で、車両検出(VD)が実装され得る。電気車両の誘導ワイヤレス充電のためのさらに別の適用例では、車両ベースの二次デバイスから地上ベースの一次デバイスにデータ(たとえば、車両識別子など)を送信できることも有用であり得る。この理由で、車両から低レートシグナリングを受信するために車両検出(VD)が拡張され得る。
電気車両の充電のための誘導WPTシステムの効率性は、地上ベースの一次ワイヤレス電力伝送構造と二次ワイヤレス電力伝送構造との間で十分な整列を達成することに少なくとも一部依存する。したがって、電気車両の誘導ワイヤレス充電のためのいくつかの適用例では、案内および整列の目的で、ワイヤレス送電機に対する車両の位置を決定できることが有用であり得る。より具体的には、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造(たとえば、一次ワイヤレス電力伝送構造)に対する車両ベースのワイヤレス電力伝送構造(たとえば、二次ワイヤレス電力伝送構造)の位置を決定できることが、有用であり得る。この理由で、位置決定(PD)が実装され得る。
米国特許第10,627,257号 米国特許第9,952,266号 米国特許出願第16/052,445号 米国特許第9,726,518号 米国特許出願第16/358,534号 米国特許第10,122,192号 米国特許第10,124,687号 米国特許第9,921,045号 米国特許第10,295,693号 米国特許第10,302,795号 米国特許第10,298,049号 米国特許出願第16/226,156号 米国特許出願第16/392,464号 米国特許第10,495,773号 米国特許出願第16/284,959号 米国特許出願第15/003,521号 米国特許第10,340,752号 米国特許第10,566,839号
ハードウェアの複雑さの低減およびコスト節約の面で、共通の多目的検出回路によって、FOD、LOD、VD、およびPDを提供するのが有用であり望ましいことがある。
本開示の一態様では、金属物体の存在、生物の存在、車両の存在、車両のタイプ、および車両位置のうちの少なくとも1つを決定するための装置が提供される。装置は、複数の誘導性感知回路および複数の容量性感知回路を含む。複数の誘導性感知回路の各々は、少なくとも1つの誘導性感知素子(たとえば、感知コイル)と、本明細書で感知周波数と呼ばれる動作周波数において少なくとも1つの誘導性感知素子の端子に現れるような大きなリアクタンスを補償するための関連する容量性素子とを含む。複数の容量性感知回路の各々は、少なくとも1つの容量性感知素子(たとえば、感知電極)と、感知周波数において少なくとも1つの容量性感知素子の端子に現れるような大きなリアクタンスを補償するための関連する誘導性素子とを含む。複数の誘導性感知回路および容量性感知回路のうちの少なくとも1つはまた、装置の動作インピーダンス範囲と整合するように感知回路のインピーダンスを変換するためのインピーダンス整合素子(たとえば、変圧器)を含む。装置はさらに、所定の時間多重化方式に従って、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路の各々における電気的特性(たとえば、インピーダンス)を選択的にかつ逐次測定するための、測定回路を含む。より具体的には、測定回路は、ドライバ入力信号に基づいて感知周波数において駆動信号(たとえば、電流信号)を用いて複数の感知回路の各々を選択的にかつ逐次駆動するための、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路に電気的に接続される多重化(入力多重化)を含むドライバ回路を含む。測定回路はさらに、複数の感知回路の各々において測定信号(たとえば、電圧信号)を選択的にかつ逐次増幅するための、および、複数の感知回路の各々において測定信号を示す測定結果増幅器出力信号を提供するための、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路に電気的に接続される多重化(出力多重化)を含む測定結果増幅器回路を含む。測定回路はまた、ドライバ入力信号を生成するための、ドライバ回路の入力に電気的に接続される信号生成器回路を含む。測定回路はさらに、測定結果増幅器出力信号を受信して処理するための、ならびに、ドライバ入力信号および測定結果増幅器出力信号に基づいて複数の誘導性感知回路および容量性感知回路の各々における電気的特性を決定するための、測定結果増幅器回路の出力に電気的に接続される信号処理回路を含む。装置はさらに、信号生成器回路を制御するための、所定の時間多重化方式に従って入力と出力の多重化を制御するための、誘導性感知回路および容量性感知回路の各々において測定されるような電気的特性を評価するための、ならびに、測定された電気的特性の変化に基づいて、金属物体の存在、生物の存在、車両の存在、車両のタイプ、および車両位置のうちの少なくとも1つを決定するための、測定回路に電気的に接続される制御および評価回路を含む。
本開示の別の態様では、金属物体の存在、生物の存在、車両の存在、車両のタイプ、および車両位置のうちの少なくとも1つを決定するための方法が提供される。方法は、測定回路において、所定の時間多重化方式に従って複数の誘導性感知回路および容量性感知回路の各々における電気的特性(たとえば、インピーダンス)を選択的にかつ逐次測定するステップを含む。より具体的には、方法は、測定回路の一部としての、入力多重化を含むドライバ回路から、所定の時間多重化方式に従って複数の誘導性感知回路および容量性感知回路の各々に感知周波数における駆動信号(たとえば、電流信号)を選択的にかつ逐次印加するステップを含む。方法はさらに、測定回路の一部としての、出力多重化を含む測定結果増幅器回路において、所定の時間多重化方式に従って複数の誘導性感知回路および容量性感知回路の各々における測定信号(たとえば、電圧信号)を選択的にかつ逐次増幅するステップと、測定信号を示す測定結果増幅器出力信号を提供するステップとを含む。方法はさらに、測定回路の一部としての信号生成器回路から、ドライバ入力信号をドライバ回路に印加するステップを含む。方法はさらに、測定回路の一部としての信号処理回路において、測定結果増幅器出力信号を受信して処理するステップと、ドライバ入力信号および測定結果増幅器出力信号に基づいて、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路の各々における電気的特性を決定するステップとを含む。方法はさらに、制御および評価回路において、時間多重化方式に従って信号生成器回路ならびに入力多重化および出力多重化を制御するステップを含む。方法はさらに、誘導性感知回路および容量性感知回路の各々において測定されるような電気的特性を評価するステップと、測定された電気的特性の変化に基づいて、金属物体の存在、生物の存在、車両の存在、車両のタイプ、および車両位置のうちの少なくとも1つを決定するステップとを含む。
図面において、3桁および4桁の参照番号は、参照番号が最初に現れる図面を識別する。説明または図面の異なる事例における同じ参照番号の使用は、同様の要素を示す。
複数の誘導性感知回路および容量性感知回路、非生物(たとえば、金属)物体、ならびに生物を含む、多目的検出回路の例示的な実装形態を示す概略図である。 図2に示される多目的検出回路の一部分を統合するワイヤレス送電機のワイヤレス電力伝送構造の例示的な実装形態、図1の非生物物体、および生物を示す概略図である。 図1の多目的検出回路の一部分を統合する車両ベースのワイヤレス電力伝送構造および地上ベースのワイヤレス電力伝送構造を含むWPTシステムの一部分、ならびに図1の非生物物体および生物を示す垂直切断図である。 図1の多目的検出回路の例示的な実装形態の汎用ブロック図である。 誘導性感知およびインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の非生物物体および生物の概略図である。 図5Aの誘導性感知およびインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の別の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の非生物物体および生物の概略図である。 誘導性感知および別のインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の非生物物体および生物の概略図である。 誘導性感知およびトランスインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の非生物物体および生物の概略図である。 図5Dの誘導性感知およびトランスインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の別の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の非生物物体および生物の概略図である。 図5Aの例示的な実装形態の等価回路モデルを示す図である。 図5Cの例示的な実装形態の等価回路モデルを示す図である。 図5C、図7C、図7F、および図7Hの回路の一部分の等価回路モデルを示す図である。 図5Dおよび図5Eの回路の別の部分の等価回路モデルを示す図である。 図5Iに示される図5Dおよび図5Eの回路の部分の別の等価回路モデルを示す図である。 図5Fおよび図5Gの等価回路モデルに関連し得る式のテーブルを示す図である。 複素インピーダンス平面、図1の異なるタイプの物体、および物体が存在するときにインピーダンスの変化が発生し得る対応するエリアを示す図である。 図5Aの容量性感知およびインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の生物および非生物物体の概略図である。 図5Aの容量性感知およびインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の別の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の生物および非生物物体の概略図である。 図5Aの容量性感知およびインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分のさらに例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の生物および非生物物体の概略図である。 図5Aの容量性感知およびインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分のさらに別の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の生物および非生物物体の概略図である。 図5Cの容量性感知およびインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の生物および非生物物体の概略図である。 図5Cの容量性感知およびインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の別の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の生物および非生物物体の概略図である。 図5Dの容量性感知およびトランスインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の生物および非生物物体の概略図である。 図5Dの容量性感知およびトランスインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分の別の例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の生物および非生物物体の概略図である。 図5Dの容量性感知およびトランスインピーダンス測定手法に基づく図1の多目的検出回路の一部分のさらに例示的な実装形態を示す回路、ならびに図1の生物および非生物物体の概略図である。 図7Aの例示的な実装形態の等価回路モデルを示す図である。 図7Eの例示的な実装形態の等価回路モデルを示す図である。 図7G、図7H、および図7Iの回路の一部分の等価回路モデルを示す図である。 図7G、図7H、および図7Iの回路の一部分の別の等価回路モデルを示す図である。 図7Jおよび図7Kの等価回路モデルに関連し得る式のテーブルを示す図である。 複素インピーダンス平面、図1の異なるタイプの物体、および物体が存在するときにインピーダンスの変化が発生し得る対応するエリアを示す図である。 図7Aの容量性感知素子の近くの図1の物体に適用可能な等価回路モデルを示す図である。 一定の誘電率の実部および一定の誘電率の虚部の線を示す正規化されたアドミッタンスチャートである。 図1の物体の存在下で測定されたアドミッタンス変化を示す図8Cの正規化されたアドミッタンスチャートである。 図8Dの測定されたアドミッタンス変化の一部分の角度を示す別の正規化されたアドミッタンスチャートである。 図8Dの測定されたアドミッタンス変化の別の部分の角度を示す図8Eの正規化されたアドミッタンスチャートである。 図8Dの測定されたアドミッタンス変化から決定されるような正規化された実効導電率および感受率を示す図である。 図8Dの測定されたアドミッタンス変化から決定されるような実効複素誘電率を示す複素平面を示す図である。 複数の誘導性感知回路および容量性感知回路を含む図1の多目的検出回路の一部分の例示的な実装形態を示す回路の概略図である。 図9Aの回路の一部分の例示的な実装形態を示す概略図である。 図9Aの回路の別の部分の例示的な実装形態を示す概略図である。 図9Aの回路のさらなる部分の例示的な実装形態を示す概略図である。 複数の誘導性感知回路および容量性感知回路を含む図1の多目的検出回路の一部分の別の例示的な実装形態を示す回路の概略図である。 複数の誘導性感知回路および容量性感知回路を含む図1の多目的検出回路の一部分のさらに例示的な実装形態を示す回路の概略図である。 図1の多目的検出回路のシングルエンド容量性感知素子を統合する地上ベースのワイヤレス電力伝送構造のハウジングの例示的な実装形態を示す概略図である。 図1の多目的検出回路のダブルルエンド容量性感知素子を統合する地上ベースのワイヤレス電力伝送構造のハウジングの例示的な実装形態を示す概略図である。 ホロヘドラル感知電極の例示的なプリント回路基板の実装形態を示す概略図である。 フィンガー構造を有する感知電極の例示的なプリント回路基板の実装形態を示す概略図である。 駐車スペースに設置された地上ベースのワイヤレス電力伝送構造に接近する電気車両を示す図である。 駐車スペースに設置された地上ベースのワイヤレス電力伝送構造に接近する電気車両を示す図である。 駐車スペースに設置された地上ベースのワイヤレス電力伝送構造に接近する電気車両を示す図である。 パターン検出に基づく車両位置決定(PD)の例示的な実装形態を示す図である。 パターン検出に基づく車両位置決定(PD)の例示的な実装形態を示す図である。
添付の図に関連して下に記載される詳細な説明は、例示的な実装形態の説明として意図され、本明細書において説明される技法が実践され得る唯一の実装形態を表すことは意図されない。本明細書全体で使用される「例」という用語は、「例、事例、または例示の役割を果たす」ことを意味し、他の例示的な実装形態より好ましいまたは有利であると必ずしも解釈されるべきではない。詳細な説明は、例示的な実装形態の完全な理解をもたらす目的で、具体的な詳細を含む。いくつかの事例では、一部のデバイスはブロック図の形式で示される。以下の図面の間で共通の描画要素は、同じ参照番号を使用して識別され得る。
上で言及されたように、異質物体検出(FOD)(および特に金属物体検出)は、種々の用途に価値があり得る。所定の領域における検出のために、FODシステムは、所定のエリアにわたって分布する誘導性感知素子(たとえば、感知コイル)を各々含む複数の誘導性感知回路(たとえば、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造へと統合される感知コイルの平面アレイ)を含み得る。所定の領域は、金属物体が見つかり得るような、および磁束密度が一定の限界(たとえば、金属物体がどの温度のレベルまで加熱され得るかに基づいて決定される閾値)を超えるような、空間によって定義され得る。これは一般に、複数の誘導性感知素子の上の3次元空間である。誘導性感知素子の数は、検出されることが望ましい物体の最小のサイズに比例し、または関連し得る。小さい物体(たとえば、紙クリップ)を検出するように構成されるシステムでは、感知素子の数は比較的多くてもよい(たとえば、100程度)。例示的なFODシステムは、「Systems, Methods, and Apparatus for Detection of Metal Objects in a Predetermined Space」という表題の米国特許第10,627,257号において説明され、その内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
上で言及されたように、生物検出(LOD)(たとえば、人の四肢、動物)が、種々の用途に対して価値があり得る。所定の領域における検出のために、LODシステムは、たとえばWPTシステムの地上ベースのワイヤレス電力伝送構造の周辺に沿って配設される、容量性感知素子(たとえば、感知電極)を各々含む複数の容量性感知回路を含み得る。所定の領域は、生物が位置し得るような、および磁場強度への曝露が一定の限界(たとえば、ICNIRPによって勧告されるような)を超えるような、生物が接近可能な空間により定義され得る。これは一般に3次元空間である。容量性感知素子の数は、検出されることが望ましい生物の最小のサイズに比例し、または関連し得る。人の四肢(たとえば、手)および動物(たとえば、猫)を検出するように構成されるシステムでは、感知素子の数は比較的少なくてもよい(たとえば、4程度)。調整のために容量性感知素子および追加の素子を各々含む複数の容量性感知回路の各々に駆動信号を適用するための測定駆動回路、ならびに、複数の容量性感知回路の各々における電気的特性を測定するために、および生物の存在に対応し得る電気的特性の変化を探すために必要とされるような対応する測定回路。例示的なLODシステムは、「Object Detection for Wireless Energy Transfer Systems」という表題の米国特許第9,952,266号において説明され、その内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
上で言及されたように、WPTシステムの地上ベースのワイヤレス電力伝送構造の上での車両検出(VD)または車両のタイプの検出が、種々の用途に対して価値があり得る。車両または車両のタイプの検出のために、VDシステムは、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造によって定義されるエリアにわたって分布する誘導性感知素子(たとえば、感知コイル)を各々含む複数の誘導性感知回路(たとえば、感知コイルの平面アレイ)と、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造によって定義されるエリアに配設される容量性感知素子(たとえば、感知電極)を各々含む複数の容量性感知回路とを含み得る。それぞれ誘導性感知素子および容量性感知素子と、調整のための追加の素子とを各々含む、誘導性感知回路および容量性感知回路の各々に駆動信号を適用するための駆動回路、ならびに、複数の容量性感知回路の各々における電気的特性を測定するために、および車両の存在に対応し得る電気的特性の変化を探すために必要とされるような対応する測定回路。
上で言及されたように、車両の位置(たとえば、WPTシステムの地上ベースのワイヤレス電力伝送構造に対する車両ベースのワイヤレス電力伝送構造の位置)の決定(PD)が、種々の用途に対して価値があり得る。車両位置の決定のために、PDシステムは、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造によって定義されるエリアにわたって分布する誘導性感知素子(たとえば、感知コイル)を各々含む複数の誘導性感知回路(たとえば、感知コイルの平面アレイ)と、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造によって定義されるエリアに配設される容量性感知素子(たとえば、感知電極)を各々含む複数の容量性感知回路とを含み得る。
いくつかの実装形態では、PDシステムは、パッシブビーコンPD技法をサポートするように構成される。パッシブビーコンPDは、車両ベースのワイヤレス電力伝送構造へと統合され得る、または車両の底面のどこかに搭載され得る少なくとも1つのパッシブビーコントランスポンダを使用する。多目的検出回路の誘導性感知素子アレイおよび容量性感知素子アレイの上に配置されると、パッシブビーコントランスポンダは、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路のうちの少なくとも1つの電気的特性の顕著な時間的変化(変調された応答)を生み出す。この変調された応答は、感知素子のアレイに対する少なくとも1つのパッシブビーコントランスポンダの位置を決定するために使用されてもよく、この位置は、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造に対する車両ベースのワイヤレス電力伝送構造の位置に関係する。少なくとも1つのパッシブビーコントランスポンダはまた、たとえば車両のタイプに特有の変調によって、車両の存在(VD)または車両のタイプを決定するために使用され得る。さらに、少なくとも1つのパッシブビーコントランスポンダは、受動的な変調技法によってデータを(たとえば、低データレートで)一次デバイスに送信するために使用され得る。
いくつかの実装形態では、少なくとも1つのパッシブビーコントランスポンダは、誘導性感知回路と主に相互作用するように構成される誘導性パッシブビーコントランスポンダを含む。他の実装形態では、少なくとも1つのパッシブビーコントランスポンダは、容量性感知回路と主に相互作用するように構成される容量性パッシブビーコントランスポンダを含む。さらなる実装形態では、少なくとも1つのパッシブビーコントランスポンダは、誘導性感知回路と容量性感知回路の両方と対話するように構成される。例示的な誘導性パッシブビーコンPDシステムは、「Hybrid Foreign Object Detection and Positioning System」という表題の米国特許出願第16/052,445において説明され、その内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
感知素子および調整のための追加の素子を各々含む、複数の誘導性感知回路および/または容量性感知回路の各々に駆動信号を適用するための回路、ならびに、複数の誘導性感知回路の各々における電気的特性を測定するために、かつ、金属物体の存在、生物の存在、車両の存在、車両のタイプ、および車両位置のうちの1つを示すものであり得る電気的特性の変化を検出するために必要とされるような、対応する測定、制御、および評価回路は、感知素子の数が増えると複雑かつ高価になり得る。したがって、ハードウェアの複雑さの低減およびコスト節約の態様では、FOD、LOD、VD、データシグナリング、およびPDなどの様々な機能を、本明細書では多目的検出回路と呼ばれる単一のシステムにおいて組み合わせることが、有用であり望ましいことがある。
遠隔システムを説明するために、電気車両が本明細書において使用され、その例は、駆動能力の一部として、充電可能なエネルギー蓄積デバイス(たとえば、1つまたは複数の充電可能な電気化学電池または他のタイプの電池)から導かれる電力を含む車両である。非限定的な例として、一部の電気車両は、直接駆動のために、または車両の電池を充電するために従来の内燃機関を電動機以外に含む、ハイブリッド電気車両であり得る。他の電気車両は、すべての駆動能力を電力から引き出し得る。電気車両は自動車に限定されず、モーターサイクル、カート、スクーターなどを含み得る。
異質な物体は、WPTシステムに本来備わらない物体を記述するために本明細書において使用される。異質な物体は、金属物体、非生物の誘電性(実質的に絶縁性)の物体、生物(たとえば、動物、人の四肢)、車両、またはこれらの組合せを含み得る。それは、機器または人の安全のために検出される必要のある物体を記述し得るが、多目的検出システムにおけるフォールスポジティブ検出を生み出す可能性のある無害な物体も指すことがある。
図1は、誘導性感知回路106a、106b、いくつかの点、および106nによって、ならびに、容量性感知回路108a、108b、いくつかの点、および108nによって図1に示される、複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路108を含む多目的検出回路100の例示的な実装形態を示す。点は、誘導性感知回路106の数および/または容量性感知回路108の数が3より大きい可能性があることを示すものとする。複数の誘導性感知回路106は、本明細書では複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106nと呼ばれることもある。同様に、複数の容量性感知回路108は、本明細書では複数の容量性感知回路108a、108b、...、108nと呼ばれることもある。図1に示されるように、複数の感知回路の誘導性感知回路106a、106b、...、106nの各々は、それぞれ、複数の誘導性感知素子107a、107b、...、107nの対応する誘導性感知素子(たとえば、感知コイル)を含む。同様に、複数の感知回路の容量性感知回路108a、108b、...、108nの各々は、それぞれ、複数の容量性感知素子109a、109b、...、109nの対応する容量性感知素子(たとえば、感知電極のペア)を含む。
図1は、非生物物体および生物114と本明細書では呼ばれる異質な物体110および112も示す。物体110は、前に論じられたようにWPT磁場に曝されるときに加熱される可能性のある金属(実質的に導電性の物体)を表し得るが、物体112は、実質的に絶縁性でありWPT磁場に曝されるときに危険な温度まで加熱しない誘電性または強磁性の物体を表すものであり得る。生物114は、誘電性であり実質的に絶縁性である、人の四肢(たとえば、図1に示されるような手)または動物を表し得る。
誘導性感知素子107a、107b、...、107nおよび容量性感知素子109a、109b、...、109nは、複数の誘導性感知素子107a、107b、...、107nのうちの少なくとも1つの近くの異質な物体(たとえば、物体110)の存在、複数の容量性感知素子109a、109b、...、109nのうちの少なくとも1つの近くの生物(たとえば、物体114)の存在、それぞれ複数の誘導性感知素子107a～107nおよび容量性感知素子109a～109nの上に位置する車両または車両のタイプ(図1に示されない)のうちの少なくとも1つを感知するように、ならびに、複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106nおよび容量性感知回路108a、108b、...、108nの各々における1つまたは複数の電気的特性(たとえば、インピーダンス)を測定したことに基づいて、かつ測定された1つまたは複数の電気的特性の変化を検出したことに基づいて車両位置を決定するために構成される。複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106nおよび容量性感知回路108a、108b、...、108nの各々はまた、たとえば1つまたは複数の電気的特性の測定、したがって多目的検出回路100の感度および信頼性を改善するように構成される、追加の調整回路(図1に示されない)を含み得る。複数の感知回路の各々はまた、1つまたは複数の電気的特性が測定され、その特性の基準となる、少なくとも1つの測定ポート(図1に示されない)を定義する。
複数の誘導性感知素子107a、107b、...、107nの各々は、例示の目的で「円形」のコイルとして図1において示される。しかしながら、他の実装形態では、誘導性感知素子107a、107b、...、107nは、別のコイルトポロジー、たとえば「8の字型」トポロジーを有する感知コイルを含み得る。さらに他の実装形態では、複数の誘導性感知素子107a、107b、...、107nは、混合コイルトポロジー、たとえば「円形」および「8の字型」の感知コイルを含み得る。さらなる実装形態では、複数の誘導性感知素子107a、107b、...、107nは、「空芯」コイルと比較して物理的に小さいフェライトコア(本明細書では示されない)を伴う感知コイル(たとえば、ソレノイドコイル)を含み得る。またさらなる実装形態では、複数の感知素子107a、107b、...、107nは、異質な物体(たとえば、物体110)、車両を検出するための磁場を生成するために、または、車両位置を決定するために使用され得る、他の誘導性デバイスを含み得る。いくつかの実装形態(本明細書では示されない)では、複数の誘導性感知素子107a、107b、...、107nの各々は、トランスインピーダンスまたは相互インピーダンスの測定技法とともに使用され得る、二重のまたは三重の感知コイル配置をも含み得る。いくつかの実装形態では、複数の誘導性感知素子107a、107b、...、107nは、図1に示されるような2次元アレイ107などのアレイ107に並べられる。しかしながら、他の実装形態では、複数の誘導性感知素子107a、107b、...、107nの感知素子は、行または列に従わない他の構成(放射状または交互配置)で並べられ、少なくとも部分的に重複しており、または不規則な間隔を有し、異なるサイズを有し、異なる形状(円形、六角形など)を有し、または不規則な検出エリアをカバーし、またはこれらの任意の組合せである。したがって、本明細書において使用される「アレイ」という用語は、所定のエリアにわたって並べられる複数の感知素子を示す。さらに、アレイ107の感知素子の数、およびしたがって感知回路の数は、異質な物体(たとえば、物体110)が検出されることになる領域全体、および多目的検出回路100が検出するように構成される物体の最小のサイズを含めて、適用例に基づいて大きく変化し得る。誘導性感知素子(たとえば、107a)の例示的な実装形態および誘導性感知素子の配置が、「Systems, Methods, and Apparatus for Detection of Metal Objects in a Predetermines Space」という表題の米国特許第9,726,518号、「Foreign Object Detection Circuit Using Mutual Impedance Sensing」という表題の米国特許出願第16/358,534号、「Sense Coil Geometries with Improved Sensitivity for Metallic Object Detection in a Predetermined Space」という表題の米国特許第10,122,192号、および「Hybrid Foreign Object Detection (FOD) Loop Array Board」という表題の米国特許第10,124,687号において説明され、それらの内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
例示を目的に、複数の容量性感知素子109a、109b、...、109nの各々が、感知電極のペアとして図1に示される。しかしながら、他の実装形態では、容量性感知素子109a、109b、...、109nは、単一の端子を提供する単一の電極を含み得る。さらなる実装形態では、容量性感知素子109a、109b、...、109nは、トランスインピーダンス(相互インピーダンス)を測定するために駆動され構成され得る。またさらなる実装形態では、容量性感知素子109a、109b、...、109nは、異質な物体(たとえば、物体112)、生物(たとえば、物体114)、車両(たとえば、車両330)を検出するための、または車両のタイプもしくは車両位置を決定するための、磁場を生成して検出するために使用され得る他の容量性デバイスを含み得る。図1において、容量性感知素子109a、109b、...、109nは、誘導性感知素子107a、107b、...、107nのアレイの周りのエリアに並べられるものとして示される。しかしながら、他の実装形態では、複数の容量性感知素子109a、109b、...、109nの容量性感知素子は他の構成で並べられ、たとえば誘導性感知素子のアレイ107のエリアにわたって分布する。容量性感知素子(たとえば、109a)の例示的な実装形態および容量性感知素子の配置は、「Object Detection for Wireless Energy Transfer Systems」という表題の米国特許第9,952,266号において説明され、その内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
複数の誘導性感知素子107a～107nおよび複数の容量性感知素子109a～109nの対応する感知素子を含む、複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路108の各々が、測定回路104に動作可能に接続される。多重化(図1に示されない)を含む測定回路104は、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路(それぞれ、106および108)の各々における1つまたは複数の電気的特性を選択的にかつ逐次測定し、出力を制御および評価回路102に提供するように構成される。
測定回路104は、複数の誘導性感知素子(たとえば、感知コイル)107a、107b、...、107nの各々に、たとえば複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106nの各々に感知信号(たとえば、電流)を選択的にかつ逐次印加することによって、感知周波数で交流磁場を選択的にかつ逐次生成させるように構成される。金属物体(たとえば、物体110)が交流磁場の中に存在する場合、渦電流がその物体において生成される。レンツの法則に従って、物体中の渦電流が別の(二次)磁場を生成し、この磁場はそれぞれの感知素子によって生成されるような一次磁場と相互作用し、相互結合が生じる。これは、それぞれの誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)の中の測定回路104によって測定されるような電気的特性(たとえば、インピーダンス)の変化を引き起こし得る。測定される電気的特性の変化は、それぞれの感知素子によって生成されるような交流磁場と相互作用する、相対透磁率μr>1である実質的に絶縁性の、しかし強磁性の物体(たとえば、物体112)によっても引き起こされ得る。感知信号を誘導性感知回路(たとえば、感知回路106a)に印加すると、それぞれの誘導性感知回路において測定されるような電気的特性の変化を引き起こす実質的に絶縁性である誘電性の物体(たとえば、非生物物体112または生物114)と相互作用し得る交流電場を、それぞれの誘導性感知素子が生成するようになり得る(容量性感知効果)。この交流電場は、金属(実質的に導電性)物体(たとえば、物体110)とも相互作用し得る。しかしながら、この効果は、磁場の効果より数桁弱いことがある。
測定回路104はさらに、たとえば複数の容量性感知回路108a、108b、...、108nの各々に感知信号(たとえば、電流)を選択的にかつ逐次印加することによって、複数の容量性感知素子(たとえば、感知電極)109a、109b、...、109nの各々に、感知周波数で交流電場を選択的にかつ逐次生成させるように構成される。相対誘電率が
Figure 2022553972000002
 であり実質的に絶縁性である誘電性の物体(たとえば、生物114または非生物物体112)が交流電場の中に存在する場合、それは電場と相互作用する。これは、それぞれの容量性感知回路(たとえば、容量性感知回路108a)の中の測定回路104によって測定されるような電気的特性(たとえば、インピーダンス)の変化を引き起こし得る。測定される電気的特性の変化は金属物体(たとえば、物体110)によっても引き起こされることがあり、それは、金属物体がそれぞれの容量性感知素子によって生成されるような交流電場と相互作用するからである。感知信号(たとえば、電流)を容量性感知回路(たとえば、感知回路106a)に印加すると、それぞれの容量性感知回路において測定されるような電気的特性の変化を引き起こす金属物体(たとえば、物体110)と相互作用し得る交流磁場を、それぞれの容量性感知素子が生成するようにもなり得る(誘導性感知効果)。しかしながら、この効果は、電場の効果より数桁弱いことがある。
制御および評価回路102は、測定回路104(たとえば、多重化)を制御し、測定回路104の出力を評価して、測定された1つまたは複数の電気的特性の変化に基づいて、異質な物体(たとえば、物体110)の存在、生物(たとえば、物体114)の存在、図3に関する車両の存在、車両のタイプ、および車両位置のうちの少なくとも1つを決定するように構成される。いくつかの実装形態では、制御および評価回路102は、FOD、LOD、およびVDのために必要とされるような判断機能、ならびにPDのために必要とされる位置計算機能を含み得る。他の実装形態では、車両位置は、制御および評価回路102からの出力(たとえば、生データ)、ならびに他の地上ベースまたは車両ベースのセンサ(本明細書では示されない)によって提供される出力に基づいて、多目的検出回路100の外部のユニット(本明細書では示されない)において決定される。
図2は、図1の多目的検出回路100の一部分を含むWPTシステムの一部分であるワイヤレス電力伝送構造200の例示的な実装形態を示す。ワイヤレス電力伝送構造200は、電力を伝送するための磁場を(たとえば、80～90kHzの範囲にある動作周波数で)生成するワイヤレス送電機、または磁場を介して電力を結合して受け取ることができるワイヤレス受電機のいずれかを示し得る。多目的検出回路100と統合されるとき、ワイヤレス電力伝送構造200はワイヤレス送電機であり得る可能性がより高いことがあり、それは、地面、または異質な物体(たとえば、物体110または112)が一般に静止するであろう他の上を向いた表面から、一般に電力が伝送され得るからである。しかしながら、他の実装形態が可能であり、たとえば、多目的検出回路100またはその一部分はまた、ワイヤレス受電機(たとえば、車両ベースのワイヤレス電力伝送構造)へと統合され得る。ワイヤレス電力伝送構造200(「地上組立体」または「ベースパッド」と呼ばれることもある)は、電力をワイヤレスに送り、または受けるように構成され得る。
ワイヤレス電力伝送構造200は、電力変換回路(本明細書では示されない)によって電流を用いて駆動されると交流磁場を生成するように構成される、WPTコイルとも呼ばれるコイル202(たとえば、リッツ線コイル)を含む。ワイヤレス電力伝送構造200はさらに、磁束のための経路を切り開くおよび/または提供するように構成されるフェライト(204)構造を含み得る(たとえば、1つまたは複数のフェライトタイルとして並べられ得る)。ワイヤレス電力伝送構造200はまた、金属シールド206(バックプレートとも呼ばれることがある)を含み得る。金属シールド206は、磁場または関連する電磁放射がシールド206によって決定される境界をはるかに超えるのを防ぐように、またはその境界を超える磁場を少なくとも減衰させるように構成される。ある例として、シールド206はアルミニウムで形成され得る。
図2は、図1の複数の誘導性感知素子(アレイ107)および複数の容量性感知素子109がどのようにワイヤレス電力伝送構造200へと統合され得るかの、一例を示す。
図3は、ワイヤレスの電気車両の充電に適用可能なWPTシステムの部分300の垂直切断図を示す。この部分300は、図2を参照して地上ベースの(たとえば、送信)ワイヤレス電力伝送構造200および車両ベースの(たとえば、受信)ワイヤレス電力伝送構造310を含む。地上ベースのワイヤレス電力伝送構造200は、図2に関連するシールド(バックプレート)206、フェライトの層204、およびWPTコイル202を含む。それはまた、WPTコイル202、フェライト204、およびシールド206を収容するように構成されるハウジング328を含む。加えて、ハウジング328は、図2に示されるような多目的検出回路100の一部として、複数の誘導性感知素子(アレイ107)および複数の容量性感知素子(109)を収容するように構成される。いくつかの実装形態では、シールド206は図3に示されるようにハウジング328の一部分を形成し得る。さらに、ハウジング328は、車両がその上を通り得る傾斜を形成するように、その端からその内側に向かってその境界に沿って傾いていてもよい。電力変換回路(本明細書では示されない)はWPTコイル202に電気的に接続されてもよく、または、一部分もしくはすべてがハウジング328に収容されてもよい。いくつかの態様では、容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109a、109b、...、109n)は、誘導性感知素子のアレイ107によって定義される平面と平行ではないように配向され得る。たとえば、容量性感知素子は、ハウジングの境界に沿ってハウジング328の傾斜した上面と実質的に平行となるように配向され得る。
車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310は、WPTコイル312、フェライトの層315、および導電性材料からなるシールド316を含む。いくつかの実装形態では、フェライト315およびWPTコイル312が車両330の金属底面に取り付けられる装置の一部分から、シールド316が形成され得る。この場合、WPTコイル312およびフェライト315を収容するように構成され、しかしシールド316を収容しないことがある、ハウジング318が設けられる。しかしながら、導電性バックプレートがハウジング318に含まれるような他の実装形態が可能である。電力変換回路(本明細書には示されない)はWPTコイル312に電気的に接続されてもよく、または一部分もしくはすべてがハウジング318に収容されてもよい。
上で言及され図3に示されるように、車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310はまた、たとえば前に論じられたようにPDおよびVDの目的で、誘導性パッシブビーコントランスポンダ313および容量性ビーコントランスポンダ314のうちの少なくとも1つを統合し得る。誘導性パッシブビーコントランスポンダ313は、誘導性感知素子、たとえば誘導性感知素子107a、107b、...、107nと主に相互作用するように構成され得る。いくつかの実装形態では、誘導性パッシブビーコントランスポンダ313は、トランスポンダコイルと、多目的検出回路100の動作(感知)周波数におけるコイルの大きいリアクタンスを補償するための容量性素子と、パッシブインピーダンス変調回路とを含む(これらの素子は本明細書では示されない)。容量性パッシブビーコントランスポンダ314は、容量性感知素子、たとえば容量性感知素子109a、109b、...、109nと主に相互作用するように構成され得る。いくつかの実装形態では、容量性パッシブビーコントランスポンダ314は、トランスポンダ電極と、多目的検出回路100の動作(感知)周波数における電極の大きいリアクタンスを補償するための誘導性素子と、パッシブインピーダンス変調回路とを含む(これらの素子は本明細書では示されない)。さらなる実装形態(本明細書には示されない)では、パッシブビーコントランスポンダ(たとえば、パッシブビーコントランスポンダ313)は、多目的検出回路100の誘導性感知素子と容量性感知素子の両方と相互作用するように構成される。
地上ベースの(たとえば、送信)ワイヤレス電力伝送構造200は、磁場232を生成するように構成され得る。車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310は、磁場を介して電力を誘導的に受け取るように構成され得る。さらに、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造200は地上または他の上を向いた表面に配置され得るので、図3に示されるように、物体(たとえば、物体110または112)がハウジング328の上面で静止することがある。それにより、その物体は、電力が伝送されると、高水準の磁束密度に曝される可能性があり得る。
図4は、多目的検出回路100の例示的な実装形態または動作を示す汎用ブロック図である。回路100は、図1に関連する、それぞれ誘導性感知素子107a、107b、...、107nを含む複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106n、それぞれ容量性感知素子109a、109b、...、109nを含む複数の容量性感知回路108a、108b、...、108n、測定回路104、ならびに制御および評価回路102を含む。
複数の誘導性感知回路106の各々はまた、感知周波数において少なくとも1つの誘導性感知素子の端子に現れるような大きいリアクタンスを補償するための、関連する容量性素子(本明細書には示されない)を含み得る。複数の容量性感知回路108の各々はまた、感知周波数において少なくとも1つの容量性感知素子の端子に現れるような大きいリアクタンスを補償するための、関連する誘導性素子(本明細書には示されない)を含み得る。複数の誘導性感知回路および容量性感知回路のうちの少なくとも1つはまた、多目的物体検出回路100の動作インピーダンス範囲と整合するように、感知回路(たとえば、感知回路108a)のインピーダンスを変換するためのインピーダンス整合素子(たとえば、変圧器)を含む。ある例示的な実装形態では、複数の誘導性感知回路106の各々は、追加のインピーダンス整合素子を使用することなく、動作インピーダンス範囲と自然に整合する。しかしながら、複数の容量性感知回路108は自然に整合しないので、追加のインピーダンス整合素子(たとえば、変圧器)が使用される。別の例示的な実装形態では、それは逆である。さらなる例示的な実装形態では、複数の誘導性感知回路106と容量性感知回路108の両方がそれぞれ、追加のインピーダンス整合素子を含む。
測定回路104は、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路に電気的に接続され、所定の時間多重化方式に従って、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路の各々における1つまたは複数の電気的特性(たとえば、インピーダンス)を選択的にかつ逐次測定するために構成される。
制御および評価回路102は、測定回路104に電気的に接続され、所定の時間多重化方式に従って時間多重化を制御し(図4の入力多重化器(MUX)の制御および出力MUXの制御)、誘導性感知回路および容量性感知回路の各々において測定されるような1つまたは複数の電気的特性を評価し、測定された1つまたは複数の電気的特性の変化に基づいて、異質な物体(たとえば、物体110または112)の存在、生物(たとえば、物体114)の存在、車両(たとえば、車両330)の存在、車両のタイプ、および車両位置のうちの少なくとも1つを決定するように構成される。
測定回路104はさらに、ドライバ回路402、測定結果増幅器回路404、信号生成器回路406、および信号処理回路408を含む。
多重化(入力多重化)を含むドライバ回路402は、複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路108に電気的に接続され、信号生成器回路406によって生成されるドライバ入力信号に基づいて、複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路108の各々に感知周波数において駆動信号(たとえば、電流信号)を選択的にかつ逐次印加するように構成される。
多重化(出力多重化)を含む測定結果増幅器回路404は、複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路108に電気的に接続され、複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路108の各々における測定信号(たとえば、電圧信号)を選択的にかつ逐次増幅し、複数の感知回路の各々における測定信号を示す測定結果増幅器出力信号を提供するように構成される。
ドライバ回路402の入力に電気的に接続される信号生成器回路406は、ドライバ入力信号を生成するように構成される。
測定結果増幅器回路404の出力に電気的に接続される信号処理回路408は、測定結果増幅器出力信号を受信して処理し、ドライバ入力信号および測定結果増幅器出力信号に基づいて、複数の誘導性感知回路および容量性感知回路の各々における1つまたは複数の電気的特性を決定するように構成される。
ドライバ回路402および測定結果増幅器回路404の構成要素とそれらの構成が例示的なものであり、駆動信号を用いて複数の感知回路106および108を選択的にかつ逐次駆動し、複数の感知回路106および108の各々における測定信号を選択的にかつ逐次増幅するように構成される、これらのまたは他の構成要素を他の実装形態が有し得ることを、図4において示される破線は強調している。さらに、いくつかの回路素子は他の素子間に接続されるものとして説明されるが、様々な実装形態において、電気的に接続されるものとして説明される2つの素子間にもあり得る他の回路素子(たとえば、挿入される他の素子)があり得ることを理解されたい。代替の実装形態の例(本明細書では示されない)に言及するために、ドライバ回路402と測定結果増幅器回路404の両方に対して多重化が一般的である。
測定回路104ならびに制御および評価回路102の例示的な実装形態が、「Systems, Methods, and Apparatus for Detection of Metal Objects in a Predetermined Space」という表題の米国特許第9,726,518号、「Systems, Methods, and Apparatus for Increased Foreign Object Detection Loop Array Sensitivity」という表題の米国特許第9,921,045号、「Systems, Methods, And Apparatus for Foreign Object Detection Loop Based on Inductive Thermal Sensing」という表題の米国特許第10,295,693号、「Systems, Methods, and Apparatus for Detecting Ferromagnetic Objects in a Predetermined Space」という表題の米国特許第10,302,795号、「Systems, Methods, and Apparatus for Detecting Metallic Objects in a Predetermined Space via inductive kinematic Sensing」という表題の米国特許第10,298,049号、「Foreign Object Detection Circuit Using Current Measurement」という表題の米国特許出願第16/226.156号、「Extended Foreign Object Detection Signal Processing」という表題の米国特許出願第16/392,464号、および「Foreign Object Detection Circuit Using Mutual Impedance Sensing」という表題の米国特許出願第16/358,534号において説明され、これらの内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
多目的検出回路100の例示的な動作において、感知信号は、時分割多重化方式に従ってラウンドロビン方式で、複数の誘導性感知回路106の各々に、および複数の容量性感知回路108の各々に、選択的にかつ逐次印加される。誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)を駆動するための感知信号は、その感知回路に割り振られた時間間隔(タイムスロット)において印加され、タイムスロットの時間長以下の最大の時間長を有する。複数の誘導性感知回路106および容量性感知回路108に割り振られるタイムスロットの合計に対応する時間枠は、スキャン周期または反復期間とも本明細書では呼ばれる。
ある態様では、スキャン周期の時間長を減らすために、第1の感知信号は、複数の誘導性感知回路106および容量性感知回路108の一部分の各々に選択的にかつ逐次印加され、第2の感知信号は、誘導性感知回路および容量性感知回路の残りの部分の各々に同時に、選択的に、かつ逐次印加される。2つ以上の感知信号を同時に印加することは、スキャン周期を短くし、FODおよびLODに関して検出レイテンシの低減をもたらし、(たとえば、前に説明されたようなパッシブビーコニング手法を使用して)PDに関して位置更新頻度の増大をもたらし得る。
多目的検出回路100のある例示的な実装形態および動作において、第1の感知信号および少なくとも1つの同時に印加される第2の感知信号は、同じ周波数の正弦波信号である。
多目的検出回路100の別の例示的な実装形態および動作では、第1の感知信号および少なくとも1つの同時に印加される第2の感知信号は、正弦波信号であるが、周波数が異なる。
多目的検出回路100のさらなる例示的な実装形態および動作では、同じ感知回路(たとえば、感知回路106a)に割り振られるタイムスロットにおいて印加されるような、第1の正弦波感知信号および少なくとも1つの同時の第2の正弦波感知信号の各々は、同じ位相(たとえば、ゼロ位相)で開始する。2つより多くの感知信号を使用するいくつかの実装形態では、同じ感知回路に割り振られるタイムスロットにおいて同じ位相で感知信号を開始することは、「Extended Foreign Object Detection Signal Processing」という表題の米国特許出願第16/392,464号において説明されるような相互変調の効果により引き起こされる干渉を軽減するのを助けることができ、この出願の内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
多目的検出回路100のいくつかの実装形態および動作では、スキャン周期のタイムスロットは、何らかの条件(たとえば、WPTが作動しているか、または作動していないか)に基づいて割り振り直される。ある態様では、WPTが作動しているとき、LODに関する検出レイテンシを減らすのが望ましいことがある。したがって、ある例示的な動作では、WPTが作動しているとき、スキャン周期の2つ以上のタイムスロットが容量性感知回路108の各々に割り振られる。逆に、WPTが作動していないとき、LOD機能は必要とされないことがある。したがって、ある例示的な動作では、WPTが作動していないとき、スキャン周期のタイムスロットは、誘導性感知回路に(たとえば、複数の誘導性感知回路106に)のみ割り振られる。別の例示的な動作では、WPTが作動していないとき、スキャン周期の2つ以上のタイムスロットは複数の誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106)の各々に割り振られ、1つのタイムスロットは複数の容量性感知回路の各々に割り振られる。WPTが作動していないとき、(たとえば、LODに関して多目的検出回路100が適切に機能していることを監視する目的で)この動作モードは、限られたLOD機能を維持することを許容し得る。その上、上で説明されたスキャンモードのいずれかにおいて同じ感知回路に割り振られるタイムスロット間の時間間隔は最大にされる。図5Aから図5Eは、少なくとも1つの電気的特性(たとえば、複素インピーダンス)を測定することによる誘導性感知に基づく、図1の多目的検出回路100の一部分の例示的な実装形態を示す。これらの例は、感知および測定技法の原理を示すためのものであり、多目的検出回路100のすべての詳細を示すものではない。具体的には、それらは、例示を目的に、複数の誘導性感知回路(たとえば、図1に関連する複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106n)ではなく単一の誘導性感知回路のみを示す。さらに、それらは、たとえば異質な物体の存在、生物の存在、車両の存在、車両のタイプ、および車両の位置のうちの少なくとも1つを決定するために必要とされることがあり図4のブロック図により示されるような、信号生成、信号処理、および評価の詳細を示さない。
図5A、図5B、および図5Cの、それぞれ回路500、520、および540の説明は、1ポートインピーダンスZ11を測定することに基づき、一方、図5Dおよび図5Dの、それぞれ回路560および580は、たとえば正弦波感知信号を使用する、感知周波数における2ポートトランスインピーダンスZ21の測定結果を利用する。しかしながら、これは、他の感知信号波形(たとえば、多周波数信号、パルス信号、擬似ランダム信号など)を使用して他の電気的特性を測定するように構成される実装形態を排除すべきではない。
いくつかの実装形態では、感知信号は、実質的にメガヘルツ(MHz)範囲にある(たとえば、2.5MHzから3.5MHzの周波数範囲にある)スペクトルを伴う高周波信号である。他の実装形態では、感知信号は、周波数の規制を理由に、3.155MHzから3.400MHzの周波数範囲に制約される。いくつかの地理的領域または国では、この周波数範囲は、より高い放射レベル、たとえば、多目的検出回路100の放射部分から(たとえば、誘導性感知素子アレイ107から)10mにおいて磁場の強度H<13.5dBμA/mを許容し得る。
図5Aから図5Eの概略図に示されるグラウンド記号は、「回路グラウンド」と呼ばれるグラウンド電位のネットワークノードを示す。しかしながら、これは、非グラウンドベースの実装形態、または異なる電位の異なるグラウンドを使用する実装形態を排除すべきではない。
図5Aの回路500は、(破線の右側の回路として図5に示される)1ポートの誘導性感知回路501の複素インピーダンスZ11を測定することに基づく例示的な実装形態を示す。より具体的には、インピーダンスZ11は、電流源512(感知回路電流源512)から、感知周波数における正弦波電流I0をある定義された振幅および位相で流すことによって、および、電圧測定回路510を使用して、図5Aに示されるような複素開回路電圧V(振幅および位相)を測定することによって、(端子および破線によって図5Aにおいて示される)測定ポート508において測定される。次いで、定義された(既知の)電流I0で測定された電圧Vを割ることによって、インピーダンスZ11が決定される。このインピーダンス測定技法は、電流源電圧測定技法とも本明細書では呼ばれる。
感知回路501は、インダクタンスLおよび等価直列抵抗Rを有するシングルコイル感知素子(たとえば、感知コイル502)と、感知コイル502と直列に電気的に接続される静電容量Csおよび等価直列抵抗RCsを有する直列キャパシタ504と、測定ポート508に並列にキャパシタ504に電気的に接続されるインダクタンスLpおよび等価直列抵抗RLpを有する並列インダクタ506とを備える。回路500はさらに、両方とも測定ポート508において感知回路501に電気的に接続される、感知信号電流源512および電圧測定回路510を示す。
等価直列抵抗Rは、感知コイル502に固有のすべての電気的損失と、周囲の材料(たとえば、WPTコイル202のリッツ線、および感知コイル502が統合され得るワイヤレス電力伝送構造200のフェライト)において生じ得るような外来の損失とを含む。これらの材料は、損失を引き起こす感知コイル502によって生成されるような磁場と対話し得る。
図5Aの回路500はまた、図2に関連する、感知コイル502の自己容量(または巻線内容量)Ciw、感知コイル502のグラウンド容量Cgnd、および感知コイル502とWPTコイル202との間の静電容量Cwpt(図5Aでは線によって抽象化される)などの、寄生容量を(破線によって)示す。これらの静電容量および関連する漂遊電場は、実質的に絶縁性である誘電性の物体(たとえば、物体112または114)に対する回路500の一定の感受性を生じさせ得る。以下の検討では、感知コイル502のインピーダンスに対するこれらの静電容量の影響は無視できると仮定される。
感知回路501は、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンス大きさ関数|Z11,0(ω)|の極小値を提供するように構成されてもよく、Z11,0は異質な物体がないときに測定ポート508において感知回路501により提示されるようなインピーダンスを指し、ωは角周波数を指す。定義上、インピーダンスの大きさの最小値は、本明細書では直列共振とも呼ばれ、図5Aから図5Eに関連する誘導性感知回路に当てはまる。代替として、感知回路501は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の極小値を提供するように構成されてもよく、Y11,0(=1/Z11,0)は異質な物体がないときに測定ポート508において感知回路501により提示されるようなアドミッタンスを指す。定義上、アドミッタンスの大きさの最小値は、本明細書では並列共振とも呼ばれ、図5Aから図5Eに関連する誘導性感知回路に当てはまる。
感知回路501の例示的な直列共振構成では、直列キャパシタ504のリアクタンスが、名目の感知周波数における感知コイル502のリアクタンスを実質的に補償し、実質的に実数(抵抗)であるインピーダンスZ11,0をもたらす。この構成では、並列インダクタ506のインダクタンスLpは、感知コイル502のインダクタンスLと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、並列インダクタ506のインピーダンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|よりかなり(たとえば、10倍)大きいことがある。この構成では、名目の感知周波数におけるインピーダンス|Z11,0|に並列インダクタ506が及ぼす影響は、無視できることがある。
感知回路501の例示的な並列共振構成では、直列キャパシタ504のリアクタンスは、名目の感知周波数における感知コイル502のリアクタンスを過剰に補償する。キャパシタ504および感知コイル502の直列接続の残存容量サセプタンスは、並列インダクタ506のサセプタンスにより実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるアドミッタンスY11,0をもたらす。この構成では、並列インダクタ506のインダクタンスLpは、感知コイル502のインダクタンスLより小さくてもよく、それと同様であってもよく、それより大きくてもよい。言い換えると、並列インダクタ506のアドミッタンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンスの大きさ|Y11,0|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、並列インダクタ506は、名目の感知周波数におけるアドミッタンスY11,0に対して重大な影響を及ぼす。
いくつかの実装形態では、共振同調およびインピーダンス変換を目的に、たとえば、図1を参照して前に言及されたように感知回路501を動作インピーダンス範囲と整合するようにインピーダンスZ11を変換するために、並列インダクタ506が直列キャパシタ504と一緒に使用される。インダクタンス比L/Lpは、インピーダンスの大きさ|Z11,0|を制御するためのパラメータであり得る。
感知回路501が並列共振のために構成される場合、インピーダンス変換は特に有効であり得る。より具体的には、インダクタンス比L/Lpを増大させながら、名目の感知周波数における直列共振を維持することで、名目の感知周波数におけるアドミッタンスの大きさ|Y11,0|をかなり増大させることができる。したがって、ある態様では、並列共振構成における感知回路501は、変圧器を使用する図5Bに示される感知回路521を代替するものであると考えられ得る。
インダクタンス比L/Lpを増大させながら、名目の感知周波数における共振を維持することは、感知回路501の直列共振構成で名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|をいくらか減少させることもある。しかしながら、インピーダンス変換は限られており、直列共振構成のそれよりはるかに効果が少ないことがある。
共振同調の別の態様では、直列キャパシタ504は、バリアブルキャパシタ504を形成する、静電容量Csが電気的に制御され得るバリアブルキャパシタ(たとえば、直流(DC)制御キャパシタ)を含み得る。回路500のいくつかの実装形態では、バリアブルキャパシタ504は、温度ドリフト、経年劣化、または外部要因により引き起こされる感知回路701の脱調を補償するために、および実質的に名目の感知周波数における共振を維持するために使用される。同様に、並列インダクタ506は、バリアブルインダクタ506を形成する、インダクタンスLpが電気的に制御され得るバリアブルインダクタ(たとえば、DC制御インダクタ)を含み得る。さらなる態様では、感知回路501のインピーダンス|Z11,0|を変化させるために、バリアブルキャパシタ504およびバリアブルインダクタ506が組み合わせて使用される。
さらに別の態様では、直列キャパシタ504は、並列インダクタ506と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、ワイヤレス電力伝送の間に生成されるような磁場および電場により感知コイル502に誘導結合される電圧から生じる電圧Vの低周波擾乱成分を減衰させる。このハイパスフィルタは、電圧測定回路510のダイナミックレンジ要件を下げることができ、電圧測定回路510および電流源512を過負荷から保護することもできる。言い換えると、それは、ダイナミックレンジが限られている電圧測定回路510における非線形歪みの影響(たとえば、信号クリッピング)を減らすことができる。
図1を参照すると、感知回路501、感知コイル502、直列キャパシタ504、および並列インダクタ506は、たとえば、誘導性感知回路106a、誘導性感知素子107a、および関連する容量性素子にそれぞれ対応し得る。電流源512は、信号生成器回路406およびドライバ回路402を含んでもよく、一方、電圧測定回路510は、図4に関連する測定結果増幅器回路404および信号処理回路408を含んでもよい。
ある態様では、正弦波信号に対して、電流源(たとえば、電流源512)は、感知周波数において測定ポート508に現れるような感知回路501のアドミッタンスの大きさ|Y11|よりかなり(たとえば、少なくとも10倍)小さいソースアドミッタンスの大きさ|Ycs|を提供する半理想の電流源により特徴付けられ得る。同様に、電圧測定回路510は、感知周波数において|Y11|よりかなり(たとえば、少なくとも10倍)小さいアドミッタンスの大きさ|Yvm|を伴う半理想の電圧測定回路により特徴付けられ得る。
さらなる態様では、正弦波信号に対して、1ポートの感知回路(たとえば、感知回路501)のアドミッタンスY11を測定するように構成される、電流源(たとえば、電流源512)および電圧測定回路(たとえば、電圧測定回路510)を含む測定回路(たとえば、図4の測定回路104)は、感知周波数において|Y11|よりかなり(たとえば、少なくとも10倍)小さい測定回路のアドミッタンスの大きさ|Ymc|を提供する半理想の測定回路によって特徴付けられてもよく、測定回路のアドミッタンスは、上記のアドミッタンスの定義を使用して次のように定義され得る。
Ymc≒Ycs+Yvm (1)
逆に、電流源電圧測定手法に基づく測定回路(たとえば、図4の測定回路104)の品質は、以下の比として特徴付けられ得る。
Qmc≒|Y11|/|Ymc| (2)
式(2)は、電流源電圧測定手法に基づいて測定回路(たとえば、図4の測定回路104)の品質を評価するために使用され得る。
2ポートの感知回路(たとえば、図5Dに関連する感知回路561)にも適用可能な、電流源電圧測定手法に基づく測定回路(たとえば、図4の測定回路104)の品質のより一般的な定義は、
Qmc≒|ΔV/V0|/|ΔI/I0| (3)
により与えられ得る。
電流源512、電圧測定回路510、および測定回路104の上記の特性は、非正弦波感知信号へと一般化されてもよく、このとき、複素インピーダンスおよび複素振幅の概念は直接当てはまらないことがある。これは、複素フーリエ系列により信号を近似し、複素フーリエ系列の個々の周波数成分に上記の特徴を適用することによって達成され得る。
たとえば、ある定義された電圧V0(振幅および位相)を有する電圧源(たとえば、図5Cに関連する電圧源552)から正弦波電圧を感知回路501に適用し、電流測定回路(たとえば、図5Cに関連する電流測定回路550)を使用して測定ポート508における複素電流I(振幅および位相)を測定することによる、他のインピーダンス測定技法も企図され得る。
電流源電圧測定技法と同様に、電圧源552(感知信号電圧源552)は、感知周波数において現れるような感知回路501のインピーダンスの大きさ|Z11|よりかなり(たとえば、少なくとも10倍)小さいソースインピーダンスの大きさ|Zvs|を伴う半理想の電圧源によって特徴付けられ得る。同様に、電流測定回路550は、感知周波数において|Z11|よりかなり(たとえば、少なくとも10倍)小さいインピーダンスの大きさ|Zcm|を伴う半理想の電流測定回路によって特徴付けられ得る。
さらなる態様では、電圧源(たとえば、電圧源552)および電流測定回路(たとえば、電流測定回路550)を含む測定回路(たとえば、図4の測定回路104)は、感知周波数において|Z11|よりかなり(たとえば、少なくとも10倍)小さい測定回路インピーダンスの大きさ|Zmc|を提供する半理想の測定回路によって特徴付けられてもよく、測定回路のインピーダンスは、上記のインピーダンスの定義を使用して次のように定義され得る。
Zmc≒Zvs+Zcm (4)
逆に、電圧源電流測定手法に基づく測定回路(たとえば、図4の測定回路104)の品質は、以下の比として特徴付けられ得る。
Qmc≒|Z11|/|Zmc| (5)
式(5)は、電圧源電流測定手法に基づいて測定回路(たとえば、図4の測定回路104)の品質を評価するために使用され得る。
他のインピーダンス測定技法は、感知回路501が理想的ではない源により駆動され、電圧Vおよび電流Iが、たとえばそれぞれ半理想の電圧測定回路および半理想の電流測定回路を使用して測定されるような手法も含み得る。
さらに、いくつかの実装形態では、電圧Vの、したがってインピーダンスZ11の測定は、ノイズ、および多目的検出回路100の検出感度を下げる他の擾乱信号の影響を受けることがある。このノイズは、図5Aの回路500の能動的および受動的な構成要素において生成されるような回路固有のノイズを含み得る。それはまた、たとえば図4に関連する信号生成器回路406および信号処理回路408のデジタル実装において生成される、量子化ノイズを含み得る。他の擾乱信号は、回路500の外部の源から(たとえば、ワイヤレス電力伝送の間にWPTシステムから、モード切り替え電源から、デジタル処理ユニットから、など)生じることがある。これらの回路固有の擾乱信号は、感知コイル502に(たとえば、静電容量Cwptを介して)誘導結合および容量結合されることがあり、WPT動作周波数の基本波および高調波、ならびにWPTシステムにより生成されるような他のスイッチングノイズ成分を含み得る。したがって、いくつかの実装形態では、電圧測定回路510は、感知信号を選択的にフィルタリングし、上で論じられたようなノイズおよび他の擾乱信号成分を抑制し、結果として検出感度を改善するための、フィルタを含む。フィルタは、感知信号と整合され、ノイズおよび他の擾乱信号の存在下で信号対雑音比(SNR)を最大にするように構成され得る。正弦波の感知信号を使用する実装形態では、電圧測定回路510は、周波数選択的(狭帯域)であり、感知信号周波数に同調され得る。それは、感知周波数とかなり異なる周波数におけるノイズおよび他の擾乱信号成分を抑制するように構成され得る。
その上、上で論じられたような選択的電圧測定回路510を利用する実装形態では、電流源512および電圧測定回路510の対応するフィルタによって生成されるような感知信号波形は、たとえば、SNRを改善し、その結果検出感度を改善するように適合される。したがって、いくつかの実装形態では、電圧測定回路510は、ノイズを継続的に分析しているノイズ分析器(たとえば、図4に関連する信号処理回路408に含まれる)も含む。さらに、それは、ノイズ分析に基づいて、および何らかの動作制約内で、電流源512によって生成されるような感知信号の波形を制御するための、コントローラ(たとえば、図4の制御および評価回路102)を含む。より具体的には、正弦波の感知信号を使用する例示的な実装形態では、電圧測定回路510は、スペクトルアナライザと、擾乱(ノイズ)レベルが最小である周波数を継続的に探しており感知信号の周波数(感知周波数)を擾乱レベルが最小である周波数に調整するコントローラとを含み、それにより、WPTシステムのスイッチング高調波を避け、感知回路501の共振に実質的にとどまる。
図1を参照すると、図5Aはまた、感知コイル502の近くの物体110、112、および114を示す。車両330を含むこれらの物体のいずれか1つの存在は、感知コイル502の、および結果として感知回路501の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。非限定的な例として、それは、インダクタンスLおよび等価直列抵抗Rのうちの少なくとも1つの変化、およびしたがって感知コイル502のインピーダンスZの変化を引き起こし得る。物体(たとえば、物体110)の反映インピーダンスΔZ r と本明細書で呼ばれる、インピーダンスのこの変化は、異質な物体がないときに測定ポート508に現れるようなインピーダンスZ11,0に関するインピーダンス変化ΔZをもたらす。図6および図5Fを参照してより詳しく以下で論じられるように、反映インピーダンスΔZ r および関連するインピーダンス変化ΔZは、物体(たとえば、物体110)の電気的特性を示すものであり得る。
物体(たとえば、物体110)の存在は、ΔZがある基準を満たす(たとえば、大きさ|ΔZ|が検出閾値を超える、角度arg{ΔZ}がある範囲内にある)場合に決定され得る。図5Aには示されないが、Zの変化ΔZ r 、したがってインピーダンスZ11の変化ΔZは、車両(たとえば、車両330)の底面によって、車両ベースのワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図3のワイヤレス電力伝送構造310)によって、パッシブビーコントランスポンダ(たとえば、図3のパッシブビーコントランスポンダ314)によって、または車両における別の構造によっても引き起こされ得る。したがって、変化ΔZは、感知コイル502の上にある車両の存在または車両のタイプを示すものでもあり得る。さらに、インピーダンス変化ΔZは、前に言及されたような感知コイル502に固有の容量性感知効果により、感知コイル502の近くの実質的に絶縁性である誘電性の物体(たとえば、物体112または114)によって引き起こされ得る。より具体的には、感知コイル502の近くの物体112または114は、図5Aに示されるような寄生容量Ciw、Cgnd、およびCwptのうちの1つまたは複数を変化させ得る。
アドミッタンスY11を測定することに基づく回路500のある実装形態では、物体(たとえば、物体110、112、114、または車両330)の存在は、異質な物体がないときに測定されるようなアドミッタンスY11,0に対して変化ΔYを引き起こし得る。同様に、物体(たとえば、物体110)の存在は、ΔYがある基準を満たす場合(たとえば、大きさ|ΔY|が検出閾値を超える、角度arg{ΔY}がある範囲内にある)場合に決定され得る。
半理想の電流源(たとえば、電流源512)を使用すると、(たとえば、物体110の存在による)インピーダンスZ11の変化ΔZが電圧Vの変化ΔVとして現れるが、電流I0は実質的に影響を受けないままである。したがって、複素電圧Vを測定することは、複素インピーダンスZ11を測定することと等価であり得る。言い換えると、複素電圧Vは、複素インピーダンスZ11を示すものであることがあり、電流I0を追加で測定する必要はないことがあるので、測定回路(たとえば、図1の測定回路104)の複雑さが下がる。同様に、複素電圧Vを測定して、逆数値1/Vを決定することは、複素アドミッタンスY11を測定することと等価であり得る。
ある態様では、リアクタンスωLを有する感知コイル502における物体(たとえば、物体110)の正規化された反映インピーダンスを、次のように定義することが有用であり得る。
ΔZr'=(Z-jωL)/(ωL)=ΔZr/(ωL) (6)
ここで、Zは物体(たとえば、物体110)があるときの感知コイル502のインピーダンスを定義する。同様に、正規化された反映アドミッタンスΔYr'は次のように定義され得る。
ΔYr'=(Y-(1/(jωL)))ωL=ΔYrωL (7)
ここで、YおよびΔYrは、それぞれ、物体(たとえば、物体110)があるときの感知コイル502のアドミッタンスおよび物体の反映アドミッタンスを示す。正規化された反映インピーダンスΔZr'または正規化された反映アドミッタンスΔYr'は、それぞれ、感知コイル502のインピーダンスまたはアドミッタンスに対する物体(たとえば、物体110)の影響を決定する。その大きさ|ΔZr'|または|ΔYr'|は、感知コイル502に対する物体のサイズ、位置、および向きに関連し得る。
さらなる態様では、1ポートの感知回路(たとえば、図5Aの感知回路501)の正規化されたインピーダンス変化を次のように定義することが有利であることがあり、
ΔZ'=(Z11-Z11,0)/|Z11,0|=ΔZ/|Z11,0| (8)
同様に、正規化されたアドミッタンス変化を次のように定義することが有利であることがあり、
ΔY'=(Y11-Y11,0)/|Y11,0|=ΔY/|Y11,0| (9)
本明細書では微小変化ΔZ'(またはΔY')とも呼ばれる。感知コイル502に対して相対的なある定義された位置に置かれた定義された試験物体(たとえば、物体110)により引き起こされる微小変化ΔZ'(またはΔY')は、1ポートの感知回路501に基づく物体検出回路(たとえば、図1の多目的検出回路100)の検出感度に関係し得る。より具体的には、微小変化ΔZ'(またはΔY')を増やすと、たとえば次のように定義される信号対雑音比(SNR)を上げることがあり、
ΔSNR=|ΔV|/Vn (10)
Vn(図5Aには示されない)は電圧Vのノイズ成分を指す。別の態様では、微小変化を増やすことは、電圧測定回路510のダイナミックレンジ要件を下げることがある。
非限定的な例として、物体(たとえば、物体110)の正規化された反映インピーダンスΔZr'、およびしたがって関連する微小変化ΔZ'は、感知コイル502の設計をその幾何学的形状およびワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200)への統合に関して最適化することによって増大し得る。微小変化ΔZ'は、たとえば直列キャパシタ504を使用した共振同調によって、および感知回路501のQ値を改善することによって、さらに増大し得る。図5Fを参照して以下で論じられるようにノイズ電圧Vnが支配的な回路固有のノイズである場合、Q値の改善はSNRも増大させ得る。同じことが、正規化された反映アドミッタンスΔYr'および微小変化ΔY'に当てはまり得る。
図5Fを参照して以下でさらに分析され論じられるように、並列共振同調およびインピーダンス変換を目的に並列インダクタ506を使用することは、前に論じられたようにハイパスフィルタリングのみを目的に並列インダクタ506を使用する感知回路501と比較して、より小さい微小変化をもたらし得る。これは、並列インダクタ506に固有の追加の損失により説明され得る。
多目的検出回路100のさらなる態様では、たとえば感知コイル502の温度の変動は、測定ポート508において測定されるようなインピーダンスZ11の熱ドリフトをもたらし得る。いくつかの実装形態では、感知コイルのインダクタンスLおよび等価直列抵抗R、直列キャパシタ504の静電容量、ならびに並列インダクタ506のインダクタンスLpおよび等価直列抵抗RLpが、熱ドリフトを受けることがある。熱ドリフト効果は、多目的物体検出回路100の検出感度を低下させ得る。同調した感知回路(たとえば、感知回路501)における温度ドリフトの物理的な性質を考慮すると、実部と虚部に対して別々に、温度感度
Figure 2022553972000003
 を比
Figure 2022553972000004
 として定義することが有意義であり得る。ここで、
Figure 2022553972000005
 はある定義された温度変化
Figure 2022553972000006
 による微小インピーダンス変化を示し、ΔZ'は感知コイル502に対する相対的なある定義された位置における試験物体(たとえば、物体110)の存在による微小インピーダンス変化を示す。微小変化
Figure 2022553972000007
 は、感知回路(たとえば、感知回路501)の複素温度係数であると考えられ得る。温度感度
Figure 2022553972000008
 はまた、微小アドミッタンス変化
Figure 2022553972000009
 およびΔY'に関して表され得る。
多目的検出回路100のさらに別の態様では、物体のいくつかのカテゴリを区別すること、たとえば異質な金属物体(たとえば、物体110)、非生物の絶縁性の物体(たとえば、物体112)、および生物(たとえば、物体114)を区別するのが望ましいことがある。別の態様では、たとえば、図3に関連する異質な金属物体(たとえば、物体110)と車両330を区別するのが望ましいこともある。図6を参照して以下でさらに論じられるように、これは、上で定義されたような反映インピーダンスΔZrの特性に基づいて達成され得る。上ですでに言及され、図6を参照してより詳しく論じられるように、反映インピーダンスΔZrおよび特に角度arg{ΔZr}は、物体110、112、114、または車両330の電気的特性を反映し得る。反映アドミッタンスΔYrに対して、同じことが当てはまり得る。
いくつかの実装形態および図5Aの回路500の構成では、物体(たとえば、物体110)によって引き起こされるインピーダンスZ11の変化ΔZは、反映インピーダンスΔZrを示すものである。したがって、物体の区別の態様において、回路500は、必要とされる正確さで角度arg{ΔZ}を決定するように構成され得る。しかしながら、いくつかの実装形態では、角度arg{ΔZ}の測定には、様々な理由で誤差があり得る。回路500のいくつかの実装形態の1つの顕著な誤差の原因は、電流源512により生成されるような駆動電流I0に対する、電圧測定回路510の出力の未知の(たとえば、周波数依存の)位相オフセットである。回路500のデジタルとアナログの混合実装形態では、この位相オフセットは回路500のアナログフロントエンド部分に起因し得る。
角度arg{ΔZ}の測定における誤差を減らす態様では、多目的検出回路100のいくつかの実装形態は、アナログ回路(たとえば、図4に関連する測定回路104のアナログフロントエンド部分)の位相較正を利用する。この位相較正は工場での較正であってもよく、またはワイヤレス電力伝送構造200(多目的検出回路100を統合する)の設置および試運転の際に実行されてもよい。多目的検出回路100のいくつかの運用において、この位相較正は、(たとえば、経年劣化の影響を軽減するために)一定の間隔で定期的に繰り返される。他の運用では、位相較正は、多目的検出回路100が再起動(電源オン)された後で実行される。さらなる運用では、この較正は、たとえばワイヤレス電力伝送構造200において測定されるような温度が閾値を超える、または下回る場合に開始される。
感知回路501におけるリアクタンス補償(共振同調)は、インピーダンス大きさ関数|Z11,0(ω)|の、したがって測定ポート508にわたる電圧の大きさ|V|の極値(極小値または極大値)を生み出す。したがって、リアクタンス補償は、電圧測定回路510、およびしたがって角度arg{ΔZ}に関するインピーダンス測定を較正するための手段を提供する。
図5Aの回路500の直列共振構成に適用可能な例示的な較正手順の第1のステップにおいて、感知周波数は、異質な物体がないことを仮定して電圧測定回路510によって測定されるような電圧の大きさ|V|の極小値に調整される。この周波数において、複素インピーダンスZ11,0、およびしたがって測定ポート508にわたる複素電圧Vは、実質的に実数であり得る。言い換えると、角度arg{Z11,0}およびarg{V}は実質的に0である。例示的な較正手順の第2のステップにおいて、電圧測定回路510は、この周波数において電圧測定回路510によって決定され出力されるような複素電圧値の虚部が消滅するように位相シフトを適用することによって、補正される。位相シフトを適用することは、角度arg{Vuncal}だけインピーダンス平面を回転させることと等価であり、ここでVuncalは、較正されていない電圧測定回路510(あらゆる補正が適用される前の)によって決定されるような複素電圧値を指す。この角度補正は、以下の複素乗算によって表され得る。
Vcal=Vuncalexp(-jarg{Vuncal}) (13)
ここで、Vcalは、較正された電圧測定回路510によって決定されるような複素電圧値を指す。
式(13)の角度補正を適用すると、虚数(リアクタンス)であるインピーダンスΔZrを招く物体(たとえば、物体110)は、実質的に虚数である測定された電圧変化ΔVcalを引き起こし得る。それでも、並列インダクタ506および感知回路501における電気的損失の影響により、角度arg{ΔVcal}に小さな残存誤差が残り得る。回路500の例示的な直列共振構成の、例示的な物体110に対する残存角度誤差が、TABLE 2(表2)において提供される。
いくつかの実装形態では、上で説明された残存誤差は、そのインピーダンスZLpが感知回路501の直列共振抵抗よりかなり大きい(たとえば、10倍大きい)インダクタンスLpを用いて並列インダクタ506を構成することによって減少する。他の実装形態では、2つ以上の実質的に異なる周波数においてインピーダンスZ11,0を測定することによって、および測定されたインピーダンスZ11,0に基づき最も適した方法を利用して感知回路501の等価回路モデル(たとえば、図5Fに示される等価回路モデル)の素子を決定することによって、残存誤差が減少する。いくつかの実装形態では、これらの2つ以上の周波数は、|Z11,0(ω)|の最小値および最大値の周波数を少なくとも含む。
アレイ(たとえば、アレイ107)のそれぞれの誘導性感知素子(たとえば、誘導性感知素子107a、107b、...、107n)を各々含む、複数の誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a、106b、...106n)を使用する多目的検出回路100の実装形態では、さらなる残存誤差が、隣接する誘導性感知素子に関連する感知回路の寄生共振効果により生じ得る。より正確には、第1の誘導性感知素子(たとえば、誘導性感知素子107a)を含む第1の感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)における残存誤差は、第1の誘導性感知素子に隣接して位置する第2の誘導性感知素子(たとえば、誘導性感知素子107b)を含む少なくとも1つの第2の誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106b)の寄生共振効果により生じ得る。
したがって、多目的検出回路100のいくつかの実装形態では、感知コイル502の最適化された設計によって、およびアレイ(たとえば、アレイ107)の隣接する感知コイル502間にある程度の空間を設けることによって、角度arg{ΔZ}の、したがって角度arg{ΔZr}の測定の正確さが向上する。
上で定義されたような並列共振のために構成される実装形態では、回路500は、アドミッタンスY11と、物体110、112、114、または車両330によって引き起こされるようなY11の対応する変化ΔYとを測定するように構成され得る。この場合、アドミッタンスの変化ΔYは、前に紹介されたような反映インピーダンスΔZrを示すものであり得る。直列共振構成に関して上で論じられたように、角度arg{ΔY}には誤差があり得るので、角度arg{ΔY}の、したがって角度arg{ΔZr}の測定の誤差を減らすために較正が必要であり得る。
並列共振のために構成される実装形態では、回路500は、サセプタンス補償が発生するようなアドミッタンス関数|Y11,0(ω)|の極小値を使用して直列共振構成と同様に較正され得る。
図5Aの回路500の並列共振構成に適用可能な例示的な較正手順の第1のステップにおいて、感知周波数は、異質な物体がないことを仮定して較正されていない電圧測定回路510によって測定されるような電圧の大きさ|V|の極大値に調整される。この周波数では、アドミッタンスY11,0、およびしたがって測定ポート508にわたる電圧Vは、実質的に実数であり得る。言い換えると、角度arg{Y11,0}およびarg{V}は実質的に0である。例示的な較正手順の第2のステップにおいて、電圧測定回路510は、式(13)によって上で定義されたような位相シフト(インピーダンス平面回転)を適用することによって補正される。
式(13)の角度補正を適用すると、虚数(リアクタンス)であるインピーダンスΔZrを招く物体(たとえば、物体110)は、実質的に虚数である測定された電圧変化ΔVcalをもたらし得る。有損失感知回路501におけるΔYへのΔZrの変換により、角度arg{ΔVcal}に残存誤差が残り得る。回路500の例示的な並列共振構成の、例示的な反映インピーダンスΔZrに対する残存角度誤差が、TABLE 2(表2)において提供される。
ある例示的な実装形態では、ΔYへのΔZrの変換による残存誤差は、異質な物体がないことを仮定して、2つ以上の実質的に異なる周波数においてアドミッタンスY11,0を測定することによって、および測定されたアドミッタンスY11,0に基づき最も適した方法を利用して等価回路モデル(たとえば、図5Fの等価回路モデル)の素子を決定することによって減少する。いくつかの実装形態では、これらの2つ以上の周波数は、|Y11,0(ω)|の最小値および最大値の周波数を少なくとも含む。
図5Aの回路500の直列および並列共振構成がさらに、Q値、微小変化、および等価回路モデルに基づくSNRの様々な定義などの、様々な特性に関して図5Fを参照して以下で分析される。
図5Bの回路520は、1ポートの誘導性感知回路521(たとえば、破線の右側の回路として図5Bでは示される)の複素インピーダンスZ11を測定することに基づく、別の例示的な実装形態を示す。より具体的には、インピーダンスZ11は、電流源512から正弦波電流I0を流すことによって、および電圧測定回路510を使用して図5Aを参照して前に説明されたように複素開回路電圧Vを測定することによって、測定ポート528(端子および破線によって図5Bに示される)において測定される。
感知回路521は、図5Aに関連するインダクタンスLを有するシングルコイル誘導性感知素子(たとえば、感知コイル502)と、感知コイル502に直列に電気的に接続される静電容量Csを有するキャパシタ524とを備える。しかしながら、感知回路521は、変圧器526によって置き換えられた図5Aの並列インダクタ506を示す。変圧器526は、図5Bの変圧器記号により示唆されるように、共通のコアに巻かれた一次巻線およびガルバニック絶縁された二次巻線とを含み得る。しかしながら、他の変圧器の実装形態、たとえば少なくとも3つの端子を伴う1つだけの巻線を有する単巻変圧器が適用されてもよい。図5Bはまた、変圧比nT:1、メインインダクタンスLm、漏れインダクタンスLσ、ならびに、コアおよび導体の損失をそれぞれ表し得る等価直列抵抗RLmおよびRwを示す。これらのパラメータは、図5Hに示される理想的ではない変圧器の、二次参照(secondary referred)近似等価回路モデルを指し得る。図5Bは、測定ポート528に並列に電気的に接続されるその一次巻線を示し、一方、その二次巻線は直列キャパシタ524に電気的に接続される。回路520はさらに、ともに測定ポート528において感知回路521に電気的に接続される、感知信号電流源512および電圧測定回路510を示す。
図5Bには示されないが、例示を目的に、直列キャパシタ524および感知コイル502は、図5Aに示されるように、それぞれ、等価直列抵抗RCsならびに寄生容量Ciw、Cgnd、およびCwptも含み得る。
感知回路521は、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンス大きさ関数|Z11,0(ω)|の極小値(直列共振)を提供するように構成され得る。代替として、それは、図5Aを参照して上で説明されたようにインダクタンスLpを使用するのと同様の方式で、変圧器526の二次参照メインインダクタンスLmを使用して、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成され得る。
感知回路512の例示的な直列共振構成では、直列キャパシタ504のリアクタンスは、名目の感知周波数における感知コイル502のリアクタンスを実質的に補償し、実質的に実数(抵抗)である測定ポート528におけるインピーダンスZ11,0を提供する。直列キャパシタ524のリアクタンスは、図5Hに関連する変圧器526の二次参照漏れリアクタンスLσのリアクタンスも補償する。この構成では、変圧器526の二次参照メインインダクタンスLmは、感知コイル502のインダクタンスLと同様であり、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、変圧器526の一次参照開回路インピーダンスは、名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|よりかなり(たとえば、10倍)大きくてもよい。係数nT 2によるインピーダンス変換は別として、変圧器526が名目の感知周波数におけるインピーダンス|Z11,0|に及ぼす影響は、無視できることがある。
感知回路521の例示的な並列共振構成では、直列キャパシタ524のリアクタンスは、名目の感知周波数における感知コイル502および変圧器526の漏れインダクタンスLσの合計リアクタンスを過剰に補償する。キャパシタ524、感知コイル502、および変圧器の漏れインダクタンスLσの直列接続の残存容量サセプタンスは、変圧器526の二次参照インダクタンスLmのサセプタンスによって実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるアドミッタンスY11,0を提供する。この構成では、インダクタンスLmは、感知コイル502のインダクタンスLより小さくてもよく、それと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、変圧器526の一次参照開回路アドミッタンスは、名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンスの大きさ|Y11,0|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、アドミッタンス変換は別にして、変圧器526は、名目の感知周波数におけるアドミッタンスY11,0に対して重大な影響を及ぼす。
変圧器526は様々な目的に役立ち得る。いくつかの実装形態では、変圧器526はnT:1の変圧器であり、たとえば図5Aを参照して前に言及されたように動作インピーダンス範囲と感知回路521のインピーダンスの大きさ|Z11|を整合するために、nT≠1が少なくともインピーダンス変換のために使用される。直列共振のために構成される例示的な実装形態では、変圧器526はインピーダンス|Z11|をnT 2倍に上げ、nT>1である。並列共振のために構成される別の例示的な実装形態では、変圧器526はアドミッタンス|Y11|を1/nT 2倍に上げ、nT<1である。さらに他の実装形態では、変圧器526は、(たとえば、寄生容量Cwptを介して)感知コイル502に容量結合されるコモンモード擾乱電圧を下げるために使用される、平衡化(バラン)変圧器である。さらなる実装形態では、変圧器526は、たとえば寄生容量Cgndを介したグラウンド漏洩電流を減らすために、したがって生物(たとえば、生物112)への感受性および電磁放射のうちの少なくとも1つを減らすために使用される、平衡化変圧器である。さらに別の実装形態では、変圧器526は上で説明されたような共振同調の一部でもある。
変圧比nT:1は別にして、インダクタンス比L/Lmは、図5Aの回路500におけるパラメータL/Lpと同様の方式で、多目的物体検出回路100の動作アドミッタンス範囲と並列共振構成のアドミッタンスの大きさ|Y11,0|を整合するための、追加のパラメータであり得る。
さらなる態様では、直列キャパシタ524は、変圧器526のメインインダクタンスLmと組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aに関連して前に論じられたような目的で電圧Vの低周波擾乱成分を減衰させる。
図5Bはまた、感知コイル502の近くの物体110、112、および114(図1に関連する)を示す。図1を参照して前に論じられたように、物体(たとえば、物体110、112、114、または車両330)の存在は、感知コイル502の、および結果として感知回路521の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。それに限定されず、物体は、図5Aに関連する反映インピーダンスΔZrと呼ばれる感知コイルのインピーダンスZを変化させ得る。
変圧器526の損失およびその漏れインダクタンスLσは、図5Aの変圧器なしの感知回路501と比較されると、感知回路521の微小変化ΔZ(またはΔY)をいくらか減らし得る。これはさらに、図5Fを参照して以下で分析され論じられる。
図5Cの回路540は、1ポートの誘導性感知回路541(破線の右側の回路として図5において示される)の複素インピーダンスZ11を測定することに基づく、別の例示的な実装形態を示す。より具体的には、インピーダンスZ11は、電圧源552から正弦波電圧V0を印加することによって、および、電流測定回路550を使用して、図5Aを参照して前に言及されたような複素短絡電流Iを測定することによって(電圧源電流測定技法)、(端子および破線によって図5において示される)測定ポート548において測定される。
回路540は、電気工学の双対性の原理に従って、図5Aの回路500の電気双対回路であると考えられ得る。回路540は、図5Aに関連するインダクタンスLを有する感知コイル502を備える感知回路541と、感知コイル502に並列に電気的に接続される静電容量Cpを有する並列キャパシタ544と、感知コイル502および並列キャパシタ544の並列接続に直列に電気的に接続される静電容量Csを有する直列キャパシタ546とを含む。回路540はさらに、ともに測定ポート548において感知回路541に電気的に接続される、感知信号電圧源552および電流測定回路550を示す。
別の態様では、感知回路541はまた、たとえば平衡させる目的で、たとえば測定ポート548とキャパシタ546との間に電気的に接続される、変圧器(本明細書では示されない)を含み得る。
例示を目的とする図5Cにおいては示されないが、感知回路541の容量性素子および誘導性素子はまた、図5Aを参照して前に論じられたようにそれぞれの等価直列抵抗により表され得る電気的損失を生じさせ得る。さらに、感知コイル502はまた、破線によって図5Aにおいて示されるような寄生容量Ciw、Cgnd、およびCwptを含み得る。
図5Aの回路500のように、図5Cの回路540は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の極小値を提供するように構成され得る。代替として、それは、実質的に名目の感知周波数において直列共振(インピーダンス大きさ関数|Z11,0(ω)|=1/|Y11,0(ω)|の極小値)を提供するように構成され得る。
感知回路541の例示的な並列共振構成では、並列キャパシタ544のサセプタンスは、名目の感知周波数における感知コイル502のサセプタンスを実質的に補償し、実質的に実数(抵抗)であるアドミッタンスY11,0をもたらす。この構成では、直列キャパシタ546の静電容量Csは、並列キャパシタ544の静電容量Cpと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、直列キャパシタ546のアドミッタンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンスの大きさ|Y11,0|よりかなり(たとえば、10倍)大きいことがある。この構成では、直列キャパシタ546が名目の感知周波数においてアドミッタンス|Y11,0|に及ぼす影響は、無視できることがある。
感知回路541の例示的な直列共振構成では、並列キャパシタ544のサセプタンスは、名目の感知周波数における感知コイル502のサセプタンスを不十分に補償する。キャパシタ544および感知コイル502の並列接続の残存誘導リアクタンスは、直列キャパシタ546のリアクタンスによって実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるインピーダンスZ11,0をもたらす。この構成では、直列キャパシタ546の静電容量Csは、並列キャパシタ544の静電容量Cpより小さくてもよく、それと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、直列キャパシタ546のインピーダンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、直列キャパシタ546は、名目の感知周波数においてインピーダンスZ11,0に重大な影響を及ぼす。
いくつかの実装形態では、共振同調およびインピーダンス変換を目的に、たとえば、図1を参照して前に言及されたように動作インピーダンス範囲と感知回路541を整合するようにインピーダンスZ11を変換するために、直列キャパシタ546が並列キャパシタ544と一緒に使用される。静電容量比Cp/Csは、インピーダンスの大きさ|Z11,0|を制御するためのパラメータであり得る。
感知回路541が直列共振のために構成される場合、インピーダンス変換は特に有効であり得る。より具体的には、静電容量比Cp/Csを増大させながら、名目の感知周波数における直列共振を維持することは、名目の感知周波数におけるインピーダンスの大きさ|Z11,0|をかなり増大させることがある。したがって、ある態様では、直列共振構成における感知回路541は、変圧器726を使用する図5Bの感知回路521を代替するものであると考えられ得る。
静電容量比Cp/Csを増大させながら、名目の感知周波数における共振を維持することは、感知回路541の並列共振構成で名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンスの大きさ|Y11,0|をいくらか減少させることもある。しかしながら、インピーダンス変換は限られており、直列共振構成のそれよりはるかに効果が少ないことがある。
さらなる態様では、直列キャパシタ546による感知回路541は、電圧源電流測定技法と組み合わせて、ハイパスフィルタ特性を提供し、ワイヤレス電力伝送の間に生成されるような磁場および電場により感知コイル502に誘導結合される電圧から生じる電流Iの低周波擾乱成分を減衰させる。このバイパスフィルタは、電流測定回路550のダイナミックレンジ要件を下げることができ、電流測定回路550および電圧源552を過負荷から保護することもできる。言い換えると、それは、ダイナミックレンジが限られている電流測定回路550における非線形歪みの効果(たとえば、信号クリッピング)を減らすことができる。
図1を参照すると、感知回路541、感知コイル502、並列キャパシタ544、および直列キャパシタ546は、たとえば誘導性感知回路106a、誘導性感知素子107a、および関連する容量性素子にそれぞれ対応し得る。電圧源552は、信号生成器回路406およびドライバ回路402を含んでもよく、一方、電流測定回路550は、図4に関連する測定結果増幅器回路404および信号処理回路408を含んでもよい。
いくつかの実装形態では、電圧源552は、感知周波数において現れるような感知回路541のインピーダンスの大きさ|Z11|より大きさがかなり(たとえば、10倍)小さいソースインピーダンスを提供する半理想の電圧源により特徴付けられ得る。同様に、電流測定回路550は、感知周波数においてインピーダンスの大きさ|Z11|よりかなり(たとえば、少なくとも10倍)小さいインピーダンスの大きさを伴う半理想の電流測定回路により特徴付けられ得る。
電圧源552および電流測定回路550の上記の特性は、図5Aを参照して前に論じられたように非正弦波感知信号へと一般化され得る。
たとえば、図5Aを参照して前に論じられたように、ある定義された電流I0(振幅および位相)を伴う正弦波電流を電流源512から感知回路541に流し、電圧測定回路510を使用して測定ポート548における複素電圧V(振幅および位相)を測定することによる、他のインピーダンス測定技法も企図され得る。
さらに、いくつかの実装形態では、電流Iの、およびインピーダンスZ11の測定は、図5Aを参照して前に論じられたように、ノイズ、および多目的検出回路100の検出感度を下げる他の擾乱信号の影響を受けることがある。したがって、いくつかの実装形態では、電流測定回路550は、感知信号を選択的にフィルタリングし、ノイズおよび他の擾乱信号成分を抑制し、結果として前に論じられたような検出感度を改善するための、フィルタを含む。
図1を参照すると、図5はまた、感知コイル502の近くの物体110、112、および114を示す。物体110、112、114、または車両330(図5に示されない)の存在は、感知コイル502の、および結果として感知回路541の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。非限定的な例として、それは、図5Aに関連する反映アドミッタンスΔYrと呼ばれる感知コイル502のアドミッタンスYの変化、異質な物体がないときに測定されるようなアドミッタンスY11,0に対する変化ΔYを引き起こし得る。
物体(たとえば、物体110)の存在は、ΔYがある基準を満たす(たとえば、大きさ|ΔY|が検出閾値を超える、角度arg{ΔY}がある範囲内にある)場合に決定され得る。インピーダンスZ11が直列共振に関連して前に言及されたように測定されるような回路540のある実装形態では、物体(たとえば、物体110)の存在はインピーダンスZ11,0に対する変化ΔZを引き起こし得る。
半理想の電圧源552を使用すると、(たとえば、物体110の存在による)アドミッタンスY11の変化ΔYが電流Iの変化ΔIとして現れるが、電圧V0は実質的に影響を受けないままである。したがって、複素電流Iを測定することは、複素アドミッタンスY11を測定することと等価であり得る。言い換えると、複素電流Iは、複素アドミッタンスY11を示すものであることがあり、電圧V0を追加で測定する必要はないことがあるので、測定回路(たとえば、図1の測定回路104)の複雑さが下がる。
式(8)および(9)によって定義されるような、感知コイル502に対して相対的なある定義された位置に置かれた定義された試験物体(たとえば、物体110)に関連する微小変化ΔY'(またはΔZ')は、感知回路541に基づく物体検出回路(たとえば、図1の多目的検出回路100)の検出感度に関係し得る。より具体的には、微小変化ΔY'(またはΔZ')を増やすと、たとえば次のように定義される信号対雑音比(SNR)を上げることがあり、
ΔSNR=|ΔI|/In (14)
Inは電流Iのノイズ成分を指す。別の態様では、微小変化を増やすことは、電流測定回路550のダイナミックレンジ要件を下げることがある。
非限定的な例として、微小変化は、感知コイル502の設計をその幾何学的形状およびワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200)への統合に関して最適化することによって、たとえば並列キャパシタ544を使用する共振同調によって、および、感知回路541のQ値を改善することによって増大し得る。図5Gを参照して以下で論じられるようにノイズ電流Inが支配的な回路固有のノイズである場合、Q値の改善はSNRを増大させ得る。
図5Aの回路500を参照して前に論じられたように、たとえば物体110、112、114、または車両330の電気的特性を示すものであり得る反映アドミッタンスΔYrに基づいて、物体(たとえば、物体110および112)のいくつかのカテゴリを区別するのが望ましいことがある。
いくつかの実装形態および図5Cの回路540の構成では、物体(たとえば、物体110)によって引き起こされるアドミッタンスY11の変化ΔYは、反映アドミッタンスΔYrを示すものである。したがって、物体の区別の態様において、回路540は、必要とされる正確さで角度arg{ΔY}、およびしたがって角度arg{ΔYr}を決定するように構成され得る。しかしながら、いくつかの実装形態では、変化ΔYを含むアドミッタンスY11を測定することには、図5Aの回路500を参照して前に論じられたような様々な理由で誤差があり得る。
アドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の、したがって測定ポート548における生じる電流の大きさ|I|の極値(極小値または極大値)を示す感知回路541におけるサセプタンス補償は、電流測定回路550、およびしたがって角度arg{ΔY}に関するアドミッタンス測定を較正するための手段を提供する。
図5Cの回路540の並列共振構成に適用可能な例示的な較正手順の第1のステップにおいて、感知周波数は、異質な物体がないことを仮定して較正されていない電流測定回路550によって測定されるような電流の大きさ|I|の極小値に調整される。この周波数において、アドミッタンスY11,0、およびしたがって測定ポート548における電流Iは、実質的に実数であり得る。言い換えると、角度arg{Y11,0}およびarg{I}は実質的に0である。例示的な較正手順の第2のステップにおいて、電流測定回路550は、この周波数において電流測定回路550によって決定され出力されるような複素電流値の虚部が消滅するように位相シフトを適用することによって、補正される。位相シフトを適用することは、角度arg{Iuncal}だけアドミッタンス平面を回転させることと等価であり、ここでIuncalは、較正されていない電流測定回路550(あらゆる補正が適用される前の)によって決定されるような複素電流値を指す。この角度補正は、以下の複素乗算によって表され得る。
Ical=Iuncalexp(-j arg{Iuncal}) (15)
ここで、Icalは、較正された電流測定回路510によって決定されるような複素電流値を指す。
式(15)の角度補正を適用すると、虚数(リアクタンス)であるアドミッタンスΔYrを招く物体(たとえば、物体110)は、実質的に虚数である測定された電流変化ΔIcalをもたらし得る。それでも、直列キャパシタ546および感知回路541における電気的損失の影響により、角度arg{ΔIcal}に残存誤差が残り得る。回路540の例示的な並列共振構成の、例示的な物体110に対する残存角度誤差が、TABLE 2(表2)において提供される。
いくつかの実装形態では、残存誤差は、そのアドミッタンスYCsが感知回路541の並列共振コンダクタンスよりかなり大きい(たとえば、10倍大きい)静電容量Csを用いて直列キャパシタ546を構成することによって減少する。他の実装形態では、残差誤差は、実際の感知周波数における感知回路541のパラメータ(たとえば、Q値)を推定することによって、測定された角度arg{ΔY}の誤差を計算することによって低減される。さらなる実装形態では、2つ以上の実質的に異なる周波数においてアドミッタンスY11,0を測定することによって、および測定されたアドミッタンスY11,0に基づき最も適した方法を利用して感知回路541の等価回路モデル(たとえば、図5Gに示される等価回路モデル)の素子を決定することによって、残存誤差が減少する。いくつかの実装形態では、これらの2つ以上の周波数は、|Y11,0(ω)|の最小値および最大値の周波数を少なくとも含む。
上で定義されたような直列共振のために構成される実装形態では、回路540は、インピーダンスZ11と、物体110、112、114、または車両330によって引き起こされるようなZ11の対応する変化ΔZとを測定するように構成され得る。この場合、インピーダンスの変化ΔZは、前に紹介されたような反映アドミッタンスΔYrを示すものであり得る。並列共振構成に関して上で論じられたように、角度arg{ΔZ}には誤差があり得るので、角度arg{ΔZ}の、したがって角度arg{ΔYr}の測定の誤差を減らすために較正が必要であり得る。
直列共振のために構成されるある実装形態では、回路540は、並列共振構成と同様に、しかしリアクタンス補償が発生するようなインピーダンス関数|Z11,0(ω)|の極小値を使用して較正され得る。
図5Cの回路540の直列共振構成に適用可能な例示的な較正手順の第1のステップにおいて、感知周波数は、異質な物体がないことを仮定して較正されていない電流測定回路550によって測定されるような電流の大きさ|I|の極大値に調整される。この周波数では、インピーダンスZ11,0、およびしたがって測定ポート548における電流Iは、実質的に実数であり得る。言い換えると、角度arg{Z11,0}およびarg{I}は実質的に0である。例示的な較正手順の第2のステップにおいて、電流測定回路550は、式(15)によって上で与えられたような位相シフト(インピーダンス平面回転)を適用することによって補正される。
式(15)の角度補正を適用すると、虚数(リアクタンス)であるアドミッタンスΔYrを招く物体(たとえば、物体110)は、実質的に虚数である測定された電流変化ΔIcalをもたらし得る。それでも、有損失感知回路541におけるΔZへのΔYrの変換により、角度arg{ΔIcal}に残存誤差が残り得る。回路540の例示的な直列共振構成の、例示的な物体110に対する残存角度誤差が、TABLE 2(表2)において提供される。
ある例示的な実装形態では、ΔZへのΔYrの変換による残存誤差は、異質な物体がないことを仮定して、2つ以上の実質的に異なる周波数においてインピーダンスZ11,0を測定することによって、および測定されたインピーダンスZ11,0に基づき最も適した方法を利用して等価回路モデル(たとえば、図5Gの等価回路モデル)の素子を決定することによって減少する。いくつかの実装形態では、これらの2つ以上の周波数は、|Z11,0(ω)|の最小値および最大値の周波数を少なくとも含む。
図5Cの回路540の直列共振構成および並列共振構成は、Q値、微小変化、および等価回路モデルに基づくSNRの様々な定義などの、様々な特性に関して図5Gを参照して以下で分析される。
図5Dの回路560は、2ポートの誘導性感知回路(たとえば、左側の破線と右側の破線の間にある回路として図5Dでは示される、感知回路561)の複素トランスインピーダンスZ21を測定することに基づく、さらなる例示的な実装形態を示す。トランスインピーダンスZ21は、電流源512から、測定ポート568(端子および破線によって図5Dにおいて示される)に向かって定義された振幅と位相で感知周波数において正弦波電流I0,1を流すことによって、および電圧測定回路510を使用して測定ポート569(端子および破線によって図5Dにおいて示される)において複素開回路電圧V2(振幅および位相)を測定することによって、測定される。トランスインピーダンスZ21は次いで、測定された電圧V2を定義された(既知の)電流I0,1で割ることによって決定される。
図5Dの感知回路561は、インダクタンスL1および等価直列抵抗R1を有する第1の(一次)感知コイル562aと、インダクタンスL2および等価直列抵抗R2を有する第2の(二次)感知コイル562bとからなる、ダブルコイル誘導性感知素子562を備える。図5Dは、第1の感知コイル562aと第2の感知コイル562bとの間の相互インダクタンスLMおよび等価相互抵抗RMも示す。等価抵抗R1、R2、およびRMは、図5Aを参照して前に論じられたような種々の感知素子固有のまたは感知素子の外部の電気的損失を含む。感知回路561はさらに、第1の感知コイル562aに直列に電気的に接続される静電容量Cs,1を有する第1の直列キャパシタ564と、第2の感知コイル562bに直列に電気的に接続される静電容量Cs,2を有する第2の直列キャパシタ565とを備える。感知回路561はさらに、測定ポート568に並列に第1のキャパシタ564に電気的に接続されるインダクタンスLp,1を有する第1の並列インダクタ566と、測定ポート569に並列に第2のキャパシタ565に電気的に接続されるインダクタンスLp,2を有する第2の並列インダクタ567とを備える。
例示を目的とする図5Dには示されないが、直列キャパシタ564、565および並列インダクタ566、567は、それぞれの等価直列抵抗によって表され得る電気的損失を引き起こし得る。
誘導結合係数
kL=LM(L1L2)-1/2 (16)
が、2ポートの誘導性感知素子562のために定義され得る。さらに、2ポートの誘導性感知素子(たとえば、図5Dの誘導性感知素子562)は、図5Iに示されるようなインダクタンスL1、L2、LMに基づく「T型」等価回路によってモデル化され得る。代替として、2ポートの誘導性感知素子(たとえば、誘導性感知素子562)は、図5Jにおいてそれぞれ示されるような、第1および第2の感知コイルに誘起される電圧を表すそれぞれの電流制御される電圧源
Vind,1=jωLMI2 (17)
Vind,2=jωLMI1 (18)
と直列にインダクタンスL1およびL2を備える、図5Jによって示される等価回路によりモデル化され得る。
いくつかの実装形態では、Cs,1のリアクタンスは、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンスの極小値|Z11|(直列共振)を提供するL1のリアクタンスを実質的に補償し、一方、Cs,2のリアクタンスは、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンスの極小値|Z22|(直列共振)を提供するL2のリアクタンスを実質的に補償する。
別の実装形態では、感知回路561は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11(ω)|および|Y22(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成される。
さらなる実装形態では、感知回路561は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11(ω)|の極小値(並列共振)およびインピーダンス大きさ関数|Z22(ω)|の極小値(直列共振)を提供するように構成される。
さらに別の実装形態では、感知回路561は、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンス大きさ関数|Z11(ω)|の極小値(直列共振)およびアドミッタンス大きさ関数|Y22(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成される。
一次側および二次側の直列共振のために構成される実装形態では、並列インダクタ566および567のリアクタンスは、それぞれ、名目の感知周波数において感知回路561のインピーダンスの大きさ|Z11|および|Z22|よりかなり高い。
さらなる例示的な実装形態では、直列キャパシタ564および565のうちの少なくとも1つは省略され、感知回路561は非共振回路または部分共振回路として動作する。
さらなる態様では、第1の直列キャパシタ564は、第1の並列インダクタ566と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、電圧V1の低周波擾乱成分を減衰させる。同様に、第2の直列キャパシタ565は、第2の並列インダクタ567と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aに関連して前に論じられたような目的で電圧V2の低周波擾乱成分を減衰させる。
図1を参照すると、感知回路561、感知コイル562aおよび562b、ならびにそれぞれのキャパシタ564、565およびそれぞれのインダクタ566、567は、それぞれ、たとえば誘導性感知回路106a、誘導性感知素子107a(二重の感知コイル)、およびそれぞれの関連する容量性素子に対応し得る。
図5Aの回路500のように、図5Dの回路560はまた、自己容量(巻線内容量Ciwおよびコイル間容量)、グラウンド容量Cgnd、ならびに、感知コイル562aおよび562bの各々とWPTコイル(たとえば、図2のWPTコイル202)との間の静電容量Cwptなどの、寄生容量(図5Dには示されない)を含み得る。これらの静電容量および関連する漂遊電場は、実質的に絶縁性である誘電性の物体(たとえば、物体112)に対する回路560の一定の感受性を生じさせ得る。
本明細書では示されないが、電圧源電流測定技法または任意の他の組合せなどの他のトランスインピーダンス測定技法(たとえば、電流源電流測定技法)が適用され得る。いくつかの実装形態(やはり本明細書では示されない)では、感知回路561のインピーダンスZ11およびZ22のうちの少なくとも1つが追加で、(たとえば、図5Aを参照して前に論じられたような技法のうちの1つまたは複数を使用して)トランスインピーダンスZ21に対して測定される。これらの代替的な実装形態では、インピーダンスZ11、Z22、およびZ21のうちの少なくとも1つの変化に基づいて、物体(たとえば、物体110)の存在が決定される。
その上、インピーダンス変換および平衡化のうちの少なくとも1つが、感知回路561の一次側および二次側のうちの少なくとも1つに適用され得る(本明細書では示されない)。より具体的には、図5Bの回路521を参照すると、並列インダクタ566および567の代わりに変圧器(たとえば、変圧器526)が使用され得る。代替として、図5Cの感知回路541を参照すると、直列キャパシタおよび並列キャパシタ(たとえば、それぞれキャパシタ546および544)が少なくとも一次側に適用され得る。
図5Dはまた、図1に関連して、誘導性感知素子562の近くの物体110、112、および114を示す。図1を参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、感知回路561の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。非限定的な例として、それは、自己インダクタンスL1およびL2、等価直列抵抗R1およびR2、相互インダクタンスLM、ならびに相互等価直列抵抗RMを変化させ、異質な物体がないときに測定されるようなトランスインピーダンスZ21,0に対する変化ΔZを一般にもたらし得る。ΔZが何らかの基準を満たす(たとえば、ΔZの大きさが検出閾値を超える)場合、物体(たとえば、物体110)の存在が決定され得る。測定されたインピーダンスZ21の変化ΔZは車両(たとえば、車両330、図5Dには示されない)によっても引き起こされることがあり、これは、誘導性感知素子562の上の車両の存在を示し得る。さらに、インピーダンス変化ΔZは、図1を参照して前に論じられたように、感知コイル562aおよび562bのうちの少なくとも1つの近くの実質的に絶縁性である誘電性の物体(たとえば、物体112または114)によっても引き起こされ得る。言い換えると、感知コイル562aおよび562bのうちの少なくとも1つの近くの誘電性の物体(たとえば、物体112または114)は、上で言及されたように寄生容量のうちの1つまたは複数を変化させ得る。
半理想の電流源512を使用すると、(たとえば、物体110の存在による)トランスインピーダンスZ21の変化ΔZは電圧V2の変化ΔVとして現れ、一方、電流I0,1は実質的に影響されないままである。したがって、複素電圧V2を測定することは、複素インピーダンスZ21を測定することと等価であり得る。言い換えると、複素電圧V2は複素インピーダンスZ21を示すものであってもよく、電流I0,1を追加で測定する必要はないことがあり、したがって測定回路(たとえば、図1の測定回路104)の複雑さが下がる。
ある態様では、2ポートの感知回路(たとえば、図5Dの感知回路561)の正規化されたトランスインピーダンス変化を、
ΔZ'=(Z21-Z21,0)/|Z21,0|=ΔZ/|Z21,0| (19)
として定義し、それに対応して、正規化されたトランスインピーダンス変化を
ΔY'=(Y21-Y21,0)/|Y21,0|=ΔY/|Y21,0| (20)
として定義することが有用であることがあり、これらは本明細書では微小変化とも呼ばれる。図5Aの回路501のように、誘導性感知素子562に対して相対的なある定義された位置に置かれた定義された試験物体(たとえば、物体110)により引き起こされる微小変化ΔZ'(またはΔY')は、2ポートの誘導性感知回路(たとえば、感知回路561)に基づく物体検出回路(たとえば、図1の多目的検出回路100)の検出感度に関係し得る。微小変化ΔZ'(またはΔY')を増やすことは、回路560の検出感度を上げることがある。より具体的には、それは、たとえば
ΔSNRv=|ΔV|/Vn (21)
と定義される信号対雑音比(SNR)を上げることがあり、Vnは電圧V2のノイズ成分を指す。
非限定的な例として、微小変化は、感知コイル562aおよび562bの設計と配置を最適化し、ワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200)へとそれらを統合することによって、たとえば前に説明されたように直列キャパシタ564および565を使用した共振同調によって、ならびに、感知回路561のQ値を改善することによって増大し得る。
ある例示的な実装形態では、微小変化ΔZ'(またはΔY')は、異質な物体がないときに相互インダクタンスLMが実質的に消滅するように感知コイル562aおよび562bを構成して配置することによってかなり増大し、実質的に0であるトランスインピーダンス|Z21,0|をもたらす。実質的に0である相互インダクタンスLMを提供する二重感知コイルの配置の例示的な実装形態が、「Foreign Object Detection Circuit Using Mutual Impedance Sensing」という表題の米国特許出願第16/358,534号において説明され、その内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
図5Eの回路580は、2ポートの誘導性感知回路581(左側の破線と右側の破線の間の回路として図5Eにおいて示される)の複素トランスインピーダンスZ21を測定したことに基づく、またさらなる例示的な実装形態を示す。トランスインピーダンスZ21は、電流源512から、感知周波数における正弦波電流I0,1をある定義された振幅および位相で測定ポート588(端子および破線によって図5Eにおいて示される)に流すことによって、ならびに、電圧測定回路510を使用して、測定ポート589(端子および破線によって図5Eにおいて示される)において複素開回路電圧V2(振幅および位相)を測定することによって、測定される。トランスインピーダンスZ21は次いで、定義された(既知の)電流I0,1で測定された電圧V2を割ることによって決定される。
図5Eの回路581は、インダクタンスL1および等価直列抵抗R1を有する第1の感知コイル562a、ならびにインダクタンスL2および等価直列抵抗R2を有する第2の感知コイル562bからなる、図5Dに関連するダブルコイル誘導性感知素子562を備える。図5Eはまた、相互インダクタンスLMおよび等価相互抵抗RMを示す。等価抵抗R1、R2、およびRMは、図5Aを参照して前に論じられたような種々の感知素子固有の、および感知素子の外部の電気的損失を含む。感知回路561はさらに、感知コイル562aおよび562bの第2の端子に電気的に接続される静電容量Csを有する直列キャパシタ584と、感知コイル562aの第1の端子に測定ポート588と並列に電気的に接続されるインダクタンスLp,1を有する第1の並列インダクタ586と、感知コイル562bの第1の端子に測定ポート589と並列に電気的に接続されるインダクタンスLp,2を有する第2の並列インダクタ587とを備える。回路580はさらに、測定ポート588および589にそれぞれ電気的に接続される、感知信号電流源512および電圧測定回路510を示す。
例示を目的とする図5Eには示されないが、直列キャパシタ584および並列インダクタ586、587は、それぞれの等価直列抵抗によって表され得る電気的損失を生じさせ得る。
ある例示的な実装形態では、感知コイル562aおよび562bは密に結合され、ほぼ1である式(16)によって定義されるような誘導結合係数(kL≒<1)をもたらす。1に近い誘導結合係数kLをもたらすダブルコイル誘導性感知素子562の例示的な実装形態が、「Foreign Object Detection Circuit Using Mutual Impedance Sensing」という表題の米国特許出願第16/358,534号において説明され、その内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
感知回路581は、実質的に名目の感知周波数においてトランスインピーダンス大きさ関数|Z21,0(ω)|の極小値(直列共振)を提供するように構成され得る。代替として、感知回路581は、実質的に名目の感知周波数においてトランスアドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の極小値を提供するように構成され得る。
kL≒<1である誘導性感知素子562を使用する感知回路581のある例示的な直列共振構成では、直列キャパシタ584のリアクタンスは、実質的に名目の感知周波数においてトランスインピーダンス大きさ関数|Z21,0(ω)|の極小値(直列共振)を提供する相互インダクタンスLMのリアクタンスを実質的に補償する。相互リアクタンス補償の原理は、2ポートの誘導性感知素子562の「T型」等価回路モデル562-1を示す図5Iを考えることによって、および相互インダクタンスLMに直列に挿入されるキャパシタ584の静電容量Csを考慮することによって、より明白になり得る。kL≒<1である場合、直列インダクタンスL1-LMとL2-LMの両方が実質的に0になる。
この直列共振構成では、並列インダクタ586および587のそれぞれのインダクタンスLp,1およびLp,2は、感知コイル562aおよび562bのそれぞれのインダクタンスL1およびL2と同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、並列インダクタ586および587のインピーダンスの大きさは、それぞれ、名目の感知周波数における感知回路581のインピーダンスの大きさ|Z11|および|Z22|よりかなり高いことがある。この構成では、並列インダクタ586および587が名目の感知周波数においてそれぞれインピーダンスならびにトランスインピーダンス|Z11|、|Z22|、および|Z21|に対して及ぼす影響は、無視できることがある。
kL≒<1である誘導性感知素子562を使用する感知回路581のある例示的な並列共振構成では、直列キャパシタ584のリアクタンスは、名目の感知周波数における相互インダクタンスLMのリアクタンスを過剰に補償する。キャパシタ584および相互インダクタンスLMの直列接続の残存容量サセプタンスは、並列インダクタ586および587のサセプタンスによって実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるトランスインピーダンスY21,0をもたらす。この構成では、並列インダクタ586および587のそれぞれのインダクタンスLp,1およびLp,2は、感知コイル562aおよび562bのそれぞれのインダクタンスL1およびL2より小さくてもよく、それらと同様であってもよく、またはそれらより大きくてもよい。言い換えると、並列インダクタ586および587の各々のアドミッタンスの大きさは、それぞれ、名目の感知周波数において現れるような、アドミッタンスの大きさ|Y11|および|Y22|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、並列インダクタ586および587は、名目の感知周波数において、それぞれアドミッタンスならびにトランスアドミッタンスの大きさ|Y11|、|Y22|、および|Y21|に対して重大な影響を及ぼす。
いくつかの実装形態では、並列インダクタ586および587は、直列キャパシタ584と一緒に、共振同調およびトランスインピーダンス変換を目的に、たとえば図1を参照して前に言及されたような動作トランスインピーダンス範囲と感知回路581を整合するようにトランスインピーダンスZ21を変換するために使用される。インダクタンス比L1/Lp,1およびL2/Lp,2は、インピーダンスの大きさ|Z11,0|、|Z22,0|および|Z21,0|を制御するためのパラメータであり得る。
感知回路581が並列共振のために構成される場合、インピーダンス変換およびトランスインピーダンス変換が特に有効であり得る。より具体的には、インダクタンス比L1/Lp,1およびL2/Lp,2を増大させながら、名目の感知周波数において並列共振を維持することは、名目の感知周波数における並列共振構成のアドミッタンスの大きさ|Y11,0|、|Y22,0|、および|Y21,0|をかなり増大させることがある。
インダクタンス比L1/Lp,1およびL2/Lp,2を増大させながら、名目の感知周波数において共振を維持することは、感知回路581の直列共振構成で名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|、|Z22,0|、および|Z21,0|をいくらか減少させることがある。しかしながら、インピーダンス変換は限られていることがあり、並列共振構成のそれより効果が少ないことがある。
さらなる態様では、直列キャパシタ584は、第1の並列インダクタ586と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、電圧V1の低周波擾乱成分を減衰させる。同様に、第2の直列キャパシタ584は、第2の並列インダクタ587と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aに関連して前に論じられたような目的で電圧V2の低周波擾乱成分を減衰させる。
図1を参照すると、感知回路581、感知コイル562aおよび562b、ならびにキャパシタ584はそれぞれ、たとえば、誘導性感知回路106a、誘導性感知素子107a(二重感知コイル)、およびそれぞれの関連する容量性素子に対応し得る。
図1を参照すると、図5Eはまた、誘導性感知素子562の近くの物体110、112、および114を示す。図1を参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、図5Dを参照して前に論じられたような感知回路561の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。非限定的な例として、それは、自己インダクタンスL1およびL2、等価直列抵抗R1およびR2、相互インダクタンスLM、ならびに等価相互抵抗RMを変化させることがあり、一般に、異質な物体がないときに測定されるようなトランスインピーダンスZ21,0に対する変化ΔZをもたらす。kL≒<1である実装形態では、変化ΔZは、相互インダクタンスLMおよび等価相互抵抗RMの変化に主に関連し得る。
図5Dの感知回路561のように、定義された試験物体(たとえば、物体110)によって引き起こされる微小変化ΔZ'(またはΔY')は、感知回路581の検出感度に関連し得る。kL≒<1である誘導性感知素子562を使用すると、たとえば図5Aの回路500と比較して、微小変化に対する等価直列抵抗R1およびR2の影響が減ることが理解され得る。kL≒<1である感知回路581の微小変化は、LMおよびRMに関する誘導性感知素子562のQ値
QM≒ωLM/RM (22)
によって支配される。
その上、インピーダンス変化ΔZは、図5Aの回路500を参照して論じられたような物体110、112、または114の電気的性質を反映し得る。
図5Eの回路580はさらに、図5Aを参照して前に説明されたような手順を適用することによって角度arg{ΔZ}の測定の誤差を減らすために較正を可能にし得る。
図5Fおよび図5Gは、それぞれ、理論分析および性能比較を目的に以下で使用される等価回路モデル500-1および540-1を示す。より具体的には、等価回路モデル500-1は、(変圧器526を使用する)図5Aの回路500および図5Bの回路520を分析するために使用され、一方、等価回路モデル540-1は、図5Cの回路540の分析に役立つ。回路500、520、および540の各々は、直列共振構成および並列共振構成に関して、ならびに、以下で定義されるような共振における感知回路のインピーダンスとQ値、微小変化、および様々なSNRのなどの、様々な特性に関して分析される。
比較を目的に、回路500、520、および540の両方の構成に対して、同一の感知コイル502および等しい感知コイル電流レベル|IL|が仮定されるが、並列共振のために構成される実際の実装形態は、よりインダクタンスLの低い感知コイル502を選ぶことがある。同じ感知コイル電流レベル|IL|におけるSNRを比較することは、たとえば電流レベル|IL|が放射または電力の制約である場合には有意義であり得る。さらに、両方の構成における回路が、WPT動作周波数よりかなり高い名目の感知周波数に実質的に対応する共通の共振周波数に調整されると仮定される。
図5Fに示されるような等価回路モデル500-1は、感知コイル502のインダクタンスLおよびその等価直列抵抗R、直列キャパシタ504の静電容量Cs、並列インダクタ506のインダクタンスLpおよびその等価直列抵抗RLp、ならびに理想的な感知信号電流源512および理想的な電圧測定回路510を備える。実際の実装形態では、キャパシタでの損失は一般に、インダクタでの損失よりかなり少ないことが理解され得る。したがって、直列キャパシタ504の等価直列抵抗は、図5Fの等価回路モデル500-1では無視される(示されない)。さらに、等価回路モデル500-1は、感知コイル502の近くの物体110、112、または114の反映インピーダンスを表す、インダクタンスLと直列のインピーダンスΔZrを含む。(反映インピーダンスΔZrは、図5Aに示されるような物体110、112、または114が除外されたものと見なされ得る)。等価回路モデル500-1はまた、WPTが作動しているときに生成されるような磁場および電場により感知コイル502へと誘導結合および容量結合されるノイズ電圧を表す、インダクタンスLと直列のノイズ電圧源Vsnを含む。ノイズ電圧Vsnは、任意の低周波成分(たとえば、WPT動作周波数の基本波およびその高調波における)、ならびに任意の高周波成分(たとえば、感知周波数におけるスイッチングノイズ)を含み得る。等価回路モデル500-1はさらに、インピーダンスZ11およびアドミッタンスY11(=1/Z11)、追加のノイズ電流成分I0,nを伴う駆動電流I0、追加のノイズ電圧Vnを伴う感知信号電圧V、ならびに、電流I0+I0,nが流され、電圧V+Vnが測定され、Z11またはY11が参照する測定ポート(端子および破線によって示される)を示す。等価回路モデル500-1は図5Aの回路500または図5Bの回路520に適用されるので、参照番号500および520がそれぞれ、以下の理論分析において代わりに使用される。
図5Fの回路500の直列共振構成および並列共振構成を分析するために、
ωL>>R (23)
ωLp>>RLp (24)
|ΔZr|<<R (25)
という仮定が、共振周波数の周囲の周波数範囲について行われる。
直列共振のために構成され、直列共振周波数の周囲の周波数範囲において
ωLp>>|Z11| (26)
というリアクタンスを伴う実装形態では、物体(たとえば、物体110)があるときの図5Fの回路500の測定ポート508におけるインピーダンスZ11は、
Z11≒R+(jωCs)-1+jωL+ΔZr (27)
と表され得る。異質な物体がないとき、|Z11,0(ω)|の極小値(直列共振)は、実質的に、
(jωCs)-1+jωL≒0 (28)
を満たす角周波数ωにおいて生じ、
ωs≒(LCs)-1/2 (29)
という直列共振角周波数を生む。この周波数において、インピーダンスZ11,0は実質的に実数になり、
Z11,0≒Re{Z11,0}=Rs≒R (30)
Rsは直列共振抵抗を示し、一方、物体(物体110)があるときのインピーダンスZ11は、概ね
Z11≒Rs+ΔZ≒R+ΔZr (31)
であり、ΔZrは図5Aを参照して前に定義されたような反映インピーダンスを指す。
式(30)および(31)を式(8)に適用すると、図5Fの回路500の直列共振構成に対する微小変化ΔZ'は、概ね
ΔZ'≒ΔZr/Rs≒ΔZr/R (32)
になる。ωsにおける正規化された反映インピーダンスΔZr'の式(6)の定義を使用し、図5Fの回路500の直列共振構成のQ値を定義すると、
Qs≒ωsL/Rs (33)
であり、これは、直列共振周波数における感知コイル502のQ値に概ね等しく、
Q=ωsL/R≒Qs (34)
微小変化は、ΔZr'およびQsに関して
ΔZ'≒QsΔZr' (35)
とも書かれ得る。式(35)は、図5Fの回路500の直列共振構成におけるリアクタンス補償が、正規化された反映インピーダンスΔZr'を、感知コイル502のQ値であるQと概ね等しいQ値Qsと乗じることを示す。
図5Fの回路500の並列共振構成を分析するために、共振周波数の周囲の周波数範囲に対して、
|ωL-(ωCs)-1|>>R (36)
という追加の仮定が行われる。物体(たとえば、物体110)があるときの測定ポート508におけるアドミッタンスY11は、
Y11=(RLp+jωLp)-1+(R+jωL+(jωCs)-1+ΔZr)-1 (37)
と表され得る。式(23)、(24)、(25)、(36)を使用し、xが複素数であり得るとして、|x|<<1に対して有効である近似
1/(1+x)≒1-x (38)
を使用し、重要ではない項を無視すると、式(37)のアドミッタンスY11は、
Y11≒(jωLp)-1+RLp(ωLp)-2+(jωL+(jωCs)-1)-1+(R+ΔZr)(ωL-(ωCs)-1)-2 (39)
と近似され得る。異質な物体がないとき、|Y11,0(ω)|の極小値(並列共振)は、実質的に、
(jωCs)-1+jω(L+Lp)≒0 (40)
を満たす角周波数ωにおいて生じ、
ωp≒(Cs(L+Lp))-1/2 (41)
という並列共振角周波数を生む。この周波数において、アドミッタンスY11,0は実質的に実数になり、
Y11,0≒Re{Y11,0}=Gp=(R+RLp)/(ωpLp)2 (42)
Gpは並列共振コンダクタンスを示し、一方、物体(たとえば、物体110)があるときのアドミッタンスY11は、概ね
Y11≒Gp+ΔY≒(R+RLp+ΔZr)/(ωpLp)2 (43)
であり、ここで
ΔY≒ΔZr/(ωpLp)2 (44)
は、物体が原因のアドミッタンス変更を定義する。
さらに、感知コイル502のQ値を
Q=ωpL/R (45)
と定義し、並列インダクタ506のQ値を
QLp=ωpLp/RLp (46)
と定義し、インダクタンス比を
nL=L/Lp (47)
と定義すると、ωpにおける式(42)のアドミッタンスY11,0は、
Y11,0≒Gp≒nL((Q/QLp)+nL)/(QωpL) (48)
と表され得る。QLp=QでありnL>>1である場合、並列共振コンダクタンスGpは、概ね
Gp≒nL 2/(QωpL) (49)
になる。
式(48)に従って、図5Fの感知回路501のωpにおけるアドミッタンスY11は、インダクタンス比nL=L/Lpをそれに従って調整することによって修正(たとえば、低減)され得るが、実質的に名目の感知周波数において並列共振が維持される。したがって、いくつかの実装形態では、図5Aの回路500の並列共振構成は、図5Bを参照して前に論じられたような適切な動作範囲内に来るようにアドミッタンスY11を変換するために、変圧器(たとえば、図5Bの変圧器526)を使用することの代替として利用される。
式(42)および(44)を式(9)に適用すると、図5Fの回路500の並列共振構成に対する微小変化ΔY'は、概ね
ΔY'=ΔY/Gp≒ΔZr/(R+RLp) (50)
になり、これは、アドミッタンス変化ΔYが反映インピーダンスΔZrに実質的に比例することを示す。したがって、測定されるアドミッタンス変化ΔYの角度arg{ΔY}は、角度arg{ΔZr}を示すものである。図5Aの回路500に関して前に説明されたように、測定される角度の正確さは、較正を適用することによって改善され得る。
図5Fの感知回路501の並列共振構成のQ値を
Qp=ωp(Lp+L)/(R+RLp)≒nL(1+nL)/(GpωpL) (51)
と定義すると、ただしこれは、ωpにおける正規化された反映インピーダンスの式(6)の定義を使用して
Qp=Q(1+nL)/((Q/QLp)+nL) (52)
としてQ値であるQおよびQLpに関して表すこともでき、また、式(51)および(47)を式(50)に適用すると、微小アドミッタンス変化ΔY'を、
ΔY'≒QpΔZr'nL/(1+nL) (53)
とも書くことができる。QLp=Qである場合、微小変化は
ΔY'≒QΔZr'nL/(1+nL) (54)
になり、QLp>>Qに対して、
ΔY'≒QΔZr' (55)
である。
式(53)によって与えられるような図5Fの回路500の並列共振構成の微小変化|ΔY'|は一般に、式(35)によって与えられるような直列共振構成の|ΔZ'|より小さいが、インダクタンス比nLまたはQ値QLpが増大するにつれて|ΔZ'|に近づく。Lp=L(nL=1)およびQLp=Qを用いて構成される例示的な実装形態では、並列共振構成の微小変化|ΔY'|は、直列共振構成の微小変化|ΔZ'|の約1/2であるが、Lp=L/4(nL=4)およびQLp=Qを用いた別の例示的な実装形態では、微小変化|ΔY'|は|ΔZ'|の約4/5になる。
さらなる態様では、駆動電流レベルI0、測定ポート508において生じる電圧V、および駆動電力レベルPが考慮される。図5Fの回路500に基づくいくつかの実装形態では、電流源512の電流レベルI0は、感知コイル502において指定された電流レベル|IL|を達成するように調整される。図5Fの回路500の直列共振構成では、電流レベルI0は概ね|IL|に等しく、
I0≒|IL| (56)
これは測定ポート508にわたる電圧
V≒|Z11,0|I0≒R|IL| (57)
と、駆動電力レベル
P≒VI0≒R|IL|2 (58)
とをもたらす。
図5Fの回路500の並列共振構成ために式(42)、(47)、および(51)を使用すると、並列共振において感知コイル502を通る電流|IL|が、駆動電流レベルI0より約Qp/(1+nL)倍大きいことを示すことができ、これは、
I0≒|IL|(1+nL)/Qp≒|IL|((Q/QLp)+nL)/Q (59)
を与える。測定ポート508にわたる電圧は、概ね
V≒I0/|Y11,0|≒I0/Gp≒|IL|/(QGnL) (60)
になり、駆動電力は
P≒I0V≒(|IL|2/G)((Q/QLp)+nL)/(Q2nL) (61)
になる。
さらなる態様では、測定ポート508における電圧VのSNRが考慮され得る。微小変化のように、SNRは、多目的検出回路100の感度を決定し得る。SNRは、固有SNR(感知信号対回路固有ノイズ比)および外来SNR(感知信号対回路外来ノイズ比)との間で区別され得る。図5Fを参照すると、回路固有ノイズは、電流源512によって引き起こされるノイズ電流I0,nからの、および電圧測定回路510に固有のノイズからの寄与を含み得る。さらに、それは、感知回路501に固有の損失抵抗RおよびRLpの熱ノイズからの寄与を含み得る。回路外来ノイズは、(たとえば、WPTシステムがアクティブであるときそれにより引き起こされるような磁場および電場を介して)感知コイル502に誘導結合および容量結合されるあらゆる擾乱信号成分を含み得る。いくつかの実装形態では、WPTが作動しているときには回路外来ノイズが優勢であり得るが、WPTが作動していないときには回路固有ノイズがSNRを決定し得る。前に言及されたように、いくつかの実装形態および使用事例では、WPTが作動していないとき(たとえば、異質な物体の存在、車両の存在、車両のタイプ、または車両の位置を決定するために)多目的検出回路100も使用される。
SNRはさらに、電圧測定回路510の帯域幅の中にある名目の感知周波数をもたらす狭帯域SNRと、たとえばWPT動作周波数もカバーするより大きい帯域幅において定義される広帯域SNRとの間で区別され得る。前者は主に、多目的検出回路100の感度に関係し、一方、後者は電圧測定回路510のダイナミックレンジおよびフィルタリング要件を決定し得る。
別の態様では、式(10)により与えられるように図5Fの回路500の測定ポート508において狭帯域SNRを定義することが有意義であることがあり、ここで|ΔV|は物体(たとえば、物体110)の存在による測定電圧Vの変化の大きさを示し、Vnは図5Fの回路500において示されるような加算ノイズ電圧成分を示す。より具体的には、電圧変化|ΔV|は二乗平均平方根電圧を指すことがあり、Vnは電圧測定回路510の帯域幅Bmの中の名目の感知周波数において測定されるような二乗平均平方根ノイズ電圧を指すことがある。このノイズ電圧Vnは、上で論じられたような回路固有のおよび外来のノイズ成分を含み得る。式(10)により与えられるようなSNRは、ディファレンシャル狭帯域SNRと本明細書では呼ばれる。
またさらなる態様では、図5Fの回路500の測定ポート508における広帯域外来SNRを
SNRw=|V|/Vw (62)
と定義するのが有意義であることがあり、ここで|V|は感知信号電圧の大きさを示し、VWは基本WPT動作周波数における擾乱電圧を示し、これは、WPTが作動しているときにはVnの顕著な成分であり得る。より具体的には、電圧|V|は感知信号の二乗平均平方根電圧を指すことがあり、VWは基本WPT動作周波数において測定ポート508で測定されるような二乗平均平方根擾乱電圧を指すことがある。
式(19)を使用すると、図5Fの回路500の直列共振構成のためのディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRex,s≒|ΔZr||IL|/Vsn≒|ΔZr'||VL|/Vsn=|ΔZr'|ωsL|IL|/Vsn (63)
と表すことができ、|IL|は感知コイル502における感知信号電流の大きさを示し、これはソース電流レベルI0に概ね等しく、Vsnは図5Fにおいて示されるようなノイズ電圧を示す。
感知回路501は、VsnをVnに変換するのと同じ方法で、ΔZrにわたる電圧低下をΔVに変換するので、式(21)は、回路500の並列共振構成にも適用されてもよく、これは
ΔSNRex,p=(|IL|/Vsn)ωsL|ΔZr'| (64)
であることを意味する。式(63)および(64)は、図5Fの回路500のためのディファレンシャル狭帯域外来SNRが、直列共振構成と並列共振構成の両方に対してQ値の関数ではないことを示している。
いくつかの実装形態では(たとえば、感知信号が数値的に生成され、たとえば図4に関連する信号生成器回路406の中のデジタルアナログコンバータ(DAC)を使用してアナログ信号に変換される場合)、WPTが作動していないとき、図5Fに示されるようなノイズ電流I0,nが、Vnの顕著な成分になり得る。この場合、直列共振構成のためのノイズ電圧Vnは、概ね
Vn≒RI0,n (65)
であり、一方、物体(たとえば、物体110)があるときの電圧変化|ΔV|は、
|ΔV|≒|IL||ΔZr|≒|I0||ΔZr| (66)
である。式(35)、(65)、および(66)を式(10)に適用すると、図5Fの回路500の直列共振構成のためのノイズ電流I0,nに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRint,s≒(|I0|/I0,n)|ΔZr|/R (67)
と表され得る。式(33)を使用すると、式(67)は、Q値Qsおよび正規化された反映インピーダンスΔZr'に関して、
ΔSNRint,s≒(|I0|/I0,n)Qs|ΔZr'| (68)
とも書くことができる。
式(23)および(25)ならびに式(38)から得られる
ΔY'<<1 (69)
を使用すると、図5Fの回路500の並列共振構成における電圧変化の大きさ|ΔV|は、
|ΔV|=|(I0/Y11)-(I0/Y11,0)|=|I0||(Y11,0+ΔY)-1-Y11,0 -1|≒|I0||ΔY|/|Y11,0|2 (70)
と近似され得る。顕著な成分としてノイズ電流I0,nがあると、並列共振周波数におけるノイズ電圧Vnは、
Vn=I0,n/|Y11,0| (71)
になる。式(70)、(71)、および(50)を式(10)に適用すると、図5Fの回路500の並列共振構成に対するノイズ電流I0,nに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRint,p≒(|I0|/I0,n)|ΔY'|≒(|I0|/I0,n)|ΔZr|/(RLp+R) (72)
と表され得る。式(53)を使用すると、式(72)は、Q値QPおよび正規化された反映インピーダンスΔZr'に関して、
ΔSNRint,p≒(|I0|/I0,n)|ΔZr'|QPnL/(1+nL) (73)
と書くこともできる。
同様の考慮を熱ノイズに対して行うことができるが、TABLE 2(表2)に関して以下でさらに示されるような実際の実装形態ではあまり重要ではない可能性が高い。前に言及されたように、熱ノイズ電圧は、直列等価損失抵抗RLpおよびRによって生成される。直列共振周波数におけるノイズ電圧成分Vnは、式(30)によって定義されるように直列共振抵抗Rsにより生成される熱ノイズ電圧であると考えられてもよく、概ね
Vn=(4kTBmRs)1/2≒(4kTBmR)1/2 (74)
になる。ここで、kはボルツマン定数を示し、Tは感知コイル502の絶対温度を示し、Bmは電圧測定回路510の等価ノイズ帯域幅を示す。式(66)および(74)を式(10)に適用すると、図5Fの回路500の直列共振構成に対する熱ノイズに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRが得られる。
ΔSNRint,s≒|IL||ΔZr|/Vn≒|IL|ωsL|ΔZr'|/(4kTBmR)1/2 (75)
したがって、並列共振において生じるような熱ノイズ電圧Vnは、式(42)によって定義されるような並列共振コンダクタンスGpによって生成される熱ノイズであると考えられ得る。感知コイル502および並列インダクタ506に対して等しい温度Tを仮定すると、ノイズ電圧Vnは、概ね
Vn≒(4kTBm/Gp)1/2 (76)
になる。式(70)、(50)、(42)、(51)、および関係
|I0|=|V|Gp≒|IL|ωpLpGp (77)
を使用すると、電圧変化ΔVは、
|ΔV|≒|I0||ΔY|/Gp 2≒|IL|ωpLp|ΔY'|≒|IL|ωpLp|ΔZr|/(R+RLp) (78)
と表され得る。式(42)も使用して式(76)および(78)を式(10)に適用することは、図5Fの回路500の並列共振構成に対する熱ノイズに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRを与える。
ΔSNRint,p≒|IL|ωpL|ΔZr'|/(4kTBm(R+RLp))1/2 (79)
さらなる態様では、基本WPT動作角周波数ωWにおける誘起される電圧成分VsWに関して式(62)によって定義されるような広帯域固有SNRが考慮される。顕著な成分として磁場結合を仮定すると、擾乱信号電圧Vsnは、WPTコイル電流IWPTと次のような関係があり得る。
Vsn≒VsW≒ωWLsWIWPT (80)
ここで、LsWは、感知コイル502とWPTコイル(たとえば、図2および図3に関連するWPTコイル202)との間の相互インダクタンスを示す。さらに、
1/(ωWCs)>>ωWL (81)
ωs>>ωW (82)
と仮定し、式(29)および(47)を使用すると、図5Fの回路500の直列共振構成に対する電圧Vの擾乱電圧成分VWは、概ね
Vn=VW≒VWωWCsωWLp≒VsW(ωW/ωs)2/nL (83)
になる。係数(ωW/ωs)2/nLは、感知回路501のハイパスフィルタ効果による低周波誘起電圧VsWの減衰であると考えられ得る。
|V|=|I0|Rs≒|IL|R (84)
を使用し、式(33)、(83)、(80)、(84)、および(47)を式(62)に適用すると、図5Fの回路500の直列共振構成に対する広帯域外来SNRは、Q値Qsおよびインダクタンス比nLに関して、
SNRW,s≒(|IL|/VsW)ωsL(ωs/ωW)2nL/Qs (85)
と表され得る。
式(41)、(81)、および(82)を使用すると、図5Fの回路500の並列共振構成に対する電圧Vの擾乱電圧成分VWは、概ね
Vn=VW≒VsWωWCsωWLp≒VsW(ωW/ωp)2/(1+nL) (86)
になる。係数(ωW/ωp)2/(1+nL)は、感知回路501のハイパスフィルタ効果による低周波誘起電圧VsWの減衰であると考えられ得る。さらに、式(40)を使用して感知コイル電流|IL|に関して角周波数ωpで感知信号電圧|V|を表現し、
|V|≒|IL|((ωpCs)-1-ωpL)≒|IL|ωpLp (87)
式(86)および(87)を式(62)に適用すると、図5Fの回路500の並列共振構成に対するWPT基本擾乱電圧成分VsWに関する広帯域外来SNRは、
SNRW,p≒(|IL|/VsW)ωpL(ωp/ωW)2/(1+nL)/nL (88)
と表され得る。
さらに別の態様では、Z11の実数部と虚数部に対して、それぞれ式(11)および(12)によって定義されるような温度感受性が考慮される。式(35)を使用すると、図5Fの回路500の実数部の温度感受性は、
Figure 2022553972000010
 と表され得る。式(89)は、感知回路501のQ値Qsが増大するにつれて実数部の温度感受性が下がることを示す。しかしながら、虚数部の温度感受性は改善しないことがあり、感知回路501の誘導性素子および容量性素子と関連付けられる温度係数を下げることによってのみ低下することがある。
いくつかの実装形態では、温度係数の低い構成要素および材料(たとえば、NP0型キャパシタ)が使用される。他の実装形態では、温度感受性は、たとえば、全体の熱ドリフトが打ち消されるように、温度係数が正である構成要素または材料および温度係数が負である構成要素または材料の組合せを使用して、低減される。
式(8)から(89)は、いくらかの小さな修正とともに、たとえば、インダクタンスLをL+Lσで置き換え、直列抵抗RをR+Rwで置き換え、インダクタンスLpをLmで置き換え、直列抵抗RLpをRmで置き換えることによって、図5Bの回路520にも適用することができ、Lσは変圧器526の二次参照漏れインダクタンスを示し、Rwは導体損失に関する変圧器526の二次参照等価直列抵抗を示し、Lmは変圧器526の二次参照メインインダクタンスを示し、Rmは図5Hにおけるコア損失に関連する変圧器526の二次参照等価直列抵抗を示す。さらに、LσがL+Lσのかなりの部分である場合、正規化された反映インピーダンスΔZr'は、ΔZr'L/(L+Lσ)により置き換えられ得る。同様に、相関係数L/(L+Lσ)が、正規化された反映アドミッタンスΔYr'に適用され得る。結果として、インダクタンス比nL=L/Lpは、(L+Lσ)/Lmによって置き換えられ得る。
図5Bの回路520の直列共振構成に関して回路520を分析するために、式(23)および(25)の仮定に加えて、以下の仮定が行われる。
Lσ<<L (90)
ωLm>>RLm (91)
nT 2ωLm=α|Z11,0| (92)
α>>1 (93)
比nT:1は、図5Hに関連する変圧器526の等価回路モデルにおいて使用されるような理想的な変圧器の変圧比を指す。係数αは、図5Aを参照して前に論じられたような物体の区別の目的に関連するものとして、測定されたインピーダンスZ11,0に対する、したがって角度arg{ΔZ}に対する変圧器のメインインダクタンスLmの影響を決定する。係数αは、変圧器影響係数と本明細書では呼ばれる。αが大きくなるほど、変圧器526からの影響は小さくなる。さらに、変圧器526の等価直列抵抗RW(導体損失を表す)に関する変圧器526のQ値QWを
Qw≒ωLm/Rw (94)
と定義し、式(30)および(34)を使用すると、図5Bの回路520の直列共振構成に対する測定ポート528におけるインピーダンスの大きさ|Z11,0|は、
|Z11,0|≒Rs≒nT 2(R+Rw)≒nT 2((ωsL/Q)+(ωsLm/QW))≒nT 2ωsLm/α (95)
と表すことができ、式(92)を満たすためのインダクタンス比nLをもたらす。
nL=L/Lm≒(Q/α)-(Q/QW)>0 (96)
式(95)は、
|Z11,0|≒Rs≒nT 2(1+Q/(nLQW))R≒nT 2(QW/(QW-α))R (97)
とも書くことができる。QW>>αおよびnT>1である場合、直列共振抵抗RsはnT 2Rであり得る。
感知回路521の直列共振構成のQ値を
Qs≒nT 2ωsL/Rs≒ωsL(R+RW) (98)
と定義し、式(97)によりRsを置き換えると、図5Bの感知回路521の直列共振構成のQ値が得られ、
Qs≒Q(1-α/QW) (99)
式(35)を使用すると微小変化が得られる。
ΔZ'≒QsΔZr'≒Q(1-α/QW)ΔZr' (100)
係数1-α/QW、およびしたがってQsは、QWが減少するにつれて、またはαが増大するにつれて劣化する。この係数は、たとえば式(68)および(85)によって、上で与えられたようにQsに関連するSNRにも適用され得る。α=10およびQW=30を用いて構成される例示的な実装形態では、この係数は2/3であり得る。Q値QWは、変換比nT:1ではなく構成要素の体積に関係することが理解され得る。
いくつかの実装形態では、変圧器影響係数αは、測定されたインピーダンス変化ΔZの誤差(たとえば、図5Aを参照して前に論じられるような角度arg{ΔZr}に関する)と微小変化|ΔZ'|の劣化とのトレードオフを表す。
図5Bの回路520の並列共振構成に関して回路520を分析するために、以下の追加の仮定が行われる。
ωLm>>RLm (101)
インダクタンス比を
nL≒L/Lm (102)
と定義し、RLm(たとえば、コア損失)に関連する変圧器526のQ値を
QLm≒ωLm/RLm (103)
と定義すると、図5Bの回路520の並列共振構成に対する測定ポート528におけるアドミッタンス|Y11,0|は、
|Y11,0|≒Gp≒(nL/nT 2)((Q/QW)+(Q/QLm)+nL)/(QωpL) (104)
と表すことができ、Gpは感知回路512の並列共振コンダクタンスを示す。Q≒QW≒QLmであり、nL>1である場合、並列共振コンダクタンスは、
Gp≒(nL/nT 2)(nL+2)/(QωpL) (105)
になる。
式(104)を式(51)に適用すると、感知回路512の並列共振構成に対するQ値は、
Qp≒ωp(L+Lm)/(R+RW+RLm)≒Q(1+nL)/(nL+(Q/QW)+(Q/QLm)) (106)
と表すことができ、式(53)を使用して微小変化を
ΔY'≒QpΔZr'nL/(1+nL)≒QΔZr'nL/(nL+(Q/QW)+(Q/QLm)) (107)
と表すことができる。nLが増大するにつれて、係数QpnL/(1+nL)は感知コイル502のQ値であるQに近づく。Lm=L(nL=1)およびQW=QLm=Qを用いて構成される例示的な実装形態では、この係数はQ/3であり得る。nL>>1である場合、微小変化ΔY'は、式(100)によって与えられるように、図5Bの回路520の直列共振構成のΔZ'に等しいことがある。上で規定されたような例示的な並列共振構成、およびα/QW=1/3である例示的な直列共振構成では、nL=4においてそれらが等しくなり得る。
式(107)に基づいて、Lm=L(nLm=1)およびQW=QLm=Qである並列共振のために構成される回路520、および変圧比nT 2≒1/3である変圧器526の例示的な実装形態は、微小変化ΔY'≒0.33QΔZr'を提供する。同じアドミッタンス|Y11|を提供するために、nT=1であり、QW=QLm=Qであり、インダクタンス比nL≒2.16である変圧器526を使用する回路520の別の例示的な実装形態は、微小変化ΔY'≒0.52QΔZr'をもたらす。インダクタンス比nL=1であり、QLp=Qである回路500のさらなる例示的な実装形態(変圧器526なし)は、微小変化ΔY'≒0.72QΔZr'をもたらす。
上の例では、並列共振構成においては、変圧器なしの回路500を使用するのが好ましいことがあると結論付けることができる。変圧器(たとえば、変圧器526)が、たとえば図5Bを参照して前に論じられたような平衡化の目的で欠かせない場合、nTではなくインダクタンス比nLを下げると、より大きい微小変化が生じ得る。
図5Gに示されるような等価回路モデル540-1は、感知コイル502のインダクタンスLおよびその等価並列コンダクタンスG、並列キャパシタ544の静電容量Cp、直列キャパシタ546の静電容量Cs、理想的な感知信号電圧源552、ならびに理想的な電流測定回路550を備える。実際の実装形態では、キャパシタの損失は一般に、インダクタの損失よりかなり小さいことが理解され得る。したがって、キャパシタ544および546の等価直列抵抗は、図5Gの等価回路モデル540-1では無視される(示されない)。さらに、等価回路モデル540-1は、感知コイル502の近くの物体110、112、または114の反映アドミッタンスを表す、インダクタンスLと並列のアドミッタンスΔYrを含む。(反映アドミッタンスΔYrは、図5Cに示される物体110、112、または114が除外されたものと見なされ得る)。等価回路モデル540-1はまた、WPTが作動しているときに生成されるような電場および磁場によってそれぞれ感知コイル502へと誘導結合および容量結合されるノイズ電流を表すインダクタンスLと並列の、ノイズ電流源Isnを含む。ノイズ電流Isnは、任意の低周波成分(たとえば、WPT動作周波数の基本波およびその高調波)ならびに任意の高周波成分(たとえば、感知周波数におけるスイッチングノイズ)を含み得る。等価回路モデル540-1はさらに、アドミッタンスY11およびインピーダンスZ11(=1/Y11)、追加のノイズ電圧成分V0,nを伴う感知信号源電圧V0、追加のノイズ電流成分Inを伴う感知信号電流I、ならびに、電圧V0+V0,nが印加され、電流I+Inが測定され、Y11またはZ11が参照する測定ポート548(端子および破線によって示される)を示す。等価回路モデル540-1は図5Cの回路540に適用されるので、参照番号540が、以下の理論分析において代わりに使用される。
回路500および540において同一の感知コイル502を仮定すると、以下の関係が当てはまり得る。
ΔYr'=ΔZr' (108)
G≒R/(ωL)2 (109)
ΔYr≒ΔZr/(ωL)2 (110)
Isn≒Vsn/(ωL) (111)
ここで、ΔYr'、ΔZr'、ΔZr、R、およびVsnは、それぞれ、正規化された反映アドミッタンス、正規化された反映インピーダンス、感知コイル502における物体110の反映インピーダンス、感知コイル502の等価直列抵抗、および図5Fの回路500に関連する擾乱電圧Vsnを指す。
図5Gの回路540の直列共振構成および並列共振構成を分析するために、
1/ωL>>G (112)
|ΔYr|<<G (113)
という共通の仮定が、共振周波数の周囲の周波数範囲に対して行われる。
並列共振のために構成され、共振周波数の周囲の周波数範囲においてサセプタンス
ωCs>>|Y11| (114)
を伴う実装形態では、物体(たとえば、物体110)があるときの図5Gの回路540の測定ポート548におけるアドミッタンスY11は、
Y11≒G+(jωL)-1+jωCp+ΔYr (115)
と表され得る。異質な物体がないとき、|Y11,0(ω)|の極小値(並列共振)は、実質的に、
(jωL)-1+jωCp≒0 (116)
を満たす角周波数ωにおいて発生し、並列共振角周波数
ωp≒(LCp)-1/2 (117)
が得られる。この周波数では、アドミッタンスY11,0はほぼ実数になり、
Y11,0≒Re{Y11,0}=Gp≒G (118)
ここでGpは並列共振コンダクタンスを示し、一方、物体(たとえば、物体110)がある場合のアドミッタンスY11は、概ね
Y11≒Gp+ΔY≒G+ΔYr (119)
であり、ΔYrは図5Aを参照して前に定義されたような反映アドミッタンスを指す。
式(118)および(119)を式(9)に適用すると、図5Gの回路540の並列共振構成に対する微小変化ΔY'は、概ね
ΔY'≒ΔY/Gp≒ΔYr/G (120)
になる。正規化された反映アドミッタンスを
ΔYr'=ΔYrωpL (121)
と定義し、感知コイル502のQ値を
Q=1/(ωpLG) (122)
と定義し、図5Gの感知回路541の並列共振構成のQ値を
Qp≒1/(ωpLGp)≒Q (123)
と定義すると、微小変化は、ΔYr'およびQpに関して
ΔY'≒QpΔYr' (124)
とも書くことができる。
図5Gの回路540の直列共振構成を分析するために、追加の仮定
|ωCp-(ωL)-1|>>G (125)
が、共振周波数の周囲の周波数範囲に対して行われる。物体(たとえば、物体110)があるときの測定ポート548におけるインピーダンスZ11は、
Z11=(jωCs)-1+(G+jωCp+(jωL)-1+ΔYr)-1 (126)
と表され得る。式(112)、(113)、(125)、および(38)を使用すると、式(126)は
Z11≒(jωCs)-1+(jωCp+(jωL)-1)-1+(G+ΔYr)(ωCp+(ωL)-1)-2 (127)
と近似され得る。異質な物体がないとき、|Z11,0(ω)|の極小値(直列共振)は、実質的に、
(jωL)-1+jω(Cp+Cs)≒0 (128)
を満たす角周波数ωにおいて発生し、並列共振角周波数
ωs≒(L(Cp+Cs))-1/2 (129)
が得られる。この周波数では、インピーダンスZ11,0はほぼ実数になり、
Z11,0≒Re{Z11,0}≒Rs≒G/(ωsCs)2 (130)
Rsは直列共振抵抗を示し、一方、物体(たとえば、物体110)があるときのインピーダンスZ11は、概ね
Z11≒Rs+ΔZ≒(G+ΔYr)/(ωsCs)2 (131)
であり、
ΔZ≒ΔYr/(ωsCs)2 (132)
である。
さらに、感知コイル502のQ値を
Q=1/(ωsLG) (133)
と定義し、静電容量比
nC=Cp/Cs (134)
と定義すると、ωsにおける式(130)のインピーダンスZ11,0は、
Z11,0=Rs≒1/(QωsLωs 2Cs 2)≒(1+nC)2ωsL/Q (135)
と表され得る。nC>>1に対して、直列共振抵抗Rsは、概ね
Rs≒nC 2ωsL/Q (136)
になり、nC=2の場合は概ね9Rになる。式(135)に従って、感知回路541のωsにおけるインピーダンスZ11は、静電容量比nC=Cp/Csをそれに従って調整しながら、実質的に名目の感知周波数において直列共振を維持することによって、調整され得る(たとえば、増大し得る)。したがって、いくつかの実装形態では、図5Gの回路540の直列共振構成は、図5Bを参照して前に論じられたように適切な動作インピーダンス範囲内に来るようにインピーダンスZ11を変換するために変圧器(たとえば、図5Bの変圧器526)を使用することの、代替として利用される。
式(130)および(131)を式(8)に適用すると、図5Gの回路540の直列共振構成に対する微小変化ΔZ'は、概ね
ΔZ'=ΔZ/Rs≒ΔYr/G (137)
になり、これは、インピーダンス変化ΔZが反映アドミッタンスΔYrに実質的に比例することを示す。したがって、測定されたインピーダンス変化ΔZの角度arg{ΔZ}は、角度arg{ΔYr}を示すものであり得る。図5Cの回路540を参照して前に説明されたように、測定された角度の正確さは、較正を適用することによって改善され得る。
図5Gの感知回路541の直列共振構成のQ値を
Qs≒ωs(Cs+Cp)/G≒Q (138)
と定義し、このときこれは式(133)によって定義されるような感知コイル502のQ値であるQに概ね等しく、式(7)を使用し、式(133)から(137)を適用すると、微小インピーダンス変化ΔZ'は
ΔZ'≒QsΔYr'≒QΔYr' (139)
とも書かれ得る。
さらなる態様では、測定ポート548における駆動電圧レベルV0、生じる電流I、および駆動電力レベルPが考慮される。図5Gの回路540に基づくいくつかの実装形態では、電圧源542の電圧レベルV0が、感知回路502において指定された電流レベル|IL|を達成するように調整される。図5Gの回路540の並列共振構成では、電圧レベルV0は概ね、感知コイル502にわたる電圧に等しく、関係
V0≒ωpL|IL| (140)
を与える。式(118)および(122)を使用すると、測定ポート548における電流Iを、
I≒|Y11,0|V0≒|IL|ωpLG=|IL|/Q (141)
と近似的に表すことができ、駆動電力レベルを
P≒V0I=|IL|2ωpL/Q (142)
と表すことができる。
図5Gの回路540の直列共振構成に対して、感知コイル502にわたる電圧|VL|は、概ね
|VL|≒ωsL|IL| (143)
であり、式(129)、(134)、および(143)を使用すると電流Iは、それぞれ
I≒|VL|ωsCs=ωs 2LCs|IL|=|IL|Cs/(Cs+Cp)=|IL|/(1+nC) (144)
である。電流レベル|IL|を用いて感知コイル502を駆動するために必要とされる電圧V0および駆動電力Pは、
V0≒IRs≒I(1+nC)R=|IL|ωsL/Qs (145)
P≒I2Rs≒|IL|2ωsL/(Qs(1+nC)) (146)
であることが判明し得る。
さらなる態様では、式(14)によって与えられるような図5Gの回路540の測定ポート548における狭帯域SNRを定義することが有意義であることがあり、|ΔI|は物体(たとえば、物体110)の存在による測定された電流Iの電流変化の大きさを示し、Inは図5Gの回路540において示されるような追加のノイズ電圧成分である。より具体的には、電流変化|ΔI|は二乗平均平方根電流を指すことがあり、Inは電流測定回路550の帯域幅Bmの中にある名目の感知周波数において測定されるような二乗平均平方根ノイズ電流を指すことがある。ノイズ電流Inは、上で論じられたような回路固有のおよび外来のノイズ成分を含み得る。式(14)によって与えられるようなSNRは、本明細書ではディファレンシャル狭帯域SNRと呼ばれる。
別の態様では、図5Gの回路540の測定ポート548において広帯域外来SNRを
SNRw=|I|/Iw (147)
と定義することが有意義であることがあり、|I|は感知信号電流の大きさを示し、IWは基本WPT動作周波数における擾乱電流を示し、これは、WPTが作動しているときInの顕著な成分であり得る。より具体的には、電流|I|は二乗平均平方根電流を指すことがあり、IWは基本WPT動作周波数で測定ポート548において測定されるような二乗平均平方根擾乱電流を指すことがある。
式(14)および(7)を使用すると、図5Gの回路540の並列共振構成のディファレンシャル狭帯域外来SNRは、
ΔSNRex,p≒|ΔYr|ωpL|IL|/Isn=|ΔYr'||IL|/Isn (148)
と表すことができ、Isnは図5Gに示されるようなノイズ電流である。
感知回路541は、IsnをInに変換するのと同じ方法で、ΔYrを通るシャント電流をΔIに変換するので、式(148)は直列共振構成にも適用され、これは
ΔSNRex,s≒ΔSNRex,p (149)
であることを意味する。
ノイズ電圧V0,nが前に論じられたように顕著である回路540の動作では、回路540の並列共振構成のノイズ電流Inは、概ね
In≒GpV0,n (150)
であり、物体(たとえば、物体110)があるときの電流変化は、
|ΔI|≒|V0||ΔYr| (151)
である。式(123)、(124)、(150)、および(151)を式(14)に適用すると、図5Gの回路540の並列共振構成に対するノイズ電圧V0,nに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRint,p≒(|V0|/V0,n)|ΔYr|/Gp≒(|V0|/V0,n)|ΔY'| (152)
と表され得る。式(124)を使用すると、式(152)は、Q値Qpおよび正規化された反射アドミッタンスΔYr'に関して、
ΔSNRint,p≒(|V0|/V0,n)Qp|ΔYr'| (153)
とも書くことができる。
式(112)および(113)ならびに式(38)の仮定から得られる
ΔZ'<<1 (154)
を使用すると、図5Gの回路540の直列共振構成における電流変化の大きさ|ΔI|は、
|ΔI|=|(V0/Z11)-(V0/Z11,0)|=|V0||(Z11,0+ΔZ)-1-Z11,0 -1|≒|V0||ΔZ|/|Z11,0|2 (155)
と近似することができる。顕著なノイズ成分としてノイズ電圧V0,nがあると、直列共振周波数におけるノイズ電流Inは、
In=V0,n/|Z11,0| (156)
になる。式(155)、(156)、および(137)を式(14)に適用すると、図5Gの回路540の直列共振構成に対するノイズ電流V0,nに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRint,s≒(|V0|/V0,n)|ΔZ'|≒(|V0|/V0,n)|ΔYr|/G (157)
と表され得る。式(139)を使用すると、式(157)は、Q値Qsおよび正規化された反映アドミッタンスΔYr'に関して、
ΔSNRint,s≒(|V0|/V0,n)Qs|ΔYr'| (158)
とも書かれ得る。
同様の考慮を熱ノイズに対して行うことができるが、TABLE 2(表2)に関して以下で示されるような実際の実装形態ではあまり重要ではない可能性が高い。前に言及されたように、熱ノイズ電流は、感知コイル502の等価並列コンダクタンスGによって生成される。ノイズ電流Inは、式(118)によって定義されるような並列共振コンダクタンスGpによって熱的に生成されるものと考えられてもよく、概ね
In=(4kTBmGp)1/2≒(4kTBmG)1/2 (159)
になる。
式(151)、(159)、および(7)を式(14)に適用すると、回路540の並列共振構成の熱ノイズに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRint,p≒|IL|ωpL|ΔYr|/In≒|IL||ΔYr'|/(4kTBmG)1/2 (160)
と表すことができ、kはボルツマン定数を示し、Tは絶対温度を示し、Bmは電流測定回路550の等価ノイズ帯域幅を示す。
回路540の直列共振構成では、式(118)によって定義されるような直列共振抵抗Rsによって熱的に生成されるようなノイズ電流成分Inは、
In=(4kTBm/Rs)1/2 (161)
になる。式(137)、(129)、および関係
|V0|=|I|Rs≒|IL|ωs 2LCsRs (162)
を使用すると、電流変化|ΔI|は
|ΔI|≒|V0||ΔZ|/Rs 2≒|IL|ωs 2LCs|ΔZ'|≒|IL||ΔYr|/((1+nC)G) (163)
と表され得る。式(161)および(163)を式(14)に適用すると、回路540の直列共振構成の熱ノイズに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、感知コイル502の電流|IL|および正規化された反映アドミッタンス|ΔYr'|に関して
ΔSNRint,s≒|IL||ΔYr'|/(4kTBmG)1/2 (164)
と表され得る。
またさらなる態様では、基本WPT動作角周波数ωWにおける誘起される電流成分IsWに関して式(147)によって定義されるような広帯域外来SNRが考慮される。
Isn=IsW (165)
1/(ωWCp)>>ωWL (166)
であると仮定し、式(117)を使用すると、図5Gの回路540の並列共振構成に対する電流Iの擾乱電流成分IWは、概ね
In=IW≒IsWωWLωWCs≒IsW(ωW/ωp)2/nC (167)
になる。係数(ωW/ωp)2/nCは、感知回路541のハイパスフィルタ効果による低周波の誘起電流IsWの減衰であると考えられ得る。
|I|≒|VL|G (168)
を使用し、式(167)、(168)、(134)を式(147)に適用すると、図5Gの回路540の並列共振構成の広帯域外来SNRは、
SNRW,p≒(|VL|G/IsW)(ωp/ωW)2nC (169)
と表すことができ、VLは感知電極702にわたる電圧を示す。
関係
|VL|≒|IL|ωpL (170)
および式(123)を使用すると、式(169)は
SNRW,p≒(|IL|/IsW)(ωp/ωW)2nC/Qp (171)
とも書かれ得る。
式(82)、(129)、(134)、および(166)を使用すると、図5Gの回路540の直列共振構成に対する電流Iの中の擾乱電流IWは、概ね
IW≒IsWωWLωWCs≒IsW(ωW/ωs)2/(1+nC) (172)
になる。係数(ωW/ωp)2/(1+nC)は、感知回路541のハイパスフィルタ効果による低周波の誘起電流IsWの減衰であると考えられ得る。さらに、式(138)および(168)を使用して、感知コイル502の電圧|VL|に関して角周波数ωsにおける感知信号電流|I|を表し、
|I|≒|VL|(ωsCs-(ωsL)-1)≒|VL|ωsCs (173)
式(172)、(173)、および(134)を式(14)に適用すると、図5Gの回路540の直列共振構成に対するWPT基本擾乱電流成分IsWに関する広帯域外来SNRは、
SNRW,s≒(|VL|ωsCs/IsW)(ωs/ωW)2(1+nC) (174)
と表され得る。
関係
|VL|≒|IL|ωsL (175)
、式(129)および(165)を使用すると、式(174)は
SNRW,s≒(|IL|/IsW)(ωs/ωw)2 (176)
とも書かれ得る。
式(171)および(176)、ならびにωs=ωpに基づき、図5Gの回路540の並列共振構成の広帯域外来SNRと直列共振構成の広帯域外来SNRとの間の以下の関係を見出すことができる。
SNRW,s≒SNRW,pQp/nC (177)
TABLE 1(表1)は、図5Fの回路500および図5Gの回路540の、直列共振構成および並列共振構成の数値分析のために使用される例示的なパラメータ値を提供する。回路540の誘起される擾乱電圧VsW、ノイズ電圧Vsn、ならびにそれらのそれぞれの等価電流IsWおよびIsnの値は、ワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2に関連するワイヤレス電力伝送構造200)へと統合される多目的検出回路100に対して典型的なものであると考えられ得る。TABLE 1(表1)において与えられるような物体110の正規化された反映インピーダンスは、60×80mmのフォームファクタの感知コイル520(たとえば、誘導性感知素子107a)の3mm上の位置に最悪の場合にはあるワイヤレス電力伝送構造200の表面上の紙クリップに対して典型的なものであり得る。例示的な感知電流レベル|IL|は、確立された電磁適合性(EMC)規格(たとえば、EN 300330)の電磁放射限界によって与えられる制約内にあり得る。回路500および540に対するそれぞれの例示的な駆動信号SNR|I0|/I0,nおよび|V0|/V0,nは、それぞれ、図4を参照して前に説明されたような、感知信号源(たとえば、感知信号電流源512および感知信号電圧源552)のデジタル実装形態に対して典型的なものであり得る。
Figure 2022553972000011
TABLE 1(表1)の数値的な仮定を使用して回路分析から得られるような数値的な結果が、TABLE 2(表2)に列挙されている。SNR値は図5Fおよび図5Gを参照して上で定義されたように対応する近似式を使用して得られるが、インダクタンス、静電容量、インピーダンス、微小変化、電流、電圧、および電力に関する値が、より正確な分析ツールを使用することから生じる。TABLE 2(表2)はまた、たとえば物体110があるときの、測定されたインピーダンス変化ΔZの角度誤差に対する数値的な結果を含む。図5Aを参照して前に説明されたような角度較正手順を利用する多目的検出回路100において。図5Fの回路500の直列共振構成では、角度誤差は
Figure 2022553972000012
 として定義され、Δexp(-j arg{Z11,0})は、角度補正が適用された状態でのインピーダンス変化を示す。図5Fの回路500の並列共振構成では、それは
Figure 2022553972000013
 と定義される。図5Gの回路540の並列共振構成では、角度誤差は
Figure 2022553972000014
 と定義され、図5Gの回路540の直列共振構成に対して、それは
Figure 2022553972000015
 と定義される。さらに、TABLE 2(表2)は、TABLE 1(表1)において規定されるような感知電流|IL|を用いて感知回路501の感知コイル502を駆動するために必要とされる駆動電流レベルI0、駆動電力レベルPを含む。したがって、それは、TABLE 1(表1)において規定されるような感知電流|IL|を用いて感知回路541の感知コイル502を駆動するために必要とされる駆動電圧レベルV0、駆動電力レベルPを含む。
Figure 2022553972000016
TABLE 2(表2)の数値的な結果に基づいて、以下の結論を導くことができる。図5Aの回路500の並列共振構成によって一般に提示されるような高いインピーダンスの大きさ|Z11,0|は、インダクタンス比nL>1(たとえば、nL=2.5)となるように感知回路501を構成することによって、微小変化の穏やかな喪失とともにかなり低下させることができる。逆に、図5Cの回路540の直列共振構成によって一般に提示されるような低いインピーダンスの大きさ|Z11,0|は、静電容量比nC>1(たとえば、nC=2.5)となるように感知回路541を構成することによって、微小変化の喪失なしで増大させることができる。さらに、TABLE 2(表2)の結果は、ディファレンシャル狭帯域外来SNR(WPTスイッチングノイズ)に関して等価である回路および構成を示す。その上、ディファレンシャル狭帯域固有SNR(感知信号ノイズ)の数字は、回路500の並列共振構成が他の回路および構成よりわずかに劣っていることを示す。ディファレンシャル狭帯域固有SNR(熱ノイズ)に対して得られる大きい数字は、WPTが作動していないときでも熱ノイズが無視できることを示す。広帯域外来SNR(WPT基本擾乱)について得られる数字は、回路500の並列共振構成と回路540の並列共振構成との間のかなりの差(>60dB)を示す。回路500および540の直列共振構成はほぼ等価であり、SNRはわずかに6dBより大きく、これは実際の実装形態では最低限の要件であり得る。TABLE 2(表2)はさらに、回路500の直列共振構成および回路540の並列共振構成に対する無視できる角度誤差
Figure 2022553972000017
 と、他の構成の各々に対する約2°の角度誤差とを示す。最後に、指定された感知電流レベル|IL|で感知コイル502を駆動するためにそれぞれの測定ポート508および548において必要とされるような電流レベルまたは電圧レベルは、本明細書において理論的に分析されるような回路および構成では低電力電子機器の適切な範囲内にあり得る。
図5Hは、それぞれ図5Bの回路520および図7Cの回路720に関連する、非理想的な変圧器526および726に適用可能な「L型」等価回路モデル526-1を示す。「L型」等価回路は、変圧比がnT:1であり、二次参照メインインダクタンスがLmであり、二次参照直列(漏れ)インダクタンスがLσである、理想的な変圧器(無限大記号によって示される)を備える。
図5Iは、図5Dの回路560および図5Eの回路580において使用されるダブルコイル誘導性感知素子562に適用可能な「T型」等価回路モデル562-1を示す。回路モデル562-1は、「T型」トポロジーで接続され、図5Dと図5Eにおいて示されるようなインダクタンスL1、L2および相互インダクタンスLMに関係する、3つのインダクタンスを備える。
図5Jは、図5Dの回路560および図5Eの回路580において使用されるダブルコイル誘導性感知素子に適用可能な別の等価回路モデル562-2を示す。回路モデル562-2は、第1のコイルおよび第2のコイルへとそれぞれ誘起される電圧を表すそれぞれの電流制御された電圧源Vind,1およびVind,2と直列のインダクタンスL1およびL2を備える。
図5Kは、図5Fの回路500と図5Gの回路540の直列共振構成および並列共振構成に対する、共振周波数、感知回路のQ値、感知回路のインピーダンス/アドミッタンス、微小変化、および様々なSNRに関する、選択された式の概要の表を示す。前に述べられたように、これらの式は、図5Fおよび図5Gを参照して行われる仮定に対して有効である。
図6は、複素平面600、またはより正確には、感知コイル(たとえば、図5Aに関連する感知コイル502)の近くにある場合に様々なタイプ(カテゴリ)の物体(たとえば、物体110、112、114、または車両330)の反映インピーダンスΔZrが生じ得るような象限1および4を備える複素半平面を示す。より具体的には、図6は影付きのエリア(たとえば、角度範囲602から610)を示し、異なるタイプ(カテゴリ)の物体(たとえば、物体110、112、114)の反映インピーダンスΔZrは、(たとえば、MHz範囲にある)感知周波数において測定され得る。異なるカテゴリの物体の特性を強調するために、図6に示される角度範囲602から610は、縮尺通りに描かれていないことがあり、定量的ではなく定性的であると見なされるべきである。実際の角度範囲は、特定の感知周波数、誘導性感知素子(たとえば、感知コイル502)のいくつかの特性、図1を参照して前に論じられたような誘導性感知素子の容量性感知効果、誘導性感知素子に対する物体の位置および向きにも依存し得る。
複素平面600および影付きエリア(たとえば、角度範囲602から610)は、それぞれ、実数軸および虚数軸をRe{ΔYr}およびjIm{ΔYr}と単に呼び名を変えることによって、反映アドミッタンスΔYrにも適用され得る(図6には示されない)。
さらに、図6は、1ユーロセント硬貨(物体110a)、金属箔(物体110b)、スチールナット(物体110c)、スチール釘、固定ピン、およびスチールワイヤ片(物体110d)などの、様々なタイプの金属物体110を示す。その上、図6は、フェライトコア(物体112a)、水で満たされたプラスチックボトル(物体112b)、および手(人の四肢を象徴する)を表す生物114などの、様々なタイプの非生物の実質的に絶縁性のまたは導電性の低い物体112を示す。
象限4における角度範囲602(たとえば、-90°に近い)は、感知周波数において比較的高い導電率(たとえば、σ>50MS/m)を示し強磁性効果を実質的に示さない(相対透磁率μr≒1)物体(たとえば、物体110)に対して特徴的であり得る。MHz範囲にある感知周波数では、銅で被覆された硬貨(たとえば、物体110a)によって引き起こされるインピーダンス変化ΔZは、角度範囲602においてインピーダンス変化ΔZを引き起こし得る。
象限4における角度範囲604(たとえば、-80°前後)は、感知周波数においてかなり低い等価導電率(たとえば、σ>5MS/m)を示し強磁性効果を実質的に示さない(相対透磁率μr≒1)物体(たとえば、物体110)に対して特徴的であり得る。物体110bによって図6に示されるような(たとえば、感知周波数における表皮深さδより金属層の厚みが薄い)薄箔または金属蒸着紙(たとえば、アルミニウムで被覆された紙)は、MHz範囲にある感知周波数に対する角度範囲604におけるインピーダンスΔZrを反映し得る。
象限4および1における角度範囲606(0°前後)は、感知周波数において比較的高い導電率(たとえば、σ>10MS/m)およびかなりの強磁性効果を示す(たとえば、μr>50)物体(たとえば、物体110)に対して特徴的であり得る。強磁性のスチールからなる物体(たとえば、物体110c)は、MHz範囲にある感知周波数に対する角度範囲606におけるインピーダンスΔZrを反映し得る。金属物体110dの強磁性(μr>1)は一般に、虚数部分がIm{ΔZr}>0であるインピーダンスΔZrを反映する。一方、金属物体110dの導電性は一般に、Im{ΔZr}<0およびRe{ΔZr}>0であるインピーダンスΔZrを反映する。2つの反対の効果を重畳することで、たとえば角度範囲606において、正味の反映インピーダンスΔZrが得られ得る。
象限1おける角度範囲608(たとえば、45°前後)は、感知周波数において比較的高い導電率(たとえば、σ>10MS/m)およびかなりの強磁性効果(たとえば、μr>50)を示し、長さが厚さよりかなり長い、物体(たとえば、物体110)に対して特徴的であり得る。強磁性のスチールからなる物体(たとえば、物体110dのうちの1つ)は、MHz範囲にある感知周波数に対する角度範囲606におけるインピーダンス変化ΔZを引き起こし得る。金属物体110dの強磁性(μr>1)は一般に、物体110cを参照して上で説明されたのと反対の方向に作用する導電性効果が優勢である、虚数部分が正であるインピーダンスΔZrを反映する。2つの効果を重畳することで、正の虚数部分(Im{ΔZr}>0)が角度範囲608に対応する実数部分Re{ΔZr}に実質的に等しい正味の反映インピーダンスΔZrが得られる。この角度範囲における反映インピーダンスΔZrは、強磁性のスチールからなる紙クリップによっても引き起こされ得る(図6には示されない)。
最後に、象限1における角度範囲610(たとえば、90°に近い)は、感知周波数において誘電性効果
Figure 2022553972000018
 を示す実質的に絶縁性の物体(たとえば、物体112)に対して特徴的であり得る。誘電性の物体(たとえば、物体112b)は、角度範囲610において反映インピーダンスΔZrを生じさせ得る。生物(たとえば、物体114)も、角度範囲610におけるインピーダンスΔZrを反映し得る。図5Aに関連して前に論じられたように、誘電性の物体(たとえば、物体112または114)は、図5Aに示されるような感知コイルの寄生容量(たとえば、Ciw、Cgnd、およびCwpt)によって生成される漂遊電場を介して感知コイル(たとえば、図5Aの感知コイル502)と相互作用し得る。さらに、象限1における角度範囲610(たとえば、90°に近い)は、感知周波数において強磁性効果(μr>1)を示す実質的に絶縁性の物体(たとえば、物体112)に対して特徴的であり得る。フェライト材料からなる物体(たとえば、物体112a)は、角度範囲610におけるインピーダンス変化ΔZrを反映し得る。
多目的検出回路100のある態様では、それぞれの角度範囲602、604、606、および608、またはこれらの範囲の間のどこかにおいて反映インピーダンスΔZrを生み出す物体110(たとえば、物体110a、110b、110c、110d)は、強いWPT磁場に曝されると誘導加熱を受けることがある。これは、ともに実質的に導電性であり強磁性である薄箔(たとえば、物体110b)および物体(たとえば、物体110cおよび110d)に対して特に当てはまり得る。金属物体(たとえば、物体110c)の強磁性は、顕著な表皮効果をもたらし、誘起される渦電流を物体の表面における薄い層(表皮)に移動させ得る。これは、非強磁性の金属物体と比較して、物体の実効導電率をかなり低下させ、かなりの大電力の消失を引き起こし得る。さらに、角度範囲608におけるインピーダンスΔZrを反映し得る長い強磁性の金属物体(たとえば、物体110d)では、過剰なヒステリシス損および結果としての加熱をもたらす磁気飽和が生じる傾向がある。したがって、この物体のカテゴリは、最も高い電力損失密度(たとえば、単位表面積当たりのワット単位の)、およびしたがって最も高い加熱温度により特徴付けられ得る。したがって、「Improving Foreign Object Detection for Ferromagnetic Wire-Like Objects」という表題の米国特許第10,495,773号において開示されるようにこのカテゴリの物体(たとえば、物体110)に対する多目的検出回路100の感度を選択的に高めることが望ましいことがあり、その特許の内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
多目的検出回路100の別の態様では、誘導性感知回路(たとえば、感知コイル502を使用する図5Aの誘導性感知回路501)は、圧倒的に誘電性であり感知コイルの近くに位置し得る、生物(たとえば、人の手、猫、または任意の他の動物)の容量性感知のために使用され得る。そのような使用事例では、多目的検出回路100が金属物体(たとえば、物体110)から誘電性の物体(たとえば、物体112または114)を区別できることが必要であり得る。誘電性の物体(たとえば、物体112または114)の検出の際の対策が、金属物体の検出の際に適用される対策と異なる場合、そのような区別が必要とされ得る。
図7Aから図7Iは、少なくとも1つの電気的特性(たとえば、複素インピーダンス)を測定することによる容量性感知に基づく、図1の多目的検出回路100の別の部分の例示的な実装形態を示す。これらの例は、感知および測定技法の原理を示すためのものであり、多目的検出回路100のすべての詳細を示すものではない。具体的には、それらは、例示を目的に、複数の容量性感知回路(たとえば、図1に関連する複数の容量性感知回路108a、108b、...、108n)ではなく単一の容量性感知回路のみを示す。さらに、それらは、たとえば異質な物体の存在、生物の存在、車両の存在、車両のタイプ、および車両の位置のうちの少なくとも1つを決定するために必要とされ得る、かつ図4のブロック図によって示されるような、信号生成、信号処理、および評価の詳細を示さない。
図7Aから図7Fの回路700、710、720、730、740、および750の説明は、それぞれ、1ポートのインピーダンスZ11を測定することに基づき、一方、図7Fから図7Iの回路760、770、および780は、それぞれ、たとえば正弦波感知信号を使用して、感知周波数における2ポートのトランスインピーダンスZ21の測定結果を利用する。しかしながら、これは、他の感知信号波形(たとえば、多周波数信号、パルス信号、擬似ランダム信号など)を使用して他の電気的特性を測定するように構成される実装形態を除外すべきではない。
いくつかの実装形態では、感知信号は、実質的にMHz範囲にある(たとえば、2.5MHzから3.5MHzの範囲にある)スペクトルを伴う高周波信号である。他の実装形態では、感知信号は、図5Aから図5Fに関連して前に言及されたように周波数規制の理由で3.155MHzから3.400MHzの範囲に制約される。いくつかの地理的領域または国では、この周波数範囲は、複数の容量性感知素子(たとえば、多目的検出回路100の複数の容量性感知素子109)から指定された距離においてより高い磁場強度レベルHを許容し得る。
図7Aから図7Iの概略図に示されるグラウンド記号は、「回路グラウンド」と呼ばれるグラウンド電位のネットワークノードを示す。しかしながら、これは、非グラウンドベースの実装形態、または異なる電位の異なるグラウンドを使用する実装形態を除外すべきではない。
図7Aの回路700は、(破線の右側の回路として図7Aにおいて示される)1ポートの容量性感知回路701の複素インピーダンスZ11を測定することに基づく例示的な実装形態を示す。より具体的には、インピーダンスZ11は、電流源512から、感知周波数(たとえば、MHz範囲にある)における正弦波電流I0をある定義された振幅および位相で流すことによって、および、電圧測定回路510を使用して、図5Aを参照して前に説明されたように複素開回路電圧V(振幅および位相)を測定することによって、(端子および破線によって図7Aにおいて示される)測定ポート708において測定される。
感知回路701は、信号端子703を有する単一電極容量性感知素子702(シングルエンド感知電極702)、静電容量Cおよび等価直列抵抗R、信号端子703において感知電極702に直列に電気的に接続されるインダクタンスLsおよび等価直列抵抗RLsを有する直列インダクタ704、ならびに、測定ポート708に並列に直列インダクタ704に電気的に接続される、インダクタンスLpおよび等価直列抵抗RLpを有する並列インダクタ706を備える。
直列インダクタ704の電気的損失および並列インダクタ706の電気的損失は、容量性感知回路701の最も顕著な損失であることが理解され得る。これらの損失は、感知電極702に固有の電気的損失および周囲の材料(たとえば、WPTコイル202のリッツ線、フェライト、および感知電極702が統合され得るワイヤレス電力伝送構造200のプラスチックハウジング)における外来の損失より優勢であり得る。これらの材料は、感知電極702によって生成されるような支配的な電場と相互作用し、図7Aに示されるような等価直列抵抗Rに含まれ得るいくらかの損失を引き起こし得る。
感知電極702の静電容量Cは、破線によって図7Aに示されるような様々な静電容量を含み得る。具体的には、それは、グラウンドに対する感知電極702の静電容量Ceg、および図2に関連するWPTコイル202に対する静電容量Cewを含み得る。回路700はさらに、測定ポート708において感知回路701にともに電気的に接続される、感知信号電流源512および電圧測定回路510を示す。
感知電極702は自己インダクタンス(図7Aに示されない)も含み得る。関連する磁場は金属物体(たとえば、物体110)と相互作用し得る。しかしながら、この効果は、金属物体(たとえば、物体110)とも相互作用する電場の効果と比較するとわずかであり得る。
感知回路701は、実質的に名目の感知周波数において(たとえば、3MHzにおいて)インピーダンスの大きさ|Z11,0(ω)|の極小値(直列共振)を提供するように構成されてもよく、Z11,0は図3に関連する異質な物体がないときに測定ポート708において感知回路701により提示されるようなインピーダンスを指す。代替として、感知回路701は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成されてもよく、Y11,0(=1/Z11,0)は、異質な物体がないときに測定ポート508において感知回路701により提示されるようなアドミッタンスを指す。
感知回路701のある例示的な直列共振構成では、直列インダクタ704のリアクタンスが、名目の感知周波数における感知電極702のリアクタンスを実質的に補償し、実質的に実数(抵抗)であるインピーダンスZ11,0をもたらす。この構成では、並列インダクタ706のインダクタンスLpは、直列インダクタ704のインダクタンスLsと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、並列インダクタ706のインピーダンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|よりかなり(たとえば、10倍)大きいことがある。この構成では、並列インダクタ706が名目の感知周波数においてインピーダンス|Z11,0|に及ぼす影響は、無視できることがある。
感知回路701のある例示的な並列共振構成では、直列インダクタ704のリアクタンスは、名目の感知周波数における感知電極702のリアクタンスを不十分に補償する。インダクタ704および感知電極702の直列接続の残存容量サセプタンスは、並列インダクタ706のサセプタンスによって実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるアドミッタンスY11,0をもたらす。この構成では、並列インダクタ706のインダクタンスLpは、直列インダクタ704のインダクタンスLsより小さくてもよく、それと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、並列インダクタ706のアドミッタンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンスの大きさ|Y11,0|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、並列インダクタ706は、名目の感知周波数においてアドミッタンスY11,0に対して重大な影響を及ぼす。
いくつかの実装形態では、共振同調およびインピーダンス変換を目的に、たとえば、図1を参照して前に言及されたように感知回路701を動作インピーダンス範囲と整合するようにインピーダンスZ11を変換するために、並列インダクタ706が直列インダクタ704と一緒に使用される。インダクタンス比Ls/Lpは、インピーダンスの大きさ|Z11,0|を制御するためのパラメータであり得る。
感知回路701が並列共振のために構成される場合、インピーダンス変換は特に有効であり得る。より具体的には、インダクタンス比Ls/Lpを増大させながら、名目の感知周波数における並列共振を維持することで、名目の感知周波数における並列共振構成のアドミッタンス|Y11,0|をかなり増大させることができる。
インダクタンス比Ls/Lpを増大させながら、名目の感知周波数における共振を維持することは、感知回路701の直列共振構成で名目の感知周波数において現れるようなインピーダンス|Z11,0|をいくらか減少させることもある。しかしながら、インピーダンス変換は限られていることがあり、並列共振構成のそれよりはるかに効果が少ないことがある。
共振同調の別の態様では、直列インダクタ704および並列インダクタ706のうちの少なくとも1つは、図5Aを参照して前に論じられたようなバリアブルインダクタを含む。回路70のいくつかの実装形態では、バリアブルインダクタ704および706のうちの少なくとも1つは、温度ドリフト、経年劣化、または外部要因により引き起こされる感知回路701の脱調を補償するために、および実質的に名目の感知周波数における共振を維持するために使用される。さらなる態様では、感知回路711のインピーダンス|Z11,0|を変化させるために、バリアブルインダクタ704およびバリアブルインダクタ706が組み合わせて使用される。
さらに別の態様では、感知電力702の静電容量Cは、並列インダクタ706と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aを参照して前に論じられたような目的で電圧Vの低周波擾乱成分を減衰させる。この低周波擾乱成分は、ワイヤレス電力伝送の間に感知電極702に(たとえば、静電容量Cewを介して)容量結合される擾乱電流から生じることがある。
図1を参照すると、感知回路701、感知電極702、および直列インダクタ704は、たとえば、誘導性感知回路108a、容量性感知素子109a(並列に電気的に接続されてシングルエンド感知電極を形成し得るダブルエンド感知電極を備える)、および関連する誘導性素子にそれぞれ対応し得る。電流源512は信号生成器回路406およびドライバ回路402を含んでもよく、一方、電圧測定回路510は図4に関連する測定結果増幅器回路404および信号処理回路408を含んでもよい。
いくつかの実装形態では、電流源512は半理想の電流源によって特徴付けられてもよく、電圧測定回路510は図5Aを参照して前に定義されたような半理想の電圧測定回路によって特徴付けられてもよい。
本明細書には示されないが、図5Aの回路500を参照して前に論じられたように、他のインピーダンス測定技法(たとえば、電圧源電流測定技法)も考慮され得る。
さらに、いくつかの実装形態では、電圧Vの、したがってインピーダンスZ11の測定結果が、ノイズおよび他の擾乱信号の影響を受けることがあり、多目的検出回路100の検出感度を下げる。ノイズは、図7Aの回路700の能動構成要素および受動構成要素において生成されるような回路固有ノイズを含み得る。ノイズは、たとえば図4に関連する信号生成器回路406および信号処理回路408のデジタル実装形態において生成される、量子化ノイズも含み得る。他の擾乱信号は、回路700の外部の源から(たとえば、ワイヤレス電力伝送の間にWPTシステムから、スイッチングモード電源から、デジタル処理ユニットなどから)生じ得る。これらの回路外来擾乱信号は、感知電極702に(たとえば、静電容量Cewを介して)容量結合されてもよく、WPT動作周波数の基本波および高調波、ならびにWPTシステムによって生成されるような他のスイッチングノイズ成分を含んでもよい。したがって、いくつかの実装形態では、電圧測定回路510は、図5Aを参照して前に論じられたように、感知信号を選択的にフィルタリングし、ノイズおよび他の擾乱信号成分を抑制するためのフィルタを含む。
その上、上で論じられたような選択的電圧測定回路510を利用する実装形態では、電流源512および電圧測定回路510の対応するフィルタによって生成されるような感知信号波形は、たとえばSNRを改善するように、かつ結果として図5Aを参照して前に論じられたように検出感度を改善するように適合される。
図1を参照すると、図7Aはまた、感知電極702の近くの非生物の物体110および112ならびに生物114を示す。物体110、112、114、または車両330の存在は、感知回路701の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。非限定的な例として、それは、静電容量Cおよび等価直列抵抗Rの変化を引き起こし、図3に関連する異質な物体がないときに測定されるようなインピーダンスZ11,0に関するインピーダンス変化ΔZをもたらし得る。ΔZが何らかの閾値を満たす(たとえば、ΔZの大きさが検出閾値を超える)場合、物体(たとえば、物体114)の存在が決定され得る。図7Aには示されないが、測定されたインピーダンスZ11の変化ΔZはまた、車両の底部によって、または車両ベースのワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図3に関連する車両330および車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310)によって引き起こされることがあり、これは感知電極702の上の車両の存在を示し得る。さらに、インピーダンス変化ΔZは、感知電極702の近くの実質的に導電性の(金属)物体(たとえば、物体110)によっても引き起こされることがあり、それは、その物体が感知電極702によって生成されるような電場とも相互作用するからである。言い換えると、感知電極702の近くの金属物体(たとえば、物体110)は、図7Aに示されるような静電容量CegおよびCew、ならびに前に言及されたような自己インダクタンスのうちの1つまたは複数を変化させ得る。
アドミッタンスY11を測定することに基づく回路700のある実装形態では、物体110、112、114、または車両330の存在は、異質な物体がないときに測定されるようなアドミッタンスY11,0に関する変化ΔYを引き起こし得る。同様に、ΔYがある基準を満たす(たとえば、ΔYの大きさが検出閾値を超える)場合、物体(たとえば、物体110)の存在が決定され得る。
半理想の電流源512を使用する図5Aの回路500を参照して前に論じられたように、(たとえば、物体114の存在による)インピーダンスZ11の変化ΔZは、ΔZに比例する電圧Vの変化ΔVとして現れるが、電流I0は実質的に影響を受けないままである。したがって、複素電圧Vを測定することは、複素インピーダンスZ11を測定することと等価であってもよく、電流Iを追加で測定する必要はないことがあり、したがって測定回路(たとえば、図1の測定回路104)の複雑さが下がる。
図(8)および図(9)を参照すると、感知電極702に対する定義された位置に置かれた定義された試験物体(たとえば、物体112)によって引き起こされる微小変化ΔZ'(またはΔY')は、1ポートの容量性感知回路701に基づく物体検出回路(たとえば、図1の多目的物体検出回路100)の検出感度に関連し得る。より具体的には、微小変化ΔZ'(またはΔY')を増大させることで、式(10)によって定義されるようなSNRを上げることができる。非限定的な例として、微小変化ΔZ'(またはΔY')は、感知電極702の設計を、その幾何学的形状およびワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200)への統合に関して最適化し、たとえば直列インダクタ704を使用する同調共振によって、および感知回路701のQ値を改善することによって増大し得る。図7Jを参照して以下に論じられるようにノイズ電圧Vnが支配的な回路固有ノイズである場合、Q値を改善することでSNRを上げることができる。
図7Jを参照して以下でさらに分析され論じられるように、並列共振同調およびインピーダンス変換の目的で並列インダクタ506を使用すると、感知回路701の直列共振構成の微小変化と比較して、より小さい微小変化が生じ得る。
図5Aの回路500を参照して前に論じられたように、いくつかのカテゴリの物体、たとえば生物(たとえば、物体114)と非生物(たとえば、物体112)を区別するのが望ましいことがある。別の態様では、たとえば図3に関連する生物(たとえば、物体114)と車両330を区別するのも望ましいことがある。図8Aを参照して以下でさらに論じられるように、これは、反映インピーダンスΔZrとも本明細書では呼ばれる、物体110、112、114、または車両330のいずれかによって生み出されるような、感知電極702のインピーダンスの変化の特性に基づいて達成され得る。図8Aを参照して以下でさらに論じられるように、反映インピーダンスΔZrおよび特に角度arg{ΔZr}は、物体110、112、114、または車両330の電気的特性を反映し得る。反映アドミッタンスΔYrに対して、同じことが当てはまる。
図7Aの回路700のいくつかの実装形態および構成では、物体(たとえば、物体114)によって引き起こされるインピーダンスZ11の変化ΔZは、反映インピーダンスΔZrを示すものである。したがって、物体の区別の態様において、回路700は、必要とされる正確さで角度arg{ΔZ}を決定するように構成され得る。しかしながら、いくつかの実装形態では、角度arg{ΔZ}の測定には、図5Aを参照して前に論じられたような様々な理由で誤差があり得る。
角度arg{ΔZ}の測定における誤差を減らすことの態様では、多目的検出回路100のいくつかの実装形態は、図5Aを参照して前に説明されたようにアナログ回路(たとえば、図4に関連する測定回路104のアナログフロントエンド部分)の位相較正を利用する。
感知回路701におけるリアクタンス補償(共振同調)は、インピーダンス大きさ関数|Z11,0(ω)|の、したがって測定ポート708にわたる電圧の大きさ|V|の極値(極小値または極大値)を生み出す。したがって、リアクタンス補償は、電圧測定回路510、およびしたがって角度arg{ΔZ}に関するインピーダンス測定を較正するための手段を提供する。
図7Aの回路700の直列共振構成に適用可能な例示的な較正手順の第1のステップにおいて、感知周波数は、異質な物体がないことを仮定して電圧測定回路510によって測定されるような電圧の大きさ|V|の極小値に調整される。この周波数において、複素インピーダンスZ11,0、およびしたがって測定ポート708にわたる複素電圧Vは、実質的に実数であり得る。言い換えると、角度{Z11,0}および角度{V}は実質的に0である。例示的な較正手順の第2のステップでは、電圧測定回路510は、図5Aを参照して前に説明され式(13)によって定義されるような、位相シフトを適用する(インピーダンス平面回転)ことによって補正される。
式(13)の角度補正を適用すると、虚数(リアクタンス)であるインピーダンスΔZrを招く物体(たとえば、物体114)は、実質的に虚数である測定された電圧変化ΔVcalを引き起こし得る。それでも、並列インダクタ706および感知回路701における電気的損失の影響により、角度arg{ΔVcal}に小さな残存誤差が残り得る。回路700の例示的な直列共振構成の、例示的な物体114に対する残存角度誤差が、TABLE 4(表4)において提供される。
いくつかの実装形態では、上で説明された残存誤差は、インピーダンスZLpが感知回路701の直列共振抵抗よりかなり(たとえば、10倍)大きいインダクタンスLpを用いて並列インダクタ706を構成することによって減少する。他の実装形態では、残存誤差は、2つ以上の実質的に異なる周波数においてインピーダンスZ11,0を測定することによって、および測定されたインピーダンスZ11,0に基づき最も適した方法を利用して感知回路701の等価回路モデル(たとえば、図7Jに示される等価回路モデル)の素子を決定することによって、減少する。いくつかの実装形態では、これらの2つ以上の周波数は、|Z11,0(ω)|の最小値および最大値の周波数を少なくとも含む。
それぞれの容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109a、109b、...、109n)を各々含む、複数の容量性感知回路(たとえば、容量性感知回路108a、108b、...108n)を使用する多目的検出回路100の実装形態では、残存誤差は、感知電極の配置の隣接する容量性感知素子に関連する感知回路の寄生共振効果により生じ得る。より正確には、第1の容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109a)を含む第1の感知回路(たとえば、容量性感知回路108a)における残存誤差は、第1の容量性感知素子に隣接して位置する第2の容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109b)を含む少なくとも1つの第2の容量性感知回路(たとえば、容量性感知回路108b)の寄生共振効果により生じ得る。
したがって、多目的検出回路100のいくつかの実装形態では、感知電極702の最適化された設計によって、および感知電極の配置において隣接する感知電極702間にある程度の空間を設けることによって、角度arg{ΔZ}の、したがって角度arg{ΔZr}の測定の正確さが向上する。
上で定義されたような並列共振のために構成される実装形態では、回路700は、アドミッタンスY11と、物体110、112、114、または車両330によって引き起こされるようなY11の対応する変化ΔYとを測定するように構成され得る。この場合、アドミッタンスの変化ΔYは、前に紹介されたような反映インピーダンスΔZrを示すものであり得る。直列共振構成に関して上で論じられたように、角度arg{ΔY}には誤差があり得るので、角度arg{ΔY}の、したがって角度arg{ΔZr}の測定の誤差を減らすために較正が必要であり得る。
並列共振のために構成される実装形態では、回路700は、直列共振構成と同様に、しかしサセプタンス補償が発生するようなアドミッタンス関数|Y11,0(ω)|の極小値を使用して較正され得る。
図7Aの回路700の並列共振構成に適用可能な例示的な較正手順の第1のステップにおいて、感知周波数は、異質な物体がないことを仮定して較正されていない電圧測定回路510によって測定されるような電圧の大きさ|V|の極大値に調整される。この周波数では、アドミッタンスY11,0、およびしたがって測定ポート708にわたる電圧Vは、実質的に実数であり得る。言い換えると、角度arg{Y11,0}およびarg{V}は実質的に0である。例示的な較正手順の第2のステップにおいて、電圧測定回路510は、式(13)によって上で定義されたような位相シフト(インピーダンス平面回転)を適用することによって補正される。
式(13)の角度補正を適用すると、虚数(リアクタンス)であるインピーダンスΔZrを招く物体(たとえば、物体114)は、実質的に虚数である測定された電圧変化ΔVcalをもたらす。有損失感知回路(たとえば、感知回路701)におけるΔYへのΔZrの変換により、角度arg{ΔVcal}に残存誤差が残り得る。回路700の例示的な並列共振構成の、例示的な反映インピーダンスΔZrに対する残存角度誤差が、TABLE 4(表4)において提供される。
ある例示的な実装形態では、ΔYへのΔZrの変換による残存誤差は、異質な物体がないことを仮定して、2つ以上の実質的に異なる周波数においてアドミッタンスY11,0を測定することによって、および測定されたアドミッタンスY11,0に基づき最も適した方法を利用して等価回路モデル(たとえば、図7Jの等価回路モデル)の素子を決定することによって減少する。いくつかの実装形態では、これらの2つ以上の周波数は、|Y11,0(ω)|の最小値および最大値の周波数を少なくとも含む。
図7Aの回路700の直列および並列共振構成が、Q値、微小変化、および等価回路モデルに基づくSNRの様々な定義などの、様々な特性に関して図7Jを参照して以下で分析される。
図7Bの回路710は、1ポートの容量性感知回路711(たとえば、破線の右側の回路として図7Bでは示される)の複素インピーダンスZ11を測定することに基づく、別の例示的な実装形態を示す。より具体的には、インピーダンスZ11は、電流源512から正弦波電流I0を流すことによって、および電圧測定回路510を使用して図5Aを参照して前に説明されたように複素開回路電圧Vを測定することによって、測定ポート718(端子および破線によって図7Bに示される)において測定される。
図7Aの感知回路701のように、感知回路711は、図7Aに関連する信号端子703および静電容量Cを有する単一電極容量性感知素子702(シングエンド感知電極702)と、感知電極702に直列に電気的に接続されるインダクタンスLsを有する直列インダクタ714と、測定ポート718に並列に直列インダクタ714に電気的に接続されるインダクタンスLpを有する並列インダクタ716とを備える。静電容量Cは、図7Aを参照して前に論じられたような静電容量CegおよびCew(図7Bには示されない)を含み得る。感知回路711はさらに、静電容量Cpを有する並列キャパシタ715を含む。回路710はさらに、静電容量Cpを有する並列キャパシタ715を含む。回路710はさらに、測定ポート718に電気的に接続される、感知信号電流源512および電圧測定回路510を示す。
例示を目的とする図7Bにおいては示されないが、感知回路711の誘導性素子および容量性素子は、それぞれの等価直列抵抗によって表され得る電気的損失も生じさせ得る。
図7Aの感知回路701のように、感知回路711は、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンス大きさ関数|Z11,0(ω)|の極小値(直列共振)を提供するように構成され得る。代替として、感知回路711は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成され得る。
感知回路711のある例示的な直列共振構成では、直列インダクタ714のリアクタンスが、名目の感知周波数におけるキャパシタ715に並列の感知電極702のリアクタンスを実質的に補償し、実質的に実数(抵抗)であるインピーダンスZ11,0をもたらす。この構成では、並列インダクタ706のインダクタンスLpは、直列インダクタ714のインダクタンスLsと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、並列インダクタ716のインピーダンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|よりかなり(たとえば、10倍)大きいことがある。この構成では、並列インダクタ716が名目の感知周波数においてインピーダンス|Z11,0|に及ぼす影響は、無視できることがある。
感知回路711のある例示的な並列共振構成では、直列インダクタ714のリアクタンスは、名目の感知周波数におけるキャパシタ715に並列の感知電極702のリアクタンスを不十分に補償する。インダクタ704の直列接続および感知電極702とキャパシタ715の並列接続の残存容量サセプタンスは、並列インダクタ716のサセプタンスによって実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるアドミッタンスY11,0をもたらす。この構成では、並列インダクタ706のインダクタンスLpは、直列インダクタ714のインダクタンスLsより小さくてもよく、それと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、並列インダクタ716のアドミッタンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンスの大きさ|Y11,0|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、並列インダクタ716は、名目の感知周波数においてアドミッタンスY11,0に対して重大な影響を及ぼす。
いくつかの実装形態では、共振同調およびインピーダンス変換を目的に、たとえば、図1を参照して前に言及されたように感知回路711を動作インピーダンス範囲と整合するようにインピーダンスZ11を変換するために、並列インダクタ716が直列インダクタ714および並列キャパシタ715と一緒に使用される。インダクタンス比Ls/Lpおよび静電容量比C/Cpは、インピーダンスの大きさ|Z11,0|を制御するためのパラメータであり得る。
直列共振のために構成される場合、インピーダンスの大きさ|Z11,0|は主に、静電容量比C/Cpを下げることによって低減することができる。並列共振のために構成される場合、アドミッタンスの大きさ|Y11,0|は主に、インダクタンス比Ls/Lpを上げることによって増大させることができる。
共振同調の別の態様では、並列キャパシタ715は、バリアブルキャパシタ715を形成する、その静電容量Csが電気的に制御され得るバリアブルキャパシタ(たとえば、DC制御されるキャパシタ)を含み得る。回路700のいくつかの実装形態では、バリアブルキャパシタ715は、温度ドリフト、経年劣化、または外部要因により引き起こされる感知回路701の脱調を補償するために、および実質的に名目の感知周波数における共振を維持するために使用される。さらなる態様では、感知回路701のインピーダンス|Z11,0|を変化させるために、バリアブルキャパシタ714およびバリアブルインダクタ714が組み合わせて使用される。
さらなる態様では、感知電極702の静電容量Cは、並列インダクタ716と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aを参照して前に論じられたような目的で電圧Vの低周波擾乱成分を減衰させる。
図1を参照すると、図7Bは、容量性感知素子702の近くの物体110、112、および114も示す。図7Aを参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、感知回路711の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。
図7Cの回路720は、1ポートの容量性感知回路721(破線の右側の回路として図7Cでは示される)の複素インピーダンスZ11を測定することに基づく、さらなる例示的な実装形態を示す。より具体的には、インピーダンスZ11は、電流源512から正弦波電流I0を流すことによって、および、電圧測定回路510を使用して、図7Aを参照して前に説明されたように複素開回路電圧Vを測定することによって、(端子および破線によって図7Cに示される)測定ポート728において測定される。
図7Aの感知回路701のように、感知回路721は、図7Aに関連する静電容量Cを有する単一電極容量性感知素子702(シングルエンド感知電極とも本明細書では呼ばれる)と、シングルエンド感知電極702に直列に電気的に接続されるインダクタンスLsを有する直列インダクタ724とを備える。しかしながら、感知回路721は、図7Cにおいて示されるような変圧比nT:1の変圧器726によって置き換えられる並列インダクタ706を示す。図5Bを参照して前に説明されたように、変圧器は、図7Cにおいて変圧器記号によって示唆されるように、共通のコアに巻かれる一次巻線およびガルバニック絶縁された二次巻線を含み得る。しかしながら、図5Bを参照して前に言及されたように、他の変圧器の実装形態が適用されてもよい。図7Cはまた、図5Hに示される非理想的な変圧器の等価回路モデルを指す、メインインダクタンスLm、直列(漏れ)インダクタンスLσ、ならびに、等価直列抵抗RLmおよびRwを示す。図7Cは、測定ポート728に並列に電気的に接続される一次巻線を示すが、その二次巻線は直列インダクタ724に電気的に接続される。回路720はさらに、ともに測定ポート728において感知回路721に電気的に接続される、感知信号電流源512および電圧測定回路510を示す。
例示を目的とする図7Cには示されないが、直列インダクタ724および感知電極702は、図7Aを参照して前に論じられたようなそれぞれの等価抵抗によって表され得る電気的損失も引き起こし得る。
感知回路721は、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンス大きさ関数|Z11,0(ω)|の極小値(直列共振)を提供するように構成され得る。代替として、それは、図7Aを参照して上で説明されたようにインダクタンスLpを使用するのと同様の方式で、変圧器726の二次参照メインインダクタンスLmを使用して、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成され得る。
感知回路721の例示的な直列共振構成では、直列インダクタ724のリアクタンスは、変圧器726の二次参照漏れインダクタンスLσと一緒に、名目の感知周波数における感知電極702のリアクタンスを実質的に補償し、実質的に実数(抵抗)である測定ポート728におけるインピーダンスZ11,0をもたらす。この構成では、変圧器726の二次参照メインインダクタンスLmは、直列インダクタ724のインダクタンスLsと同様であり、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、変圧器726の一次参照開回路インピーダンスは、名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|よりかなり(たとえば、10倍)大きくてもよい。係数nT 2によるインピーダンス変換は別として、変圧器726が名目の感知周波数におけるインピーダンス|Z11,0|に及ぼす影響は、無視できることがある。
感知回路721のある例示的な並列共振構成では、直列インダクタ724のリアクタンスは、変圧器726の二次参照漏れインダクタンスLσと一緒に、名目の感知周波数における感知電極702のリアクタンスを不十分に補償する。インダクタ724、変圧器726の漏れインダクタンスLσ、および感知電極702の直列接続の残存容量サセプタンスは、変圧器726の二次参照インダクタンスLmのサセプタンスによって実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるアドミッタンスY11,0をもたらす。この構成では、インダクタンスLmは、直列インダクタ724のインダクタンスLsより小さくてもよく、それと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、変圧器726の一次参照開回路アドミッタンスは、名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンス振幅|Y11,0|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、アドミッタンス変換は別にして、変圧器726は、名目の感知周波数におけるアドミッタンスY11,0に対して重大な影響を及ぼす。
変圧器726は様々な目的に役立ち得る。いくつかの実装形態では、変圧器726はnT:1の変圧器であり、少なくともインピーダンス変換のために、たとえば図5Aを参照して前に言及されたように動作インピーダンス範囲と感知回路721のインピーダンスの大きさ|Z11|を整合するために、nT≠1が使用される。直列共振のために構成される例示的な実装形態では、変圧器726はインピーダンス|Z11|をnT 2倍に上げ、nT>1である。並列共振のために構成される別の例示的な実装形態では、変圧器726はアドミッタンス|Y11|を1/n2倍に上げ、n<1である。さらに他の実装形態では、変圧器726は、たとえば感知電極702が統合されるワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3のワイヤレス電力伝送構造200)のフィーダケーブル上の、漏れ電流を減らすために使用される平衡化変圧器である。この漏れ電流を減らすことは、生物(たとえば、生物114)に対する他のWPTシステムの部分の望ましくない感受性を減らし得る。さらに別の実装形態では、変圧器726は、図5Aに関連する並列インダクタ506と同様の方式の、メインインダクタンスLpを使用する共振同調の一部でもある。
変圧比nT:1は別にして、インダクタンス比Ls/Lmは、図1に関連する多目的物体検出回路100の動作アドミッタンス範囲と並列共振構成のアドミッタンスの大きさ|Y11,0|を整合するための、追加のパラメータであり得る。
さらなる態様では、感知電極702の静電容量Cは、変圧器726のメインインダクタンスLmと組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aに関連して前に論じられたような目的で電圧Vの低周波擾乱成分を減衰させる。
図1を参照すると、図7Cは、感知電極702の近くの物体110、112、および114も示す。図7Aを参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、図5Aを参照して前に論じられたように、感知回路741の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。
図7Dの回路730は、1ポートの容量性感知回路731(破線の右側にある回路として図7Dにおいて示される)の複素インピーダンスZ11を測定することに基づく、さらに別の例示的な実装形態を示す。より具体的には、インピーダンスZ11は、電流源512から正弦波電流I0を流すことによって、電圧測定回路510を使用して、図5Aを参照して前に説明されたように複素開回路電圧Vを測定することによって、(端子および破線によって図7Dにおいて示される)測定ポート738において測定される。
感知回路701、711、および721とは逆に、感知回路731は、ディファレンシャルモードで動作し、ディファレンシャルモードの静電容量Cを提供する電極732aおよび732b(本明細書ではダブルエンド感知電極とも呼ばれる)からなる、実質的に対称の二重電極容量性感知素子(たとえば、ダブルエンド感知電極732)を使用する。感知回路731は、等しいトポロジーで第1の分岐および第2の分岐へと分割され得る。感知回路731は、その静電容量およびインダクタンスに関して実質的に対称である(平衡がとれている)ことがある。さらに、感知回路731は、各分岐においてインダクタンスLs/2を有し、ダブルエンド感知電極732に電気的に接続される、ディファレンシャルモード直列インダクタ734を備える。その上、感知回路731は、変圧比nT:1の変圧器736と、図5Hに関連する二次参照メインインダクタンスLmとを備える。その一次巻線は測定ポート738に並列に電気的に接続され、一方でその二次巻線はディファレンシャルモード直列インダクタ734に電気的に接続される。回路730はさらに、ともに測定ポート738における感知回路731に電気的に接続される、感知信号電流源512および電圧測定回路510を示す。
ダブルエンド感知電極732は、破線によって図7Dに示されるような様々な静電容量を含み得るディファレンシャルモード静電容量Cを提供する。具体的には、それは、電極732aと732bとの間の電極間静電容量Cee、それぞれの電極732aおよび732bの、グラウンドに対する静電容量Ceg,aおよびCeg,b、ならびにWPTコイル202に対する静電容量Cew,aおよびCew,bを含み得る。
例示を目的とする図7Dには示されないが、感知回路731の容量性素子および誘導性素子は、図7Aを参照して前に論じられたようなそれぞれの等価回路抵抗によって表され得る電気的損失を生じさせ得る。
感知回路731は、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンス大きさ関数|Z11,0(ω)|の極小値(直列共振)を提供するように構成され得る。代替として、それは、図7Cを参照して上で説明されたような変圧器736の二次参照メインインダクタンスLmを使用して、実質的に名目の感知周波数におけるアドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成され得る。
感知回路731のある例示的な直列共振構成では、ディファレンシャルモード直列インダクタ734のリアクタンスは、変圧器736の二次参照漏れインダクタンスLσと一緒に、名目の感知周波数におけるダブルエンド感知電極732のリアクタンスを実質的に補償し、実質的に実数(抵抗)である測定ポート738におけるインピーダンスZ11,0をもたらす。この構成では、変圧器736の二次参照メインインダクタンスLmは、ディファレンシャルモード直列インダクタ734のインダクタンスLsと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、変圧器736の一次参照開回路インピーダンスは、名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|よりかなり(たとえば、10倍)大きいことがある。係数nT 2によるインピーダンス変換は別として、変圧器736が名目の感知周波数におけるインピーダンス|Z11,0|に及ぼす影響は、無視できることがある。
感知回路731の例示的な並列共振構成では、ディファレンシャルモード直列インダクタ734のリアクタンスは、変圧器736の二次参照漏れインダクタンスLσと一緒に、名目の感知周波数におけるダブルエンド感知電極732のリアクタンスを不十分に補償する。ディファレンシャルモード直列インダクタ734、変圧器736の漏れインダクタンスLσ、およびダブルエンド感知電極732の直列接続の残存容量サセプタンスは、変圧器736の二次参照インダクタンスLmのサセプタンスによって実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるアドミッタンスY11,0をもたらす。この構成では、インダクタンスLmは、ディファレンシャルモード直列インダクタ734のインダクタンスLsより小さくてもよく、それと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、変圧器736の一次参照開回路アドミッタンスは、名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンスの大きさ|Y11,0|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、アドミッタンス変換は別にして、変圧器736は、名目の感知周波数におけるアドミッタンスY11,0に対して重大な影響を及ぼす。
さらなる態様では、ダブルエンド感知電極732の静電容量Cは、変圧器736のメインインダクタンスLmと組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aを参照して前に論じられたような目的で電圧Vの低周波擾乱成分を減衰させる。
いくつかの実装形態では、ディファレンシャルモード直列インダクタ734は、たとえば、ワイヤレス電力伝送の間に(たとえば、静電容量Cew,aおよびCew,bを介して)ダブルエンド感知電極732に容量結合および誘導結合されるコモンモード電流から生じる電圧Vの擾乱信号成分を減衰させるために、コモンモードインダクタンス提供するようにも構成される。
変圧器736は様々な目的の役に立ち得る。いくつかの実装形態では、変圧器736は、図5Bを参照して前に論じられたように、感知回路731のインピーダンスZ11を動作インピーダンス範囲と整合するために使用される。他の実装形態では、変圧器736は、(たとえば、静電容量Cew,aおよびCew,bを介して)ダブルエンド感知電極732に容量結合されるコモンモード擾乱電流を減らすために使用される、1:1の平衡化(バラン)変圧器である。またさらなる実装形態では、変圧器736は、nT≠1であるnT:1の変圧器であり、インピーダンス変換と平衡化の両方の役に立つ。
変圧比nT:1は別にして、インダクタンス比Ls/Lmは、図1に関連する多目的物体検出回路100の動作アドミッタンス範囲と並列共振構成のアドミッタンスの大きさ|Y11,0|を整合するための、追加のパラメータであり得る。
図1を参照すると、感知回路731、ダブルエンド感知電極732、およびディファレンシャルモード直列インダクタ734は、たとえば、容量性感知回路108a、容量性感知素子109a(ダブルエンド感知電極を備える)、および関連する誘導性素子にそれぞれ対応し得る。
図1を参照すると、図7Dはまた、電極732aおよび732bの近くの物体110、112、および114を示す。図7Aを参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、感知回路731の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。
別の態様では、ダブルエンド感知電極(たとえば、ダブルエンド感知電極732)の使用は、たとえばワイヤレス電力伝送の間に生成されるような電場により感知電極に容量結合される電圧から生じる電圧Vの擾乱電圧成分を減らし得る。ワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図1のワイヤレス電力伝送構造200)に統合されるダブルエンド感知電極732は、その対称性により、電極732aおよび732bを並列に接続することによって形成される等価なシングルエンド感知電極(図7Aの感知電極702)と比較して、拾う擾乱電圧がかなり少なくなり得る。一方、ダブルエンド感知電極732を使用する感知回路(たとえば、感知回路731)の式(8)および(9)によって定義される微小変化は、電極732aおよび732bを並列に接続することによって形成される等価なシングルエンド感知電極702を使用する感知回路(たとえば、感知回路701)の微小変化よりかなり小さいことがある。したがって、同じ電流I0で駆動されると、感知回路731および701について得られるような結果として生じるSNR(たとえば、式(10)によって定義される)は、さほど違わないことがある。しかしながら、ダブルエンド感知電極732を使用する感知回路731が、等価なシングルエンド感知電極702を使用する感知回路701よりも、物体(たとえば、生物114)を検出する感度が低くなるような位置があり得る。
さらなる態様では、電流I0を用いて感知回路731を駆動するときにダブルエンド感知電極732によって生み出される電磁放射は、同じ電流I0を用いて感知回路701を駆動するときに等価なシングルエンド感知電極702によって生み出される電磁放射よりかなり少ないことがある。したがって、駆動電流I0に(たとえば、周波数規制の理由で)放射の制約がある場合、感知回路731は、感知回路701よりかなり高い電流I0で駆動されてもよく、シングルエンド感知電極702を使用する感知回路701と競争するためにSNRを改善する。
図7Eの回路740は、1ポートの誘導性感知回路(たとえば、破線の右側の回路として図7Eに示される感知回路741)の複素インピーダンスZ11を測定することに基づく、別の例示的な実装形態を示す。より具体的には、インピーダンスZ11は、電圧源552から正弦波電圧V0を印加することによって、および電流測定回路550を使用して図5Aを参照して前に言及されたように複素短絡電流Iを測定することによって(電圧源電流測定技法)、測定ポート748(端子および破線によって図7Eに示される)において測定される。
回路740は、図7Aの回路700に対して電気的に双対であると考えられ得る。回路740は、図7Aに関連する静電容量Cおよび等価直列抵抗Rを有するシングルエンド感知電極702と、インダクタンスLpおよび等価直列抵抗RLpを有する並列インダクタ744と、感知電極702および並列インダクタ744の並列接続に直列に電気的に接続される静電容量Csを有する直列キャパシタ746とを備える、感知回路741を含む。回路740はさらに、電流測定回路550を介して測定ポート748において感知回路741に電気的に接続される感知信号電圧源552を示す。図5Cとは反対に、図7Eは電流源(たとえば、電流測定回路550)を非グラウンドベース(フローティング)であるものとして示す。
ある例示的な実装形態(本明細書には示されない)では、非グラウンドベースの電流源は、ガルバニック絶縁を提供する出力変圧器を伴うグラウンドベースの電流源を使用することによって得られる。
図7Aの回路700に関して前に論じられたように、図7Eの回路740は、実質的に名目の感知周波数において並列共振状態で動作するように構成され得る。代替として、それは、実質的に名目の感知周波数における直列共振のために構成され得る。
感知回路741の例示的な並列共振構成では、並列インダクタ744のサセプタンスは、名目の感知周波数における感知電極702のサセプタンスを実質的に補償し、実質的に実数(抵抗)であるアドミッタンスY11,0をもたらす。この構成では、直列キャパシタ746の静電容量Csは、感知電極702の静電容量Cと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、直列キャパシタ746のアドミッタンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンスの大きさ|Y11,0|よりかなり(たとえば、10倍)大きいことがある。この構成では、直列キャパシタ746が名目の感知周波数においてアドミッタンス|Y11,0|に対して及ぼす影響は、無視できることがある。
感知回路741の例示的な直列共振構成では、並列インダクタ744のサセプタンスは、名目の感知周波数における感知電極702のサセプタンスを過剰に補償する。並列インダクタ744および感知電極702の並列接続の残存誘導リアクタンスは、直列キャパシタ746のリアクタンスにより実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるインピーダンスZ11,0をもたらす。この構成では、直列キャパシタ746の静電容量Csは、感知電極702の静電容量Cより小さくてもよく、それと同様であってもよく、それより大きくてもよい。言い換えると、直列キャパシタ746のインピーダンスの大きさは、名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11,0|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、直列キャパシタ746は、名目の感知周波数におけるインピーダンスZ11,0に対して重大な影響を及ぼす。
いくつかの実装形態では、共振同調およびインピーダンス変換を目的に、たとえば、図1を参照して前に言及されたように動作インピーダンス範囲と感知回路741を整合するようにインピーダンスZ11を変換するために、直列キャパシタ746が並列インダクタ744と一緒に使用される。静電容量比C/Csは、インピーダンスの大きさ|Z11,0|を制御するためのパラメータであり得る。
感知回路741が直列共振のために構成される場合、インピーダンス変換は特に有効であり得る。より具体的には、静電容量比C/Csを増大させながら、名目の感知周波数における直列共振を維持することは、名目の感知周波数におけるインピーダンスの大きさ|Z11,0|をかなり増大させることがある。したがって、ある態様では、直列共振構成における感知回路741は、並列キャパシタ715を使用する図7Bの感知回路711または変圧器726を使用する図7Cの感知回路721を代替するものであると考えられ得る。
静電容量比C/Csを増大させながら、名目の感知周波数における共振を維持することは、感知回路741の並列共振構成で名目の感知周波数において現れるようなアドミッタンスの大きさ|Y11,0|をいくらか減少させることもある。しかしながら、インピーダンス変換は限られており、直列共振構成のそれよりはるかに効果が少ないことがある。
さらなる態様では、感知電極702の静電容量Cは、並列インダクタ744および直列キャパシタ746と組み合わせて、図5Aに関連して前に論じられたような目的でより高次のハイパスフィルタを形成する。
図1を参照すると、図7Eはまた、感知電極702の近くの物体110、112、および114を示す。図1を参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、感知回路751の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。非限定的な例として、それらは、静電容量Cの変化、およびRLsに含まれると考えられる等価直列抵抗Rの変化を引き起こし得る。この変化は、図3に関連する、異質な物体がないときに測定されるようなインピーダンスZ11,0に関する変化ΔZをもたらす。
式(8)および(9)によって定義されるような、感知電極702に対して相対的なある定義された位置に置かれた定義された試験物体(たとえば、物体112)に関連する微小変化ΔY'(またはΔZ')は、感知回路741に基づく物体検出回路(たとえば、図1の多目的検出回路100)の検出感度に関係し得る。より具体的には、微小変化ΔY'(またはΔZ')を増やすと、たとえば式(14)によって定義される信号対雑音比(SNR)を上げることがある。
非限定的な例として、微小変化は、感知電極702の設計をその幾何学的形状およびワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200)への統合に関して最適化することによって、たとえば並列インダクタ744を使用する共振同調によって、および、感知回路741のQ値を改善することによって増大し得る。図5Gを参照して上で論じられたようにノイズ電流Inが支配的な回路固有のノイズである場合、Q値の改善はSNRを増大させ得る。
図7Aの回路700を参照して前に論じられたように、たとえば物体110、112、114、または車両330の電気的特性を示すものであり得る反映アドミッタンスΔYrに基づいて、物体(たとえば、物体110および112)のいくつかのカテゴリを区別するのが望ましいことがある。
いくつかの実装形態および図7Eの回路740の構成では、物体(たとえば、物体114)によって引き起こされるアドミッタンスY11の変化ΔYは、反映アドミッタンスΔYrを示すものである。したがって、物体の区別の態様において、回路740は、必要とされる正確さで角度arg{ΔY}、およびしたがって角度arg{ΔYr}を決定するように構成され得る。しかしながら、いくつかの実装形態では、変化ΔYを含むアドミッタンスY11を測定することには、図7Aの回路700を参照して前に論じられたような様々な理由で誤差があり得る。
アドミッタンス大きさ関数|Y11,0(ω)|の、したがって測定ポート748における生じる電流の大きさ|I|の極値(極小値または極大値)を示す感知回路741におけるサセプタンス補償は、電流測定回路550、およびしたがって角度arg{ΔY}に関するアドミッタンス測定を較正するための手段を提供する。
図7Eの回路740の並列共振構成に適用可能な例示的な較正手順の第1のステップにおいて、感知周波数は、異質な物体がないことを仮定して較正されていない電流測定回路550によって測定されるような電流の大きさ|I|の極小値に調整される。この周波数において、アドミッタンスY11,0、およびしたがって測定ポート748における電流Iは、実質的に実数であり得る。言い換えると、角度arg{Y11,0}およびarg{I}は実質的に0である。例示的な較正手順の第2のステップにおいて、電流測定回路550は、この周波数において電流測定回路550によって決定され出力されるような複素電流値の虚部が消滅するように位相シフトを適用することによって、補正される。位相シフトを適用することは、角度arg{Iuncal}だけアドミッタンス平面を回転させることと等価であり、ここでIuncalは、較正されていない電流測定回路550(あらゆる補正が適用される前の)によって決定されるような複素電流値を指す。この角度補正は、式(15)によって表され得る。
式(15)の角度補正を適用すると、虚数(リアクタンス)であるアドミッタンスΔYrを招く物体(たとえば、物体114)は、実質的に虚数である測定された電流変化ΔIcalをもたらし得る。それでも、直列キャパシタ746および感知回路741における電気的損失の影響により、角度arg{ΔIcal}に残存誤差が残り得る。回路740の例示的な並列共振構成の、例示的な物体110に対する残存角度誤差が、TABLE 4(表4)において提供される。
いくつかの実装形態では、残存誤差は、そのアドミッタンスYCsが感知回路741の並列共振コンダクタンスよりかなり大きい(たとえば、10倍大きい)静電容量Csを用いて直列キャパシタ746を構成することによって減少する。他の実装形態では、残差誤差は、2つ以上の実質的に異なる周波数においてアドミッタンスY11,0を測定することによって、および測定されたアドミッタンスY11,0に基づき最も適した方法を利用して感知回路741の等価回路モデル(たとえば、図7Kに示される等価回路モデル)の素子を決定することによって減少する。いくつかの実装形態では、これらの2つ以上の周波数は、|Y11,0(ω)|の最小値および最大値の周波数を少なくとも含む。
上で定義されたように直列共振のために構成される実装形態では、回路540は、インピーダンスZ11と、物体110、112、114、または車両330によって引き起こされるようなZ11の対応する変化ΔZとを測定するように構成され得る。この場合、インピーダンスの変化ΔZは、前に紹介されたような反映アドミッタンスΔYrを示すものであり得る。並列共振構成に関して上で論じられたように、角度arg{ΔZ}には誤差があり得るので、角度arg{ΔZ}の、したがって角度arg{ΔYr}の測定の誤差を減らすために較正が必要であり得る。
直列共振のために構成される実装形態では、回路740は、並列共振構成と同様に、しかしリアクタンス補償が発生するようなインピーダンス関数|Z11,0(ω)|の極小値を使用して較正され得る。
図7Eの回路740の直列共振構成に適用可能な例示的な較正手順の第1のステップにおいて、感知周波数は、異質な物体がないことを仮定して較正されていない電流測定回路550によって測定されるような電流の大きさ|I|の極大値に調整される。この周波数では、インピーダンスZ11,0、およびしたがって測定ポート748における電流Iは、実質的に実数であり得る。言い換えると、角度arg{Z11,0}およびarg{I}は実質的に0である。例示的な較正手順の第2のステップにおいて、電流測定回路550は、式(15)によって上で与えられたような位相シフト(インピーダンス平面回転)を適用することによって補正される。
式(15)の角度補正を適用すると、虚数(リアクタンス)であるアドミッタンスΔYrを招く物体(たとえば、物体114)は、実質的に虚数である測定された電流変化ΔIcalをもたらし得る。それでも、有損失感知回路(たとえば、感知回路741)におけるΔZへのΔYrの変換により、角度arg{ΔIcal}に残存誤差が残り得る。回路540の例示的な直列共振構成の、例示的な物体110に対する残存角度誤差が、TABLE 4(表4)において提供される。
ある例示的な実装形態では、ΔZへのΔYrの変換による残存誤差は、異質な物体がないことを仮定して、2つ以上の実質的に異なる周波数においてインピーダンスZ11,0を測定することによって、および測定されたインピーダンスZ11,0に基づき最も適した方法を利用して等価回路モデル(たとえば、図7Kの等価回路モデル)の素子を決定することによって減少する。いくつかの実装形態では、これらの2つ以上の周波数は、|Z11,0(ω)|の最小値および最大値の周波数を少なくとも含む。
いくつかの実装形態および構成において、アドミッタンスY11の変化ΔYは、測定ポート748において正しく測定されれば、前に定義されたような反映アドミッタンスΔYrに直接関係する。したがって、物体の区別の態様において、回路740は、角度arg{ΔY}、およびしたがって角度arg{ΔYr}を十分な正確さで決定するように構成され得る。しかしながら、いくつかの実装形態では、変化ΔYを含むアドミッタンスY11を測定することには、様々な理由で誤差があり得る。具体的には、電圧源552によって生成されるような生成感知電圧V0と、電流測定回路550によって測定されるような電流Iとの間に未知の位相誤差が存在することがあり、角度arg{Y11}の、したがってΔYrに関連するアドミッタンス変化ΔYの誤差を生じさせる。
図7Aの感知回路701におけるリアクタンス補償と同様に、感知回路741のサセプタンス補償(共振同調)は、アドミッタンス測定を較正するための、およびしたがって、たとえば角度arg{Y11}に関する正確さを改善するための手段を提供し得る。並列共振のために構成される実装形態では、回路740は、図5Cの回路540を参照して前に説明されたような手順に従って較正される。それでも、直列キャパシタ746の影響により、角度arg{ΔY}に残存誤差が残り得る。いくつかの実装形態では、角度arg{ΔY}または角度arg{ΔYr}の誤差は、図5Aを参照して前に論じられたような手順と同様に減少する。
上で定義されたような直列共振のために構成される実装形態では、回路740は、インピーダンスZ11と、物体110、112、114、または車両330によって引き起こされるようなZ11の対応する変化ΔZとを測定するように構成され得る。しかしながら、並列共振構成とは逆に、角度arg{ΔZ}は、図7Aを参照して前に定義されたような反射インピーダンスの角度arg{ΔZr}と一致しないことがある。TABLE 2(表2)に示されるように、arg{ΔZ}とarg{ΔZr}との間にはかなりのオフセットがあり得る。したがって、上で説明されたような位相較正手順は、直列共振構成には直接当てはまらないことがある。
直列共振のために構成される例示的な実装形態では、異質な物体がないことを仮定して、実質的に異なる周波数においてインピーダンスZ11,0を測定することによって、および、測定されたインピーダンスZ11,0に基づいて最も適した方法を利用して、等価回路モデル(たとえば、図7Kの等価回路モデル)の要素を決定することによって、較正が実行される。いくつかの実装形態では、等価回路モデルの未知のパラメータ値を決定するために、少なくとも|Z11,0|の最小値と最大値の周波数が測定される。
図7Eの回路740の実装形態の変形(本明細書には示されない)では、グラウンドベースの電流測定回路550および非グラウンドベース(フローティング)の電圧源552が使用される。
図7Eの回路740の実装形態の変形(本明細書には示されない)では、電圧源552と電流測定回路550の両方がグラウンドベースであり、ガルバニック絶縁を目的に変圧器が使用される。変圧器は、測定ポート748と直列キャパシタ746との間に挿入されると考えられ得る。
図7Fの回路750は、1ポートの誘導性感知回路751(破線の右側の回路として図7Fに示される)の複素インピーダンスZ11を測定することに基づく、さらに別の例示的な実装形態を示す。より具体的には、インピーダンスZ11は、電圧源552から、正弦波電圧V0を印加することによって、および、電流測定回路550を使用して、図5Aを参照して前に言及されたように複素短絡電流Iを測定する(電圧源電流測定技法)ことによって、測定ポート758(端子および破線によって図7Fに示される)において測定される。
回路750は、図7Dのダブルエンド感知電極732とともに動作するような図7Eの回路740の修正である。回路750は、ディファレンシャルモード静電容量Cを有するダブルエンド感知電極732と、インダクタンスLpを有する並列インダクタ754と、インダクタ754およびダブルエンド感知電極732の並列接続に直列に電気的に接続される静電容量Csを有する直列キャパシタ756とを備える、感知回路751を含む。図7Fによって示されるような例示的な実装形態では、直列キャパシタ756は、各々静電容量が2Csである2つのキャパシタへと分割され、対称的なトポロジーをもたらす。さらに、感知回路751は、変圧比nT:1および二次参照メインインダクタンスLmを有する変圧器757を含む。その二次巻線は直列キャパシタ756に電気的に接続されるが、その一次巻線は測定ポート758に電気的に接続される。回路750はさらに、ともに測定ポート758において感知回路751に電気的に接続される、感知信号電圧源552および電流測定回路550を示す。図7Eの感知回路741とは逆に、回路740の電流測定回路550はグラウンドベースである。
例示を目的とする図7Fには示されないが、感知回路751の容量性素子および誘導性素子は、図7Aから図7Eを参照して前に論じられたようなそれぞれの等価直列抵抗によって表され得る電気的損失を引き起こし得る。
図7Aの回路700を参照して前に論じられたように、図7Fの回路750は、実質的に名目の感知周波数において並列共振状態で動作するように構成され得る。代替として、それは、実質的に名目の感知周波数における直列共振のために構成され得る。
いくつかの実装形態では、たとえば、図1を参照して前に言及されたように感知回路711を動作インピーダンス範囲と整合するようにインピーダンスZ11を変換するために、共振同調およびインピーダンス変換の目的で、変圧器757のメインインダクタンスLm、直列キャパシタ756、および並列インダクタ754が使用される。インダクタンス比Lm/Lpおよび静電容量比C/Csは、インピーダンスの大きさ|Z11,0|を制御するためのパラメータであり得る。
いくつかの実装形態では、変圧器757は、1:1の変圧器であり、平衡化に役立つ。他の実装形態では、それはnT:1の変圧器(nT≠1)であり、インピーダンス変換のためにも使用される。
さらなる態様では、ダブルエンド感知電極732の静電容量Cは、並列インダクタ754、直列キャパシタ756、および変圧器757のメインインダクタンスLmと組み合わせて、より高次のハイパスフィルタを形成し、図5Aに関連して前に論じられたような目的で電流Iの低周波擾乱成分を減衰させる。
図1を参照すると、図7Fはまた、ダブルエンド感知電極732の近くの物体110、112、および114を示す。図1を参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、感知回路751の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。非限定的な例として、それは、静電容量Cおよび等価直列抵抗(図7Fには示されない)を変化させることがあり、図3に関連する異質な物体がないときに測定されるようなインピーダンスZ11,0に関するインピーダンス変化ΔZをもたらす。
図7Fの回路750の実装形態の変形(本明細書には示されない)では、インダクタ754は、二次参照メインインダクタンスLm=Lpを有する変圧器757により置き換えられる。この実装形態の変形では、直列キャパシタ756が、測定ポート758の端子に、および変圧器757の一次巻線に直接接続する静電容量Csを有する単一のキャパシタ756からなり得る。
図7Gの回路760は、2ポートの容量性感知回路761(左側の破線と右側の破線との間の回路として図7Gに示される)の複素トランスインピーダンスZ21を測定することに基づく、例示的な実装形態を示す。より具体的には、トランスインピーダンスZ21は、電流源512から、感知周波数における正弦波電流I0,1をある定義された振幅および位相で測定ポート768(端子および破線によって図7Gに示される)に流すことによって、および、電圧測定回路510を使用して、図5Dを参照して前に論じられたように測定ポート769(端子769および破線によって図7Gに示される)において複素開回路電圧V2(振幅および位相)を測定することによって、測定される。
感知回路761は、単一の端子763aを有する第1のシングルエンド感知電極762aと、単一の端子763bを有する第2のシングルエンド感知電極762bとを備える、ダブル電極容量性感知素子762を備える。感知回路761はさらに、端子763aにおいて第1の感知電極762aに直列に電気的に接続されるインダクタンスLs,1を有する第1の直列インダクタ764と、端子763bにおいて第2の感知電極762bに直列に電気的に接続されるインダクタンスLs,2を有する第2の直列インダクタ765とを備える。感知回路761はさらに、測定ポート768に並列に第1の直列インダクタ764に電気的に接続されるインダクタンスLp,1を有する第1の並列インダクタ766と、測定ポート769に並列に第2の直列インダクタ765に電気的に接続されるインダクタンスLp,2を有する第2の並列インダクタ767とを備える。回路760はさらに、測定ポート768に接続される感知信号電流源512と、測定ポート769に接続される電圧測定回路510とを示す。
例示を目的とする図7Gには示されないが、インダクタ764、765、766、および767は、図7Aに示されるようなそれぞれの等価直列抵抗によって表され得る電気的損失も生じさせ得る。
図7Gは、破線で、第1の感知電極762aとグラウンドとの間の静電容量Cagと、第1の感知電極762aと第2の感知電極762bとの間の静電容量Cabと、第2の感知電極762bとグラウンドとの間の静電容量Cbgとを示す。静電容量CagおよびCbgは、図7Aを参照して論じられたような他の静電容量を含み得る。
2ポートの誘導性感知素子(たとえば、感知コイル562aおよび562bを備える図5Dの誘導性感知素子562)の自己インダクタンスL1、L2、および相互インダクタンスLMと同様に、図7Gに示されるような第1の自己容量C1、第2の自己容量C2、および相互容量CMは、2ポートの容量性感知素子762に起因し得る。自己容量C1は、端子763bがグラウンドに短絡された状態で、第1の感知電極762aの端子763aとグラウンドとの間で測定されるような静電容量として定義され得る。同様に、自己容量C2は、端子763aがグラウンドに短絡された状態で、第2の感知電極762bの端子763bとグラウンドとの間で測定されるような静電容量として定義され得る。図7Gはまた、容量性感知素子762における電気的損失を表す対応する等価直列抵抗R1、R2、およびRMを示す。
R1、R2、およびRMのあらゆる効果を無視すると、静電容量Cag、Cab、Cbgと静電容量C1、C2、CMとの間に以下の関係が当てはまり得る。
C1=Cag+Cab (182)
C2=Cbg+Cab (183)
CM=Cab (184)
誘導結合係数と同様に、容量結合係数は
kC=CM(C1C2)-1/2 (185)
と定義され得る。式(185)のC1、C2、CMを式(182)、(183)、および(184)で置き換えると、
kC=Cab(Cag+Cab)-1/2(Cbg+Cab)-1/2 (186)
が得られる。図5Iに示される2ポートの誘導性感知素子(たとえば、誘導性感知素子562)の「T型」等価回路モデル562-1と同様に、2ポートの容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子762)は、図7Lに示されるような静電容量C1、C2、CMに基づく「π型」等価回路によってモデル化され得る。代替として、2ポートの容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子762)は、図7Mに示されるような、一次電極および二次電極にそれぞれ誘起される電流を表すそれぞれの電流
Iind,1=jωCMV2 (187)
Iind,2=jωCMV1 (188)
を伴う電圧制御された電流源に並列の静電容量C1、C2を備える、図7Mにより示される等価回路によってモデル化され得る。図7Lの等価回路モデル762-1および図5Iの等価回路モデル562-1のように、図7Mの等価回路モデル762-1は、図5Jの等価回路モデル562-2に対して電気的に双対である。
いくつかの実装形態では、Ls,1のリアクタンスは、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンスの極小値|Z11|(直列共振)を提供するC1のリアクタンスを実質的に補償し、一方、Ls,2のリアクタンスは、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンスの極小値|Z22|(直列共振)を提供するC2L2のリアクタンスを実質的に補償する。
別の実装形態では、感知回路761は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11(ω)|および|Y22(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成される。
さらなる実装形態では、感知回路761は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11(ω)|の極小値(並列共振)およびインピーダンス大きさ関数|Z22(ω)|の極小値(直列共振)を提供するように構成される。
さらに別の実装形態では、感知回路761は、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンス大きさ関数|Z11(ω)|の極小値(直列共振)およびアドミッタンス大きさ関数|Y22(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成される。
一次側および二次側の直列共振のために構成される実装形態では、並列インダクタ766および767のリアクタンスは、それぞれ、名目の感知周波数において感知回路761のインピーダンスの大きさ|Z11|および|Z22|よりかなり大きい。
さらなる例示的な実装形態では、直列インダクタ764および765のうちの少なくとも1つは省略され、感知回路761は非共振回路または部分共振回路として動作する。
さらなる態様では、第1の感知電極762aの静電容量C1は、第1の並列インダクタ766と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、電圧V1の低周波擾乱成分を減衰させる。同様に、第2の感知電極762bの静電容量C2は、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aに関連して前に論じられたような目的で電圧V2の低周波擾乱成分を減衰させる。
図1を参照すると、感知回路761、容量性感知素子762(感知電極762aおよび762bを含む)、ならびにそれぞれの直列インダクタ764および765は、たとえば、容量性感知回路108a、容量性感知素子109a(ダブルエンド感知電極を含む)、およびそれぞれの関連する容量性素子に対応し得る。
本明細書には示されないが、電圧源電流測定技法または任意の他の組合せなどの他のトランスインピーダンス測定技法が適用され得る(たとえば、電圧源電圧測定技法)。いくつかの実装形態(やはり本明細書には示されない)では、感知回路781のインピーダンスZ11およびZ22のうちの少なくとも1つが、(たとえば、図5Aを参照して前に論じられたような技法のうちの1つまたは複数を使用して)トランスインピーダンスZ21に対して追加で測定される。これらの代替の実装形態では、物体(たとえば、物体114)の存在は、インピーダンスZ11、Z22、およびZ21のうちの少なくとも1つの変化に基づいて決定される。
その上、インピーダンス変換および平衡化のうちの少なくとも1つが、感知回路761の一次側および二次側のうちの少なくとも1つに適用され得る(本明細書には示されない)。より具体的には、図7Cの感知回路721に関連して、並列インダクタ766および767の代わりに変圧器(たとえば、変圧器726)が使用され得る。代替として、図7Eの感知回路741に関連して、直列キャパシタおよび感知電極に並列に接続されるインダクタ(たとえば、直列キャパシタ746および並列インダクタ744)は、少なくとも一次側に当てはまり得る。
図1を参照すると、図7Gはまた、容量性感知素子762の近くの物体110、112、および114を示す。図1を参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、感知回路761の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。非限定的な例として、それは、自己容量C1、C2、等価直列抵抗R1、R2、相互容量CM、および相互等価直列抵抗RMのうちの少なくとも1つを変化させることがあり、一般に、異質な物体がないときに測定されるようなトランスインピーダンスZ21,0の変化ΔZをもたらす。ΔZが図7Aを参照して前に論じられたようなある基準を満たす(たとえば、ΔZの大きさが検出閾値を超える)場合、物体(たとえば、物体114)の存在が決定され得る。
半理想の電流源512を使用すると、(たとえば、物体114の存在による)トランスインピーダンスZ21の変化ΔZが電圧V2の変化ΔVとして現れるが、電流I0,1は実質的に影響を受けないままである。したがって、複素電圧V2を測定することは、複素トランスインピーダンスZ21を測定することと等価であり得る。言い換えると、複素電圧V2は、複素トランスインピーダンスZ21を示すものであることがあり、電流I0,1を追加で測定する必要はないことがあるので、測定回路(たとえば、図1の測定回路104)の複雑さが下がる。
図5Dの感知回路561のように、容量性感知素子762に対して相対的なある定義された位置に置かれた定義された試験物体(たとえば、物体112)によって引き起こされる微小変化ΔZ'(またはΔY')は、2ポートの容量性感知回路761に基づく物体検出回路(たとえば、図1の多目的検出回路100)の検出感度に関係し得る。微小変化ΔZ'(またはΔY')を増大させることは、回路760の検出感度を高め得る。より具体的には、それは、たとえば式(21)によって定義されるような、信号対雑音比(SNR)を高め得る。
非限定的な例として、微小変化ΔZ'(またはΔY')は、感知電極762aおよび762bの設計と配置、ワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200)へのそれらの統合を最適化することによって、前に説明されたように直列インダクタ764および765を使用する共振同調によって、ならびに感知回路761のQ値を改善することによって増大し得る。
図7Hの回路770は、2ポートの容量性感知回路771(左側の破線と右側の破線との間の回路として図7Hに示される)の複素トランスインピーダンスZ21を測定することに基づく、別の例示的な実装形態を示す。より具体的には、トランスインピーダンスZ21は、電流源512から、感知周波数における正弦波電流I0,1をある定義された振幅および位相で測定ポート778(端子および破線によって図7Hに示される)に流すことによって、ならびに、電圧測定回路510を使用して、図5Dを参照して前に説明されたように測定ポート779(端子および破線によって図7Hに示される)において複素開回路電圧V2(振幅および位相)を測定することによって、測定される。
感知回路761とは逆に、感知回路771はディファレンシャルモードで動作する。それは、等しいトポロジーで第1の分岐および第2の分岐に分割され得る。感知回路771は、その静電容量およびインダクタンスに関して実質的に対称である(均衡している)ことがある。感知回路771は、それぞれの端子773aおよび773bを有する感知電極772aおよび772bからなる第1のダブルエンド感知電極と、それぞれの端子773cおよび773dを有する感知電極772cおよび772cからなる第2のダブルエンド感知電極とを備える、クアッド電極容量性感知素子772を含む。第1のダブルエンド感知電極772a/bは、ディファレンシャルモードインダクタ774に電気的に接続され、各分岐においてインダクタンスLs,1/2をもたらす。第2のダブルエンド感知電極772c/dは、ディファレンシャルモードインダクタ775に電気的に接続され、各分岐においてインダクタンスLs,2/2をもたらす。感知回路771はまた、変圧比がn1:1であり二次参照メインインダクタンスがLm,1である変圧器776を含む。その一次巻線は測定ポート778に並列に電気的に接続され、一方、その二次巻線はディファレンシャルモードインダクタ774に電気的に接続される。さらに、感知回路771は、変圧比が1:n2であり一次参照メインインダクタンスがLm,2である変圧器777を含む。その一次巻線はディファレンシャルモードインダクタ775に電気的に接続され、一方、その二次巻線は測定ポート779に並列に電気的に接続される。回路770はさらに、測定ポート778に電気的に接続される感知信号電流源512と、測定ポート779に電気的に接続される電圧測定回路510とを示す。
例示を目的とする図7Hには示されないが、感知回路771は、図7Aおよび図7Gを参照して前に説明されたようなそれぞれの等価直列抵抗によって表され得る誘導性素子および容量性素子において電気的損失を生じさせ得る。より具体的には、容量性感知素子772は、対応する等価直列抵抗R1、R2、RMによって表され得る電気的損失を生じさせ得る。
さらに、図7Hは、破線で、電極772aと772bとの間の静電容量Cabと、電極772aと772cとの間の静電容量Cacと、電極772aと772dとの間の静電容量Cadと、電極772bと772cとの間の静電容量Cbcと、電極772bと772dとの間の静電容量Cbdと、電極772cと772dとの間の静電容量Ccdとを備える、複数の静電容量を示す。これらの静電容量は、ディファレンシャルモードインダクタ774および775がそれぞれの感知電極から切断された状態の、それぞれの端子773a、773b、773c、および773dの間で測定されるような静電容量を指し得る。静電容量CabおよびCcdはさらに、図7Aを参照して前に示されたような様々な静電容量を含み得る。
図7Gの容量性感知素子762のように、図7Hに示されるような第1の自己容量C1、第2の自己容量C2、および相互容量CMは、容量性感知素子772に起因し得る。感知回路771はディファレンシャルモードで動作するので、これらの静電容量はディファレンシャルモード静電容量であると考えられ得る。図7Gの回路760と同様に、クアッド電極容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子762)は、図7Lに示されるような静電容量C1、C2、CMに基づく「π型」等価回路モデルによってモデル化され得る。必要であれば、グラウンドベースの「π型」回路は、各分岐において相互容量CM/2を有する等価なグラウンド対称ネットワークによって置き換えられ得る(本明細書には示されない)。代替として、それは、電圧制御される電流源と並列の静電容量C1、C2を備える図7Mに示される等価回路モデルによってモデル化され得る。
静電容量Cab、Cac、Cad、Cbc、Cbd、Ccdと、C1、C2、CMとの間の以下の関係が見出され得る。
C1=Cab+((Cac+Cad)(Cbc+Cbd)/ΣC) (189)
C2=Ccd+((Cac+Cbc)(Cad+Cbd)/ΣC) (190)
CM=(CacCbd-CadCbc)/ΣC (191)
ΣCは結合容量の合計を示す。
ΣC=(Cac+Cad+Cbc+Cbd) (192)
静電容量が
Cab=Ccd=Ca (193)
Cac=Cdb=Cb (194)
Cad=Cbc=Cc (195)
である完全に対称な容量性感知素子772では、式(191)の相互容量は
CM=(Cb-Cc)/2 (196)
になり、式(189)および(190)の自己容量は
C1=C2=Ca+((Cb+Cc)/2) (197)
になり、容量結合係数は
kC=(Cb-Cc)/(2Ca+Cb+Cc) (198)
になる。
いくつかの実装形態では、Ls,1のリアクタンスは、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンスの極小値|Z11|(直列共振)を提供するC1のリアクタンスを実質的に補償し、一方、Ls,2のリアクタンスは、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンスの極小値|Z22|(直列共振)を提供するC2のリアクタンスを実質的に補償する。
別の実装形態では、感知回路771は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11(ω)|および|Y22(ω)|の極小値(並列共振)を提供するように構成される。
さらなる実装形態では、感知回路771は、実質的に名目の感知周波数においてアドミッタンス大きさ関数|Y11(ω)|の極小値(並列共振)およびインピーダンス大きさ関数|Z22(ω)|の極小値(直列共振)を提供するように構成される。
さらに別の実装形態では、感知回路771は、実質的に名目の感知周波数においてインピーダンス大きさ関数|Z11(ω)|の極小値(直列共振)およびアドミッタンス大きさ関数(|Y22(ω)|)の極小値(並列共振)を提供するように構成される。
一次側および二次側の直列共振のために構成される実装形態では、変圧器776の一次参照メインインダクタンスおよび変圧器776の二次参照メインインダクタンスのリアクタンスは、それぞれ、名目の感知周波数における感知回路771のインピーダンスの大きさ|Z11|および|Z22|よりかなり大きい。
さらなる例示的な実装形態では、ディファレンシャルモードインダクタ774および775のうちの少なくとも1つは省略され、回路771は非共振回路または部分共振回路として動作する。
さらなる態様では、第1のダブルエンド感知電極772a/bの静電容量C1は、第1の変圧器776のメインインダクタンスLm,1と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、電圧V1の低周波擾乱成分を減衰させる。同様に、第2のダブルエンド感知電極772c/dの静電容量C2は、第2の変圧器777のメインインダクタンスLm,2と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aに関連して前に論じられたような目的で電圧V2の低周波擾乱成分を減衰させる。
図1を参照すると、管理回路771、容量性感知素子772(電極772a、772b、772c、および772dを含む)、ならびにそれぞれのディファレンシャルモードインダクタ774および775は、たとえば、容量性感知回路108a、容量性感知素子109a(図1に示されない、ダブルエンド感知電極のペアを含む)、およびそれぞれの関連する容量性素子に対応し得る。
本明細書には示されないが、図7Gを参照して前に論じられたような他のトランスインピーダンスおよびインピーダンス測定技法が適用され得る。
図1を参照すると、図7Hはまた、容量性感知素子772の近くの物体110、112、および114を示す。図7Gを参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、感知回路771の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。非限定的な例として、それは、静電容量C1、C2、CMおよび等価直列抵抗R1、R2、RMのうちの少なくとも1つを変化させることがあり、一般に、異質な物体がないときに測定されるようなトランスインピーダンスZ21,0の変化ΔZをもたらす。物体(たとえば、物体114)の存在は、図7Aを参照して前に論じられたように決定され得る。
図5Dの感知回路561のように、容量性感知素子772に対する定義された位置に置かれた定義された試験物体(たとえば、物体112)によって引き起こされる微小変化ΔZ'(またはΔY')は、2ポートの容量性感知回路771に基づく物体検出回路(たとえば、図1の多目的物体検出回路100)の検出感度に関連し得る。微小変化ΔZ'(またはΔY')を増大させることは、図7Gを参照して前に論じられたような回路700の検出感度を上げ得る。
非限定的な例として、微小変化ΔZ'(またはΔY')は、ダブルエンド感知電極772a/bおよび772c/dの設計と配置、それらのワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200)への統合を最適化することによって、前に説明されたように直列インダクタ(たとえば、ディファレンシャルモードインダクタ774および775)を使用する共振同調によって、ならびに感知回路761のQ値を改善することによって増大し得る。
ある例示的な実装形態では、図5Dを参照して説明されたような誘導性感知素子562の実装形態と同様に、容量性感知素子772は、異質な物体がないときに相互容量CMが消滅するように構成され、実質的に0であるトランスインピーダンス|Z21,0|をもたらす。式(191)によれば、静電容量Cab、Ccd、Cad、およびCbcが
CacCbd≒CadCbc (199)
を満たす場合、相互容量は消滅する(CM≒0)。式(196)を使用する完全に対称な容量性感知素子772では、
Cb≒Cc (200)
である場合、相互容量は消滅する。実質的に0の相互容量(CM≒0)を提供し得る4つのシングルエンド感知電極の配置を使用する容量性感知素子772の例示的な実装形態が、図12Aに示される。
図7Iの回路780は、2ポートの容量性感知回路781(左側の破線と右側の破線の間の回路として図7Iに示される)の複素トランスインピーダンスZ21を測定することに基づくさらに別の例示的な実装形態を示す。より具体的には、トランスインピーダンスZ21は、電圧源552から、感知周波数における正弦波電圧V0,1をある定義された振幅および位相で測定ポート788(端子および破線によって図7Iに示される)に流すことによって、ならびに、電流測定回路550を使用して、測定ポート789(端子789および破線によって図7Iに示される)において複素短絡電流I2(振幅および位相)を測定することによって、測定される。図7Iの回路780は、図5Eの回路580に対して電気的に双対であると考えられ得る。
感知回路781は、図7Gに関連する第1のシングルエンド感知電極762aおよび第2のシングルエンド感知電極762bからなる、図7Gに関連するダブル電極容量性感知素子762を含む。図7Iはまた、図7Gを参照して前に論じられたような静電容量Cag、Cab、Cbgおよび関連する静電容量C1、C2、CMを示す。第1の電極762aは、インダクタンスLpを有する並列インダクタ784の第1の端子に電気的に接続され、第2の電極762bは、並列インダクタ784の第2の端子に電気的に接続される。さらに、第1の電極762aおよび第2の電極762bは、第1の直列キャパシタ786の第1の端子および第2の直列キャパシタ787の第1の端子にそれぞれ電気的に接続され、一方、直列キャパシタ786および787の第2の端子は、測定ポート788および789にそれぞれ電気的に接続される。
例示を目的とする図7Iには示されないが、感知回路781は、図7Aおよび図7Gを参照して前に説明されたようなそれぞれの等価直列抵抗によって表され得る誘導性素子および容量性素子における電気的損失を生じさせ得る。より具体的には、容量性感知素子762は、等価直列抵抗R1、R2、およびRMを含み得る。
変圧器757が省略される場合、図7Iの回路780の基本トポロジーは図7Fの回路760のトポロジーに等しい。したがって、トランスインピーダンスZ21を測定する回路780のいくつかの実装形態または構成は、インピーダンスZ11を測定する回路760と等価であると考えられ得る。
ある例示的な実装形態では、感知電極762aおよび762bは密に結合され、1に近い式(186)により定義されるような容量結合係数kC(kC≒<1)をもたらす。
感知回路781は、実質的に名目の感知周波数においてトランスインピーダンス大きさ関数|Z21,0(ω)|(直列共振)の極小値を提供するように構成され得る。代替として、感知回路581は、実質的に名目の感知周波数においてトランスアドミッタンス大きさ関数|Y21,0(ω)|の極小値を提供するように構成され得る。
kC≒<1である容量性感知素子762を使用する感知回路781の例示的な並列共振構成では、並列インダクタ784のサセプタンスは、相互容量CMのサセプタンスを実質的に補償し、実質的に名目の感知周波数においてトランスアドミッタンス大きさ関数|Y21,0(ω)|の極小値(並列共振)をもたらす。相互サセプタンス補償の原理は、2ポートの容量性感知素子762の「π型」等価回路モデル762-1を示す図7Lを考えることによって、および、相互容量CMに並列に挿入される並列インダクタ784のインダクタンスLpを考慮することによって、より明らかになり得る。kC≒<1では、並列容量C1-CMとC2-CMの両方が実質的に0になる。
この並列共振構成では、それぞれ、直列キャパシタ786および787の静電容量Cs,1およびCs,2は、それぞれ、感知電極762aおよび762bの静電容量C1およびC2と同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、直列キャパシタ786および787のアドミッタンスの大きさは、それぞれ、名目の感知周波数において感知回路781のアドミッタンスの大きさ|Y11|および|Y22|よりかなり大きいことがある。この構成では、直列キャパシタ786および787が名目の感知周波数においてアドミッタンスおよびトランスアドミッタンス|Y11|、|Y22|、および|Y21|にそれぞれ及ぼす影響は、無視できることがある。
kL≒<1である容量性感知素子762を使用する感知回路781の例示的な直列共振構成では、並列インダクタ784のサセプタンスは、名目の感知周波数における相互容量CMのサセプタンスを過剰に補償する。並列インダクタ784および相互容量CMの並列接続の残存誘導リアクタンスは、直列キャパシタ786および787のリアクタンスによって実質的に補償され、実質的に実数(抵抗)であるトランスインピーダンスZ21,0をもたらす。
この直列共振構成では、それぞれ、直列キャパシタ786および787の静電容量Cs,1およびCs,2は、それぞれ、感知電極762aおよび762bの静電容量C1およびC2より小さくてもよく、それと同様であってもよく、またはそれより大きくてもよい。言い換えると、直列キャパシタ786および787の各々のインピーダンスの大きさは、それぞれ、名目の感知周波数において現れるようなインピーダンスの大きさ|Z11|および|Z22|よりかなり(たとえば、20倍)大きいことがある。この構成では、直列キャパシタ786および787は、それぞれ、名目の感知周波数におけるインピーダンスおよびトランスインピーダンスの大きさ|Z11|、|Z22|、および|Z21|に重大な影響を及ぼす。
さらなる態様では、第1の感知電極762aの静電容量C1は、第1の直列キャパシタ786と組み合わせて、ハイパスフィルタを結成し、電流I1の低周波擾乱成分を減衰させる。同様に、第2の感知電極762bの静電容量C2は、第2の直列キャパシタ787と組み合わせて、ハイパスフィルタを形成し、図5Aに関連して前に論じられたような目的で電流I2の低周波擾乱成分を減衰させる。
またさらなる態様では、容量性感知素子762の静電容量CMは、並列インダクタ784と組み合わせて、2次ハイパスフィルタを形成し、感知電極762aと762bとの間のディファレンシャル低周波擾乱電圧を減衰させる。
図1を参照すると、感知回路781、容量性感知素子762(感知電極762aおよび762bを含む)、および並列インダクタ784は、それぞれ、たとえば、容量性感知回路108a、容量性感知素子109a(ダブルエンド感知電極を含む)、およびそれぞれの関連する誘導性素子に対応し得る。
本明細書には示されないが、他のトランスインピーダンスおよびインピーダンス測定技法が、図7Gを参照して前に言及されたように適用され得る。
その上、図7Gを参照して前に言及されたように、インピーダンス変換および平衡化のうちの少なくとも1つが、感知回路781の一次側および二次側(本明細書には示されない)のうちの少なくとも1つに適用され得る。
図1を参照すると、図7Iは、容量性感知素子762の近くの物体110、112、および114も示す。図1を参照して前に論じられたように、物体110、112、114、または車両330の存在は、図7Dを参照して前に論じられたように感知回路781の1つまたは複数の電気的特性の変化を引き起こし得る。具体的には、相互容量CMおよび等価相互抵抗RMの変化は、一般に、異質な物体がないときに測定されるようなトランスインピーダンスZ21,0に関連する変化ΔZをもたらす。
図5Dの感知回路561のように、定義された試験物体(たとえば、物体112)によって引き起こされる微小変化ΔZ'(またはΔY')は、感知回路781の検出感度に関連し得る。非限定的な例として、微小変化ΔZ'(またはΔY')は、感知電極762aおよび762bの設計と配置、ワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200)へのそれらの統合を最適化することによって、前に説明されたように並列インダクタ784を使用する共振同調によって、ならびに感知回路781のQ値を改善することによって増大し得る。
kC≒<1である容量結合係数のために構成される感知回路781は、たとえば図7Aの回路700と比較して、微小変化に対する等価直列抵抗R1およびR2の影響を減らすことが理解され得る。その上、インピーダンス変化ΔZは、図7Aの回路700を参照して論じられたように物体(たとえば、物体110)の電気的特性を反映し得る。それはさらに、図5Aを参照して前に説明されたような手順で、角度arg{ΔZ}の較正および補正を可能にし得る。
図7Jおよび図7Kは、それぞれ、理論分析および性能比較の目的で以下で使用される等価回路モデル700-1および740-1を示す。より具体的には、等価回路モデル700-1は、図7Aの回路700、図7Bの回路710(並列キャパシタ715を使用する)、および図7Cの回路720(変圧器726を使用する)を分析するために使用され、一方、等価回路モデル740-1は、図7Eの回路740(回路700の電気的な双対)の分析に役立つ。回路700、710、720、および740の各々は、直列共振構成および並列共振構成に関して分析され、図5Fおよび図5Gを参照して前に定義されたような、共振状態の感知回路のインピーダンスとQ値、微小変化、および様々なSNRなどの様々な特性に関して分析される。
比較の目的で、理想的な感知電極702および等しい感知電極電流レベル|IC|が、回路700、710、720、および740の両方の構成に対して仮定されるが、並列共振のために構成される実際の実装形態は、より高い静電容量Cを伴う感知電極702を好むことがある。たとえば電流レベル|IC|に放射または電力の制約がある場合、同じ感知電極電流レベル|IC|においてSNRを比較することが有意義であり得る。さらに、両方の構成における回路が、WPT動作周波数より実質的に高い名目の感知周波数に実質的に対応する共通の共振周波数に調整されることが仮定される。
図7Jに示されるような等価回路モデル700-1は、感知電極702の静電容量C、直列インダクタ704のインダクタンスLsおよびその等価直列抵抗RLs、並列インダクタ706のインダクタンスLpおよびその等価直列抵抗RLp、ならびに理想的な感知信号電流源512および理想的な電圧測定回路510を備える。上ですでに述べられたように、図7Jは、図7Bの回路710に関連する並列キャパシタ715の静電容量Cpも(破線で任意選択であるものとして)含む。実際の実装形態では、キャパシタ(感知電極702を含む)における損失は、一般にインダクタにおける損失よりかなり小さいことが理解され得る。したがって、感知電極702および任意選択の並列キャパシタ715の等価直列抵抗RおよびRCp(ともに図7Jには示されない)はそれぞれ、以下の分析において無視される。等価回路モデル700-1はさらに、図7Aを参照して前に論じられたように、感知電極702の近くの物体110、112、または114の反映インピーダンスを表す静電容量Cに直列のインピーダンスΔZrを含む。(反映インピーダンスΔZrは、図7Aに示されるような物体110、112、または114が除外されたものと見なされ得る)。等価回路モデル700-1はまた、WPTが作動しているときに生成されるような電場により主に感知電極702へと誘起されるノイズ電圧を表す、静電容量Cと直列のノイズ電圧源Vsnを含む。ノイズ電圧Vsnは、任意の低周波成分(たとえば、WPT動作周波数の基本波およびその高調波における)、ならびに任意の高周波成分(たとえば、感知周波数におけるスイッチングノイズ)を含み得る。回路700の等価回路モデル700-1はさらに、インピーダンスZ11およびアドミッタンスY11(=1/Z11)、追加のノイズ成分I0,nを伴う感知信号電流I0、追加のノイズ電圧Vnを伴う感知信号電圧V、ならびに、電流I0+I0,nが流され、電圧V+Vnが測定され、Z11またはY11が参照する測定ポート708(端子および破線によって示される)を示す。
図5Fに関連して前に定義されたような、インピーダンスZ11、アドミッタンスY11、それぞれの共振角周波数ωsおよびωp、インピーダンス変化ΔZ、アドミッタンス変化ΔY、微小変化ΔZ'およびΔY'、ならびに様々な回路固有のおよび外来のSNRに関する、感知回路701の直列共振構成および並列共振構成のための式が、CsをCで、LをLsで、RをRLsで置き換えることなどによって、式(27)から(177)と同様に導出され得ることが理解され得る。したがって、全般に数学的な導出は省略される。等価回路モデル700-1が図7Aの回路700または図7Cの回路720に適用されるので、参照番号700および720が、それぞれ、代わりに以下の理論的分析において使用される。
図7Jの回路700の直列共振構成および並列共振構成を分析するために、
ωLs>>RLs (201)
ωLp>>RLp (202)
|ΔZr|<<R (203)
という共通の仮定が、共振周波数の周囲の周波数範囲について行われる。
直列共振のために構成され、共振周波数の周囲の周波数範囲において
ωLp>>|Z11| (204)
というリアクタンスを伴う実装形態では、物体(たとえば、物体112)があるときの図7Jの回路700の測定ポート708におけるインピーダンスZ11は、
Z11≒RLs+jωLs+(jωC)-1+ΔZr (205)
と表され得る。異質な物体がないとき、|Z11,0(ω)|の極小値(直列共振)は、実質的に、
(jωLs)-1+jωC≒0 (206)
を満たす角周波数ωにおいて生じ、
ωs≒(CLs)-1/2 (207)
という直列共振角周波数を生む。この周波数において、インピーダンスZ11,0は実質的に実数になり、
Z11,0≒Re{Z11,0}=Rs≒RLs (208)
Rsは直列共振抵抗を示し、一方、物体(たとえば、物体112)があるときのインピーダンスZ11は、概ね
Z11≒Rs+ΔZ≒RLs+ΔZr (209)
であり、ΔZrは図7Aを参照して前に定義されたような反映インピーダンスを指す。
図7Jの回路700の直列共振構成に対する微小変化ΔZ'は、概ね
ΔZ'≒ΔZ/Rs≒ΔZr/RLs (210)
になる。正規化された反映インピーダンスを
ΔZr'=ΔZrωsC (211)
と定義し、直列インダクタ704のQ値を
QLs=ωsLs/RLs (212)
を定義し、図7Jの感知回路701の直列共振構成のQ値を
Qs≒1/(ωsCRs)≒QLs (213)
と定義すると、微小変化は、ΔZr'およびQsまたはQLsに関して
ΔZ'≒QsΔZr'≒QLsΔZr' (214)
とも書かれ得る。
図7Jの等価回路モデル700-1の並列共振構成を分析するために、共振周波数の周囲の周波数範囲に対して、
|ωLs-(ωC)-1|>>RLs (215)
という追加の仮定が行われる。物体(たとえば、物体112)があるときの測定ポート708におけるアドミッタンスY11は、
Y11=(RLp+jωLp)-1+(RLs+jωLs+(jωC)-1+ΔZr)-1 (216)
と表され得る。式(38)を使用すると、
Y11≒(jωLp)-1-RLp(jωLp)-2+(jωLs+(jωC)-1)-1-(RLs+ΔZr)(ωLs+(ωC)-1)-2 (217)
と近似され得る。異質な物体がないとき、|Y11,0(ω)|の極小値(並列共振)は、実質的に、
(jωC)-1+jω(Ls+Lp) (218)
を満たす角周波数ωにおいて生じ、
ωp≒(C(Ls+Lp))-1/2 (219)
という並列共振角周波数を生む。この周波数において、アドミッタンスY11,0は実質的に実数になり、
Y11,0≒Re{Y11,0}=Gp≒(RLs+RLp)/(ωpLp)2 (220)
Gpは並列共振コンダクタンスを示し、一方、物体(たとえば、物体112)があるときのアドミッタンスY11は、概ね
Y11≒Gp+ΔY≒(RLs+RLp+ΔZr)/(ωpLp)2 (221)
であり、ここで
ΔY≒ΔZr/(ωpLp)2 (222)
である。直列インダクタ704のQ値をLsおよびRLsに関して
QLs=ωpLs/RLs (223)
と定義し、並列インダクタ706のQ値をLpおよびRLpに関して
QLp≒ωpLp/RLp (224)
と定義し、インダクタンス比を
nL=Ls/Lp (225)
と定義すると、ωpにおけるアドミッタンスY11,0は、
Y11,0=Gp≒(1+nL)((1/QLp)+(nL/QLs))ωpC (226)
と表され得る。QLp=QLsでありnL>1である場合、測定ポート708において現れるような並列共振コンダクタンスGpは、概ね(1+nL)2ωpC/QLsになる。式(219)および(225)を使用すると、式(221)のωpにおけるアドミッタンスY11は、
Y11≒Gp+ΔY≒Gp+(1+nL)2(ωpC)2 (227)
とも表され得る。
式(226)に従って、図7Jの感知回路701の式(225)のωpにおけるアドミッタンスY11は、インダクタンス比nL=Ls/Lpを増大させながら、実質的に名目の感知周波数において並列共振を維持することによって増大し得る。したがって、いくつかの実装形態では、図7Aの回路700の並列共振構成は、図7Bおよび図7Cを参照して前に論じられたような適切な動作アドミッタンス範囲内に来るようにアドミッタンスY11を変換するために、変圧器(たとえば、変圧器726)を使用することの代替として利用される。
式(9)に基づいて、図7Jの回路700の並列共振構成に対する微小変化ΔY'は、
ΔY'=ΔY/Gp≒ΔZr/(RLs+RLp) (228)
と書かれてもよく、これは、アドミッタンス変化ΔYが反映インピーダンスΔZrに実質的に比例することを示す。したがって、測定されるアドミッタンス変化ΔYの角度arg{ΔY}は、角度arg{ΔZr}を示すものである。いくつかの実装形態では、図5Aの回路500に関して前に説明されたように、測定される角度の正確さは、較正手順に基づいて角度補正を適用することによって改善される。図7Jの感知回路701の並列共振構成のQ値を
Qp≒ωp(Lp+Ls)/(RLs+RLp) (229)
と定義すると、ただしこれは、
Qp≒QLs(1+nL)/((QLs/QLp)+nL) (230)
とQ値に関して表すこともでき、また、正規化された反映インピーダンスを
ΔZr'=ΔZrωpC (231)
と定義すると、微小変化ΔY'は
ΔY'≒QpΔZr' (232)
とも書かれ得る。
図7Bの回路710に関連して、図7Jの回路700に並列キャパシタ715を追加すると、直列共振構成に対して物体(たとえば、物体112)があるときの測定ポート708におけるインピーダンスZ11は、
Z11≒RLs+jωLs+(jωCp+((jωC)-1+ΔZr)-1)-1 (233)
になる。式(38)の近似を使用すると、インピーダンスZ11は
Z11≒RLs+jωLs+(jω(C+Cp))-1+ΔZrC2/(C+Cp)2 (234)
と近似され得る。異質な物体がないときの直列共振は概ね、
(jω(C+Cp))-1+jωLs≒0 (235)
を満たす角周波数において生じ、
ωs≒(Ls(C+Cp))-1/2 (236)
という直列共振角周波数を生む。この周波数において、インピーダンスZ11,0は、実質的に実数になり、
Z11,0≒Re{Z11,0}=Rs≒RLs (237)
Rsは直列共振抵抗を示し、一方、物体(たとえば、物体110)があるときのインピーダンスZ11は概ね、
Z11≒Rs+ΔZ≒RLs+ΔZrC2/(C+Cp)2 (238)
である。静電容量比を
nC=C/Cp (239)
と定義すると、式(238)のインピーダンスZ11,0は、直列インダクタ714のQ値QLs、感知電極702の静電容量C、および静電容量比nCに関して、
Z11,0≒Rs≒nC/((1+nC)ωsCQLs) (240)
と表され得る。式(240)に従って、図7Bの感知回路711のインピーダンスZ11は、静電容量比nC=C/Cpを下げながら、実質的に名目の感知周波数において直列共振ωsを維持することによって低下し得る。nC=1/2では、直列共振抵抗Rsは図5Fの感知回路501の直列共振抵抗の1/3になる。したがって、いくつかの実装形態では、並列キャパシタを使用する図7Bの回路710の直列共振構成は、図7Cを参照して論じられたような適切な動作アドミッタンス範囲内に来るようにインピーダンスZ11を変換するために、変圧器(たとえば、図7Cの変圧器726)を使用することの代替として利用される。
式(238)に基づいて、図7Bの感知回路711の測定ポート718において生じるインピーダンス変化ΔZは、概ね
ΔZ≒(nC/(1+nC))2ΔZr (241)
になる。図7Bの感知回路711の直列共振構成のQ値を
Qs≒ωsLs/Rs=QLs (242)
と定義すると、微小変化ΔZ'は
ΔZ'≒ΔZ/Rs≒nC/(1+nC)QsΔZr' (243)
と表され得る。
式(243)に基づいて、図5Aおよび図5Bを参照して前に論じられたようにインピーダンス整合の目的で並列キャパシタ715を追加すること(図5Cに示されるように)は、微小変化をかなり減らし得る。本明細書には示されないが、図7Bの回路710の並列共振構成にも、同じ低減が当てはまり得る。
図7Jの回路700に基づくいくつかの実装形態では、電流源512の電流レベルI0は、感知電極702において指定された電流|IC|と整合するように調整される。したがって、ある態様では、必要とされる電流レベルI0、測定ポート708において生じる電圧V、および駆動電力レベルPが考慮され得る。図7Jの回路700の直列共振構成では、電流レベルI0は概ね|IC|に等しく、
I0≒|IC| (244)
測定ポート708にわたる電圧
V≒|Z11,0|I0≒RLsIC (245)
をもたらし、駆動電力レベル
P≒VI0≒RLs|IC|2 (246)
をもたらす。
図7Jの回路700の並列共振構成では、感知電極702を通る電流のレベル|IC|は概ね、駆動電流レベルI0よりQp倍高く、
I0≒|IC|(ωpLs-(1/ωpC))Gp≒|IC|ωpLpGp≒|IC|(1+nL)/Qp (247)
を与える。測定ポート708にわたる電圧は、概ね
V≒I0/|Y11,0|≒|IC|ωpLp (248)
になり、電力は
P≒VI0≒(RLs+RLp)|IC|2 (249)
になる。
さらなる態様では、図7Jの回路700の直列共振構成のディファレンシャル狭帯域外来SNRは、
ΔSNRex,s≒|ΔZr||IC|/Vsn≒(|IC|/Vsn)|ΔZr'|/(ωsC) (250)
と表されてもよく、|IC|は感知電極702における感知信号電流の大きさを示し、これは概ね電流の大きさ|I0|に等しく、Vsnは直列電圧源Vsnによって図7Gに示されるように感知電極702に容量結合されるノイズ電圧を示す。ディファレンシャル狭帯域外来SNR ΔSNRex,sは、式(250)の右側に示されるような正規化された反映インピーダンス|ΔZr'|に関しても表され得る。
感知回路701は、VsnをVnに変換するのと同じ方法で、ΔZrにわたる電圧低下をΔVに変換するので、式(250)は、図7Jの回路700の並列共振構成ならびに直列および並列共振構成にも適用され、これは
ΔSNRex,p=ΔSNRex,s (251)
であることを意味する。
式(250)および(251)は、図7Jの回路700の直列および並列共振構成のディファレンシャル狭帯域外来SNRがQ値の関数ではないことを示す。
図7Bの回路710に関連してキャパシタ715を追加することは、感知電極702の感知電極電流レベル|IC|が維持される場合、ディファレンシャル狭帯域外来SNRに影響しないことがある。しかしながら、電流源512によって届けられることになる電流|I0|は、(1+nC)/nC倍に増えることがあるので、((1+nC)/nC)2倍にインダクタ704の等価直列抵抗RLsの損失を増やすことがある。
図7Jに示されるようなノイズ電流I0,nが、図5Fを参照して前に論じられたようなVnの顕著な成分を生じさせ得るような実装形態および動作では、直列共振構成に対するノイズ電圧Vnは概ね
Vn≒RLsI0,n (252)
であり、一方、物体(たとえば、物体112)があるときの電圧変化|ΔV|は
|ΔV|=|IC||ΔZr|≒|I0||ΔZr| (253)
である。図7Jの回路700の直列共振構成に対する駆動電流ノイズI0,nに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRint,s≒(|I0|/I0,n)|ΔZr|/RLs=(|I0|/I0,n)|ΔZ'| (254)
と表され得る。式(254)は、Q値QsおよびΔZr'に関して、
ΔSNRint,s≒(|I0|/I0,n)Qs|ΔZr'| (255)
とも書かれ得る。顕著な成分としてノイズ電流I0,nがあると、並列共振状態におけるノイズ電圧Vnは、概ね
Vn≒I0,n/|Y11,0| (256)
になる。式(256)を使用して式(70)を適用すると、図7Jの回路700の並列共振構成に対するノイズ電流I0,nに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRint,p≒(|I0|/I0,n)|ΔZr|/(RLp+RLs)=(|I0|/I0,n)|ΔY'| (257)
と表され得る。式(257)はまた、Q値QpおよびΔZr'に関して、
ΔSNRint,p≒(|I0|/I0,n)Qp|ΔZr'| (258)
と表されてもよく、これはQ値Qpの線形関数である。
図7Jの回路700についてここでは繰り返されないが、同様の考慮が熱ノイズに対して行われ得る。熱ノイズに関する固有狭帯域SNRの式が、図7Nの表において提供される。
ΔSNRint,sとΔSNRint,pはともに微小変化|ΔZ'|の大きさに比例するので、および、キャパシタ715を追加すると微小変化|ΔZ'|がnC/(1+nC)倍に減るので、直列共振構成と並列共振構成の両方における図7Bの回路710のディファレンシャル狭帯域固有SNRは、図7Jの回路700と比較されると、(1+nC)/nC倍小さいことがある。nC=1/2では、それは約3倍小さい。
別の態様では、基本WPT動作角周波数ωWにおいて誘起される電圧成分VsWに関する式(62)によって定義されるような広帯域外来SNRが考慮される。顕著な成分として電場結合を仮定すると、擾乱信号電圧Vsnは、
Vsn≒VsW≒(CsW/C)VWPT (259)
のようにWPTコイル電圧VWPTに関係することがあり、CsWは感知電極702とWPTコイル(たとえば、図2および図3に関連するWPTコイル202)との間の相互容量を示す。さらに、
1/(ωWC)>>ωWLs (260)
ωs>>ωW (261)
を仮定すると、図7Jの回路700の直列共振構成に対する電圧Vの擾乱電圧成分VWは概ね、
VW≒VsWωWCωWLp≒VsW(ωW/ωs)2/nL (262)
になる。係数(ωW/ωs)2/nLは、感知回路701のハイパスフィルタ効果による低周波誘起電圧VsWの減衰であると考えられ得る。
|V|=|I0|Rs≒|IC|RLs (263)
を使用すると、図7Jの回路700の直列共振構成に対する基本WPT擾乱成分VsWに関する広帯域外来SNRは、
SNRW,s≒(|IC|/VsW)(1/ωsC)(ωs/ωW)2nL/Qs (264)
と表され得る。所与の比|IC|/VsWおよびサセプタンスωsCに対して、図7Jの回路700の直列共振構成に対する広帯域外来SNRは、インダクタンス比nLおよび周波数比ωs/ωWの二乗に比例するが、感知回路701のQ値Qsに反比例する。
図7Jの回路700の並列共振構成に対する電圧Vの擾乱電圧成分VWは、概ね
Vn=VW≒VsWωWCωWLp≒VsW(ωW/ωp)2/(1+nL) (265)
になる。係数(ωW/ωp)2/(1+nL)は、感知回路701のハイパスフィルタ効果による低周波誘起電圧VsWの減衰であると考えられ得る。さらに、感知電極電流|IC|に関して角周波数ωpにおける感知信号電圧|V|を
|V|≒|IC|((ωpC)-1-ωpLs)≒|IC|ωpLp (266)
と表すと、図7Jの回路700の並列共振構成に対するWPT基本擾乱電圧成分VsWに関する広帯域外来SNRは、
SNRW,p≒(|IC|/VsW)(1/ωpC)(ωp/ωW)2 (267)
と表され得る。所与の比|IC|/VsWおよびサセプタンスωpCに対して、図7Jの回路700の並列共振構成に対する広帯域外来SNRは、周波数比ωp/ωWの二乗に比例するが、QpおよびnLの関数ではない。
ωs=ωpに対して、式(264)および(267)によってそれぞれ与えられるように、図7Gの回路700の直列共振構成の広帯域外来SNRと並列共振構成の広帯域外来SNRとの間に以下の関係を見出すことができ、
SNRW,p≒SNRW,sQs/nL (268)
Qsは回路700の直列共振構成のQ値を指す。式(268)から、図7Jの回路700の並列共振構成に対する広帯域外来SNRは、直列共振構成の広帯域外来SNRよりかなり高いことがあることがわかり得る。Lp=L(nL=1)である例示的な実装形態では、直列共振構成および並列共振構成に対してQS≒Q=30であり、並列共振構成の広帯域外来SNRは36dB高いことがある。
図7Bに関連するキャパシタ715を追加することは、
(ωWCp)-1>>ωW(Ls+Lp) (269)
および
ωs=ωp>>ωW (270)
が当てはまる場合、測定ポート708において生じるような低周波擾乱電圧VWに対して実質的に影響がないことが理解され得る。キャパシタ715を含む図7Jの回路700の直列共振構成に対して
|V|≒I0Rs≒|IC|/(ωsCQLs) (271)
と表され得る感知信号電圧|V|について、I0を
I0≒|IC|(1+nC)/nC (272)
に調整することによって感知電流レベル|IC|が維持される場合、同じことが当てはまる。したがって、式(264)によって与えられる広帯域外来SNRは、並列キャパシタ715を使用して図7Bの回路710の直列共振構成にも当てはまると結論付けることができる。
式(201)から(268)はまた、いくつかの小さな修正で、たとえばインダクタンスLsをLs+Lσで置き換え、直列抵抗RLsをRLs+RWで置き換え、インダクタンスLpをLmで置き換え、直列抵抗RLpをRmで置き換えることによって、図7Cの回路720にも適用されてもよく、Lσは変圧器726の二次参照漏れインダクタンスを示し、RWは導体損失に関する変圧器726の二次参照等価直列抵抗を示し、Lmは変圧器726の二次参照メインインダクタンスを示し、Rmは図5Hにおけるコア損失に関連する変圧器726の二次参照等価直列抵抗を示す。さらに、LσがL+Lσのかなりの部分である場合、インダクタンス比nL=L/Lpは(L+Lσ)Lmにより置き換えられ得る。本明細書では証明されないが、図5Bの回路520の分析から導かれる結論は、図7Cの回路720にも当てはまり得る。
図7Kに示されるような等価回路モデル740-1は、感知電極702の静電容量C、並列インダクタ744のインダクタンスLPおよびその等価並列コンダクタンスGLp、直列キャパシタ746の静電容量Cs、理想的な感知信号電圧源552、ならびに理想的な電流測定回路550を備える。実際の実装形態では、キャパシタ(感知電極702を含む)における損失は一般に、並列インダクタ744における損失よりかなり小さいことが理解され得る。したがって、キャパシタ746および感知電極702の等価直列抵抗は、図7Kの等価回路モデル740-1において無視される(示されない)。さらに、等価回路モデル740-1は、感知電極702の近くの物体110、112、または114の反映アドミッタンスを表す静電容量Cに並列のアドミッタンスΔYrを含む。(反映アドミッタンスΔYrは、図7Eに示されるような物体110、112、または114が除外されたものと見なされ得る)。等価回路モデル740-1はまた、WPTが作動しているときに生成されるような電場により感知電極702へと誘導されるノイズ電流を表す静電容量Cに並列のノイズ電流源Isnを含む。ノイズ電流Isnは、任意の低周波成分(たとえば、WPT動作周波数の基本波およびその高調波)、ならびに任意の高周波成分(たとえば、感知周波数におけるスイッチングノイズ)を含み得る。等価回路モデル740-1はさらに、アドミッタンスY11およびインピーダンスZ11(=1/Y11)、追加のノイズ電圧成分V0,nを伴う感知信号電圧V0、追加のノイズ電流成分Inを伴う感知信号電流I、ならびに、電圧V0+V0,nが印加され、電流I+Inが測定され、Y11またはZ11が参照する測定ポート748(端子および破線によって示される)を示す。等価回路モデル740-1が図7Eの回路740に適用されるので、参照番号740が代わりに、以下の理論的分析において使用される。
回路700および740において理想的な感知電極702を仮定すると、
ΔYr'=ΔZr' (273)
ΔYr≒ΔZr(ωC)2 (274)
Isn≒VsnωC (275)
という関係が当てはまることがあり、ΔYr'、ΔZr'、ΔZr、およびVsnは、それぞれ、正規化された反映アドミッタンス、正規化された反映インピーダンス、感知電極702における物体110の反映インピーダンス、および図7Jの回路700に関連する擾乱電圧Vsnを指す。
図7Kの回路740の直列共振構成および並列共振構成を分析するために、
1/ωLp>>GLp (276)
|ΔYr|<<GLp (277)
という仮定が、共振周波数の周囲の周波数範囲について行われる。
並列共振のために構成され、共振周波数の周囲の周波数範囲において
ωCs>>|Y11| (278)
というサセプタンスを伴う実装形態では、物体(たとえば、物体112)があるときの図7Kの回路740の測定ポート748におけるアドミッタンスY11は、
Y11≒GLp+(jωLp)-1+ jωC+ΔYr (279)
と表され得る。異質な物体がないとき、|Y11,0(ω)|の極小値(並列共振)は、実質的に、
(jωLp)-1+jωC≒0 (280)
を満たす角周波数ωにおいて生じ、
ωp≒(LpC)-1/2 (281)
という並列共振角周波数を生む。この周波数において、アドミッタンスY11,0は概ね実数になり、
Y11,0≒Re{Y11,0}=Gp≒GLp (282)
Gpは並列共振コンダクタンスを示し、一方、物体(たとえば、物体112)があるときのアドミッタンスY11は、概ね
Y11≒Gp+ΔYr≒GLp+ΔYr (283)
であり、ΔYrは図7Aを参照して前に定義されたような反映アドミッタンスを指す。
図7Kの回路740の並列共振構成に対する微小変化ΔY'は、概ね
ΔY'≒ΔYr/Gp≒ΔYr/GLp (284)
になる。正規化された反映アドミッタンスを
ΔYr'=ΔYr/(ωpC) (285)
と定義し、並列インダクタ744のQ値を
QLp=1/(ωpLpGLp) (286)
を定義し、図7Kの感知回路741の並列共振構成のQ値を
Qp≒ωpC/Gp≒QLp (287)
と定義すると、微小変化は、ΔYr'およびQpに関して
ΔY'≒QpΔYr' (288)
とも書かれ得る。
式(288)および(214)に従って、図7Kの回路740の並列共振構成は、微小変化に関する図7Jの回路700の直列共振構成と等価である。
図7Kの回路740の直列共振構成を分析するために、共振周波数の周囲の周波数範囲に対して、
|ωCp-(ωLp)-1|>>GLp (289)
という追加の仮定が行われる。物体(たとえば、物体112)があるときの測定ポート748におけるインピーダンスZ11は、
Z11=(jωCs)-1+(GLp+(jωLp)-1+jωC+ΔYr)-1 (290)
と表され得る。式(38)の近似を使用すると、インピーダンスZ11は
Z11≒(jωCs)-1+(jωC+(jωLp)-1)-1+(GLp+ΔYr)/(ωC-(ωLp)-1)-2 (291)
と近似され得る。異質な物体がないとき、|Z11,0(ω)|の極小値(直列共振)は、実質的に、
(jωLp)-1+jω(C+Cs)≒0 (292)
を満たす角周波数ωにおいて生じ、
ωs≒(L(C+Cs))-1/2 (293)
という直列共振角周波数を生む。この周波数において、インピーダンスZ11,0は実質的に実数になり、
Z11,0≒Re{Z11,0}=Rs=GLp/(ωsCs)2 (294)
Rsは直列共振抵抗を示し、一方、物体(たとえば、物体112)があるときのインピーダンスZ11は、概ね
Z11≒Rs+ΔZ≒(GLp+ΔYr)/(ωsCs)2 (295)
であり、ここで
ΔZ≒ΔYr/(ωsCs)2 (296)
である。
さらに、並列インダクタ744のQ値は、
QLp=1/(ωsLpGLp) (297)
と定義されてもよく、静電容量比は
nC=C/Cs (298)
と定義されてもよい。ωsにおける式(294)は、
Z11,0=Rs≒nC(1+nC)/(QLpωsC) (299)
と表され得る。nC>>1では、直列共振抵抗Rsは、概ね
Rs≒nC2/(QLpωsC) (300)
になる。
式(299)に従って、図7Kの感知回路741のωsにおけるインピーダンスZ11は、適切に静電容量比nC=C/Csを調整しながら、実質的に名目の感知周波数において直列共振を維持することによって、増大または減少し得る。したがって、いくつかの実装形態では、図7Kの回路740の直列共振構成は、図7Cを参照して前に論じられたように適切な動作インピーダンス範囲内に来るようにインピーダンスZ11を変換するために、変圧器(たとえば、図7Cの変圧器726)を使用することの代替として利用される。
図7Kの回路740の直列共振構成に対する微小変化ΔZ'は、概ね
ΔZ'=ΔZ/Rs≒ΔYr/GLp (301)
になる。式(301)によれば、インピーダンス変化ΔZは反映アドミッタンスΔYrに比例する。したがって、測定されるインピーダンス変化ΔZの角度arg{ΔZ}は角度arg{ΔYr}を示すものである。いくつかの実装形態では、測定される角度の正確さは、図7Aの回路700を参照して前に説明されたような較正手順に基づいて角度補正を適用することによって改善される。
図7Kの感知回路741の直列共振構成のQ値は、
Qs≒ωs(C+Cs)/GLp≒1/(ωsLpGLp)=QLp (302)
と定義されてもよく、これは並列インダクタ744のQ値に等しい。上の定義を使用すると、式(302)は、直列共振抵抗Rs、電極702の静電容量C、および静電容量比nCに関して、
Qs≒nC(1+nC)/(RsωsC) (303)
とも表され得る。さらに、正規化された反映アドミッタンスは、
ΔYr'=ΔYr/(ωsC) (304)
と定義され得る。微小インピーダンス変化ΔZ'は、QsおよびΔYr'に関して
ΔZ'≒QsΔYr'nC/(1+nC) (305)
とも書かれ得る。
図7Kの回路740に基づくいくつかの実装形態では、電圧源542の電圧レベルV0は、感知電極702における指定された電流|IC|と整合するように調整される。したがって、ある態様では、必要とされる電圧レベルV0、測定ポート748において生じる電流I、および駆動電力レベルPが考慮され得る。図7Kの回路740の並列共振構成では、電圧レベルV0は概ね感知電極702にわたる電圧に等しく、
V0≒|IC|/(ωpC) (306)
という関係を与える。測定ポート748における電流Iは概ね、
I≒|Y11,0|V0≒GLpV0 (307)
になり、駆動電力レベルは
P≒V0I≒|IC|2GLp/(ωpC)2=|IC|2QLp/(ωpC) (308)
である。
図7Kの回路740の直列共振構成では、感知電極702にわたる電圧|VC|は、概ね
|VC|≒|IC|/(ωsC) (309)
であり、駆動電力レベル
P≒|VC|2GLp≒|IC|2GLp/(ωsC)2≒|IC|2QLp/(ωsC) (310)
を生み、これは図7Kの回路740の並列共振構成の駆動電力レベルに等しい。
さらなる態様では、式(14)によって与えられるような図7Kの回路740の測定ポート748における狭帯域SNRを定義するのが有意義であることがあり、ここで|ΔI|は物体(たとえば、物体112)の存在による測定電流Iの電流変化の大きさを示し、Inは図7Kの回路740に示されるような追加のノイズ電圧成分を示す。より具体的には、電流変化|ΔI|は二乗平均平方根電流を指すことがあり、Inは電流測定回路550の帯域幅Bmの中の名目の感知周波数において測定されるような二乗平均平方根ノイズ電流を指すことがある。このノイズ電流Inは、上で論じられたような回路固有のおよび外来のノイズ成分を含み得る。式(14)により与えられるようなSNRは、ディファレンシャル狭帯域SNRと本明細書では呼ばれる。
別の態様では、式(147)により与えられるように図7Kの回路740の測定ポート748において広帯域外来SNRを定義するのが有意義であることがあり、ここで|I|は感知信号電流の大きさを示し、IWは基本WPT動作周波数における擾乱電流を示し、これはWPTが作動しているときのInの顕著な成分であり得る。より具体的には、電流|I|は二乗平均平方根電流を指すことがあり、Iwは基本WPT動作周波数において測定ポート748で測定されるような二乗平均平方根擾乱電流を指すことがある。
式(14)を使用すると、図7Kの回路740の並列共振構成のディファレンシャル狭帯域外来SNRは、
ΔSNRex,p≒(|IC|/Isn)(|ΔYr|/ωpC)=(|IC|/Isn)|ΔYr'| (311)
と表されてもよく、Isnは図7Kに示されるようなノイズ電流である。
感知回路741は、IsnをInに変換するのと同じ方法で、ΔYrを通るシャント電流を電流変化ΔIに変換し、式(311)は直列共振構成にも適用され、これは
ΔSNRex,s≒ΔSNRex,p (312)
を意味する。
ノイズ電圧V0,nが前に論じられたようなInの支配的なノイズ成分を生じさせる実装形態では、回路740の並列共振構成に対するノイズ電流Inは、概ね
In≒GpV0,n (313)
であり、一方、物体(たとえば、物体112)があるときの電流変化は
|ΔI|=|VL||ΔYr|≒|V0||ΔYr| (314)
である。式(14)に上記の式を適用すると、図7Kの回路740の並列共振構成に対するノイズ電圧V0,nに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRint,p≒(|V0|/V0,n)|ΔYr|/Gp (315)
と表され得る。式(315)は
ΔSNRint,p≒(|V0|/V0,n)Qp|ΔYr'| (316)
とも書かれ得る。
ΔZ'<<1 (317)
を使用すると、図7Gの回路740の直列共振構成に対する電流変化の大きさ|ΔI|は、
|ΔI|≒|V0||ΔZ|/|Z11,0|2 (318)
と書かれ得る。支配的なノイズ成分としてノイズ電圧V0,nがあると、直列共振状態におけるノイズ電流Inは
In=V0,n/|Z11,0| (319)
になる。図5Gの回路540の直列共振構成に対するノイズ電圧V0,nに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRは、
ΔSNRint,s≒(|V0|/V0,n)|ΔZ'|≒(|V0|/V0,n)|ΔYr|/GLp (320)
と表され得る。式(320)は、Q値Qsおよび正規化された反映アドミッタンスΔYr'に関して
ΔSNRint,s≒(|V0|/V0,n)Qs|ΔYr'|nC/(1+nC) (321)
とも書かれ得る。
図7Kの回路740についてここでは繰り返されないが、熱ノイズに対して同様の考慮が行われ得る。熱ノイズに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRの式は、図7Nの表において与えられる。
さらなる態様では、基本WPT動作角周波数ωWにおける誘起される電流成分
Isn=IsW (322)
に関して式(147)によって定義されるような広帯域外来SNRが考慮される。さらに、
1/(ωWC)>>ωWLp (323)
であると仮定すると、図7Kの回路740の並列共振構成に対する電流Iの擾乱電流成分IWは、概ね
In=IW≒IsWωWLpωWCs≒IsW(ωW/ωp)2/nC (324)
になる。係数(ωW/ωp)2/nCは、感知回路741のハイパスフィルタ効果による低周波の誘起電流IsWの減衰であると考えられ得る。
|I|≒|VC|GLP (325)
を使用すると、図7Kの回路740の並列共振構成の広帯域外来SNRを、
SNRW,p≒(|VC|GLp/IsW)(ωp/ωW)2nC (326)
と表すことができ、
|VC|≒|IC|/(ωpC) (327)
は感知電極702にわたる電圧を表す。式(326)は、Q値Qpおよびインダクタンス比nCに関して
SNRW,p≒(|IC|/IsW)(ωp/ωW)2nC/Qp (328)
とも書かれ得る。
図7Kの回路740の直列共振構成に対する電流Iの中の擾乱電流IWは、概ね
IW≒IsWωWLωWCs≒IsW(ωW/ωs)2/(1+nC) (329)
になる。係数(ωW/ωp)2/(1+nC)は、感知回路741のハイパスフィルタ効果による低周波の誘起電流IsWの減衰であると考えられ得る。さらに、感知電極702の電圧|VC|に関して角周波数ωsにおける感知信号電流|I|を表すと、以下のようになる。
|I|≒|VC|(ωsC-(ωsLp)-1)≒|VC|ωsCs (330)
図7Kの回路740の直列共振構成に対するWPT基本擾乱電流成分IsWに関する広帯域外来SNRは、
SNRW,s≒(|VC|ωsCs/IsW)(ωs/ωW)2(1+nC) (331)
と表され得る。関係
|VC|≒|IC|ωsC (332)
を使用すると、式(331)は
SNRW,s≒(|IC|/IsW)(ωs/ωw)2(1+nC)/nC (333)
とも書かれ得る。
式(328)および(333)、ならびにωs=ωpに基づき、図7Kの回路740の並列共振構成の広帯域外来SNRと直列共振構成の広帯域外来SNRとの間の以下の関係を見出すことができる。
SNRW,s≒SNRW,pQp/(1+nC)/nC 2 (334)
図7Jの回路700と図7Kの回路740の直列共振構成および並列共振構成に関連する、感知回路の共振周波数、Q値、インピーダンス/アドミッタンス、微小変化、および様々なSNRに関する式の選択が、図7Nの表に列挙される。前に述べられたように、これらの式は、図7Jおよび図7Kに関して行われる仮定に対して有効である。
TABLE 3(表3)は、図7Jの回路700および図7Kの回路740の、直列共振構成および並列共振構成の数値分析のために使用される例示的なパラメータ値を提供する。回路740の誘起される擾乱電圧VsW、ノイズ電圧Vsn、ならびにそれぞれの等価電流IsWおよびIsnの値は、ワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2に関連するワイヤレス電力伝送構造200)へと統合される多目的検出回路100に対して典型的なものであると考えられ得る。TABLE 1(表1)において与えられるような物体114の正規化された反映インピーダンスは、各々約350×45mmのフォームファクタであり電気的に並列に接続されている2つのセクション(図1に示されるような)からなるシングルエンド感知電極702(たとえば、容量性感知素子109a)から150mmの距離にある人の四肢(たとえば、手)に対して典型的なものであり得る。例示的な感知電流レベル|IC|は、確立されたEMC規格(たとえば、EN 300330)の電磁放射限界によって与えられる制約内にあり得る。例示的なSNR|I0|/I0,nおよび|V0|/V0,nは、それぞれ、図4および図5Fを参照して前に説明されたような、感知信号源(たとえば、感知信号電流源512および感知信号電圧源552)のデジタル実装形態に対して典型的なものであり得る。
Figure 2022553972000019
図7Jおよび図7Kに関連して上で定義されたような関係式を使用してTABLE 3(表3)の数値的な仮定に基づいて得られるような数値的な結果が、TABLE 6(表6)に列挙される。TABLE 6(表6)は加えて、図7Aに関連して述べられるような角度誤差arg{ΔZ'}の数値結果を示す。さらに、それは、TABLE 5(表5)において規定されるような感知電流|IC|を用いて感知回路701の感知電極702を駆動するための、駆動電流レベルI0、駆動電力レベルPを含む。したがって、それは、TABLE 5(表5)において規定されるような感知電流|IC|を用いて感知回路741の感知電極702を駆動するための、駆動電圧レベルV0、駆動電力レベルPを含む。TABLE 6(表6)に列挙される結果の一部は、回路分析ツールを使用して決定された。
Figure 2022553972000020
TABLE 4(表4)に列挙される数値結果に基づいて、以下の結論を導くことができる。図7Aの回路700の並列共振構成によって一般に提示されるような高いインピーダンスの大きさ|Z11,0|は、インダクタンス比nL>1(たとえば、nL=2)となるように感知回路701を構成することによって、微小変化の喪失なしでかなり低下させることができる。逆に、図7Eの回路740の直列共振構成によって一般に提示されるような低いインピーダンスの大きさ|Z11,0|は、静電容量比nC>1(たとえば、nC=2.5)となるように感知回路741を構成することによって、微小変化の穏やかな喪失という犠牲を伴い増大させることができる。さらに、TABLE 4(表4)の結果は、ディファレンシャル狭帯域外来SNR(ΔSNRex)に関して、たとえばWPTスイッチングノイズに関連して等価である回路および構成を示す。その上、熱(抵抗)ノイズに関するディファレンシャル狭帯域固有SNRの数字は、回路および構成が等価であることを示す。それらはまた、WPTが作動していないときでも熱ノイズの全体的ノイズに対する影響が無視できることがあることも示す。WPT基本擾乱電圧(VsW)に関連して広帯域外来SNRについて得られる数字は、回路700の直列共振構成と回路740の直列共振構成との間のかなりの差(>60dB)を示す。回路700および740の並列共振構成はほぼ等価であり、回路および構成の広帯域外来SNRは6dBより大きく、これは実際の実装形態では最低限の要件であり得る。TABLE 4(表4)はさらに、回路700の直列共振構成および回路740の並列共振構成に対する無視できる角度誤差
Figure 2022553972000021
 と、他の構成の各々に対する約2°の角度誤差とを示す。回路740の並列共振構成を除き、指定された感知電流レベル|IC|を用いて感知電極702を駆動するためのそれぞれの測定ポート708および748において必要とされるような電流レベルまたは電圧レベルは、本明細書において理論的に分析されるような他の回路および構成に対する低電力電子機器の適切な範囲内にあり得る。並列共振構成において回路740を駆動するために必要とされるような電圧は、電子回路によって与えられるような制約を超えることがあり、たとえば変圧器726を使用する変換を必要とすることがある。
図7Lは、それぞれ図7G、図7H、および図7Iの760、770、および780において使用される容量性感知素子に適用可能な「π型」等価回路モデルを示す。回路モデル762-1は、図7G、図7H、および図7Iに示されるように、「π型」トポロジーで接続され静電容量C1、C2、および相互容量CMに関連する、3つの静電容量を備える。
図7Mは、それぞれ図7G、図7H、および図7Iの回路760、770、および780において使用される容量性感知素子に適用可能な別の等価回路モデル762-2を示す。回路モデル762-2は、一次感知電極および二次感知電極へとそれぞれ誘起される電流を表すそれぞれの電圧制御される電流源Iind,1およびIind,2に並列の静電容量C1およびC2を備える。図7Lの等価回路モデル762-1および図5Iの562-1のように、図7M等価回路モデル762-2は、図5Jの等価回路モデル562-2に対して電気的に双対である。
図7Nは、図7Jの回路700と図7Kの回路740の直列共振構成および並列共振構成に関連する、感知回路の共振周波数、Q値、インピーダンスまたはアドミッタンス、微小変化、および様々なSNRに関する選択された式の概要の表を示す。前に述べられたように、これらの式は、図7Jおよび図7Kに関連して行われる仮定に対して有効である。
図8Aは、複素平面800、またはより正確には、感知電極(たとえば、図7Eに関連する感知電極702)の近くにある場合に様々なタイプ(カテゴリ)の物体(たとえば、物体110、112、114、または車両330)の反映アドミッタンスΔYrが生じ得るような象限1を備える複素平面の一部を示す。より具体的には、図8Aは影付きのエリア(角度範囲802および804)を示し、異なるタイプ(カテゴリ)の物体(たとえば、物体110、112、114)の反映インピーダンスΔYrは、(たとえば、MHz範囲にある)感知周波数において測定され得る。異なるカテゴリの物体の特性を強調するために、図8Aに示される角度範囲802から804は、縮尺通りに描かれていないことがあり、定量的ではなく定性的であると見なされるべきである。範囲802および804の外側の角度を伴うアドミッタンスΔYrを反映する物体(たとえば、110、112、114、または車両330)が存在し得る。その上、実際の角度範囲は、特定の感知周波数、容量性感知素子(たとえば、感知素子702)のいくつかの特性、図1を参照して前に論じられたような容量性感知素子の誘導性感知効果、容量性感知素子に対する物体の位置および向きにも依存し得る。
複素平面800および影付きエリア(たとえば、角度範囲802から804)は、それぞれ、実数軸および虚数軸をRe{ΔZr}およびjIm{ΔZr}と単に呼び名を変えることによって、反映インピーダンスΔZrにも適用され得る(図8Aには示されない)。
さらに、図8Aは、1ユーロセント硬貨(物体110a)によって表される金属物体110、プラスチック片(物体112c)および水滴(物体112d)などの2つの異なるタイプの非生物の誘電性の物体112を示す。その上、図8Aは、手(人の四肢を象徴する)を表す生物114を示す。図8Aは、角度範囲802と関連付けられる金属物体110a、誘電性の物体112c、および生物114を示す。さらに、図8Aは、角度範囲804と関連付けられる水滴(物体112d)を示す。
多目的検出回路100のいくつかの実装形態では、容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109a)を統合するワイヤレス電力伝送構造のハウジング(たとえば、図3のワイヤレス電力伝送構造200のハウジング328)へと車両(たとえば、車両330)の濡れた底部から落ちる水は、フォールスポジティブの検出を引き起こし得る。したがって、水滴によるフォールスポジティブの検出を防ぐために、角度arg{ΔYr}に基づいて水滴(物体112d)を区別するのが望ましいことがある。反映アドミッタンスΔYrに関する水滴の特異性が、図8B、図8C、図8D、図8E、および図8Fに関連して以下で分析される。
信号端子703を有するシングルエンド容量性感知素子(たとえば、感知電極702)の近くの物体(たとえば、物体110、112、114、または車両330)の効果が、図8Bに示されるグラウンド関連の1ポート等価回路モデル810によって経験的にモデル化され得る。この回路は、図7Lに示される容量性結合の「π型」等価回路モデルに基づく。等価回路モデル810は、感知電極702を指す一次等価並列静電容量C∞-CMと、両方とも物体(たとえば、物体110、112、または114)を指す二次等価並列静電容量Cob-CMおよび等価並列コンダクタンスGobと、感知電極702と物体との間の容量結合を表す相互容量CMとを備える。より具体的には、静電容量C∞は、静電容量CobおよびコンダクタンスGobのうちの少なくとも1つが無限大である物体(たとえば、物体110、112、または114)があるときに信号端子703によって測定され得るような静電容量を指す。静電容量C∞は、二次短絡静電容量とも見なされ得る。同様に、静電容量Cobは、信号端子703がグラウンドに短絡されている感知電極702があるときの物体の静電容量を指す。静電容量Cobは、一次短絡静電容量とも見なされ得る。さらに、静電容量CobおよびCMは、物体のサイズ、幾何学的形状、感知電極702に対する位置および向きに関連し得るが、物体を組成する材料の電気的特性にも関連し得る。
異なる材料からなるあらゆる実際の異種の物体(たとえば、物体110、112、または114)は、
Figure 2022553972000022
 と定義される複素相対誘電率を有する材料からなる等価な同種の物体によって置き換えられ得ると考えられ、
Figure 2022553972000023
 は相対実誘電率を指し、
Figure 2022553972000024
 は材料の電気的損失に関する相対誘電率の虚部を指す。相対誘電率の虚部は、材料の拘束電荷および双極子緩和現象に起因する誘電損失係数
Figure 2022553972000025
 、ならびに材料の導電率σに起因する別の損失係数とを備え得る。相対誘電率の虚部は、
Figure 2022553972000026
 と定義され得る。一般に、等価な物体の複素相対誘電率は、容量性感知素子(たとえば、感知電極702)に対する実際の物体の位置と向きに依存する。比
Figure 2022553972000027
 は一般に、誘電性材料の誘電正接として知られている。
Figure 2022553972000028
図8Bの等価回路モデル810では、物体(たとえば、物体110、112、114、または車両330)は、アドミッタンスYob=Gob+jωCobにより抽象化される。物体のアドミッタンスYobは、以下のように等価な同種の物体の複素相対誘電率
Figure 2022553972000029
 の関数であるとさらに考えられ、
Figure 2022553972000030
 ここでCob,0は、
Figure 2022553972000031
 であり、かつ空気と区別不可能である、したがって異質な物体がない状態と区別不可能である
Figure 2022553972000032
 材料の架空の(「ステルス」)物体の静電容量を指す。定義上、関数f(1-j0)=1である。さらに、物体の関数
Figure 2022553972000033
 は、次のような形式であってもよく、
Figure 2022553972000034
 係数αは物体(たとえば、物体112)の幾何学的形状、位置、および向きに依存し、χは等価な物体の誘電性材料の電気的感受性を示す。すべての3つの次元において長さが同様である物体(たとえば、球状の形状の物体)では、係数αは3次であり得る。物体の実効複素相対誘電率を、
Figure 2022553972000035
 と定義することが有用であり得る。増大する
Figure 2022553972000036
 に対して、実効相対誘電率
Figure 2022553972000037
 は
Figure 2022553972000038
 に近づく。
等価回路モデル810に基づいて、物体(たとえば、物体110、112、114)があるときの感知電極702の信号端子703において現れるようなアドミッタンスは、
Y=jωC∞+ω2CM/Yob (341)
であることがわかり得る。式(185)に従って、かつ静電容量Cob,0に関連して容量性結合係数kCを
kC 2=CM 2/(C∞Cob,0) (342)
と定義し、式(338)を式(341)に適用すると、
Figure 2022553972000039
 が得られる。さらに、異質な物体がない
Figure 2022553972000040
 ときの感知電極702の静電容量としてCを定義すると、
Figure 2022553972000041
 としたときの極限の静電容量C∞を
C∞=C/(1+kc 2) (344)
と表すことができ、異質な物体がない
Figure 2022553972000042
 ときのアドミッタンスを
Y0=jωC (345)
と表すことができる。式(344)を式(343)に適用して、式(345)を使用すると、kCおよび
Figure 2022553972000043
 に関して物体(たとえば、物体110、112、114)の反映アドミッタンスが得られる。
Figure 2022553972000044
 さらなる態様では、無限大に近づく複素誘電率(
Figure 2022553972000045
 )"に対する極限の反映アドミッタンスΔYr,∞を定義し、
ΔYr,∞=jω C kC 2/(1-kC 2) (347)
アドミッタンスΔYrを極限の反映アドミッタンスΔYr,∞に対して次のように正規化することが有用であり得る。
Figure 2022553972000046
図8Cは、定数
Figure 2022553972000047
 および定数
Figure 2022553972000048
 の輪郭線を示す正規化された反映アドミッタンスΔYr/ΔYr,∞の別の複素平面820の象限1を示す。この正規化されたアドミッタンスチャートは、
Figure 2022553972000049
 および
Figure 2022553972000050
 のうちの少なくとも1つを増大させると、ΔYr/|ΔYr,∞|=jに向かうことを示す。逆に、
Figure 2022553972000051
 および
Figure 2022553972000052
 を減少させると、原点ΔYr/|ΔYr,∞|=0に向かう。図8Cはまた、実効誘電率の高い(たとえば、
Figure 2022553972000053
 )誘電性の物体(たとえば、物体112または114)に対して、
Figure 2022553972000054
 およびσとは無関係に、実質的に虚数である(たとえば、図8Aに関連する角度範囲802の中にある)正規化された反映アドミッタンスΔYr/|ΔYr,∞|も示す。同じことが、高い導電率σによって特徴付けられる金属物体(たとえば、物体110)に対して当てはまり得る。一方、誘電率が比較的低く(たとえば、
Figure 2022553972000055
 )、損失係数が中程度である(たとえば、
Figure 2022553972000056
 )材料からなる物体(たとえば、物体112)は、角度arg{ΔYr}<78°である(たとえば、角度範囲804の中にある)アドミッタンスを反映し得る。
一連の研究室での実験において、様々な生物および非生物物体(たとえば、物体110、112、および114)が、プラスチックハウジング(たとえば、図3のワイヤレス電力伝送構造200のハウジング328)によって囲まれるワイヤレス電力伝送構造に統合される容量性感知素子(たとえば、感知電極702)に近づけられたときの、3MHzの感知周波数における反映アドミッタンスΔYrに関して試験された。反映アドミッタンスΔYrは、適切に較正されたインピーダンス測定回路(たとえば、図7Aの回路700)を使用して感知回路の測定ポート(たとえば、図7Aの感知回路701の測定ポート708)においてインピーダンスZ11の変化ΔZを測定することによって決定された。
より具体的には、生物(たとえば、成人の人体の四肢、幼児の人体の四肢、猫など)が、ハウジングの中で容量性感知素子に近づけられたときのそれらの反映アドミッタンスに関して試験された。すべての試験された生物が、虚数軸に近い(たとえば、図8Aの角度範囲802の中にある)反映アドミッタンスΔYrに対応するインピーダンス変化ΔZを生み出した。TABLE 5(表5)は、3MHzにおける様々なタイプの人体組織の複素誘電率
Figure 2022553972000057
 および導電率σの実数部と虚数部を列挙する。これらの組織のタイプは一緒に、人体の四肢のかなりの部分を構成し得る。TABLE 5(表5)の数字は、相対誘電率がたとえば
Figure 2022553972000058
 および
Figure 2022553972000059
 である等価な誘電性材料を示唆しており、これらは、a≒3であることも仮定する式(340)および(339)に従うと、実効相対誘電率、たとえば
Figure 2022553972000060
 および
Figure 2022553972000061
 に対応し得る。式(348)によれば、
Figure 2022553972000062
 である物体は、実験的に観察されるような実質的に虚数のアドミッタンスΔYr(たとえば、図8Aの角度範囲802の中にある)を反映し得る。
Figure 2022553972000063
実質的に虚数軸にある(たとえば、図8Aの角度範囲802の中の)反映アドミッタンスΔYrは、ある導電率、たとえば式(347)から予想されるようなσ>10MS/mを伴う材料からなる金属物体(たとえば、物体110)に対しても測定された。
さらに、非生物の誘電性物体(たとえば、物体112)、たとえば
Figure 2022553972000064
 であるプラスチック片、蒸留水(σ≒0)で満たされた、水道水(σ≒0.5mS/m)で満たされた、塩水(σ≒40mS/m)で満たされたポリエチレンテレフタレート(PET)プラスチックボトル、培養土、湿った葉、雪、および氷を用いて、試験が実行された。すべての試験物体が、実質的に虚数軸にある(たとえば、図8Aの角度範囲802の中の)反映アドミッタンスΔYrに対応するインピーダンス変化ΔZを生み出した。TABLE 6(表6)は、固体と液体の誘電性材料の
Figure 2022553972000065
 および誘電正接tan(δ)を列挙する。水(水道水および海水)を除くすべての列挙された材料は、誘電正接<0.05を示す。式(347)に従うと、これらの材料のいずれかの物体(たとえば、物体112)は、実質的に虚数の反映アドミッタンス(たとえば、角度範囲802の中にある)を生じさせ得る。誘電正接が高い(たとえば、tan(δ)>30)にもかかわらず、水は、式(347)から予想されるような高い相対誘電率
Figure 2022553972000066
 により、虚数軸に近いアドミッタンスΔYrを反映し得る。
Figure 2022553972000067
容量性感知素子(たとえば、図3の容量性感知素子109a)を統合するワイヤレス電力伝送構造のプラスチックハウジング(たとえば、図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200のハウジング328)に滴る水も用いて、試験が実行された。これらの試験は、車両がワイヤレス電力伝送構造の上に駐車されるときの、容量性感知素子の上の敏感なエリアに車両の底部(たとえば、車両330)から滴る雨または雪解け水を表すものであり得る。容量性感知素子の上のハウジングの表面に衝突する前および後の水道水の水滴が、たとえば25°～40°の範囲にある(たとえば、角度範囲804の中にある)角度arg{ΔYr}を伴うアドミッタンスを反映することが観察された。この観察結果は、たとえば上で言及されたようなプラスチックボトルに含まれる大量の同じ水を使用して測定されたような反映アドミッタンスと異なる。式(347)によれば、上の角度範囲における反映アドミッタンスは、TABLE 6(表6)において与えられるような水道水よりかなり低い実効相対誘電率
Figure 2022553972000068
 、また相対誘電率
Figure 2022553972000069
 を示唆する。水の実効誘電率は、体積対表面積比が減少するにつれて低下するようである。この現象は、分子間力(たとえば、ファンデルワールス力)によって引き起こされる液体の表面張力効果に関係する可能性があり、これは体積対表面積比が小さい(たとえば、<5mm)とき顕著になる。体の体積対表面積比は、長さの単位(たとえば、mm)の次元を有し、体のスケール因子とともに線形に増大する。
容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109a)の近くに配設されたプラスチックホースに水が含まれているような試験セットアップを使用してこの現象をさらに調査するために、特別な研究室での実験が行われた。ホースの水位を正確に調整できるようにするために、プラスチックホースは貯水槽に接続された。より具体的には、第1の実験では、反映アドミッタンスΔYrが、直径2mmの第1のプラスチックホースにおいて、60mmの水位の変化について測定された。第2の実験では、反映アドミッタンスΔYrが、4mmの直径を有する第2のプラスチックホースにおいて、15mmの水位の変化について測定された。両方の実験において、60mmおよび15mmの水位の変化は、それぞれ、異なる体積対表面積比で、体積が188.5mm3である円柱形の水のサンプル(たとえば、物体112)を容量性感知素子に近づけることと等価であると見なされ得る。第1の実験において使用される2×60mmの水のサンプルの体積対表面積比は0.49mmであり、第2の実験では0.88mmになる。比較のために、直径4mmの球状の水滴は、0.66mmの体積対表面積比をもたらす。さらに、水の導電率σの影響を調査するために、第1および第2の実験は、市販の蒸留水、約0.03%のカルシウムイオンおよびマグネシウムイオンを伴う水道水、ならびにNaCl溶液を使用する異なる塩分の水を用いて実行された。蒸留水で開始し、一連の測定においてNaCl濃度が連続的に上げられた(2倍にされた)。
図8Dは、複素平面820における異なるNaCl濃度に対して決定されるような正規化された反映アドミッタンスΔYr/|ΔYr,∞|を表示し、これは、図8Cに関連する定数
Figure 2022553972000070
 および定数
Figure 2022553972000071
 の輪郭線も示す。極限の反映アドミッタンスΔYr,∞が、無限大の導電率σに向かって一連の測定されたデータ点を外挿することによって決定された。さらに、図8Dは物体112を示し、これは、上で説明されたような第1および第2の実験において使用される円柱形の水のサンプルである。円形および長方形のマークは、それぞれ、蒸留水、水道水、および百分率(%)で示されるような濃度のNaCl溶液を使用して、2×60mmおよび4×15mmの水のサンプルについて決定されるような正規化された反映アドミッタンスを指す。右のテーブルは、水に溶けているNaClの質量百分率、対応するモル濃度(モル/リットル単位の)、および理論により予測されるようなmS/m単位の導電性σも示す。図8Dに表示されるデータ点は、NaCl濃度が低い(たとえば、<0.1%)水の相対誘電率
Figure 2022553972000072
 は、体積対表面積比が(たとえば、1mm未満に)減少するにつれて実質的に低下するが、NaCl濃度が上昇するにつれて安定して増大することを示唆する。
2×60mmの水のサンプルにおける試験されるイオン濃度の範囲にわたる角度arg{ΔYr}の変動を示すために、図8Eは、複素平面840における単位反映アドミッタンスΔYr/|ΔYr|(大きさ|ΔYr|に正規化された反映アドミッタンス)を表示する。図8Eは、イオン濃度に対して極端に敏感な反映アドミッタンスΔYrの角度を示す。90°と実質的に異なる角度を生み出すには、非常に低いNaCl濃度(たとえば、<0.01%)で十分である。図8Eから明らかであるように、蒸留水の非常に低いイオン濃度ですらも、90°からの測定可能なずれを引き起こし得る。さらに、図8Eを考えると、角度は最初、NaCl濃度が上昇するにつれて低下し、約0.04%のNaClにおいて28.6°という最小値に達する。濃度がさらに上昇すると、角度arg{ΔYr}は底打ちし、20.5%において86.5°に達する。偶然にも、水道水のサンプルは、その最小の角度の近くの角度を伴うアドミッタンスを反映した。さらに、車両の底部から集められた水を用いて実行された試験は、車両の底部にかかる路上の雨または雪解け水が、実質的に90°と異なる角度(たとえば、<60°)を生み出すのに十分な溶解したミネラルをすでに含んでいるという証拠をもたらす。
同様に、図8Fは、4×15mmの水のサンプルに対する複素平面840における単位反映アドミッタンスΔYr/|ΔYr|を表示し、これは、86.5°/57.8°≒1.5という角度変動比を示し、それに対して、2×60mmの水のサンプルを用いた第1の実験から得られる角度変動比は、78.7°/28.6°≒2.75である。比2.75/1.5≒1.84は、これらの研究室での実験において使用されたそれぞれの水のサンプルの体積対表面積比を指す比0.88/0.49≒1.8に似ている。しかし、角度変動比と体積対表面積比との間に法則を導き出すには、入手可能な実験データは十分ではないことがある。しかしながら、それは、水のサンプルの体積対表面積比が増大するにつれて、角度変動比が低下することを示唆する。
さらなる態様では、
Figure 2022553972000073
 と定義される実効的な電気的感受性、ならびに2×60mmおよび4×15mmの水のサンプルの実効導電率σeffは、拘束電荷および双極子緩和に起因する損失係数
Figure 2022553972000074
 が3MHzの感知周波数において無視できると仮定して、測定された反映アドミッタンスならびに式(337)、(335)、および(336)に基づいて分析される。図8Gは、対数-対数のダイアグラム860で比χe,eff/χeと比σeff/σを表示し、χeおよびσはそれぞれ、25度の水温および3MHzについて、図8に示されるようなNaCl濃度に対して理論により予測されるような水の電気的感受性および導電性を示す。図8Gのダイアグラム860は、NaCl濃度の上昇とともに比χe,eff/χeが増大し、一方で比σeff/σは低下することを明らかにする。しかしながら、両方の比が、2×60mmの水のサンプルでは低いNaCl濃度(たとえば、<0.02%)において～2.4×10-4に、4×15mmのサンプルでは-2×10-3に収束する。
最後に、図8Hのダイアグラム880は、2×60mmと4×15mmの水のサンプルに対する実効複素誘電率
Figure 2022553972000075
 とNaCl濃度との間の関係を表示する。ダイアグラム880は、～0%のNaCl(蒸留水)において1に近い2×60mmの水のサンプルの実効相対誘電率の実部
Figure 2022553972000076
 が、NaCl濃度の上昇とともに増大して、20.5%のNaClでは～1.8という値に達し、一方、～0と～4.8との間で虚数部の絶対値(電気的損失を表す)
Figure 2022553972000077
 が変動することを示す。4×15mmの水のサンプルに対して、実効相対誘電率
Figure 2022553972000078
 は～0%のNaCl(蒸留水)では～1.2で開始し、20.5%のNaClにおいて～3.1に達するが、
Figure 2022553972000079
 が～0と～10.5との間で変動する。
上で説明されたような研究室での実験の結果は、角度arg{ΔYr}に基づいて車両(たとえば、車両330)の底部から滴る雨または雪解け水(たとえば、物体112)と生物(たとえば、生物114)を区別する可能性を示す。したがって、たとえば図7Aの回路700に基づく、多目的物体検出回路100のいくつかの実装形態では、90°から実質的にずれた(たとえば、角度範囲804の中にある)角度arg{ΔZ}を伴うインピーダンス変化ΔZにより引き起こされる検出が抑制される。
アドミッタンスまたはインピーダンスの変化を測定するために上で説明されたが、車両(たとえば、車両330)の底部から滴る雨または雪解け水(たとえば、物体112)を区別することはまた、多目的物体検出回路100のいくつかの実装形態で測定され参照によって本明細書に組み込まれる米国特許出願のいずれかにおいて言及され得るような、他の電気的特性に基づいて達成され得る。反映アドミッタンスΔYrにおいて観察されるように、車両(たとえば、車両330)の底部から滴る雨または雪解け水(たとえば、物体112)は、他の物体(たとえば、物体110および114)によって生み出される変化と異なる電気的特性の変化も引き起こし得る。
図9Aは、多目的検出回路100の一部分の例示的な実装形態を示す回路900の回路図である。図9Aの回路900は、図1および図4に関連する多目的検出回路100のアナログフロントエンド回路部分を示す。図9Aは、多目的検出回路100のいくつかの実装形態において必要とされ得る様々な他の信号生成、処理、制御、および評価回路(たとえば、図4に示されるような)を除外する。回路900は、図5Aおよび図7Aに関連してそれぞれ前に説明されたような電流源電圧測定手法に基づく、インピーダンスの誘導性感知測定および容量性感知測定を実施する。
回路900は、図4の汎用ブロック図に関連する、ドライバ回路402、複数の誘導性感知回路106、複数の容量性感知回路108、および測定結果増幅器回路104へと再分割され得る。ドライバ回路402および測定結果増幅器回路404は、図1および図4に関連して測定回路104の一部分を構成する。複数の誘導性感知回路106は、感知回路106a、106b、...、106n(106nは例示を目的とする図9Aには示されない)を含む。複数の容量性感知回路108は、感知回路108a、108b、...、108n(108aおよび108bは例示を目的とする図9Aには示されない)を含む。図9Aに示される点は、誘導性感知回路106の数および/または容量性感知回路108の数が、図1を参照して前に述べられたように3より多くてもよいことを示すものとする。
図9Aに示される例示的な実装形態では、複数の誘導性感知回路106の各々が同一の回路トポロジーを有する。同様に、複数の容量性感知回路108の各々が同一の回路トポロジーを有する。したがって、誘導性感知回路106aについて以下で与えられる説明は他の誘導性感知回路(たとえば、106b)にも当てはまり、容量性感知回路108nについて以下で与えられる説明は他の容量性感知回路(たとえば、108a)にも当てはまる。
複数の誘導性感知回路106の各々は、電流I1(図9Aに示されるような)を用いて誘導性感知回路(たとえば、感知回路106)を駆動するための第1の測定ポート936(端子によって図9Aに示される)と、たとえば電流I1に応答して、電圧V2(図9Aに示されるように)を測定するための第2の測定ポート937(端子によって図9Aに示される)とを提供する。したがって、感知回路106は2ポートの回路であると見なされ得る。同様に、複数の容量性感知回路108の各々は、電流I1(図9Aに示されるような)を用いて容量性感知回路(たとえば、感知回路108n)を駆動するための第1の測定ポート938(端子によって図9Aに示される)と、たとえば電流I1に応答して、電圧V2(図9Aに示されるように)を測定するための第2の測定ポート939(端子によって図9Aに示される)とを提供する。したがって、感知回路108は2ポートの回路であると見なされ得る。
ドライバ回路402は、電流I1で複数の感知回路106および108の各々を選択的に(たとえば、逐次)駆動するための入力多重化回路910を含む。同様に、測定結果増幅器回路404は、複数の感知回路106および108の各々において電圧V2を選択的に(たとえば、逐次)測定するように構成される出力多重化回路940を含む。より具体的には、例示を目的とする図9Aには示されていないが、感知回路106aを駆動する電流I1はI1aと表記されてもよく、感知回路106bを駆動する電流I1はI1bと表記されてもよく、以下同様である。同様に、感知回路106aおよび106bにおける電圧V2は、それぞれV2aおよびV2bと表記され得る。
回路900は、たとえば、複数の感知回路106の各々の測定ポート936と937との間で、感知回路内トランスインピーダンスZ21を選択的に(たとえば、逐次)測定するように構成され、そのためのモードで動作し得る。この感知回路内トランスインピーダンスZ21は、感知回路106aに対して
Z2a1a≒V2a/I1a (350)
と定義され得る。感知回路106および108のいくつかの構成(以下で与えられる例)では、2ポートのトランスインピーダンスZ21は、第2の測定ポート(たとえば、測定ポート937)が開放されている状態で第1の測定ポート(たとえば、測定ポート936)において測定され得るような1ポートのインピーダンスZ11に実質的に等しい。
しかしながら、回路900はまた、たとえば十分な相互結合をもたらす隣り合う感知素子(たとえば、誘導性感知素子107aおよび107b)と関連付けられる複数の感知回路のペアの各々の間で、感知回路間トランスインピーダンスZ21を選択的に(たとえば、逐次)測定するように構成されてもよく、そのためのモードで動作してもよい。感知回路106aの測定ポート936と感知回路106bの測定ポート937との間で測定されるような感知回路間トランスインピーダンスZ21は、
Z2a1b≒V2b/I1a (351)
と定義され得る。
いくつかの実装形態または動作では、感知回路間トランスインピーダンスZ21の測定が、誘導性感知回路のペア(たとえば、誘導性感知回路106aおよび106b)の間で、および容量性感知回路のペア(たとえば、容量性感知回路108aおよび108b)の間で実行される。簡潔にするために、本明細書では、感知回路内トランスインピーダンスZ11はインピーダンスZ11と呼ばれることが多く、感知回路間トランスインピーダンスZ21はトランスインピーダンスZ21と呼ばれることが多い。しかしながら、厳密には、Z11とZ21の両方がトランスインピーダンスを表し得る。
ある態様では、隣り合う感知素子(たとえば、107aおよび107b)のうちの少なくとも1つの近くの物体(たとえば、物体110)は、インピーダンスZ11とトランスインピーダンスZ21の両方を変化させ得る。したがって、Z21を追加で測定することは、多目的検出回路100の検出の信頼性を高め得る。インピーダンスZ11とトランスインピーダンスZ21の両方を測定するように構成される物体検出回路の例示的な実装形態および動作は、「Foreign Object Detection Circuit Using Mutual Impedance Sensing」という表題の米国特許出願第16/358,534号において説明され、その内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
誘導性感知回路106aは、インダクタンスLの感知コイル(たとえば、図5Aの感知コイル502)、静電容量Csの第1のキャパシタ(たとえば、図5Aのキャパシタ504)、インダクタンスLpのインダクタ(たとえば、図5Aのインダクタ506)、静電容量Cb1の第2のキャパシタ928、および静電容量Cb2の第3のキャパシタ929を含む、誘導性感知素子107aを含む。第1のキャパシタ504は、グラウンドにも接続される誘導性感知素子107aと直列に電気的に接続される。インダクタ506は、キャパシタ504と誘導性感知素子107aの直列回路に並列に電気的に接続される。第2のキャパシタ928は、直列回路キャパシタ504および誘導性感知素子107aを測定ポート936に容量結合し、一方、第3のキャパシタ928は測定ポート937に容量結合する。
図9Aの回路900の例示的な実装形態または構成では、複数の誘導性感知回路106の各々は、実質的に、図5Aの回路500を参照して前に論じられたような感知周波数において、インピーダンス|Z11|の最小値(直列共振)を提供するように構成される(同調される)。
いくつかの実装形態では、少なくともキャパシタ504は、高い熱安定性を提供する低い温度係数を伴うタイプ(たとえば、NP0型キャパシタ)であり、複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106nの各々において測定されるような電気的特性(たとえば、インピーダンスZ11)の熱ドリフトを減らす。他の実装形態では、キャパシタ504は、誘導性感知素子107aの温度ドリフトの少なくとも一部分を補償するように構成される温度補償キャパシタである。さらなる態様では、インダクタ506は、フェライトコアを使用してもよく、または、たとえばより高い線形性を目的に空芯コイルであってもよい。
プリント回路基板(PCB)を使用する回路900のまたさらなる実装形態では、複数のインダクタ506が、たとえば互い違いの向きによって、隣り合うインダクタ506間の磁場結合を減らすように並べられる。さらに他の実装形態では、インダクタ506は、隣り合うインダクタ506間の磁場結合、および、たとえばワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連してワイヤレス電力伝送構造200)によって生成されるような磁場によってインダクタ506へと誘起される擾乱電圧のうちの少なくとも1つを減らすために、電磁的に遮蔽される。
その上、図5Aの回路500に関連して前に言及されたように、第1のキャパシタ504は、並列インダクタ506と一緒に、2次ハイパスフィルタを形成し、図5Aを参照して前に論じられたように電圧Vの低周波擾乱成分(たとえば、WPT周波数における)を減衰させる。キャパシタ504は、並列インダクタ506と一緒に、この低周波擾乱成分を、たとえば感知周波数におけるそれぞれの電流I1に応答して、電圧V2のレベルよりはるかに低いレベルに減衰させるように構成され得る。したがって、このハイパスフィルタは、測定結果増幅器回路404における、およびさらなる処理における(たとえば、図4に関連する信号処理回路408における)ダイナミックレンジ要件をかなり下げることができる。それはまた、WPT動作周波数(基本波およびその高調波)におけるあらゆる低周波信号と、感知周波数における感知信号との間の、あらゆる相互変調効果を減らすことができる。相互変調は、たとえば測定結果増幅器回路404における非線形歪みの効果により生み出され得る。感知周波数において、このハイパスフィルタが電圧V2に、したがって測定されるインピーダンスZ11に対して及ぼす影響は小さいことがあり、これはさらなる処理(たとえば、図4の信号処理回路408における)において補正され得る。このハイパスフィルタによって引き起こされるあらゆる位相シフトは、たとえば、図5Aを参照して前に論じられたような較正を実行することによって決定され得る。
いくつかの実装形態では、ドライバ回路402の出力におけるあらゆるDCの流れを阻止するために、第2のキャパシタ928が必要とされ得る。ある態様では、キャパシタ928はまた、ドライバ回路402の出力において、(たとえば、WPT動作周波数における)任意の残存低周波電圧成分を減衰させるのを助け得る。その上、いくつかの実装形態では、キャパシタ928はまた、測定されるインピーダンス(たとえば、Z11)における並列インダクタ506のリアクタンスの効果を補償し、または部分的に補償するために、および、したがって図5Aに関連して前に論じられたような測定される角度arg{ΔZ}の誤差を減らすために使用され得る。同様に、いくつかの実装形態では、第3のキャパシタ929は、測定結果増幅器回路404の入力におけるあらゆるDCの流れを阻止するために必要とされ得る。いくつかの態様では、キャパシタ929はまた、測定結果増幅器回路404の入力におけるあらゆる残存低周波電流成分(たとえば、WPT動作周波数における)を減衰させるのを助け得る。その上、いくつかの実装形態では、それはまた、図5Aを参照して論じられたように、測定されたインピーダンスZ11における並列インダクタ506のリアクタンスの効果を補償し、または部分的に補償するのを助け得る。測定結果増幅器回路404の入力インピーダンスよりかなり小さいリアクタンスをもたらすキャパシタ929を使用する実装形態または構成では、感知回路内トランスインピーダンスZ21は、上で論じられたようにインピーダンスZ11に実質的に等しい。
直列共振状態における誘導性感知回路106aのインピーダンス|Z11|は、測定回路(たとえば、図4に関連する測定回路104)の適切な測定範囲にあると仮定される。したがって、図9Aに示されるような誘導性感知回路106は変圧器(たとえば、図5Bの変圧器526)を含まない。
容量性感知回路108nは、静電容量Cを有する感知電極(たとえば、シングルエンド感知電極を示す図7Cの感知電極702)、インダクタンスLsを有する直列インダクタ724(たとえば、図7Cの直列インダクタ724)、ならびに一次ポートと二次ポート、二次参照メインインダクタンスLm、および電圧変換比1:nVTを提供する提供する変圧器726(たとえば、図7Cの変圧器726)を含む、容量性感知素子109nを含む。さらに、それは、たとえば図9Aの誘導性感知回路106を参照して前に論じられたような目的で、静電容量Cb3の第1のキャパシタ930および静電容量Cb4の第2のキャパシタ931を含む。インダクタ724は、容量性感知素子109nに直列に電気的に接続される。インダクタ724と容量性感知素子109nの直列回路は、グラウンドにも接続する変圧器726の二次ポートに電気的に接続される。変圧器726の一次ポートは、それぞれキャパシタ930および931を介して測定ポート938および939に容量結合され、グラウンドにも電気的に接続する。
いくつかの実装形態では、変圧器726は一次巻線およびガルバニック絶縁された二次巻線を備え、両方の巻線が図10に示されるような共通のフェライトコアに巻かれる。MHz範囲にある名目の感知周波数のために構成される例示的な変圧器726は、2穴のフェライトコアを使用する。
図9Aの回路900の例示的な実装形態または構成では、複数の容量性感知回路108の各々は、実質的に、図7Cの回路720を参照して前に論じられたような感知周波数において、インピーダンスの大きさ|Z11|の最小値(直列共振)を提供するように構成(同調)される。
いくつかの実装形態では、少なくともインダクタ704は、より高い熱安定性をもたらす低い温度係数を伴うタイプであってもよく、複数の容量性感知回路108の各々において測定されるようなインピーダンスZ11の熱ドリフトを減らす。他の実装形態では、インダクタ704は、容量性感知素子109nの温度ドリフトの少なくとも一部分を補償するように構成される温度補償インダクタである。さらなる実装形態(本明細書に示されない)では、補助温度補償キャパシタは、インダクタ704および容量性感知素子109nの全体の温度ドリフトの少なくとも一部分を補償するように構成される、容量性感知素子109n(たとえば、図7Bのキャパシタ715によって示されるような)と並列に電気的に接続される。さらに、インダクタ724は、フェライトコアを使用してもよく、またはより高い線形性をもたらす空芯コイルである。
プリント回路基板に構築される回路900の別の態様およびいくつかの実装形態では、複数のインダクタ724は、たとえば互い違いの向きによって、誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)の隣り合うインダクタ724と隣り合うインダクタ506との間の磁場結合を減らすように並べられる。さらに他の実装形態では、インダクタ724および変圧器726のうちの少なくとも1つは、隣り合うインダクタ724、506間の磁場結合、および、ワイヤレス電力伝送構造(たとえば、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造200)によって生成されるような磁場によって誘起される擾乱電圧のうちの少なくとも1つを減らすように、電磁的に遮蔽される。
さらなる実装形態では、必要とされるインダクタンスLsの少なくとも一部分は、図7Cの回路720に関連して前に言及されたような変圧器726の漏れインダクタンスによって実現される。
図7Cの回路720に関連しても言及されたように、変圧器726の二次参照メインインダクタンスLmは、容量性感知素子109nの静電容量Cと一緒に、2次ハイパスフィルタを形成し、図7A、図7C、および図9Aの誘導性感知回路106を参照して前に論じられたように電圧V2の低周波擾乱成分を減衰させる。変圧器726は、感知周波数におけるそれぞれの電流I1に応答して、たとえば電圧V2のレベルよりはるかに低いレベルにこの低周波擾乱成分を減衰させるように構成され得る。感知周波数において、このハイパスフィルタが電圧V2に、したがってインピーダンスZ11の測定結果に対して及ぼす影響は小さいことがあり、これはさらなる処理(たとえば、図4の信号処理回路408における)において補正され得る。このハイパスフィルタによって引き起こされるあらゆる位相シフトは、たとえば、図7Aを参照して前に論じられたような較正を実行することによって決定され得る。
さらなる態様では、変圧器726は、適切に変圧比1:nVTを調整することによって、直列共振状態において現れるような感知回路108nのインピーダンスZ11を測定回路(たとえば、図4の測定回路104)の適切な測定範囲へと変換するために利用され得る。
ドライバ回路402は、ドライバ増幅器回路902、複数のスイッチ911a、911b、...、911nとして図9Aに示される入力多重化回路910、ならびに複数の直列抵抗914および915を含む。誘導性感知回路106に接続される直列抵抗914は抵抗Rser1を有し、一方、容量性感知回路に接続される直列抵抗915はRser1と一般に異なる抵抗Rser3を有する。入力多重化回路910の出力の各々は、それぞれの直列抵抗914および915を介して複数の感知回路106および108のそれぞれの感知回路に接続する。ドライバ回路402は、電流源(たとえば、図5Aに関連して説明されたような電流源512)として動作し、複数の誘導性感知回路106の各々に、および複数の容量性感知回路108の各々に、感知周波数における駆動電流信号I1を選択的に(たとえば、逐次)適用するように構成される。駆動電流信号I1(たとえば、正弦波信号)は、図4を参照して信号生成器回路406の出力であり得るドライバ入力信号に基づく。例として図9Aに示されるようなドライバ増幅器回路902は、増幅器904と、利得を調整するための第1の(フィードバック)抵抗906および第2の抵抗908を備える外部抵抗回路とを含む。いくつかの実装形態では、増幅器は、低雑音演算増幅器および高い線形性をもたらす演算増幅器のうちの少なくとも1つである。ドライバ増幅器回路902は、ドライバ入力信号を受信し、正確で安定した電圧(電圧源出力)を対応する出力に提供するように構成される。前に言及されたように、いくつかの実装形態では、DC電圧がドライバ回路402の複数の出力のいずれかにおいて存在することがあり、これは、たとえば増幅器904の出力電圧のDCオフセットによって、または入力多重化回路910の何らかのタイプのアナログスイッチ(たとえば、スイッチ911a)によって引き起こされる。
ドライバ増幅器回路902は、直列抵抗(たとえば、直列抵抗914)と一緒に、ドライバ回路402の複数の出力の各々における電流源特性を模擬する。たとえば感知回路106の直列共振状態におけるインピーダンスの大きさ|Z11|よりかなり大きい(たとえば、10倍大きい)抵抗(たとえば、Rser1)を伴う直列抵抗(たとえば、直列抵抗914)は、図5Aに関連して前に定義されたような電流源512の要件を満たす電流源出力へとドライバ増幅器回路902の電圧源出力を変換し得ることが理解され得る。直列抵抗(たとえば、Rser1)を大きくすることは、電流源特性を改善し得るが、より低いレベルの駆動電流I0をもたらす。駆動電流レベルは、図5Fを参照して前に定義されたようにSNRに影響し得る。したがって、いくつかの実装形態では、直列抵抗Rser1およびRser3は、電流源特性とSNRとのトレードオフを表し得る。
代替の構成では、電流源特性は、よりリアクタンスの高いDC遮断キャパシタ(たとえば、キャパシタ928)を使用するのではなく、よりリアクタンスの低い(たとえば、Rser1)抵抗(たとえば、直列抵抗914)を使用して実現され、直列共振状態において変圧器726の一次ポートに現れるようなインピーダンスよりかなり大きい(たとえば、10倍大きい)インピーダンスを一緒にもたらす。別の実装形態の変形(本明細書に示されない)では、抵抗(たとえば、直列抵抗914)は完全に省略され、高いインピーダンスはDC遮断キャパシタ(たとえば、キャパシタ928)によって実現される。さらなる実装形態の変形(本明細書に示されない)では、電流源特性を模擬するために必要とされるような高い直列インピーダンスは、インダクタ(図9Aに示されない)および変圧器の漏れインダクタンスのうちの少なくとも1つを使用することによって少なくとも一部実現される。
さらに別の実装形態の変形では、電流源特性は、規制された電流源として構成されるドライバ増幅器回路902を使用して実現される。演算増幅器を使用する例示的な電流源回路が図9Bに示される。しかしながら、ドライバ回路402の複数の出力の各々において現れるような電流源特性は、前に説明されたようなスイッチ(たとえば、スイッチ911a)の寄生容量によって大きく損なわれ得る。したがって、この実装形態の変形(本明細書に示されない)は、フィードバック経路において追加の(第3の)多重化回路も利用するドライバ増幅器回路902へと入力多重化回路910に組み込み得る。この実装形態の変形は、ドライバ回路402の複数の出力の各々において制御された(安定した)電流源特性を提供することができ、スイッチの寄生容量の効果を実質的になくす。
別の実装形態の変形(本明細書に示されない)では、ドライバ増幅器回路902は追加で、たとえば出力電圧を変換する目的で出力変圧器を含む。抵抗(たとえば、Rser1)を下げることとは対照的に、出力変圧器を使用することで、ドライバ回路402の電流源特性を犠牲にすることなく、駆動電流レベルI1、およびしたがって感知素子電流レベルILとICを上げることが可能になり得る。
入力多重化回路910は、複数のスイッチ911a、911b、...、911nを含み、それぞれの直列抵抗914および915を介して複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々を選択的にドライバ回路402に接続し、感知周波数における電流I1で複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々を選択的に(たとえば、逐次)駆動するように構成される。したがって、複数のスイッチ911a、911b、...、911nの各々は、共通の入力ノードとも呼ばれるドライバ増幅器回路902の出力に電気的に接続される。入力多重化回路910はさらに、入力多重化回路910を制御する制御回路から(たとえば、図4の制御および評価回路102から)入力MUX制御信号を受信するように構成される。
複数のスイッチ911a、911b、...、911nの各々は、半導体アナログスイッチ(たとえば、単一の電界効果トランジスタ(FET)スイッチ、pチャネル型FETとnチャネル型FETからなるコンプリメンタリFETスイッチ)、マイクロメカニカルシステム(MEMS)スイッチ、または、スイッチが閉じている(閉状態)ときは十分に低い直列抵抗をもたらし、スイッチが開いている(開状態)ときは十分に高い電流信号の減衰をもたらす任意の他のタイプのスイッチのうちの1つであり得る。単一のFETに基づくアナログスイッチ(たとえば、スイッチ911a)の例示的な実装形態が、図9Dに示される。
スイッチ(たとえば、スイッチ911a)は、閉状態直列抵抗、等価開状態直列静電容量、およびスイッチの各々の側における等価並列静電容量によって特徴付けられ得る。スイッチ(たとえば、スイッチ911a)の閉状態抵抗は、直列抵抗(たとえば、直列抵抗914)の抵抗(たとえば、Rser1)と一緒になるので、重要ではないことが理解され得る。共通の入力ノードにおいて複数の並列キャパシタによって生み出される全体の容量性負荷は重要ではないことがあり、それは、その負荷がドライバ増幅器回路902の電圧源出力に並列であるからであることも理解され得る。
例示的な入力多重化回路910のスイッチ(たとえば、スイッチ911a)は、5Ωという閉状態の抵抗、3pFという等価開状態直列静電容量(3MHzの感知周波数では17.7kΩの直列リアクタンスに対応する)、およびスイッチの各々の側における12pFという等価並列静電容量を伴う、コンプリメンタリFETスイッチを使用し得る。
さらなる態様では、半導体アナログスイッチ(たとえば、スイッチ911a)の閉状態の抵抗は、ドライバ回路402の温度安定性に影響し得る温度ドリフトを受けることがある。したがって、いくつかの実装形態では、入力多重化回路910のスイッチ(たとえば、スイッチ911a)の影響は、その抵抗(たとえば、Rser1)がスイッチの閉状態の抵抗よりかなり大きい抵抗(たとえば、直列抵抗914)を使用することによって減少する。したがって、いくつかの実装形態では、直列抵抗Rser1およびRser3は、上で論じられたような温度安定性とSNRとのトレードオフも表し得る。
回路900(本明細書に示されない)の実装形態の変形では、直列抵抗(たとえば、直列抵抗914)およびスイッチ(たとえば、スイッチ911a)の順序は逆になり、これは、複数の直列抵抗914および915がドライバ増幅器回路902の出力(共通の入力ノード)に電気的に接続され、入力多重化回路910が複数の直列抵抗914および915と複数の感知回路106および108との間に挿入されることを意味する。順序を逆にするのはスイッチ(たとえば、スイッチ911a)の設計に対して有利であることがあり、それは、感知回路にわたる電圧V2がドライバ増幅器回路902の出力における電圧よりかなり低いことがあるからである。
上で論じられたように、低周波擾乱電圧(たとえば、WPT周波数における)は、たとえばWPT磁場によって感知素子(たとえば、感知素子107a)に誘起される電圧により、ドライバ回路402の出力および測定結果増幅器回路404の入力に現れ得る。スイッチ(たとえば、スイッチ911b)が開状態である場合、スイッチにわたるかなり低周波の電圧も存在し得る。これは、アクティブなWPT動作の間には特に当てはまり得る。大きすぎる場合、開スイッチ電圧は、スイッチの開状態の電気的特性のいずれかに影響を与え、またはスイッチに損傷を引き起こし得る。いくつかの実装形態では、誘導性感知回路および容量性感知回路(たとえば、感知回路106aおよび感知回路108)を適切に構成し、開スイッチ電圧と他の影響のトレードオフを考慮することによって、開スイッチ電圧が制限される。
測定結果増幅器回路404は、電圧測定回路(たとえば、図5Aに関連して説明されるような電圧測定回路510)のアナログフロントエンド部分として動作するように構成される。それは、複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々において電圧V2を選択的に(たとえば、逐次)バッファリングして増幅し、たとえば図4に関連する信号処理回路408におけるさらなる処理に適したレベルにあるそれぞれの電圧V2に基づいて、測定結果増幅器出力電圧信号Vout(図9Aに示されるような)を提供するように構成される。電圧利得をもたらすいくつかの実装形態では、電圧VoutはV2より大きい。他の実装形態では、測定結果増幅器回路404は主に、インピーダンスのバッファリングに役立ち、単位利得のために構成される。さらなる実装形態では、出力電圧VoutはV2よりさらに小さい。前に言及されたように、測定結果増幅器回路404の複数の入力のいずれかにおけるDCの流れが存在することがあり、たとえば、増幅器954の入力におけるDCオフセットによって、またはいくつかのタイプのアナログスイッチ(たとえば、スイッチ941a)によって引き起こされることがある。
測定結果増幅器回路404は、トランスインピーダンス増幅器回路952、複数のスイッチ941a、941b、...、941nとして図9Aに示される出力多重化回路940、ならびに出力多重化回路940のそれぞれの出力に直列に接続される複数の抵抗944および945(直列抵抗)を含む。誘導性感知回路106に接続される直列抵抗944は、直列抵抗Rser1と異なり得る抵抗Rser2を有し、一方、容量性感知回路108に接続される直列抵抗945は、Rser3およびRser2と異なり得る抵抗Rser4を有する。さらに、それは、出力多重化回路940の共通の出力ノードとも本明細書で呼ばれるトランスインピーダンス増幅器回路952の入力に電気的に接続される、複数のスイッチ941a、941b、...、941nを含む。
図9Aに示されるような例示的なトランスインピーダンス増幅器回路952は、増幅器954、抵抗Rfを有するフィードバック抵抗956、および静電容量Cfを有するフィードバックキャパシタ958を含む。いくつかの実装形態では、増幅器954は、低雑音演算増幅器および高い線形性をもたらす増幅器のうちの少なくとも1つである。増幅器954の正の入力(+)はグラウンドに接続する。フィードバック抵抗956とフィードバック抵抗958の両方が、増幅器954の出力(Vout)と負の入力(-)との間に電気的に接続される。さらに、トランスインピーダンス増幅器回路952は入力電流Iinを受け取り、Iinが出力多重化回路940の共通の出力ノードにおける出力電流であり、入力電流Iinを比例する出力電圧Voutに変換するように構成される。変換利得(トランスインピーダンス)は、フィードバック抵抗956とフィードバックキャパシタ958の並列接続のインピーダンスによって決定される。増幅器954の負の入力(-)における電圧は実質的に0(仮想グラウンド)であるので、トランスインピーダンス増幅器回路952は、その負の入力(-)において実質的に0の入力インピーダンスを提示する。
トランスインピーダンス増幅器回路952は、直列抵抗(たとえば、抵抗944)と一緒に、測定結果増幅器回路404の複数の入力の各々における電圧測定回路の特性を模擬する。たとえば感知回路106aの直列共振状態におけるインピーダンスの大きさ|Z11|よりかなり大きい(たとえば、10倍大きい)抵抗(たとえば、Rser2)を伴う直列抵抗(たとえば、抵抗944)は、図5Aに関連して前に規定されたような電圧測定回路510の要件を満たす高いインピーダンスの入力へとトランスインピーダンス増幅器回路952の実質的に0のインピーダンス入力を変換することが理解され得る。それらは一緒に、電圧V2の符号反転に比例する出力電圧Voutを伴う、符号反転電圧増幅器を形成する。
ある態様では、直列抵抗(たとえば、抵抗944)の抵抗(たとえば、Rser2)を大きくすると、電圧測定回路特性が改善し得るが、入力電流レベルIinが下がり得る。入力電流レベルIinは、図5Fに関連して前に定義されたようなSNRに影響し得る。その上、抵抗(たとえば、Rser2)を大きくすると、入力多重化回路910に関連して上で論じられたような出力多重化回路940のスイッチ(たとえば、スイッチ941a)の影響(たとえば、温度ドリフト)が減り得る。したがって、いくつかの実装形態では、抵抗Rser2およびRser4は、電圧測定回路特性と、温度安定性と、SNRとのトレードオフを表し得る。
ある例示的な実装形態の変形(本明細書に示されない)では、出力多重化回路940のスイッチ(たとえば、スイッチ941a)の影響(たとえば、温度ドリフト)は、複数の測定結果増幅器(測定結果増幅器のバンク)(本明細書に示されない)を使用するのではなく、入力がそれぞれの感知回路(たとえば、感知回路106a)のそれぞれの測定ポート(たとえば、測定ポート937)に電気的に接続され出力が共通の出力(Vout)に電気的に接続される、出力多重化回路940を省略することによって減らされる。各測定結果増幅器回路404は、高い入力インピーダンスを提供するように構成され、図9Aに示されるように出力MUX制御信号を示す論理信号を適用するためのミュート制御入力を提供する演算増幅器(たとえば、増幅器954)を含む。演算増幅器はさらに、ミュートされると実質的に0の利得および高い出力インピーダンスを提供するように構成される。演算増幅器のバンクを使用する例示的な回路は、「Foreign Object Detection Circuit Using Current Measurement」という表題の米国特許出願第16/226,156において開示され、その内容全体が参照によって本明細書に組み込まれる。
回路900の例示的な構成では、よりリアクタンスの高いDC遮断キャパシタ(たとえば、感知回路106aのキャパシタ929)を使用するのではなく、より抵抗の小さい(たとえば、Rser2)抵抗(たとえば、抵抗944)を使用して電圧測定回路特性が実現され、直列共振状態における感知回路の、たとえば感知素子107aおよびキャパシタ504のインピーダンスよりかなり大きい(たとえば、10倍大きい)直列インピーダンスを一緒にもたらす。ある実装形態の変形では、直列抵抗(たとえば、抵抗944)は省略され、電圧測定回路特性は、十分に高い直列インピーダンスを提供するように構成されるDC遮断キャパシタ(たとえば、キャパシタ929)を使用して実現される。別の実装形態の変形(本明細書に示されない)では、電流源特性を模擬するために必要とされるような高い直列インピーダンスは、インダクタ(図9Aに示されない)および変圧器の漏れインダクタンスのうちの少なくとも1つを使用することによって少なくとも一部実現される。
フィードバックキャパシタ958は、感知周波数より高い周波数における擾乱信号成分(たとえば、高次のWPT高調波)を減衰させるための一次ローパスフィルタ特性を、トランスインピーダンス増幅器回路952に提供する。いくつかの実装形態では、静電容量Cfは、感知周波数における利得の低減と高周波信号成分の減衰とのトレードオフであり得る。フィードバックキャパシタ958は、たとえばWPT動作の間の、増幅器954またはさらなる処理(たとえば、図4に関連する信号処理回路408)における信号クリッピングもしくは非線形歪みの危険性を減らし得る。言い換えると、それは、測定結果増幅器回路404に対する、およびさらなる処理におけるダイナミックレンジ要件を下げることができる。
ある実装形態の変形(本明細書に示されない)では、トランスインピーダンス増幅器回路952はさらに、感知周波数に同調されるバンドパス特性をトランスインピーダンス増幅器回路952にもたらすフィードバックキャパシタ958に並列に電気的に接続される補助フィードバックインダクタによって増強される。このインダクタは、低周波擾乱信号成分(たとえば、WPT基本波およびその低周波高調波)をさらに抑制するのを助け得る。そのような実装形態では、フィードバックキャパシタ958は、フィードバックインダクタの温度ドリフトの少なくとも一部分を補償するための温度補償キャパシタであり得る。
別の実装形態の変形(図9Aに示されない)では、測定結果増幅器回路404は、並列フィードバックインジケータを使用して上で説明された実装形態の変形と同様にバンドパス特性を提供するアクティブフィルタとして構成される。この回路はどのようなインダクタも使用しないことがある。アクティブフィルタを使用して測定結果増幅器回路404の例示的な実装形態は、図9Cに示される。
複数のスイッチ941a、941b、...、941nを含む出力多重化回路940は、それぞれの直列抵抗944および945を介して複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々をトランスインピーダンス増幅器回路952に選択的に接続し、感知周波数における電流I0に応答して複数の感知回路106および108の各々における電圧V2を選択的に(たとえば、逐次)バッファリングして増幅するように構成される。したがって、複数のスイッチ941a、941b、...、941nの各々は、トランスインピーダンス増幅器回路952の負の入力に電気的に接続される共通の出力ノードに電気的に接続される。出力多重化回路940はさらに、出力多重化回路940を制御する制御回路から(たとえば、図4の制御および評価回路102から)出力MUX制御信号を受信するように構成される。
入力多重化回路910については、複数のスイッチ941a、941b、...、1041nの各々は、半導体アナログスイッチ(たとえば、単一のFETスイッチ、pチャネル型およびnチャネル型のFETからなるコンプリメンタリFETスイッチ)、マイクロメカニカルシステム(MEMS)スイッチ、または開状態において十分に高い電流信号の減衰をもたらす任意の他のタイプのスイッチのうちの1つであり得る。単一のFETに基づくアナログスイッチ(たとえば、スイッチ941a)の例示的な実装形態が、図9Dに示される。
入力多重化回路910に関連して前に論じられたように、複数のスイッチ941a、941b、...、941nの各々は、閉状態直列抵抗、等価開状態直列静電容量、およびスイッチの各々の側の等価並列静電容量を示し得る。(たとえば、スイッチ941aの)閉状態の直列抵抗は、全体の直列抵抗Rser2またはRser4と一緒になるので、測定結果増幅器回路404の機能に対して重要ではないことがあることが理解され得る。出力多重化回路940の共通の出力ノードにおいて複数の並列静電容量によって生み出される全体の容量性負荷は、トランスインピーダンス増幅器回路952の実質的に0のインピーダンス入力に並列であるので、重要ではないことがあることも理解され得る。
3MHzの感知周波数に対する例示的な出力多重化回路940は、上で規定されたように例示的な入力多重化回路910のために使用されるものと同じ特性をもつコンプリメンタリFETスイッチを使用し得る。
入力多重化回路910を参照して前に論じられたように、WPTが作動しておりスイッチが開状態であるとき、スイッチ(たとえば、スイッチ941a)にわたる低周波電圧(たとえば、WPT周波数)も存在し得る。大きすぎる場合、この開スイッチ電圧は、スイッチの開状態電気的特性のいずれかに影響を与え、またはスイッチに損傷を引き起こし得る。いくつかの実装形態では、開スイッチ電圧は、入力多重化回路910に対して前に論じられるように制限される。
ある実装形態の変形(本明細書に示されない)では、直列抵抗(たとえば、抵抗944)とスイッチ(たとえば、スイッチ941a)の順序は逆にされ、これは、直列抵抗(たとえば、抵抗944)がトランスインピーダンス増幅器回路952の入力(共通の出力ノード)に電気的に接続され、複数の感知回路106および108と複数の抵抗944および945との間に、出力多重化回路940が挿入されることを意味する。
回路900のさらなる実装形態の変形(本明細書に示されない)は、たとえば複雑さおよびコストを減らすことを理由に、出力多重化回路940を省略する。理論的には、電流I1を用いて感知回路(たとえば、感知回路106a)を選択的に(たとえば、逐次)駆動し、電流I1に応答してその測定ポート937において電圧V2を選択的に測定するのに、入力多重化回路910で十分であり得る。測定結果増幅器回路404が電圧加算増幅器として構成されるので、その出力電圧Voutは、複数の測定ポート937の各々における電圧の合計を示すものである。作動していない感知回路(電流I1によって駆動されない)における電圧V2は理想的には0であるので、出力電圧Voutは電流I1によって駆動される作動している感知回路(たとえば、感知回路106a)の電圧V2を示すものである。しかしながら、実際には、たとえば感知素子(たとえば、誘導性感知素子107b)に誘導結合または容量結合される擾乱電圧が合わさり、出力多重化回路940を使用する回路900と比較してより低いSNRをもたらし得る。その上、出力多重化回路940を省略する回路900は、上で説明されたような補助感知回路間トランスインピーダンスZ12の測定をサポートしないことがある。感知回路106aの測定ポート936と感知回路106bの測定ポート937との間の感知回路間トランスインピーダンスZ12は、スイッチ911aおよび941bを閉状態に設定し、複数のスイッチ911a、911b、...、911nの他のスイッチを開状態に設定することによって測定され得る。
名目の感知周波数fs=3MHzのために構成される誘導性感知回路106に関する例示的な回路900の数値的な指定および何らかの得られる性能の図が、TABLE 7(表7)に与えられる。WPT動作周波数fWPT=85kHZが仮定される。TABLE 7(表7)はまた、比
Qs:ys≒|ΔVout'|/|ΔZr'| (352)
と定義されるシステムQ値を含み、|ΔVout'|は、物体(たとえば、物体110)によって引き起こされる測定結果増幅器回路404の出力電圧Voutの大きさの微小変化を示し、|ΔZr'|は、それぞれ、誘導性感知素子(たとえば、誘導性感知素子107a)および容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109n)に対する式(6)および(211)によって定義されるような物体の正規化された反映インピーダンスの大きさを示す。さらに、TABLE 7(表7)は、比
Qmc≒|ΔVout'|/|ΔI1'| (353)
と定義される測定回路104の品質を含み、|ΔVout'|は、物体(たとえば、物体110)によって引き起こされる測定結果増幅器回路404の出力電圧Voutの微小変化の大きさを示し、|ΔI1'|はその物体によって引き起こされるドライバ回路402の出力電流I1の微小変化の大きさを示す。その上、TABLE 7(表7)は、
νVout≒1-(|ΔVout'|/|ΔZ'|) (354)
と定義される測定結果増幅器回路404の出力電圧Voutの微小変化の劣化を含み、|ΔZ'|は、例として感知回路106aについて式(350)によって定義されるような感知回路内トランスインピーダンスZ2a1aの微小変化の大きさを示す。この劣化は、ドライバ回路402および測定結果増幅器回路404の、ならびに実際の実装形態において必要とされるような他の回路素子の不完全さの結果であり得る。
Figure 2022553972000080
名目の感知周波数fs=3MHzのために構成される容量性感知回路108に関する例示的な回路900の数値的な仕様が、TABLE 8(表8)に与えられる。WPT動作周波数fWPT=85kHzが仮定される。TABLE 8(表8)はまた、式(352)によって上で定義されたようなシステムQ値Qsys、式(353)によって定義されたような測定回路104の品質、および式(354)によって定義されたような測定結果増幅器回路404の出力電圧Voutの微小変化の劣化を含む。
Figure 2022553972000081
図9Cは、図9Aを参照して前に言及されたようなバンドパス特性を提供するアクティブフィルタを使用する、測定結果増幅器回路404の例示的な実装形態を示す回路図である。測定結果増幅器回路404は、複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々における電圧V2を選択的に(たとえば、逐次)バッファリングして増幅し、さらなる処理、たとえば図4に関連する信号処理回路408に適したレベルにあるそれぞれの電圧V2に基づいて出力電圧Voutを提供するように構成される。いくつかの実装形態では、アクティブフィルタのバンドパスフィルタ特性は、図9Aに関連して前に説明されたような抵抗、キャパシタ、およびインダクタを備えるフィードバックネットワークを含むトランスインピーダンス増幅器回路952に基づく、測定結果増幅器回路404のバンドパス通過特性に実質的に等しい。しかしながら、アクティブフィルタを使用する図9Cの測定結果増幅器回路404の温度安定性は、フィードバックインジケータを使用した測定結果増幅器回路404の温度安定性より高いことがある。
図9Cの例示的な測定結果増幅器回路404は、トランスインピーダンス増幅器回路952、複数のスイッチ941a、941b、...、941nを含む出力多重化回路940、およびそれぞれのスイッチに直列に接続される複数のキャパシタ(直列キャパシタ946および947)を含む。図9Cの測定結果増幅器回路404では、図9Aに関連する抵抗944および945は、測定結果増幅器回路404のいくつかの実装形態において必要とされるような高い入力インピーダンスおよびアクティブフィルタ特性を提供するように構成される静電容量C3およびC4を有するそれぞれの直列キャパシタ946および947に取って代わられる。トランスインピーダンス増幅器回路は、増幅器954(たとえば、低雑音演算増幅器および高い線形性をもたらす演算増幅器のうちの少なくとも1つ)を含む。増幅器954の正の入力(+)はグラウンドに電気的に接続される。静電容量C1を伴うフィードバックキャパシタ958が、増幅器954の出力(Vout)と負の入力(-)との間に電気的に接続される。さらに、抵抗R1を伴うフィードバック抵抗956が、トランスインピーダンス増幅器回路952の出力(Vout)と入力(Iin)との間に電気的に接続される。抵抗R2を伴う抵抗959が、トランスインピーダンス増幅器回路952の入力(Iin)と増幅器954の負の入力(-)との間に電気的に接続される。静電容量C2を伴うキャパシタ960が、トランスインピーダンス増幅器回路952の入力(Iin)とグラウンドとの間に電気的に接続される。さらに、静電容量C3を有するキャパシタ946の各々が、それぞれのスイッチ(たとえば、スイッチ941a)をそれぞれの誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)に結合し、一方、静電容量C4を有するキャパシタ947の各々が、それぞれのスイッチ(たとえば、スイッチ941n)をそれぞれの容量性感知回路(たとえば、容量性感知回路108a)に容量結合する。複数のスイッチ941a、941b、...、941nの第2の端子は、トランスインピーダンス増幅器回路952の入力(Iin)に対応する共通の出力ノードに接続される。
バンドパス特性を提供するアクティブフィルタは、当業者によく知られていることがあるくつかの方法で実装され得る。しかしながら、これらの実装形態のうちで、電圧測定回路(たとえば、電圧測定回路510)の要件を満たすものは多くないことがある。
図9Dは、出力多重化回路940の例示的な実装形態において使用されるようなアナログスイッチ(たとえば、941a)の例示的な実装形態を示す回路図である。アナログスイッチは、単一の電界効果トランジスタ(FET)942(たとえば、nチャネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタ(MOSFET))を使用する。アナログスイッチは、FET942のゲート(G)に印加されるスイッチ制御信号によって制御される。FET942のドレイン(D)は、抵抗RB1(たとえば、kΩの範囲の)を有する抵抗を介して、正の電圧+VBでDCバイアスされる。正のDC電圧+VBは、開状態にありFETチャネルにわたる重畳した交流電圧があるときに(たとえば、図9を参照して前に論じられたようなWPT動作の間に)、FETチャネルにわたる電圧がいつでも正のままであることを確実にする。さらに、負のDC電圧-VBがFET942のソース(S)に印加される。この電圧は、正のDC電圧+VBにより引き起こされるトランスインピーダンス増幅器回路952の入力におけるあらゆるDCを実質的に補償し、出力(Vout)におけるDCオフセットを減らすように調整され得る。
図10は、多目的検出回路100の一部分の別の例示的な実装形態を示す回路1000の回路図である。図10の回路1000は、図1および図4に関連する多目的検出回路100のアナログフロントエンド回路部分を示す。図10は、多目的検出回路100のいくつかの実装形態において必要とされ得る様々な他の信号生成、処理、制御および評価回路(たとえば、図4に示される)を除外する。回路1000は、図5Cに関連して前に説明されたような電流源電圧測定手法に基づいてインピーダンスを測定することによって、誘導性感知および容量性感知を実施する。
図9Aの回路900のように、回路1000は、ドライバ回路402、感知回路106a、106b、...、106n(106nは例示を目的とする図10には示されない)を含む複数の誘導性感知回路106、感知回路108a、108b、...、108n(108aおよび108bは例示を目的とする図10に示されない)を含む複数の容量性感知回路108、および図4の汎用ブロック図に関連する測定結果増幅器回路404へと再分割され得る。しかしながら、複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106nの各々は図5Cの感知回路541に基づき、一方、複数の容量性感知回路108a、108b、...、108nの各々は図7Cの感知回路721に基づく。図10に示される点は誘導性感知回路106の数および/または容量性感知回路108の数が図1に関連して前に述べられたように3より大きいことがあることを示すものとする。
図10に示される例示的な実装形態では、複数の誘導性感知回路106の各々は同一の回路トポロジーを有する。同様に、複数の容量性感知回路108の各々は同一の回路トポロジーを有する。したがって、誘導性感知回路106aについて以下で与えられる説明は、他の誘導性感知回路(たとえば、106b)にも当てはまり、容量性感知回路108nについて以下で与えられる説明は、他の容量性感知回路(たとえば、108a)にも当てはまる。
複数の誘導性感知回路106の各々は、(図10に示されるように)電圧V1を印加するための第1の測定ポート936(端子によって図10に示される)、および、たとえば電圧V1に応答して、(図10に示されるように)電流I2を測定するための第2の測定ポート937(端子によって図10に示される)を提供する。同様に、複数の容量性感知回路108の各々は、(図10に示されるように)電圧V1を印加するための第1の測定ポート938(端子によって図10に示される)、および、たとえば電圧V1に応答して、(図10に示されるように)電流I2を測定するための第2の測定ポート939(端子によって図10に示される)を提供する。2つのポートを提供することを通じて、図10に示される感知回路106および108は、以下でさらに論じられるような1ポートの回路であると見なされ得る。
ドライバ回路402は、電圧V1を複数の感知回路106および108の各々に選択的に(たとえば、逐次)適用するための入力多重化回路910を含む。同様に、測定結果増幅器回路404は、複数の感知回路106および108の各々において電流I2を選択的に(たとえば、逐次)測定するように構成される出力多重化回路940を含む。より具体的には、例示を目的とする図10には示されないが、感知回路106aに印加される電圧V1はV1aと表記されることがあり、感知回路106bに印加される電圧V1はV1bと表記されることがあり、以下同様である。同様に、感知回路106aおよび106bにおける電流I2は、それぞれI2aおよびI2bと表記され得る。
回路1000は、たとえば
Z2a1a≒V1a/I2a (355)
と定義される複数の感知回路106の各々の測定ポート936と937との間の感知回路内トランスインピーダンスZ21を選択的に(たとえば、逐次)測定するように構成され、そのためのモードで動作し得る。上で言及され以下でさらに論じられるように、2ポートのトランスインピーダンスZ21は実質的に1ポートのインピーダンスZ11に等しく、それは、Z21は、第2の測定ポート(たとえば、測定ポート937)が短絡された状態で第1の測定ポート(たとえば、測定ポート936)において測定され得るからである。
しかしながら、図9Aの回路900とは対照的に、図10に示されるような回路1000は、図9Aを参照して説明されたような感知回路間トランスインピーダンスZ12の測定をサポートしないことがある。感知回路間トランスインピーダンスZ12の測定は、以下でより詳しく論じられるように異なる入力多重化回路910を必要とすることがある。
誘導感知回路106aは、インダクタンスLを伴う感知コイル(たとえば、図5Aの感知コイル502)、静電容量Cpを伴う第1のキャパシタ(たとえば、図5Cのキャパシタ544)、静電容量Csを伴う第2のキャパシタ(たとえば、図5Cのキャパシタ546)を含む、誘導性感知素子107aを含む。図9Aの回路900の感知回路106とは対照的に、回路1000の感知回路106は誘導性感知素子(たとえば、誘導性感知素子107a)以外のインダクタ(たとえば、インダクタ506)を必要としないことがあり、それは、必要とされるハイパスフィルタ特性を提供するのに、キャパシタ546で十分であり得るからである。第1のキャパシタ(並列キャパシタ544)は、誘導性感知素子107aに並列に電気的に接続される。キャパシタ544および誘導性感知素子107aの並列回路は、キャパシタ546を介して測定ポート936に容量結合され、測定ポート936にも電気的に接続される。感知回路106aの構成要素のいずれもがグラウンドに接続されておらず、これは、電圧V1が測定ポート936に印加されるとき、理想的にはグラウンドに流れる電流がないことを意味する。したがって、感知回路106aは、2ポート回路ではなく1ポートであると見なされ得る。しかしながら、実際には、たとえば図5Aに示されるように、誘導性感知素子107aの寄生容量により、一部の残存するグラウンド電流が存在し得る。
図10の回路1000の例示的な実装形態では、複数の誘導性感知回路106の各々は、図5Cの回路540を参照して前に論じられたように、実質的に感知周波数においてインピーダンスの大きさ|Z11|の最小値(直列共振)を提供するように構成される。
別の態様では、キャパシタ544および546は、図5Gを参照して前に論じられたように静電容量比nC=Cp/Csを適切に調整することによって、測定回路(たとえば、図4の測定回路104)に対して適切な範囲にある感知周波数におけるインピーダンスの大きさ|Z11|を提供するように構成され得る。比ncを上げることによって、インピーダンス|Z11|は、図9Aの回路900の誘導性感知回路106aのレベルよりかなり高いレベルに上げられ得る。より高いインピーダンス|Z11|は、たとえば出力電流制限を超えることなく、ドライバ回路402によって複数の感知回路106の各々に電圧V1を選択的に適用するための、電圧源電流測定技法の要件であり得る。それはまた、入力電流制限を超えることなく、測定結果増幅器回路404によって複数の感知回路106の各々において電流を選択的に測定するための要件でもあり得る。さらに、それは、以下でさらに論じられるように入力多重化回路910および出力多重化回路940の影響を減らすための要件であり得る。
いくつかの実装形態では、キャパシタ544および546は、高い熱安定性をもたらす低い温度係数を伴うタイプ(たとえば、NP0型キャパシタ)であり、複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106nの各々において測定されるような電気的特性(たとえば、インピーダンス)の熱ドリフトを減らす。
その上、図5Cに関連して前に論じられたように、誘導性感知回路106aは、電圧源電流測定技法とともに、ハイパスフィルタ特性を生み出し、図9Aを参照して前に論じられたような目的で電流I2の低周波擾乱成分を減衰させる。直列キャパシタ546は、並列キャパシタ544と一緒に、感知周波数におけるそれぞれの感知電圧V1に応答して、たとえば電流I2のレベルより低いレベルにこの低周波擾乱成分を減衰させながら、図5Gを参照して前に論じられたように感知周波数における直列共振を維持するように構成され得る。感知周波数において、このハイパスフィルタ特性が電流I2に、したがってインピーダンスZ11の測定に対して及ぼす影響は小さいことがあり、これは、図9Aの回路900を参照して前に論じられたように、さらなる処理(たとえば、図4の信号処理回路408における)において補正され得る。
別の態様では、直列キャパシタ546がすでにあらゆるDCを遮断しているので、誘導性感知回路106は、図9Aの回路900を参照して前に論じられたようなDC遮断の目的の補助キャパシタ(たとえば、キャパシタ928および929)を必要としないことがある。したがって、図10の複数の誘導性感知回路106aの受動構成要素の数は、図9Aの回路900と比較してより少ないことがある。
容量性感知回路108nは、静電容量Cを伴う感知電極(たとえば、シングルエンド感知電極を示す図7Cの感知電極702)、インダクタンスLsを伴う直列インダクタ724(たとえば、図7Cの直列インダクタ724)、一次ポートと二次ポート、二次参照メインインダクタンスLm、および電圧変換比1:nVTを提供する変圧器726(たとえば、図7Cの変圧器726)を含む、容量性感知素子109nを含む。さらに、それは、たとえば図9Aの感知回路106および108を参照して前に論じられたような目的で、静電容量Cbを伴うキャパシタ930を含む。インダクタ724は、容量性感知素子109nに直列に電気的に接続される。インダクタ724および容量性感知素子109nの直列回路は、グラウンドにも接続される変圧器726の二次ポートに電気的に接続される。さらに、変圧器726の一次ポートは、キャパシタ930を介して測定ポート938に容量結合され、測定ポート939にも電気的に接続される。変圧器726の二次ポートはグラウンドに電気的に接続するが、感知回路108nは理想的にはグラウンドに関連しないことがある。図9Aを参照して前に説明されたように、一次巻線およびガルバニック絶縁された二次巻線からなる変圧器726を使用する実装形態では、電圧V1が測定ポート938に印加されるとき、理想的にはグラウンドに向かう電流はない。したがって、容量性感知回路108nは、2ポート回路ではなく1ポートであると見なされ得る。しかしながら、実際には、変圧器726の寄生巻線間容量により、ある程度の残存グラウンド電流が存在し得る。
ダブルエンド感知電極(本明細書に示されない)を含む容量性感知素子109nを使用するある実装形態の変形では、感知回路108は、グラウンドデカップリングの目的で変圧器(たとえば、変圧器726)を必要としないことがある。ダブルエンド感知電極を使用する別の実装形態の変形では、複数の容量性感知回路108の各々が、図7Iに示されるような感知回路781に基づく。
図10の回路1000の例示的な実装形態では、複数の容量性感知回路108の各々は、図7Cの回路720を参照して前に論じられたように、実質的に感知周波数においてインピーダンスの大きさ|Z11|の最小値(直列共振)を提供するように構成される。
別の態様では、変圧器726は、電圧変換比1:nVTを適切に調整することによって、測定回路(たとえば、図4の測定回路104)に対して適切な範囲にある感知周波数におけるインピーダンス|Z11|を提供するように構成されてもよく、nは変圧器726の二次側を指す。nを減らすことによって、インピーダンス|Z11|を、図9Aの回路900の感知回路108nのインピーダンスより高いレベルに上げることができる。より高いインピーダンス|Z11|は、前に論じられたような電圧源電流測定技法の要件であり得る。
変圧器726の二次参照メインインダクタンスLmは、容量性感知素子109nの静電容量Cと一緒に、2次ハイパスフィルタを形成し、図7Cを参照して前に論じられるような電流I2の低周波擾乱成分を減衰させる。変圧器726は、感知周波数におけるそれぞれの電圧V1に応答して、たとえば電流I2のレベルよりはるかに低いレベルにこの低周波擾乱成分を減衰させるように構成され得る。感知周波数において、このハイパスフィルタが電流I2に、したがってインピーダンスZ11の測定に対して及ぼす影響は小さいことがあり、これは、図7Aを参照して前に論じられたように、さらなる処理(たとえば、図4の信号処理回路408における)において補正され得る。
ドライバ回路402は、ドライバ増幅器回路902、複数のスイッチ911a、911b、...、911nと図10に示される入力多重化回路910、ならびに以下で説明されるような目的で入力多重化回路910のそれぞれの出力に並列に接続される複数の抵抗1014および1015(並列抵抗)を含む。誘導性感知回路106に接続される並列抵抗1014は抵抗Rpar1を有し、一方、容量性感知回路108に接続される並列抵抗1015はRpar1と一般に異なり得る抵抗Rpar3を有する。
さらに、ドライバ回路402は、電圧源(たとえば、図5に関連して説明されるような電圧源552)として動作し、複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々に感知周波数における電圧信号V1を選択的に(たとえば、逐次)適用するように構成される。電圧信号V1(たとえば、正弦波感知信号)は、図4を参照して信号生成器回路406の出力であり得るドライバ入力信号に基づく。図10に示されるようなドライバ増幅器回路902は、例として、増幅器904と、利得を調整するための第1の(フィードバック)抵抗906および第2の抵抗908を備える外部抵抗回路とを含む。いくつかの実装形態では、増幅器904は、低雑音演算増幅器および高い線形性をもたらす演算増幅器のうちの少なくとも1つである。ドライバ増幅器回路902は、ドライバ入力信号を受信し、正確で安定した電圧(電圧源出力)を対応する出力に提供するように構成される。
入力多重化回路910は、複数のスイッチ911a、911b、...、911nを含み、複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々をドライバ回路402に選択的に接続し、感知周波数における電圧V1を複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々に選択的に(たとえば、逐次)適用するように構成される。したがって、複数のスイッチ911a、911b、...、911nの各々は、共通の入力ノードとも呼ばれるドライバ増幅器回路の902の出力に電気的に接続される。入力多重化回路910はさらに、入力多重化回路910を制御する制御回路から(たとえば、図4の制御および評価回路102から)入力MUX制御信号を受信するように構成される。
複数のスイッチ911a、911b、...、911nの各々は、図9Aの回路900を参照して前に言及されたようなタイプのうちの1つであり得る。たとえば感知回路106aの直列共振状態におけるインピーダンスの大きさ|Z11|がかなり大きい場合(たとえば、静電容量比nCが前に論じられたように十分高い場合)、スイッチ(たとえば、スイッチ911a)の閉状態抵抗はあまり重要ではないことがあることが理解され得る。十分に高いインピーダンスの大きさ|Z11|はまた、スイッチ(たとえば、スイッチ911a)の温度依存の閉状態抵抗の影響を減らすので、図9Aの回路900を参照して前に論じられたようにドライバ回路402の温度安定性を改善し得る。共通の入力ノードにおいて複数の並列キャパシタによって生み出される全体の容量性負荷は、ドライバ増幅器回路902の電圧源出力に並列であるので、重要ではないことがあることも理解され得る。
例示的な入力多重化回路910のスイッチ(たとえば、スイッチ911a)は、5Ωという閉状態抵抗、3pFという等価開状態直列静電容量(3MHzの感知周波数における17.7kΩの直列リアクタンスに対応する)、およびスイッチの各々の側の12pFという等価並列静電容量を伴うコンプリメンタリFETスイッチを使用し得る。
回路900では、直列抵抗914および915は、増幅器904の電圧源出力を電流源出力へと変換するために使用されるが、回路1000では、入力多重化回路910のスイッチ(たとえば、スイッチ911a)にわたる開スイッチ電圧(たとえば、WPT周波数)を制限するために、並列抵抗1014および1015が利用される。並列抵抗(たとえば、並列抵抗1014)の抵抗(たとえば、Rpar1)を下げることは、開スイッチ電圧を下げ得ることが理解され得る。しかしながら、そのことは、より多くの電流がグラウンドに分流されるので、ドライバ増幅器回路902の出力電流も増やす。このことは、スイッチ(たとえば、スイッチ911a)にわたる電圧降下を増やし得るので、図9Aを参照して前に論じられたようなスイッチの影響を増やす。したがって、いくつかの実装形態では、抵抗Rpar1およびRpar3は、ドライバ増幅器回路902の出力負荷と、温度安定性と、開スイッチ電圧との間のトレードオフである。ある例示的な実装形態では、並列抵抗(たとえば、並列抵抗1014)は、インピーダンス|Z11|のオーダーの抵抗(たとえば、Rpar1)を提供する。
したがって、ある実装形態の変形(本明細書に示されない)では、入力多重化回路910は、フィードバック経路において追加の(第3の)多重化回路も利用するドライバ増幅器回路902へと組み込まれる。この実装形態の変形は、ドライバ回路402の複数の出力の各々において制御された(安定した)電圧源特性を提供し、スイッチの温度依存の閉状態抵抗の効果を実質的になくし得る。電圧制御されるドライバ回路402の例示的な回路は、「Foreign Object Detection Circuit Using Current Measurement」という表題の米国特許出願第16/226,156号において開示される。
測定結果増幅器回路404は、電流測定回路(たとえば、図5Cに関連して説明されるような電流測定回路550)のアナログフロントエンド部分として動作するように構成される。それは、複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々における電流I2を選択的に(たとえば、逐次)バッファリングして変換し、たとえば図4に関連する信号処理回路408におけるさらなる処理に適したレベルにあるそれぞれの電流I2に基づいて、出力電圧信号Vout(図9Aに示されるような)を提供するように構成される。測定結果増幅器回路404は、トランスインピーダンス増幅器回路952、複数のスイッチ941a、941b、...、941nとして図10に示される出力多重化回路940、ならびに出力多重化回路940のそれぞれの入力に並列に接続される複数の抵抗1044および1055(並列抵抗)を含む。誘導性感知回路106に接続される並列抵抗1044は、並列抵抗Rpar1と一般に異なる抵抗Rpar2を有し、一方、容量性感知回路108に接続される並列抵抗1045は、Rpar3およびRpar2と一般に異なる抵抗Rpar4を有する。複数のスイッチ941a、941b、...、941nは、共通の出力ノードとも本明細書で呼ばれるトランスインピーダンス増幅器回路952の入力に電気的に接続される。
並列抵抗1014のように、並列抵抗1044の抵抗(たとえば、Rpar2)を下げると、出力多重化回路940のスイッチ(たとえば、スイッチ941a)にわたる開スイッチ電圧(たとえば、WPT周波数における)が下がる。並列抵抗1014とは対照的に、スイッチ(たとえば、スイッチ941a)が閉状態にあるとき、並列抵抗1044の抵抗を下げることは、並列抵抗1044にわたる電圧が低いのであまり重要ではないことがある。ある例示的な実装形態では、抵抗Rpar2およびRpar4は、直列共振状態におけるそれぞれのインピーダンス|Z11|と実質的に一致し、スイッチの閉状態の抵抗よりかなり高い。
図10に示されるような例示的なトランスインピーダンス増幅器回路952は、増幅器954、抵抗Rfを有するフィードバック抵抗956、および静電容量Cfを有するフィードバックキャパシタ958を含む。いくつかの実装形態では、増幅器954は、低雑音演算増幅器および高い線形性をもたらす増幅器のうちの少なくとも1つである。増幅器954の正の入力(+)はグラウンドに接続する。フィードバック抵抗956とフィードバックキャパシタ958の両方が、増幅器954の出力(Vout)と負の入力(-)との間に電気的に接続される。さらに、トランスインピーダンス増幅器回路952は、入力電流Iinを受け取り、入力電流Iinが出力多重化回路940の共通の出力ノードにおける出力電流であり、入力電流Iinを比例する出力電圧Voutに変換するように構成される。変換利得(トランスインピーダンス)は、フィードバック抵抗956およびフィードバックキャパシタ958の並列接続のインピーダンスによって決定される。増幅器954の負の入力(-)における電圧は実質的に0であるので(仮想グラウンド)、トランスインピーダンス増幅器回路952は、その負の入力(-)において実質的に0の入力インピーダンスを提示する。フィードバックキャパシタ958は、図9Aを参照して前に論じられたような感知周波数より高い周波数における擾乱信号成分(たとえば、高次WPT高調波)を減衰させるための一次ローパスフィルタ特性を、トランスインピーダンス増幅器回路952に提供する。
他の実装形態の変形(本明細書に示されない)では、トランスインピーダンス増幅器回路952のフィルタリングはさらに、図9Aを参照して前に説明されたのと同様の方法で増強される。
さらなる実装形態の変形(本明細書に示されない)では、トランスインピーダンス増幅器回路952は、たとえば入力電流Iinを変換する目的で、入力変圧器を追加で含む。変圧器は、たとえば増幅器954の入力電流制約を超えないレベルに電流Iinを下げるために使用され得るので、駆動電流I1、ならびに最終的にはそれぞれの感知素子107a、107b、...、107nおよび109a、109b、...、109nにおける感知電流ILおよびICの増大を可能にする。入力変圧器を使用する例示的なトランスインピーダンス増幅器回路952は、「Foreign Object Detection Circuit Using Current Measurement」という表題の米国特許出願第16/226,156号において開示される。
複数のスイッチ941a、941b、...、941nを含む出力多重化回路940は、複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々をトランスインピーダンス増幅器回路952に選択的に接続し、感知周波数における電圧V1に応答して複数の感知回路106および108の各々における電流I2を選択的に(たとえば、逐次)バッファリングして変換するように構成される。したがって、複数のスイッチ941a、941b、...、941nの各々は、トランスインピーダンス増幅器回路952の負の入力に電気的に接続される共通の出力ノードに電気的に接続される。出力多重化回路940はさらに、出力多重化回路940を制御する制御回路から(たとえば、図4の制御および評価回路102から)出力MUX制御信号を受信するように構成される。
入力多重化回路910のように、複数のスイッチ941a、941b、...、941nの各々は、図9Aの回路900の出力多重化回路940を参照して前に規定されたようなタイプのスイッチのうちの1つであり得る。感知回路106と108の両方のインピーダンス|Z11|がスイッチ(たとえば、スイッチ911a)の閉状態直列抵抗よりかなり高い場合、(たとえば、スイッチ941aの)閉状態直列抵抗は、測定結果増幅器回路404の機能のために重要ではないことがあることが理解され得る。出力多重化回路940の共通の出力ノードにおける複数の並列静電容量によって生み出される全体の容量性負荷は、トランスインピーダンス増幅器回路952の実質的に0のインピーダンス入力に並列であるので、重要ではないことがあることも理解され得る。
3MHzの感知周波数のための例示的な出力多重化回路940は、上で規定されたような例示的な入力多重化回路910のために使用されるものと同じ特性を伴うコンプリメンタリFETスイッチを使用し得る。
上で言及されたように、図10に示されるような回路1000は、図9Aを参照して説明されたような感知回路間トランスインピーダンスZ12の測定をサポートしないことがある。しかしながら、ある実装形態の変形(本明細書に示されない)では、回路1000は、複数のトライステートスイッチを含む入力多重化回路910を備える。例示的なトライステートスイッチ(本明細書に示されない)は、開状態である第1の状態、たとえばドライバ増幅器回路902の出力に感知回路(たとえば、感知回路106a)を接続するための閉状態である第2の状態、および測定ポート(たとえば、測定ポート936)における感知回路をグラウンドに短絡するためにやはり閉状態である第3の状態のうちの1つに制御され得る。たとえば、感知回路106aの測定ポート936と感知回路106bの測定ポート937との間のトランスインピーダンスZ12は、トライステートスイッチ911aおよび911bを第2の状態に設定し、トライステートスイッチ911bを第3の状態に設定し、複数のトライステートスイッチ911a、911b、...、911nおよび941a、941b、...、941nのすべての他のトライステートスイッチを第1の状態に設定することによって測定され得る。回路の複雑さの観点からは、トライステートスイッチは、第3の多重化回路を追加することと等価であり得る。
回路1000のさらなる実装形態の変形(本明細書に示されない)は、たとえば複雑さおよびコストを減らすことを理由に、出力多重化回路940を省略する。理論的には、電圧V1を感知回路(たとえば、感知回路106a)に選択的に(たとえば、逐次)印加し、電圧V1に応答する測定ポート937における電流I2を選択的に測定するのに、入力多重化回路910で十分であり得る。測定結果増幅器回路404は電流加算増幅器として構成されるので、その出力電圧Voutは、複数の測定ポート937の各々における電流の合計を示すものである。作動していない感知回路(たとえば、感知回路106b)(電圧V1が印加されない場合)における電流I2は理想的には0であるので、出力電圧Voutは、電圧V1が印加される場合の作動している感知回路(たとえば、感知回路106a)の電流I2を示すものである。しかしながら、実際には、WPTが作動しているときの擾乱電流、たとえば感知素子(たとえば、誘導性感知素子107b)への容量結合も合わさって、出力多重化回路940を使用する回路1000と比較してより低いSNRをもたらし得る。
名目の感知周波数fs=3MHzのために構成される誘導性感知回路106に関する例示的な回路1000の仕様およびいくつかの得られた性能の数字が、TABLE 9(表9)において与えられる。WPT動作周波数fWPT=85kHzが仮定される。TABLE 9(表9)は、式(352)によって上で定義されたようなシステムQ値Qsys、比
Qmc≒|ΔVout'|/|ΔV1'| (356)
と定義されるような測定回路104の品質も含み、|ΔVout'|は、物体(たとえば、物体110)により引き起こされる測定結果増幅器回路404の出力電圧Voutの微小変化の大きさを示し、ΔV1'はその物体により引き起こされるドライバ回路402の出力電圧V1の微小変化である。さらに、それは、式(354)によって定義されるような測定結果増幅器回路404の出力電圧Voutの微小変化の劣化を含む。
Figure 2022553972000082
名目の感知周波数fs=3MHzのために構成される容量性感知回路108に関する例示的な回路1000の仕様およびいくつかの得られた性能の数字が、TABLE 10(表10)において与えられる。WPT動作周波数fWPT=85kHzが仮定される。TABLE 10(表10)は、式(352)によって上で定義されたようなシステムQ値Qsys、式(356)によって定義されるような測定回路104の品質、および式(354)によって定義されるような測定結果増幅器回路404の出力電圧Voutの微小変化の劣化も含む。
Figure 2022553972000083
表9および表10と表11および表12をそれぞれ比較すると、より高い感知電流レベルILおよびICならびにより高い電力効率を目標とした場合の回路1000のさらなる可能性が示される。増幅器904の出力電圧制約は回路900における感知電流ILおよびICを制限し得るが、増幅器954の入力電流制約は、回路1000におけるこれらの電流を制限し得る。
回路900と1000を比較するときに考慮されるべきさらなる態様は、隣り合う誘導性感知素子(たとえば、アレイ107の誘導性感知素子107aおよび107b)間の相互結合効果である。相互結合は、エネルギー吸収により感知回路(たとえば、感知回路106aまたは108n)のQ値を劣化させることがあり、インピーダンス関数Z11(ω)を歪めることもあるので、最終的に、多目的検出回路100の性能およびインピーダンス角度測定の正確さを損なう。これは、複数の感知回路106または108を使用する回路(たとえば、回路1000)において特に当てはまることがあり、これらの感知回路は、作動していない(たとえば、入力多重化回路910および出力多重化回路940によってそれぞれ選択解除される)とき、感知周波数の近くで式(117)によって与えられるような寄生並列共振を示す。TABLE 7(表7)において規定される回路900の例示的な実装形態では、寄生並列共振は1.3MHzにおいて発生し得るが、TABLE 9(表9)において規定される回路1000の例示的な実装形態では、それは3.29MHzにおける感知周波数の近くで発生し得る。したがって、回路1000における相互結合の影響は、回路900におけるその影響よりはるかに大きいことがある。
感知コイルのアレイ(たとえば、アレイ107)を使用する回路1000の例示的な実装形態では、誘導性感知回路(たとえば、感知回路106aおよび106b)間の相互結合効果は、より低い静電容量比nC=Cp/Csを用いて誘導性感知回路を構成することによって減少し、たとえば図10を参照して前に論じられたように、それぞれ、入力多重化回路910および出力多重化回路940の相互結合と熱ドリフトの影響のトレードオフを考慮することによって、より低いインピーダンス|Z11|をもたらす。
感知コイル(たとえば、アレイ107)のアレイを使用する回路1000の別の例示的な実装形態では、たとえばある周波数再使用方式に従って、隣り合う感知素子(たとえば、感知素子107aおよび107b)と関連付けられる誘導性感知素子を異なる共振周波数へと構成する(同調する)ことによって、誘導性感知回路(たとえば、感知回路106aおよび106b)間の相互結合効果が減少する。しかしながら、この手法は、たとえば車両(たとえば、車両330)の存在の検出、車両のタイプの検出、または車両の位置を決定する目的で、パッシブビーコントランスポンダ(たとえば、図3のパッシブビーコントランスポンダ313)を検出するために使用される多目的検出回路100において、対立を引き起こし得る。いくつかの実装形態では、パッシブビーコントランスポンダの検出は、複数の誘導性感知回路106の各々が実質的に等しい共振周波数へと構成(同調)されることを必要とする。
感知コイル(たとえば、アレイ107)の平面アレイを使用するさらなる例示的な実装形態では、相互結合効果を減らすために、隣接する感知コイル間(たとえば、感知コイル107aと107bの間)にギャップが設けられる。
誘導性感知コイルアレイ(たとえば、アレイ107)のさらなる態様では、リード線の損失の影響が考慮される。いくつかの実装形態では、感知コイル(たとえば、感知コイル107a)は、長いリード線を介して関連する感知回路(たとえば、感知回路106a)のキャパシタ544に接続され得る。これは、感知コイルのアレイ(たとえば、アレイ107)が回路1000のあらゆる他の構成要素を除き別個のプリント回路基板(PCB)に担持されるような、回路1000の実装形態に適用され得る。長いリード線はかなりの電気的損失を生じさせることがあり、感知回路(たとえば、感知回路106a)のQ値、したがって多目的検出回路100の性能を低下させる。
たとえば別個のPCB上に実装される感知コイルアレイ(たとえば、アレイ107)を使用する図10の回路1000の例示的な実装形態では、感知コイル(たとえば、感知コイル107a)の端子の近くの位置に少なくとも並列キャパシタ544を置くことによって、リード線の損失が減少する。そのような実装形態では、感知回路106aのリード線は、直列キャパシタ546と、キャパシタ544および感知コイル107aの並列回路との間にあり得る。キャパシタ544および546はインピーダンスを変換するので、ドライバ回路402の出力電流、およびしたがって、規定された感知コイル電流ILを生成するために回路1000において必要とされるようなリード線電流は、回路900における対応する電流よりかなり少ないことがある。これは、TABLE 7(表7)およびTABLE 9(表9)によってそれぞれ与えられるようなドライバ回路402の出力電流に対する数値によって示される。静電容量比nC=Cp/Csを上げると、リード線損失が減り得るので、感知回路(たとえば、感知回路106a)のQ値が増大する。
別個のPCBに担持される感知コイルアレイ(たとえば、アレイ107)を使用する図9Aの回路900に基づく例示的な実装形態では、リード線の損失は、感知コイル(たとえば、感知コイル107a)の近くの位置において変圧比nT:1をもたらす直列キャパシタ504および追加の変換器(たとえば、図5Bに関連する変圧器526)を配置することによって減少する。nTを増大させると、リード線の損失が減少し得るので、感知回路(たとえば、感知回路106a)のQ値が増大する。
図11は、多目的検出回路100の一部分の別の例示的な実装形態を示す回路1100の回路図である。図11の回路1100は、図1および図4に関連する多目的検出回路100のアナログフロントエンド回路部分を示す。図11は、多目的検出回路100のいくつかの実装形態において必要とされ得る様々な他の信号生成、処理、制御および評価回路(たとえば、図4に示されるような)を含まない。回路1100は、図5Cに関連して前に説明されたような電流源電圧測定手法に基づいてインピーダンスを測定することによって、誘導性感知および容量性感知を実施する。
回路1100は、図4の汎用ブロック図を参照して前に説明されたように、測定回路104のアナログフロントエンド部分ならびに複数の誘導性感知回路106および容量性感知回路108へと再分割され得る。図11に示されるように、測定回路104のアナログフロントエンド部分は、図1および図4に関連するドライバ回路402および測定結果増幅器回路404と一緒になり、共通の単一の入力多重化回路910を使用して、電圧V1を複数の感知回路106および108の各々に選択的に(たとえば、逐次)印加し、印加された電圧V1に応答する電流I1を測定する。複数の誘導性感知回路106は、感知回路106a、106b、...、106n(106nは例示を目的とする図11には示されない)を含む。複数の容量性感知回路108は、感知回路108a、108b、...、108n(108aおよび108bは例示を目的とする図11に示されない)を含む。図11に示される点は、図1を参照して前に述べられたように誘導性感知回路106の数および/または容量性感知回路108の数が3より大きいことがあることを示すものとする。
図11に示される例示的な実装形態では、複数の誘導性感知回路106の各々が同一の回路トポロジーを有する。同様に、複数の容量性感知回路108の各々が同一の回路トポロジーを有する。したがって、誘導性感知回路106aについての以下で与えられる説明は、他の誘導性感知回路(たとえば、106b)にも当てはまり、容量性感知回路108nについての以下で与えられる説明は、他の容量性感知回路(たとえば、108a)にも当てはまる。
複数の誘導性感知回路106の各々は、電圧V1(図11に示されるような)を印加するための、および電圧V1に応答する電流I1(図11に示されるような)を測定するための測定ポート936(端子によって図11に示される)を提供する。同様に、複数の容量性感知回路108の各々は、電圧V1(図11に示されるような)を印加するための、および電圧V1に応答する電流I1(図11に示されるような)を測定するための測定ポート938(端子によって図11に示される)を提供する。図11に示されるような感知回路106および108は、1ポートの回路であると見なされ得る。
回路900および1000とは対照的に、回路1100の測定回路104は、複数の感知回路106および108の各々に電圧V1を選択的に(たとえば、逐次)印加し、印加された電圧V1に応答する電流I1を選択的に(たとえば、逐次)測定するための、単一の入力多重化回路910を含む。より具体的には、例示を目的とする図10には示されないが、感知回路106aに印加される電圧V1はV1aと表記されることがあり、感知回路106bに印加される電圧V1はV1bと表記されることがあり、以下同様である。同様に、感知回路106aおよび106bにおける電流I1は、それぞれI1aおよびI1bと表記され得る。
回路1100は、たとえば
Z11≒V1a/I1a (357)
と定義される複数の感知回路106の各々の測定ポート936において、インピーダンスZ11を選択的に(たとえば、逐次)測定するように構成され、そのためのモードで動作し得る。
しかしながら、図9Aの回路900とは対照的に、図11に示されるような回路1100はあまり多用途ではないことがある。それは、図9Aを参照して説明されたような感知回路間トランスインピーダンスZ12の測定をサポートしないことがある。
誘導性感知回路106aは、インダクタンスLを伴う感知コイル(たとえば、図5Aの感知コイル502)、静電容量Cpを有する第1のキャパシタ(たとえば、図5Cのキャパシタ544)、および静電容量Csを伴う第2のキャパシタ(たとえば、図5Cのキャパシタ546)を含む、誘導性感知素子107aを含む。第1のキャパシタ(たとえば、並列キャパシタ544)は、誘導性感知素子107aに並列に電気的に接続される。キャパシタ544および誘導性感知素子107aの並列回路は、グラウンドに電気的に接続し、直列キャパシタ546を介して測定ポート936にも容量結合される。図9Aの回路900の感知回路106とは対照的に、回路1100の感知回路106は誘導性感知素子(たとえば、誘導性感知素子107a)以外のインダクタ(たとえば、インダクタ506)を必要としないことがあり、それは、必要とされるハイパスフィルタの特性を提供するにはキャパシタ546で十分であり得るからである。
図11の回路1100の例示的な実装形態では、複数の誘導性感知回路106の各々は、図5Cの回路540を参照して前に論じられたように、実質的に感知周波数においてインピーダンスの大きさ|Z11|の最小値(直列共振)を提供するように構成される。
別の態様では、キャパシタ544および546は、図5Gを参照して前に論じられたように適切に静電容量比nC=Cp/Csを調整することによって、測定回路(たとえば、図4の測定回路104)に対して適切な範囲にある感知周波数においてインピーダンスの大きさ|Z11|を提供するように構成され得る。比nCを上げることによって、インピーダンス|Z11|は、図9Aの回路900の誘導性感知回路106aのレベルよりかなり(たとえば、10倍)高いレベルに上げられ得る。図10を参照して前に論じられたように、より高いインピーダンス|Z11|は、電圧源電流測定技法の要件であり得る。
いくつかの実装形態では、キャパシタ544および546は、高い熱安定性をもたらす温度係数の低いタイプ(たとえば、NP0型キャパシタ)であり、複数の誘導性感知回路106a、106b、...、106nの各々において測定されるような電気的特性(たとえば、インピーダンス)の熱ドリフトを減らす。
その上、図5C、図9A、および図10に関連して前に論じられたように、誘導性感知回路106aは、電圧源電流測定技法とともに、ハイパスフィルタ特性を提供し、電流I1の低周波擾乱成分を減衰させる。直列キャパシタ546は、並列キャパシタ544と一緒に、たとえば感知周波数におけるそれぞれの感知電圧V1に応答する電流I1のレベル未満のレベルにこの低周波擾乱成分を減衰させながら、図5Gを参照して前に論じられたように感知周波数において直列共振を維持するように構成され得る。感知周波数において、このハイパスフィルタ特性が、電流I1、したがってインピーダンスZ11の測定に及ぼす影響は小さいことがあり、これは、図9Aの回路900を参照して前に論じられたようなさらなる処理において(たとえば、図4の信号処理回路408において)補正され得る。
別の態様では、直列キャパシタ546がすでにあらゆるDCを遮断しているので、誘導性感知回路106は、図9Aの回路900を参照して前に論じられたようなDC遮断を目的とするどのような補助キャパシタ(たとえば、キャパシタ928)も必要としないことがある。
容量性感知回路108nは、静電容量Cを伴う感知電極(たとえば、シングルエンド感知電極を示す図7Cの感知電極702)、インダクタンスLsを伴う直列インダクタ724(たとえば、図7Cの直列インダクタ724)、一次ポートと二次ポート、二次参照メインインダクタンスLm、および電圧変換比1:nVTを提供する変圧器726(たとえば、図7Cの変圧器726)を含む、容量性感知素子109nを含む。さらに、それは、たとえば図9Aの感知回路106および108を参照して前に論じられたような目的で、静電容量Cbを伴うキャパシタ930を含む。図10の感知回路108nとは対照的に、図11の感知回路108nは、インピーダンスZ11を測定するための1つだけの測定ポート938を提供する。インダクタ724は、容量性感知素子109nに直列に電気的に接続される。インダクタ724および容量性感知素子109nの直列回路は、グラウンドにも電気的に接続する変圧器726の二次ポートに電気的に接続される。さらに、変圧器726の一次ポートは、キャパシタ930を介して測定ポート938に容量結合され、グラウンドにも接続する。
図11の回路1100の例示的な実装形態では、複数の容量性感知回路108の各々は、図7Cの回路720を参照して前に論じられたように、実質的に感知周波数においてインピーダンスの大きさ|Z11|の最小値(直列共振)を提供するように構成される。
別の態様では、変圧器726は、図9Aおよび図10を参照して前に説明されたように、変圧比1:nVTを適切に調整することによって、測定回路(たとえば、図4の測定回路104)に対して適切な範囲にある感知周波数においてインピーダンスの大きさ|Z11|を提供するように構成され得る。
変圧器726の二次参照メインインダクタンスLmは、容量性感知素子109nの静電容量Cと一緒に、2次ハイパスフィルタを形成し、図7Cを参照して前に論じられたように電流I1の低周波擾乱成分を減衰させる。変圧器726は、たとえば感知周波数におけるそれぞれの感知電圧V1に応答する電流I1のレベルを大きく下回るレベルにこの低周波擾乱成分を減衰させるように構成され得る。感知周波数において、このハイパスフィルタが、電流I、したがってインピーダンスZ11の測定に及ぼす影響は小さいことがあり、これは、図7Aを参照して前に論じられたようなさらなる処理において(たとえば、図4の信号処理回路408において)補正され得る。
測定回路104は、ドライバ増幅器回路902、トランスインピーダンス増幅器回路(たとえば、増幅器904)、変圧器1102、複数のスイッチ911a、911b、...、911nとして図11に示される入力多重化回路910、ならびに複数の抵抗1014および1015(並列抵抗)を含む。並列抵抗1014および1015は、端子が感知回路106および108のそれぞれの測定ポート(たとえば、測定ポート936)に電気的に接続される入力多重化回路910のそれぞれの端子に並列に電気的に接続される。測定ポート936に並列に接続される並列抵抗1014は抵抗Rpar1を有し、一方、測定ポート938に並列に接続される並列抵抗1015は、Rpar1と一般に異なり得る抵抗Rpar2を有する。
さらに、測定回路104は、電圧源(たとえば、図5Cに関連して説明されたような電圧源552)として動作し、複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々に感知周波数における電圧信号V1を選択的に(たとえば、逐次)印加するように構成される。電圧信号V1(たとえば、正弦波感知信号)は、図4に関連する信号生成器回路406の出力であり得るドライバ入力信号に基づく。例として図11に示されるドライバ増幅器回路902は、増幅器904と、利得を調整するための第1の(フィードバック)抵抗906および第2の抵抗908を備える外部抵抗回路とを含む。いくつかの実装形態では、増幅器904は、低雑音演算増幅器および高い線形性をもたらす増幅器のうちの1つである。ドライバ増幅器回路902は、ドライバ入力信号を受信し、正確で安定した電圧(電圧源出力)を対応する出力に提供するように構成される。
測定回路104はまた、電流測定回路(たとえば、図5Cに関連して説明されたような電流測定回路550)のアナログフロントエンド部分として動作するように構成される。それは、複数の誘導性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々において電流I1を選択的に(たとえば、逐次)バッファリングして変換し、たとえば図4に関連する信号処理回路408におけるさらなる処理に適したレベルにあるそれぞれの電流I1に基づいて出力電圧信号Vout(図11に示されるような)を提供するように構成される。図10に示されるような例示的なトランスインピーダンス増幅器回路952は、増幅器954、抵抗Rfを有するフィードバック抵抗956、および静電容量Cfを有するフィードバックキャパシタ958を含む。いくつかの実装形態では、増幅器954は、低雑音演算増幅器および高い線形性をもたらす増幅器のうちの少なくとも1つである。増幅器954の正の入力(+)はグラウンドに接続する。フィードバック抵抗958とフィードバックキャパシタ958の両方が、増幅器954の出力(Vout)と負の入力(-)との間に電気的に接続される。さらに、トランスインピーダンス増幅器回路952は、変圧器1102の二次電流である入力電流Iinを受け取り、入力電流Iinを比例する出力電圧Voutに変換するように構成される。変換利得(トランスインピーダンス)は、フィードバック抵抗956とフィードバックキャパシタ958の並列接続のインピーダンスによって決定される。増幅器954の負の入力(-)における電圧は実質的に0であるので(仮想グラウンド)、トランスインピーダンス増幅器回路952は、その負の入力(-)において実質的に0の入力インピーダンスを提示する。フィードバックキャパシタ958は、図9Aを参照して前に論じられたように感知周波数より高い周波数における擾乱信号成分(たとえば、高次のWPT高調波)を減衰させるための一次ローパスフィルタ特性をトランスインピーダンス増幅器回路952に提供する。
他の実装形態では、トランスインピーダンス増幅器回路952のフィルタリングはさらに、フィードバックキャパシタ958に並列に電気的に接続される補助フィードバックインダクタ(図10に示されない)によって増強される。さらなる実装形態では、図9Aを参照して前に論じられたようなアクティブバンドパスフィルタが利用される。
変圧器1102は、図11に示されるように共通のコアに巻かれる一次巻線およびガルバニック絶縁された二次巻線を含む。変圧器1102の一次巻線の第1の端子はドライバ増幅器回路902の出力に電気的に接続するが、その第2の端子は入力多重化回路910の共通のノードに電気的に接続する。変圧器1102は、電流変換比1:nCTをもたらす電流変換器として構成される。ドライバ増幅器回路902の出力電流Iに対応する変圧器の一次電流は、印加された電圧V1に応答する電流I1を示すものであり得る。いくつかの実装形態では、変圧器1102は、nCT>1(たとえば、2と4の間の範囲にある)のために構成され、トランスインピーダンス増幅器回路952の入力における電流Iin=I/nCTを減らすために使用される。したがって、nCT>1である変圧器1102を使用すると、図10の回路1000に関連して論じられたような入力変圧器と同様に、駆動電流の制約が緩和され得る。
図9Aの回路900のいくつかの代替の実装形態では、変圧器1102は、並列インダクタ(たとえば、図7Bの回路710に関連する並列インダクタ716)によって置き換えられる。さらなる実装形態では、変圧器1102も並列インダクタも使用されない。
入力多重化回路910は、複数のスイッチ911a、911b、...、911nを含み、複数の容量性感知回路106の各々および複数の容量性感知回路108の各々をドライバ増幅器回路902およびトランスインピーダンス増幅器回路952に選択的に接続し、感知周波数における電圧V1を複数の感知回路106および108の各々に選択的に(たとえば、逐次)印加し、印加された電圧V1に応答する電流I1を選択的に(たとえば、逐次)測定するように構成される。入力多重化回路910はさらに、入力多重化回路910を制御する制御回路から(たとえば、図4の制御および評価回路102から)MUX制御信号を受信するように構成される。
複数のスイッチ911a、911b、...、911nの各々は、図9Aの回路900を参照して前に言及されたようなタイプのうちの1つであり得る。感知回路(たとえば、感知回路106a)の直列共振状態におけるインピーダンスの大きさ|Z11|が閉状態の抵抗よりかなり高い場合(たとえば、静電容量比nCが前に論じられたように十分に大きい場合)、スイッチ(たとえば、スイッチ911a)の閉状態抵抗は重要ではないことがあることも理解され得る。十分に高いインピーダンス|Z11|は、スイッチ(たとえば、スイッチ911a)の影響も減らし得るので、図9Aを参照して前に論じられたように測定回路104の温度安定性も改善し得る。変圧器1102の一次ポートにおけるインピーダンスが十分小さい場合、共通の入力/出力ノードにおいて複数の並列キャパシタによって生み出され得る全体の容量性負荷は、ドライバ増幅器回路902の電圧源出力を仮定すると重要ではないことがある。
図10の回路1000におけるように、図10に関連して前に論じられたように、WPTが作動しているとき、入力多重化回路910のスイッチ(たとえば、スイッチ911a)にわたる開スイッチ電圧(たとえば、WPT周波数における)を制限するために、並列抵抗1014および1015が使用される。並列抵抗(たとえば、並列抵抗1014)の抵抗(たとえば、Rpar1)を下げると、開スイッチ電圧が低下する。しかしながら、図9Aを参照して前に論じられたように、そのことは、閉状態ではスイッチ(たとえば、スイッチ911a)にわたる電圧低下も増やし、測定回路104の温度安定性に影響を与える。一方、回路1000とは対照的に、温度安定性に影響を与えるスイッチは1つしかない(たとえば、スイッチ911a)。さらに、抵抗(たとえば、並列抵抗1014)はそれぞれの測定ポート(たとえば、測定ポート936)に並列であるので、測定回路104によって測定されるようなインピーダンスは、たとえば測定ポート936に現れるようなインピーダンス|Z11|と異なり得る。その上、測定回路104において測定されるような微小変化は、|Z11|の微小変化|ΔZ'|より小さいことがある。したがって、いくつかの実装形態では、抵抗Rpar1およびRpar2は、インピーダンス測定誤差と開スイッチ電圧とのトレードオフを表し得る。いくつかの実装形態では、入力多重化回路910のスイッチ(たとえば、スイッチ911a)は、回路1000において使用されるスイッチの開スイッチ電圧よりかなり(たとえば5倍)高い開スイッチ電圧を維持するように構成され、抵抗Rpar1およびRpar2は|Z11|よりかなり(たとえば、5倍)高い。より高い開スイッチ電圧を定格とするアナログスイッチを使用すると、スイッチの他の電気的特性(たとえば、閉状態抵抗、寄生容量など)を犠牲にすることが必要になり得る。
名目の感知周波数fs=3MHzのために構成される誘導性感知回路106に関する例示的な回路1100の仕様およびいくつかの得られた性能の数字が、TABLE 11(表11)において与えられる。WPT動作周波数fWPT=85kHzが仮定される。TABLE 11(表11)は、式(352)によって上で定義されたようなシステムQ値Qsys、式(356)によって定義されるような測定回路104の品質、および式(354)によって定義されるような測定結果増幅器回路404の出力電圧Voutの微小変化の劣化も含む。
Figure 2022553972000084
名目の感知周波数fs=3MHzのために構成される容量性感知回路106に関する例示的な回路1100の仕様およびいくつかの得られた性能の数字が、TABLE 12(表12)において与えられる。WPT動作周波数fWPT=85kHzが仮定される。TABLE 12(表12)は、式(352)によって上で定義されたようなシステムQ値Qsys、式(356)によって定義されるような測定回路104の品質、および式(354)によって定義されるような測定結果増幅器回路404の出力電圧Voutの微小変化の劣化も含む。
Figure 2022553972000085
回路1100についてTABLE 11(表11)およびTABLE 12(表12)に示されるような数値は、それぞれ、TABLE 9(表9)およびTABLE 10(表10)に列挙される回路1000について得られるような数値と類似している。回路1100における微小変化の劣化はより大きい。しかしながら、回路1100の回路の複雑さが低下する可能性があることを考えると、この欠点は受け入れられ得る。
図12Aおよび図12Bは、図2および図3に関連するワイヤレス電力伝送構造(たとえば、ワイヤレス電力伝送構造200)のハウジング328(たとえば、プラスチック筐体)へと容量性感知素子109a、109b、...、109nが統合される例示的な実装形態を示す。図12Aおよび図12Bは、議論を簡単にするためにハウジング328の一部分のみを含む例示的な実装形態の上面図を示す。
より具体的には、図12Aは、並列に電気的に接続される電極ペアから各々なり、ハウジング328の角において単一の端子1208を提供する、4つのシングルエンド容量性感知素子の配置1200を示す。各電極はさらに、ハウジング328の区画1204にはまるように適合されたより小さい素子1202へと再分割される。同じ電極に属する複数の素子1202は、たとえば区画1204を分割する壁にある細穴を通り抜け得るワイヤまたは同様の導体を使用して、電気的に接続される。区画1204は、ハウジング328の周囲に沿って位置する。いくつかの態様では、区画1204の上面は、ハウジング328の内側に向かって傾いており、車両がその上を通り得る傾斜を形成する。
図12Bは、ハウジング328の角において端子ペア1212を提供する電極ペアから各々なる、4つのダブルエンド容量性感知素子の配置1210を示す。各電極はさらに、図12Aを参照して上で説明されたようにより小さい要素1202へと再分割される。
図13Aおよび図13Bは、それぞれ図12Aおよび図12Bに関連する電極素子(たとえば、素子1202)の例示的な実装形態を示す。図13Aは、非導電性基板1302上のホロヘドラル導電板1304(たとえば、銅板)からなるホロヘドラル感知電極(たとえば、素子1202)を示す。
ワイヤレス電力伝送構造(たとえば、ワイヤレス電力伝送構造200)に統合されると、容量性感知素子109a、109b、...、109nの電極は、ワイヤレス電力伝送の間に生成されるような強い交流磁場により、かなりの渦電流加熱を受けることがある。したがって、渦電流加熱を軽減することのさらなる態様では、電極は表面インピーダンスを上げるように設計される。
図13Bは、ホロヘドラル導電板1204に関する表面インピーダンスを上げるように構成される、素子1202の代替の実装形態を示す。素子1202は、一方の端のみに電気的に接続されているいくつかの導電片を備えるフィンガー構造として成形される。このフィンガー構造は、表面インピーダンスを上げ得るので、素子1202の表面における渦電流の流れ、および結果として生じる加熱を減らし得る。フィンガー構造を使用することは、容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109a)の静電容量Cも減らし得る。しかしながら、たとえば式(342)によって定義されるように、物体(たとえば、物体114)への容量結合は、実質的に変化しないことがある。
別の実装形態では、素子1202は、十分に高い表面インピーダンスをもたらす弱導電性の材料からできている。この材料は、渦電流加熱と容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109a)の等価抵抗(たとえば、図7Aに示されるような等価抵抗R)とのトレードオフを表し得る。
さらなる実装形態では、図7Aを参照して前に論じられたように、素子1202の表面インピーダンスを上げ、渦電流加熱と感知周波数における容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109a)の等価抵抗Rとのトレードオフを考慮するために、他の適切な構造または材料が使用される。
いくつかの実装形態では、素子1202はプリント回路基板(PCB)でできている。他の実装形態では、複数の素子1202は、図12Aを参照して上で言及されたような素子間接続も含むフレキシブルプリント回路基板である。
図12に関連するさらなる実装形態では、容量性感知素子(たとえば、容量性感知素子109a)の電極は、たとえば、3Dインクジェットプリンタ(導電性インク)を使用して、または、Molded Interconnect Device (MID)およびLaser Direct Structuring (LDS)などの他の製造技術を使用して、ハウジング328の非導電性の内側の面に直接印刷される。別の実装形態では、たとえば電極が射出の前に型にはめ込まれる射出成形プロセスを使用して、電極が完全にまたは部分的に、ハウジング328のプラスチック材料に埋め込まれる。
図14Aから図14Cの画像(スナップショット)の列は、3つの異なる位置にある(たとえば、充電を目的とする)駐車場1404へと進入する電気車両330を示す。車両330は、図14Aから図14Cにおいて、および図3において示されるような位置にある車両330の底部に搭載された(二次)ワイヤレス電力伝送構造310を提供する。駐車場1404は、たとえば図2および図3に関連して前に説明されたように電力を車両330にワイヤレスに届けるための、図2および図3に関連する(一次)ワイヤレス電力伝送構造200を備える。さらに、ワイヤレス電力伝送構造200は、図2および図3に示されるような誘導性感知素子107a、107b、...、107nのアレイ107および容量性感知素子109a、109、...、109nの配置を含む、多目的検出回路100を統合する。誘導性素子のアレイ107は、図2および図3によって示されるようなワイヤレス電力伝送構造200の上面を基本的に覆うと仮定される。
図14Aは、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造200に接近する車両330を示す。図14Bにおいて、車両330の前方がワイヤレス電力伝送構造200と部分的に重なり、一方、図14Cは、最終的な駐車場所の前方の近くにある車両330を表し、最終的な駐車場所において、車載のワイヤレス電力伝送構造310は、以前に導入において言及されたような地上ベースのワイヤレス電力伝送構造200と十分に整列するようになる。
図15Aおよび図15Bの画像1500から1580の列は、図14Cを参照して上で説明されたような最終的な駐車場所に向かって進む電気車両330を示す。右側で、図15Aおよび図15Bは対応する8×8ピクセルのグレースケールパターン1502から1592を表示する。パターン1502から1592の各々は、誘導性感知素子107a、107b、...、107nの8×8のアレイ107を使用して多目的物体検出回路100の複数の検出出力値をそれぞれの車両の位置における8×8の行列のそれぞれの要素へとマッピングすることによって生み出されるパターンを指し得る。より具体的には、いくつかの実装形態では、これらの検出出力は、図4に関連する測定回路104の出力を指し得る。他の実装形態では、検出出力は、評価および制御回路102の一部である機能(本明細書に示されない)の出力であり得る。ピクセルグレースケールは、車両330の存在により引き起こされるような誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)におけるインピーダンス変化(たとえば、ΔZ)の大きさと位相のうちの少なくとも1つを示すものであり得る。いくつかの実装形態では、それは、多目的物体検出回路100によって出力されるような別の電気的特性を示すものであり得る。「暗い灰色」は0の変化(たとえば、|ΔZ|≒0)または検出閾値未満の変化を示すが、「白」はある飽和レベルに達する、またはそれを超える変化を指す。
パターン1502(すべてのピクセルが暗い灰色)は、車両330の不在、または、多目的物体検出回路100の検出出力への車両330の影響が検出閾値未満であるような画像1500により示される車両330の位置を指す。
パターン1512は、車両330の前方(先端)により、少数の検出出力が検出閾値を超えるようになり始め、パターン1512の第1および第2の列においてより明るい灰色のピクセルが生じるような、画像1510により示される車両330の位置を指す。
パターン1522は、車両330の先端により、より多くの検出出力が検出閾値を、または飽和レベルすらも超えるようになり、パターン1522の第1および第2の列に白いピクセルが、また第3および第4の列により明るい灰色のピクセルが生じるような、画像1520により示される車両330の位置を指す。
パターン1532は、車両330の先端がさらに進んでワイヤレス電力伝送構造200の表面に実質的に重なり、それにより、検出出力の大部分が検出閾値を超え、それらのうちのより多数が飽和レベルを超えるようになり、パターン1532の最初の4列に白いピクセルが生じ、第5および第6の列により明るい灰色のピクセルが生じるような、画像1530により示される車両330の位置を指す。
パターン1542は、車両330の先端がワイヤレス電力伝送構造200にほぼ完全に重なり、それにより、すべての検出出力が検出閾値を超え、検出出力の大半が飽和レベルを超えるようになり、パターン1542の最初の6列に白いピクセルが生じ、第7および第8の列により明るい灰色のピクセルが生じるような、画像1540により示される車両330の位置を指す。この段階になると、パターン1542は、車両330の底部の同質ではない構造により(たとえば、異なる材料または底部の空洞により)引き起こされる最初の2列の灰色のエリアも示す。
パターン1552は、車両330の先端がワイヤレス電力伝送構造200に完全に重なり、それにより、検出出力がすべての列において検出閾値を超えるようになるような、画像1550により示される車両330の位置を指す。同質ではない底部により引き起こされ、パターン1542において見えるようになる灰色のエリアは、今ではパターン1552の第4および第6の列に移動した。
パターン1562は、車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310が地上ベースのワイヤレス電力伝送構造200の端に達し、それがパターン1562にも影響を与え始めるような、画像1560により示される車両330の位置を指す。ワイヤレス電力伝送構造310は異なる材料(たとえば、銅、フェライト、アルミニウム、ならびに他の導電性および絶縁性材料からなるリッツ線)を含むので、アレイ107の個々の誘導性感知素子に対するそれらの影響は大きく変動し得る。フェライト材料は正のリアクタンス変化を生み出す傾向があるが、銅およびアルミニウムなどの高度に導電性の材料は負のリアクタンス変化を引き起こす傾向がある。ワイヤレス電力伝送構造310の実際の相対的な位置に応じて、一部の誘導性感知素子(たとえば、誘導性感知素子107a)に対するワイヤレス電力伝送構造310のいくつかの部分の影響が打ち消し合い、パターン1562の列1に暗い灰色のエリアを生み出し得る。
パターン1572は、車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310の中心が地上ベースのワイヤレス電力伝送構造200の端を超えたばかりであり、最初の3列に異なる灰色のレベルの固有のパターンを生み出すような、画像1570により示される車両330の位置を指す。底部の非同質性により引き起こされる灰色のエリアは、今ではパターン1572の最後の2列まで進んでいる。
パターン1582は、車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310が今や地上ベースのワイヤレス電力伝送構造200の上面と完全に重なるような、画像1580により示される車両330の位置を指す。車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310により生み出されるようなグレースケールパターンは今やほぼ完全に目に見えるが、底部の同質ではない部分は誘導性感知アレイ107の敏感なエリアからすでに出ている(画像1580のパターンにおいてもはや目に見えない)。
パターン1592は、車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310が今や地上ベースのワイヤレス電力伝送構造200とよく整列しており、8×8のパターン1592を中心とするグレースケールパターンを表示するような、画像1590により示される車両330の位置を指す。
図15Aおよび図15Bに示されるようなパターン1502から1592は例であると見なされ、例示を目的に簡略化され得る。他のタイプの車両330および他のタイプの車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310は、図15Aおよび図15Bに示されるものとは異なる8×8のパターンを生み出し得る。
パターン(たとえば、2×2のパターン)は、図2および図3に示されるような複数の容量性感知素子109a、109b、...、109nに関連付けられる多目的検出回路100の検出出力からも生み出され得る。より具体的には、いくつかの実装形態では、これらの検出出力は、図4に関連する測定回路104の出力を指し得る。他の実装形態では、検出出力は、評価および制御回路102の一部である機能(本明細書に示されない)の出力であり得る。同様に、これらのパターンにおけるグレーレベル(本明細書に示されない)は、複数の容量性感知回路108a、108b、...、108nにおいて測定されるようなインピーダンス変化を示すものであり得る。より解像度は低いが、これらのパターンは車両330の底部の構造(たとえば、車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310)も反映し得る。
したがって、いくつかの実装形態では、パターン1502から1592は、複数の誘導性感知素子107a、107b、...、107nおよび複数の容量性感知素子109a、109b、...、109nのうちの少なくとも1つと関連付けられる多目的物体検出回路100の検出出力値をマッピングすることによって生み出されるパターンも指し得る。
多目的検出回路100のある態様では、図15Aおよび図15Bを参照して前に説明されたような複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路のうちの少なくとも1つと関連付けられる検出出力により生み出されるようなパターンは、物体(たとえば、物体110)から車両330を区別するために使用される。より具体的には、いくつかの実装形態では、少なくとも1つの容量性感知回路(たとえば、容量性感知回路108a)と関連付けられる検出出力における車両330の影響と物体(たとえば、物体112)の影響を区別するために、少なくとも1つの誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)と関連付けられる検出出力が使用される。逆に、いくつかの実装形態では、少なくとも1つの誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)と関連付けられる検出出力における車両330の影響と物体(たとえば、物体110)の影響を区別するために、少なくとも1つの容量性感知回路(たとえば、容量性感知回路108a)と関連付けられる検出出力が使用される。
より一般的に述べると、少なくとも1つの誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)と関連付けられる検出出力は、LODのフォールスポジティブ検出確率を下げるために使用される。逆に、少なくとも1つの容量性感知回路(たとえば、容量性感知回路108a)と関連付けられる検出出力は、FODのフォールスポジティブ検出確率を下げるために使用される。
いくつかの実装形態では、少なくとも1つの誘導性感知回路(たとえば、誘導性感知回路106a)および少なくとも1つの容量性感知回路(たとえば、容量性感知回路108a)と関連付けられる検出出力は、多目的検出回路100の検出閾値を動的に調整するために使用され、この検出閾値はFODおよびLODのうちの少なくとも1つを指す。検出閾値を動的に調整することは、「Extended Foreign Object Detection Signal Processing」という表題の米国特許出願第16/392,464において説明される。
多目的検出回路100の別の態様では、図15Aおよび図15Bを参照して前に説明されたような複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路のうちの少なくとも1つと関連付けられる検出出力により生み出されるようなパターンは、車両330のタイプまたは車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310のタイプを検出または特定するために使用される。
多目的検出回路100のさらなる態様では、図15Aおよび図15Bを参照して前に説明されたような複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路のうちの少なくとも1つと関連付けられる検出出力により生み出されるようなパターンは、地上ベースのワイヤレス電力伝送構造200に対する車両330(または車両ベースのワイヤレス電力伝送構造310)の位置を決定するために使用される。
多目的検出回路100のいくつかの実装形態では、相対的な位置は、画像相関技法(たとえば、表面構造検出のためにレーザーセンサを使用するコンピュータマウスにおいて利用されるような同様の技法)を使用することによって少なくとも一部決定される。
多目的検出回路100の別の実装形態では、複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路のうちの少なくとも1つと関連付けられる検出出力により生み出され、図15Aのパターン1512から1542により示されるような、連続的に得られるパターンの「フロントウェーブ」を追跡することによって相対的な位置が決定される。暗い灰色から白への移行としてパターン1512から1542において目に見えるこの「フロントウェーブ」は、車両330の先端により生み出され得る。
多目的検出回路100の別の態様では、図15Aおよび図15Bを参照して前に説明されたような複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路のうちの少なくとも1つと関連付けられる検出出力により生み出されるようなパターンは、別の位置決めシステムを作動させ、または準備するために使用される。
多目的検出回路100のさらなる態様では、図15Aおよび図15Bを参照して前に説明されたような複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路のうちの少なくとも1つと関連付けられる検出出力により生み出されるようなパターンは、別の位置決めシステムの範囲を延長するために使用される。
多目的検出回路100のさらに別の態様では、図15Aおよび図15Bを参照して前に説明されたような複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路のうちの少なくとも1つと関連付けられる検出出力により生み出されるようなパターンは、別の位置決めシステムの正確さまたは信頼性を高めるために使用される。
多目的検出回路100のまたさらなる態様では、図15Aおよび図15Bを参照して前に説明されたような複数の誘導性感知回路106および複数の容量性感知回路のうちの少なくとも1つと関連付けられる検出出力により生み出されるようなパターンは、別の位置決めシステムを調整または較正するために使用される。
他の位置決めシステムは、たとえば図3を参照して前に論じられたような誘導性パッシブビーコントランスポンダと容量性パッシブビーコントランスポンダのうちの少なくとも1つを使用することと、アクティブビーコン送信機により生成される電場と磁場のうちの少なくとも1つを感知することとに基づくシステム(たとえば、「Extended-Range Positioning System Based on Foreign Object Detection」という表題の米国特許出願第16/284,959号に記載されるようなアクティブビーコン、「Integration of Solenoid Positioning Antennas in Wireless Inductive Charging Power Applications」という表題の米国特許出願第15/003,521号、「System, Methods and Apparatuses for Guidance and Alignment in Electric Vehicles Wireless Inductive Charging Systems」という表題の米国特許第10,340,752号、および「System, Methods and Apparatus for Guidance and Alignment Between Electric Vehicles and Wireless Charging Systems」という表題の米国特許第10,566,839号に記載されるような磁気ベクタリング、これらの内容のすべてが参照によって本明細書に組み込まれる)を含み得る。それらはまた、光センサ(カメラ)、LIDAR技術、超音波センサ、慣性センサに基づく位置決めシステムを含み得る。
上で説明された方法の様々な動作は、対応する機能を実行することが可能な任意の適切な手段によって実行され得る。この手段は、限定はされないが回路、特定用途向け集積回路(ASIC)、またはプロセッサを含む、様々なハードウェアならびに/またはソフトウェアのコンポーネントおよび/もしくはモジュールを含み得る。一般に、図に示される動作がある場合、それらの動作は、同様の番号を伴う対応するカウンターパートのミーンズプラスファンクション構成要素を有し得る。
本明細書で使用される場合、「決定すること」という用語は多種多様な行動を包含する。たとえば、「決定すること」は、計算すること、算出すること、処理すること、導出すること、調査すること、探すこと(たとえば、テーブル、データベース、または別のデータ構造を探すこと)、確認することなどを含み得る。また、「決定すること」は、受信すること(たとえば、情報を受信すること)、アクセスすること(たとえば、メモリの中のデータにアクセスすること)などを含み得る。また、「決定すること」は、解決すること、選択すること、選ぶこと、確立することなどを含み得る。
本明細書で使用される場合、項目のリスト「のうちの少なくとも1つ」に言及する語句は、単一の要素を含めて、それらの項目の任意の組合せを指す。例として、「a、b、またはcのうちの少なくとも1つ」は、a、b、c、a-c、b-c、およびa-b-c、ならびに同じ要素の複数との任意の組合せ(たとえば、a-a、a-a-a、a-a-b、a-a-c、a-b-b、a-c-c、b-b、b-b-b、b-b-c、c-c、およびc-c-c、またはa、b、およびcの任意の他の並び)を包含することが意図される。
本開示に関連して説明される様々な例示的な論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタルシグナルプロセッサ(DSP)、ASIC、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)もしくは他のプログラマブルロジックデバイス(PLD)、ディスクリートゲートもしくはトランジスタ論理回路、ディスクリートハードウェアコンポーネント、または本明細書において説明される機能を実行するように設計されたそれらの任意の組合せで、実装または実行され得る。プロセッサはマイクロプロセッサであり得るが、代替として、プロセッサは任意の市販のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、またはステートマシンであり得る。プロセッサはまた、コンピューティングデバイスの組合せ、たとえば、DSPとマイクロプロセッサの組合せ、複数のマイクロプロセッサ、DSPコアと連携する1つまたは複数のマイクロプロセッサ、または任意の他のそのような構成として実装され得る。
本明細書において開示される方法は、説明される方法を達成するための1つまたは複数のステップまたは行動を備える。方法のステップおよび/または行動は、特許請求の範囲から逸脱することなく互いに交換され得る。言い換えると、ステップまたは行動の特定の順序が指定されない限り、特定のステップならびに/または行動の順序および/もしくは使用は、特許請求の範囲から逸脱することなく修正され得る。
説明される機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの任意の組合せで実装され得る。ハードウェアで実装される場合、例示的なハードウェア構成は、ワイヤレスノードにおいて処理システムを備え得る。処理システムはバスアーキテクチャで実装され得る。バスは、処理システムの具体的な用途および全体的な設計制約に応じて、任意の数の相互接続するバスおよびブリッジを含み得る。バスは、プロセッサ、機械可読媒体、およびバスインターフェースを含む様々な回路を一緒につなぎ得る。バスインターフェースは、とりわけ、バスを介してネットワークアダプタを処理システムに接続するために使用され得る。バスはまた、タイミングソース、周辺機器、電圧レギュレータ、電力管理回路などの様々な他の回路をつなぎ得る。
請求項は、上で示された厳密な構成および構成要素に限定されないことが理解されるべきである。特許請求の範囲から逸脱することなく、上で説明された方法と装置の配置、動作、および詳細に、様々な修正、変更、および変化が加えられ得る。
100 多目的検出回路
102 制御および評価回路
104 測定回路
106 複数の誘導性感知回路
107 誘導性感知素子
108 複数の容量性感知回路
109 容量性感知素子
110 物体
112 物体
114 生物
200 ワイヤレス電力伝送構造
202 コイル
204 フェライト
206 金属シールド
310 車両ベースのワイヤレス電力伝送構造
312 WPTコイル
313 誘導性パッシブビーコントランスポンダ
314 容量性ビーコントランスポンダ
315 フェライト
316 シールド
318 ハウジング
330 車両
402 ドライバ回路
404 測定結果増幅器回路
406 信号生成器回路
408 信号処理回路
501 誘導性感知回路
502 感知コイル
504 直列キャパシタ
506 並列インダクタ
508 測定ポート
510 電圧測定回路
512 電流源
521 感知回路
526 変圧器
541 誘導性感知回路
544 並列キャパシタ
546 直列キャパシタ
548 測定ポート
550 電流測定回路
552 電圧源
561 感知回路
562 感知コイル
564 第1のキャパシタ
565 第2の直列キャパシタ
566 第1の並列インダクタ
567 第2の並列インダクタ
568 測定ポート
569 測定ポート
581 誘導性感知回路
584 直列キャパシタ
586 第1の並列インダクタ
587 第2の並列インダクタ
588 測定ポート
589 測定ポート
701 容量性感知回路
702 感知電極
703 信号端子
704 直列インダクタ
706 並列インダクタ
708 測定ポート
711 感知回路
714 直列インダクタ
715 並列キャパシタ
716 並列インダクタ
718 測定ポート
721 容量性感知回路
724 直列インダクタ
726 変圧器
728 測定ポート
731 容量性感知回路
732 感知電極
734 ディファレンシャルモード直列インダクタ
736 変圧器
738 測定ポート
741 感知回路
744 並列インダクタ
746 直列キャパシタ
748 測定ポート
751 感知回路
754 並列インダクタ
756 直列キャパシタ
757 変圧器
758 測定ポート
761 容量性感知回路
762 ダブル電極容量性感知素子
763 端子
764 第1の直列インダクタ
765 第2の直列インダクタ
766 第1の並列インダクタ
767 第2の並列インダクタ
768 測定ポート
769 測定ポート
771 容量性感知回路
772 感知電極
773 端子
774 ディファレンシャルモードインダクタ
775 ディファレンシャルモードインダクタ
776 変圧器
777 変圧器
778 測定ポート
779 測定ポート
781 容量性感知回路
784 並列インダクタ
786 直列キャパシタ
787 直列キャパシタ
788 測定ポート
789 端子
810 等価回路モデル
902 ドライバ増幅器回路
904 増幅器
906 第1の抵抗
908 第2の抵抗
910 入力多重化回路
911 スイッチ
914 直列抵抗
915 直列抵抗
928 キャパシタ
929 キャパシタ
930 キャパシタ
931 第2のキャパシタ
936 測定ポート
937 測定ポート
938 第1の測定ポート
939 第2の測定ポート
940 出力多重化回路
941 スイッチ
942 FET
944 抵抗
945 抵抗
946 直列キャパシタ
947 直列キャパシタ
952 トランスインピーダンス増幅器回路
954 増幅器
956 フィードバック抵抗
958 フィードバックキャパシタ
959 抵抗
960 キャパシタ
1014 抵抗
1015 抵抗
1044 並列抵抗
1045 並列抵抗
1102 変圧器
1204 ホロヘドラル導電板
1302 非導電性基板
1304 ホロヘドラル導電板

Claims (20)

  1. 異質な物体の検出、生物の検出、車両の検出、車両のタイプの検出、および車両の位置の検出のために構成される装置であって、
    アレイを形成する複数の誘導性感知回路と、
    前記アレイを囲む複数の容量性感知回路と
    を有する多目的検出回路を備える、装置。
  2. 前記複数の誘導性感知回路の各々が、少なくとも1つの誘導性感知素子と、感知周波数において前記少なくとも1つの誘導性感知素子の複数の端子に現れるような大きなリアクタンスを補償するための関連する容量性素子とを含む、請求項1に記載の装置。
  3. 前記少なくとも1つの誘導性感知素子が感知コイルを備える、請求項2に記載の装置。
  4. 前記複数の容量性感知回路の各々が、少なくとも1つの容量性感知素子と、感知周波数において前記少なくとも1つの容量性感知素子の複数の端子に現れるような大きなリアクタンスを補償するための関連する誘導性素子とを含む、請求項1に記載の装置。
  5. 前記少なくとも1つの容量性感知素子が感知電極を備える、請求項4に記載の装置。
  6. 前記複数の誘導性感知回路および前記複数の容量性感知回路のうちの少なくとも1つの感知回路が、前記装置の動作インピーダンス範囲と整合するように前記少なくとも1つの感知回路のインピーダンスを変換するためのインピーダンス整合素子を含む、請求項1に記載の装置。
  7. 前記インピーダンス整合素子が変圧器を備える、請求項6に記載の装置。
  8. 所定の時間多重化方式に従って、前記複数の誘導性感知回路の各々および前記複数の容量性感知回路の各々における電気的特性を選択的に逐次測定するための測定回路をさらに備える、請求項1に記載の装置。
  9. 前記電気的特性がインピーダンスを含む、請求項8に記載の装置。
  10. 前記複数の誘導性感知回路が地上ベースのワイヤレス電力伝送構造へと統合される平面アレイにおいて配向され、
    前記複数の容量性感知回路が位置決めされる、請求項1に記載の装置。
  11. ハウジングが前記ハウジングの周辺に沿って位置する複数の区画を含み、
    前記複数の容量性感知回路が各々容量性感知素子を含み、
    各々の容量性感知素子が、前記ハウジングの前記複数の区画のそれぞれの区画へとはまるように適合されたより小さい素子に再分割される、請求項10に記載の装置。
  12. 前記より小さい素子のうちの1つまたは複数が渦電流加熱を減らすためのフィンガー構造を有する、請求項11に記載の装置。
  13. 前記容量性感知素子が、互いに並列に電気的に接続され、前記ハウジングの1つまたは複数の角において1つまたは複数の端子を提供する、請求項11に記載の装置。
  14. 前記多目的検出回路が、車両のパッシブビーコンからの検出と、車両検出と関連付けられる前記アレイにおけるインピーダンス変化のパターンの検出との組合せに基づいて、パッシブビーコン検出を作動させるように構成される、請求項1に記載の装置。
  15. 生物の検出のために構成される複数の容量性感知素子と、
    前記複数の容量性感知素子に電気的に接続される測定回路であって、前記測定回路が、前記複数の容量性感知素子のうちの1つまたは複数の近くの物体の反映インピーダンスを測定するように構成され、前記反映インピーダンスが前記複数の容量性感知素子の感知周波数において測定される、測定回路と、
    前記測定回路に電気的に接続される制御および評価回路であって、前記制御および評価回路が、水の滴りによるフォールスポジティブ検出を防ぐために、前記反映インピーダンスに基づいて水の前記滴りを生物および1つまたは複数の非生物の誘電性の物体と区別するように構成される、制御および評価回路とを備える、検出回路。
  16. 複素平面における水の前記滴りの前記反映インピーダンスに対応する角度が、前記生物および前記1つまたは複数の非生物の誘電性の物体を検出するために使用される第2の角度範囲の外側にある第1の角度範囲内にあることに基づいて、水の前記滴りが前記生物および前記1つまたは複数の非生物の誘電性の物体から区別される、請求項15に記載の検出回路。
  17. 前記角度が60度未満である、請求項16に記載の検出回路。
  18. 前記角度が水の前記滴りの体積対表面積比と関連付けられる、請求項16に記載の検出回路。
  19. 前記検出回路がワイヤレス電力伝送構造と統合され、
    水の前記滴りが前記ワイヤレス電力伝送構造の上に位置する車両から滴る雨または雪解け水のうちの1つを含む、請求項15に記載の検出回路。
  20. 前記制御および評価回路が、前記容量性感知素子のうちの前記1つまたは複数において、90度からかなりずれた複素インピーダンス変化に対応するインピーダンス変化により引き起こされる検出を抑制するように構成される、請求項15に記載の検出回路。
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