JP2021110589A - 自己診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の送信出力端子と受信端子を有する汎用マルチチャンネルＩＣと送信移相器ＩＣを含む用いたレーダシステム又はフェーズド・アレイ・アンテナ・モジュールにおいて、当該汎用マルチチャンネルＩＣにより生成可能な信号を活用しながら送信移相器ＩＣを自己診断できるようにした自己診断装置を提供する。【解決手段】自己診断信号生成部２８は、汎用マルチチャンネルＩＣ２の受信周波数変換器に供給する第１出力信号LO1と同一のＰＬＬ９から同期出力される第３出力信号LO3および第４出力信号CLKを用いて生成した自己診断用信号と、送信チャネル２４をカプラ２９を介して合成した信号とを混合して低周波帯の自己診断用モニタ信号の位相を解析することで送信移相器ＩＣ２２を自己診断する。【選択図】図２

Description

本発明は、自己診断装置に関する。

近年、衝突防止や自動運転などの技術が数多く提案されており、レーダ技術を使用し自装置からターゲット（物標）までの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度（レーダ受信波の到来角度）を測定する技術が注目されている。出願人は、自装置からターゲットまでの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度を測定する装置として、移動体用のミリ波帯レーダシステムを提案している。ミリ波帯レーダシステムを構成する半導体集積回路は、自己診断を実現するため、そして出荷時の試験に要するコストを低減するため、その内部で試験を行うＢＩＳＴ（Built-In-Self Test）機能を設けている。ＢＩＳＴ機能の一例が、特許文献１に提案されている。

特許文献１記載の技術によれば、送信用ＰＬＬシンセサイザの他に自己検査（ＢＩＳＴ）用ＰＬＬを別途設けて自己検査用信号を生成して送信部の自己検査を行っており、これにより、キャリアリークの位相差がプロセスばらつきや温度変動などによりＤＣオフセットを変動させる要因をキャンセルしている。しかしながら、特許文献１記載の技術では、自己検査用に新たなＰＬＬを追加しているため複数のＰＬＬを構成することでチップサイズが大きくなる。また、複数のＰＬＬが同一チップに存在することで、混信を生じやすくなったり、スプリアス発生の原因になりやすい。

ミリ波レーダシステムが、ターゲットの存在する方位を正確に求めるためには、送信器に構成される移相器の位相値を精度良く求める必要がある。自己診断装置が、送信器の送信周波数をダウンコンバータ等を用いて自己診断時に低くすることで移相器の設定位相値を精度良く検出可能になることが期待される。しかしながら、ダウンコンバータに入力させる周波数が、送信器の送信周波数と同一周波数の場合、ダウンコンバート後の信号はＤＣ出力となるため、移相器の位相値を計測できない。

特開２０１７−１５８０８６号公報

他方、発明者らは、多数の送信チャンネルを備える送信移相器ＩＣ、及び、多数の受信チャンネルを備える受信移相器ＩＣ、を用いてモノパルス方式により受信角度を測定することを検討している。モノパルス方式は、受信信号の受信方向とアンテナ正面方向との角度差が、２つの受信チャネルに入力した和信号と差信号との比に比例する性質を用いて受信角度を測定する方式である。

一般に、ミリ波帯にて使用される汎用マルチチャンネルＩＣ（例えば、ＦＭＣＷ／ＦＣＭトランシーバＩＣ）は、基本的にＭＩＭＯレーダモジュール用途に開発されている。従来、販売されている汎用マルチチャンネルＩＣは、例えば２以上の送信チャンネル及び２以上の受信チャンネルを備える。開発者は、この汎用マルチチャンネルＩＣの複数の送受信チャンネルから仮想アレー・アンテナを形成しＭＩＭＯレーダシステムを構成できる。

発明者は、汎用マルチチャンネルＩＣをＭＩＭＯではなく、モノパルス方式などの他の方式に用いた場合に、汎用マルチチャンネルＩＣにより生成可能な信号をオンチップＢＩＳＴ信号源の一部として転用可能であることを見出した。

本開示の目的は、複数の送信出力端子と受信端子を有する汎用マルチチャンネルＩＣと送信移相器ＩＣを含む用いたフェーズド・アレイ・アンテナ・モジュールにおいて、
当該汎用マルチチャンネルＩＣにより生成可能な信号を組み合わせることでＣ／Ｎと周波数確度の良い高品質なオンチップＢＩＳＴ信号源を生成し、送信移相器ＩＣを自己診断できるようにした自己診断装置を提供することにある。

請求項１記載の発明は、複数の受信チャンネルの信号を入力して処理する受信器（３３）を備えた受信フェーズド・アレイ部（３１）と、第１出力信号（LO1）、第２出力信号（LO2）、第３出力信号（LO3）、及び第４出力信号（CLK1）を同期出力可能にするＰＬＬ（６）、及び、受信フェーズドアレイモジュールから複数の受信チャンネルの処理信号を入力してそれぞれのチャンネルの入力信号を第１出力信号（LO1）と混合して中間周波数信号（IFOUT）とする汎用マルチチャンネルＩＣ（２）と、汎用マルチチャンネルＩＣによる第２出力信号を用いた信号を移相する移相器（２５）を送信経路に備える送信チャネル（２４）により複数の送信チャンネル（Tx1〜Txm）の信号を出力する送信フェーズド・アレイ部（２１）と、を備えて動作するレーダシステム（１；２０１；３０１；４０１；６０１）における自己診断装置を対象としている。

自己診断信号生成部（２８；２２８；３２８；４２８；６２８）は、送信フェーズド・アレイ部の送信チャンネルの信号出力に不要で、且つ、第１出力信号及び第２出力信号に同期出力する第３出力信号及び第４出力信号に基づいて生成した自己診断信号を送信チャネルの合成信号と混合することで低周波帯に変換した自己診断用モニタ信号を生成する。このため、汎用マルチチャンネルＩＣにより生成可能な信号を組み合わせることでＣ／Ｎと周波数確度の良い高品質なオンチップＢＩＳＴ信号源を生成でき、送信移相器ＩＣを自己診断できる。

第１実施形態に係るレーダシステムの電気的構成図 第１実施形態における自己診断信号生成部の電気的構成図 第１実施形態における中間周波数信号のスペクトラム特性 第１実施形態における合成器の出力パワーのシミュレーション結果 第２実施形態に係る自己診断信号生成部の電気的構成図 第３実施形態における自己診断信号生成部の電気的構成図 第４実施形態における自己診断信号生成部の電気的構成図 第５実施形態における送信チャネルの動作状態の説明図 第５実施形態において隣接する送信チャンネル間の送信信号の相対位相差に対する合成振幅特性 第５実施形態において隣接する送信チャンネル間の送信信号の相対位相差に対する自己診断用モニタ信号のモニタ信号強度特性 第６実施形態における送信フェーズドアレイモジュールの電気的構成図 第６実施形態におけるＰＣＢ配線カプラの構造を模式的に示す斜視図

以下、幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。

（第１実施形態）
図１から図４は第１実施形態の説明図を示している。図１に例示したレーダシステムを構成するミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュール１は、汎用マルチチャンネルＩＣ２、送信フェーズド・アレイ部２１、及び受信フェーズド・アレイ部３１を接続して構成され、制御器１６により統括制御されることにより動作する。以下では、ミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュール１をモジュール１と略す。モジュール１を用いたレーダシステムは、信号処理部１７により汎用マルチチャンネルＩＣ２、受信フェーズド・アレイ部３１から出力される信号を処理することで構成される。

送信フェーズド・アレイ部２１は、送信移相器ＩＣ２２と、当該送信移相器ＩＣ２２のそれぞれの送信チャンネルTx1〜Txmの送信端に接続した送信アンテナ２３とを備える。受信フェーズド・アレイ部３１は、２つの受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂと、当該受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの受信チャンネルRx1〜Rxnの受信端にそれぞれ接続した受信アンテナ３４と、を備える。

制御器１６は、所定の制御ロジックを実行することで出力周波数制御部１６ａ、位相制御部１６ｂ、及び、増幅度制御部１６ｃなどの各種制御機能を実行する。出力周波数制御部１６ａはＰＬＬ９の出力周波数を制御する。位相制御部１６ｂは、汎用マルチチャンネルＩＣ２の移相器１１及び１４の位相制御、送信フェーズド・アレイ部２１の移相器２５の位相制御、受信フェーズド・アレイ部３１の移相器３８の位相を制御する。増幅度制御部１６ｃは、送信フェーズド・アレイ部２１の可変増幅器２６、及び、受信フェーズド・アレイ部３１の各可変増幅器３７、３９の増幅度の制御を行う。

汎用マルチチャンネルＩＣ２は、受信フェーズド・アレイ部３１の２つの受信移相器ＩＣ３２ａ，３２ｂから複数の受信チャンネルRx1〜Rxnの合成信号を入力して動作するもので、マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂ、ＰＬＬ９、逓倍器１０、移相器１１、パワーアンプ１２、逓倍器１３、移相器１４、及びパワーアンプ１５を備える。マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂは、それぞれＬＮＡ３、逓倍器４、ミキサ５、ＩＦフィルタ６、及び可変増幅器７を備えて構成される。マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂの詳細構成は後述する。

汎用マルチチャンネルＩＣ２は、例えば送信出力を複数チャンネル備えると共に、受信入力を複数チャンネル備える、ミリ波帯（７６ＧＨｚ−８１ＧＨｚ）で用いられるＦＭＣＷ／ＦＣＭトランシーバＩＣである。本形態の汎用マルチチャンネルＩＣ２としては、送信２ｃｈ、受信２ｃｈの構成例を挙げて説明するが、例えば送信３ｃｈ、受信４ｃｈの構成であっても良いし、送信出力チャンネル数、受信入力チャンネル数は限られるものではない。

ＰＬＬ９は、基準発振回路（図示せず）から入力される基準クロックCLKを用い、基準クロックCLKの逓倍数等のパラメータを調整することで、例えばＧＨｚ帯の周波数の第１信号〜第３信号を同期生成すると共にＭＨｚ帯の第４信号を同期生成する。ＰＬＬ９は、第１信号をそのままマルチチャンネル混合器２ａ、２ｂに入力させる。マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂは、逓倍器４を内蔵しており第１信号を４逓倍し周波数ｆLO1の第１出力信号LO1とする。

他方、逓倍器１０は、ＰＬＬ９の第２信号を４逓倍した信号を移相器１１に出力する。移相器１１は、制御器１６の位相制御部１６ｂにより位相値を制御可能に構成され、設定された位相値だけ移相した信号をパワーアンプ１２に出力する。パワーアンプ１２は、入力した信号を電力増幅し周波数ｆLO2の第２出力信号LO2として送信フェーズド・アレイ部２１に送信チャンネルTx1〜Txmの信号出力用途で出力する。

また逓倍器１３は、ＰＬＬ９の第３信号を４逓倍し移相器１４に出力する。移相器１４は、制御器１６の位相制御部１６ｂにより位相値を制御可能に構成され、設定された位相値だけ移相した信号をパワーアンプ１５に出力する。パワーアンプ１５は、入力した信号を電力増幅し周波数ｆLO3の第３出力信号LO3として送信フェーズド・アレイ部２１の送信移相器ＩＣ２２に出力する。またＰＬＬ９は、第４出力信号CLK1を自己診断用クロック信号CLK1として送信フェーズド・アレイ部２１の送信移相器ＩＣ２２に出力する。

これにより、汎用マルチチャンネルＩＣ２は、周波数ｆLO1の第１出力信号LO1、周波数ｆLO2の第２出力信号LO2、周波数ｆLO3の第３出力信号LO3を同期生成できる。また汎用マルチチャンネルＩＣ２は、周波数ｆBIST＿CLKの自己診断用クロック信号CLK1を前述の第１〜第３出力信号LO3に同期して生成できる。

同一ブロックのＰＬＬ９が第１信号〜第４信号を全て生成するため、第１出力信号LO1〜第３出力信号LO3及び自己診断用クロック信号CLK1は、基準クロックCLKの周波数変動や外的環境変動に対する周波数特性変化に高い相関性を備える。これによりＣ／Ｎと周波数確度の良い高品質な信号を生成できる。

なお第１出力信号LO1〜第３出力信号LO3の周波数ｆLO1〜ｆLO3は互いに同一の例えば８０ＧＨｚとなる。自己診断用クロック信号CLK1は、第１出力信号LO1〜第３出力信号LO3の周波数よりも低くＤＣを超える周波数条件を満たす周波数ｆBIST＿CLK（例えば、２０ＭＨｚ程度）のクロック信号である。なお、レーダシステムがモジュール１を用いて通常ターゲットまでの距離等を測定するときには、制御器１６はＰＬＬ９による自己診断用クロック信号CLK1の出力を停止させて測距する。

他方、送信移相器ＩＣ２２は、２以上の送信チャンネルTx1〜Txmの送信チャネル２４を備えており、各送信チャネル２４の入力は入力端子２２ａにて共通接続されている。入力端子２２ａには汎用マルチチャンネルＩＣ２の第２出力信号LO2が入力される。

入力端子２２ａと各送信チャンネルTx1〜Txmの送信チャネル２４の移相器２５との間には伝送線路６１が設けられている。伝送線路６１は、トーナメント態様による等長経路で構成されている。ここでいうトーナメント態様とは、例えば複数の直線伝送線路を結合部にて結合、屈曲又は湾曲させながら入力端子２２ａと各送信チャネル２４の移相器２５の入力まで互いに等長経路で接続する態様を示している。

伝送線路６１は、入力端子２２ａから各送信チャンネルTx1〜Txmの移相器２５まで互いに等長となる経路にて信号を伝送し、各送信チャンネルTx1〜Txmの間で、入力端子２２ａから各送信チャネル２４の入力に至るまでの位相を極力合わせることができる。図１に例示した伝送線路６１の構造は一例を示すものであり、入力端子２２ａから送信チャンネルTx1〜Txmの移相器２５の入力までの経路が伝送線路６１の上で等長経路となる条件を満たせば、特にこの構造に限られるものでない。

各送信チャネル２４は、移相器２５、可変増幅器２６、及びパワーアンプ２７を縦続接続して構成される。すなわち送信チャネル２４は移相器２５を送信経路に備える。送信移相器ＩＣ２２の各送信チャネル２４の送信端には、それぞれ送信アンテナ２３が接続されている。

各送信チャンネルTx1〜Txmの移相器２５は、制御器１６の位相制御部１６ｂから入力される制御信号に基づいて、汎用マルチチャンネルＩＣ２の第２出力信号LO2の位相を、各送信チャンネルTx1〜Txmの間で相関性をもって調整する。制御器１６の位相制御部１６ｂが、数度ステップにて位相制御信号を各送信チャンネルTx1〜Txmの移相器２５に出力する。すると、各送信チャンネルTx1〜Txmの移相器２５は、各送信チャンネルTx1〜Txmの識別番号1〜mに基づく比例数を乗じた位相だけ移相した信号を出力する。

Beam steeringをθ方向に向けるとき、移相器２５の位相ステップΦnは、以下の式（１）で表される。ここでは、λ＝７６．５ＧＨｚの波長、ｄ＝アンテナ間隔である。例えば、制御器１６が、位相制御部１６ｂにより１°を示す向きにステアリングさせたい場合、各移相器２５は、１チャンネルの場合０°、２チャンネルの場合３°、３チャンネルの場合６°…というように、送信チャンネルTx1〜Txnの識別番号1〜nに基づいて、式（１）に基づいて移相して信号出力する。

移相器２５の出力は可変増幅器２６に入力される。可変増幅器２６は、制御器１６の増幅度制御部１６ｃから入力される制御信号に基づいて増幅度を調整可能に構成され、移相器２５の出力を増幅しパワーアンプ２７に出力する。パワーアンプ２７は、可変増幅器２６の出力を電力増幅し、送信アンテナ２３に出力することでミリ波帯（例えば、８０ＧＨｚ帯）のレーダ波をターゲット（物標：図示せず）に照射する。なお、本形態の送信移相器ＩＣ２２には、パワーディテクタ６０が組み込まれている。パワーディテクタ６０は、各送信チャンネルTx1〜Txmのパワーアンプ２７の送信電力を検出する機能を備えており、このパワーディテクタ６０により出力パワーを予備的に検出可能になっている。

他方、受信フェーズド・アレイ部３１は、２つの受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂを備える。ここでは、２つの受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂを用いた構成を説明するが、受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの構成数は限られるものではない。受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂはそれぞれ同一構成であるため、受信移相器ＩＣ３２ａの構成を説明し、受信移相器ＩＣ３２ｂの構成説明を省略する。

受信移相器ＩＣ３２ａは、複数の受信チャンネルRx1〜Rxnの受信チャネル３３を組み込んで構成される。各受信チャンネルRx1〜Rxnの受信チャネル３３の受信端にはそれぞれ受信アンテナ３４が接続されている。

受信移相器ＩＣ３２ａは、ターゲットに反射したレーダ波を受信アンテナ３４にて受信し、ローノイズアンプ３６、可変増幅器３７、移相器３８、及び、可変増幅器３９を介して処理し、処理後の各受信チャンネルのミリ波帯の信号を合成して出力端子４０から出力する。

ローノイズアンプ３６は、ターゲットに反射し受信アンテナ３４から受信した信号を低雑音増幅し、可変増幅器３７に出力する。可変増幅器３７は、制御器１６の増幅度制御部１６ｃから入力される制御信号に基づいて増幅度を変更可能に構成され、ローノイズアンプ３６から入力した信号を増幅し、移相器３８に出力する。

各受信チャンネルRx1〜Rxnの移相器３８は、制御器１６の位相制御部１６ｂから入力される制御信号に基づいて、可変増幅器３７の出力の位相を、各受信チャンネルRx1〜Rxnの間で相関性をもって調整する。例えば、制御器１６が、位相制御部１６ｂにより数度ステップにて各受信チャンネルRx1〜Rxnの移相器３８に位相制御信号を出力することで、各受信チャンネルRx1〜Rxnの移相器３８は、各受信チャンネルRx1〜Rxnの識別番号1〜nに対応して式（１）に基づいた位相だけ移相して信号出力する。

例えば、制御器１６の位相制御部１６ｂが１°を示す位相制御信号を出力した場合、各移相器３８は、１チャンネルの場合０°、２チャンネルの場合３°、３チャンネルの場合６°…というように、位相制御信号に受信チャンネルRx1〜Rxnの識別番号1〜nに対応して式（１）に基づいた位相だけ信号を移相して可変増幅器３９に出力する。

可変増幅器３９は、制御器１６の増幅度制御部１６ｃから入力される制御信号に基づいて増幅度を変更可能に構成され、移相器３８の出力を増幅する。受信移相器ＩＣ３２ａは、各受信チャンネルRx1〜Rxnの可変増幅器３９の出力信号を合成して出力端子４０からミリ波帯の信号を出力する。受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂは、各出力端子４０から出力信号を汎用マルチチャンネルＩＣ２の各マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂに入力させる。

各マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂは、受信フェーズド・アレイ部３１から複数の受信チャンネルRx1〜Rxnの処理信号を入力し、チャンネルの入力信号を第１出力信号LO1と混合して中間周波数信号IFOUTとする。各マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂは、ＬＮＡ３、逓倍器４、ミキサ５、ＩＦフィルタ６、及び可変増幅器７を備える。ＬＮＡ３は、受信フェーズド・アレイ部３１の出力信号を増幅してミキサ５に出力する。

逓倍器４は、ＰＬＬ９が出力する第１信号を四逓倍し周波数ｆLO1の第１出力信号LO1をミキサ５に出力する。ミキサ５は、ＬＮＡ３の出力と逓倍器４の出力とを混合しＩＦフィルタ６に出力する。ＩＦフィルタ６は、所定の中間周波数帯に帯域制限し帯域制限された信号を可変増幅器７に出力する。

可変増幅器７は、制御器１６の増幅度制御部１６ｃから入力される制御信号に基づいて増幅度を調整可能に構成され、ＩＦフィルタ６の出力を増幅しＡ／Ｄ変換器８に出力する。
Ａ／Ｄ変換器８は、ＩＦフィルタ６の出力をアナログデジタル変換し中間周波数信号IFOUTとして信号処理部１７に出力する。信号処理部１７は、ＦＦＴ１７ａを備え、中間周波数信号IFOUTを信号処理する。信号処理部１７が、所定の信号処理を行うことで自装置からターゲットまでの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度を測定する。

ターゲットの存在角度の測定原理を説明する。モジュール１は、送信フェーズド・アレイ部２１からターゲット（物標）にレーダを照射すると、ターゲットに反射したレーダを受信フェーズド・アレイ部３１の受信アンテナ３４から受信する。

制御器１６は、位相制御部１６ｂにより受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの移相器３８の位相φを制御することで、各受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの受信チャンネルRx1〜Rxnの受信パルスビームの指向性を制御する。これにより、各受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂが受信するそれぞれの受信パルスビームの主軸をターゲットの方向から対称にずらす。そして信号処理部１７は、受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂ及び汎用マルチチャンネルＩＣ２を介してそれぞれ中間周波数信号IFOUTを取得する。

信号処理部１７が、自装置からのターゲットの存在角度を算出するときには、ＦＦＴ１７ａを用いて中間周波数信号IFOUTの出力デジタルデータを高速フーリエ変換し、デジタル信号処理を実行することでマルチチャンネル混合器２ａ、２ｂの互いの中間周波数信号IFOUTの和信号レベルΣと差信号レベルΔを算出する。信号処理部１７は、受信パルスビームの受信方向とターゲットの存在方向との角度差θが、下記の式（２）に示すように、和信号レベルΣと差信号レベルΔの比に比例する関数ｆとなることを利用し、ターゲットからのレーダの受信角度をモノパルス方式により測定できる。

以下、送信チャネル２４の移相器２５を自己診断するために用意された自己診断信号生成部２８の構成を説明する。レーダシステムが、自己診断装置として送信チャネル２４を自己診断するときには、汎用マルチチャンネルＩＣ２が第３出力信号LO3を自己診断信号生成部２８に出力すると共に、第３出力信号LO3の周波数ｆLO3より低い周波数条件を満たす周波数ｆBIST＿CLKの自己診断用クロック信号CLK1を自己診断信号生成部２８に出力する。

図２に示すように、自己診断信号生成部２８は、ＩＱ信号生成部としてのＩＱ信号生成器５０、ＩＱ直交ミキサ５１、合成器５５、ミキサ５６、及びＡ／Ｄ変換器６２を備える。自己診断信号生成部２８は、送信チャネル２４を自己診断する際に有効に動作するように構成される。

ＩＱ信号生成器５０は、２分周以上にプログラマブルに分周する分周器を用いて構成され、自己診断用クロック信号CLK1を２分周することに基づいて自己診断用Ｉ信号CLK＿I及び自己診断用Ｑ信号CLK＿QをクロックＩＱ信号として生成し、ＩＱ直交ミキサ５１に出力する。自己診断用Ｉ信号CLK＿I及び自己診断用Ｑ信号CLK＿Qは、自己診断用クロック信号CLK1の周波数ｆBIST＿CLKを（１／ｎ）に分周した周波数のクロック信号であると共に互いに直交するＩＱ信号である。ここで、ｎは２以上の整数を示す。

図２に示すように、ＩＱ直交ミキサ５１は、第３出力信号LO3及び自己診断用クロック信号CLK1に基づく信号をアップコンバージョンするために設けられ、λ／４線路５２、第１の周波数変換器５３、及び第２の周波数変換器５４を備える。

λ／４線路５２は、９０°移相器として用いられ、汎用マルチチャンネルＩＣ２の第３出力信号LO3の入力信号LO＿Qを９０°位相シフトし、第２の周波数変換器５４に出力する。第１の周波数変換器５３は、第３出力信号LO3の入力信号LO＿Qと自己診断用Ｉ信号CLK＿Iとを混合し、合成器５５に出力する。第２の周波数変換器５４は、λ／４線路５２の出力信号LO＿Iと自己診断用Ｑ信号CLK＿Qとを混合し、合成器５５に出力する。合成器５５は、第１の周波数変換器５３及び第２の周波数変換器５４の出力を合成し、ミキサ５６に出力する。

他方、ＰＡＤカプラ２９は、各送信チャネル２４の送信端に構成され、当該送信チャネル２４が出力する送信信号を一部カップリング取得する。ＰＡＤカプラ２９は、各送信チャネル２４の送信信号の伝送線路に容量結合することで構成され、送信チャネル２４の送信信号をカップリングし、自己診断信号生成部２８のミキサ５６に出力する。

図１に例示したように、自己診断信号生成部２８の出力と各送信チャンネルTx1…TxmのＰＡＤカプラ２９との間には伝送線路５８が構成されている。伝送線路５８は、各送信チャンネルTx1…TxmのＰＡＤカプラ２９から互いにトーナメント態様にて結合する等長経路により構成されている。

ここでいうトーナメント態様とは、例えば複数の直線伝送線路を結合部にて結合、屈曲又は湾曲させながら各送信チャンネルTx1〜Txmの送信チャネル２４のＰＡＤカプラ２９から自己診断信号生成部２８の入力まで互いに等長経路で接続する態様を示している。例えば、送信チャンネルTx1及びTx2が隣接している場合、これらのＰＡＤカプラ２９の間はその中点にて結合、屈曲して構成されている。

図１に例示したトーナメント態様の構造は一例を示すものであり、送信チャンネルTx1〜Txmの送信端から自己診断信号生成部２８の入力までの経路が伝送線路５８の上で等長経路となる条件を満たせば、特にこの構造に限られるものでない。

伝送線路５８は、各送信チャンネルTx1…Txmの送信端のＰＡＤカプラ２９から自己診断信号生成部２８の入力まで互いに等長となる経路で信号を伝送でき、各送信チャンネルTx1〜Txmの間で、自己診断信号生成部２８の入力までの位相を相互に合わせることができる。

さて図２に示されるミキサ５６は、合成器５５の出力を送信チャネル２４の送信信号と混合して自己診断用モニタ信号BIST＿OUTとする。この自己診断用モニタ信号BIST＿OUTは、信号処理部１７のＦＦＴ１７ａにより処理される。信号処理部１７は、ＦＦＴ１７ａの処理後の自己診断用モニタ信号BIST＿OUTを解析することで移相器２５の位相値の精度を診断する。

以下、送信チャネル２４の自己診断処理の原理を説明する。レーダシステムが、モジュール１を用いて送信チャネル２４の自己診断を開始すると、汎用マルチチャンネルＩＣ２は送信チャネル２４に第２出力信号LO2を出力すると共に、この第２出力信号LO2の周波数ｆLO2と同一の周波数ｆLO3の自己診断用のローカルな第３出力信号LO3を自己診断信号生成部２８にも出力する。また汎用マルチチャンネルＩＣ２は、第３出力信号LO3の周波数ｆLO3より低い周波数条件を満たす周波数ｆBIST＿CLKの自己診断用クロック信号CLK1を出力する。

ここでは、合成器５５がミキサ５６に出力する１トーンの希望波の周波数を上側周波数ｆRF+とし、イメージ波を下側周波数ｆRF-とし、合成器５５が出力する信号が１トーン信号となる原理を説明する。第１の周波数変換器５３の出力は下記の式（３）のように表現できる。

式（３）において、角周波数ωLO＿UPは、第３出力信号LO3の周波数ｆLO3に対応して換算される角周波数２π×ｆLO3を表す。また、角周波数ωBIST＿CLKは、ＩＱ信号生成器５０のＩ出力、Ｑ出力の各周波数ｆBIST＿CLK／２から換算される角周波数２π×ｆBIST＿CLK／２＝π×ｆBIST＿CLKを表す。同様に、第２の周波数変換器５４の出力は下記の式（４）のように表現できる。

この式（４）式は、式（３）との位相差を考慮した相対的な計算式を示している。合成器５５が、第１の周波数変換器５３の出力と第２の周波数変換器５４の出力とを合成すると、式（３）の右辺第２項と式（４）の右辺第２項とが相殺されることになり、合成器５５の出力は、下記の式（５）のように表すことができる。

合成器５５が、第１の周波数変換器５３の出力と第２の周波数変換器５４の出力とを合成することで、原理的に角周波数（ωLO＿UP＋ωBIST＿CLK）の１トーン信号を出力できることがわかる。

すなわち合成器５５は、第３出力信号LO3の周波数ｆLO3から所定のオフセット周波数ｆBIST＿CLK／２だけ離れた希望波の１トーン信号をミキサ５６に出力する。

ミキサ５６は、この希望波の１トーン信号を送信チャネル２４の送信信号と混合することで、図３に示すように周波数ｆIF（例えばｆBIST＿CLK／2）の１トーン信号を自己診断用モニタ信号BIST＿OUTとして出力する。信号処理部１７ｂが、ＦＦＴ１７ａにより自己診断用モニタ信号BIST＿OUTを高速フーリエ変換し、移相器２５の位相を変化させながら所望の指向性が得られるよう位相補正を行う。信号処理部１７ｂは、周波数ｆIFの１トーン信号を用いて位相評価することで、移相器２５の位相を正確に評価できる。この場合、イメージ信号による位相評価の悪化を防止できる。

また発明者は、図２の構成についてイメージ波の抑圧度をシミュレーションにより検証している。図４に合成器５５の出力のシミュレーション結果を示すように、希望波となる上側周波数ｆRF+のパワーＰRF+が、イメージ波となる下側周波数ｆRF-のパワーＰRF-よりも、大幅なゲインを得られることが確認されている。また、第３出力信号LO3に基づく周波数ｆLO3のローカル信号漏れも、希望波よりも相当程度低減できることが確認されており、十分に実用できる構成であることを確認できている。図４における第３出力信号LO3のトーンは、周波数関係を示した図であり、上記の通り、ミキサ５６のUPMIX出力端では、−４０ｄＢｃ以下に抑制されている。

また制御器１６が、位相制御部１６ｂによりある送信チャンネル（例えば、Tx1）の移相器２５の位相値を０から９０°まで変化させた場合、自己診断用モニタ信号BIST＿OUTとして概ね一定パワーの１トーン信号が得られることが確認されている。このとき、イメージ成分は数十ｄＢ程度抑圧できることが確認されている。制御器１６が、位相制御部１６ｂにより移相器２５の位相値を変化させることに伴い自己診断用モニタ信号BIST＿OUTの位相も同様に変化していることが確認されている。信号処理部１７は、自己診断用クロック信号CLK1の周波数ｆBIST＿CLKに依存した周波数の自己診断用モニタ信号BIST＿OUTを用いて移相器２５の位相値を信頼性良く評価できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、自己診断信号生成部２８は、第１出力信号LO1及び第２出力信号LO2に同期出力する第３出力信号LO3及び第４出力信号CLK1に基づいて生成した信号を送信チャネル２４の送信信号と混合することで自己診断用モニタ信号BIST＿OUTを生成している。汎用マルチチャンネルＩＣ２が、第１出力信号LO1及び第２出力信号LO2と同期出力する第３出力信号LO3及び第４出力信号CLK1を有効に活用しながら送信チャネル２４を自己診断できる。

このとき、汎用マルチチャンネルＩＣ２が、同一ブロックのＰＬＬ９を用いて自己診断用の第３出力信号LO3を生成すると共に自己診断用クロック信号CLK1を生成しているため、複数のＰＬＬを用いた集積回路を用いる必要がなくなる。しかも汎用マルチチャンネルＩＣ２を用いることで、基準クロックCLKの周波数変動や外的環境変動による周波数特性変化に対して高い相関性を備えるように自己診断用の第３出力信号LO3及び自己診断用クロック信号CLK1を生成できる。これにより、汎用マルチチャンネルＩＣ２から生成可能な信号を組み合わせることでＣ／Ｎと周波数確度の良い高品質なオンチップＢＩＳＴ信号源を生成できる。さらに送信チャネル２４の出力をカプラ２９を介して合成し、低周波帯にダウンコンバートすることで、安価な装置でも送信移相器ＩＣ２２を自己診断できる。

また合成器５５が、第１の周波数変換器５３及び第２の周波数変換器５４の出力を合成してミキサ５６に１トーン信号を出力するように構成されているため、ミキサ５６により出力される自己診断用モニタ信号BIST＿OUTのイメージ干渉を抑圧できる。信号処理部１７が、Ａ／Ｄ変換器６２によりＡ／Ｄ変換された自己診断用モニタ信号BIST＿OUTを取得した後、そのデジタルデータをＦＦＴ１７ａによりＦＦＴ処理することで、自己診断用クロック信号CLK1の周波数ｆBIST＿CLKに基づく信号に応じて移相器２５の位相値を正確に評価できる。

信号処理部１７は、自己診断用クロック信号BIST＿CLKに依存した比較的低い周波数（例えば、２０ＭＨｚ）にて移相器２５の位相値の診断を実行でき、この結果、移相器２５の位相誤差を精度良く算出できる。

なお、合成器５５による１トーンの出力パワーが十分に大きければ、制御器１６が、増幅度制御部１６ｃにより可変増幅器２６の増幅度を低下させることで送信チャネル２４の出力を極限まで低下させても良い。この結果、自己診断時には外部に対するレーダ出力を実質的に停止できる。この場合、合成器５５の出力がミキサ５６のローカル信号として扱われる。

（第２実施形態）
図５は第２実施形態に係る説明図を示す。図５に示すモジュール２０１の送信移相器ＩＣ２２には、自己診断信号生成部２２８が構成されている。自己診断信号生成部２２８は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部２８に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成であり同一部分には同一符号を付して説明を省略する。図５に示すように、自己診断信号生成部２２８が、λ／４線路５２に代えてハイブリッドカプラ５２ａを９０°移相器として備えていても良い。ハイブリッドカプラ５２ａは、第３出力信号LO3を互いに９０°位相の異なるローカルＩＱ信号LO＿I、LO＿Qとし、第１の周波数変換器５３及び第２の周波数変換器５４にそれぞれ出力する。

このため、第１の周波数変換器５３及び第２の周波数変換器５４もまた、互いに９０°位相を変化した信号を出力する。本形態においては、第１実施形態と同様に作用することで、原理上１トーンの信号をミキサ５６に出力できる。したがって、本変形例においても第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第３実施形態）
図６は第３実施形態の説明図を示す。図６に示すモジュール３０１の送信移相器ＩＣ２２には、自己診断信号生成部３２８が構成されている。自己診断信号生成部３２８は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部２８に代わる構成である。その他は第１実施形態と同様の構成であり、同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下では自己診断信号生成部３２８の構成を説明する。

自己診断信号生成部３２８は、ＩＱ直交ミキサ５１、合成器５５、ミキサ５６と共に、遅延器５９を備える。遅延器５９は、ＩＱ信号生成器５０の自己診断用Ｑ信号CLK＿Q、自己診断用Ｑ信号CLK_Iの両方またはどちらかの出力に構成され、自己診断用Ｑ信号CLK＿Q及び／又は自己診断用Ｉ信号CLK＿Iの出力を遅延させることで自己診断用Ｉ信号CLK＿Iと自己診断用Ｑ信号CLK＿Qと間のＩＱバランスを改善するために設けられる。遅延器５９は、自己診断信号生成部３２８に構成されるＩＱ信号生成器５０、ＩＱ直交ミキサ５１、合成器５５、ミキサ５６の個体ばらつき等に基づく位相誤差等を補償するために設けられており、これらの誤差を補償できる。

信号処理部１７は、自己診断用モニタ信号BIST＿OUTの出力を検出したイメージ信号をＦＦＴ１７ａによりモニタする検出部として用いられ、制御器１６が遅延器５９の遅延量を変化させることで検出したイメージ信号を低下させる。これによりイメージ抑圧量を大きくできる。

（第４実施形態）
図７は第４実施形態の説明図を示す。図７に示すモジュール４０１の送信移相器ＩＣ２２には自己診断信号生成部４２８が構成されている。自己診断信号生成部４２８は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部２８に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成であり説明を省略し、以下では自己診断信号生成部４２８の構成を説明する。

自己診断信号生成部４２８は、ＩＱ信号生成器５０、ＩＱ直交ミキサ５１、合成器５５、第２移相器５７、及びミキサ５６を備える。

第２移相器５７は、制御器１６の位相制御部１６ｂによる位相制御信号に基づいて位相φ２を調整可能に構成され、合成器５５の出力を位相φ２だけ調整した信号をミキサ５６に入力させる。すなわち第２移相器５７は、合成器５５の出力位相を適宜調整するために設けられている。

信号処理部１７が、自己診断用モニタ信号BIST＿OUTの出力のイメージ信号をモニタしながら、制御器１６の位相制御部１６ｂが第２移相器５７の位相φ２を調整制御することで、イメージ抑圧効果を高めることができる。

（第５実施形態）
図８から図１０は、第５実施形態の説明図を示す。制御器１６は、増幅度制御部１６ｃにより各送信チャンネルTx1〜Txmの送信チャネル２４の可変増幅器２６の増幅度を調整し、２つの送信チャンネル（ここでは、例えばTxm-1、Txmとする）の双方からの送信信号を有効に出力させると共に、他の送信チャンネル（ここでは、例えばTx1〜Txm-2とする）の送信信号を非出力とすることもできる。すなわち、複数の送信チャンネルTx1〜Txmの各送信チャネル２４は、制御器１６の増幅度制御部１６ｃによる制御信号に基づいて個別に送信信号を出力可能になっている。

また制御器１６は、一方の送信チャンネル（ここでは、例えばTxmとする）の送信チャネル２４の移相器２５の位相値を固定したまま、他方の送信チャンネル（ここでは、例えばTxm-1とする）の送信チャネル２４の移相器２５の位相値を変化させながら、信号処理部１７が自己診断用モニタ信号BIST＿OUTをモニタすることもできる。

合成器５５の出力レベルが一定に保持されていれば、送信チャンネルTxm-1、Txmの合成振幅Ａ_TXは、各送信チャンネルTxm-1、Txmの各移相器２５の位相値に依存して変化する。このとき図９に示すように、各送信チャンネルTxm-1、Txmの間の送信信号の相対位相差ΔPhaseに応じて、送信チャンネルTxm-1、Txmの合成振幅Ａ_TXが変化する。

原理的には、各送信チャンネルTxm-1、Txmの移相器２５の位相差が１８０°となるときに、各送信チャンネルTxm-1、Txmの送信信号は弱め合うことになり、送信チャンネルTxm-1、Txmの合成振幅Ａ_TXが最低レベルとなる。図１０に自己診断用モニタ信号BIST＿OUTのモニタ信号強度を示すように、送信チャンネルTxm-1の移相器２５の位相値と、送信チャンネルTxmの移相器２５の位相値とが、互いに１８０°の相対位相差ΔPhaseとなるときに自己診断用モニタ信号BIST＿OUTのモニタ信号強度が最低レベルとなる。

例えば、送信チャンネルTxm-1の移相器２５の位相値が、送信チャンネルTxmの移相器２５の位相値に比較して２°オフセットしている場合を考える。制御器１６が、送信チャンネルTxmの移相器２５の位相値を固定したまま、送信チャンネルTxm-1の移相器２５の位相値を変化させたとき、相対位相差ΔPhaseが１８２°となるときにモニタ信号強度が最低レベルとなる。このため、信号処理部１７は、送信チャンネルTxm-1、Txmの移相器２５が相対的に２°オフセットしていることを検出できる。

これにより信号処理部１７は、比較対象となる隣接する二つの送信チャンネルTxm-1、Txmの移相器２５の位相特性を相対比較できる。最も自己診断用モニタ信号BIST＿OUTのモニタ信号強度が小さくなるときの移相器２５の位相設定条件が、相対位相差ΔPhase＝１８０°を満たす条件となる。このため、相対位相差ΔPhaseに依存したモニタ信号強度の算出結果を用いて、ターゲットの存在する相対角度を求める際の位相誤差を補償できるようになる。

この処理内容は、送信移相器ＩＣ２２の全送信チャンネルTx1…Txmの診断処理に拡張できる。制御器１６が、送信移相器ＩＣ２２の送信チャンネルTx1〜Txmの間で、奇数番の送信チャンネルTx1、Tx3、Tx5、…の移相器２５の位相値を０°とし、偶数番の送信チャンネルTx2、Tx4、Tx6、…の移相器２５の位相値を１８０°とすることで、全ての送信チャンネルTx1…Txmの合成信号が原理的に弱め合うことになる。

このため、制御器１６が全ての送信チャンネルTx1…Txmの移相器２５の位相値を微調整しながら、信号処理部１７が自己診断用モニタ信号BIST＿OUTのモニタ信号強度を検出することで、全ての送信チャンネルTx1…Txmの送信信号の合成振幅Ａ_TXが弱め合う条件を満たす各送信チャンネルTx1…Txmの移相器２５の位相値の関係性を導出できる。これにより、ターゲットの存在する相対方位を求める際の位相誤差を補償できる。

前述では、複数の送信チャンネル（例えばTxm-1とTxm）の送信信号が弱め合い、自己診断用モニタ信号BIST＿OUTのモニタ信号強度が最低レベルとなる条件を満たす移相器２５の位相の関係性を導出する例を挙げたが、これに限定されるものではない。

二つの送信チャンネルTxm-1、Txmの送信信号が強め合い、合成振幅Ａ_TXが最高レベルとなる条件を満たす移相器２５の位相の関係性を、信号処理部１７が自己診断用モニタ信号BIST＿OUTをモニタすることで導出するようにしても良い。なお原理的には、二つの送信チャンネルTxm-1、Txmの間の相対位相差ΔPhaseが０°、３６０°となる場合に隣接する２つの送信チャンネルTxm-1、Txmの送信信号が強め合うことになるため、自己診断用モニタ信号BIST＿OUTのモニタ信号強度が最高レベルとなる。

送信移相器ＩＣ２２の全送信チャンネルTx1…Txmの診断処理に拡張した場合、送信移相器ＩＣ２２の全送信チャンネルTx1〜Txmの間で、制御器１６が全ての送信チャンネルTx1…Txmの移相器２５の位相値を同一値に制御することで、全ての送信チャンネルTx1…Txmの送信信号を原理的に強め合う関係にできる。

したがって制御器１６が、全ての送信チャンネルTx1…Txmの移相器２５の位相値を微調整することで全ての送信チャンネルTx1…Txmの送信信号の合成振幅Ａ_TXが最も強め合う条件を満たす各送信チャンネルTx1…Txmの移相器２５の位相値の関係性を導出できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、制御器１６が隣接する２つの送信チャンネル（例えばTxm-1とTxm）から送信信号を出力させるときに一方の送信チャンネルTxm-1の移相器２５の位相値を変化させながら、信号処理部１７が自己診断用モニタ信号BIST＿OUTをモニタした結果に基づいて二つの送信チャンネルTxm-1、Txmの移相器２５の相対位相差ΔPhaseに応じて変化する合成パワーを検出するようにしている。このため、信号処理部１７が隣接する２つの送信チャンネルTxm-1、Txmの間の相対位相差ΔPhaseを簡易的に検出できる。

（第６実施形態）
図１１及び図１２は、第６実施形態の説明図を示す。図１１にモジュール６０１を例示したように、送信移相器ＩＣ２２の構成の一部又は全部を集積化することなくディスクリート部品を用いて構成しても良い。図１１に例示したように、モジュール６０１は、ＰＣＢ６２０の表層上に、汎用マルチチャンネルＩＣ２、及び診断用ＩＣ６２８を搭載して構成される。診断用ＩＣ６２８は、自己診断信号生成部２８を集積化した構成である。なお、図１１に受信フェーズド・アレイ部３１は図示していないが、ＰＣＢ６２０の上に搭載されていても良いし、別のＰＣＢに搭載されていても良い。

ＰＣＢ６２０は、表層及び裏層に銅箔面を構成すると共に当該銅箔面の内側に誘電層を挟んで構成され、表層に送信チャネル２４の回路を搭載すると共に、裏層に送信アンテナ２３を平面的に構成している。図１２も参照。本形態の送信フェーズド・アレイ部６２１は、図１１に例示したように、ＰＣＢ６２０の表層上に、移相器２５、可変増幅器２６、及びパワーアンプ２７をそれぞれディスクリート部品により構成している。

送信フェーズド・アレイ部６２１が、ＰＣＢ６２０の表層上にディスクリート部品により構成されている場合、図１２に例示したように、送信チャネル２４の送信端にＰＣＢ配線カプラ６２９を形成すると良い。

送信アンテナ２３とパワーアンプ２７との間には、スルーホールヴィア７０及び送信配線７１が伝送線路として形成されている。スルーホールヴィア７０は、ＰＣＢ６２０の表層及び裏層の間を貫通して導通接続するように形成されている。送信配線７１は、その一端がスルーホールヴィア７０の表層ランドに接続されると共に他端がパワーアンプ２７の出力端に接続して形成される。ＢＩＳＴ配線２８ａは、スルーホールヴィア７０の表層ランドの一部周囲を囲むと共に表層ランドから離間して形成されたカップリング部２８ｂを備える。

ＰＣＢ配線カプラ６２９は、送信配線７１とカップリング部２８ｂとが容量結合することで構成される。このため診断用ＩＣ６２８は、送信チャネル２４の送信端から送信信号の一部をＰＣＢ配線カプラ６２９のカップリング部２８ｂを通じて信号入力できる。

送信フェーズド・アレイ部６２１は、単体の送信移相器ＩＣ２２に限られるものではなく、送信移相器ＩＣ２２の一部又は全部をディスクリート部品により構成したものも含まれる。

（他の実施形態）
本開示は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。

前述した複数の実施形態の構成、機能を組み合わせても良い。前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

図面中、１、２０１、３０１、４０１、６０１はミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュール、２は汎用マルチチャンネルＩＣ、１７は信号処理部（検出部）、２１は送信フェーズド・アレイ部、２４は送信チャネル、２５は移相器、３１は受信フェーズド・アレイ部、２８、２２８、３２８、４２８、６２８は自己診断信号生成部、３３は受信チャネル、５０はＩＱ信号生成器（ＩＱ信号生成部）、５１はＩＱ直交ミキサ、５２はλ／４線路（９０°移相器）、５２ａはハイブリッドカプラ（９０°移相器）、５７は第２移相器、５９は遅延器、６２８は診断用ＩＣ（自己診断信号生成部）、６２９はＰＣＢ配線カプラ、７０はスルーホールヴィア、LO1は第１出力信号、LO2は第２出力信号、LO3は第３出力信号、CLK1は自己診断用クロック信号（第４出力信号）、を示す。

Claims (11)

1. 複数の受信チャンネルの信号を入力して処理する受信チャネル（３３）を備えた受信フェーズド・アレイ部（３１）と、
   第１出力信号（LO1）、第２出力信号（LO2）、第３出力信号（LO3）、及び第４出力信号（CLK1）を同期出力可能にするＰＬＬ（６）、及び、前記受信フェーズド・アレイ部から前記複数の受信チャンネルの処理信号を入力してそれぞれのチャンネルの入力信号を前記第１出力信号（LO1）と混合して中間周波数信号（IFOUT）とする汎用マルチチャンネルＩＣ（２）と、
   前記汎用マルチチャンネルＩＣによる前記第２出力信号を用いた信号を移相する移相器（２５）を送信経路に備える送信チャネル（２４）により複数の送信チャンネル（Tx1〜Txm）の信号を出力する送信フェーズド・アレイ部（２１）と、を備えて動作するミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュール（１；２０１；３０１；４０１；６０１）における自己診断装置であって、
   前記第１出力信号及び前記第２出力信号に同期出力する前記第３出力信号及び前記第４出力信号に基づいて生成した自己診断信号と前記複数の送信チャネルの合成信号と混合することで低周波帯に変換した自己診断用モニタ信号（BIST＿OUT）を生成する自己診断信号生成部（２８；２２８；３２８；４２８；６２８）を備える自己診断装置。
2. 前記自己診断信号生成部は、前記第３出力信号及び前記第４出力信号（CLK1）に応じた信号をアップコンバージョンするためにＩＱ直交ミキサ（５１）を備える請求項１記載の自己診断装置。
3. 前記ＩＱ直交ミキサ（５１）は、前記第３出力信号を互いに９０°位相を変化させる９０°移相器（５２；５２ａ）を備える請求項２記載の自己診断装置。
4. 前記自己診断信号生成部（２８；２２８；３２８）は、
   前記第４出力信号を２分周以上にプログラマブルに分周することに基づいてクロックＩＱ信号を生成するＩＱ信号生成部（５０）を備え、
   前記自己診断信号生成部は、前記第３出力信号と前記ＩＱ信号生成部のクロックＩＱ信号とを前記ＩＱ直交ミキサにより前記アップコンバージョンすることで前記第３出力信号及び前記第４出力信号に基づく信号を生成する請求項２又は３記載の自己診断装置。
5. 前記自己診断信号生成部（３２８）は、前記クロックＩＱ信号の両方または何れかの出力にＩＱバランスを改善するための遅延器（５９）を備える請求項４記載の自己診断装置。
6. 第２移相器（５７）をさらに備え、
   前記自己診断信号生成部は、当該第２移相器により位相を調整して前記第３出力信号及び前記第４出力信号に基づく信号を生成する請求項１又は２記載の自己診断装置。
7. 隣接する２つの送信チャンネルから送信信号を出力させるときに、一方の前記送信チャンネルの移相器の位相を変化させながら出力をモニタした結果に基づいて前記２つの前記送信チャンネルの移相器の相対位相差（ΔPhase）に応じて変化する合成パワーを検出する検出部（１７）を備える請求項１から６の何れか一項に記載の自己診断装置。
8. 前記複数の送信チャンネルの前記送信チャネルの出力をそれぞれ結合する複数のカプラ（２９）と、
   前記複数のカプラにより結合された信号を伝送する伝送線路（５８）と、を備え、
   前記伝送線路は、前記複数のカプラから互いにトーナメント態様にて結合する等長経路を用いて信号を伝送する請求項１から７の何れか一項に記載の自己診断装置。
9. 前記自己診断信号生成部は、前記送信フェーズド・アレイ部（２１）を構成する送信移相器ＩＣ（２２）内に形成されたＰＡＤカプラ（２９）を通じて自己診断信号を入力させる請求項１又は２記載の自己診断装置。
10. 前記自己診断信号生成部は、前記送信チャネルが搭載されるＰＣＢ（６２０）に形成されたＰＣＢ配線カプラ（６２９）を通じて信号を入力する請求項１又は２記載の自己診断装置。
11. 前記ＰＣＢ配線カプラは、前記ＰＣＢに形成されたスルーホールヴィア（７０）の周囲を囲むように構成されたカップリング部（２８ｂ）を備える請求項１０記載の自己診断装置。
    

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