JP5225940B2 - 負荷駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＬＥＤ等の発光素子からなる負荷を駆動する回路に係り、特に、負荷をＰＷＭのパルス信号でオン／オフさせる場合の出力電圧を安定させると共に、負荷をパルス信号に応じで精度高く駆動し、且つこれらの動作を大幅な回路増加の必要が無く実現する負荷駆動回路に関するものである。

図６に従来の負荷駆動回路を示す。この負荷駆動回路は、負荷回路１０と入力電圧Ｖ_DDを出力電圧Ｖ_OUTに昇圧する昇圧回路２０とからなる。負荷回路１０は、１又は２以上の直列接続の発光素子１１と、該発光素子１１に直列接続した定電流回路１２からなり、その定電流回路１２は外部入力する負荷駆動信号Ｖ_Cによって動作がオン／オフ制御される。昇圧回路２０は、出力電圧制御回路２１と、誤差増幅器２２と、基準電圧源２３と、容量２４と、抵抗２５からなる。容量２４と抵抗２５は、出力電圧制御回路２１を制御する際の位相補償用である。そして、出力電圧制御回路２１は、負荷駆動信号Ｖ_Cによっでその動作がオン／オフ制御されるパルス変換回路２１１、そのパルス変換回路２１１の出力信号によってオン／オフのスイッチングを行うＮＭＯＳのトランジスタ２１２、トランジスタ２１２がオンしたときにエネルギーを蓄積するインダクタ２１３、トランジスタ２１２がオフするときのインダクタ２１３に流れる電流を整流するダイオード２１４、およびダイオード２１４で整流された出力電圧Ｖ_OUTを平滑・蓄積する容量２１５からなる。

誤差増幅器２２は、反転入力端子に入力する定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFと非反転入力端子に入力する基準電圧Ｖ_REFの差分を増幅し、昇圧回路２０の出力電圧Ｖ_OUTは、その誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRによって、最終的にＶ_IREF＝Ｖ_REFとなるように制御される。このため、昇圧回路２０の出力電圧Ｖ_OUTは、負荷回路１０の発光素子１１の数をｎ、順方向電圧をＶ_Fとすると、
Ｖ_OUT＝ｎ・Ｖ_F＋Ｖ_REF
となる。

一方、負荷回路１０は、負荷駆動信号Ｖ_Cによって定電流回路１２がオン／オフ制御されることで、発光素子１１に流す定電流をオン／オフする。そして、負荷駆動信号Ｖ_Cのデューティ比によって発光素子１１を駆動する時間が変化することで、発光素子１１の明るさがＰＷＭ調光される。例えば、発光素子１１の明るさを最大値の半分にする場合は、負荷駆動信号Ｖ_Cのデューティ比を５０％にする。なお、これと類似の負荷駆動回路は、例えば特許文献１に記載されている。

特開２００９−８８４２６号公報

図７に図６の負荷駆動回路の各部の動作波形を示す。図６の負荷駆動回路では、誤差増幅器２２は出力電圧Ｖ_OUTに応じて出力電圧Ｖ_ERRを変化させ、パルス変換回路２１１に伝達する。通常、負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルの区間Ａでは、昇圧回路２１が昇圧動作を行うとともに定電流回路１２がオンすることにより、負荷である発光素子１１に電流Ｉ_LOADが流れる。このとき、パルス変換回路２１が誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRで制御される。

次に、負荷駆動信号Ｖ_Cがロウレベルとなる区間Ｂでは、昇圧回路２１と定電流回路１２がともにオフとなり、昇圧動作が停止し、且つ発光素子１１に流れる電流Ｉ_LOADがゼロとなる。

このとき、仮に、出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧源２３の電圧Ｖ_REFで設定される電圧より高い場合（Ｖ_IREF＞Ｖ_REF）は、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRが下降する。なお、このときは、負荷電流Ｉ_LOADはゼロであるため、出力電圧Ｖ_OUTは容量２１５により保持される。

そして、負荷駆動信号Ｖ_Cが再度ハイレベルになる区間Ｃでは、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRが徐々に上昇する。しかし、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRが正常動作時必要な電圧値となるには時間がかかり、このとき、昇圧回路２１の出力電圧Ｖ_OUTは下降する。同時に定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFも低くなり、この結果、負荷電流Ｉ_LOADが定電流にならない問題が生じる。特に、負荷駆動信号Ｖ_Cのデューティ比が低く、定電流回路１２および昇圧回路２１がオンしている時間が短い動作状態では、発光素子１１に流れる電流Ｉ_LOADが設定した電流値に達せず、所望の明るさを得ることができない問題がある。

また、図８の区間Ｂのように、仮に、出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧源２３の電圧Ｖ_REFで設定される電圧より低い場合（Ｖ_IREF＜Ｖ_REF）は、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRが上昇する。そして、負荷駆動信号Ｖ_Cが再びオンとなる期間Ｃでは、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRが徐々に下降する。このとき、昇圧回路２１は過剰昇圧動作中であるため、出力電圧Ｖ_OUTが最大電圧となる。この結果、昇圧回路２１に過電圧保護機能が内蔵されていれば、過電圧保護モードとなって昇圧動作が停止し、内蔵されていなければ、周辺部品の破壊に至る。

仮に、過電圧保護がかからず旦つ周辺部品の破壊に至らなかった場合でも、図７および図８の状態を繰り返すことで、負荷である発光素子１１に流れる電流I_LOADは負荷駆動信号Ｖ_Cに応じた制御状態ではなくなる。この結果、ＰＷＭ調光による所望の明るさを得ることができな状態となるだけでなく、発光素子１１の点灯が不安定となり、明るさのちらつきの原因となる。また、上記の過剰昇圧状態が発生した場合には、システムの消費電力増加となる。

本発明の目的は、負荷荷駆動信号のデューティ比に準じた出力電圧および負荷電流を精度高く生成すると共にそれらを安定に供給し、且つ消費電力低減を複雑化、大型化伴うことなく実現できるようにした負荷駆動回路を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明の負荷駆動回路は、１又は２以上の直列接続の発光素子からなる負荷および該負荷を定電流駆動する定電流回路が直列接続された負荷回路と、該負荷回路に所定の電圧を供給する出力電圧制御手段、前記定電流回路に加わる検出電圧と基準電圧の一方を選択する第１のスイッチ、および該第１のスイッチの出力電圧と前記基準電圧を比較して前記出力電圧制御手段を制御する誤差増幅器を有する昇圧回路とを備え、前記定電流回路は、外部入力する所定のデューティ比の負荷駆動信号が第１のレベルである期間中は動作をオンし、第２のレベルである期間中は動作をオフし、前記出力電圧制御手段は、前記負荷駆動信号が前記第１のレベルである期間中は動作をオンし、前記第２のレベルである期間中は動作をオフし、且つ動作がオンしている期間は前記誤差増幅器の出力電圧によって前記負荷回路に供給する電圧を制御し、前記第１のスイッチは、前記負荷駆動信号が前記第１のレベルである期間中は前記定電流回路に加わる前記検出電圧を選択し、前記第２のレベルである期間中は前記基準電圧を選択するようにしたことを特徴とする。

請求項２にかかる発明の負荷駆動回路は、請求項１に記載の負荷駆動回路において、前記定電流回路を、前記負荷回路に流れる電流を検出して前記検出電圧を生成する素子と、前記負荷駆動信号によりオン／オフする第３のスイッチを直列に接続した回路に置き換え、前記負荷駆動信号が前記第１のレベルである期間中は前記第３のスイッチをオンし、前記第２のレベルである期間中はオフするようにした ことを特徴とする。

請求項１にかかる発明によれば、負荷駆動信号の第１のレベル、第２のレベルにかかわらず、誤差増幅器の出力電圧をほぼ一定に保持することができるため、出力電圧制御手段の出力電圧を安定させ、負荷駆動信号のデューティ比に準じた負荷電流を、安定に供給することができる。よって、負荷が発光素子の場合は、その明るさを精度良く制御し、明るさのちらつきを抑え、旦つシステムの消費電力を低減することができる。また、請求項２にかかる発明によれば、負荷を駆動する定電流回路を、負荷電流を検出できる抵抗やその他の素子に置き換え、回路を簡素化した場合でも上記効果を得ることができる。

本発明の第１の実施例の負荷駆動回路の回路図である。 図１の負荷駆動回路の動作の波形図である。 本発明の参考例の負荷駆動回路の回路図である。 本発明の第２の実施例の負荷駆動回路の回路図である。 本発明の第２の実施例の負荷駆動回路の変形例の回路図である。 従来の負荷駆動回路の回路図である。 図６の負荷駆動回路の動作の波形図である。 図６の負荷駆動回路の動作の波形図である

＜第１の実施例＞
図１に本発明の第１の実施例の負荷駆動回路を示す。この負荷駆動回路は、負荷回路１０と入力電圧Ｖ_DDを出力電圧Ｖ_OUTに昇圧する昇圧回路２０Ａとからなる。負荷回路１０は、図６に示した回路と同様であり、ｎ個の直列接続の発光素子１１と、該発光素子１１に直列接続の定電流回路１２からなり、その定電流回路１２は負荷駆動信号Ｖ_Cによって動作がオン／オフ制御される。昇圧回路２０Ａは、出力電圧制御回路２１と、誤差増幅器２２と、基準電圧源２３と、容量２４と、抵抗２５と、負荷駆動信号Ｖ_Cによって切り替えられるスイッチ２６とからなる。スイッチ２６は、定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFを抵抗２５を介して誤差増幅器２２の反転入力端子に印加するか、基準電圧源２３の電圧Ｖ_REFを抵抗２５を介して誤差増幅器２２の反転入力端子に印加するかを切り替える。容量２４と抵抗２５は、出力電圧制御回路２１を制御する際の位相補償用である。そして、出力電圧制御回路２１は、図６と同様に、負荷駆動信号Ｖ_Cによってその動作がオン／オフされるパルス変換回路２１１、そのパルス変換回路２１１の出力信号によってオン／オフのスイッチングを行うトランジスタ２１２、トランジスタ２１２がオンしたときにエネルギーを蓄積するインダクタ２１３、トランジスタ２１２がオフするときのインダクタ２１３に流れる電流を整流するダイオード２１４、および出力電圧Ｖ_OUTを平滑・蓄積する容量２１５からなる。

以下、図２を参照して動作を説明する。負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルの区間Ａ，Ｃでは、スイッチ２６が接点ｂ側に切り替わり、誤差増幅器２２において、反転入力端子に定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFが入力し、非反転入力端子に基準電圧源２３の基準電圧Ｖ_REFが入力して、その差電圧を増幅した電圧Ｖ_ERRが、パルス変換回路２１１に出力する。これにより、負荷回路１０の定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFが基準電圧Ｖ_ERRと等しくなるように、出力電圧Ｖ_OUTが制御される。また、このとき、負荷回路１０には定電流回路１２で設定された電流Ｉ_LOADが流れ、発光素子１１が点灯する。この場合は、図６で説明した負荷駆動回路と全く変わらない動作となる。

次に、負荷駆動信号Ｖ_Cがロウレベルの区間Ｂ，Ｄでは、スイッチング２６が接点ａ側に切り替わり、誤差増幅器２２において、反転入力端子にも抵抗２５を介して基準電圧Ｖ_REFが入力して、その出力電圧Ｖ_ERRは区間Ａ，Ｃ時と同等の電位を保つ。このとき、誤差増幅器２２の反転入力端子と出力端子間に接続されている容量２４はミラー容量として働き、等価的に反転入力端子−ＧＮＤ間に容量が接続されている場合と同様な動作をする。この結果、反転入力端子部分には、容量２４と抵抗２５によるフィルタが形成される。よって、負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルのときにおける定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFと基準電圧Ｖ_REFとの間に差が生じる場合でも、反転入力端子の電圧変化はフィルタリングされ、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRの変化は緩やかとなる。

また、出力電圧制御回路２１と定電流回路１２は、負荷駆動信号Ｖ_Cがロウレベルとなることにより、その動作を停止するため、負荷回路１０には電流Ｉ_LOADが流れず、発光素子１１は消灯する。なお、負荷駆動信号Ｖ_Cがロウレベルである期間、出力電圧Ｖ_OUTは、容量２１５によって保持される。

以上のように、負荷駆動信号Ｖ_Cによってスイッチ２６を制御すれば、誤差増幅器２２は、負荷駆動信号Ｖ_Cのハイレベル時には負荷回路１０の定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFによって制御され、負荷駆動信号Ｖ_Cのロウレベル時には基準電圧Ｖ_REFによって制御される。そして、図２に示したように、負荷駆動信号Ｖ_Cのハイ／ロウに関わらず、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRは常にほぼ一定（中点電位）となる。本実施例は、負荷駆動信号Ｖ_Cにより上記の動作状態を繰り返し、負荷駆動信号Ｖ_Cのデューティ比により負荷回路１０の定電流駆動期間を制御する。この結果、発光素子１１には負荷駆動信号Ｖ_Cに応じて定電流回路１２で設定された電流Ｉ_LOADが精度高く流れ、その明るさをＰＷＭ調光することができる。

本実施例によれば、負荷駆動信号Ｖ_Cによってスイッチ２６を切り替えることで、負荷駆動信号Ｖ_Cのロウ／ハイにかかわらす誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRがほぼ一定値になるので、昇圧回路２０Ａの出力電圧Ｖ_OUTもほぼ一定電圧を保つため、定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFが安定し、発光素子１１を理想的に定電流駆動することができる。この結果、負荷駆動信号Ｖ_CによりＰＷＭ調光された発光素子１１の明るさを、ちらつき等なく精度高く制御することが可能となる。また、出力電圧制御回路２１が過剰昇圧動作となることがないため、余分な消費電力損失をなくすることができる。

加えて、負荷駆動信号Ｖ_Cがロウレベルの時は、パルス変換回路２１１やトランジスタ２１２のスイッチング動作を停止させるので、消費電力損失を抑えることができるため、定常動作時（ＰＷＭ調光時）の消費電力効率も向上させることができる。特に、負荷駆動信号Ｖ_Cのデューティ比が低く、大部分の時間が無負荷である状態においては、消費電力効率向上の効果が大きい利点がある。

＜参考例＞
図３に参考例の負荷駆動回路を示す。本参考例は、昇圧回路２０Ｂを、図１におけるスイッチ２６を除去し、容量２４に直列にスイッチ２７を接続し、このスイッチ２７が負荷駆動信号Ｖcがハイレベルのときオンし、ロウレベルのときオフするようにしたものであり、他は昇圧回路１０Ａと同じである。

さて、負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルのときは、スイッチ２７がオンして、容量２４が誤差増幅器２２の反転入力端子と出力端子との間に接続される。誤差増幅器２２は、その反転入方端子に抵抗２５を介して定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFが入力する。この場合、容量２４と抵抗２５は、出力電圧制御回路２１を制御する際の位相補償用として働き、図６における負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルのときと同じ動作となる。

次に、負荷駆動信号Ｖ_Cがロウレベルのときは、スイッチ２７がオフとなり、容量２４の誤差増幅器２２の出力側はフローティングとなる。この結果、負荷駆動信号Ｖ_Cがロウレベルである間は、誤差増幅器２２の出力端子と反転入力端子の間の直前の電圧がその容量２４に保持される。このとき、定電流回路１２はオフ状態であるため、負荷回路１０内の発光素子１１には電流Ｉ_IREFが流れず、発光素子１１は消灯する。また、発光素子１１と定電流回路１２の間のノードはフローティングとなり、その電圧は不定となる。よって、定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFが入力される誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRも、負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルのときの通常動作時の値から外れたものとなる。

次に、負荷駆動信号Ｖ_Cがロウレベルからハイレベルに切り替わったときには、スイッチ２７が再度オンとなり、誤差増幅器２２の反転入力端子と出力端子との間に容量２４が接続される。このとき、容量２４には上記通常動作時の電圧が保持されでいるため、誤差増幅器２２の反転入力端子の電圧と出力端子の電圧Ｖ_ERRは、それぞれ負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルのときの状態に戻ろうとする。また、容量２４と抵抗２５は、定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFを入力とするフィルタを構成しており、容量２４はミラー効果により大容量の素子として動作する。よって、仮に、定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFが前回の負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルのときの電圧と異なる電圧であっても、上記フィルタにより、誤差増幅器２２の反転入力端子の電圧は前回の負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルのときの電圧から大きく変化せず、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRの変動も抑制される。同時に定電流回路１２および出力電圧制御回路２１も動作し、発光素子１１が点灯する。

以上の動作により、負荷駆動信号Ｖ_Cにより出力電圧制御回路２１および定電流回路１２の動作がオン／オフしても、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRが不安定になることはなく、また出力電圧制御回路２１の出力電圧Ｖ_OUTも安定となる。

また、前記の第１の実施例では、誤差増幅器２２の反転入力端子が定電流回路１２に加わる電圧Ｖ_IREFを参照した時及び基準電圧Ｖ_REFを参照した時において、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRは同じであることが前提条件であった。すなわち、誤差増幅器２２の入力オフセット電圧がゼロである状態で有効であった。これに対し、本参考例では、負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルである間、容量２４には誤差増幅器２２の入力オフセット電圧を含めた電圧が保持されるため、入力オフセット電圧が大きい場合でも、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRが大きく変動することがなく、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖ_ERRおよび出力電圧制御回路２１の出力電圧Ｖ_OUTは、ともに安定となる。

本参考例によれば、誤差増幅器２２に入力オフセット電圧が生じている場合でも、容量２４に誤差増幅器２２の反転入力端子と出力端子間の電圧および入力オフセット電圧が加算された電圧が保持されるため、上記第1の実施例と同様の効果を得ることができ、負荷の発光素子の明るさを精度高く制御することができる。

＜第２の実施例＞
図４に本発明の第２の実施例の負荷駆動回路を示す。本実施例は、第１の実施例（図１）の負荷回路１０において、定電流回路１２を、抵抗１３とＮＭＯＳのトランジスタ１４に置き換えて構成した負荷回路１０Ａを使用するものである。その他は、第１の実施例と同様である。

さて、負荷駆動信号Ｖ_Cがハイレベルのときは、負荷回路１０Ａのトランジスタ１４がオンするとともに、昇圧回路２０Ａのスイッチ２６が接点ｂ側に切り替わり、誤差増幅器２２の反転入力端子には、抵抗１３に加わる電圧Ｖ₁₃が印加される。これにより、その電圧Ｖ₁₃が基準電圧Ｖ_REFと等しくなるように、出力電圧制御回路２１が動作する。発光素子１１には、抵抗１３、トランジスタ１４を介しで負荷電流Ｉ_LOADが流れ、発光素子１１は点灯する。負荷電流Ｉ_LOADは抵抗１３と基準電圧Ｖ_REFにより決まり、出力電圧制御回路２１の帰還作用により、発光素子１１は定電流駆動される。負荷電流は、Ｉ_LOAD＝Ｖ_REF／Ｒ₁₃となる。Ｒ₁₃は抵抗１３の抵抗値である。その他の動作は、第１の実施例と同様である。

次に、負荷駆動信号Ｖ_Cがロウレベルのときは、トランジスタ１４がオフとなり、スイッチ２６が接点ａ側に切り替わり、誤差増幅器２２の反転入力端子には、抵抗２５を介して基準電圧Ｖ_REFが入力する。このとき、発光素子１１に流れる負荷電流Ｉ_LOADは、トランジスタ１４により遮断され、発光素子１１は消灯する。その他は、第１の実施例と同様である。

以上のように、トランジスタ１４を負荷駆動信号Ｖ_Cにより制御することで、本実施例は第１の実施例と同様の動作となり、定電流回路１２を抵抗１３とトランジスタ１４に置き扱えて回路を簡素化した場合でも、負荷である発光素子１１を精度高く定電流駆動することが可能となる。なお、図５に示すように、トランジスタ１４に代えて、発光素子１１に直列にスイッチ１５を挿入して、これを負荷駆動信号Ｖ_Cにより制御するようにした負荷回路１０Ｂであっても、同様の効果を得ることができる。

１０，１０Ａ，１０Ｂ：負荷回路、１１：発光素子、１２：定電流回路、１３：抵抗、１４：トランジスタ、１５：スイッチ
２０，２０Ａ，２０Ｂ：昇圧回路、２１：出力電圧制御回路、２２：誤差増幅器、２３：基準電圧源、２４：容量、２５：抵抗、２６：スイッチ、２７：スイッチ、２１１：パルス変換回路、２１２：トランジスタ、２１３：インダクタ、２１４：ダイオード、２１５：容量

Claims (2)

1. １又は２以上の直列接続の発光素子からなる負荷および該負荷を定電流駆動する定電流回路が直列接続された負荷回路と、該負荷回路に所定の電圧を供給する出力電圧制御手段、前記定電流回路に加わる検出電圧と基準電圧の一方を選択する第１のスイッチ、および該第１のスイッチの出力電圧と前記基準電圧を比較して前記出力電圧制御手段を制御する誤差増幅器を有する昇圧回路とを備え、
   前記定電流回路は、外部入力する所定のデューティ比の負荷駆動信号が第１のレベルである期間中は動作をオンし、第２のレベルである期間中は動作をオフし、
   前記出力電圧制御手段は、前記負荷駆動信号が前記第１のレベルである期間中は動作をオンし、前記第２のレベルである期間中は動作をオフし、且つ動作がオンしている期間は前記誤差増幅器の出力電圧によって前記負荷回路に供給する電圧を制御し、
   前記第１のスイッチは、前記負荷駆動信号が前記第１のレベルである期間中は前記定電流回路に加わる前記検出電圧を選択し、前記第２のレベルである期間中は前記基準電圧を選択するようにした、
   ことを特徴とする負荷駆動回路。
2. 請求項１に記載の負荷駆動回路において、
   前記定電流回路を、前記負荷回路に流れる電流を検出して前記検出電圧を生成する素子と、前記負荷駆動信号によりオン／オフする第３のスイッチを直列に接続した回路に置き換え、
   前記負荷駆動信号が前記第１のレベルである期間中は前記第３のスイッチをオンし、前記第２のレベルである期間中はオフするようにした、
   ことを特徴とする負荷駆動回路。

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