JP2021150937A - 半導体集積回路装置及び受信装置 - Google Patents
半導体集積回路装置及び受信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2021150937A JP2021150937A JP2020052047A JP2020052047A JP2021150937A JP 2021150937 A JP2021150937 A JP 2021150937A JP 2020052047 A JP2020052047 A JP 2020052047A JP 2020052047 A JP2020052047 A JP 2020052047A JP 2021150937 A JP2021150937 A JP 2021150937A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- inverter
- supplied
- output
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
- H03K17/6872—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor using complementary field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00323—Delay compensation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
- H03K17/6874—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor in a symmetrical configuration
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
【課題】シリアルデータ伝送を高速に行うことができる半導体集積回路装置を提供すること。【解決手段】実施形態に係る半導体集積回路装置は、入力信号、反転入力信号が供給される制御端を有する第1、第2トランジスタと、一方の出力端が他方の入力端に互いに接続される第1、第2インバータと、入力信号、反転入力信号が供給される制御端を有する第3、第4トランジスタと、第1トランジスタ乃至第4トランジスタに接続される第5トランジスタと、を具備する。第3トランジスタは、第2インバータの出力端に接続される第1端を有する。第4トランジスタは、第1インバータの出力端に接続される第1端を有する。第5トランジスタは、クロック信号が供給される制御端を有する。【選択図】図8
Description
本発明の実施形態は半導体集積回路装置及び受信装置に関する。
送信装置との間でシリアルデータ伝送を行うための半導体集積回路装置を備える受信装置がある。シリアルデータ伝送では、受信装置に備えられる半導体集積回路装置は、伝送される信号の伝送中の損失を補償する回路を備える。この補償のための処理は高速化が要求されている。
本発明の目的は、シリアルデータ伝送を高速に行うことができる半導体集積回路装置及び受信装置を提供することである。
実施形態に係る半導体集積回路装置は、
入力信号が供給される制御端を有する第1トランジスタと、
入力信号の反転信号が供給される制御端を有する第2トランジスタと、
第1電圧が供給される第1端と、第2トランジスタの第1端に接続される第2端と、を有する第1インバータと、
第1電圧が供給される第1端と、第1トランジスタの第1端に接続される第2端と、を有する第2インバータと、
入力信号が供給される制御端を有する第3トランジスタと、
入力信号の反転信号が供給される制御端を有する第4トランジスタと、
第1トランジスタ、第2トランジスタ、第3トランジスタ、及び第4トランジスタの第2端に接続される第1端と、第1電圧と異なる第2電圧が供給される第2端と、を有する第5トランジスタと、を具備する。
第1インバータの出力端は、第2インバータの入力端に接続される。第2インバータの出力端は、第1インバータの入力端に接続される。第3トランジスタは、第2インバータの出力端に接続される第1端を有する。第4トランジスタは、第1インバータの出力端に接続される第1端を有する。第5トランジスタは、クロック信号が供給される制御端を有する。
入力信号が供給される制御端を有する第1トランジスタと、
入力信号の反転信号が供給される制御端を有する第2トランジスタと、
第1電圧が供給される第1端と、第2トランジスタの第1端に接続される第2端と、を有する第1インバータと、
第1電圧が供給される第1端と、第1トランジスタの第1端に接続される第2端と、を有する第2インバータと、
入力信号が供給される制御端を有する第3トランジスタと、
入力信号の反転信号が供給される制御端を有する第4トランジスタと、
第1トランジスタ、第2トランジスタ、第3トランジスタ、及び第4トランジスタの第2端に接続される第1端と、第1電圧と異なる第2電圧が供給される第2端と、を有する第5トランジスタと、を具備する。
第1インバータの出力端は、第2インバータの入力端に接続される。第2インバータの出力端は、第1インバータの入力端に接続される。第3トランジスタは、第2インバータの出力端に接続される第1端を有する。第4トランジスタは、第1インバータの出力端に接続される第1端を有する。第5トランジスタは、クロック信号が供給される制御端を有する。
以下、図面を参照して、実施形態を説明する。以下の説明は、実施形態の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、実施形態の技術的思想は、以下に説明する構成要素の構造、形状、配置、材質等に限定されるものではない。当業者が容易に想到し得る変形は、当然に開示の範囲に含まれる。説明をより明確にするため、図面において、各要素のサイズ、厚み、平面寸法又は形状等を実際の実施態様に対して変更して模式的に表す場合もある。複数の図面において、互いの寸法の関係や比率が異なる要素が含まれることもある。複数の図面において、対応する要素には同じ参照数字を付して重複する説明を省略する場合もある。いくつかの要素に複数の呼称を付す場合があるが、これら呼称の例はあくまで例示であり、これらの要素に他の呼称を付すことを否定するものではない。また、複数の呼称が付されていない要素についても、他の呼称を付すことを否定するものではない。なお、以下の説明において、「接続」は直接的な接続のみならず、他の要素を介して間接的に接続されることも意味する。
[伝送システム]
第1実施形態にかかる半導体集積回路装置として、シリアルデータ伝送を高速に行うことができる受信装置を説明する。図1は、伝送システムの一例のブロック図である。伝送システム10は、複数の回路を含み、高速シリアル通信を用いて種々のデータを一方の回路から他方の回路へ伝送する。伝送システム10は、送信回路12、伝送路14、及び受信回路16を備える。
第1実施形態にかかる半導体集積回路装置として、シリアルデータ伝送を高速に行うことができる受信装置を説明する。図1は、伝送システムの一例のブロック図である。伝送システム10は、複数の回路を含み、高速シリアル通信を用いて種々のデータを一方の回路から他方の回路へ伝送する。伝送システム10は、送信回路12、伝送路14、及び受信回路16を備える。
送信回路12は、伝送路14を介して受信回路16へ向けて差動信号である送信信号TR、/TRを送信する。この明細書では、先頭に“/”が付された信号は、先頭に“/”が付されていない元の信号に対して位相が180度ずれた反転信号を示す。送信信号TR、/TRは、パルス信号であり、連続した複数の時刻(区分)の各々において“0”と“1”とが識別可能なデジタル値を有する。送信回路12は、当該パルス信号によって符号化した情報を伝送路14を介して受信回路16へ伝送する。
伝送路14は、送信信号TR、/TRを受信回路16へ伝送するための物理的又は空間的な伝送媒体である。伝送媒体の一例は、PCBに設けられた配線やケーブルなどの有線経路または無線経路である。伝送路14は、伝送媒体の物理構造や材質に応じて種々の伝送特性を有し得る。伝送特性とは、例えば特定の周波数帯域における利得の損失を伴う周波数特性を含む。送信信号TR、/TRは、伝送路14の伝送特性に応じた損失を受けて、伝送路14により受信信号RCV、/RCVへ変換され、受信回路16へ入力される。
受信回路16は、受信信号RCV、/RCVを受信し、受信信号RCV、/RCVに基づいて、送信信号TR、/TRに含まれる情報を復号する。受信回路16は、受信信号RCV、/RCVの波形が伝送路14によって送信信号TR、/TRの波形と大きく異なる形状となった場合、正しく情報を復号できない場合がある。このような場合においても送信信号TR、/TRに含まれる情報を正しく復号するために、受信回路16は、イコライザ回路18を含む。
イコライザ回路18は、伝送路14の伝送特性によって或る周波数帯域に生じた損失を補償する機能を有する。
図2は、伝送路14による損失とイコライザ回路18による補償との関係の一例を示す図である。図2は、伝送路14の伝送特性L1と、イコライザ回路18の補償特性(以下、波形等化特性とも言う)L2と、伝送路14の伝送特性とイコライザ回路18の波形等化特性との合成特性L3を示す。
伝送路14の伝送特性L1は、例えば高周波成分を減衰させるローパスフィルタとしての特性を有する。これにより、送信信号TR、/TRは、伝送路14を介することによって高周波成分が失われた受信信号RCV、/RCVに変換される。このため、送信信号TR、/TRとしてエッジが急峻なパルス信号が送信された場合においても、受信信号RCV、/RCVは、エッジが鈍った波形となり得る。したがって、受信信号RCV、/RCVは、本来個別のデータを有する隣接する区分の間で、波形が重複してしまう符号間干渉(ISI:Inter Symbol Interfere)が発生しやすくなる。
これに対し、イコライザ回路18の波形等化特性L2は、高周波数帯域の利得が低周波数帯域の利得に比べて高くなるように設定される。このため、合成特性L3は、伝送特性L1に対して遮断周波数が高域側にシフトした特定となる。すなわち、イコライザ回路18による損失の補償を受けた信号は、イコライザ回路18による損失の補償を受けない受信信号RCV、/RCVよりも、送信信号TR、/TRに含まれる情報を復号可能な形状の波形に等化される。
[イコライザ回路18]
図3は、イコライザ回路18の一例のブロック図である。イコライザ回路18は、CTLE回路22、DFE回路24、及びサンプラ回路26を備える。
図3は、イコライザ回路18の一例のブロック図である。イコライザ回路18は、CTLE回路22、DFE回路24、及びサンプラ回路26を備える。
CTLE回路22は、連続時間線形等化器(Continuous Time Linear Equalizer)を含む。CTLE回路22は、受信信号RCV、/RCVを受けると、当該受信信号RCV、/RCVの高周波数帯域の利得を増幅する(ブーストする)線形等化処理を行い、等化信号EQ1、/EQ1を生成する。CTLE回路22は、等化信号EQ1、/EQ1をDFE回路24に送信する。
DFE回路24は、判定帰還型等化器(Decision Feedback Equalizer)を含む、非線形等化器である。DFE回路24は、クロック信号CLKに基づいて、現在から過去にわたる複数の区分において、入力信号が有するデジタル値が“0”であるか“1”であるかを判定し、当該判定結果に基づく判定信号を生成する。DFE回路24は、例えば所定のタップ係数Wkに基づいて、判定信号を入力信号にフィードバックする非線形等化処理を行う。クロック信号CLKは、所定の方法で予め生成される。タップ係数Wkは、入力信号において、基準時刻からk区分だけ過去に相当する区分におけるデジタル値に対応する。なお、kは、1以上n以下の整数である(nは、任意の自然数)。
DFE回路24は、判定信号にタップ係数Wkを乗じて生成されるフィードバック信号を等化信号EQ1、/EQ1に合成し、等化信号EQ2、/EQ2を生成する。DFE回路24は、等化信号EQ2、/EQ2をサンプラ回路26に送信する。
サンプラ回路26は、CTLE回路22とDFE回路24によって補償された等化信号EQ2、/EQ2内に含まれるデータを判定し、サンプリング結果Dsを生成する。これにより、イコライザ回路18は、送信信号TR、/TRに含まれていたデータとして、サンプリング結果Dsを復元することができる。サンプラ回路26は、例えば等化信号EQ2、/EQ2の振幅の中間値(例えば0V)を参照電圧として用い、等化信号EQ2、/EQ2が参照電圧より大きいか否かに応じて、等化信号EQ2、/EQ2内に含まれるデータを判定し得る。
[CTLE回路22]
図4は、CTLE回路22の回路の一例の回路図である。
図4は、CTLE回路22の回路の一例の回路図である。
CTLE回路22は、抵抗R1、R2、R3と、トランジスタTr1、Tr2、Tr3、Tr4と、キャパシタC1、C2、C3と、を備える。トランジスタTr1、Tr2、Tr3、Tr4は、例えばNチャンネル型MOS(Metal Oxide Semiconductor)FET(Field Effect Transistor:電界効果トランジスタ)である。
トランジスタTr1は、受信信号RCVが供給されるゲートと、ノードN1に接続される第1端と、ノードN2に接続される第2端と、を有する。抵抗R1は、第1電源電圧VDDが供給される第1端と、ノードN1に接続される第2端と、を有する。ノードN1から等化信号/EQ1が出力される。第1電源電圧VDDは、CTLE回路22を駆動するための電位、例えば電源の電位である。
トランジスタTr2は、信号SIGが供給されるゲートと、ノードN2に接続される第1端と、第2電源電圧VSSが供給される第2端と、を有する。第2電源電圧VSSは、第1電源電圧VDDとは異なる電圧であり、例えば接地電極の電位(例えば0V)である。信号SIGは、CTLE回路22の動作の動作電位を決定するための信号である。第1電源電圧VDDは高電位電源電圧であり、第2電源電圧VSSは低電位電源電圧である。
トランジスタTr3は、受信信号/RCVが供給されるゲートと、ノードN3に接続される第1端と、ノードN4に接続される第2端と、を有する。抵抗R2は、第1電源電圧VDDが供給される第1端と、ノードN3に接続される第2端と、を有する。ノードN3から等化信号EQ1が出力される。
トランジスタTr4は、信号SIGが供給されるゲートと、ノードN4に接続される第1端と、第2電源電圧VSSが供給される第2端と、を有する。
キャパシタC1は、ノードN2に接続される第1端と、ノードN4に接続される第2端と、を有する。抵抗R3は、ノードN2に接続される第1端と、ノードN4に接続される第2端と、を有する。すなわち、ノードN2とノードN4との間に、キャパシタC1と抵抗R3が並列に接続される。
キャパシタC2は、ノードN1に接続される第1端と、第2電源電圧VSSが供給される第2端と、を有する。キャパシタC3は、ノードN3に接続される第1端と、第2電源電圧VSSが供給される第2端と、を有する。
図5は、CTLE回路22の等化特性の一例を示す図である。
CTLE回路22は、受信信号RCV、/RCVの高周波数帯域の利得を低周波数帯域よりも増幅させることによって、等化信号EQ1、/EQ1を生成する。ブースト量Bは、CTLE回路22の等化特性における低周波数帯域の利得と高周波数帯域の利得との差として定義してもよい。CTLE回路22は、制御回路(図示しない)から指示されるブースト量に応じてその等化特性を適応的に調整可能に構成されてもよい。これにより、CTLE回路22は、受信信号RCV、/RCV、つまり伝送路14の伝送特性に応じて、最適な等化特性に設定されることが出来る。
なお、CTLE回路22は、受信信号RCV、/RCVの高周波数帯域を直接的に増幅する。このため、増幅された高周波数帯域に含まれる雑音成分が同時に増幅され得る。したがって、当該増幅された雑音成分を除去するために、後述するDFE回路24と併用されることが好ましい。
[DFE回路24とサンプラ回路26]
図6は、DFE回路24とサンプラ回路26の一例の回路図である。DFE回路24は、加算器42と、電流源44、46と、セレクタ48と、を有する。サンプラ回路26は、判定回路52、54と、ラッチ56、58と、を備える。
図6は、DFE回路24とサンプラ回路26の一例の回路図である。DFE回路24は、加算器42と、電流源44、46と、セレクタ48と、を有する。サンプラ回路26は、判定回路52、54と、ラッチ56、58と、を備える。
加算器42は、等化信号EQ1、/EQ1に、サンプル回路26からのフィードバック信号を加算し、得られた信号を等化信号EQ2、/EQ2としてサンプラ回路26へ出力する。
判定回路52は、DFE回路24から等化信号EQ2、/EQ2を受けると、当該信号に含まれるデータが現在から過去にわたる複数の時間区分において“0”又は“1”であるかを判定し、当該判定結果に応じた判定信号DAT90、/DAT90を生成する。判定信号DAT90は、基準判定信号DAT0から位相が90度遅れた信号である。判定信号/DAT90は、判定信号DAT90の反転信号である。なお、信号が判定される時間区分は、判定回路52に入力されるクロック信号CLK90に基づいて決定される。クロック信号CLK90は、基準クロック信号CLK0から位相が90度遅れた信号である。
判定回路52は、生成した判定信号DAT90、/DAT90をラッチ56に送信する。ラッチ56は、1つ又は複数のフリップフロップ等を有し、判定信号DAT90、/DAT90を1つ又は複数の区分に亘って記憶する。ラッチ56は、入力された判定信号DAT90、/DAT90よりも1つ又は複数の時間区分だけ過去の判定信号DAT90、/DAT90を出力する。ラッチ56から出力される判定信号DAT90、/DAT90は電流源44にも供給される。
判定回路54は、DFE回路24から等化信号EQ2、/EQ2を受けると、当該信号に含まれるデータが現在から過去にわたる複数の時間区分において“0”又は“1”であるかを判定し、当該判定結果に応じた判定信号DAT270、/DAT270を生成する。判定信号DAT270は、基準判定信号DAT0から位相が270度遅れた信号である。判定信号/DAT270は、判定信号DAT270の反転信号である。なお、信号が判定される時間区分は、判定回路54に入力されるクロック信号CLK270に基づいて決定される。クロック信号CLK270は、基準クロック信号CLK0から位相が270度遅れた信号である。
判定回路54は、生成した判定信号DAT270、/DAT270をラッチ58に送信する。ラッチ58は、1つ又は複数のフリップフロップ等を有し、判定信号DAT270、/DAT270を1つ又は複数の時間区分に亘って記憶する。ラッチ58は、入力された判定信号DAT270、/DAT270よりも1つ又は複数の時間区分だけ過去の判定信号DAT270、/DAT270を出力する。ラッチ58から出力される判定信号DAT270、/DAT270は電流源46にも供給される。
判定信号DAT90、/DAT90は、時系列に並ぶ1ビットデータのうちの例えば奇数番目のデータに対応し、判定信号DAT270、/DAT270は、時系列に並ぶ1ビットデータのうちの例えば偶数番目のデータに対応する。すなわち、判定回路52、54は、時系列に並ぶ1ビットデータのうちの奇数番目のデータと偶数番目のデータをそれぞれ判定する。
電流源44、46は、それぞれラッチ回路56、58の出力信号に係数(タップ係数と称する)Wを乗算して、セレクタ48に供給する。ラッチ56、58が複数の時間区分の複数の過去の判定信号を記憶する場合は、それぞれの時間区分毎にタップ係数が決められている。
セレクタ48は、クロック信号CLK0、/CLK0に応じて、いずれかの入力を選択し、選択した信号を加算器42へ供給する。
このように、等化信号EQ1、/EQ1に過去の判定信号DAT、/DATが合成されることにより、符号間干渉が低減された等化信号EQ2、/EQ2を生成することが出来る。図6は、ラッチ56、58は、1つの時間区分の判定信号を記憶する前提である。ラッチ56、58が複数の時間区分の判定信号を記憶する場合は、各時間区分の判定信号毎に電流源44、46とセレクタ48が設けられる。
なお、フィードバック信号は、“0”又は“1”を示す判定信号DAT、/DATに基づいて生成されるため、雑音が増幅されない。このため、DFE回路24は、CTLE回路22よりも雑音の影響を低減することが出来る。
図7は、図6に示されたDFE回路24の一例の回路図である。
図7は、図6に示されたDFE回路24の一例の回路図である。
加算器42は、抵抗R4、R5と、トランジスタTr5、Tr6と、定電流源I1と、を含む。セレクタ48は、トランジスタTr7、Tr8、Tr9、Tr10、Tr13、Tr14、Tr15、Tr16と、を有する。電流源44は、トランジスタTr11、Tr12と、可変電流源I2と、を有する。電流源46は、トランジスタTr17、Tr18と、可変電流源I3と、を有する。トランジスタTr5、Tr6、Tr7、Tr8、Tr9、Tr10、Tr11、Tr12、Tr13、Tr14、Tr15、Tr16、Tr17、Tr18は、例えばNチャンネル型MOSFETである。加算器42とセレクタ48は、ノードN0、/N0を介して互いに接続される。
図6のラッチ56、58が複数の時間区分の判定信号を記憶する場合は、それぞれが電流源44、46とセレクタ48とを含む複数の回路がノードN0、/N0に並列に接続される。
トランジスタTr5は、等化信号EQ1が供給されるゲートと、ノード/N0に接続される第1端と、ノードN5に接続される第2端と、を有する。抵抗R4は、第1電源電圧VDDが供給される第1端と、ノード/N0に接続される第2端と、を有する。
トランジスタTr6は、等化信号/EQ1が供給されるゲートと、ノードN0に接続される第1端と、ノードN5に接続される第2端と、を有する。抵抗R5は、第1電源電圧VDDが供給される第1端と、ノードN0に接続される第2端と、を有する。
定電流源I1は、ノードN5に接続される第1端と、第2電源電圧VSSが供給される第2端と、を有する。すなわち、定電流源I1は、トランジスタTr5又はトランジスタTr6に所定の量の電流を供給するように構成される。
トランジスタTr7は、クロック信号CLK0が供給されるゲートと、ノードN0に接続される第1端と、ノードN6に接続される第2端と、を有する。トランジスタTr8は、クロック信号CLK0が供給されるゲートと、ノード/N0に接続される第1端と、ノードN7に接続される第2端と、を有する。
トランジスタTr9は、クロック信号/CLK0が供給されるゲートと、第1電源電圧VDDが供給される第1端と、ノードN6に接続される第2端と、を有する。トランジスタTr10は、クロック信号/CLK0が供給されるゲートと、第1電源電圧VDDが供給される第1端と、ノードN7に接続される第2端と、を有する。
トランジスタTr11は、判定信号DAT90が供給されるゲートと、ノードN6に接続される第1端と、ノードN8に接続される第2端と、を有する。トランジスタTr12は、判定信号/DAT90が供給されるゲートと、ノードN7に接続される第1端と、ノードN8に接続される第2端と、を有する。
可変電流源I2は、ノードN8に接続される第1端と、第2電源電圧VSSが供給される第2端と、タップ係数Wが入力される制御端と、を有する。すなわち、可変電流源I2は、トランジスタTr7、Tr11又はトランジスタTr8、Tr12に所定の量の電流を供給するように構成される。
可変電流源I2は、トランジスタTr7、Tr11を介する経路を通じてノードN0の電圧をプルダウンし、トランジスタTr8、Tr12を介する経路を通じてノード/N0の電圧をプルダウンすることができる。すなわち、可変電流源I2は、判定信号DAT90、/DAT90のレベルをノードN0、/N0に対してそれぞれフィードバックする際のタップ係数を設定し得る。
この構成により、トランジスタTr7〜Tr12と可変電流源I2は、時系列に並ぶ複数の1ビットデータのうちの奇数番目のデータに対して判定信号をフィードバックすることができる。
トランジスタTr13は、クロック信号/CLK0が供給されるゲートと、ノード/N0に接続される第1端と、ノードN9に接続される第2端と、を有する。トランジスタTr14は、クロック信号/CLK0が供給されるゲートと、ノードN0に接続される第1端と、ノードN10に接続される第2端と、を有する。
トランジスタTr15は、クロック信号CLK0が供給されるゲートと、第1電源電圧VDDが供給される第1端と、ノードN9に接続される第2端と、を有する。トランジスタTr16は、クロック信号CLK0が供給されるゲートと、第1電源電圧VDDが供給される第1端と、ノードN10に接続される第2端と、を有する。
トランジスタTr17は、判定信号/DAT270が供給されるゲートと、ノードN9に接続される第1端と、ノードN11に接続される第2端と、を有する。トランジスタTr18は、判定信号DAT270が供給されるゲートと、ノードN10に接続される第1端と、ノードN11に接続される第2端と、を有する。
可変電流源I3はノードN11に接続される第1端と、第2電源電圧VSSが供給される第2端と、タップ係数Wが入力される制御端と、を有する。すなわち、可変電流源I3は、トランジスタTr13、Tr17又はトランジスタTr14、Tr18に所定の量の電流を供給するように構成される。
可変電流源I3は、トランジスタTr13、Tr17を介する経路を通じてノード/N0の電圧をプルダウンし、トランジスタTr14、Tr18を介する経路を通じてノードN0の電圧をプルダウンすることができる。すなわち、可変電流源I3は、判定信号DAT270、/DAT270のレベルをノードN0、/N0に対してそれぞれフィードバックする際のタップ係数を設定し得る。
この構成により、トランジスタTr13〜Tr18と可変電流源I3は、時系列に並ぶ複数の1ビットデータのうちの偶数番目のデータに対して判定信号をフィードバックすることができる。
加算器42は、ノードN0、/N0を介して、それぞれ等化信号EQ2、/EQ2を出力することができる。
[判定回路52、54]
図8は、図6に示した判定回路52、54の一例の回路図である。判定回路52、54は同じ構成である。図8の説明では、判定回路52のクロック信号CLK90と、判定回路54のクロック信号CLK270をクロック信号CLKと総称し、判定回路52の判定信号DAT90、/DAT90と、判定回路54の判定信号DAT270、/DAT270を判定信号DAT、/DATと総称する。
[判定回路52、54]
図8は、図6に示した判定回路52、54の一例の回路図である。判定回路52、54は同じ構成である。図8の説明では、判定回路52のクロック信号CLK90と、判定回路54のクロック信号CLK270をクロック信号CLKと総称し、判定回路52の判定信号DAT90、/DAT90と、判定回路54の判定信号DAT270、/DAT270を判定信号DAT、/DATと総称する。
判定回路52、54の各々には、図7のノードN0、/N0から出力された等化信号EQ2、/EQ2が差動入力信号として入力される。判定回路52、54は、入力信号EQ2と反転の入力信号/EQ2の差を増幅する差動増幅回路である。判定回路52、54は、Nチャンネル型MOSトランジスタTr41、Tr42、Tr43、Tr44、Tr45と、Pチャンネル型MOSトランジスタTr51、Tr52、Tr53、Tr54、Tr55、Tr56を含む。
入力信号EQ2は、トランジスタTr41、Tr44のゲートに供給される。入力信号の反転信号/EQ2は、トランジスタTr42、Tr45のゲートに供給される。トランジスタTr41、Tr42、Tr43、Tr44それぞれの第2端は、トランジスタTr43の第1端に接続される。トランジスタTr43の第2端には第2電源電圧VSSが供給される。
トランジスタTr41の第1端は、トランジスタTr51の第2端に接続される。トランジスタTr42の第1端は、トランジスタTr52の第2端に接続される。トランジスタTr51のゲートは、トランジスタTr52の第1端に接続される。トランジスタTr52のゲートは、トランジスタTr51の第1端に接続される。
トランジスタTr51の第1端は、トランジスタTr53の第2端とトランジスタTr55の第2端に接続される。トランジスタTr52の第1端は、トランジスタTr54第2端とトランジスタTr56の第2端に接続される。
トランジスタTr53のゲートは、トランジスタTr51のゲートと、トランジスタTr54の第2端と、トランジスタTr52の第1端に接続される。トランジスタTr54のゲートは、トランジスタTr52のゲートと、トランジスタTr53の第2端と、トランジスタTr51の第1端に接続される。
トランジスタTr54、Tr52は、第1インバータINV1を構成する。第1インバータINV1の入力端は、トランジスタTr54、Tr52のゲートである。第1インバータINV1の出力端は、トランジスタTr54の第2端と、Tr52の第1端と、の接続点である。
トランジスタTr53、Tr51は、第2インバータINV2を構成する。第2インバータINV2の入力端は、トランジスタTr53、Tr51のゲートである。第2インバータINV1の出力端は、トランジスタTr53の第2端と、Tr51の第1端と、の接続点である。
第1インバータINV1の出力端は、第2インバータINV2の入力端に接続される。第2インバータINV2の出力端は、第1インバータINV1の入力端に接続される。
トランジスタTr55のゲートは、トランジスタTr56のゲートに接続される。
トランジスタTr53、Tr54、Tr55、Tr56の第1端には第1電源電圧VDDが供給される。
トランジスタTr44の第1端は、トランジスタTr51の第1端、トランジスタTr53、Tr55の第2端、トランジスタTr54、Tr52のゲートに接続される。
トランジスタTr45の第1端は、トランジスタTr52の第1端、トランジスタTr54、Tr56の第2端、トランジスタTr53、Tr51のゲートに接続される。
トランジスタTr45の第1端、トランジスタTr52の第1端、トランジスタTr54、Tr56の第2端、及びトランジスタTr53、Tr51のゲートが第1インバータINV1の出力端に接続される。判定信号DATが第1インバータINV1の出力端から出力される。
トランジスタTr44の第1端、トランジスタTr51の第1端、トランジスタTr53、Tr55の第2端、及びトランジスタTr54、Tr52のゲートが第2インバータINV2の出力端に接続される。判定信号/DATが第2インバータINV2の出力端から出力される。
[判定回路52、54の動作]
図9は、判定回路52、54の一動作例のタイミングチャートである。図9は、クロック信号CLKと判定信号DAT、/DATの波形の一例を示す。クロック信号CLKは、判定回路52についてはクロック信号CLK90を示し、判定回路54についてはクロック信号CLK270を示す。判定信号DAT、/DATは、判定回路52については判定信号DAT90、/DAT90を示し、判定回路54については判定信号DAT270、/DAT270を示す。
図9は、判定回路52、54の一動作例のタイミングチャートである。図9は、クロック信号CLKと判定信号DAT、/DATの波形の一例を示す。クロック信号CLKは、判定回路52についてはクロック信号CLK90を示し、判定回路54についてはクロック信号CLK270を示す。判定信号DAT、/DATは、判定回路52については判定信号DAT90、/DAT90を示し、判定回路54については判定信号DAT270、/DAT270を示す。
EQ2>/EQ2の間(すなわち、EQ2=H、/EQ2=Lの間)、トランジスタTr41,43が導通(ON)し、時刻t0でクロック信号CLKが“L”レベルから“H”レベルになると、トランジスタTr43が導通する。これに応じて、インバータINV1、INV2に電流が流れ、インバータINV1、INV2から出力される判定信号DAT、/DATの電圧が下降する。EQ2>/EQ2>VthNとする。VthNは、Nチャンネル型MOSトランジスタTr41、Tr42、Tr44、Tr45の閾値電圧である。EQ2>/EQ2の間は、判定信号/DATの電圧の方が判定信号DATの電圧よりも早く下降し、判定信号/DATの電圧が先にVthN(図9の横線)に達する。この後、判定信号/DATの電圧は“L”レベルの電圧までさらに下降し、判定信号DATの電圧は“H”レベルの電圧まで上昇する。判定信号/DATが“L”レベルになると、トランジスタTr52が非導通(OFF)となる。判定信号DATが“H”レベルになると、トランジスタTr53が非導通(OFF)となる。
時刻t1でクロック信号CLKが“H”レベルから“L”レベルになると、トランジスタTr43が非導通状態になり、インバータINV1、INV2に電流が流れなくなる。さらに、トランジスタTr55、Tr56が導通し、トランジスタTr55、Tr56に電流が流れ、判定信号を出力するインバータINV1、INV2の出力端が充電され、判定信号DAT、/DATの電圧が初期状態(“H”レベル)に戻る。
EQ2</EQ2の間(すなわち、EQ2=L、/EQ2=Hの間)、トランジスタTr42,45が導通(ON)し、時刻t2でクロック信号CLKが“L”レベルから“H”レベルになると、トランジスタTr43が導通する。これに応じて、判定信号DAT、/DATの電圧が下降する。EQ2</EQ2の場合、判定信号DATの電圧の方が判定信号/DATの電圧よりも早く下降し、判定信号DATの電圧が先に閾値レベルに達する。この後、判定信号DATの電圧は“L”レベルの電圧までさらに下降し、判定信号/DATの電圧は“H”レベルの電圧まで上昇する。
時刻t3でクロック信号CLKが“H”レベルから“L”レベルになると、時刻t1での動作と同様に、判定信号DAT、/DATの電圧が初期状態(“H”レベル)に戻る。
次に、トランジスタTr44、Tr45の作用を説明する。トランジスタTr44、Tr45は、判定信号DAT、/DATの下降速度を速める。
トランジスタTr44、Tr45が接続されていない場合、クロックCLKが“H”レベルになった後、EQ2>/EQ2の間は、2段のトランジスタTr41、Tr51が導通してから判定信号DATは下降し始め、EQ2>/EQ2の間は、2段のトランジスタTr42、Tr52が導通してから判定信号/DATは下降し始める。すなわち、判定信号DAT、/DATは、クロックCLKが“H”レベルになってから、2個のトランジスタが導通する時間の経過に応じて下降し始める。そのため、トランジスタTr44、Tr45が接続されていない場合、一点鎖線に示すように判定信号DAT0又は/DAT0の下降速度は緩やかである。
これに対して、トランジスタTr44、Tr45が接続されている場合、クロックCLKが“H”レベルになった後、トランジスタTr44が導通すると判定信号DATは下降し始め、トランジスタTr45が導通すると判定信号/DATは下降し始める。すなわち、判定信号DAT、/DATは、クロックCLKが“H”レベルになってから、1個のトランジスタが導通する時間の経過に応じて下降し始める。これにより、トランジスタTr44、Tr45が接続されている場合に判定信号DAT、/DATのレベルが閾値レベルまで下降する時間は、トランジスタTr44、Tr45が接続されていない場合に判定信号DAT0、/DAT0のレベルが閾値レベルまで下降する時間よりΔt短縮される。この短縮時間Δtは、トランジスタのターンオン時間である。
このように、インバータINV2の出力端とトランジスタTr43の間に接続されるトランジスタTr41、Tr51の直列回路に対してトランジスタTr44を並列に接続することにより、EQ2>/EQ2の間は、クロックCLKが“H”レベルになってから出力信号/DATを出力するまでの時間を短縮することができる。同様に、インバータINV1の出力端とトランジスタTr43の間に接続されるトランジスタTr42、Tr52の直列回路に対してトランジスタTr45を並列に接続することにより、EQ2</EQ2の間は、クロックCLKが“H”レベルになってから出力信号DATを出力するまでの時間を短縮することができる。
シリアル伝送において受信信号のレベルを判定するDFE回路24の判定回路44において、出力の遅延は判定不可の状態を引き起こす可能性がある。実施形態に係る判定回路52、54では、クロックのレベルが遷移してから出力のレベルが安定するまでの遅延時間を短縮することができるので、シリアル伝送速度が高速化しても、受信信号のレベルを確実に判定することができる。
図10は、実施形態の他の変形例にかかる判定回路52a、54aの回路図である。判定回路52a、52bの各々は、図8に示した構成要素に加え、Pチャンネル型MOSトランジスタTr57、Tr58をさらに含む。
トランジスタTr57の第1端は、トランジスタTr42の第1端とトランジスタTr52の第2端に接続される。トランジスタTr57の第2端は、トランジスタTr41の第1端とトランジスタTr51の第2端に接続される。トランジスタTr57のゲート端には、クロック信号CLKが供給される。
トランジスタTr58のゲート端には、クロック信号CLKが供給される。
トランジスタTr58の第1端は、トランジスタTr45の第1端、トランジスタTr52の第1端、トランジスタTr54、Tr56の第2端、及びトランジスタTr53、Tr51のゲートに接続される。すなわち、トランジスタTr58の第1端は、第1インバータINV1の出力端に接続される。判定信号DATは、トランジスタTr58の第1端に接続される第1インバータINV1の出力端から出力される。
トランジスタTr58の第2端は、トランジスタTr44の第1端、トランジスタTr51の第1端、トランジスタTr53、Tr55の第2端、及びトランジスタTr54、Tr52のゲートに接続される。すなわち、トランジスタTr58の第2端は、第2インバータINV2の出力端に接続される。判定信号/DATは、トランジスタTr58の第2端に接続される第2インバータINV1の出力端から出力される。
トランジスタTr58は、導通すると、等化信号/EQ2に応じた電流を流すトランジスタTr45を含む経路(Tr45経路)と、信号EQ2に応じた電流を流すトランジスタTr44を含む経路(Tr44経路)と、を短絡することができる。トランジスタTr58の第1端に接続されたTr45経路と、トランジスタTr58の第2端に接続されたTr44経路とは、差動対の経路を構成する。
プリチャージ状態において、インバータINV1の出力端から見たTr45経路の抵抗と、インバータINV2の出力端から見たTr44経路の抵抗とは、等化信号EQ2、/EQ2のレベルに応じて異なって見える。差動対の電流経路の抵抗が不均衡になると、トランジスタのオフ・リーク電流が異なり、判定信号DAT、/DATの出力電圧に差が生じる原因となり、セットアップ時間あるいはホールド時間の要求を満たすことができない場合が生じる。
しかし、図10に示す判定回路52a、54aによれば、クロックCLKが“L”レベルの時、トランジスタTr58は導通し、差動対の2つの電流経路(Tr45経路とTr44経路)を短絡する。この短絡により、インバータINV1の出力端から見たトランジスタTr45を含む経路のトランジスタのオフ・リーク電流と、インバータINV2の出力端から見たトランジスタTr44を含む経路のトランジスタのオフ・リーク電流と、の不均衡を解消でき、判定信号DAT、/DATの出力電圧の差の不均衡を解消できる。このため、クロックCLKが“H”レベルになった時のセットアップ時間あるいはホールド時間を、要求を満たす特性に確保することができる。
同様に、トランジスタTr57も、入力信号/EQ2に応じた電流を流すトランジスタTr52、Tr42の経路と、入力信号EQ2に応じた電流を流すトランジスタTr51、Tr41の経路と、を短絡することができる。トランジスタTr57の第1端に接続されたトランジスタTr52、Tr42の経路と、トランジスタTr57の第2端に接続されたトランジスタTr51、Tr41の経路は、差動対の経路を構成する。
図11は、トランジスタTr58が接続されている(有り)場合と、接続されていない(無し)場合の判定信号DAT、/DATを示す。トランジスタTr58が導通することにより、判定信号DAT、/DATの出力電圧の差Δvの不均衡を解消できる。
図10に示す判定回路52a,54aによれば、クロックCLKが“L”レベルの時、トランジスタTr58は導通し、差動対の2つの電流経路(トランジスタTr45の経路とトランジスタTr44の経路)を短絡する。また、クロックCLKが“L”レベルの時、トランジスタTr57は導通し、差動対の2つの電流経路(トランジスタTr52、Tr42の経路とトランジスタTr51、Tr41の経路)を短絡する。これらの短絡により、インバータINV1の出力端から見たトランジスタTr52、Tr42を含む経路の容量と、インバータINV2の出力端から見たトランジスタTr51、Tr41を含む経路の容量と、の不均衡を解消する。これにより、セットアップ時間あるいはホールド時間を、要求を満たす特性にすることができる。
図12を参照して、実施形態のさらに他の例にかかる判定回路52b、54bを説明する。図12は図10のさらに他の変形例に関するものであり、図10のNチャンネル型MOSトランジスタをPチャンネル型MOSトランジスタに置き換え、図10のPチャンネル型MOSトランジスタをNチャンネル型MOSトランジスタに置き換えたものである。
判定回路52b、54bは、Pチャンネル型MOSトランジスタTr41b、Tr42b、Tr43b、Tr44b、Tr45b、Tr53b、Tr54bと、Nチャンネル型MOSトランジスタTr51b、Tr52b、Tr55b、Tr56b、Tr57b、Tr58bとを含む。
等化信号EQ2は、トランジスタTr41b、Tr44bのゲートに供給される。等化信号/EQ2は、トランジスタTr42b、Tr45bのゲートに供給される。トランジスタTr41b、Tr42b、Tr43b、Tr44bそれぞれの第1端は、トランジスタTr43bの第2端に接続される。トランジスタTr43bの第1端には第1電源電圧が供給される。第1電源電圧は、例えばVDDである。
トランジスタTr41bの第2端は、トランジスタTr53bの第1端に接続される。トランジスタTr42bの第2端は、トランジスタTr54bの第1端に接続される。トランジスタTr53bのゲートは、トランジスタTr54bの第2端に接続される。トランジスタTr54bのゲートは、トランジスタTr53bの第2端に接続される。
トランジスタTr53bの第2端は、トランジスタTr51bの第1端とトランジスタTr55bの第1端に接続される。トランジスタTr54bの第2端は、トランジスタTr52bの第1端とトランジスタTr56bの第1端に接続される。
トランジスタTr53bのゲートは、更にトランジスタTr51bのゲートと、トランジスタTr52bの第1端と、トランジスタTr56bの第1端に接続される。トランジスタTr54bのゲートは、更にトランジスタTr52bのゲートと、トランジスタTr51bの第1端と、トランジスタTr53bの第1端に接続される。
トランジスタTr55bのゲートは、トランジスタTr56bのゲートに接続される。
トランジスタTr51b、Tr52b、Tr55b、Tr56bの第2端には第2電源電圧が供給される。第2電源電圧は、例えばVSSである。
トランジスタTr54b、Tr52bは、第1インバータINV1bを構成する。第1インバータINV1bの入力端は、トランジスタTr54b、Tr52bのゲートである。第1インバータINV1bの出力端は、トランジスタTr54bの第2端と、Tr52bの第1端と、の接続点である。
トランジスタTr53b、Tr51bは、第2インバータINV2bを構成する。第2インバータINV2bの入力端は、トランジスタTr53b、Tr51bのゲートである。第2インバータINV2bの出力端は、トランジスタTr53bの第2端と、Tr51bの第1端と、の接続点である。
第1インバータINV1bの出力端は、第2インバータINV2bの入力端に接続される。第2インバータINV2bの出力端は、第1インバータINV1bの入力端に接続される。
トランジスタTr44bの第2端は、トランジスタTr53bの第2端、トランジスタTr51b、Tr55bの第1端、トランジスタTr54b、Tr52bのゲートに接続される。
トランジスタTr45bの第2端は、トランジスタTr54bの第2端、トランジスタTr52b、Tr56bの第1端、トランジスタTr53b、Tr51bのゲートに接続される。
トランジスタTr45bの第2端、トランジスタTr54bの第2端、トランジスタTr52b、Tr56bの第1端、及びトランジスタTr53b、Tr51bのゲートが第1インバータINV1bの出力端に接続される。判定信号DATが第1インバータINV1bの出力端から出力される。
トランジスタTr44bの第2端、トランジスタTr53bの第2端、トランジスタTr51b、Tr55bの第1端、及びトランジスタTr54b、Tr52bのゲートが第2インバータINV2bの出力端に接続される。判定信号/DATが第2インバータINV2bの出力端から出力される。
トランジスタTr57bの第1端は、トランジスタTr42bの第2端とトランジスタTr54bの第1端に接続される。トランジスタTr57bの第2端は、トランジスタTr41bの第2端とトランジスタTr53bの第1端に接続される。トランジスタTr57bのゲート端には、クロック信号CLKが供給される。
トランジスタTr58bのゲート端には、クロック信号CLKが供給される。
トランジスタTr58bの第1端は、トランジスタTr45bの第2端、トランジスタTr54bの第2端、トランジスタTr52b、Tr56bの第1端、及びトランジスタTr53b、Tr51bのゲートに接続される。すなわち、トランジスタTr58bの第1端は、第1インバータINV1bの出力端に接続される。
トランジスタTr58bの第2端は、トランジスタTr44bの第2端、トランジスタTr53bの第2端、トランジスタTr51b、Tr55bの第1端、及びトランジスタTr54b、Tr52bのゲートに接続される。すなわち、トランジスタTr58bの第2端は、第2インバータINV2bの出力端に接続される。
この構成によっても、図10の判定回路52a、54aと同様な効果が生じる。
なお、本発明は上記の各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示される複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい
18…イコライザ回路、24…DFE回路、26…サンプラ回路、42…加算器、44,46…電流源、48…セレクタ、52,54…判定回路、54,58…ラッチ、Tr41,Tr42,Tr43,Tr44,Tr45,Tr51,Tr52…Nチャンネル型MOSFET、Tr53,Tr54,Tr55,Tr56,Tr57,Tr58…Pチャンネル型MOSFET
Claims (8)
- 入力信号が供給される制御端を有する第1トランジスタと、
前記入力信号の反転信号が供給される制御端を有する第2トランジスタと、
第1電圧が供給される第1端と、前記第2トランジスタの第1端に接続される第2端と、を有する第1インバータと、
前記第1電圧が供給される第1端と、前記第1トランジスタの第1端に接続される第2端と、を有する第2インバータと、
前記入力信号が供給される制御端を有する第3トランジスタと、
前記反転信号が供給される制御端を有する第4トランジスタと、
前記第1トランジスタ、前記第2トランジスタ、前記第3トランジスタ、及び前記第4トランジスタの第2端に接続される第1端と、前記第1電圧と異なる第2電圧が供給される第2端と、を有する第5トランジスタと、を具備し、
前記第1インバータの出力端は、前記第2インバータの入力端に接続され、
前記第2インバータの出力端は、前記第1インバータの入力端に接続され、
前記第3トランジスタは、前記第2インバータの出力端に接続される第1端を有し、
前記第4トランジスタは、前記第1インバータの出力端に接続される第1端を有する、半導体集積回路装置。 - 前記第1インバータは、第6トランジスタと、第7トランジスタと、を具備し、
前記第2インバータは、第8トランジスタと、第9トランジスタと、を具備し、
前記第6トランジスタは、前記第1電圧が供給される第1端と、前記第7トランジスタの第1端及び前記第1インバータの出力端に接続される第2端と、前記第2インバータの出力端に接続される制御端と、を有し、
前記第7トランジスタは、前記第6トランジスタの第2端及び前記第1インバータの出力端に接続される第1端と、前記第2トランジスタの第1端に接続される第2端と、前記第2インバータの出力端に接続される制御端と、を有し、
前記第8トランジスタは、前記第1電圧が供給される第1端と、前記第9トランジスタの第1端及び前記第2インバータの出力端に接続される第2端と、前記第1インバータの出力端に接続される制御端と、を有し、
前記第9トランジスタは、前記第8トランジスタの第2端及び前記第2インバータの出力端に接続される第1端と、前記第1トランジスタの第1端に接続される第2端と、前記第1インバータの出力端に接続される制御端と、を有する、請求項1記載の半導体集積回路装置。 - 前記第4トランジスタの第1端に接続される第1端と、前記第3トランジスタの第1端に接続される第2端と、クロックが供給される制御端と、を有する第10トランジスタを、
さらに具備する、請求項2記載の半導体集積回路装置。 - 前記第1トランジスタの第1端に接続される第1端と、前記第2トランジスタの第1端に接続される第2端と、前記クロックが供給される制御端と、を有する第11トランジスタを
さらに具備する、請求項3記載の半導体集積回路装置。 - 前記第1電圧が供給される第1端と、前記第2インバータの出力端に接続される第2端と、前記クロックが供給される制御端と、を有する第12トランジスタと、
前記第1電圧が供給される第1端と、前記第1インバータの出力端に接続される第2端と、前記クロックが供給される制御端と、を有する第13トランジスタと、
さらに具備する、請求項4記載の半導体集積回路装置。 - 前記第1トランジスタ、前記第2トランジスタ、前記第3トランジスタ、前記第4トランジスタ、及び前記第5トランジスタはNチャンネル型電界効果トランジスタであり、
前記第6トランジスタ、前記第7トランジスタ、前記第8トランジスタ、前記第9トランジスタ、前記第10トランジスタ、前記第11トランジスタ、前記第12トランジスタ、及び前記第13トランジスタPチャンネル型電界効果トランジスタである、請求項5記載の半導体集積回路装置。 - 前記第1トランジスタ、前記第2トランジスタ、前記第3トランジスタ、前記第4トランジスタ、及び前記第5トランジスタはPチャンネル型電界効果トランジスタであり、
前記第6トランジスタ、前記第7トランジスタ、前記第8トランジスタ、前記第9トランジスタ、前記第10トランジスタ、前記第11トランジスタ、前記第12トランジスタ、及び前記第13トランジスタNチャンネル型電界効果トランジスタである、請求項5記載の半導体集積回路装置。 - 入力信号と前記入力信号の反転信号が入力され、前記入力信号のレベルと前記反転信号のレベルを判定する判定回路と、
前記判定回路の出力を複数期間に亘って記憶する複数のラッチ回路と、
前記複数のラッチ回路のそれぞれの出力にそれぞれのタップ係数を乗算し、乗算結果を前記判定回路の入力に加算する帰還回路と、を具備し、
前記判定回路は、
前記入力信号が供給される制御端を有する第1トランジスタと、
前記反転信号が供給される制御端を有する第2トランジスタと、
第1電圧が供給される第1端と、前記第2トランジスタの第1端に接続される第2端と、を有する第1インバータと、
前記第1電圧が供給される第1端と、前記第1トランジスタの第1端に接続される第2端と、を有する第2インバータと、
前記入力信号が供給される制御端を有する第3トランジスタと、
前記反転信号が供給される制御端を有する第4トランジスタと、
前記第1トランジスタ、前記第2トランジスタ、前記第3トランジスタ、及び前記第4トランジスタの第2端に接続される第1端と、前記第1電圧と異なる第2電圧が供給される第2端と、を有する第5トランジスタと、を具備し、
前記第1インバータの出力端は、前記第2インバータの入力端に接続され、
前記第2インバータの出力端は、前記第1インバータの入力端に接続され、
前記第3トランジスタは、前記第2インバータの出力端に接続される第1端を有し、
前記第4トランジスタは、前記第1インバータの出力端に接続される第1端を有する、受信装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020052047A JP2021150937A (ja) | 2020-03-24 | 2020-03-24 | 半導体集積回路装置及び受信装置 |
US17/014,823 US11476848B2 (en) | 2020-03-24 | 2020-09-08 | Semiconductor integrated circuit device and reception device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020052047A JP2021150937A (ja) | 2020-03-24 | 2020-03-24 | 半導体集積回路装置及び受信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2021150937A true JP2021150937A (ja) | 2021-09-27 |
Family
ID=77849641
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2020052047A Pending JP2021150937A (ja) | 2020-03-24 | 2020-03-24 | 半導体集積回路装置及び受信装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US11476848B2 (ja) |
JP (1) | JP2021150937A (ja) |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5126974A (en) | 1989-01-20 | 1992-06-30 | Hitachi, Ltd. | Sense amplifier for a memory device |
US5518409A (en) | 1994-11-07 | 1996-05-21 | White; Willard H. | Sliding digital bookmarker |
JP3488612B2 (ja) * | 1997-12-11 | 2004-01-19 | 株式会社東芝 | センス増幅回路 |
KR100394573B1 (ko) * | 2001-05-31 | 2003-08-14 | 삼성전자주식회사 | 반도체 메모리장치의 센스앰프회로 |
KR100518559B1 (ko) * | 2003-02-26 | 2005-10-04 | 삼성전자주식회사 | 센스 앰프 회로 및 이를 구비한 비트 비교 회로. |
JP3841221B2 (ja) | 2004-12-15 | 2006-11-01 | 株式会社ルネサステクノロジ | 半導体集積回路 |
KR20060114055A (ko) * | 2005-04-27 | 2006-11-06 | 삼성전자주식회사 | 감지 증폭기를 기반으로 한 플립-플롭 회로 |
JP4901211B2 (ja) | 2005-12-26 | 2012-03-21 | 株式会社東芝 | センスアンプ及び半導体記憶装置 |
JP5518409B2 (ja) | 2009-09-15 | 2014-06-11 | ピーエスフォー ルクスコ エスエイアールエル | 半導体装置、半導体記憶装置、及び半導体装置を含む情報処理システム |
-
2020
- 2020-03-24 JP JP2020052047A patent/JP2021150937A/ja active Pending
- 2020-09-08 US US17/014,823 patent/US11476848B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US11476848B2 (en) | 2022-10-18 |
US20210305981A1 (en) | 2021-09-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9094244B2 (en) | Receiver circuit with de-emphasis function | |
US7701257B2 (en) | Data receiver and semiconductor device including the data receiver | |
JP5313771B2 (ja) | プリエンファシス機能を含む出力回路 | |
KR101980321B1 (ko) | 이퀄라이저 회로 및 이를 포함하는 수신 회로 | |
US9746864B1 (en) | Fast transient low drop-out voltage regulator for a voltage-mode driver | |
EP1011196A1 (en) | Input-circuit, output-circuit, input-output circuit and method of processing input signals | |
CN109565278B (zh) | 电压模式驱动器的阻抗和摆幅控制 | |
CN111061664B (zh) | 用于电压模态信号发射器的两阶段式前馈均衡器 | |
US10476706B2 (en) | Equalizer circuit and control method of equalizer circuit | |
US7825699B2 (en) | Receiver circuit having compensated offset voltage | |
JP2004350273A (ja) | 電圧モード電流補助式プリエンファシスドライバ | |
EP1548944B1 (en) | Receiving device | |
US9628302B2 (en) | Decision feedback equalizer | |
US11012074B1 (en) | Off chip driving circuit and signal compensation method | |
JP3986161B2 (ja) | 信号伝送用ドライバ回路 | |
US9722818B2 (en) | Decision feedback equalizer summation circuit | |
US7696839B2 (en) | Signal waveform equalizer circuit and receiver circuit | |
JP2019114943A (ja) | 送信回路及び該送信回路の制御方法 | |
JP2021150937A (ja) | 半導体集積回路装置及び受信装置 | |
JP2021153281A (ja) | 半導体集積回路及び受信装置 | |
CN1839544B (zh) | 用于接收机均衡的装置和系统 | |
US20230188388A1 (en) | Decision feedback equalizer for low-voltage high-speed serial links | |
US8755474B2 (en) | Signal conditioning by combining precursor, main, and post cursor signals without a clock signal | |
CN113872624B (zh) | 发射机及其均衡电路、发射机电路 | |
CN114079454A (zh) | 电流模式逻辑驱动器和包括其的传输驱动器 |