JP2022176488A - フィードバックキャンセラ及びこれを備えた音響機器、フィードバックのキャンセル方法 - Google Patents

Abstract

【課題】適応フィルタの推定精度を高めつつハウリングを確実に抑制する技術の提供。【解決手段】係数更新部１３は、ＮＬＭＳアルゴリズムを用い、誤差信号ｅ（ｎ）及び遅延処理後の信号ｕ（ｎ）に加え、初期伝達関数の係数Ｗ０に基づいて、適応フィルタ１１の係数を更新する。具体的には、現在の適応フィルタ１１の係数と初期伝達関数の係数Ｗ０とのタップ毎の差分の総和が所定の値より小さい（＝現在の係数が係数Ｗ０に近い）場合には、係数Ｗ０を踏まえて係数を更新し（Ｓ１４０：Ｙｅｓ→Ｓ１５０）、所定の値以上である（＝現在の係数が係数Ｗ０に近くない）場合には、係数Ｗ０を踏まえずに係数を更新する（Ｓ１４０：Ｎｏ→Ｓ１６０）。このような構成により、静かな環境で入力信号のレベルが低い場合や閉ループゲインが下がっている場合においても適応フィルタの更新を滞らせないため、推定精度を高めるとともにハウリングを確実に抑制することができる。【選択図】図２

Description

本発明は、フィードバックキャンセラ及びこれを備えた音響機器、並びにフィードバックのキャンセル方法に関する。

補聴器は、マイクロホンとイヤホンが近接しており且つ高利得な増幅を行うため、ハウリングを伴う音響フィードバックの問題と常に隣り合わせであり、ハウリングを抑制するには、インパルス応答を推定する適応フィルタの構築が必要不可欠である。しかしながら、インパルス応答は補聴器装用者毎に異なる上に時変であり、さらには、演算能力の厳しい制約の下で低遅延且つ高音質な出力と同時にハウリングの抑制を実現しなければならないことから、補聴器における音響フィードバックの問題は難易度が高く、従来、様々な手法によりその解決が試みられている。例えば、適応アルゴリズムとしてＬＭＳアルゴリズムを用いた適応フィルタの構築手法が一般的に知られている。また、この手法について一部改善を図った技術が開示されている（例えば、非特許文献１を参照。）。

James M. Kates著，「Constrained adaptation for feedback cancellation in hearing aids」，The Journal of the Acoustical Society of America，Vol.106，No.2，p.1010-1019，1999年8月

補聴器におけるハウリング抑制処理において大きな課題となっているのは、周期信号の入力時に適応フィルタの推定精度の低下によって発生するエントレインメント（入力信号が歪んで異音が生じる現象)や一時的なハウリングである。適応フィルタの推定精度を低下させる要因としては、補聴器の閉ループゲインの低下や入力信号のレベルの低下が挙げられる。また、閉ループのゲインが低下するケースとしては、補聴器のボリュームが小さい場合や、雑音や残響を抑制する処理（以下、「雑音抑制処理」と称する。）によって出力音のレベルが下がることでマイクに帰還する音のレベルが低下している場合が考えられる。

ここで、ハウリングの発振条件について、図１１を参照しながら説明する。
図１１中（Ａ）は、ハウリング抑制処理を実行可能な補聴器の基本的な構成図である。構成図における「Ｆ（ｚ）」はフィードバック伝達関数であり、「Ｗ（ｚ）」は適応フィルタが推定した伝達関数であり、「Ｇ（ｚ）」は増幅処理や雑音抑制処理を含む補聴処理である。
図１１中（Ｂ）は、この補聴器における閉ループ伝達関数Ｃ（ｚ）を表している。
図１１中（Ｃ）は、この補聴器においてハウリング抑制処理を実行する際のハウリングの発振条件を表している。ここで、「ω_ｉ」は、３つの条件式を満たすｉ番目の周波数である。また、「Ｄ（ω_ｉ）」は、フィードバック伝達関数から推定したフィードバック伝達関数を差し引いた差分の伝達関数である。すなわち、一巡伝達関数が1以上かつ位相が揃う特定の周波数において、ハウリングの発振条件を満たすこととなる。

ＬＭＳアルゴリズムを用いた従来の一般的な適応フィルタでは、雑音抑制処理によって閉ループのゲインが低下した場合や入力信号のレベルが小さい場合に、適応フィルタの係数の更新が滞る場合がある。その結果、適応フィルタの推定精度が低下し、「Ｆ（ｚ）」と「Ｗ（ｚ）」との差が大きくなるため、上記の発振条件を満たす可能性が高くなる。さらに、雑音抑制処理の最中に突発音が入力されると、雑音抑制処理が解除されて補聴器のゲインが急上昇し、「Ｇ（ω_ｉ）」が大きくなるため、やはり上記の発振条件を満たす可能性が高くなる。

一方、上記の非特許文献に記載された技術においては、補聴器の初期の装用状態におけるインパルス応答（以下、「初期伝達関数の係数」と称する。）を測定しておき、適応フィルタの係数が初期伝達関数の係数から大きく逸脱することを防ぐための構成が採られている。そのため、この技術によれば、推定精度の低下は一定の範囲内に抑えられると考えられる。しかしながら、この技術では、インパルス応答が初期の装用状態から大きく変化した場合に、ハウリングが止まらなくなる虞がある。適応フィルタは、推定精度が高いだけでなく、インパルス応答が初期の装用状態から大きく変化した場合でもハウリングを抑制可能であることが望ましい。

そこで、本発明は、適応フィルタの推定精度を高めつつハウリングを確実に抑制する技術の提供を課題とする。

上記の課題を解決するため、本発明は以下のフィードバックキャンセラ及びこれを備えた音響機器、並びにフィードバックのキャンセル方法を採用する。なお、以下の括弧書中の文言はあくまで例示であり、本発明はこれに限定されるものではない。

すなわち、本発明のフィードバックキャンセラは、音の出力手段から音の入力手段へのインパルス応答を推定し、自己に入力される参照信号に基づいてフィードバック成分の推定値に相当する信号を出力する適応フィルタと、音の入力手段の出力信号から適応フィルタの出力信号を減じて得られる誤差信号を出力する減算部と、音の出力手段及び音の入力手段を用いて予め測定された、使用環境に固有のフィードバックのインパルス応答に基づく初期伝達関数の係数を記憶する記憶部と、参照信号及び誤差信号に基づいて適応フィルタの係数の更新量を算出し、適応フィルタの現在の係数と初期伝達関数の係数との差が所定の値より小さい場合には、更新量に初期伝達関数の係数を踏まえて適応フィルタの係数を更新し、差が所定の値以上である場合には、初期伝達関数の係数を踏まえることなく適応フィルタの係数を更新する係数更新部とを備えている。

ＬＭＳアルゴリズムを用いた従来の一般的なフィードバックキャンセラにおいては、静かな環境で入力信号のレベルが低い場合や閉ループゲインが下がっている場合に、適応フィルタの係数の更新が滞って推定誤差が大きい状態が継続し、そのような状態で突発音が入力されると一時的なハウリングを生じる場合がある。

これに対し、上記の態様のフィードバックキャンセラにおいては、予め測定された使用環境に固有の初期伝達関数の係数（初期の状態におけるインパルス応答）が適応フィルタの係数の更新に用いられる。したがって、上記の態様のフィードバックキャンセラによれば、静かな環境で入力信号のレベルが低い場合や閉ループゲインが下がっている場合においても適応フィルタの更新を滞らせることがないため、推定誤差を小さくして推定精度を高めることができるとともに、ハウリングを確実に抑制することができる。

好ましくは、上記の態様のフィードバックキャンセラにおいて、参照信号及び誤差信号の少なくとも一方における周波数帯域を制限する帯域制限部をさらに備え、係数更新部は、帯域制限部の出力信号に基づいて適応フィルタの係数の更新量を算出する。或いは、上記の態様のフィードバックキャンセラにおいて、参照信号及び誤差信号の少なくとも一方を白色化する白色化部をさらに備え、係数更新部は、白色化部の出力信号に基づいて適応フィルタの係数の更新量を算出する。

これらの態様のフィードバックキャンセラによれば、推定誤差をより小さくして推定精度をより高めることができるとともに、ハウリングをより確実に抑制することができる。

さらに好ましくは、上記のいずれかの態様のフィードバックにおいて、係数更新部は、差が所定の値より小さい場合には、適応フィルタの現在の係数と初期伝達関数の係数との差に所定の定数を乗じた値を更新量から減じた値を現在の係数に加えて更新し、差が所定の値以上である場合には、適応フィルタの現在の係数に更新量を加えて更新する。

この態様のフィードバックキャンセラによれば、差が所定の値より小さい場合における適応フィルタの係数の更新に、実機での検証結果又はシミュレーション結果に基づいて予め定められた値を踏まえた定数が用いられるため、現在の係数に加える値を微調整することができ、使用条件に合わせた初期伝達関数の係数の影響度を調整可能とする。

また、本発明の音響機器は、少なくとも、上記のいずれかの態様のフィードバックキャンセラと、入力される音を電気信号に変換して前記減算部に出力する音入力手段と、誤差信号に基づく電気信号を音に変換して出力する音出力手段とを備えている。

この態様の音響機器によれば、音入力手段（例えば、マイクロホン）に入力される音に応じた電気信号がフィードバックキャンセラ（具体的には減算部）に出力され、フィードバックキャンセラによりフィードバック成分が除去された誤差信号に基づく電気信号（誤差信号に対して利得の増幅を含む各種の音響処理がなされた後の電気信号）に応じた音が音出力手段（例えば、イヤホンやスピーカ）から出力されるため、ハウリングを確実に抑制することができる。

そして、本発明のフィードバックのキャンセル方法は、上述したフィードバックキャンセラが備える各構成により実行される工程に加え、音の出力手段から音の入力手段への（音の出力点と入力点との間の）インパルス応答に関し、使用環境に固有のフィードバックのインパルス応答に基づく初期伝達関数の係数を測定する測定工程を含むものである。

好ましくは、この態様のフィードバックのキャンセル方法において、測定工程では、初期伝達関数の測定を複数回或いは一定時間行い、測定結果間の差異が予め定められた所定の範囲内である場合には測定を終了し、所定の範囲を超える場合には測定を継続可能とする。

この態様によれば、測定結果間の差異が所定の範囲を超えている場合には測定が継続されるため、偶発的な事象が測定結果に影響して初期伝達関数の係数を左右することを防ぐことができ、結果として推定工程での推定の精度向上に資することができる。

より好ましくは、上記のいずれかの態様のフィードバックのキャンセル方法において、測定工程では、測定を行った回数が所定の最大回数を超えた場合には測定を終了する。

この態様によれば、所定の最大回数を超えて測定が継続されることがないため、測定に伴う測定対象への負担（音響機器の使用者や使用環境にかかる負担、特に使用者（人間）に対する精神的な負担や時間的な負担）を最小限に抑制することができる。

さらに好ましくは、上記のいずれかの態様のフィードバックのキャンセル方法において、測定工程での測定に先行して周囲騒音の程度及びその影響度の少なくとも一方を推定する騒音推定工程をさらに含み、測定工程では、騒音推定工程での推定結果に応じて、測定工程での測定に用いる音響信号の強度を調整する。

この態様によれば、周囲騒音の程度やその影響度に応じて測定に用いる音響信号（プローブノイズ）の強度が調整されるため、周囲騒音が測定結果に影響して初期伝達関数の係数を左右することを防ぐことができ、結果として推定工程での推定の精度向上に資することができる。

以上のように、本発明によれば、適応フィルタの推定精度を高めつつハウリングを確実に抑制することができる。

第１実施形態のフィードバックキャンセラ１０を備えた補聴器１００の構成を示すブロック図である。 第１実施形態における係数更新処理の手順例を示す図である。 初期伝達関数の係数Ｗ_０の測定に係る構成を示すブロック図である。 比較例としてのフィードバックキャンセラ１０´を備えた補聴器１００´の構成を示すブロック図である。 比較例における係数更新処理の手順例を示す図である。 第２実施形態のフィードバックキャンセラ２０を備えた補聴器２００の構成を示すブロック図である。 第２実施形態における係数更新処理の手順例を示す図である。 第３実施形態のフィードバックキャンセラ３０を備えた補聴器３００の構成を示すブロック図である。 第３実施形態における係数更新処理の手順例を示す図である。 適応フィルタのシミュレーション結果を実施形態と比較例とで対比させて示す図である。 ハウリングの発振条件を説明する図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は好ましい例示であり、本発明はこの例示に限定されるものではない。

〔第１実施形態〕
図１は、第１実施形態のフィードバックキャンセラ１０を備えた補聴器１００の構成を示すブロック図である。

図１に示されるように、フィードバックキャンセラ１０は、例えば、適応フィルタ１１、減算部１２、係数更新部１３、初期値記憶部１４、遅延処理部１５等で構成されている。フィードバックキャンセラ１０においては、適応アルゴリズムとしてＮＬＭＳアルゴリズムが採用されている。また、補聴器１００は、例えば、フィードバックキャンセラ１０、マイクロホン５０、補聴処理部６０、増幅部７０、イヤホン８０等で構成されており、図示されていない電池で駆動する。補聴器１００の構成要素のうち、マイクロホン５０及びイヤホン８０以外は、例えば、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）による信号処理によって実装可能である。

なお、音響フィードバックの発生には、音を出力する手段及び音が入力される手段の両方の存在が前提となることから、マイクロホン５０及びイヤホン８０をフィードバックキャンセラ１０の一部として捉えることも可能である。

マイクロホン５０には、音声等の所望の音や環境音等が混在した音（以下、「外来音」と称する。）に加えて、イヤホン８０から出力された音ｘ（ｎ）が外耳道内から漏れフィードバック伝達関数Ｆ（ｚ）を経てマイクロホン５０にフィードバックされた音（以下、「帰還音」と称する。）が入力される。マイクロホン５０は、入力された外来音ｓ（ｎ）と帰還音ｆ（ｎ）との複合音を電気信号に変換し、マイクロホン５０固有の伝達特性を経た信号ｄ（ｎ）を出力する。

適応フィルタ１１は、後述する係数更新部１３により更新される係数を用いてフィードバック伝達関数Ｆ（ｚ）に対応する伝達関数Ｗ（ｚ）を適応的に推定し、適応フィルタ１１に入力される信号ｕ（ｎ）が伝達関数Ｗ（ｚ）を経た信号ｙ（ｎ）を出力する。すなわち、信号ｙ（ｎ）は、イヤホン８０からマイクロホン５０にフィードバックされる帰還音の成分の推定値に相当する。減算部１２は、マイクロホン５０の出力信号ｄ（ｎ）から適応フィルタ１１の出力信号ｙ（ｎ）を減算し、これにより得られる誤差信号ｅ（ｎ）を、補聴処理部６０及び係数更新部１３に出力する。

補聴処理部６０は、誤差信号ｅ（ｎ）に対して補聴処理Ｇ（ｚ）を行い、補聴処理後の信号ｂ（ｎ）を、増幅部７０及び後述する遅延処理部１５に出力する。増幅部７０は、補聴処理後の信号ｂ（ｎ）を所定の利得で増幅し、増幅部７０固有の伝達特性を経た信号をイヤホン８０に出力する。イヤホン８０は、増幅部７０の出力信号をイヤホン８０に固有の伝達特性を経た音ｘ（ｎ）に変換して出力する。そして、イヤホン８０から出力された音の一部は、上述したようにマイクロホン５０に帰還することとなる。

一方、遅延処理部１５は、補聴器１００において生じる遅延、すなわち補聴処理に伴う遅延やイヤホン８０からマイクロホン５０に帰還音が到達する際の遅延を補償するために、補聴処理後の信号を所定時間ずらして出力する。具体的には、遅延処理部１５は、所定時間前に入力された補聴処理後の信号を、遅延処理後の信号ｕ（ｎ）として適応フィルタ１１及び係数更新部１３に出力する。

そして、係数更新部１３は、ＮＬＭＳアルゴリズムを用いて、誤差信号が最小になるように適応フィルタ１１の係数を更新する。具体的には、係数更新部１３は、入力される誤差信号ｅ（ｎ）及び遅延処理後の信号ｕ（ｎ）に加え、初期値記憶部１４に予め記憶されている補聴器の初期フィッティング時に測定された初期伝達関数の係数Ｗ_０を踏まえて、適応フィルタ１１の係数を更新する。

なお、上記の構成例においては、増幅部７０が設けられているが、これに代えて、増幅部７０を設けずに、補聴処理部６０において各種の補聴処理と併せて利得の増幅を行う構成とすることも可能である。また、以降の説明においては、適応フィルタに入力される（適応フィルタが参照する）信号を「適応フィルタの参照信号」と称する場合がある。

図２は、第１実施形態における係数更新処理の手順例を示す図である。このうち、（Ａ）は、係数更新部１３が実行する係数更新処理の手順例を示すフローチャートであり、（Ｂ）は、手順例の具体的なアルゴリズムである。以下、手順例に沿って説明する。

ステップＳ１１０：係数更新部１３は、初期伝達関数の係数の全タップの係数の総和ξを算出する。ステップＳ１１０はアルゴリズムの１行目に対応しており、総和ξは以下の数式で算出される。

上記の数式において、「Ｎ」はタップ長であり、「ｗ_ｋ（０）」は初期伝達関数の係数の第ｋタップの係数である。また、「γ」は、初期伝達関数の係数の影響度合いを定める定数、より具体的には、後述する閾値判定における真判定率（判定式が成立する割合）の調整に用いられる定数であり、実機での検証結果又はシミュレーション結果に基づいて予め決定される。また、総和ξは、初期値記憶部１４に予め記憶されている初期伝達関数の係数Ｗ_０から算出してもよいし、予め算出した係数の総和を初期値記憶部１４に記憶させておき、これを当該ステップの実行時に読み出して用いてもよい。なお、初期伝達関数の係数Ｗ_０の測定については、別の図面を参照しながら詳しく後述する。

ステップＳ１２０：係数更新部１３は、現在の時刻ｎにおける信号の入力を受け付ける。具体的には、誤差信号ｅ（ｎ）及び遅延処理後の信号ｕ（ｎ）が係数更新部１３に入力される。ステップＳ１２０はアルゴリズムの２行目に対応している。

ステップＳ１３０：係数更新部１３は、適応フィルタ１１の係数の更新量Δｗを算出する。ステップＳ１３０はアルゴリズムの３行目に対応しており、更新量Δｗは以下の数式で算出される。

上記の数式における「β」は、分母が０になったり小さくなり過ぎたりすることを防ぐための定数である。このように、適応フィルタ１１の計数の更新量Δｗは、誤差信号ｅ（ｎ）及び適応フィルタ１１の参照信号ｕ（ｎ）に基づいて算出される。なお、βは加算しなくてもよい。

ステップＳ１４０：係数更新部１３は、閾値判定を行う。ステップＳ１４０はアルゴリズムの４行目に対応しており、閾値判定は以下の判定式を用いて行われる。

上記の判定式において、「ｗ_ｋ（ｎ）」は現在の適応フィルタ１１における第ｋタップの係数であり、「ψ」は実機での検証結果又はシミュレーション結果に基づいて定められた閾値である。係数更新部１３は、上記の判定式を用いて、現在の適応フィルタ１１の係数と初期伝達関数の係数とのタップ毎の差分の総和、すなわち適応フィルタ１１の係数と初期伝達関数の係数との差を、初期伝達関数の係数の総和ξで割った商が閾値ψより小さいか否かを確認する。言い換えると、計数更新部１３は、現在の適応フィルタ１１の係数が初期伝達関数の係数に近いか否かを確認する。

確認の結果、判定式が成立する場合、すなわち現在の適応フィルタ１１の係数が初期伝達関数の係数に近い場合には（ステップＳ１４０：Ｙｅｓ）、係数更新部１３はステップＳ１５０を実行する。一方、判定式が成立しない場合、すなわち現在の適応フィルタ１１の係数が初期伝達関数の係数に近くない場合には（ステップＳ１４０：Ｎｏ）、ステップＳ１６０を実行する。

ステップＳ１５０：係数更新部１３は、初期伝達関数の係数を踏まえて適応フィルタ１１の係数を更新する。ステップＳ１５０はアルゴリズムの５行目に対応しており、係数は以下の数式により更新される。

上記の数式における「μ」は、係数の更新におけるステップサイズを示す定数である。また、「α」は、現在の適応フィルタの係数と初期伝達関数の係数との差の影響度合いを定める定数であり、実機での検証結果又はシミュレーション結果に基づいて、１より小さい値に予め決定される。このようにして更新された適応フィルタ１１の係数は、次の時刻ｎ＋１での処理に用いられることとなる。

ステップＳ１６０：係数更新部１３は、初期伝達関数の係数を踏まえずに適応フィルタ１１の係数を更新する。ステップＳ１６０はアルゴリズムの７行目に対応しており、具体的には、係数は以下の数式により更新される。

以上の手順を終えると、係数更新部１３は、ステップＳ１２０に戻り、これ以降の手順を次の時刻の入力信号に対して実行する。係数更新部１３は、補聴器１００の電源がＯＦＦになるまでの間、ステップＳ１２０以降の手順を繰り返し実行する。

〔初期伝達関数の係数の測定〕
図３は、初期伝達関数の係数Ｗ_０の測定に係る構成を示すブロック図である。図３においては、図１に示された第１実施形態のブロック図と共通する構成に同一の符号を付して表している。なお、共通する構成については、説明を適宜省略する。

初期伝達関数の係数の測定には、第１実施形態の補聴器１００（フィードバックキャンセラ１０）と同様に、適応アルゴリズムとしてＮＬＭＳアルゴリズムが採用された補聴器が用いられる。この補聴器を用いて、補聴器装用者毎に固有の音響フィードバックのインパルス応答を測定する。すなわち、時間領域における補聴器装用者毎に固有の音響フィードバックのインパルス応答が周波数領域における初期伝達関数に対応しており、両者は実質的には同義である。整理すると、インパルス応答を周波数領域で表現したものがフィードバック伝達関数に対応し、インパルス応答を時間領域で表現したもの（適応フィルタの係数）が初期伝達関数の係数に対応し、適応フィルタの係数はインパルス応答に対応している。以下、測定の流れを説明する。

測定に使用するプローブノイズは、プローブノイズ生成部９０によりＭ系列信号を用いて生成される。生成されたプローブノイズｐ（ｎ）は、増幅部７０及びイヤホン８０のそれぞれに固有の伝達特性を経てイヤホン８０から音ｘ（ｎ）として出力され、その一部がフィードバック伝達関数Ｆ（ｚ）を経て帰還音ｆ（ｎ）としてマイクロホン５０に帰還する。

マイクロホン５０には、外来音ｓ（ｎ）と帰還音ｆ（ｎ）との複合音が入力される。このとき、ｆ（ｎ）の音圧は十分に高く、外来音ｓ（ｎ）の影響はある程度無視できるものとする。入力された複合音がマイクロホン５０に固有の伝達特性を経て信号ｄ（ｎ）として出力されると、減算部１２によりマイクロホンの出力信号ｄ（ｎ）から適応フィルタ１１の出力信号ｙ（ｎ）が減算され、これにより得られる誤差信号ｅ（ｎ）が係数更新部１３に入力される。

係数更新部１３には、誤差信号ｅ（ｎ）に加え、遅延処理部１５により遅延処理がなされた信号ｕ（ｎ）も入力される。係数更新部１３では、ＮＬＭＳアルゴリズムを用いて、誤差信号が最小になるように適応フィルタ１１の係数が繰り返し更新され、適応フィルタ１１が十分に収束したところで、適応フィルタ１１の最終的な係数ｗ（ｎ）が初期伝達関数の係数Ｗ_０として保存される。これにより、１回の測定が終了する。

ところで、初期伝達関数の係数Ｗ_０の測定に際しては、図示されていない測定制御部によって様々な制御がなされる。先ず、周囲騒音が測定結果に大きく影響することのないよう、測定制御部は、測定に先立って周囲騒音の程度やその影響度を推定し、その結果に基づいて、測定に使用するプローブノイズの音圧（信号の強度）を調整する。

また、偶発的な事象が測定結果に大きく影響することのないよう、測定制御部は、測定を上記の流れに沿って複数回実施し、各測定結果の状況に応じて測定を終了するか否かを判定する。具体的には、例えば、連続する２回の測定結果、或いは、過半数の測定結果における相互の差異が予め定められた所定の範囲内に収まっている（許容できる大きさである）場合には、測定を終了する一方、所定の範囲を超えている（許容できない大きさである）場合には、測定を継続可能とする。

しかしながら、測定が長引けば、その分だけ補聴器装用者には時間的にも精神的にも負担が増す。そこで、測定制御部は、測定の実施回数が予め定められた最大回数を超えた場合には、その旨を測定者（補聴器フィッター等）にアラートするとともに、測定を終了する。

なお、外的な要因等により、測定結果間の差異が所定の範囲内に収まらない場合でも測定を中断（一旦終了）せざるを得ない状況となる場合も想定される。そのため、測定の継続が決定された場合でも、測定者（補聴器フィッター等）の操作により測定を中断可能な構成とされている。

そして、保存された初期伝達関数の係数Ｗ_０は、最終的に測定が終了した後に補聴器１００（フィードバックキャンセラ１０）の初期値記憶部１４に記憶され、係数更新部１３によって適応フィルタ１１の係数の更新に用いられることとなる。

〔比較例〕
図４は、比較例として、ＮＬＭＳアルゴリズムが採用された従来の一般的なフィードバックキャンセラ１０´を備えた補聴器１００´の構成を示すブロック図である。

比較例の補聴器１００´（フィードバックキャンセラ１０´）は、係数更新部１３´による適応フィルタ１１´の係数の更新に初期伝達関数の係数Ｗ_０が用いられず、初期値記憶部を備えていない点において、第１実施形態の補聴器１００（フィードバックキャンセラ１０）と異なっている。

図５は、比較例における係数更新処理の手順例を示す図である。このうち、（Ａ）は、係数更新部１３´が実行する係数更新処理の手順例を示すフローチャートであり、（Ｂ）は、手順例の具体的なアルゴリズムである。

フローチャートにおいては、図２に示された第１実施形態の係数更新処理と共通する手順には同一の符号を付して表している。図５中（Ａ）に示されるように、比較例の係数更新処理は、ステップＳ１２０，Ｓ１３０，Ｓ１６０で構成されている。ステップＳ１２０はアルゴリズムの１行目に対応し、ステップＳ１３０はアルゴリズムの２行目に対応し、ステップＳ１６０はアルゴリズムの３行目に対応している。

図２に示された第１実施形態の係数更新処理と比較すると、比較例の係数更新処理には閾値判定を行う手順（図２（Ａ）中のステップＳ１４０）が存在しない。したがって、係数更新部１３´は、毎回同一の手順（ステップＳ１６０）にて、初期伝達関数の係数を踏まえずに適応フィルタ１１´の係数を更新する。

このように、比較例においては、適応フィルタ１１´の係数の更新に初期伝達関数の係数が用いられない。そのため、補聴器１００´においては、静かな環境で入力信号のレベルが低い場合や閉ループゲインが下がっている場合に適応フィルタ１１´の係数の更新が滞り、推定誤差が大きい状態が継続する。そのような状態で、例えば全周波数帯域にパワーを持つパルス音のような音が突発的に入力されると、上述したハウリングの発振条件を満たし、補聴器１００´から一時的なハウリング音が発生する。また、推定誤差が大きい状態で周期信号が入力されると、エントレインメントが発生する場合がある。

これに対し、上述した第１実施形態においては、補聴器の初期フィッティング時に測定された初期伝達関数の係数を適応フィルタ１１の係数の更新に用い、現在の適応フィルタ１１の係数と初期伝達関数の係数との差が所定の値より小さい場合（現在の係数が初期伝達関数の係数に近い場合）には、初期伝達関数を踏まえて係数を更新するのに対し、所定の値以上である場合（現在の係数が初期伝達関数の係数に近くない場合）には、初期伝達関数を踏まえずに係数を更新する。適応フィルタ１１の係数をこのような態様で更新することにより、静かな環境で入力信号のレベルが低い場合や閉ループゲインが下がっている場合においても適応フィルタ１１の更新を滞らせることがなく、結果として推定誤差が小さくなるため、推定精度を高めることができるとともに、ハウリングを確実に抑制することができる。

〔第２実施形態〕
図６は、第２実施形態のフィードバックキャンセラ２０を備えた補聴器２００の構成を示すブロック図である。第１実施形態と共通する構成については、説明を適宜省略する。

図６に示されるように、フィードバックキャンセラ２０は、例えば、適応フィルタ２１、減算部２２、係数更新部２３、初期値記憶部２４、遅延処理部２５、バンドパスフィルタ２６，２７，２８等で構成されている。このように、第２実施形態の補聴器２００（フィードバックキャンセラ２０）は、３つのバンドパスフィルタ（band-pass filter、以下「ＢＰＦ」と略称する場合がある。）をさらに備えている点において、第１実施形態の補聴器１００（フィードバックキャンセラ１０）と異なっている。なお、補聴器２００においては、補聴処理部６５が増幅部の機能を併せ持ち、補聴処理部６５が各種の補聴処理と併せて利得の増幅を行うため、別途の増幅部は設けられていない。

３つのバンドパスフィルタ２６，２７，２８のうち、第１ＢＰＦ２６は、遅延処理部２５の下流側に設けられており、適応フィルタ２１によるキャンセル信号の帯域制限を行う。第１ＢＰＦ２６を通過した信号ｕ_ｈ１（ｎ）は、適応フィルタ２１及び第２ＢＰＦ２７に入力される。

また、第２ＢＰＦ２７は、第１ＢＰＦ２６と係数更新部２３の間に設けられており、第３ＢＰＦ２８は、減算部２２と係数更新部２３の間に設けられている。これらのバンドパスフィルタ２７，２８は、適応フィルタ２１による推定値を安定化させるために周波数帯域を制限する。第２ＢＰＦ２７を通過した信号ｕ_ｈ（ｎ）、及び、第３ＢＰＦ２８を通過した信号ｅ_ｈ（ｎ）は、いずれも係数更新部２３に入力される。

図７は、第２実施形態における係数更新処理の手順例を示す図である。このうち、（Ａ）は、係数更新部２３が実行する係数更新処理の手順例を示すフローチャートであり、（Ｂ）は、手順例の具体的なアルゴリズムである。

フローチャートにおいては、図２に示された第１実施形態の係数更新処理と共通する手順には同一の符号を付して表している。図７中（Ａ）に示されるように、第２実施形態の係数更新処理は、３つ目のステップのみが第１実施形態の係数更新処理と異なっている（第１実施形態におけるステップＳ１３０が、第２実施形態においてはステップＳ２３０に置き換わっている）。ステップＳ２３０はアルゴリズムの３行目に対応している。ステップＳ２３０において、係数更新部２３は、適応フィルタ２１の係数の更新量Δｗを以下の数式で算出する。

このように、第２実施形態においては、第２ＢＰＦ２７を通過した信号ｕ_ｈ（ｎ）、及び、第３ＢＰＦ２８を通過した信号ｅ_ｈ（ｎ）、すなわち、適応フィルタ２１の参照信号ｕ_ｈ１（ｎ）に対し帯域制限を行った信号ｕ_ｈ（ｎ）、及び、誤差信号ｅ（ｎ）に対し帯域制限を行った信号ｅ_ｈ（ｎ）に基づいて、適応フィルタ２１の係数の更新量Δｗが算出され、その上で、第１実施形態における手順と同様にして閾値判定がなされる。ＮＬＭＳアルゴリズムを用いた適応フィルタにバンドパスフィルタによる帯域制限を組み合わせることにより、第１実施形態と比較してハウリングをより安定的に抑制することができる。また、適応フィルタ２１の係数を上述した態様で更新することにより、第１実施形態と比較して推定誤差がより小さくなるため、推定精度を一段と高めることができるとともに、ハウリングを一段と確実に抑制することができる。

〔第３実施形態〕
図８は、第３実施形態のフィードバックキャンセラ３０を備えた補聴器３００の構成を示すブロック図である。第１実施形態と共通する構成については、説明を適宜省略する。

図８に示されるように、フィードバックキャンセラ３０は、例えば、適応フィルタ３１、減算部３２、係数更新部３３、初期値記憶部３４、遅延処理部３５、適応ラティスフィルタ３６，３７等で構成されている。このように、第３実施形態の補聴器３００（フィードバックキャンセラ３０）は、２つの適応ラティスフィルタ（adaptive lattice filter、以下「ＡＬＦ」と略称する場合がある。）をさらに備えている点において、第１実施形態の補聴器１００（フィードバックキャンセラ１０）と異なっている。なお、補聴器３００においては、補聴処理部６５が増幅部の機能を併せ持ち、補聴処理部６５が各種の補聴処理と併せて利得の増幅を行うため、別途の増幅部は設けられていない。

２つの適応ラティスフィルタ３６，３７のうち、一方のＡＬＦ３６は、遅延処理部３５と係数更新部３３の間に設けられており、遅延処理後の信号ｕ（ｎ）を白色化する。また、他方のＡＬＦ３７は、減算部３２と係数更新部３３の間に設けられており、誤差信号ｅ（ｎ）を白色化する。ＡＬＦ３６で白色化された信号ｕ_ｐ（ｎ）、及びＡＬＦ３７で白色化された信号ｅ_ｐ（ｎ）は、いずれも係数更新部３３に入力される。

図９は、第３実施形態における係数更新処理の手順例を示す図である。このうち、（Ａ）は、係数更新部３３が実行する係数更新処理の手順例を示すフローチャートであり、（Ｂ）は、手順例の具体的なアルゴリズムである。

フローチャートにおいては、図２に示された第１実施形態の係数更新処理と共通する手順には同一の符号を付して表している。図９中（Ａ）に示されるように、第３実施形態の係数更新処理は、３つ目のステップＳ３３０のみが第１実施形態の係数更新処理と異なっている（第１実施形態におけるステップＳ１３０が、第２実施形態においてはステップＳ３３０に置き換わっている）。ステップＳ３３０はアルゴリズムの３行目に対応している。ステップＳ３３０において、係数更新部３３は、適応フィルタ３１の係数の更新量Δｗを以下の数式で算出する。

このように、第３実施形態においては、ＡＬＦ３６を通過した信号ｕ_ｐ（ｎ）、及び、ＡＬＦ３７を通過した信号ｅ_ｐ（ｎ）、すなわち、適応フィルタ３１の参照信号ｕ（ｎ）に対し白色化処理を施した信号ｕ_ｐ（ｎ）、及び、誤差信号ｅ（ｎ）に対し白色化処理を施した信号ｅ_ｐ（ｎ）に基づいて、適応フィルタ３１の係数の更新量Δｗが算出され、その上で、第１実施形態における手順と同様にして閾値判定がなされる。ＮＬＭＳアルゴリズムを用いた適応フィルタに適応ラティスフィルタによる白色化を組み合わせることにより、第１実施形態と比較してハウリングをより安定的に抑制することができる。また、適応フィルタ３１の係数を上述した態様で更新することにより、第１実施形態と比較して推定誤差がより小さくなるため、推定精度を一段と高めることができる。

〔シミュレーションによる推定誤差の比較〕
図１０は、フィードバックキャンセラのシミュレーション結果を実施形態と比較例とで対比させて示す図である。図１０において、縦軸は推定誤差であり、下に行くほど適応フィルタの推定誤差が小さいことを示している。また、太線は、第３実施形態のフィードバックキャンセラ３０を用いた場合のシミュレーション結果を表しており、細線は、比較例のフィードバックキャンセラ１０´を用いた場合のシミュレーション結果を表している。

図１０に示されるように、第３実施形態のフィードバックキャンセラ３０は、シミュレーション開始後の大半の時間において、比較例のフィードバックキャンセラ１０´より推定誤差が小さい結果となった。

シミュレーションの実行中には、比較的静かな空調の動作音の様な連続的で変動の少ない環境音がシステムに入力された。シミュレーションの開始当初は推定誤差が大きいが、少し経過する間に適応アルゴリズムの働きにより推定誤差が低下し、開始から約２．５秒後には概ね横這いの状態になっている。このことから、入力音が大きく変化しない間は安定してハウリングを抑制可能であることが分かる。

また、シミュレーションの開始当初こそ第３実施形態と比較例とで推定誤差に殆ど差がないものの、開始０．５秒後辺りからは差が拡がり始め、以降は終始、第３実施形態の方が比較例より推定誤差を小さく維持し続けている。このことから、第３実施形態の方が比較例より推定精度が高く、フィードバック成分をより正確に除去可能であることが分かる。

また、シミュレーションの開始６秒後から約２秒間にわたり、有色信号、具体的には所謂おりん（鈴台を棒で打ち鳴らす仏具）の音がシステムに入力された。そのため、このタイミングで推定誤差は一時的には急上昇するが、短時間で再び低下している。また、この時間帯においても、第３実施形態の方が比較例より推定誤差を小さく維持できている。このことから、入力音が大きく変化した場合においても、第３実施形態の方が比較例より推定精度が高く、周期信号によるエントレインメントの発生確率を低減可能であることが分かる。

このように、第３実施形態のフィードバックキャンセラ３０は、入力音が大きく変化しない状態においても、或いは入力音が大きく変化した場合においても、比較例より推定誤差が下回っており、推定精度がより高く、より安定してフィードバック成分を除去可能である。したがって、実施形態の優位性は明らかである。

〔本発明の優位性〕
以上のように、上述した実施形態によれば、以下のような効果が得られる。

（１）補聴器の初期の装用状態におけるインパルス応答（初期伝達関数の係数）を用いて適応フィルタの係数を更新するため、静かな環境の場合やループゲインが低下している場合においても適応フィルタの更新を滞らせることがなく、結果として推定誤差を小さくする（推定精度を高める）とともにハウリングを確実に抑制することができる。また、推定誤差によるエントレインメントの発生を抑制することも期待できる。

（２）初期伝達関数の係数を補聴器の初期フィッティング時に測定しておくことにより、インパルス応答の係数における補聴器装用者毎の個人差（耳介の形状や柔らかさ等）への対応が可能となる。

本発明は、上述した実施形態に制約されることなく、種々に変形して実施することが可能である。

上述した各実施形態においては、フィードバックキャンセラを補聴器に搭載しているが、これに限定されず、例えば、拡声器やカラオケ装置等のように、音の入力手段（マイクロホン）と出力手段（スピーカやイヤホン）とを備えた様々な音響機器に搭載することが可能である。

上述した各実施形態においては、係数更新処理の最初の手順（図２、図７、図９中のステップＳ１１０）にて初期伝達関数の係数の総和ξを算出する際に用いる定数γを、実機での検証結果又はシミュレーション結果に基づいて一律に決定しているが、これに代えて、補聴器装用者毎に異なる値としてもよい。このような構成とすることにより、閾値判定における真判定率を補聴器装用者毎のインパルス応答のレベルに応じて最適に調整することができるため、推定精度を一層高めるとともにハウリングを一層確実に抑制することが可能となる。

上述した各実施形態においては、適応フィルタの係数を更新する際のステップサイズを定数としているが、これに代えて、可変値としてもよい。

上述した第２実施形態においては、信号の周波数帯域を制限する上でバンドパスフィルタを用いているが、これに代えて、例えばハイパスフィルタを用いてもよい。

上述した第３実施形態においては、信号を白色化する上で適応ラティスフィルタを用いているが、これに限定されず、他の手法を用いてもよい。

その他、フィードバックキャンセラ１０，２０，３０及び補聴器１００，２００，３００に関する説明の過程で挙げた構成や数値等はあくまで例示であり、本発明の実施に際して適宜に変形が可能であることは言うまでもない。

１０ フィードバックキャンセラ
１１ 適応フィルタ
１２ 減算部
１３ 係数更新部
１４ 初期値記憶部
１５ 遅延処理部
５０ マイクロホン
６０ 補聴処理部
７０ 増幅部
８０ イヤホン
１００ 補聴器

Claims (6)

1. 音の出力手段から音の入力手段へのインパルス応答を推定し、自己に入力される参照信号に基づいてフィードバック成分の推定値に相当する信号を出力する適応フィルタと、
   前記音の入力手段の出力信号から前記適応フィルタの出力信号を減じて得られる誤差信号を出力する減算部と、
   前記音の出力手段及び前記音の入力手段を用いて予め測定された、使用環境に固有のフィードバックのインパルス応答に基づく初期伝達関数の係数を記憶する記憶部と、
   前記参照信号及び前記誤差信号に基づいて前記適応フィルタの係数の更新量を算出し、前記適応フィルタの現在の係数と前記初期伝達関数の係数との差が所定の値より小さい場合には、前記更新量に前記初期伝達関数の係数を踏まえて前記適応フィルタの係数を更新し、前記差が前記所定の値以上である場合には、前記初期伝達関数の係数を踏まえることなく前記適応フィルタの係数を更新する係数更新部と
   を備えたフィードバックキャンセラ。
2. 請求項１に記載のフィードバックキャンセラにおいて、
   前記参照信号及び前記誤差信号の少なくとも一方における周波数帯域を制限する帯域制限部
   をさらに備え、
   前記係数更新部は、
   前記帯域制限部の出力信号に基づいて前記適応フィルタの係数の更新量を算出することを特徴とするフィードバックキャンセラ。
3. 請求項１に記載のフィードバックキャンセラにおいて、
   前記参照信号及び前記誤差信号の少なくとも一方を白色化する白色化部
   をさらに備え、
   前記係数更新部は、
   前記白色化部の出力信号に基づいて前記適応フィルタの係数の更新量を算出することを特徴とするフィードバックキャンセラ。
4. 請求項１から３のいずれかに記載のフィードバックキャンセラにおいて、
   前記係数更新部は、
   前記差が所定の値より小さい場合には、前記適応フィルタの現在の係数と前記初期伝達関数の係数との差に所定の定数を乗じた値を前記更新量から減じた値を現在の係数に加えて更新し、前記差が前記所定の値以上である場合には、前記適応フィルタの現在の係数に前記更新量を加えて更新することを特徴とするフィードバックキャンセラ。
5. 少なくとも、
   請求項１から４のいずれかに記載のフィードバックキャンセラと、
   入力される音を電気信号に変換して前記減算部に出力する音入力手段と、
   前記誤差信号に基づく電気信号を音に変換して出力する音出力手段と
   を備えた音響機器。
6. 音の出力手段から音の入力手段へのインパルス応答に関し、使用環境に固有のフィードバックのインパルス応答に基づく初期伝達関数の係数を測定する測定工程と、
   前記インパルス応答を推定し、入力される参照信号に基づいてフィードバック成分の推定値に相当する信号を出力する推定工程と、
   前記音の入力手段の出力信号から前記推定工程で出力された信号を減じて得られる誤差信号を出力する減算工程と、
   前記推定工程での推定に用いられる推定用係数の更新量を前記参照信号及び前記誤差信号に基づいて算出し、現在の前記推定用係数と前記初期伝達関数の係数との差が所定の値より小さい場合には、前記更新量に前記初期伝達関数の係数を踏まえて前記推定用係数を更新し、前記差が前記所定の値以上である場合には、前記初期伝達関数の係数を踏まえることなく前記推定用係数を更新する係数更新工程と
   を含むフィードバックのキャンセル方法。

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