JP2021114865A - スイッチング電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング電源装置における電力変換効率の低下、及び起動時に発生する出力誤差を抑制する。【解決手段】例えば、ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部４０は、１次側インバータ１０Ａの出力値と２次側インバータ３０Ａの入力値との間の位相差φを変えて、２次側インバータ３０Ａの出力値を制御する。制御部４０は、起動制御時及び通常の運転制御時において、インバータ１０Ａをスイッチング駆動するための複数の駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６中、及び／又は、インバータ３０Ａをスイッチング駆動する複数の駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６中に、Ｈ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターン、及び／又は、Ｌ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する構成になっている。【選択図】図１−１

Description

本発明は、デュアル・アクティブ・ブリッジ（以下「ＤＡＢ」という。）型ＤＣ／ＤＣコンバータといったスイッチング電源装置及びその制御方法に関するものである。

従来、スイッチング電源装置の一つであるＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、特許文献１、２に記載されているように、変圧器の１次側と２次側のフルブリッジインバータを位相シフト制御することにより、双方向に電力伝送が可能な直流／直流変換器である。

図２は、特許文献１、２に記載された従来の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
この単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流の１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｄｃ１を平滑する１次側平滑コンデンサ１に対して並列に、１次側インバータ１０が接続されている。１次側インバータ１０は、平滑された１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｄｃ１をスイッチングして単相交流電圧及び単相交流電流に変換する回路であり、アームＡの高レベル（以下「Ｈ」という。）側スイッチ１１、アームＡの低レベル（以下「Ｌ」という。）側スイッチ１２、アームＢのＨ側スイッチ１３、及びアームＢのＬ側スイッチ１４のフルブリッジ回路により構成されている。スイッチ１１，１２間の接続点、及びスイッチ１３，１４間の接続点には、単相リアクトル１７，１８を介して、単相変圧器２０の１次巻線が接続されている。

単相変圧器２０の２次巻線には、２次側インバータ３０が接続されている。なお、単相変圧器２０の１次巻線及び２次巻線の上端付近に付された黒丸は、巻線の巻き初めを表している。２次側インバータ３０は、変圧器２０の２次巻線から出力される交流電圧及び交流電流を整流する回路であり、アームＡのＨ側スイッチ３１、アームＡのＬ側スイッチ３２、アームＢのＨ側スイッチ３３、及びアームＢのＬ側スイッチ３４のフルブリッジ回路により構成されている。２次側インバータ３０で整流された直流電圧及び直流電流は、２次側平滑コンデンサ３７にて平滑され、平滑された直流の２次側電圧Ｖｄｃ２及び２次側電流Ｉｄｃ２が出力されるようになっている。

１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０を構成するスイッチ１１〜１４，３１〜３４は、制御部３８から供給される駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４，Ｓ３１〜Ｓ３４によってそれぞれオン／オフ動作する素子であり、メタル・オキサイド・セミコンダクタ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）や、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」という。）等のパワー半導体素子により構成されている。各スイッチ１１〜１４，３１〜３４には、回生用のダイオードがそれぞれ逆並列に接続されている。

又、特許文献１に記載された従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側平滑コンデンサ１、１次側インバータ１０Ａ、リアクトル１７，１８（及び図示しない１９）、変圧器２０Ａ、２次側インバータ３０Ａ、及び２次側平滑コンデンサ３７により構成されている。

ここで、１次側インバータ１０Ａは、アームＡに相当するＵ相のＨ側スイッチ１１、Ｕ相のＬ側スイッチ１２、アームＢに相当するＶ相のＨ側スイッチ１３、Ｖ相のＬ側スイッチ１４、図示しないＷ相のＨ側スイッチ（説明の便宜上、符号「１５」を付す。）、及び図示しないＷ相のＬ側スイッチ（説明の便宜上、符号「１６」を付す。）のフルブリッジ回路により構成されている。スイッチ１１，１２間の接続点、スイッチ１３，１４間の接続点、及び図示しないスイッチ１５，１６間の接続点には、３相リアクトル１７，１８，１９を介して、３相変圧器２０Ａの１次巻線が接続されている。

３相変圧器２０Ａの２次巻線には、２次側インバータ３０Ａが接続されている。２次側インバータ３０Ａは、変圧器２０Ａの２次巻線から出力される３相交流電圧及び３相交流電流を整流する回路であり、アームＡに相当するＵ相のＨ側スイッチ３１、Ｕ相のＬ側スイッチ３２、アームＢに相当するＶ相のＨ側スイッチ３３、Ｖ相のＬ側スイッチ３４、図示しないＷ相のＨ側スイッチ（説明の便宜上、符号「３５」を付す。）、及び図示しないＷ相のＬ側スイッチ（説明の便宜上、符号「３６」を付す。）のフルブリッジ回路により構成されている。

２次側インバータ３０Ａで整流された直流電圧及び直流電流は、２次側平滑コンデンサ３７にて平滑され、平滑された直流の２次側電圧Ｖｄｃ２及び２次側電流Ｉｄｃ２が出力されるようになっている。

１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａを構成するスイッチ１１〜１６，３１〜３６は、制御部３８Ａから供給される駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６によってそれぞれオン／オフ動作する構成になっている。

図３は、特許文献１に記載された従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける定常状態デッドタイム無し（Ｈ側スイッチとＬ側スイッチとが交互にオン／オフする状態）の１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６のパターン図である。図示しないが、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６のパターンも、図３と同様である。

従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換部を駆動する駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６は、周波数ωが一定であり、デューティ比Ｄが０．５の固定、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相が１２０°ずつの位相差βを持っている。

１次側インバータ１０Ａは、制御部３８Ａから供給される１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６により、スイッチ１１〜１６がオン／オフ動作し、直流の１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｃｄ１を３相交流電圧ｖｐ（以下「出力電圧ｖｐ」という。）及び３相交流電流に変換する。２次側インバータ３０Ａは、制御部３８Ａから供給される２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６により、スイッチ３１〜３６がオン／オフ動作し、変圧器２０Ａの２次巻線に誘起された３相交流電圧ｖｓ（以下「入力電圧ｖｓ」という。）及び３相交流電流を、直流の２次側電圧Ｖｄｃ２及び２次側電流Ｉｄｃ２に変換する。

１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓとの間の位相差φにより、入力電圧、出力電圧、及び電力の流れを制御できる。変圧器２０Ａの１次巻線及び２次巻線間の電圧ｖｌ（＝ｖｐ−ｖｓ）がリアクトル１７〜１９を通ることにより、変圧器２０Ａに電流が流れる。この電流から出力電力Ｐｏを次式（１）のように計算できる。

Ｐｏ＝Ｎｐｓ（Ｖ^２ｄｃ１／ωＬ）ｄφ［１−（φ／π）］
＝Ｎｐｓ（Ｖ^２ｄｃ１／ωＬ）ｄφ［φ−（φ^２／π）］ （１）
但し、Ｌ；リアクトル１７〜１９のインダクタンス
ω；周波数
Ｎｐｓ；変圧器２０Ａの１次巻線と２次巻線との巻線比（又は変圧比）
Ｖｄｃ１；１次側電圧
Ｖｄｃ２；２次側電圧
ｄ＝Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１
φ；１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と
２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓ（又は入力電流）と
の間の位相差

米国特許５，０２７，２６４号公報 特開２０１８−２６９６１号公報

特許文献１に記載された従来の図２のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側インバータ１０，１０Ａと２次側インバータ３０，３０Ａとが変圧器２０，２０Ａを介して接続された構成になっている。このＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、理論上、変圧器２０，２０Ａの１次側及び２次側間の位相差φのみを制御することにより、容易に昇降圧動作、及び双方向電力変換が可能である。しかしながら、以下の（ａ）、（ｂ）のような課題がある。

（ａ） 図４は、特許文献２に記載された従来の図２の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける定常状態デッドタイム無しの１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４のパターン図である。
従来のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、入出力間の電流差又は電圧差が大きい場合、回路内に循環する電流が増大するため、主に導通損失が増大し、電力変換効率が低下し易いという課題がある。このような課題を解決するための技術として、特許文献２に記載された図２の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。図２の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、図４に示すように、例えば、１次側インバータ１０のアームＡ側スイッチ１１，１２及びアームＢ側スイッチ１３，１４間の位相差β１を変えるための位相シフト制御を行うことにより、又は、図示しないが、２次側インバータ３０のアームＡ側スイッチ３１，３２及びアームＢ側スイッチ３３，３４間の位相差β２を変えるための位相シフト制御を行うことにより、従来のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記の課題を解決している。ところが、従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相間で位相差βが物理的に１２０°に固定されて変更することができないので、図４のような位相差β１又はβ２を変えるための位相シフト制御を適用することができない。そのため、上述したような従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの課題を解決することができない。

（ｂ） 図５は、従来の図２の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける位相差φ−変換電力Ｐ特性（理論値）のシミュレーション結果を示す図である。更に、図６は、従来の図２の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける位相差φ−変換電力Ｐ特性（デッドタイムｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す図である。

図５及び図６において、横軸は位相差φ（°）、及び、縦軸は変換電力Ｐ（ｋＷ）である。図５の波形（１）は、１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、２次側電圧Ｖｄｃ２＝４００Ｖ、及びデッドタイムｔｄ無しのもの、波形（２）は、１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、２次側電圧Ｖｄｃ２＝３００Ｖ、及びデッドタイムｔｄ無しのもの、波形（３）は、１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、２次側電圧Ｖｄｃ２＝２００Ｖ、及びデッドタイムｔｄ無しのものである。これに対して、図６の波形（１）は、１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、２次側電圧Ｖｄｃ２＝４００Ｖ、及びデッドタイムｔｄ有りのもの、波形（２）は、１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、２次側電圧Ｖｄｃ２＝３００Ｖ、及びデッドタイムｔｄ有りのもの、波形（３）は、１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、２次側電圧Ｖｄｃ２＝２００Ｖ、及びデッドタイムｔｄ有りのものである。

従来のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、図６に示すように、現実的に、スイッチのデッドタイム、その他素子のばらつきにより、出力特性には誤差が発生する。ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータを含めた電源装置では、起動する際に、０Ａより少しずつ出力を増大させるソフトスタート起動を行うことが一般的である。しかし、図５に示すように、理論上は出力電力（＝変換電力Ｐ（ｋＷ））が０になる位相差φ＝０°ポイントにおいて、図６に示すように、デッドタイムがあると、出力電力（＝変換電力Ｐ（ｋＷ））が発生してしまうため、ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータを含めた電源装置の起動時において、起動時の初期出力電力の誤差が大きくなる課題がある。例えば、片方向動作のＤＣ／ＤＣコンバータであれば、公差を見込んで最小値に出力設定する方法があるが、特に、ＤＡＢ方式は位相差φで双方向を制御してしまうため、負方向に公差を持っていた場合は意図せず逆方向動作してしまいかねず、適用できない。

前記（ａ）の課題を解決するために、本願出願人は、先に、関連する特許出願（出願日；２０１８年１２月２１日、出願番号；特願２０１８−２３９１８２、未公開、以下「比較例」という。）を行った。本発明は、その比較例を改良し、前記（ｂ）の課題を解決するものである。

本発明のスイチッング電源装置は、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、複数の１次側駆動パルスを出力して前記１次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスを出力して前記２次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力値を制御する制御部と、を備えている。

そして、前記制御部は、前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に付加する、前記Ｈ側のスイッチのすべて及び／又は前記Ｌ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンのデューティ比を、遷移させ、前記２次側インバータの出力値を目標値に遷移させる起動制御を行う、構成にしたことを特徴とする。

本発明のスイッチング電源装置の制御方法は、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、を備えるスイッチング電源装置に対して、複数の１次側駆動パルスを出力して前記１次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスを出力して前記２次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力値を制御する、方法である。

そして、前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に付加する、前記Ｈ側のスイッチのすべて及び／又は前記Ｌ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンのデューティ比を、遷移させ、前記２次側インバータの出力値を目標値に遷移させる起動制御を行う、ことを特徴とする。

本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法によれば、以下の（Ａ）、（Ｂ）のような効果がある。
（Ａ） 運転制御時において、１次側インバータ及び２次側インバータのうちのいずれか一方又は両方のインバータの駆動パルスパターンにＨ側スイッチすべてを同時にオンするパルスパターン、又はＬ側スイッチすべてを同時にオンするパルスパターンを付加している。そのため、特に入出力間の電流差又は電圧差が大きい場合、同じ出力電力値でも回路内を循環し、出力電力に寄与しない電流値を大幅に低減することができるので、電力変換損失を低減することができる。これにより、上記の課題（ａ）を解決でき、各種の回路構成素子、放熱機器等の簡素化が可能となる。

（Ｂ） 起動制御時において、Ｈ側スイッチ又はＬ側スイッチすべてを同時にオンするパルスパターンを、インバータの駆動パルスパターンに付加して、起動時の初期出力低減を図っている。そのため、ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ起動時に発生する上記の課題（ｂ）の出力誤差を低減でき、制御性を向上できる。

本発明の実施例１における３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図 図１−１中の制御部４０の構成を示す機能ブロック図 従来の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図 従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける定常状態デッドタイム無しの１次側駆動パルスのパターン図 特許文献２に記載された従来の図２の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける定常状態デッドタイム無しの１次側駆動パルスのパターン図 従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける位相差φ−変換電力Ｐ特性（理論値）のシミュレーション結果を示す図 従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける位相差φ−変換電力Ｐ特性（ｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す図 図１−１及び図１−２の定常状態デットタイム無しの１次側駆動パルスのパターン図 実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御方法を示す動作波形（Ｄ１＝０．６６、Ｄ２＝１．０）の図 実施例１と従来の位相差φに対する２次側電流の比較結果図 実施例１と従来の位相差φに対する変圧器電流実効値の比較結果図 実施例１と従来の第１デューティ比Ｄ１に対する変圧器電流実効値の差異図 従来の起動時２次側電流Ｉｄｃ２（Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、Ｖｄｃ２＝２００Ｖ、ｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す波形図 デューティ比Ｄ１，Ｄ２−変圧器電流Ｉｔ（Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、Ｖｄｃ２＝２００Ｖ、ｔｄ有り）のシミュレーション結果の図 図１−１の起動時２次側電流Ｉｄｃ２（Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、Ｖｄｃ２＝２００Ｖ、ｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す波形図 図１−２の起動制御方法のフローチャート 本発明の実施例２の制御部４０Ａの構成を示す機能ブロック図 従来の起動時２次側電圧Ｖｄｃ２（Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、ｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す波形図 図１−１の起動時２次側電圧Ｖｄｃ２（Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、ｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す波形図 図１６の起動制御方法のフローチャート

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図１−１は、本発明の実施例１における３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、従来及び比較例と同様の電力変換部と、従来及び比較例とは異なる制御部４０と、により構成されている。

即ち、電力変換部は、直流の１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｄｃ１を平滑する１次側平滑コンデンサ１を有し、この１次側平滑コンデンサ１に対して並列に、１次側インバータ１０Ａが接続されている。１次側インバータ１０Ａは、平滑された１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｄｃ１をスイッチングしてＵ，Ｖ，Ｗ相の３相交流電圧及び３相交流電流に変換する回路であり、Ｕ相のＨ側スイッチ１１、Ｕ相のＬ側スイッチ１２、Ｖ相のＨ側スイッチ１３、Ｖ相のＬ側スイッチ１４、Ｗ相のＨ側スイッチ１５、及びＷ相のＬ側スイッチ１６のフルブリッジ回路により構成されている。スイッチ１１，１２間の接続点、スイッチ１３，１４間の接続点、及びスイッチ１５，１６間の接続点には、３相リアクトル１７，１８，１９を介して、３相変圧器２０Ａの１次巻線が接続されている。

３相変圧器２０Ａの２次巻線には、２次側インバータ３０Ａが接続されている。なお、３相変圧器２０Ａの１次巻線及び２次巻線の上端付近に付された黒丸は、巻線の巻き初めを表している。２次側インバータ３０Ａは、変圧器２０Ａの２次巻線から出力される３相交流電圧及び３相交流電流を整流する回路であり、Ｕ相のＨ側スイッチ３１、Ｕ相のＬ側スイッチ３２、Ｖ相のＨ側スイッチ３３、Ｖ相のＬ側スイッチ３４、Ｗ相のＨ側スイッチ３５、及びＷ相のＬ側スイッチ３６のフルブリッジ回路により構成されている。２次側インバータ３０Ａで整流された直流電圧及び直流電流は、２次側平滑コンデンサ３７にて平滑され、平滑された直流の出力電力Ｐｏ（２次側電圧Ｖｄｃ２及び２次側電流Ｉｄｃ２）が出力されるようになっている。

１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａを構成するスイッチ１１〜１６，３１〜３６は、制御部４０から供給される駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６によってそれぞれオン／オフ動作する素子であり、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のパワー半導体素子により構成されている。各スイッチ１１〜１６，３１〜３６には、回生用のダイオードがそれぞれ逆並列に接続されている。各スイッチ１１〜１６，３１〜３６をＭＯＳＦＥＴで構成する場合には、例えば、そのＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを使用しても良い。

又、３相変圧器２０Ａの１次巻線と２次巻線とには、それぞれリアクトルが直列に接続される。それらのリアクトルは、変圧器２０Ａの漏れインダクタンスで代用しても良い。図１−１では、図示を簡略化するために、変圧器２０Ａの１次巻線側に、リアクトル１７，１８，１９がそれぞれ直列に接続されている。

図１−２は、図１−１中の制御部４０の構成を示す機能ブロック図である。
制御部４０は、複数の１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を出力して１次側インバータ１０Ａにおける複数のＨ側スイッチ１１，１３，１５及びＬ側スイッチ１２，１４，１６をそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を出力して２次側インバータ３０Ａにおける複数のＨ側スイッチ３１，３３，３５及びＬ側スイッチ３２，３４，３６をそれぞれオン／オフ動作させ、１次側インバータ１０Ａの出力値（例えば、出力電流）と２次側インバータ３０Ａの入力値（例えば、入力電流）との間の位相差φを変えて２次側インバータ３０Ａの出力値を制御するものである。

特に、本実施例１の制御部４０では、２次側インバータ３０Ａの出力値を目標値（例えば、２次側電流Ｉｄｃ２＝２０Ａ又は２次側電圧Ｖｄｃ２＝４００Ｖ）に遷移させる起動制御を行い、その後、２次側インバータ３０Ａの出力値を一定値に維持する運転制御を行うために、複数の１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６中に、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５のすべてを同時にオンするパルスパターン、及び／又は、Ｌ側スイッチ１２，１４，１６のすべてを同時にオンするパルスパターンを付加し、更に、複数の２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６中に、Ｈ側スイッチ３１，３３，３５のすべてを同時にオンするパルスパターン、及び／又は、Ｌ側スイッチ３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する機能を有している。

なお、比較例の制御部では、前記の運転制御機能を有している。これに対して、本実施例１の制御部４０では、比較例の性能を向上させるために、前記の運転制御機能に加えて、起動制御機能も有している。

図１−２に示す制御部４０は、例えば、２次側電流Ｉｄｃ２の定電流制御を行うものであり、２次側電流指令値設定部４１を有している。２次側電流指令値設定部４１は、起動制御時において、２次側電流指令値Ｉ２を初期値（例えば、０Ａ）に設定し、その後、２次側電流指令値Ｉ２を目標値（例えば、２０Ａ）まで遷移させて、運転制御を行わせるものであり、この出力側に、誤差部４２が接続されている。誤差部４２は、２次側電流指令値Ｉ２と、図示しない電流計で測定された２次側電流Ｉｄｃ２と、の誤差ｅを求めるものであり、この出力側に、位相差算出部４３が接続されている。位相差算出部４３は、入力される誤差ｅに基づき、出力電力指令値となる、１次側インバータ１０Ａの出力値（例えば、出力電流）と２次側インバータ３０Ａの入力値（例えば、入力電流）との位相差φを算出するものであり、この出力側に、補正部４４を介して駆動パルス生成部４５が接続されている。

補正部４４は、比例積分制御（以下「ＰＩ制御」という。）等により、位相差φを補正して制御精度を向上させるものである。駆動パルス生成部４５は、補正された位相差φに基づき、複数の１次側駆動パルスＳ１０及び複数の２次側駆動パルスＳ３０を生成するものであり、この出力側に、１次側パルスパターン付加部４６及び２次側パルスパターン付加部４７が接続されている。１次側パルスパターン付加部４６及び２次側パルスパターン付加部４７の入力側には、デューティ比設定部４８も接続されている。

デューティ比設定部４８は、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５のすべて、及び／又は、Ｌ側スイッチ１２，１４，１６のすべてを同時にオンするパルスパターンの第１デューティ比Ｄ１と、Ｈ側スイッチ３１，３３，３５のすべて、及び／又は、Ｌ側スイッチ３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンの第２デューティ比Ｄ２と、を起動制御時とその後の運転制御時において、次の（ｉ）、（ｉｉ）のように設定する機能を有している。

（ｉ） 起動制御時
デューティ比Ｄ１，Ｄ２を初期値（変圧器２０Ａに流れる変圧器電流Ｉｔが最小値（例えば、略０Ａ）になる値２／３＝０．６６）に設定し、その後、デューティ比Ｄ１，Ｄ２を設定値（例えば、１．０）まで遷移させる。

（ｉｉ） 運転制御時
２次側インバータ３０Ａの出力値（例えば、２次側電流Ｉｄｃ２）を一定値である目標値（例えば、２０Ａ）に維持するために、図示しない電流計で測定された１次側電流Ｉｄｃ１と２次側電流Ｉｄｃ２との電流比に基づき、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２を設定し、それを１次側パルスパターン付加部４６及び２次側パルスパターン付加部４７へ与えるものである。第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２は、０〜１の範囲の所望の値である。

１次側パルスパターン付加部４６は、複数の１次側駆動パルスＳ１０中に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加するための出力パルスＳ４６を出力するものであり、この出力側に、１次側パルス駆動部４９が接続されている。２次側パルスパターン付加部４７は、複数の２次側駆動パルスＳ３０中に、第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加するための出力パルスＳ４７を出力するものであり、この出力側に、２次側パルス駆動部５０が接続されている。

１次側パルス駆動部４９は、１次側パルスパターン付加部４６の出力パルスＳ４６を駆動して１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させるための１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を出力するものである。更に、２次側パルス駆動部５０は、２次側パルスパターン付加部４７の出力パルスＳ４７を駆動して２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させるための２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を出力するものである。
このような図１−２の制御部４０は、例えば、中央処理装置（以下「ＣＰＵ」という。）や、半導体素子等の個別回路により構成されている。

（実施例１の運転制御方法）
図７は、図１−１及び図１−２の定常状態におけるデッドタイム無しの１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６のパターン図である。
比較例と同様に、駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６のＨによってスイッチ１１〜１６がオンし、駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６のＬによってスイッチ１１〜１６がオフする。駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６の周波数ωは一定、各スイッチ１１〜１６のオン／オフのデューティ比は０．５である。１周期の回路モード（１）〜（６）に示すように、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相は１２０°ずつの位相差βを持っている。各回路モード（１）〜（６）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンになるデューティ比Ｄ１のパルスパターンと、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンになるデューティ比Ｄ１のパルスパターンと、が付加されている。
なお、図７では、デューティ比Ｄ１のパルスパターンが、駆動パルスの半周期の中央に配置されているが、中央以外の箇所に配置しても良い。

図示しないが、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６のパターン図は、図７と同様に、全Ｌ側スイッチ３２，３４，３６がオンになるデューティ比Ｄ２のパルスパターンと、全Ｈ側スイッチ３１，３３，３５がオンになるデューティ比Ｄ２のパルスパターンと、が付加された図、或いは、図７と異なり、デューティ比Ｄ２のパルスパターンが付加されていない図になっている。１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６と２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６との間には、位相差φが設けられる。

次に、１次側電流Ｉｄｃ１と２次側電流Ｉｄｃ２とが近い場合の通常動作（Ｉ）と、２次側短絡時の動作（ＩＩ）と、を説明する。
（Ｉ） １次側電流Ｉｄｃ１と２次側電流Ｉｄｃ２とが近い場合の通常動作
例えば、図１−１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、直流１次側電流Ｉｄｃ１を入力し、２次側平滑コンデンサ３７の出力側に接続された図示しない負荷へ、一定の直流２次側電流Ｉｄｃ２を供給する場合、１次側電流Ｉｄｃ１と２次側電流Ｉｄｃ２とが近い時の通常動作について説明する。この通常動作では、図７の回路モード（１）〜（６）中に第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターンが付加されていない。

図１−２の制御部４０において、２次側電流指令値設定部４１により、２次側電流指令値Ｉ２が目標値（例えば、２０Ａ）に設定される。２次側電流指令値Ｉ２に対して２次側電流Ｉｄｃ２が変動すると、誤差部４２により、２次側電流指令値Ｉ２と２次側電流Ｉｄｃ２との誤差ｅが求められ、その誤差ｅが位相差算出部４３に入力される。位相差算出部４３は、入力された誤差ｅを０にするような、１次側インバータ１０Ａの出力電流と２次側インバータ３０Ａの入力電流との位相差φを算出する。この位相差φは、補正部４４により、ＰＩ制御等によって補正された後、駆動パルス生成部４５に入力される。駆動パルス生成部４５は、補正された位相差φに基づき、１次側駆動パルスＳ１０及び２次側駆動パルスＳ３０を生成し、その１次側駆動パルスＳ１０を１次側パルスパターン付加部４６に入力し、その２次側駆動パルスＳ３０を２次側パルスパターン付加部４７に入力する。

デューティ比設定部４８は、１次側電流Ｉｄｃ１と２次側電流Ｉｄｃ２との電流比が略１であるので、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２をそれぞれ０に設定する。そのため、１次側パルスパターン付加部４６は、入力された１次側駆動パルスＳ１０に対応する出力パルスＳ４６を生成し、その出力パルスＳ４６を１次側パルス駆動部４９に入力する。更に、２次側パルスパターン付加部４７は、入力された２次側駆動パルスＳ３０に対応する出力パルスＳ４７を生成し、その出力パルスＳ４７を２次側パルス駆動部５０に入力する。１次側パルス駆動部４９は、入力された出力パルスＳ４６を駆動し、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を生成して図１−１の１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部５０は、入力された出力パルスＳ４７を駆動し、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を生成して図１−１の２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させる。

デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加されていない図７の回路モード（１）の時、図１−１の１次側インバータ１０Ａ内のＵ相のＨ側スイッチ１１がオフ、Ｌ側スイッチ１２がオン、Ｖ相のＨ側スイッチ１３がオン、Ｌ側スイッチ１４がオフ、Ｗ相のＨ側スイッチ１５がオフ、及びＬ側スイッチ１６がオンする。同様に、位相差φを持って、図１−１の２次側インバータ３０Ａ内のＵ相のＨ側スイッチ３１がオフ、Ｌ側スイッチ３２がオン、Ｖ相のＨ側スイッチ３３がオン、Ｌ側スイッチ３４がオフ、Ｗ相のＨ側スイッチ３５がオフ、及びＬ側スイッチ３６がオンする。

すると、図１−１において、１次側電圧Ｖｄｃ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→リアクトル１８→変圧器２０Ａの１次巻線→リアクトル１７→Ｌ側スイッチ１２→１次側電圧Ｖｄｃ１源の−側の経路と、１次側電圧Ｖｄｃ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→リアクトル１８→変圧器２０Ａの１次巻線→リアクトル１９→Ｌ側スイッチ１６→１次側電圧Ｖｄｃ１源の−側の経路と、に１次側電流Ｉｄｃ１が流れる。これに対応して、変圧器２０Ａの２次巻線に誘導起電力が発生し、変圧器２０Ａの２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３２のダイオード→２次巻線の経路と、変圧器２０Ａの２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３６のダイオード→２次巻線の経路と、に２次側電流Ｉｄｃ２が流れる。

更に、デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加されていない図７の他の回路モード（２）〜（６）が実行され、１周期のスイッチング動作が終了する。

ここで、変圧器２０Ａの１次巻線及び２次巻線間の電圧ｖｌ（＝ｖｐ−ｖｓ）がリアクトル１７〜１９を通ることによって、その変圧器２０Ａに電流が流れる。この電流から２次側電流Ｉｄｃ２を次式（２）のように計算できる。
Ｉｄｃ２＝（式（１）の出力電力Ｐｏ）／Ｖｄｃ２
＝Ｎｐｓ（Ｖｄｃ１／ωＬ）φ［１−（φ／π）］
＝Ｎｐｓ（Ｖｄｃ１／ωＬ）［φ−（φ^２／π）］ （２）
そのため、１次側インバータ１０Ａの出力電流と２次側インバータ３０Ａの入力電流との間の位相差φにより、２次側電流指令値Ｉ２と一致するように、２次側電流Ｉｃ２が制御される。

（ＩＩ） ２次側短絡時の動作
例えば、負荷の変動によって２次側電流Ｉｄｃ２が最大値（短絡状態）になった場合の動作を説明する。この動作では、図７の回路モード（１）〜（６）中に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加される。

図１−２の制御部４０において、２次側電流Ｉｄｃ２が最大値になり、誤差部４２から位相差算出部４３へ出力される誤差ｅが最大になる。位相差算出部４３では、誤差ｅを０にするような位相差φ＝０°を算出する。この位相差φ＝０°は、補正部４４で補正されて、駆動パルス生成部４５へ入力される。駆動パルス生成部４５は、補正された位相差φ＝０°の１次側駆動パルスＳ１０及び２次側駆動パルスＳ３０を生成し、その１次側駆動パルスＳ１０を１次側パルスパターン付加部４６に入力すると共に、その２次側駆動パルスＳ３０を２次側パルスパターン付加部４７に入力する。

デューティ比設定部４８では、１次側電流Ｉｄｃ１と２次側電流Ｉｄｃ２との電流比が最大値のＩｄｃ２であるので、例えば、第１デューティ比Ｄ１＝第２デューティ比Ｄ２＝２／３＝０．６６を設定する。そのため、１次側パルスパターン付加部４６は、入力された１次側駆動パルスＳ１０に第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加した出力パルスＳ４６を生成し、その出力パルスＳ４６を１次側パルス駆動部４９に入力する。更に、２次側パルスパターン付加部４７は、入力された２次側駆動パルスＳ３０に第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加した出力パルスＳ４７を生成し、その出力パルスＳ４７を２次側パルス駆動部５０に入力する。１次側パルス駆動部４９は、入力された出力パルスＳ４６を駆動し、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を生成して図１−１の１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部５０は、入力された出力パルスＳ４７を駆動し、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を生成して図１−１の２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させる。

すると、付加された第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、図７の回路モード（１）において、Ｖ相のＨ側スイッチ１３がオンからオフ、Ｌ側スイッチ１４がオフからオンへ遷移し、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。更に、付加された第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、回路モード（２）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオン、回路モード（３）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン、回路モード（４）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオン、回路モード（５）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン、及び、回路モード（６）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。

同様に、付加された第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンにより、図示しない回路モード（１）〜（６）において、全Ｌ側スイッチ３２，３４，３６がオン、又は全Ｈ側スイッチ３１，３３，３５がオンする。

従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のすべての相のＨ側スイッチ又はＬ側スイッチがすべてオンになるモードは存在しない。これに対し、本実施例１では、比較例と同様に、１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａのうちのいずれか一方又は両方のインバータ１０Ａ，３０Ａの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６、Ｓ３１〜Ｓ３６に、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべてが同時にオンするパルスパターン、又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてがオンするパルスパターンを付加している。

そのため、付加されたパルスパターンの第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２が例えば０．６６の場合、回路モード（１）〜（６）に、従来の制御方法のパルスパターンが全く発生しなくなり、回路内を循環する電流が理論上０Ａとなる。従って、特に入出力間の電流差が大きい場合に顕著となる回路内を循環する無効電流を抑制することができる。

付加された第１デューティ比Ｄ１のみが異なるシミュレーション結果を示す図８を参照しつつ、本実施例１の詳細な運転制御方法を説明する。
図８は、本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける従来と異なる制御方法を示す動作波形（Ｄ１＝０．６６、Ｄ２＝１．０）の図である。この図８では、図１−１の定常状態デッドタイム無しの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６（Ｄ１＝０．６６、Ｄ２＝１．０）のパターン及び回路各部の電流波形のシミュレーション結果が示されている。

１周期の回路モード（Ａ）〜（Ｆ）において、回路モード（Ａ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

回路モード（Ｂ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

回路モード（Ｃ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

回路モード（Ｄ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

回路モード（Ｅ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

更に、回路モード（Ｆ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

以上の運転制御方法において、出力電力指令値である位相差φは０°であるので、回路に流れている電流はすべて回路を循環するのみの無効電流成分となる。そのため、回路各部に流れる電流は少ない方が好ましい。

本実施例１では、１周期の回路遷移において、従来と同様の回路モード（１）〜（６）に、第１デューティ比Ｄ１の回路モード（Ａ）〜（Ｆ）を付加するか、或いは、回路モード（１）〜（６）に代えて、第１デューティ比Ｄ１の回路モード（Ａ）〜（Ｆ）を設けている。シミュレーション結果より、付加するパルスパターンの第１デューティ比Ｄ１が０．６６の時には、回路モード（Ａ）〜（Ｆ）に従来の制御方法のパターンが全く発生しなくなり、回路内を循環する電流が理論上０Ａとなることが分かる。

次に、図９〜図１１を参照しつつ、本実施例１と従来の運転制御方法の比較結果を説明する。

図９は、本実施例１と従来の位相差φ（°）に対する２次側電流Ｉｄｃ２のシミュレーションの比較結果を示す図である。
シミュレーション条件は、１次側電圧Ｖｄｃ１が有り、２次側電圧Ｖｄｃ２が有り（１次側電圧Ｖｄｃ１と同値）、及び、出力電力指令値である位相差φの範囲が−６０°〜＋６０°である。図９では、破線曲線で示す第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２が共に１．０の場合（従来）と、実線曲線で示す第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２が共に０．９の場合（実施例１）と、の２次側電流Ｉｄｃ２の値の比較結果が示されている。
本実施例１の方が、従来に比べて、位相差φの変化に対して２次側電流Ｉｄｃ２の値の傾斜が緩やかになっている。

図１０は、本実施例１と従来の位相差φ（°）に対する変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓ（ｒｍｓ）のシミュレーションの比較結果を示す図である。
シミュレーション条件は、図９と同一である。図１０では、破線曲線で示す第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２が共に１．０の場合（従来）と、実線曲線で示す第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２が共に０．９の場合（実施例１）と、の変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓの比較結果が示されている。
位相差φ＝０°を基準にして、本実施例１の方が、従来に比べて、位相差φの変化に対する変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓの立ち上り傾斜が緩やかになっている。

図１１は、本実施例１と従来の第１デューティ比Ｄ１に対する変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓ（ｒｍｓ）のシミュレーションの差異を示す図である。
シミュレーション条件は、１次側電圧Ｖｄｃ１が有り、２次側電圧Ｖｄｃ２が無し（０Ｖ）、第２デューティ比Ｄ２が１．０、及び、出力電力指令値である位相差φが０°（出力電力指令値０Ｗ）である。図１１では、第１デューティ比Ｄ１を０〜１の範囲で変更した場合の本実施例１と従来の変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓの差異が示されている。
従来は、第１デューティ比Ｄ１が常に１で動作しているので、変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓが大きい。本実施例１では、第１デューティ比Ｄ１を０〜１の範囲で変化させるため、変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓを減少させることが可能である。特に、第１デューティ比Ｄ１が０．６６の時に、変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓが最小電流値となる。

（実施例１の起動制御方法）
図１２は、従来の図２の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける起動時の２次側電流Ｉｄｃ２（１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、２次側電圧Ｖｄｃ２＝２００Ｖ、デッドタイムｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す波形図である。図１２において、横軸は時間ｔ（ｓ）、縦軸は２次側電流Ｉｄｃ２（Ａ）である。

図２の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータを含めて、コンバータを起動する際は、ソフトスタート領域Ａｓｓを設け、出力される２次側電流Ｉｄｃ２を０Ａより目標値（例えば、２０Ａ）へ向けて徐々に増大させるソフトスタート起動を行うことが一般的である。しかし、図６に示すように、理論上は、出力電力Ｐｏ（即ち、変換電力Ｐ）が０になる位相差φ＝０°ポイントにおいて、デッドタイムｔｄが有ると、出力電力Ｐｏが発生してしまうため、コンバータ起動時において、起動時初期出力誤差ｉｅが大きくなる問題がある。この問題を解決するために、本実施例１では、以下のような起動制御を行っている。

図１３は、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２−変圧器電流Ｉｔ（１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、２次側電圧Ｖｄｃ２＝２００Ｖ、デッドタイムｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す波形図である。図１３において、横軸は第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２、縦軸は変圧器電流Ｉｔ（Ａｒｍｓ）である。

図１４は、図１−１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて起動時の２次側電流Ｉｄｃ２（１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、２次側電圧Ｖｄｃ２＝２００Ｖ、デッドタイムｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す波形図である。図１４の上段の波形図において、横軸は時間ｔ（ｓ）、縦軸は２次側電流Ｉｄｃ２（Ａ）である。図１４の下段の波形図において、横軸は時間ｔ（ｓ）、縦軸は第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２である。図１４の上段のＡｓｓはソフトスタート領域、下段のＡｄｔはデューティ比遷移領域である。

本実施例１の起動制御では、図１４のデューティ比遷移領域Ａｄｔに示すように、先ず、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２を、２次側電流Ｉｄｃ２が０Ａとなる初期値（例えば、２／３＝０．６６）に設定し、図１−１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの発振を開始する。その後、３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータから出力される２次側電流Ｉｄｃ２が０Ａとなるように、１次側インバータ１０Ａの出力値（例えば、出力電流）と２次側インバータ３０Ａの入力値（例えば、入力電流）との位相差φの電流フィードバック制御を行いつつ、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２を出力可能な設定値（例えば、Ｄ１＝Ｄ２＝１．００）へ遷移させる。第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２が設定値へ遷移すると、ソフトスタート領域Ａｓｓへ進む。ソフトスタート領域Ａｓｓでは、位相差φの制御により、２次側電流Ｉｄｃ２を０Ａから目標値（例えば、２０Ａ）へ徐々に増大させる。これにより、起動時の出力誤差ｉｅを低減することが可能となる。

その後、上述した通常の運転制御へ移行し、複数の１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６中に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加し、及び／又は、複数の２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６中に、第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加して、２次側インバータ３０Ａの出力値（例えば、２次側電流Ｉｄｃ２）を一定値（例えば、２０Ａ）に維持する。

図１５は、図１−２の制御部４０における起動制御方法を示すフローチャートである。
図１５のフローチャートでは、制御部４０により、デューティ比遷移領域Ａｄｔの処理（ステップＳＴ１〜ＳＴ４）と、ソフトスタート領域Ａｓｓの処理（ステップＳＴ５〜ＳＴ６）と、が行われる。

図１−２の制御部４０の起動制御が開始されると、先ず、デューティ比遷移領域Ａｄｔの処理が始まり、ステップＳＴ１において、２次側電流指令値設定部４１により、２次側電流指令値Ｉ２が初期値（例えば、０Ａ）に設定され、更に、デューティ比設定部４８により、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２がそれぞれ初期値（例えば、２／３＝０．６６）に設定され、ステップＳＴ２へ進む。

ステップＳＴ２において、以下のように、１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６、及び２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６のスイッチング動作が開始（即ち、位相差φを使用した電流フィードバック制御が開始）される。

誤差部４２により、２次側電流指令値Ｉ２（＝０Ａ）と２次側電流Ｉｄｃ２との誤差ｅが求められ、その誤差ｅが位相差算出部４３に入力される。位相差算出部４３は、入力された誤差ｅを０にするような、１次側インバータ１０Ａの出力電流と２次側インバータ３０Ａの入力電流との位相差φを算出する。この位相差φは、補正部４４により、ＰＩ制御等で補正されて、駆動パルス生成部４５に入力される。駆動パルス生成部４５は、補正された位相差φに基づき、１次側駆動パルスＳ１０及び２次側駆動パルスＳ３０を生成し、その１次側駆動パルスＳ１０を１次側パルスパターン付加部４６に入力し、その２次側駆動パルスＳ３０を２次側パルスパターン付加部４７に入力する。

１次側パルスパターン付加部４６は、デューティ比設定部４８で設定された第１デューティ比Ｄ１（＝２／３）のパルスパターンを、１次側駆動パルスＳ１０中に付加して出力パルスＳ４６を生成し、その出力パルスＳ４６を１次側パルス駆動部４９に入力する。更に、２次側パルスパターン付加部４７は、デューティ比設定部４８で設定された第２デューティ比Ｄ２（＝２／３）のパルスパターンを、２次側駆動パルスＳ３０中に付加して出力パルスＳ４７を生成し、その出力パルスＳ４７を２次側パルス駆動部５０に入力する。１次側パルス駆動部４９は、入力された出力パルスＳ４６を駆動し、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を生成してスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部５０は、入力された出力パルスＳ４７を駆動し、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を生成してスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させる。

ステップＳＴ３において、デューティ比設定部４８は、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２を徐々に増大する。第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２が設定値（例えば、１．０）に達すると（Ｙｅｓ）、次のソフトスタート領域Ａｓｓの処理のステップＳＴ５へ進む。

ステップＳＴ５において、２次側電流指令値設定部４１は、２次側電流指令値Ｉ２を徐々に増大する。ステップＳＴ６において、２次側電流指令値Ｉ２が目標値（例えば、２０Ａ）に達すると（Ｙｅｓ）、起動制御を終了し、上述の通常の運転制御へ移行する。

（実施例１の効果）
本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ及びその制御方法によれば、以下の（Ａ）、（Ｂ）のような効果がある。
（Ａ） 通常の運転制御では、比較例と同様に、１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａのうちのいずれか一方又は両方のインバータの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６に、Ｈ側スイッチすべてを同時にオンするデューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターン、又はＬ側スイッチすべてを同時にオンするデューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターンを付加している。そのため、特に入出力間の電流差が大きい場合、同じ出力電力値でも回路内を循環し、出力電力Ｐｏに寄与しない電流値を大幅に低減することができるので、電力変換損失を低減することができる。これにより、上記の課題（ａ）を解決でき、各種の回路構成素子、放熱機器等の簡素化が可能となる。

（Ｂ） 起動制御では、Ｈ側スイッチ又はＬ側スイッチすべてを同時にオンするパルスパターンを、駆動パルスパターンに付加して、起動時の初期出力低減を図っている。このような起動制御を行った場合、回路内に循環する電流（有効、無効成分両方）を抑制制御できるので、意図的に、付加するパルスパターンの第１、第２デユ一テイ比Ｄ１，Ｄ２を、２次側電流Ｉｄｃ２が０ＡとなるＤ１＝Ｄ２＝２／３＝０．６６でコンバータ発振を開始する（図１４）。その後、２次側電流Ｉｄｃ２が０Ａとなるように位相差φの電流フィードバック制御を行いつつ、デューティ比Ｄ１，Ｄ２を出力可能な値へ遷移させる。デューティ比Ｄ１，Ｄ２の値が設定値（図１４では従来ＤＡＢ制御となる１．０）へ遷移完了した後に、２次側電流Ｉｄｃ２を増大するように位相差φ制御を開始する。これにより、ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ起動時に発生する上記の課題（ｂ）の出力誤差ｉｅを低減でき、制御性を向上できる。

（実施例２の構成）
図１６は、図１−１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するための本発明の実施例２の制御部４０Ａの構成を示す機能ブロック図である。図１６の制御部４０Ａにおいて、実施例１を示す図１−２の制御部４０中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例２の制御部４０Ａは、１次側インバータ１０Ａの出力値（例えば、出力電圧ｖｐ）と２次側インバータ３０Ａの入力値（例えば、入力電圧ｖｓ）との間の位相差φを変えて２次側インバータ３０Ａの出力値を制御するものである。この制御部４０Ａでは、実施例１の制御部４０における２次側電流指令値設定部４１及びデューティ比設定部４８に代えて、これらとは機能の異なる２次側電圧指令値設定部４１Ａ及びデューティ比設定部４８Ａが設けられている。

本実施例２の２次側電圧指令値設定部４１Ａは、起動制御時において、２次側電圧指令値Ｖ２を初期値（例えば、０Ｖ）に設定し、その後、２次側電圧指令値Ｖ２を目標値（例えば、４００Ｖ）まで遷移させて、運転制御を行わせるものであり、この出力側に、誤差部４２Ａが接続されている。誤差部４２Ａは、２次側電圧指令値Ｖ２と、図示しない電圧計で測定された２次側電圧Ｖｄｃ２と、の誤差ｅを求めるものであり、この出力側に、実施例１と同様の位相差算出部４３が接続されている。

デューティ比設定部４８Ａは、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２を起動制御時とその後の運転制御時において、次の（ｉ）、（ｉｉ）のように設定する機能を有している。

（ｉ） 起動制御時
デューティ比Ｄ１，Ｄ２を初期値（変圧器２０Ａに流れる変圧器電流Ｉｔが最小値（例えば、略０Ａ）になる値２／３＝０．６６）に設定し、その後、デューティ比Ｄ１，Ｄ２を設定値（例えば、１．０）まで遷移させる。

（ｉｉ） 運転制御時
２次側インバータ３０Ａの出力値（例えば、２次側電圧Ｖｄｃ２）を一定値である目標値（例えば、４００Ｖ）に維持するために、図示しない電圧計で測定された１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２との電圧比に基づき、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２を設定し、それを１次側パルスパターン付加部４６及び２次側パルスパターン付加部４７へ与えるものである。第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２は、実施例１と同様に、０〜１の範囲の所望の値である。

本実施例２の制御部４０Ａは、実施例１と同様に、例えば、ＣＰＵや、半導体素子等の個別回路により構成されている。

（実施例２の運転制御方法）
１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２とが近い場合の通常動作（Ｉ）と、２次側短絡時の動作（ＩＩ）と、を説明する。
（Ｉ） １次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２とが近い場合の通常動作
例えば、図１−１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、直流１次側電圧Ｖｄｃ１を入力し、２次側平滑コンデンサ３７の出力側に接続された図示しない負荷へ、一定の直流２次側電圧Ｖｄｃ２を供給する場合、１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２とが近い時の通常動作について説明する。この通常動作では、実施例１と同様に、図７の回路モード（１）〜（６）中に第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターンが付加されていない。

図１６の制御部４０Ａにおいて、２次側電圧指令値設定部４１Ａにより、２次側電圧指令値Ｖ２が目標値（例えば、４００Ｖ）に設定される。２次側電圧指令値Ｖ２に対して２次側電圧Ｖｄｃ２が変動すると、誤差部４２Ａにより、２次側電圧指令値Ｖ２と２次側電圧Ｖｄｃ２との誤差ｅが求められ、その誤差ｅが位相差算出部４３に入力される。位相差算出部４３は、入力された誤差ｅを０にするような、１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓとの位相差φを算出する。この位相差φは、補正部４４により、ＰＩ制御等によって補正された後、駆動パルス生成部４５に入力される。駆動パルス生成部４５は、補正された位相差φに基づき、１次側駆動パルスＳ１０及び２次側駆動パルスＳ３０を生成し、その１次側駆動パルスＳ１０を１次側パルスパターン付加部４６に入力し、その２次側駆動パルスＳ３０を２次側パルスパターン付加部４７に入力する。

デューティ比設定部４８は、１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２との電圧比が略１であるので、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２をそれぞれ０に設定する。そのため、１次側パルスパターン付加部４６は、入力された１次側駆動パルスＳ１０に対応する出力パルスＳ４６を生成し、その出力パルスＳ４６を１次側パルス駆動部４９に入力する。更に、２次側パルスパターン付加部４７は、入力された２次側駆動パルスＳ３０に対応する出力パルスＳ４７を生成し、その出力パルスＳ４７を２次側パルス駆動部５０に入力する。１次側パルス駆動部４９は、入力された出力パルスＳ４６を駆動し、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を生成して図１−１の１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部５０は、入力された出力パルスＳ４７を駆動し、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を生成して図１−１の２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させる。

これにより、実施例１と同様に、デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加されていない図７の回路モード（１）〜（６）が実行され、１周期のスイッチング動作が終了する。

ここで、変圧器２０Ａの１次巻線及び２次巻線間の電圧ｖｌ（＝ｖｐ−ｖｓ）がリアクトル１７〜１９を通ることによって、その変圧器２０Ａに電流が流れる。この電流から出力電力Ｐｏを前記式（１）と同様に計算できる。そのため、１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓとの間の位相差φにより、２次側電圧指令値Ｖ２と一致するように、２次側電圧Ｖｄｃ２が制御される。

（ＩＩ） ２次側短絡時の動作
例えば、負荷の変動によって２次側電圧Ｖｄｃ２が０Ｖ（短絡状態）になった場合の動作を説明する。この動作では、図７の回路モード（１）〜（６）中に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加される。
図１６の制御部４０Ａにおいて、２次側電圧Ｖｄｃ２が０Ｖになり、誤差部４２Ａから位相差算出部４３へ出力される誤差ｅが最大になる。位相差算出部４３では、誤差ｅを０にするような位相差φ＝０°を算出する。この位相差φ＝０°は、補正部４４で補正されて、駆動パルス生成部４５へ入力される。駆動パルス生成部４５は、補正された位相差φ＝０°の１次側駆動パルスＳ１０及び２次側駆動パルスＳ３０を生成し、その１次側駆動パルスＳ１０を１次側パルスパターン付加部４６に入力すると共に、その２次側駆動パルスＳ３０を２次側パルスパターン付加部４７に入力する。

デューティ比設定部４８Ａでは、１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２との電圧比が最大値のＶｄｃ１であるので、例えば、第１デューティ比Ｄ１＝第２デューティ比Ｄ２＝２／３＝０．６６を設定する。そのため、１次側パルスパターン付加部４６は、入力された１次側駆動パルスＳ１０に第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加した出力パルスＳ４６を生成し、その出力パルスＳ４６を１次側パルス駆動部４９に入力する。更に、２次側パルスパターン付加部４７は、入力された２次側駆動パルスＳ３０に第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加した出力パルスＳ４７を生成し、その出力パルスＳ４７を２次側パルス駆動部５０に入力する。１次側パルス駆動部４９は、入力された出力パルスＳ４６を駆動し、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を生成して図１−１の１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部５０は、入力された出力パルスＳ４７を駆動し、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を生成して図１−１の２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させる。

すると、実施例１と同様に、付加された第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、図７の回路モード（１）〜（６）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン、又は全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。同様に、付加された第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンにより、図示しない回路モード（１）〜（６）において、全Ｌ側スイッチ３２，３４，３６がオン、又は全Ｈ側スイッチ３１，３３，３５がオンする。
そのため、付加されたパルスパターンの第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２が例えば０．６６の場合、回路モード（１）〜（６）に、従来の制御方法のパルスパターンが全く発生しなくなり、回路内を循環する電流が理論上０Ａとなる。従って、特に入出力間の電圧差が大きい場合に顕著となる回路内を循環する無効電流を抑制することができる。

（実施例２の起動制御方法）
図１７は、従来の図２の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける起動時の２次側電圧Ｖｄｃ２（１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、デッドタイムｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す波形図である。図１７において、横軸は時間ｔ（ｓ）、縦軸は２次側電圧Ｖｄｃ２（Ｖ）である。

図２の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータを含めて、コンバータを起動する際は、ソフトスタート領域Ａｓｓを設け、出力される２次側電圧Ｖｄｃ２を０Ｖより目標値（例えば、４００Ｖ）へ向けて徐々に増大させるソフトスタート起動を行うことが一般的である。しかし、図６に示すように、理論上は、出力電力Ｐｏ（即ち、変換電力Ｐ）が０になる位相差φ＝０°ポイントにおいて、デッドタイムｔｄが有ると、出力電力Ｐｏが発生してしまうため、コンバータ起動時において、起動時初期出力誤差ｉｅが大きくなる問題がある。この問題を解決するために、本実施例２では、以下のような起動制御を行っている。

図１８は、図１−１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて起動時の２次側電圧Ｖｄｃ２（１次側電圧Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、デッドタイムｔｄ有り）のシミュレーション結果を示す波形図である。図１８の上段の波形図において、横軸は時間ｔ（ｓ）、縦軸は２次側電圧Ｖｄｃ２（Ｖ）である。図１８の下段の波形図において、横軸は時間ｔ（ｓ）、縦軸は第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２である。図１８の上段のＡｓｓはソフトスタート領域、下段のＡｄｔはデューティ比遷移領域である。

本実施例２の起動制御では、図１８のデューティ比遷移領域Ａｄｔに示すように、先ず、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２を、２次側電流Ｉｄｃ２が０となる初期値（例えば、２／３＝０．６６）に設定し、図１−１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの発振を開始する。その後、３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータから出力される２次側電圧Ｖｄｃ２が０となるように、１次側インバータ１０Ａの出力値（例えば、出力電圧ｖｐ）と２次側インバータ３０Ａの入力値（例えば、入力電圧ｖｓ）との位相差φの電圧フィードバック制御を行いつつ、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２を出力可能な設定値（例えば、Ｄ１＝Ｄ２＝１．００）へ遷移させる。第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２が設定値へ遷移すると、ソフトスタート領域Ａｓｓへ進む。ソフトスタート領域Ａｓｓでは、位相差φの制御により、２次側電圧Ｖｄｃ２を０Ｖから目標値（例えば、４００Ｖ）へ徐々に増大させる。これにより、起動時の出力誤差ｉｅを低減することが可能となる。

その後、上述した通常の運転制御へ移行し、複数の１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６中に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加し、及び／又は、複数の２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６中に、第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加して、２次側インバータ３０Ａの出力値（例えば、２次側電圧Ｖｄｃ２）を一定値（例えば、４００Ｖ）に維持する。

図１９は、図１６の制御部４０Ａにおける起動制御方法を示すフローチャートである。図１９において、実施例１を示す図１５中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
図１９のフローチャートでは、制御部４０Ａにより、デューティ比遷移領域Ａｄｔの処理（ステップＳＴ１Ａ〜ＳＴ４）と、ソフトスタート領域Ａｓｓの処理（ステップＳＴ５Ａ〜ＳＴ６Ａ）と、が行われる。

図１６の制御部４０Ａの起動制御が開始されると、先ず、デューティ比遷移領域Ａｄｔの処理が始まり、ステップＳＴ１Ａにおいて、２次側電圧指令値設定部４１Ａにより、２次側電圧指令値Ｖ２が初期値（例えば、０Ｖ）に設定され、更に、デューティ比設定部４８Ａにより、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２がそれぞれ初期値（例えば、２／３＝０．６６）に設定され、ステップＳＴ２へ進む。

ステップＳＴ２において、実施例１と略同様に、以下のように、１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６、及び２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６のスイッチング動作が開始（即ち、位相差φを使用した電圧フィードバック制御が開始）される。

誤差部４２Ａにより、２次側電圧指令値Ｖ２（＝０Ｖ）と２次側電圧Ｖｄｃ２との誤差ｅが求められ、その誤差ｅが位相差算出部４３に入力される。位相差算出部４３は、入力された誤差ｅを０にするような、１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓとの位相差φを算出する。この位相差φは、補正部４４により、ＰＩ制御等で補正されて、駆動パルス生成部４５に入力される。駆動パルス生成部４５は、補正された位相差φに基づき、１次側駆動パルスＳ１０及び２次側駆動パルスＳ３０を生成し、その１次側駆動パルスＳ１０を１次側パルスパターン付加部４６に入力し、その２次側駆動パルスＳ３０を２次側パルスパターン付加部４７に入力する。

１次側パルスパターン付加部４６は、デューティ比設定部４８Ａで設定された第１デューティ比Ｄ１（＝２／３＝０．６６）のパルスパターンを、１次側駆動パルスＳ１０中に付加して出力パルスＳ４６を生成し、その出力パルスＳ４６を１次側パルス駆動部４９に入力する。更に、２次側パルスパターン付加部４７は、デューティ比設定部４８Ａで設定された第２デューティ比Ｄ２（＝２／３＝０．６６）のパルスパターンを、２次側駆動パルスＳ３０中に付加して出力パルスＳ４７を生成し、その出力パルスＳ４７を２次側パルス駆動部５０に入力する。１次側パルス駆動部４９は、入力された出力パルスＳ４６を駆動し、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を生成してスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部５０は、入力された出力パルスＳ４７を駆動し、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を生成してスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させる。

ステップＳＴ３において、デューティ比設定部４８Ａは、第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２を徐々に増大する。第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２が設定値（例えば、１．０）に達すると（Ｙｅｓ）、次のソフトスタート領域Ａｓｓの処理のステップＳＴ５Ａへ進む。

ステップＳＴ５Ａにおいて、２次側電圧指令値設定部４１Ａは、２次側電圧指令値Ｖ２を徐々に増大する。ステップＳＴ６Ａにおいて、２次側電圧指令値Ｖ２が目標値（例えば、４００Ｖ）に達すると（Ｙｅｓ）、起動制御を終了し、上述の通常の運転制御へ移行する。

（実施例２の効果）
本実施例２の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ及びその制御方法によれば、以下の（Ａ）、（Ｂ）のような効果がある。
（Ａ） 実施例１と略同様に、通常の運転制御では、比較例と同様に、１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａのうちのいずれか一方又は両方のインバータの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６に、Ｈ側スイッチすべてを同時にオンするデューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターン、又はＬ側スイッチすべてを同時にオンするデューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターンを付加している。そのため、特に入出力間の電圧差が大きい場合、同じ出力電力値でも回路内を循環し、出力電力Ｐｏに寄与しない電流値を大幅に低減することができるので、電力変換損失を低減することができる。これにより、上記の課題（ａ）を解決でき、各種の回路構成素子、放熱機器等の簡素化が可能となる。

（Ｂ） 実施例１と略同様に、起動制御では、Ｈ側スイッチ又はＬ側スイッチすべてを同時にオンするパルスパターンを、駆動パルスパターンに付加して、起動時の初期出力低減を図っている。このような起動制御を用いた場合、回路内に循環する電流（有効、無効成分両方）を抑制制御できるので、意図的に、付加するパルスパターンの第１、第２デユ一テイ比Ｄ１，Ｄ２を、２次側電流Ｉｄｃ２が０ＡとなるＤ１＝Ｄ２＝２／３＝０．６６でコンバータ発振を開始する（図１８）。その後、２次側電圧Ｖｄｃ２が０Ｖとなるように位相差φの電圧フィードバック制御を行いつつ、デューティ比Ｄ１，Ｄ２を出力可能な値へ遷移させる。デューティ比Ｄ１，Ｄ２の値が設定値（図１８では従来ＤＡＢ制御となる１．０）へ遷移完了した後に、２次側電圧Ｖｄｃ２を増大するように位相差φ制御を開始する。これにより、ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ起動時に発生する上記の課題（ｂ）の出力誤差ｉｅを低減でき、制御性を向上できる。

（実施例１、２の変形例）
本発明は、上記実施例１、２に限定されず、他の利用形態や変形が可能である。この変形例としては、例えば、次の（１）〜（４）のようなものがある。
（１） 図７及び図８では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加した制御方法を説明したが、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６にのみ、第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加する制御方法、或いは、第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを共に付加する制御方法に変更しても良い。このような制御方法を採用しても、上記実施例１、２と略同様の作用効果を奏することができる。

（２） 本発明は、例えば、図２のような単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ、あるいは、４相以上のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにも適用でき、上記実施例１、２と略同様の作用効果を奏することができる。

（３） 図１−１及び図２において、変圧器２０Ａ，２０に接続されたリアクトル１７〜１９等には、その変圧器２０Ａ，２０の偏磁防止用のコンデンサを直列に接続しても良い。これにより、変圧器２０Ａ，２０の偏磁を防止して電力変換効率を向上できる。

（４） 図１−１及び図２に示すＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力変換部の構成、或いは、図１−２及び図１６に示す制御部４０，４０Ａの構成は、図示以外の構成に変更しても良い。

１ １次側平滑コンデンサ
１０，１０Ａ １次側インバータ
１１〜１６，３１〜３６ スイッチ
１７〜１９ リアクトル
２０，２０Ａ 変圧器
３０，３０Ａ ２次側インバータ
３７ ２次側平滑コンデンサ
４０，４０Ａ 制御部
４１ ２次側電流指令値設定部
４１Ａ ２次側電圧指令値設定部
４２，４２Ａ 誤差部
４３ 位相差算出部
４４ 補正部
４５ 駆動パルス生成部
４６ １次側パルスパターン付加部
４７ ２次側パルスパターン付加部
４８，４８Ａ デューティ比設定部
４９ １次側パルス駆動部
５０ ２次側パルス駆動部

Claims (8)

1. 複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、
   １次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
   複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
   複数の１次側駆動パルスを出力して前記１次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスを出力して前記２次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力値を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に付加する、前記高レベル側のスイッチのすべて及び／又は前記低レベル側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンのデューティ比を、遷移させ、前記２次側インバータの出力値を目標値に遷移させる起動制御を行う、
   構成にしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記起動制御では、
   前記２次側インバータの出力値と、前記パルスパターンのデューティ比と、を初期値に設定し、
   前記位相差を用いたフィードバック制御を開始し、
   前記パルスパターンのデューティ比を設定値まで遷移させ、
   前記２次側インバータの出力値を前記目標値まで遷移させる、
   構成にしたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記デューティ比の前記初期値は、
   前記変圧器に流れる変圧器電流が最小値になる値であり、
   前記２次側インバータの出力値における前記初期値は、
   零である、
   ことを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記起動制御を行った後、
   前記デューティ比を有する前記パルスパターンを、前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に付加して、前記２次側インバータの出力値を一定値に維持する運転制御を行う、
   構成にしたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
5. 前記デューティ比を有する前記パルスパターンは、
   前記複数の１次側駆動パルス中に付加する第１デューティ比のパルスパターンと、
   前記複数の２次側駆動パルス中に付加する第２デューティ比のパルスパターンと、
   を有し、
   前記第１デューティ比及び前記第２デューティ比は、
   ０〜１の範囲の値であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
6. 前記１次側インバータ、前記２次側インバータ、及び前記変圧器は、単相、３相又は４相以上の電力変換を行う構成になっている、
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
7. 前記１次側インバータの出力側と前記１次巻線との間、及び／又は、前記２次巻線と前記２次側インバータの入力側との間には、
   リアクトルが接続されている、
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
8. 複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、
   １次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
   複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
   を備えるスイッチング電源装置に対して、
   複数の１次側駆動パルスを出力して前記１次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスを出力して前記２次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力値を制御する、
   スイッチング電源装置の制御方法であって、
   前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に付加する、前記高レベル側のスイッチのすべて及び／又は前記低レベル側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンのデューティ比を、遷移させ、前記２次側インバータの出力値を目標値に遷移させる起動制御を行う、
   ことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。

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