JP2022102597A - Dc/dcコンバータ及び負荷駆動装置 - Google Patents
Dc/dcコンバータ及び負荷駆動装置 Download PDFInfo
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Abstract
Description
本発明は、DC/DCコンバータ及び負荷駆動装置、に関する。
LED等の発光素子を光源とする点灯装置として、所定の点滅パターンにしたがってLEDの点灯/消灯を制御する種々の装置がある。この種の点灯装置において発光素子を駆動するための回路として、DC/DCコンバータを用いた駆動回路が広く用いられている。駆動回路の従来例としては、例えば特許文献1に示されるように、複数のLEDを点灯させるための十分な電圧を得るために、昇圧DC/DCコンバータを用いた発光装置が開示されている。
近年、複数のLEDが流れるように順次点灯するいわゆるシーケンシャル点灯ランプが普及しつつある。シーケンシャル点灯ランプを実現するための駆動回路として、例えば特許文献2、特許文献3、非特許文献1などに開示されているように、シーケンシャル点灯用の信号を発生させて複数のLEDを駆動するものが提案されている。特許文献3の駆動方法では、シーケンシャル点灯させるために複数の駆動部を並列に動作させる必要があり、コストが高くなっていた。一方、非特許文献1のように、直列接続された複数のLEDそれぞれに並列にスイッチを設け、スイッチをオンオフ制御することによりシーケンシャル点灯を実現する構成とすることにより、低コスト化が可能である。
しかしながら、特許文献1の図1に示されるように、直列接続された複数のLEDそれぞれに並列にスイッチを設け、スイッチをオンオフ制御することによりシーケンシャル点灯を実現する場合、以下の問題が生じることが分かった。LEDに並列接続されたスイッチをオンすると、DC/DCコンバータの出力電圧が急峻に降下する。この出力電圧の降下に応じてDC/DCコンバータの出力コンデンサ(容量素子)から大量の電荷がLEDへ供給されて過電流が発生してしまい、LEDへ恒久的なダメージを与えてしまう恐れがあった。
従来では、LEDに流れる過電流の原因として、電源の短絡やLEDの短絡が想定されていた。このため、特許文献4、特許文献5では、LEDに直列に接続されたスイッチをオフしてLEDへの電流を遮断したり、DC/DCコンバータの昇圧を停止したりするものがある。しかしながら、特許文献4の手法ではシーケンシャル点灯が実行不可能となり、特許文献5の手法では出力コンデンサに電荷が蓄積された状態が継続するため、出力コンデンサからLEDへ供給される過電流を防止することができなかった。
Texas Instruments, TPS92661-Q1のデータシート"High-Brightness LED Matrix Manager for Automotive Headlight Systems", [online], 2016年2月, [令和2年11月12日検索], インターネット<http://www.tij.co.jp/jp/lit/gpn/TPS92661-Q1>
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷を定電流駆動するDC/DCコンバータにおいて、負荷変動により容量素子から負荷へ供給される過電流から負荷を保護することができるDC/DCコンバータ及び負荷駆動装置を提供することにある。
前述した目的を達成するために、本発明に係るDC/DCコンバータ及び負荷駆動装置は、下記[1]~[6]を特徴としている。
[1]
入力電圧を変換して定電流を出力する出力部であって、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する第1スイッチング素子と、前記負荷への出力電流を安定化する容量素子とを有する前記出力部と、
前記第1スイッチング素子のオンオフを制御する第1制御回路と、を備えたDC/DCコンバータであって、
前記負荷に並列接続され、前記負荷に流れる電流をバイパスするためのバイパス用スイッチング素子と、
前記負荷に流れる電流が閾値以上になったときに、前記バイパス用スイッチング素子をオン制御するバイパス制御回路と、を備えた、
DC/DCコンバータであること。
[2]
[1]に記載のDC/DCコンバータであって、
前記バイパス用スイッチング素子に直列に接続された電流制限用の抵抗を備えた、
DC/DCコンバータであること。
[3]
[1]又は[2]に記載のDC/DCコンバータであって、
前記バイパス制御回路は、前記閾値にヒステリシスを持たせた構成となっている、
DC/DCコンバータであること。
[4]
[1]~[3]何れか1項に記載のDC/DCコンバータであって、
前記第1制御回路は、前記負荷に供給する電流が目標値となるように、前記第1スイッチング素子を制御し、前記目標値が変更可能に設けられ、
前記バイパス制御回路は、前記目標値の変更に応じて前記閾値が変更可能に設けられた、
DC/DCコンバータであること。
[5]
[1]~[4]の何れか1項に記載のDC/DCコンバータであって、
前記第1制御回路は、発振器と、
前記負荷に供給される電流に応じた検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
前記比較信号に応じたデューティの前記第1スイッチング素子の駆動信号を出力するスイッチ制御部と、を有する、
DC/DCコンバータであること。
[6]
互いに直列接続された複数の負荷と、
入力電圧を変換して電流を出力する出力部であって、オンオフ動作を行うことにより前記複数の負荷に電流を供給する第1スイッチング素子、及び、前記複数の負荷への出力電流を安定化するための容量素子を有する前記出力部と、
前記第1スイッチング素子のオンオフを制御する第1制御回路と、
前記複数の負荷にそれぞれ並列接続された第2スイッチング素子と、
前記第2スイッチング素子のオンオフを制御する第2制御回路と、を備えた、
負荷駆動装置であって、
前記複数の負荷に並列接続され、前記負荷に流れる電流をバイパスするためのバイパス用スイッチング素子と、
前記負荷に流れる電流が閾値以上になったときに、前記バイパス用スイッチング素子をオンするバイパス制御回路と、を備えた、
負荷駆動装置であること。
[1]
入力電圧を変換して定電流を出力する出力部であって、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する第1スイッチング素子と、前記負荷への出力電流を安定化する容量素子とを有する前記出力部と、
前記第1スイッチング素子のオンオフを制御する第1制御回路と、を備えたDC/DCコンバータであって、
前記負荷に並列接続され、前記負荷に流れる電流をバイパスするためのバイパス用スイッチング素子と、
前記負荷に流れる電流が閾値以上になったときに、前記バイパス用スイッチング素子をオン制御するバイパス制御回路と、を備えた、
DC/DCコンバータであること。
[2]
[1]に記載のDC/DCコンバータであって、
前記バイパス用スイッチング素子に直列に接続された電流制限用の抵抗を備えた、
DC/DCコンバータであること。
[3]
[1]又は[2]に記載のDC/DCコンバータであって、
前記バイパス制御回路は、前記閾値にヒステリシスを持たせた構成となっている、
DC/DCコンバータであること。
[4]
[1]~[3]何れか1項に記載のDC/DCコンバータであって、
前記第1制御回路は、前記負荷に供給する電流が目標値となるように、前記第1スイッチング素子を制御し、前記目標値が変更可能に設けられ、
前記バイパス制御回路は、前記目標値の変更に応じて前記閾値が変更可能に設けられた、
DC/DCコンバータであること。
[5]
[1]~[4]の何れか1項に記載のDC/DCコンバータであって、
前記第1制御回路は、発振器と、
前記負荷に供給される電流に応じた検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
前記比較信号に応じたデューティの前記第1スイッチング素子の駆動信号を出力するスイッチ制御部と、を有する、
DC/DCコンバータであること。
[6]
互いに直列接続された複数の負荷と、
入力電圧を変換して電流を出力する出力部であって、オンオフ動作を行うことにより前記複数の負荷に電流を供給する第1スイッチング素子、及び、前記複数の負荷への出力電流を安定化するための容量素子を有する前記出力部と、
前記第1スイッチング素子のオンオフを制御する第1制御回路と、
前記複数の負荷にそれぞれ並列接続された第2スイッチング素子と、
前記第2スイッチング素子のオンオフを制御する第2制御回路と、を備えた、
負荷駆動装置であって、
前記複数の負荷に並列接続され、前記負荷に流れる電流をバイパスするためのバイパス用スイッチング素子と、
前記負荷に流れる電流が閾値以上になったときに、前記バイパス用スイッチング素子をオンするバイパス制御回路と、を備えた、
負荷駆動装置であること。
本発明によれば、容量素子から負荷へ供給される過電流から負荷を保護することができるDC/DCコンバータ及び負荷駆動装置を提供することができる。
以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態(以下、「実施形態」という。)を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。
(第1実施形態)
本発明に関する具体的な第1実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。
本発明に関する具体的な第1実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。
負荷駆動装置としてのLED発光装置1は、複数のLED21~2n(負荷)と、入力電圧VINを昇圧して複数のLED21~2nに電流を供給するDC/DCコンバータ3と、を備えている。複数のLED21~2nは、互いに直列接続されている。また、複数のLED21~2nは、直列接続されている順に、一列に並べて配置されている。
DC/DCコンバータ3は、スイッチングトランジスタM1(第1スイッチング素子)のオンオフにより直流の入力電圧VINを昇圧して直流の出力電圧VOUTに変換する出力部4と、電流検出用抵抗R1、R2と、バイパス用のスイッチングトランジスタM2(バイパス用スイッチング素子)と、出力部4を構成するスイッチングトランジスタM1のオンオフを制御する制御IC5と、位相補償回路6と、を備えている。
出力部4は、コイルL1と、整流用のダイオードD1と、スイッチングトランジスタM1と、出力コンデンサC1(容量素子)と、を備えている。コイルL1は、一端が入力電圧供給部に接続され、他端がダイオードD1のアノードに接続されている。ダイオードD1は、カソードが出力に接続されている。スイッチングトランジスタM1は、NチャンネルのMOSFETから構成されている。スイッチングトランジスタM1は、コイルL1及びダイオードD1の接続点と電流検出用抵抗R2の一端との間に接続され、電流検出用抵抗R2の他端はグランドに接続されている。出力コンデンサC1は、ダイオードD1のカソードとグランドとの間に接続されている。
上述した出力部4によれば、スイッチングトランジスタM1がオンのときコイルL1にエネルギーが蓄積される。一方、スイッチングトランジスタM1がオフのときコイルL1に蓄積したエネルギーが出力コンデンサC1に送られ出力電圧VOUTが出力される。
電流検出用抵抗R1は、複数のLED21~2nとグランドとの間に接続され、LED21~2nに流れる電流ILEDを検出するための抵抗であり、電流ILEDに応じた検出電圧VR1を出力する。電流検出用抵抗R2は、スイッチングトランジスタM1とグランドとの間に接続され、スイッチングトランジスタM1に流れる電流を検出するための抵抗であり、スイッチングトランジスタM1に流れる電流に応じた検出電圧VR2を出力する。
スイッチングトランジスタM2は、一端が出力コンデンサC1とLED21~2nとの接続点に接続され、他端がグランドに接続されている。即ち、スイッチングトランジスタM2は、LED21~2nに並列接続され、LED21~2nに流れる電流ILEDをバイパスする。
制御IC5は、複数のLED21~2nの点灯/消灯を制御するLED制御部51と、電流ILEDが目標値で定電流になるように、スイッチングトランジスタM1のオンオフを制御する電源制御部52(第1制御回路)と、スイッチングトランジスタM2のオンオフを制御するバイパス制御部53(バイパス制御回路)と、を有している。LED制御部51は、複数のLED21~2nにそれぞれ並列接続されたスイッチSW1~SWn(第2スイッチング素子)と、スイッチSW1~SWnのオンオフを制御するスイッチ制御部511(第2制御回路)と、を有している。スイッチSW1~SWnは、例えば、Nチャンネル型のMOSFETから構成され、ゲートがスイッチ制御部511に接続されている。スイッチ制御部511は、外部もしくは内部からの指令に応じてスイッチ制御を行うブロックとして構成されている。
スイッチ制御部511は、LED21~2nの消灯指示の信号を受けると、Hレベルのオン信号をスイッチSW1~SWnのゲートに出力し、スイッチSW1~SWnをオンして、全LED21~2nを消灯する。また、スイッチ制御部511は、LED21~2nの点灯指示の信号を受けると、LED21~2nの並び方向一端に配置されたLED21に並列接続されたスイッチSW1から他端に配置されたLED2nに並列接続されたスイッチSWnに向けて、順番にLレベルのオフ信号を出力する。これにより、並び方向の一端から他端に向けて順番にLED21~2nが点灯するシーケンシャル点灯が行われる。
電源制御部52は、発振器521と、エラーアンプ522と、スロープ信号生成部523と、コンパレータ524と、スイッチ制御部525と、を有している。発振器521は、クロック信号Vclkを出力する。エラーアンプ522には、検出電圧VR1と、参照電圧VREF1とが入力されている。参照電圧VREF1は、予め定めた目標値の電流ILEDが流れたときに電流検出用抵抗R1に発生する検出電圧VR1と同じ値に設定されている。エラーアンプ522は、本実施形態では、トランスコンダクタアンプであり、当該エラーアンプの出力電流が後述する位相補償回路6に流れることにより、検出電圧VR1と基準電圧VREFとの誤差を増幅してフィードバック電圧VFB(誤差信号)としてコンパレータ524の反転入力に出力する。
スロープ信号生成部523は、電流モード制御のスロープ信号VSLPを生成する。本実施形態では、スロープ信号生成部523には、スイッチングトランジスタM1に流れる電流に応じた検出電圧VR2が入力されている。スロープ信号生成部523は、検出電圧VR2にスロープ補償信号を重畳した、クロック信号Vclkに同期したスロープ信号VSLPを生成し、コンパレータ524の非反転入力に供給する。
コンパレータ524は、フィードバック信号VFBとスロープ信号VSLPとを比較し、比較信号VCOMPをフリップフロップ525AのR端子に出力する。スイッチ制御部525は、比較信号VCOMPに応じたデューティのスイッチングトランジスタM1の駆動信号VPを出力する。本実施形態では、スイッチ制御部525は、フリップフロップ525Aと、ゲートドライバ525Bと、を有している。
フリップフロップ525Aは、S端子にクロック信号Vclkが入力されている。フリップフロップ525Aの出力はゲートドライバ525Bに入力され、ゲートドライバ525Bの出力がスイッチングトランジスタM1のゲートに接続されている。位相補償回路6は、コンデンサCFBと抵抗RFBから構成されている。想定される出力電圧及び出力電流で安定動作させるために、位相補償回路6は、コンデンサCFBと抵抗RFBにより適切な時定数が設定されている。
上述した電源制御部52によれば、クロック信号Vclkが立ち上がるとフリップフロップ525Aがセットされ、フリップフロップ525AのQ端子からHレベルの信号が出力される。このHレベルの信号は、ゲートドライバ525Bを介して駆動信号VPとしてスイッチングトランジスタM1のゲートに入力され、スイッチングトランジスタM1のゲートがオンする。その後、スロープ信号VSLPがフィードバック信号VFBを超えると、コンパレータ524がHレベルの比較信号VCOMPを出力して、フリップフロップ525Aをリセットする。
これにより、フリップフロップ525AのQ端子からLレベルの信号が出力される。Lレベルの信号は、ゲートドライバ525Bを介して駆動信号VPとしてスイッチングトランジスタM1のゲートに入力され、スイッチングトランジスタM1のゲートがオフする。フィードバック信号VFBが大きいほど、フリップフロップ525Aをリセットするタイミングが遅くなり、スイッチングトランジスタM1のオン時間が長くなる。このように検出電圧VR1と参照電圧VREF1とが一致するようにフィードバックがかかり、ILED=VREF1/R1となるようにLED21~2nが定電流駆動される。
上述したLED発光装置1は、LED21~2nを直列接続させ、各LED21~2nにスイッチSW1~SWnを並列接続されている。このため、スイッチSW1~SWnのいくつかをオンすると、DC/DCコンバータ3の出力電圧VOUTが急峻に下降する。この出力電圧VOUTの下降に応じてDC/DCコンバータ3の出力コンデンサC1から大量の電荷がLED21~2nへ供給されて過電流が発生する恐れがある。例えば、スイッチSW1~SWnの1つがオンしてΔtの間に出力VOUTがΔV低下すると、その瞬間に出力コンデンサC1からLED21~2nに流れる電流ILEDは下記の式(1)で表すことができる。
ILED=C×ΔV/Δt …(1)
C:出力コンデンサC1のコンダクタンス
ILED=C×ΔV/Δt …(1)
C:出力コンデンサC1のコンダクタンス
今、C=20μF、ΔV=2V、Δt=20μsとすると、ILED=1.76Aとなる。このような大電流をLED21~2nに流すとLED21~2nに恒久的なダメージを与える可能性があり、DC/DCコンバータ3の昇圧を止めただけではこの過電流からLED21~2nを保護することはできない、ということが分かった。
そこで、本実施形態では、上述したようにバイパス用のスイッチングトランジスタM2を設けて、制御IC5にスイッチングトランジスタM2のオンオフを制御するバイパス制御部53を設ける。バイパス制御部53は、LED21~2nに流れる電流ILEDが閾値以上になるとスイッチングトランジスタM2をオンする。詳しく説明すると、バイパス制御部53は、非反転入力に検出電圧VR1が入力され、反転入力に参照電圧VREF2が入力されたコンパレータ531から構成されている。参照電圧VREF2は、閾値の電流ILEDが流れたときの検出電圧VR1に設定されている。コンパレータ531は、検出電圧VR1と参照電圧VREF2とを比較して、検出電圧VR1が参照電圧VREF2を超えると、Hレベルの信号を出力してスイッチングトランジスタM2をオンする。
スイッチングトランジスタM2がオンすると、出力コンデンサC1に蓄積された電荷はスイッチングトランジスタM2を通って放電される。これにより、出力コンデンサC1からLED21~2nへ供給される過電流からLED21~2nを保護することができる。
(第2実施形態)
次に、第2実施形態について、図2を参照して説明する。第1実施形態と第2実施形態とで異なる点は、スイッチングトランジスタM2に直列に電流制限用の抵抗R3を設けたことである。この抵抗R3を設けることにより、スイッチングトランジスタM2をオンしたときに電流を制限でき、出力電圧VOUTが過剰に低下することを防ぐことができる。
次に、第2実施形態について、図2を参照して説明する。第1実施形態と第2実施形態とで異なる点は、スイッチングトランジスタM2に直列に電流制限用の抵抗R3を設けたことである。この抵抗R3を設けることにより、スイッチングトランジスタM2をオンしたときに電流を制限でき、出力電圧VOUTが過剰に低下することを防ぐことができる。
(第3実施形態)
次に、第3実施形態について、図3を参照して説明する。第2実施形態と第3実施形態とで異なる点は、コンパレータ531の代わりにヒステリシスコンパレータ532を用いる点である。これにより、バイパス制御部53の閾値にヒステリシスを持たせることができる。これにより、スイッチングトランジスタM2のオンオフ周波数が極端に大きくならないようにすることができ、EMCの影響を軽減することができる。
次に、第3実施形態について、図3を参照して説明する。第2実施形態と第3実施形態とで異なる点は、コンパレータ531の代わりにヒステリシスコンパレータ532を用いる点である。これにより、バイパス制御部53の閾値にヒステリシスを持たせることができる。これにより、スイッチングトランジスタM2のオンオフ周波数が極端に大きくならないようにすることができ、EMCの影響を軽減することができる。
(第4実施形態)
次に、第4実施形態について、図4を参照して説明する。第3実施形態と第4実施形態とで異なる点は、参照電圧VREF1、VREF2が変更可能に設けられ、参照電圧VREF1、VREF2を調整する制御器536を設けた点である。制御器536は、外部から制御可能に設けられ、参照電圧VREF1を変更できる。参照電圧VREF1を変更することにより、LED21~2nに流れる電流ILEDの目標値を変更することができ、これにより、LED21~2nの明るさを変更することができる。
次に、第4実施形態について、図4を参照して説明する。第3実施形態と第4実施形態とで異なる点は、参照電圧VREF1、VREF2が変更可能に設けられ、参照電圧VREF1、VREF2を調整する制御器536を設けた点である。制御器536は、外部から制御可能に設けられ、参照電圧VREF1を変更できる。参照電圧VREF1を変更することにより、LED21~2nに流れる電流ILEDの目標値を変更することができ、これにより、LED21~2nの明るさを変更することができる。
また、制御器536は、参照電圧VREF1の変更に伴って参照電圧VREF2も変更する。具体的には、制御器536は、参照電圧VREF1を大きい値に変更すると、参照電圧VREF2も大きい値に変更し、参照電圧VREF2を小さい値に変更すると、参照電圧VREF2も小さい値に変更する。これにより、LED21~2nに流れる電流ILEDの目標値に対して過電流保護が行われる閾値が過大又は過少にならないようにすることができる。
なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、上述した実施形態における各構成要素の材質、形状、寸法、数、配置箇所、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。
上述した実施形態によれば、スイッチ制御部511は、LED21~2nの一端から他端に向けて順番に点灯させていたが、これに限ったものではない。スイッチ制御部511は、LED21~2nを全点灯させた後、一端から他端に向けて順番に消灯させるようにしてもよい。
例えば、上述した実施形態では、スイッチングトランジスタM1に流れる電流を検出した検出電圧VR2にスロープ信号VSLPを重畳することにより、スロープ補償を行っていたが、これに限ったものではない。コイルL1に流れる平均電流に比例した検出電圧をフィードバック電圧VFBに重畳することによりスロープ補償を行わない手法を取ってもよい。
1 LED発光装置(負荷駆動装置)
3 DC/DCコンバータ
4 出力部
21~2n LED(負荷)
52 電源制御部(第1制御回路)
511 スイッチ制御部(第2制御回路)
521 発振器
522 エラーアンプ
523 スロープ信号生成部
524 コンパレータ
525 スイッチ制御部
53 バイパス制御部(バイパス制御回路)
536 制御器
C1 出力コンデンサ(容量素子)
ILED 電流
M1 スイッチングトランジスタ(第1スイッチング素子)
M2 スイッチングトランジスタ(バイパス用スイッチング素子)
R3 電流制限用の抵抗
SW1~SWn スイッチ(第2スイッチング素子)
VCOMP 比較信号
VFB フィードバック信号(誤差信号)
VIN 入力電圧
VP 駆動信号
VR1 検出電圧
VREF1、VREF2 参照電圧
VSLP スロープ信号
3 DC/DCコンバータ
4 出力部
21~2n LED(負荷)
52 電源制御部(第1制御回路)
511 スイッチ制御部(第2制御回路)
521 発振器
522 エラーアンプ
523 スロープ信号生成部
524 コンパレータ
525 スイッチ制御部
53 バイパス制御部(バイパス制御回路)
536 制御器
C1 出力コンデンサ(容量素子)
ILED 電流
M1 スイッチングトランジスタ(第1スイッチング素子)
M2 スイッチングトランジスタ(バイパス用スイッチング素子)
R3 電流制限用の抵抗
SW1~SWn スイッチ(第2スイッチング素子)
VCOMP 比較信号
VFB フィードバック信号(誤差信号)
VIN 入力電圧
VP 駆動信号
VR1 検出電圧
VREF1、VREF2 参照電圧
VSLP スロープ信号
Claims (6)
- 入力電圧を変換して定電流を出力する出力部であって、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する第1スイッチング素子と、前記負荷への出力電流を安定化する容量素子とを有する前記出力部と、
前記第1スイッチング素子のオンオフを制御する第1制御回路と、を備えたDC/DCコンバータであって、
前記負荷に並列接続され、前記負荷に流れる電流をバイパスするためのバイパス用スイッチング素子と、
前記負荷に流れる電流が閾値以上になったときに、前記バイパス用スイッチング素子をオン制御するバイパス制御回路と、を備えた、
DC/DCコンバータ。 - 請求項1に記載のDC/DCコンバータであって、
前記バイパス用スイッチング素子に直列に接続された電流制限用の抵抗を備えた、
DC/DCコンバータ。 - 請求項1又は2に記載のDC/DCコンバータであって、
前記バイパス制御回路は、前記閾値にヒステリシスを持たせた構成となっている、
DC/DCコンバータ。 - 請求項1~3何れか1項に記載のDC/DCコンバータであって、
前記第1制御回路は、前記負荷に供給する電流が目標値となるように、前記第1スイッチング素子を制御し、前記目標値が変更可能に設けられ、
前記バイパス制御回路は、前記目標値の変更に応じて前記閾値が変更可能に設けられた、
DC/DCコンバータ。 - 請求項1~4の何れか1項に記載のDC/DCコンバータであって、
前記第1制御回路は、発振器と、
前記負荷に供給される電流に応じた検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
前記比較信号に応じたデューティの前記第1スイッチング素子の駆動信号を出力するスイッチ制御部と、を有する、
DC/DCコンバータ。 - 互いに直列接続された複数の負荷と、
入力電圧を変換して電流を出力する出力部であって、オンオフ動作を行うことにより前記複数の負荷に電流を供給する第1スイッチング素子、及び、前記複数の負荷への出力電流を安定化するための容量素子を有する前記出力部と、
前記第1スイッチング素子のオンオフを制御する第1制御回路と、
前記複数の負荷にそれぞれ並列接続された第2スイッチング素子と、
前記第2スイッチング素子のオンオフを制御する第2制御回路と、を備えた、
負荷駆動装置であって、
前記複数の負荷に並列接続され、前記負荷に流れる電流をバイパスするためのバイパス用スイッチング素子と、
前記負荷に流れる電流が閾値以上になったときに、前記バイパス用スイッチング素子をオンするバイパス制御回路と、を備えた、
負荷駆動装置。
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