JP2021099244A - レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】クラッタや近接反射波の影響を抑圧しつつ低速目標を精度よく検出する。【解決手段】実施形態のレーダ装置において、CPI信号抽出部はN（N≧1）ヒットの送信パルスの受信信号からCPI信号を抽出し、slow-time信号抽出部はCPI信号からレンジセル毎のslow-time軸の複素信号を抽出し、近似曲線算出部はslow-time軸の複素信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出し、近似曲線減算部は近似曲線の複素信号を元の信号から減算して低周波成分を抑圧し、目標検出部は低周波成分が抑圧されたslow-time軸の複素信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域に変換されたslow-time軸の複素信号について、レンジセル毎にドップラ周波数軸でCFAR処理を行って目標が存在するレンジ−ドップラセルを検出し、検出されたレンジ−ドップラセルを測距・測角処理して目標情報として出力する。【選択図】図１

Description

本実施形態は、レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法に関する。

従来のレーダ装置にあっては、クラッタ環境下でドローン等の低速移動目標を検出する場合、ドップラ成分が小さいため、類似のドップラ成分を持つクラッタや近接反射波の影響を抑圧する必要があった。クラッタを抑圧する手法としては、ＭＴＩ（非特許文献５）があるが、この手法でクラッタを抑圧すると、目標成分まで抑圧してしまう問題があった。

特開２０１４−１８２０１０号公報

FMCW方式（アップチャープとダウンチャープ）、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.274-275 (1996) 位相モノパルス、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.260-264 (1996) CFAR（CA-CFAR，GO-CFAR）、関根、‘レーダ信号処理技術’、電子情報通信学会、pp.96-103(1991) ２次元CFAR、Guy Morris, Airborne Pulsed Doppler Radar 2nd edition, Artech House,pp.399-417(1996) MTI、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.66-77 (1996)

以上述べたように、従来のレーダ装置では、低速目標を検出する際には、クラッタや近接反射波の影響を抑圧する際に、目標成分まで抑圧してしまう問題があった。

本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、クラッタや近接反射波の影響を抑圧しつつ低速目標を精度よく検出することのできるレーダ装置及びそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本実施形態に係るレーダ装置は、第１の手段として、N（N≧1）ヒットの送信パルスの受信信号からCPI（Coherent Pulse Interval）信号を抽出し、前記CPI信号からレンジセル毎のslow-time軸の複素信号を抽出し、前記slow-time軸の複素信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出し、前記近似曲線の複素信号を元のslow-time軸の複素信号から減算して低周波成分を抑圧し、前記低周波成分が抑圧されたslow-time軸の複素信号から目標を検出する。

上記第１の手段によれば、slow-time軸の複素信号の低次の近似曲線を用いることで、低速目標信号を保持したままクラッタや近接反射信号を抑圧して、低速目標のみを検出することができる。

また、第２の手段として、N（N≧1）スイープの送信信号によるビート周波数の受信信号からCPI（Coherent Pulse Interval）信号を抽出し、前記CPI信号からslow-time軸におけるスイープ番号毎のfast-time軸の複素信号を抽出し、前記fast-time軸の複素信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出し、前記近似曲線の複素信号を元のfast-time軸の複素信号から減算して低周波成分を抑圧し、前記低周波成分が抑圧されたfast-time軸の複素信号から目標を検出する。

上記第２の手段によれば、fast-time軸の複素信号の低次の近似曲線を用いることで、低速目標信号を保持したままクラッタや近接反射信号を抑圧して、低速目標のみを検出することができる。

また、第３の手段として、N（N≧1）スイープの送信信号によるビート周波数の受信信号から実数のCPI（Coherent Pulse Interval）信号を抽出し、前記CPI信号からslow-time軸におけるスイープ番号毎のfast-time軸の実数信号を抽出し、前記fast-time軸の実数信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出し、前記近似曲線の実数信号を元のfast-time軸の実数信号から減算して低周波成分を抑圧し、前記低周波成分が抑圧されたfast-time軸の実数信号から目標を検出する。

上記第３の手段によれば、fast-time軸の実数信号の低次の近似曲線を用いることで、低速目標信号を保持したままクラッタや近接反射信号を抑圧して、低速目標のみを検出することができる。

上述したように本実施形態に係るレーダ装置は、slow-time軸やfast-time軸の複素信号から、m（m≧1）次の近似曲線を算出し、元の信号から減算することにより、低周波数の信号成分（クラッタ、近接反射波等）を抑圧して、信号処理（パルス圧縮、CFAR等）して、低速目標を検出する。

第１の実施形態に係るレーダ装置の送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図。 第１の実施形態において、送信系統で生成される送信信号を示すタイミング波形図。 第１の実施形態において、受信信号のPRIによるCPI信号を示すタイミング図。 第１の実施形態において、レンジセル毎のslow-time軸の受信信号の振幅変化を示す波形図。 第１の実施形態において、低周波成分抑圧前と後のslow-time軸FFT後の信号を比較して示すレンジ−ドップラ図。 第２の実施形態に係るレーダ装置の送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図。 第２の実施形態において、送信系統で生成される連続スイープの送信変調信号と受信系統で得られるビート検出信号を示すタイミング波形図。 第２の実施形態において、スイープ送信信号に対する受信信号のCPI信号を示すタイミング図。 第２の実施形態において、受信系統で得られるslow-time軸スイープ番号毎のfast-time軸の受信信号の振幅変化を示す波形図。 第３の実施形態に係るレーダ装置の送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図。 第３の実施形態において、受信系統で実数をfast-time軸FFTした信号から複素数の信号を生成する様子を示す波形図。 第３の実施形態において、位相モノパルスによる測角処理を示す角度−振幅波形図及び角度−誤差電圧波形図。 第４の実施形態に係るレーダ装置の送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図。 第４の実施形態において、０ドップラを中心に設定されるGO-CFARの範囲とCA-CFARの範囲を示すレンジ−ドップラ図。 第４の実施形態において、CA-CFARの手法とGO-CFARの手法を示すブロック図。 第４の実施形態において、CA-CFARの場合とGO-CFARの場合のヌルのエッジ付近の処理の様子を比較して示す波形図。 第５の実施形態に係るレーダ装置の送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図。 第５の実施形態において、レンジ−ドップラ軸の２次元CFARを適用した場合の処理の様子を示すレンジ−ドップラ図。

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。

（第１の実施形態）
図１乃至図５を参照して、第１の実施形態に係るレーダ装置を説明する。
図１乃至図５は第１の実施形態に係るレーダ装置の構成、処理例を示しており、図１は送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図、図２は送信系統で生成される送信信号を示すタイミング波形図、図３は受信信号のPRIによるCPIデータを示すタイミング図、図４はレンジセル毎のslow-time軸の受信信号の振幅変化を示す波形図、図５は低周波成分抑圧前と後のslow-time軸FFT後の信号を比較して示すレンジ−ドップラ図である。

まず、図１において、送信系統では、送信信号生成器１１で変調パルス等の送信信号（図２）を生成し、DA変換器１２によりアナログ信号に変換し、周波数変換器１３で高周波（RF）信号に変換し、高出力増幅器１４で電力増幅し、サーキュレータ１５を介して、アンテナ１６により送信する。受信系統では、目標等からの反射信号をアンテナ１６で捕捉し、サーキュレータ１５により送受分離して、低雑音増幅器１７でノイズを低減して増幅した後、周波数変換器１８でベースバンドに周波数変換し、AD変換器１９でデジタル信号に変換する。

以上の送受信信号は、N（N≧1）ヒットの送信パルスの受信信号（PRI信号、PRI：Pulse Repetition Interval）によるCPI（Coherent Pulse Interval）信号と呼ぶ。以下、目標検出処理を行う。まず、CPI信号入力部２１は、AD変換器１９から出力されるN（N≧1）ヒットの送信パルスの受信信号（PRI信号）を入力して受信信号からCPI信号を抽出する。slow-time信号抽出部２２は、CPI信号からレンジセル毎のslow-time軸の信号（複素信号）を抽出する。近似曲線算出部２３は、抽出されたslow-time軸の信号の近似曲線を算出する。近似曲線減算部２４は、算出した近似曲線の信号を元の信号から減算することにより、低周波成分を抑圧する。slow-time FFT処理部２５は、slow-time軸の信号をFFT（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理して周波数領域の信号に変換する。CFAR処理部２６は、周波数領域に変換されたslow-time軸の信号について、レンジセル毎にドップラ周波数軸でCFAR（Constant False Alarm Rate：一定誤警報率）処理を行って目標が存在するレンジ−ドップラセルを検出する。測距・測角処理部２７は、検出されたレンジ−ドップラセルを測距・測角処理して目標情報として出力する。

上記構成において、第１の実施形態の目標検出処理について説明する。

上記CPI信号は、図３に示すように、レンジセル毎のfast-time軸とPRI間のslow-time軸の２次元データである。レンジセル毎のslow-time軸の受信信号は、図４に示すような振幅変化を持つ複素信号である。また、レンジセル毎のslow-time軸の受信信号には、目標信号やクラッタを含まれている。このうちのクラッタ、特に地上固定レーダにおけるグランドクラッタの場合は、ドップラ０付近の低周波数成分である。一方、目標信号は、固定目標で無い限り、速度によるドップラ成分を持つ。そこで、クラッタと目標信号を分離することを考える。

まず、CPI信号（２１）からレンジセル毎のslow-time軸の受信信号（複素信号）を抽出して（２２）、図４に示すように、低次（m（m≧１）次）の近似曲線を算出する（２３）。この近似曲線は、例えば（１）式に示す多項式近似式を用いて、最小２乗法等により係数を決めればよい。

この際、次数mを大きくすると、クラッタ成分以上の目標信号まで近似するため、想定する目標信号まで抑圧しないように、低次の次数（例えば１〜３程度）に設定する必要がある。ここで算出した近似式の信号を元の受信信号から減算することにより、低周波成分を抑圧する（２４）。これを全レンジセル毎（fast-time軸セル）に繰り返し、slow-time軸でFFT処理して（２５）、レンジセル毎にドップラ周波数軸でCFAR処理を行うことによりレンジ−ドップラセルの目標検出処理を行う（２６）。目標を検出したレンジ−ドップラセルについては、測距・測角処理して、目標情報として出力する（２７）。

上記クラッタ成分を抑圧する様子を図５に示す。図５（ａ）は低周波数成分抑圧前のslow-time軸FFT処理後の信号を示し、図５（ｂ）は低周波数成分抑圧後のslow-time軸FFT処理後の信号を示している。レンジ−ドプラ軸でクラッタを抑圧する前では、図５（ａ）に示すように、クラッタ成分の広がりにより、クラッタ近くの低速目標成分をクラッタ成分から分離することができず、クラッタ近くの低速目標は検出することができない。これに対して、図４に示した近似曲線の信号を減算してレンジ−ドプラ軸でクラッタを抑圧すると、図５（ｂ）に示すように、クラッタ成分にシャープなヌルが形成される。これにより、クラッタ近くの低速目標成分をクラッタ成分から分離することが可能となり、クラッタのみを抑圧して低速目標成分を検出することができる。

したがって、上記実施形態に係るレーダ装置は、本実施形態に係るレーダ装置は、fast-time軸のセル毎に、slow-time軸の複素信号から、m（m≧1）次の近似曲線を算出し、元の信号から減算することにより、低周波数の信号成分（クラッタ、近接反射波等）を抑圧して、目標検出処理（パルス圧縮、CFAR等）を行うようにしているので、低速目標信号を保持したままクラッタや近接反射信号を抑圧して、低速目標のみを検出することができる。

（第２の実施形態）
図６乃至図９を参照して、第２の実施形態に係るレーダ装置を説明する。
第１の実施形態では、パルスレーダのCPI信号に対して、fast-time軸のセル毎のslow-time軸の信号に対して近似曲線を減算する手法について述べた。パルスレーダの場合は、通常、送信時に受信することはないが、連続波レーダの場合は、送信しながら受信するので、送信〜サーキュレータ〜受信への回り込み成分が入力される。これを近接反射と呼ぶ。本実施形態では、FMCWレーダ等の連続波レーダの場合について、近接反射信号を抑圧する手法について述べる。

図６乃至図９は第２の実施形態に係るレーダ装置の構成、処理例を示しており、図６は送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図、図７は送信系統で生成される連続スイープの送信変調信号と受信系統で得られるビート検出信号を示すタイミング波形図、図８はスイープ送信信号に対する受信信号のCPI信号を示すタイミング図、図９は受信系統で得られるslow-time軸スイープ番号毎のfast-time軸の受信信号の振幅変化を示す波形図である。なお、図６において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。

図６において、送信系統では、送信信号生成器１１ａにより、連続スイープの送信信号（送信変調信号）として図７（ａ）に示すアップスイープ1とダウンスイープ2の信号等を生成し、DA変換器１２によりアナログ信号に変換し、周波数変換器１３で高周波（RF）信号に変換し、高出力増幅器１４で電力増幅し、サーキュレータ１５を介して、アンテナ１６により送信する。受信系統では、目標等からの反射信号をアンテナ１６で捕捉し、サーキュレータ１５により送受分離して、低雑音増幅器１７でノイズを低減して増幅した後、周波数変換器１８ａでベースバンドに周波数変換する。ここで、周波数変換器１８ａにおいては、送信変調信号と同様に、スイープしたローカル周波数を用いて、図７（ｂ）に示す受信信号との差分であるビート周波数を抽出する（非特許文献１参照）。受信系統では、周波数変換器１８ａから出力されるビート周波数の受信信号をAD変換器１９でデジタル信号に変換する。

以上の送受信処理により、N（N≧1）スイープ（図７ではN＝2の場合）の受信信号（図８）が得られる。以下、目標検出処理を行う。まず、CPI信号入力部３１は、AD変換器１９の出力からN（N≧1）スイープの送信信号によるビート周波数の受信信号からCPI信号を抽出する。fast-time信号抽出部３２は、CPI信号からslow-time軸におけるスイープ番号毎のfast-time軸の信号（複素信号）を抽出する。近似曲線算出部３３は、抽出されたfast-time軸の信号の近似曲線を算出する。近似曲線減算部３４は、算出した近似曲線の信号を元の信号から減算することにより、低周波成分を抑圧する。fast-time FFT処理部３５は、fast-time軸の信号をFFT処理して周波数領域の信号に変換する。CFAR処理部３６は、周波数領域に変換されたfast-time軸の信号について、CFAR検出処理を行って目標が存在するfast-time軸とslow-time軸のセルを検出する。測距／測速・測角処理部３７は、検出されたfast-time軸とslow-time軸のセルを測距／測速処理及び測角処理して目標情報として出力する。

上記構成において、第２の実施形態の目標検出処理について説明する。

上記受信データにおいて、slow-time軸（スイープ）番号毎のfast-time軸の受信信号を図９に示す。この信号には、近接反射成分を含む。近接反射成分は、ドップラ０付近の低周波数成分である。一方、目標信号は、固定目標で無い限り、速度によるドップラ成分を持つ。ここで、近接反射と目標信号を分離することを考える。

まず、スイープ毎のfast-time軸の受信信号（複素信号）を抽出して（３２）、図９に示すように、低次（m（m≧１）次）の近似曲線を算出する（３３）。この近似曲線は、例えば（２）式に示す多項式近似式を用いて、最小２乗法等により係数を決めればよい。

この際、次数mを大きくすると、近接周波数成分以上の目標信号まで近似するため、想定する目標信号まで抑圧しないように、低次の次数（例えば１〜３程度）に設定する必要がある。ここで算出した近似式の信号を元の信号から減算することにより、低周波成分の近接反射信号を抑圧する（３４）。これを全スイープ毎に繰り返す。この信号をfast-time軸でFFT処理して（３５）、CFARによりfast-time軸とslow-time軸のセルの目標検出処理を行う（３６）。検出したfast-time軸とslow-time軸のセルについては、FMCWの測距／測速処理と測角処理を行い（３７）、目標情報として出力する。

測距／測速・測角処理部３７の距離と速度は、次式の演算による算出することができる（非特許文献１参照）。

上記の処理により、本実施形態に係るレーダ装置は、FMCWレーダ等の連続波レーダの場合について、fast-time軸の複素信号の低次の近似曲線を用いて近接反射信号を抑圧し、近接反射信号近くの低速目標成分を分離することが可能となり、近接反射信号のみを抑圧して低速目標成分を検出することができる。

（第３の実施形態）
図１０乃至図１２を参照して、第３の実施形態に係るレーダ装置を説明する。
第２の実施形態では、連続波レーダの場合の近接反射の抑圧手法について述べた。この受信信号は、周波数変換器の部分で直交検波をしている前提であり、AD変換後の信号は複素信号（実部＋虚部の信号）の場合である。一方、周波数変換器を簡易化するためには、直交検波をしない場合もあり、その場合の受信信号は実数信号（実部）のみとなる。本実施形態では、実数信号のみで周波数変換を行う場合の方式を述べる。

図１０乃至図１２は第３の実施形態に係るレーダ装置の構成及び処理例を示すもので、図１０は送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図、図１１は受信系統で実数をfast-time軸FFTした信号から複素数の信号を生成する様子を示す波形図、図１２は位相モノパルスによる測角処理を示す角度−振幅波形図及び角度−誤差電圧波形図である。

図１０において、送信信号生成器１１ａにより、アップスイープ信号とダウンスイープ信号を生成した後、低雑音増幅器１７までは、第２の実施形態と同様である。本実施形態では、第２の実施形態で用いた周波数変換器１８の直交検波（ローカル信号を直交信号に分配して、それぞれで検波）を用いず、ローカル信号と直接検波する周波数変換器１８ｂを用い、その出力をAD変換器１９ａでデジタル信号に変換することで実数信号による受信データを得る。この受信データは、第２の実施形態の複素信号を実数信号に置き換えれば、第２の実施形態と同様の演算で近似曲線を算出することができる。すなわち、CPI信号入力部３１ａは、AD変換器１９ａのN（N≧1）スイープの送信信号によるビート周波数の受信信号（実数）からCPI信号（実数）を抽出する。fast-time信号抽出部３２ａは、CPI信号（実数）からslow-time軸におけるスイープ番号毎のfast-time軸の信号（実数）を抽出する。近似曲線算出部３３ａは、抽出されたfast-time軸の信号（実数）の近似曲線を算出する。近似曲線減算部３４ａは、算出した近似曲線の信号（実数）を元の信号（実数）から減算することにより、低周波成分を抑圧する。fast-time FFT処理部３５ａは、fast-time軸の信号をFFT処理して周波数領域の信号（複素数）に変換する。ここで、周波数処理部３８で負または正の周波数成分を０にする。CFAR処理部３６ａは、周波数成分が制限されたfast-time軸の信号（複素数）について、CFAR検出処理を行って目標が存在するfast-time軸のセルを検出する。測距／測速・測角処理部３７は、検出されたfast-time軸のセルを測距／測速処理及び測角処理して目標情報として出力する。

上記構成において、第３の実施形態の目標検出処理について説明する。

まず、CPI信号入力部３１で受信データからスイープ毎のfast-time軸の信号（実数信号）を抽出し（３２ａ）、図１１（ａ）に示すように、低次の近似曲線を算出する。この近似曲線は、例えば次式に示す多項式近似式を用いて、最小２乗法等により係数を決めればよい。

この際、次数mを大きくすると、近接周波数成分以上の目標信号まで近似するため、想定する目標信号まで抑圧しないように、低次の次数（例えば１〜３程度）に設定する必要がある。ここで算出した近似式を元の信号から減算することにより、低周波成分を抑圧する（３４ａ）。これを全スイープ毎に繰り返す。

この信号は、実数信号であり、位相モノパルス処理（非特許文献２参照）等を行うためには、複素信号が必要である。このために、fast-time軸のFFT（複素数）を行う（３５ａ）。なお、位相モノパルス処理では、アンテナ開口を分割（左右、上下等）して、分割信号の和信号Σと差信号（左右または上下）Δの信号が必要であるが、図１０の系統では、わかりやすくするためにΣ系統のみを示している。Δ信号がある場合には、受信系統（低雑音増幅器１７〜周波数処理部３８）がΔ信号の数分増えて、測距／測速・測角処理３７の処理に入力されることになる。

実数をfast-time軸FFTした信号は、図１１（ｂ）に示すように、正と負の成分を持つため、これを複素信号にするために、まずは、図１１（ｃ）に示すように、負（正）の信号成分を０にする（３８）。この信号から、fast-time軸の複素信号を得るには、図１１（ｄ）に示すように、fast-time軸で逆FFTするが、図１０の系統では、fast-time軸の周波数のままCFAR処理するために、逆FFTの処理は含めていない。CFAR３６ａにより検出処理を行い検出したfast-time軸のセルについては、FMCWの測距／測速処理と測角処理を行い、目標情報として出力する（３７）。距離と速度の演算式は、第２の実施形態と同様であるため、ここではその説明を省略する。測角処理については、図１２（ａ）に示すΣビーム及びΔビームによる位相モノパルス処理を想定して、次式の誤差電圧を用いて演算を行う。

このように、簡易な周波数変換器を用いても、予め、アンテナ１１のΣビームとΔビームの角度応答信号を測定して図１２（ｂ）の測角曲線を算出しておき、CFARにより検出したfast-time軸（fast-time軸FFT後の周波数軸）のセルについて、上記の誤差電圧εを観測すれば、測角値θを得ることができる。

以上のように、本実施形態に係るレーダ装置は、fast-time軸の実数信号の低次の近似曲線を用いるようにしているので、低速目標信号を保持したままクラッタや近接反射信号を抑圧して、低速目標のみを検出することができる。

（第４の実施形態）
図１３乃至図１６を参照して、第４の実施形態に係るレーダ装置を説明する。
第１の実施形態では、クラッタ等の低周波数成分について、レンジ−ドップラ軸でヌルを形成（図５（ｂ））することで、低速目標を検出する手法について述べた。レンジ−ドップラ軸にヌルを形成して、レンジセル毎にドップラ軸でCA(Cell-Averaging)-CFAR（非特許文献３参照）を実施すると、ヌルのエッジによる誤検出が発生する場合がある。本実施形態では、その対策について述べる。

図１３乃至図１６は第４の実施形態に係るレーダ装置の構成、処理例を示しており、図１３は送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図、図１４は０ドップラを中心に設定されるGO(Greatest Of)-CFARの範囲とCA-CFARの範囲を示すレンジ−ドップラ図、図１５はCA-CFARの手法とGO-CFARの手法を示すブロック図、図１６はCA-CFARの場合とGO-CFARの場合のヌルのエッジ付近の処理の様子を比較して示す波形図である。

図１３に示す送信系統及び受信系統の構成において、CFAR検出のための処理以外は、第１の実施形態と同様である。図１３において、図１と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。異なる点は、slow-time FFT処理部２５の出力をCFAR種別切り替え処理部２８に入力し、所定の条件に従ってGO-CFAR、CA-CFARのいずれかの種別を選定し、選定された種別のCFAR処理をCFAR処理部２６ａで実行するようにしたことにある。

上記CFAR種別の条件を説明する。まず、ドップラの低周波数成分として、０ドップラを中心に所定の幅を設定する。所定の幅は、ドップラ分解能がCPI時間の逆数により決まるため、その±M倍（例えばM=10等）とする。図１４に示すように、０ドップラを中心とする所定の幅内ではGO-CFARを選定し、それ以外ではCA-CFARとする。CA-CFARは、図１５（ａ）に示すように、テストセルの両側のリファレンスセルの振幅平均の平均でテストセルを除算する手法である。一方、GO-CFARは、図１５（ｂ）に示すように、テストセルの両側のリファレンスセルの最大値によりテストセルを除算する手法である。クラッタ抑圧ヌルがある場合の動作を図１６に示す。図１６（ａ）に示すCA-CFARの場合は、テストセルとリファレンスセルをfast-time軸で順次スライディングさせながら、スレショルドを算出する。この場合、ヌルがあると、両側のリファレンスセルの平均値が低下することになり、スレショルドが低下し、ヌルのエッジ付近で誤検出が発生する場合がある。一方、図１６（ｂ）に示すGO-CFARの場合は、両側のリファレンスセルの最大値であるので、ヌルによる振幅低下が発生しにくい。このため、ヌルのエッジ付近でもスレショルドは高いままとなり、誤検出を抑圧することができる。

ただし、GO-CFARは、ヌル付近の誤検出抑圧のためには有効であるが、スレショルドが上昇しやすいため、CA-CFARに比べて信号ロスを生じやすい。このため、ヌル近傍ではGO-CFARとし、その範囲以外ではCA-CFARを適用するとよい。

以上のように、本実施形態に係るレーダ装置は、クラッタや近接反射の抑圧によってドップラ周波数軸にヌルが形成され、ヌルの影響で誤検出が生じる場合でも、GO-CFARにすることで、誤検出を抑圧して、低速目標のみを検出することができる。

（第５の実施形態）
図１７及び図１８を参照して、第４の実施形態に係るレーダ装置を説明する。
第４の実施形態では、クラッタヌルによる誤検出を抑圧するために、ドップラ周波数軸の１軸のCFARを切り替える手法について述べた。本実施形態では、他の手法について述べる。

図１７及び図１６は第５の実施形態に係るレーダ装置の構成、処理例を示しており、図１７は送信系統及び受信系統の構成を示すブロック図、図１８はレンジ−ドップラ軸の２次元CFARを適用した場合の処理の様子を示すレンジ−ドップラ図である。

図１７に示す送信系統及び受信系統の構成において、CFAR検出のための処理以外は、第１の実施形態、第４の実施形態と同様である。図１３において、図１及び図１３と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。異なる点は、レンジ−ドップラ軸の２次元CFAR処理部２６ｂを用いてCFARの種別に対応した処理を実行するようにしたことにある。２次元CFARは、図１８に示すように、テストセルの周囲に２次元のリファレンスセルを設けて、そのリファレンスセルの平均値（CA-CFAR）や最大値（GO-CFAR）を用いたCFARを適用することができる（非特許文献４参照）。CFARの切り替方式については、第４の実施形態と同様である。１次元CFARに比べて、リファレンスセル数が多く、クラッタ抑圧ヌルの影響を受けにくいため、レンジ−ドップラの全範囲をCA-CFARのみの選定にしてもよい。

以上のように、本実施形態に係るレーダ装置は、クラッタや近接反射の抑圧によって、ドップラ周波数軸にヌルが形成され、ヌルの影響で誤検出が生じる場合でも、２次元CFARにすることで、誤検出を抑圧して、低速目標のみを検出することができる。

上記の実施形態に係るレーダ装置によれば、Fast-time軸の複素信号から、N（N≧1）次の近似曲線を算出し、元の信号から減算することにより、低周波数の信号成分（クラッタ、近接反射等）を抑圧して、信号処理（パルス圧縮、CFAR等）するようにしているので、低速で移動する目標であっても、その位置をより高精度に検出することできる。

なお、本発明は上記実施形態をそのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１１，１１ａ…送信信号生成器、１２…DA変換器、１３…周波数変換器、１４…高出力増幅器、１５…サーキュレータ、１６…アンテナ、１７…低雑音増幅器、１８，１８ａ，１８ｂ…周波数変換器、１９，１９ａ…AD変換器、
２１…CPI信号入力部、２２…slow-time信号抽出部、２３…近似曲線算出部、２４…近似曲線減算部、２５…slow-time FFT処理部、２６，２６ａ，２６ｂ…CFAR処理部、２７…測距・測角処理部、２８…CFAR種別切り替え処理部、
３１…CPI信号入力部、３２…fast-time信号抽出部、３３…近似曲線算出部、３４…近似曲線減算部、３５…fast-time FFT処理部、３６，３６ａ…CFAR処理部、３７…測距／測速・測角処理部、３８…周波数処理部。

Claims (11)

1. N（N≧1）ヒットの送信パルスの受信信号からCPI（Coherent Pulse Interval）信号を抽出するCPI信号抽出部と、
   前記CPI信号からレンジセル毎のslow-time軸の複素信号を抽出するslow-time信号抽出部と、
   前記slow-time軸の複素信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出する近似曲線算出部と、
   前記近似曲線の複素信号を元のslow-time軸の複素信号から減算して低周波成分を抑圧する近似曲線減算部と、
   前記低周波成分が抑圧されたslow-time軸の複素信号から目標を検出する目標検出部と
   を具備するレーダ装置。
2. 前記目標検出部は、前記低周波成分が抑圧されたslow-time軸の複素信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域に変換されたslow-time軸の複素信号について、レンジセル毎にドップラ周波数軸でCFAR（Constant False Alarm Rate：一定誤警報率）処理を行って目標が存在するレンジ−ドップラセルを検出し、検出されたレンジ−ドップラセルを測距・測角処理して目標情報として出力する請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記目標検出部は、前記低周波成分が抑圧されたslow-time軸の複素信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域に変換されたslow-time軸の複素信号について、レンジセル毎にドップラ周波数軸でCFAR（Constant False Alarm Rate：一定誤警報率）処理を行って目標が存在するレンジ−ドップラセルを検出し、検出されたレンジ−ドップラセルを測距・測角処理して目標情報として出力し、前記CFAR処理は、0ドップラを中心に所定の周波数セル幅内ではGO(Greatest Of)-CFARを選定し、それ以外ではCA(Cell-Averaging)-CFARを選定してそれぞれのCFAR処理を実行する請求項１記載のレーダ装置。
4. 前記目標検出部は、前記低周波成分が抑圧されたslow-time軸の複素信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域に変換されたslow-time軸の複素信号について、レンジセル毎にドップラ周波数軸でCFAR（Constant False Alarm Rate：一定誤警報率）処理を行って目標が存在するレンジ−ドップラセルを検出し、検出されたレンジ−ドップラセルを測距・測角処理して目標情報として出力し、前記CFAR処理は、0ドップラを中心に所定のレンジセル−周波数セルにおける２次元CFAR処理を実行する請求項１記載のレーダ装置。
5. N（N≧1）スイープの送信信号によるビート周波数の受信信号からCPI（Coherent Pulse Interval）信号を抽出するCPI信号抽出部と、
   前記CPI信号からslow-time軸におけるスイープ番号毎のfast-time軸の複素信号を抽出するfast-time信号抽出部と、
   前記fast-time軸の複素信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出する近似曲線算出部と、
   前記近似曲線の複素信号を元のfast-time軸の複素信号から減算して低周波成分を抑圧する近似曲線減算部と、
   前記低周波成分が抑圧されたfast-time軸の複素信号から目標を検出する目標検出部と
   を具備するレーダ装置。
6. 前記目標検出部は、前記低周波成分が抑圧されたfast-time軸の複素信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域に変換されたfast-time軸の複素信号について、CFAR（Constant False Alarm Rate：一定誤警報率）検出処理を行って目標が存在するfast-time軸とslow-time軸のセルを検出し、検出されたfast-time軸とslow-time軸のセルを測距／測速処理及び測角処理して目標情報として出力する目標検出部と
   を具備する請求項５記載のレーダ装置。
7. N（N≧1）スイープの送信信号によるビート周波数の受信信号から実数のCPI（Coherent Pulse Interval）信号を抽出するCPI信号抽出部と、
   前記CPI信号からslow-time軸におけるスイープ番号毎のfast-time軸の実数信号を抽出するfast-time信号抽出部と、
   前記fast-time軸の実数信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出する近似曲線算出部と、
   前記近似曲線の実数信号を元のfast-time軸の実数信号から減算して低周波成分を抑圧する近似曲線減算部と、
   前記低周波成分が抑圧されたfast-time軸の実数信号から目標を検出する目標検出部と
   を具備するレーダ装置。
8. 前記目標検出部は、前記低周波成分が抑圧されたfast-time軸の実数信号を複素数の周波数領域の信号に変換し、周波数領域に変換されたfast-time軸の複素数の信号について、正または負の周波数成分を０にして複素信号に変換し、CFAR（Constant False Alarm Rate：一定誤警報率）検出処理を行って目標が存在するfast-time軸のセルを検出し、検出されたfast-time軸のセルを測距／測速処理及び測角処理して目標情報として出力する目標検出部と
   を具備する請求項７記載のレーダ装置。
9. N（N≧1）ヒットの送信パルスの受信信号からCPI（Coherent Pulse Interval）信号を抽出し、
   前記CPI信号からレンジセル毎のslow-time軸の複素信号を抽出し、
   前記slow-time軸の複素信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出し、
   前記近似曲線の複素信号を元のslow-time軸の複素信号から減算して低周波成分を抑圧し、
   前記低周波成分が抑圧されたslow-time軸の複素信号から目標を検出する
   レーダ装置のレーダ信号処理方法。
10. N（N≧1）スイープの送信信号によるビート周波数の受信信号からCPI（Coherent Pulse Interval）信号を抽出し、
    前記CPI信号からslow-time軸におけるスイープ番号毎のfast-time軸の複素信号を抽出し、
    前記fast-time軸の複素信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出し、
    前記近似曲線の複素信号を元のfast-time軸の複素信号から減算して低周波成分を抑圧し、
    前記低周波成分が抑圧されたfast-time軸の複素信号から目標を検出する
    レーダ装置のレーダ信号処理方法。
11. N（N≧1）スイープの送信信号によるビート周波数の受信信号から実数のCPI（Coherent Pulse Interval）信号を抽出し、
    前記CPI信号からslow-time軸におけるスイープ番号毎のfast-time軸の実数信号を抽出し、
    前記fast-time軸の実数信号のm（m≧1）次の近似曲線を算出し、
    前記近似曲線の実数信号を元のfast-time軸の実数信号から減算して低周波成分を抑圧し、
    前記低周波成分が抑圧されたfast-time軸の実数信号から目標を検出する
    レーダ装置のレーダ信号処理方法。

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