JP2021170869A - スイッチング電源装置、スイッチング電源システム及び過電流検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】過電流を正確に検出できる過電流検出回路及び安定した垂下点を有するスイッチング電源装置とシステムを提供する。【解決手段】スイッチング電源装置１１は、トランス１３１の一次側電流をスイッチングすることにより、交流電圧を誘起するスイッチング回路１３と、誘起された交流電圧を整流する整流回路１４と、整流された電圧を平滑化するインダクタを備える平滑化回路１５と、平滑化された出力電圧Ｖoutに含まれるリプル成分の大きさを求めるＤＣカット回路１８１と、リプル成分の大きさＶripに基づいて、過電流判別基準値Ithを生成するＭＣＵ１８２と、一次側電流と過電流判別基準値Ithとに基づいて、過電流状態にあるか否かを判別する過電流判別回路１７と、を備える。過電流判別回路１７とＤＣカット回路１８１とＭＣＵ１８２とが過電流検出回路を構成する。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置、スイッチング電源システム及び過電流検出回路に関する。

スイッチング電源回路には、出力電流を検出し、出力電流が予め設定されている垂下点、即ち、過電流閾値に達した場合に、出力制限をかけたり動作停止させたりする保護機能が搭載されている。例えば、特許文献１には、簡単な操作で、複数の過電流閾値のうちから任意のものを選択・設定可能な電源装置が開示されている。

特開２０１６−１４９８１７号公報

特許文献１に記載の回路構成では、出力電流が過電流閾値以上となったか否かをスイッチング素子を流れるスイッチング電流のピーク値が過電流判別基準値以上となったか否かに基づいて判別する。
このような判別方法の場合、スイッチング電流のピーク値が主に出力平滑化回路のインダクタンスの値によって変動するため、過電流閾値を正確に設定することが困難となる場合がある。例えば、スイッチング電流のピーク値は出力平滑化回路のインダクタンスによって変動する。このため、出力平滑化回路のインダクタンス動作が環境温度の変化等により、過電流閾値の近傍で変動する場合、スイッチング電流のピーク値（最大値）に過電流保護動作をさせる過電流閾値を正確に設定することが困難となる。このため、過電流を正確に検出できず、垂下点が不安定になるおそれがある。

本開示は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、過電流を正確に検出できる過電流検出回路及び安定した垂下点を有するスイッチング電源装置とスイッチング電源システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本開示にかかるスイッチング電源装置は、
直流電圧が印加される入力端子対と、
直流電圧が出力される出力端子対と、
スイッチング素子を含むスイッチング回路と、前記スイッチング素子のスイッチングにより生成されたスイッチング電流または前記スイッチング電流の大きさに相関する大きさを有する電流のいずれかの電流が流れる電流路に挿入されたインダクタと、前記出力端子対間に直に接続されたコンデンサを含む平滑化回路と、を備える電圧変換部と、
前記平滑化回路の出力電圧に含まれるリプル成分の大きさを求めるリプル検出部と、
前記リプル検出部により検出されたリプル成分の大きさに基づいて、出力電流が過電流状態にあるか否かを判定するための過電流判別基準値を生成する過電流判別基準値生成手段と、
前記電圧変換部内を流れ、出力電流の大きさに相関を有する電流を測定する電流測定手段と、
前記電流測定手段により測定された電流の値と前記過電流判別基準値とに基づいて、出力電流が過電流状態にあるか否かを判別する過電流判別回路と、
を備える。

前記過電流判別基準値生成手段は、例えば、リプル成分の大きさと過電流判別基準値との予め設定されている相関に基づいて、前記リプル検出部で検出されたリプル成分の大きさに対応する過電流判別基準値を求める。

例えば、前記スイッチング電源装置は、一次巻き線と二次巻き線とを備えるトランスと、前記トランスの二次巻き線に接続され、該二次巻き線に誘起された交流電圧を整流する整流回路と、さらに備え、前記スイッチング素子は、前記トランスの一次巻き線に流れる一次側電流をスイッチングすることにより、二次巻き線に交流電圧を誘起させ、前記平滑化回路は、前記整流回路の出力電圧を平滑化し、前記リプル検出部は、前記平滑化回路の出力電圧に含まれるリプル成分の大きさを求め、前記電流測定手段は、前記トランスの一次巻き線又は二次巻き線、又は前記インダクタを流れる電流のいずれかの値を測定する。

例えば、前記トランスの一次巻き線と二次巻き線は絶縁されていることにより、前記電圧変換部は、絶縁型の直流−直流変換器を構成してもよい。

例えば、前記スイッチング素子の一端は前記入力端子対の一方の入力端子と直接接続され、前記インダクタは、前記スイッチング素子によりスイッチングされたスイッチング電流の電流路に挿入されており、前記スイッチング素子が電流路を遮断したときに、前記インダクタに電流を回生させる整流素子とをさらに備えてもよい。

前記スイッチング電源装置は、例えば、出力電圧が予め設定された基準電圧に出力電圧を維持するように前記スイッチング素子をスイッチングし、過電流判別回路が、前記電流測定手段により測定された電流が前記過電流判別基準値以上となったと判別したことに応答して、出力電圧を前記基準電圧よりも低下させるか又はスイッチングを停止させるスイッチング制御手段を備えてもよい。

例えば、前記インダクタは、特定の電流値領域で、流れる電流の大きさに応じてインダクタンス値が変動する特性を有し、前記スイッチング電源装置には、出力電流が過電流であると判定する複数の垂下点が設定されており、前記過電流判別基準値生成手段は、前記特定の電流値領域に含まれる垂下点について、前記リプル成分の大きさに基づいて前記過電流判別基準値を生成して前記過電流判別回路に設定し、他の垂下点については、固定の過電流判別基準値を前記過電流判別回路に設定してもよい。

前記リプル検出部は、前記出力電圧から交流成分を抽出し、抽出した交流成分の包絡線を求める手段を備えてもよい。

また、この発明に係るスイッチング電源システムは、
上述のスイッチング電源装置の何れかと、
前記スイッチング電源装置に直流電圧を印加する直流電源と、
前記スイッチング電源装置の出力を用いて動作する負荷と、
を備える。

また、この発明の過電流検出回路は、
スイッチング電源装置の出力電圧に含まれるリプル成分の大きさを求めるリプル検出部と、
検出されたリプル成分の大きさに基づいて、出力電流が過電流状態にあるか否かを判定するための過電流判別基準値を生成する過電流判別基準値生成手段と、
前記スイッチング電源装置内を流れ、前記出力電流の大きさと相関を有する電流を測定し、測定した電流値と前記過電流判別基準値とに基づいて、出力電流が過電流状態にあるか否かを判別する過電流判別回路と、
を備える。

上記構成のスイッチング電源装置とスイッチング電源システムによれば、出力電流の過電流を正確に検出でき、安定した垂下点を得ることができる。
また、上記構成の過電流検出回路によれば、スイッチング電源装置の出力電流の過電流状態を正確に検出できる。

本発明の実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。 図１に示すスイッチング電源装置のスイッチング素子を流れるスイッチング電流の波形を示す図である。 図１に示すスイッチング電源装置の垂下特性を示す図である。 図１に示す平滑化回路のインダクタの電流−インダクタンス特性を示す図である。 図１に示すスイッチング電源装置の平滑化回路のインダクタンスとスイッチング電流の波形と過電流判別基準値との関係を示す図である。 図１に示すスイッチング電源装置の出力電圧の波形図であり、（Ａ）は、平滑化回路のインダクタンスが最小のときの例、（Ｂ）は、平滑化回路のインダクタンスが最大のときの例である。 図１に示すＤＣカット回路の一例の回路図である。 （Ａ）は、図１に示すリプル振幅信号Ｓripの電圧値Ｖripとインダクタのインダクタンス値との関係を示す特性図、（Ｂ）は、インダクタのインダクタンス値と過電流判別基準値との関係を示す特性図、（Ｃ）は、電圧値Ｖripと過電流判別基準値との関係を示す特性図である。 図１に示すＭＣＵの過電流判別基準値設定処理のフローチャートである。 （Ａ）と（Ｂ）は、過電流判別基準値の設定のしかたを示す図である。 （Ａ）〜（Ｅ）は、図１に示すスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートであり、（Ａ）は第1のインダクタのインダクタンス値の図、（Ｂ）はスイッチング電流の波形図、（Ｃ）は出力電圧の波形図、（Ｄ）は電圧値Ｖripの図、（Ｅ）は過電流判別基準値の図である。 （Ａ）は、図１に示すリプル振幅信号Ｓripの電圧値Ｖripとインダクタのインダクタンス値との関係が非線形の例を示す特性図、（Ｂ）は、その際の、電圧値Ｖripと過電流判別基準値Ithとの関係を示す特性図である。 実施の形態１において、電流測定箇所の他の例を説明する回路図である。 実施の形態２に係るダウンコンバータの回路図と各部の波形図である。

以下、本発明の実施の形態に係る過電流検出回路を搭載したスイッチング電源装置とスイッチング電源システムについて図１を参照して説明する。

図１に示すように、スイッチング電源装置１１は、入力端子対Ｔin^＋とＴin⁻とを有する入力回路１２と、電圧変換部１９と、出力端子対Ｔout^＋とＴout⁻とを有する出力回路１６と、過電流判別回路１７と、スイッチング制御回路１８と、を備え、直流の入力電圧Ｖinから、直流の出力電圧Ｖoutを生成する電源装置である。

入力回路１２は、入力端子対Ｔin^＋とＴin⁻と平滑コンデンサＣin を備え、入力端子対Ｔin+とＴin⁻との間に直流電源１１１から直流の入力電圧Ｖinを入力する。平滑コンデンサＣinは、入力端子対Ｔin^＋とＴin⁻との間に接続され、入力電圧Ｖinに含まれるノイズ成分を低減する。直流電源１１１は、電池、二次電池、商用電源を整流して直流電圧を出力する整流回路等任意である。直流電源１１１は、スイッチング電源装置１１と共にスイッチング電源システムを構成する。

電圧変換部１９は、スイッチング回路１３と整流回路１４と平滑化回路１５とを備え、入力回路１２により入力された直流入力電圧Ｖinを、直流の出力電圧Ｖoutに変換して、出力回路１６に出力する絶縁型の直流−直流変換器である。

スイッチング回路１３は、トランスを備え、トランスの一次巻き線に流れる一次側電流をスイッチングすることにより、二次巻き線に交流電圧を誘起する回路である。スイッチング回路１３の回路構成は、任意である。図１では、一例として、トランス１３１と、スイッチング素子１３２と、ドライブ回路１３３とを備える回路を示す。

トランス１３１は、一次巻き線１３１１と二次巻き線１３１２とを備える絶縁トランスである。一次巻き線１３１１の一端は、入力端子Ｔin^＋に接続され、他端は、スイッチング素子１３２の電流路の一端（ドレイン）に接続されている。

スイッチング素子１３２は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタから構成され、トランス１３１の一次巻き線１３１１を含む電流路を開閉する。スイッチング素子１３２の電流路の一端がトランス１３１の一次巻き線１３１１の他端に接続され、スイッチング素子１３２の電流路の他端（ソース）が入力端子Ｔin⁻に接続される。スイッチング素子１３２の制御端子（ゲート）には、ドライブ回路１３３からオン・オフ制御信号が印加され、そのオン・オフが制御される。スイッチング素子１３２がオンすることにより、電流路が閉じ、一次巻き線１３１１に電流が流れ、スイッチング素子１３２がオフすることにより、電流路が開き、一次巻き線１３１１に流れる電流が遮断される。

ドライブ回路１３３は、スイッチング素子１３２のオンとオフを切り替えることにより、トランス１３１の一次側電流の電流路を断続（開閉）する。これにより、トランス１３１の一次巻き線１３１１を流れる一次側電流Ｉswは、スイッチングされて、図２に示すように、直流成分にランプ波形成分が重畳されたパルス状のスイッチング電流波形となる。なお、ドライブ回路１３３は、後述するＭＣＵ１８２から供給されるデューティ制御信号Ｓ２に基づいて、スイッチング素子１３２のオンデューティを制御することにより、出力電圧Ｖoutを基準電圧（本実施の形態では１４Ｖ）に維持する等の処理も行う。

また、ドライブ回路１３３は、過電流判別回路１７から過電流検出信号Ｓ１が供給されると、装置の保護のため、スイッチング素子１３２のオンデューティを徐々に小さくすることにより出力電圧Ｖoutを低下させ又はスイッチングを停止させる。これにより、スイッチング電源装置１１の入力電流Iinが減少し、図３に示すように、出力電圧Ｖoutと出力電流Ｉoutの垂下特性が得られる。

トランス１３１の一次巻き線１３１１は、図２に示す一次側電流（＝スイッチング電流Ｉsw）が流れることにより、交番磁束を発生する。

トランス１３１の二次巻き線１３１２は、一次巻き線１３１１が発生した交番磁束と鎖交することにより、交流電圧を誘起し、整流回路１４に印加する。

整流回路１４は、トランス１３１の二次巻き線１３１２に誘起された交流電圧を整流して出力する。整流回路１４の構成は任意である。図１では、ダイオード１４１と１４２から構成される半波整流回路の例を示す。ダイオード１４１のアノードは二次巻き線１３１２の一端に接続され、ダイオード１４２のアノードは、二次巻き線１３１２の他端に接続され、そのカソードはダイオード１４１のカソードに接続されている。

平滑化回路１５は、二次電流の電流路に挿入されたインダクタ１５１とコンデンサ１５３とを含み、整流回路１４によって半波整流された脈流電圧を平滑化して、出力電圧Ｖoutに変換する回路である。

インダクタ１５１の一端はダイオード１４１と１４２のカソードの接続ノードに接続され、他端は、出力回路１６の出力端子Ｔout^＋に接続されている。換言すると、インダクタ１５１は、スイッチング素子１３２のスイッチングにより生成されたスイッチング電流Iswの大きさにほぼ線形な相関を有する大きさの二次電流の電流路に挿入されている。

一方、コンデンサ１５３は、出力回路１６の出力端子対Ｔout^＋とＴout⁻との間に直に接続されており、インダクタ１５１と協働してローパスフィルタを構成する。

本実施の形態におけるインダクタ１５１は、二段ギャップコアインダクタから構成されており、図４に実線で示すように、特定の電流値領域（以下、Ｌ遷移領域）で、流れる電流が増加するに従って、インダクタンス値Ｌ１が大きく減少し、流れる電流が減少するに従って、インダクタンス値Ｌ１が大きく増加する特性を有する。本実施の形態では、Ｌ遷移領域が３０Ａ前後（近辺）にあるものとする。Ｌ遷移領域では、実線と破線で示すように、１つのインダクタでも、インダクタを構成する磁性部品自体の温度、外部磁界などの環境の変化に応じて遷移カーブが変動し、或いは、インダクタ個体間でも遷移カーブがばらついてしまうという特性を有する。このため、インダクタ１５１に関しては、電流３０Ａでのインダクタンス値Ｌ１は様々に変動する可能性がある。

図１に示す出力回路１６は、一対の出力端子対Ｔout^＋とＴout⁻を備える。出力端子対Ｔout^＋とＴout⁻との間には、負荷ＬＯＡＤが接続されている。出力回路１６は、負荷ＬＯＡＤに出力電圧Ｖoutを印加し、出力電流Ｉoutを流す。負荷ＬＯＡＤは、例えば、電装置またはバッテリー等で構成され、出力電圧Ｖout及び出力電流Ｉoutを用いて動作する。負荷ＬＯＡＤは、スイッチング電源装置１１と共にスイッチング電源システムを構成する。

過電流判別回路１７は、出力電流Ｉoutが予め設定されている垂下点、即ち、過電流閾値以上になったときに、スイッチング電源装置１１の保護のため、出力電圧Ｖoutを垂下させることを指示する過電流検出信号Ｓ１をドライブ回路１３３に出力する。ドライブ回路１３３は、過電流検出信号Ｓ１に応答して、オンデューティを徐々に低下させ、出力電圧Ｖoutを低下させる。

本実施の形態においては、図３に例示するように、出力電圧Ｖout＝１４Ｖの前提で、１５Ａ，３０Ａ，４５Ａ，６０Ａ，７５Ａに垂下点が設定されているとする。各時点で、ユーザの選択、動作温度などに応じて、何れか１つの垂下点が選択及び設定される。

過電流判別回路１７は、トランス１３１の一次巻き線１３１１に流れるスイッチング電流Ｉswを測定する電流トランス１７１を備える。電流トランス１７１は、電流測定手段の一例である。過電流判別回路１７は、電流トランス１７１で測定したスイッチング電流Ｉswと垂下点毎に設定されている過電流判別基準値Ithとを比較することにより、出力電流Ioutが垂下点、即ち、過電流閾値以上となったか否かを判別する。なお、垂下点（１５Ａ，３０Ａ，４５Ａ，６０Ａ，７５Ａ）は出力電流Ｉoutの閾値であり、一方、過電流判別基準値Ithはスイッチング電流Ｉswに関する基準値である。ただし、出力電流Ｉoutとスイッチング電流Ｉswとは相関を有しており、過電流判別基準値Ithを適切に設定することにより、出力電流Ｉoutが垂下点以上となったか否かを判別することができる。

過電流判別回路１７は、スイッチング電流Ｉswのピーク値（最大値）が過電流判別基準値Ith以上であると判別したときに、ドライブ回路１３３に、過電流検出信号Ｓ１を出力する。ドライブ回路１３３は、過電流検出信号Ｓ１に応答して、スイッチング素子１３２のデューティを徐々に低下させて、図３に示すように、出力電圧Ｖout及び出力電流Ｉoutを低下させる垂下制御を行う。

ここで、垂下点の１つである３０Ａについて考える。前述のように、インダクタ１５１は、二段ギャップコアインダクタから構成されており、図４に示すように、そのインダクタンス値Ｌ１が、３０Ａの付近で大きく変動し、その変動の様子は、素子別或いは動作環境条件別に定まらない可能性がある。

平滑化回路１５を構成するインダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１が変動すると、パルス状のスイッチング電流Ｉswの波形が、図５に示すように変化する。即ち、インダクタンス値Ｌ１が最小のＬminのときは、各パルス状のスイッチング電流Ｉswの初期値は相対的に小さく、その増加の傾きが大きく、ただし、ピークは相対的に大きくなる。一方、インダクタンス値Ｌ１が最大のＬmaxのときには、各パルス状のスイッチング電流Ｉswの初期値は相対的に小さく、その増加の傾きは小さく、ただし、ピーク値は相対的に小さくなる。従って、例えば、インダクタンス値Ｌ１＝Ｌminのときにあわせて、過電流判別基準値Ｉth＝Ｉthmaxを設定すると、インダクタンス値Ｌ１がＬminより大きいときには、出力電流Ｉoutが３０Ａを超えても、過電流であることを検出できなくなる。一方、インダクタンス値Ｌ１＝Ｌmaxのときにあわせて、過電流判別基準値Ｉth＝Ｉthminを設定すると、インダクタンス値Ｌ１＜Ｌmaxのときに、出力電流Ｉoutが３０Ａに達していないのに、過電流であると誤検出してしまう。

そこで、過電流判別回路１７は、図１０（Ａ）に示すように、垂下点３０Ａに関しては、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１に応じて、リアルタイムで変化させる過電流判別基準値Ｉthを基準とする。

なお、垂下点１５Ａに関しては、インダクタ１５１のＬ遷移領域に対して電流値が十分に小さく、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１はＬmaxで安定している。また、垂下点４５Ａ、６０Ａ，７５Ａに関しては、インダクタ１５１のＬ遷移領域に対して電流値が十分に大きく、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１はＬminで安定している。従って、これらの垂下点に関しては、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１の変動を考慮する必要はない。そこで、過電流判別回路１７は、図１０（Ａ）に示すように、他の垂下点（１５Ａ，４５Ａ，６０Ａ，７５Ａ）に関しては、固定の過電流判別基準値Ｉthを基準とする。

なお、過電流判別基準値Ｉthは、ＭＣＵ１８２により、過電流判別回路１７に設定される。

図１に示すスイッチング制御回路１８は、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１を判別し、判別したインダクタンス値Ｌ１に応じて、過電流判別回路１７に垂下点が３０Ａであるときの過電流判別基準値Ｉthを設定する。

インダクタンス値Ｌ１を判別するため、スイッチング制御回路１８は、出力電圧Ｖoutに含まれるリプル成分の大きさを測定し、測定したリプル成分の大きさから、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１を判別する。具体的に説明すると、図６（Ａ），（Ｂ）に示すように、出力電圧Ｖoutに含まれるリプルは、インダクタンス値Ｌ１＝Ｌmaxのときには、相対的に小さく、インダクタンス値Ｌ１＝Ｌminのときには、相対的に大きくなる。スイッチング制御回路１８は、出力電圧Ｖoutに含まれるリプル成分を測定し、そのリプル成分の大きさから、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１を判別し、判別したインダクタンス値Ｌ１に応じて、過電流判別回路１７に過電流判別基準値Ｉthを設定する。

このような処理を行うため、スイッチング制御回路１８は、ＤＣカット回路１８１と、ＭＣＵ１８２を備える。さらに、ＭＣＵ１８２は、演算部１８３と設定部１８４とを備える。

ＤＣカット回路１８１は、出力電圧Ｖoutに含まれるリップル成分の振幅に対応する電圧値Ｖripを有するリプル振幅信号Ｓripを出力する回路である。ＤＣカット回路１８１の回路構成自体は、任意である。本実施の形態では、図７に示すように、ＤＣカット部１８１１と、包絡線取得部１８１２と、インピーダンス変換部１８１３とから構成される回路を例示する。ＤＣカット部１８１１は、出力電圧Ｖoutから直流成分を除去して、交流成分を抽出するカップリングコンデンサＣ１から構成される。包絡線取得部１８１２は、ダイオードＤ１，抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ２から構成され、ＤＣカット部１８１１を通過した交流成分の電圧をピークホールドすることにより、包絡線を求める。インピーダンス変換部１８１３は、包絡線取得部１８１２が生成した包絡線を、増幅する演算増幅器ＯＰ１と負帰還回路を構成する抵抗Ｒ３〜Ｒ６から構成され、出力電圧Ｖoutに含まれるリプル成分の振幅に対応する電圧値Ｖripを有するリプル振幅信号Ｓripを出力する。なお、出力電圧Ｖoutのリプル成分の振幅に対応する電圧値Ｖripを求めることは、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１を求めることに実質的に等価であり、ＤＣカット回路１８１は、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１を求めることと等価の処理を行っていることになる。ＤＣカット回路１８１は、請求項におけるリプル検出部の一例である。

図１に示すＭＣＵ（マイクロコントロールユニット：Michro Control Unit)１８２は、プロセッサとメモリを内蔵し、メモリに記憶されている制御プログラムを実行することにより、その時点で有効な垂下点を選択し、その垂下点に対応する過電流判別基準値Ithを、過電流判別回路１７に設定する。その時点で有効な垂下点は、例えば、ユーザの設定、温度などに基づいて、選択される。本実施の形態においては、ＭＣＵ１８２は、図１０（Ａ）に示すように、垂下点１５Ａ，４５Ａ，６０Ａ，７５Ａに関しては、それぞれ固定の過電流判別基準値Ithが設定される。一方、垂下点３０Ａに関しては、図４に示したインダクタ１５１の特性を考慮し、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１をリアルタイムで推定し、その推定したインダクタンス値Ｌ１に対応する過電流判別基準値Ithを過電流判別回路１７に設定する。

ＭＣＵ１８２は、機能的に、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１に対応する過電流判別基準値Ithを求める演算部１８３と、求めた過電流判別基準値Ithを過電流判別回路１７に設定する設定部１８４とを備える。ＭＣＵ１８２は、請求項における過電流判別基準値生成手段の一例である。

演算部１８３は、その時点で有効な垂下点を特定し、特定した垂下点に対応する過電流判別基準値Ithを求める。より詳細には、演算部１８３は、内部メモリに図１０（Ａ）に示す設定データを記憶しており、その時点で有効な垂下点が３０Ａ以外であると判別すると、それぞれ対応する固定の過電流判別基準値Ithを求める。

一方、演算部１８３は、その時点で有効な垂下点が３０Ａであると判別すると、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１に対応する過電流判別基準値Ithをリアルタイムで求める。この処理のため、演算部１８３は、ＤＣカット回路１８１が出力するリプル振幅信号Ｓripの電圧値Ｖripを一例としてＡ／Ｄ（アナログデジタル）変換して取り込み、取り込んだ電圧値Ｖripから、インダクタンス値Ｌ１に対応する過電流判別基準値Ｉthを求める。

垂下点が３０Ａのときの過電流判別基準値Ｉthの求め方を図８を参照して具体的に説明する。
まず、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１＝Ｌminのときの、リプル振幅信号Ｓripの電圧レベルをＶripmax、Ｌ１＝Ｌmaxのときの、リプル振幅信号Ｓripの電圧レベルをＶripminとし、インダクタンス値Ｌ１とリプル振幅信号Ｓripの電圧値Ｖripとの関係を一次関数で近似すると、図８（Ａ）に示すようになる。

また、Ｌ１＝Ｌminのときの過電流判別基準値をＩthmax、Ｌ１＝Ｌmaxのときの過電流判別基準値をＩthminとすると、インダクタンス値Ｌ１と過電流判別基準値Ithとの関係は、図８（Ｂ）で示すように近似できる。

従って、過電流判別基準値Ｉthと電圧値Ｖripとの関係は、図８（Ｃ）に示すようになる。この関係から、インダクタ１５１のインダクタンス値がＬ１であるときの、適切な過電流判別基準値Ｉthは次式で示される。
Ith＝Ithmin＋（Ｖrip−Ｖripmin）・（Ｉthmax−Ithmin）／（Ｖripmax−Ｖripmin）
・・・（１）

演算部１８３は、取り込んだ電圧値Ｖripから、（１）式により、その時点でのインダクタンス値Ｌ１に適した過電流判別基準値Ｉthをリアルタイムに演算により求める。
なお、Ｉthmax、Ithmin、Ｖripmax、Ｖripminの各値は予め測定され、ＭＣＵ１８２の内部メモリに格納されているものとする。

設定部１８４は、演算部１８３が求めた過電流判別基準値Ｉthを過電流判別回路１７に設定する。

演算部１８３と設定部１８４は、ＭＣＵ１８２を構成するプロセッサが内部メモリに格納されている制御プログラムを実行し、図９に示す過電流判別基準値設定処理を実行することにより実現される。プロセッサは、このスイッチング電源装置１１の電源がオンされている間、図９に示す過電流判別基準値設定処理を継続して実行する。プロセッサは、処理を開始すると、まず、図１０（Ａ）の設定に従い、その時点で有効な垂下点を選択し、３０Ａか否か判別する（ステップＳ１１）。

有効な垂下点が３０Ａの場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、プロセッサは、ＤＣカット回路１８１が出力する、リプル振幅信号Ｓripの電圧値ＶripをＡ／Ｄ変換して取り込む（ステップＳ１２）。次に、プロセッサは、取り込んだ電圧値Ｖripを式（１）に代入することにより、その時点のインダクタンス値Ｌ1に対応する過電流判別基準値Ithを求め（ステップＳ１３）、求めた過電流判別基準値Ithを過電流判別回路１７に設定する（ステップＳ１４）。その後、処理はステップＳ１１にリターンする。

一方、有効な垂下点が３０Ａ以外の場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、プロセッサは、その時点で有効な垂下点に対応する固定の過電流判別基準値Ithを内部メモリから読み出し（ステップＳ１５）、読み出した過電流判別基準値Ithを過電流判別回路１７に設定する（ステップＳ１４）。その後、処理はステップＳ１１にリターンする。

このようにして、その時点で有効な垂下点に対応する過電流判別基準値Ithが過電流判別回路１７に設定される。

なお、ＭＣＵ１８２は、出力電圧Ｖoutを一定値、本実施形態では、一例として１４Ｖに維持するように、スイッチング素子１３２のオンデューティを制御するデューティ制御信号Ｓ２をドライブ回路１３３に供給するＰＷＭ制御方式を用いている。出力電圧Ｖoutを一定値に維持するための制御動作は、従来と同一である。従って、ＭＣＵ１８２は、スイッチング素子のオン・オフを制御するスイッチング制御手段として機能する。

なお、過電流判別回路１７とスイッチング制御回路１８とが構成する回路は、請求項における、過電流検出回路の一例である。

次に、上記構成を有するスイッチング電源装置１１の動作を、図１１を参照して説明する。
ここでは、前提として、垂下点として３０Ａが選択されており、動作開始当初は、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１は、Ｌminであり、その後、温度の影響等で、Ｌmaxに変動したと想定する。

図１１（Ａ）に示すように、タイミングＴ１では、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１＝Ｌminである。このため、図１１（Ｂ）に示すように、スイッチング電流Ｉswのピーク値は最大になっていて、図１１（Ｃ）に示すように、出力電圧Ｖoutのリプルが相対的に大きくなる。

ＤＣカット回路１８１は、出力電圧Ｖoutの直流成分をカットし、さらに、リプル成分を整流及び平滑化して、図１１（Ｄ）に示すように、最大の電圧値Ｖripmaxを有するリプル振幅信号Ｓripを出力する。

ＭＣＵ１８２は、リプル振幅信号Ｓripの電圧レベルが最大のＶripmaxであることから（１）式に従って、最大値のIthmaxを取得し（ステップＳ１３）、これを過電流判別回路１７に設定する（ステップＳ１４）。

過電流判別回路１７は、設定された過電流判別基準値Ｉthmaxと、電流トランス１７１で検出したスイッチング電流Ｉswのピーク値とを比較し、ピーク値≧Ｉthmaxであれば、ドライブ回路１３３に過電流検出信号Ｓ１を送信する。ドライブ回路１３３は、過電流検出信号Ｓ１に応答して、スイッチング素子１３２のオンデューティを徐々に小さくし、図３に示すように、出力電圧Ｖoutを垂下させる。

ただし、図１１の例では、ピーク値＜Ｉthmaxであり、スイッチング電源装置１１は、動作をそのまま続ける。

その後、タイミングＴ２で、温度などの影響により、図１１（Ａ）に示すように、インダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１が増加を始めたと仮定する。

図１１（Ｂ）に示すように、インダクタンス値Ｌ１の増加に伴ってスイッチング電流Ｉswのピーク値は徐々に小さくなる。平滑化回路１５を構成するインダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１が徐々に大きくなり、図１１（Ｃ）に示すように、出力電圧Ｖoutのリプル成分が徐々に小さくなる。このため、ＤＣカット回路１８１が出力するリプル振幅信号Ｓripの電圧値Ｖripは、図１１（Ｄ）に示すように、徐々に低下する。

ＭＣＵ１８２は、その時点の電圧値Ｖripを（１）式に代入することにより、過電流判別基準値Ithを計算し、過電流判別回路１７に設定する。
電圧値Ｖripが徐々に低下するため、過電流判別基準値Ithも、図１１（Ｅ）に示すように、徐々に低下する。これは、スイッチング電流Ｉswのピーク値の低下に対応する。

過電流判別回路１７は、設定された過電流判別基準値Ｉthと、電流トランス１７１で検出したスイッチング電流Ｉswのピーク値とを比較し、ピーク値≧Ｉthであれば、ドライブ回路１３３に過電流検出信号Ｓ１を送信する。ドライブ回路１３３は、過電流検出信号Ｓ１に応答して、スイッチング素子１３２のオンデューティを徐々に小さくし、図３に示すように、出力電圧Ｖoutを垂下させる。

ただし、図１１の例では、ピーク値＜Ｉthであり、スイッチング電源装置１１は、動作をそのまま続ける。

その後、図１１（Ａ）に示すように、タイミングＴ３で、インダクタンス値Ｌ１が上限値Ｌmaxに達すると、図１１（Ｂ）に示すように、スイッチング電流Ｉswのピーク値は相対的に小さい値で一定になる。平滑化回路１５を構成するインダクタ１５１のインダクタンス値Ｌ１は一定となり、図１１（Ｃ）に示すように、そのリプルは最小の状態で一定となる。このため、電圧値Ｖripは、図１１（Ｄ）に示すように、最低の電圧値Ｖripminで一定となる。このため、ＭＣＵ１８２は、過電流判別基準値Ｉthminを過電流判別回路１７に設定する。

過電流判別回路１７は、設定された過電流判別基準値Ithminと、電流トランス１７１で測定したスイッチング電流Ｉswのピーク値とを比較し、スイッチング電流Ｉswのピーク値≧過電流判別基準値Ithminであれば、過電流状態であると判別して、ドライブ回路１３３に過電流検出信号Ｓ１を出力する。ドライブ回路１３３は、過電流検出信号Ｓ１に応答して、スイッチング素子１３２のオンデューティを徐々に小さくする。ただし、図１１の例では、ピーク値＜Ｉthminであり、スイッチング電源装置１１は、動作をそのまま続ける。

以上説明したように、本実施の形態によれば、平滑インダクタのインダクタンス値が垂下点（本実施の形態では３０Ａ）の近傍で変動する場合に、インダクタンス値の増大又は減少に応じて、減少又は増大する過電流判別基準値Ｉthを設定する。従って、インダクタンス値の変動に関わらず、過電流状態か否かを正確に判定することができる。その結果、垂下点を安定して設定できる。

なお、上記実施の形態においては、インダクタ１５１が３０Ａ近傍にＬ遷移領域を有する場面を想定してこの発明を説明した。この発明は、これに限定されず、平滑化回路１５を構成するインダクタのＬ遷移領域が何れかの垂下点の近傍に位置する場合に広く適用可能である。例えば、インダクタ１５１が６０Ａ近傍にＬ遷移領域を有する場面には、垂下点値として６０Ａが選択されているときに、インダクタ１５１のインダクタンス値の変動に応じて、過電流判別基準値Ithを設定すればよい。

また、上記実施の形態においては、インダクタのＬ遷移領域内に位置する垂下点についてのみ、インダクタンス値をリアルタイムで求めて過電流判別基準値Ithを設定した。この発明は、これに限らず、図１０（Ｂ）に示すように、全ての或いは複数の垂下点について、インダクタンス値をリアルタイムで求めて、対応する過電流判別基準値Ithを求めて設定してもよい。なお、図１０（Ｂ）に置いて、ｆ１〜ｆ５は、任意の関数であり、Ｖripは、リプル成分の振幅に対応する電圧値である。

上記実施の形態においては、過電流判別基準値Ｉthを、リプルの大きさを示す電圧値Ｖripの一次関数として求めた。これに限らず、図１２（Ａ）に示すように、インダクタのインダクタンス値と出力電圧のリプルの大きさとの関係が非線形の関係にある場合がある。この場合には、その非線形関係にあわせて、例えば、図１２（Ｂ)に示すように、電圧値Ｖripに基づいて、過電流判別基準値Ithを設定してもよい。即ち、予め、過電流判別基準値Ｉthを、電圧値Ｖripの任意の線形又は非線形の関数ｆ（）として求めておき、Ith＝ｆ（Ｖrip）で、過電流判別基準値Ｉthを求めても良い。

前記実施の形態においては、電流トランス１７１により、トランス１３１の一次側電流（スイッチング電流Ｉsw）を検出し、このピーク値と過電流判別基準値Ithとを比較することにより、出力電流が過電流状態か否かを判定した。この発明は、これに限定されない、出力電流Ｉoutと相関を有する任意の電流を測定し、測定した電流のピーク値とその電流用の過電流判別基準値Ithとを比較することにより、出力電流が過電流状態か否かを判定可能である。

例えば、過電流判別回路１７は、図１３に示すように、トランス１３１の一次側電流（スイッチング電流Ｉsw）の代わりに、例えば、トランス１３１の二次側電流を電流トランスＣＳ１１で測定し、或いは、インダクタ１５１を流れる電流を、電流トランスＣＳ１２で測定し、過電流判別基準値Ithと比較することにより、過電流状態か否かを判別してもよい。このとき、各電流の測定値と比較される過電流判別基準値Ithは、その電流用に設定された基準値である。

さらに、電流測定手段も、電流トランスに限定されず、任意であり、例えば、ホール素子を使用して電流を測定してもよい。また、電流路に低抵抗素子（金属板抵抗またはマンガニン線）を挿入し、低抵抗素子に発生する電圧を検出することにより、電流を測定しても良い。

上記実施の形態においては、過電流判別基準値Ｉthを求めるために、出力電圧Ｖoutに含まれるリプルの大きさを示す電圧Ｖripを求めたが、インダクタ１５１のインダクタとの相関を有する他の電圧のリプルの大きさを測定してもよい。

上記実施の形態においては、平滑化回路１５を構成するインダクタが、２段ギャップコアインダクタから構成される１つのインダクタ１５１である例を説明した。この発明はこのような例に限定されず、平滑化回路１５を構成するインダクタは複数個でもよい。例えば、２つの２段ギャップコアインダクタを直列に接続して使用することも可能である。ここで、直列接続された２つのインダクタのインダクタンスをＬ１とＬ２とする。この場合、合成インダクタンス値（Ｌ１＋Ｌ２）が遷移するＬ遷移電流領域を特定し、Ｌ遷移電流領域と垂下点が一致又は近接する場合に、合成インダクタンス値を出力電圧Ｖoutに含まれるリプル成分の大きさから求め、求めたリプル成分の大きさに応じた過電流判別基準値Ithを過電流判別回路１７に設定すればよい。
平滑化回路１５を構成するインダクタの数が３以上の場合や、Ｌ値が連続的に変動する無段階のインダクタについても同様である。

上記実施の形態１においては、２段ギャップコアインダクタのインダクタンス値が温度などの要因で変動する例を説明したが、２段ギャップコアインダクタに限定されず、何らかの要因によりインダクタンス値が変動する特性を有するインダクタを使用する場合に、広く適用可能である。

実施の形態では、過電流判別基準値Ithをリプルの大きさから、無段階に変化させる例を示したが、過電流判別基準値を最小値IthＬから最大値IthＨまでＮ段階で変化させるようにしてもよい。なお、Ｎは２以上の自然数である。

上記実施の形態においては、ＭＣＵ１８２が、リプル成分の振幅を示す電圧値Ｖripに基づいて、過電流判別基準値Ｉthを演算で求める例を示した。この発明はこれに限定されない。例えば、電圧値Ｖripと過電流判別基準値Ithとを対応付けてテーブル等に予め格納しておき、電圧値Ｖripに基づいて、テーブル引きにより過電流判別基準値Ithを求めるようにしてもよい。

上記実施の形態においては、ＤＣカット回路１８１として、ＤＣカット部１８１１、包絡線取得部１８１２、インピーダンス変換部１８１３を備える例を示したが、リップルの振幅に対応する大きさの信号（電圧レベル信号、電流レベル信号、周波数信号など）を得ることができれば、その構成自体は任意である。また、出力電圧Ｖoutを測定する位置も、適宜変更可能である。

例示した、垂下点の値（出力電流値）、垂下点の数、出力電圧の値等は任意であり、適宜設定可能である。
図１に示したスイッチング回路１３の構成も任意であり、トランス１３１の構成、スイッチング素子１３２の構成、ドライブ回路１３３の構成及びドライブ手法なども、発明の目的を達成可能な範囲で任意である。例えば、スイッチング素子１３２として、ＭＯＳＦＥＴの代わりにバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、又はＧａＮトランジスタ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）若しくはＳｉＣトランジスタ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の他の半導体スイッチング素子を用いても良い。

整流回路１４の構成も任意である。例えば、図１では、半波整流回路を例示したが、全波整流回路でもよい。
また、平滑化回路１５の構成などは一例であり、使用するインダクタの数、種類、コンデンサの種類、数などは任意である。

以上、発明に係るスイッチング電源装置１１を、フォワード方式の絶縁スイッチング電源装置を例に説明したが、フォワード方式に限定されず、フライバック方式、プッシュプル方式等の絶縁型のスイッチング電源装置にも適用可能である。

（実施の形態２）
この発明を、絶縁型のスイッチング電源装置１１を例に説明したが、トランスは必須の構成ではない。本願発明は、インダクタと、インダクタに流れる電流をスイッチングするスイッチング回路とを備えるスイッチング電源装置に広く適用可能である。以下、本願発明のスイッチング電源装置を、トランスを備えない非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を説明する。以下の説明では、本発明をダウンコンバータに適用した例を説明する。

図１４は、実施の形態２に係るダウンコンバータに本願発明を適用した例を示す。
図１４に示すダウンコンバータは、直流電圧Ｖinが入力される入力端子対Ｔin^＋,Ｔin⁻と、入力コンデンサ２０１と、スイッチング素子２０２と、整流素子２０３と、平滑インダクタ２０４と、平滑コンデンサ２０５と、出力端子対Ｔout^＋,Ｔout⁻と、を備え、入力電圧Ｖinを降圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータである。なお、ダウンコンバータは、本発明のスイッチング電源装置の例である。

入力コンデンサ２０１は、入力端子対Ｔin^＋とＴin⁻との間に直接接続される。
スイッチング素子２０２は、ＭＯＳトランジスタ等から構成され、電流路の一端が入力端子Ｔin^＋と入力コンデンサ２０１の接続ノードに接続され、電流をスイッチングし、スイッチング電流I_Sを生成する。

整流素子２０３は、例えば、半導体ダイオード等から構成され、そのカソードはスイッチング素子２０２の電流路の他端に、アノードは、入力端子Ｔin⁻と入力コンデンサ２０１の接続ノードに接続され、順方向電流Ｉ_Ｄを流す。

平滑インダクタ２０４は、一端がスイッチング素子２０２の電流路の他端と整流素子２０３のカソードとの接続ノードに接続され、他端が出力端子Ｔout^＋に接続されている。換言すると、平滑インダクタ２０４は、スイッチング電流I_Sが流れる電流路に配置されている。平滑インダクタ２０４は、Ｌ遷移領域を含む特性を有するインダクタから構成される。平滑インダクタ２０４は、スイッチング素子２０２のスイッチング動作により生成された電流、即ち、スイッチング電流Ｉ_Sと順方向電流Ｉ_Ｄの和に相当する電流を流す。

平滑コンデンサ２０５の一端は、平滑インダクタ２０４の他端に接続され、他端は、入力端子Ｔin⁻と入力コンデンサ２０１の他端と整流素子２０３のアノードとの接続ノードに接続される。即ち、平滑コンデンサ２０５の一端に出力端子Ｔout^＋が接続され、平滑コンデンサ２０５の他端に出力端子Ｔout⁻が接続される。

このような構成において、スイッチング素子２０２が短時間オンすると、入力電流I_INが、入力端子Ｔin^＋→（入力コンデンサ２０１を介して）スイッチング素子２０２→平滑インダクタ２０４→（平滑コンデンサ２０５を介して）出力端子Ｔout^＋→負荷→出力端子Ｔout⁻→（入力コンデンサ２０１及び平滑コンデンサ２０５を介して）入力端子Ｔin⁻と流れる。電流は、平滑インダクタ２０４のインダクタにより徐々に増大する。この状態で、スイッチング素子２０２がオフすると、スイッチング電流Ｉ_Sが流れなくなる。平滑インダクタ２０４は従前の電流を維持しようとするため、インダクタに蓄積されていたエネルギーが、インダクタをエネルギー源として、平滑インダクタ２０４→（平滑コンデンサ２０５を介して）出力端子Ｔout^＋→負荷→出力端子Ｔout⁻→（平滑コンデンサ２０５を介して）整流素子２０３→平滑インダクタ２０４と流れる。ただだし、その電流は、徐々に減少する。

このような動作を繰り返すことにより、入力電流Ｉ_IN は波形図Ｓ１１に示すようにほぼ一定値となり、スイッチング素子２０２を流れるスイッチング電流Ｉ_Sは、波形図Ｓ１２に示すように直流成分にランプ波形が重畳されたパルス状になる。入力コンデンサ２０１を流れる電流Ｉ_CINは、波形図Ｓ１３に示すように、スイッチング電流Ｉ_Sと同一波形、ただし負側にシフトした波形となる。

一方、整流素子２０３を流れる順方向電流Ｉ_Ｄは、波形図Ｓ１４に示すように、平滑インダクタ２０４を流れるインダクタ電流Ｉ_Ｌのうちのスイッチング素子２０２のオフにより欠けた分の電流を補い、波形の連続性を確保する波形となる。即ち、整流素子２０３は、スイッチング素子２０２が電流路を遮断したときに、欠けた分の電流を補い、平滑インダクタ２０４と、出力端子対Ｔout^＋とＴout⁻との間と、に電流を継続して回生させるように機能する。

スイッチング電流Ｉ_Sと整流素子２０３を流れる順方向電流Ｉ_Ｄとの和に相当するインダクタ電流Ｉ_Ｌが、波形図Ｓ１５に示すように、平滑インダクタ２０４に流れる。インダクタ電流Ｉ_Ｌが平滑コンデンサ２０５により平滑化され、波形図Ｓ１６に示す出力電流Ｉoutが出力される。また、平滑コンデンサ２０５には、波形図Ｓ１７に示す電流Ｉ_COUTが流れる。

このような動作を繰り返す結果、出力端子対Ｔout^＋とＴout⁻の間には、入力電圧Ｖinを降圧した出力電圧Ｖoutが得られる。

このダウンコンバータで、下垂制御を行う場合、過電流判別回路１７Ａは、スイッチング電流Ｉ_Sを電流センサＣＳ２１で測定し又はインダクタ電流Ｉ_Ｌを電流センサＣＳ２２で測定し、測定した電流のピーク値と垂下電流に対応する過電流判別基準値とを比較して、ピーク値が過電流判別基準値以上となったときに下垂制御を行う。

ただし、下垂点が平滑インダクタ２０４のＬ遷移領域の近傍にある場合、スイッチング制御回路１８Ａは、出力電圧Ｖ_outに含まれているリプルの大きさＶripを求め、図９のステップＳ１３と同様の処理により、過電流判別基準値Ｉthを求め、過電流判別回路１７Ａに提供する。過電流判別回路１７Ａは、求められた過電流判別基準値Ｉthと電流センサＣＳ２１とＣＳ２２で求められた電流値のピークを比較し、出力電流Ｉ_outが過電流か否かを判別する。
なお、スイッチング制御回路１８Ａによるスイッチング素子２０２のオンデューティの制御などの処理は実施形態１と同様である。

以上、非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの例を説明したが、本発明は、これらに限定されるものではなく、インダクタとインダクタに流れる電流をスイッチングするスイッチング回路を備えるスイッチング電源装置に広く適用可能である。

また、平滑回路を構成するインダクタの挿入位置は、出力電流を平滑化できる位置であれば、任意である。例えば、図１及び図１３において、インダクタ１５１を整流回路の負極（二次巻き線１３１２の一端とダイオード１４１のアノードとの接続ノード）と負の出力端子Ｔout⁻の間等、スイッチング電流Ｉswの大きさに相関する大きさを有する電流の電流路で、出力電圧の平滑に寄与できる任意の位置に配置されてもよい。同様に、図１４において、平滑インダクタ２０４を整流回路の負極（整流素子２０３のアノード）と負の出力端子Ｔout⁻の間等、スイッチング電流Ｉswが流れる電流路で、出力電圧の平滑に寄与できる任意の位置に配置されてもよい。

上記実施の形態において、回路要素同士が接続されるとは、直接的に接続される場合に限定されず、間に回路動作に直接の影響を与えない他の素子を挟んで電気的に接続される場合を含むものである。

本開示のいくつかの実施の形態を説明したが、これらの実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施の形態は、その他の様々な形態で実施することが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載した発明とその均等の範囲に含まれる。

１１ スイッチング電源装置
１２ 入力回路
１３ スイッチング回路
１４ 整流回路
１５ 平滑化回路
１６ 出力回路
１７ 過電流判別回路
１８ スイッチング制御回路
１９ 電圧変換部
１１１ 直流電源
１３１ トランス
１３２ スイッチング素子
１３３ ドライブ回路
１４１，１４２ ダイオード
１５１ インダクタ
１５３ コンデンサ
１７１ 電流トランス
１８１ ＤＣカット回路
１８２ ＭＣＵ（マイクロコントロールユニット）
１８３ 演算部
１８４ 設定部
２０１ 入力コンデンサ
２０２ スイッチング素子
２０３ 整流素子
２０４ 平滑インダクタ
２０５ 平滑コンデンサ
１３１１ 一次巻き線
１３１２ 二次巻き線
１８１１ ＤＣカット部
１８１２ 包絡線取得部
１８１３ インピーダンス変換部
ＬＯＡＤ 負荷

Claims (10)

1. 直流電圧が印加される入力端子対と、
   直流電圧が出力される出力端子対と、
   スイッチング素子を含むスイッチング回路と、前記スイッチング素子のスイッチングにより生成されたスイッチング電流または前記スイッチング電流の大きさに相関する大きさを有する電流のいずれかの電流が流れる電流路に挿入されたインダクタと、前記出力端子対間に直に接続されたコンデンサを含む平滑化回路と、を備える電圧変換部と、
   前記平滑化回路の出力電圧に含まれるリプル成分の大きさを求めるリプル検出部と、
   前記リプル検出部により検出されたリプル成分の大きさに基づいて、出力電流が過電流状態にあるか否かを判定するための過電流判別基準値を生成する過電流判別基準値生成手段と、
   前記電圧変換部内を流れ、出力電流の大きさに相関を有する電流を測定する電流測定手段と、
   前記電流測定手段により測定された電流の値と前記過電流判別基準値とに基づいて、出力電流が過電流状態にあるか否かを判別する過電流判別回路と、
   を備えるスイッチング電源装置。
2. 前記過電流判別基準値生成手段は、リプル成分の大きさと過電流判別基準値との予め設定されている相関に基づいて、前記リプル検出部で検出されたリプル成分の大きさに対応する過電流判別基準値を求める、
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記スイッチング電源装置は、一次巻き線と二次巻き線とを備えるトランスと、前記トランスの前記二次巻き線に接続され、前記二次巻き線に誘起された交流電圧を整流する整流回路と、さらに備え、
   前記スイッチング素子は、前記一次巻き線に流れる一次側電流をスイッチングすることにより、前記二次巻き線に交流電圧を誘起させ、
   前記平滑化回路は、前記整流回路の出力電圧を平滑化し、
   前記リプル検出部は、前記平滑化回路の出力電圧に含まれるリプル成分の大きさを求め、
   前記電流測定手段は、前記一次巻き線又は前記二次巻き線、又は前記インダクタを流れる電流のいずれかの値を測定する、
   請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記一次巻き線と前記二次巻き線は絶縁されていることにより、前記電圧変換部は、絶縁型の直流−直流変換器を構成する、
   請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記スイッチング素子の一端は前記入力端子対の一方の入力端子と直接接続され、前記インダクタは、前記スイッチング素子によりスイッチングされたスイッチング電流の電流路に挿入されており、前記スイッチング素子が電流路を遮断したときに、前記インダクタに電流を回生させる整流素子とをさらに備える、
   請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記スイッチング電源装置は、出力電圧が予め設定された基準電圧に出力電圧を維持するように前記スイッチング素子をスイッチングし、前記過電流判別回路が、前記電流測定手段により測定された電流が前記過電流判別基準値以上となったと判別したことに応答して、出力電圧を前記基準電圧よりも低下させるか又はスイッチングを停止させるスイッチング制御手段を備える、
   請求項１から５の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記インダクタは、特定の電流値領域で、流れる電流の大きさに応じてインダクタンス値が変動する特性を有し、
   前記スイッチング電源装置には、出力電流が過電流であると判定する複数の垂下点が設定されており、
   前記過電流判別基準値生成手段は、前記特定の電流値領域に含まれる垂下点について、前記リプル成分の大きさに基づいて前記過電流判別基準値を生成して前記過電流判別回路に設定し、他の垂下点については、固定の過電流判別基準値を前記過電流判別回路に設定する、
   請求項１から６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記リプル検出部は、前記出力電圧から交流成分を抽出し、抽出した交流成分の包絡線を求める手段を備える、
   請求項１から７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置と、
   前記スイッチング電源装置に直流電圧を印加する直流電源と、
   前記スイッチング電源装置の出力を用いて動作する負荷と、
   を備えるスイッチング電源システム。
10. スイッチング電源装置の出力電圧に含まれるリプル成分の大きさを求めるリプル検出部と、
    検出されたリプル成分の大きさに基づいて、出力電流が過電流状態にあるか否かを判定するための過電流判別基準値を生成する過電流判別基準値生成手段と、
    前記スイッチング電源装置内を流れ、前記出力電流の大きさと相関を有する電流を測定し、測定した電流値と前記過電流判別基準値とに基づいて、出力電流が過電流状態にあるか否かを判別する過電流判別回路と、
    を備える過電流検出回路。

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