JP2021048701A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低騒音で高効率な絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】ＤＡＢ(Dual Active Bridge)コンバータにおいて、第１直流部から第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、第１ブリッジ回路１１は、第１直流部と絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１が導通する期間と、絶縁トランスＴＲ２の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１０内で短絡する期間を含む。第２ブリッジ回路１２は、整流期間を含む。制御回路１３は、第１レグと第２レグ間の位相差を可変制御し、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御、または第７スイッチング素子と第８スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を別の電圧の直流電力に変換する電力変換装置に関する。

太陽光発電システム、蓄電システムの普及拡大に伴い、小型で高効率なパワーコンディショナが求められている。ハイグレードなパワーコンディショナや電気自動車では、絶縁型で双方向の電力伝送が可能で、かつ一次側と二次側の双方で広範囲な電圧レンジに対応するＤＣ／ＤＣコンバータが求められている。これらの要求を満たすＤＣ／ＤＣコンバータの一つに、ＤＡＢ(Dual Active Bridge)コンバータがある（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１７−２０４９９８号公報

従来の一般的なＤＡＢコンバータでは、一次側の直流電源からリアクトルに充電する際、二次側の直流負荷からもリアクトルにエネルギーが充電され、無効電流が発生していた。また軽負荷時にハードスイッチングが発生することがあった。また、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御を採用したＤＡＢコンバータ（例えば、特許文献１参照）も提案されているが、周波数低下時に大きな騒音が発生することがあった。

本開示はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、低騒音で高効率な絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、本開示のある態様の電力変換装置は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部に並列接続される第１ブリッジ回路と、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部に並列接続される第２ブリッジ回路と、前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、前記第１スイッチング素子−前記第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備える。前記第１スイッチング素子−前記第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、前記第１直流部から前記第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、前記第１ブリッジ回路は、前記第１直流部と前記絶縁トランスの一次巻線が導通する期間と、前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡する期間を含む。前記第２ブリッジ回路は、整流期間を含む。前記制御回路は、前記第１レグと前記第２レグ間の位相差を可変制御し、前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御、または前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御する。

本開示によれば、低騒音で高効率な絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。

実施の形態に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。 図２（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置の比較例（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。 比較例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子−第４スイッチング素子のスイッチングタイミングを示す図である。 図４（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置の比較例（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。 比較例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子−第４スイッチング素子、第６スイッチング素子、第８スイッチング素子のスイッチングタイミングを示す図である。 図６（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置の実施例１（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。 実施例１（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子−第８スイッチング素子のスイッチングタイミング１を示す図である。 実施例１（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子−第８スイッチング素子のスイッチングタイミング２を示す図である。 図９（ａ）−（ｄ）は、電力変換装置の実施例２（降圧モード）に係る動作１を説明するための図である。 図１０（ａ）−（ｄ）は、電力変換装置の実施例２（降圧モード）に係る動作２を説明するための図である。 実施例２（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子−第８スイッチング素子のスイッチングタイミングを示す図である。 図１２（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置の実施例１（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。 実施例１（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子−第８スイッチング素子のスイッチングタイミング１を示す図である。 実施例１（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子−第８スイッチング素子のスイッチングタイミング２を示す図である。 図１５（ａ）−（ｂ）は、リアクトルに流れる電流の具体例を示す図である。 図１６（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置の実施例２（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。 実施例２（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子−第８スイッチング素子のスイッチングタイミングを示す図である。 電力変換装置の実施例１、２に係る降圧動作と昇圧動作の切り替えを説明するための図である。 変形例１に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。 変形例２に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

図１は、実施の形態に係る電力変換装置１の構成を説明するための図である。電力変換装置１は絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＡＢコンバータ）であり、第１直流電源Ｅ１から供給される直流電力を変換して第２直流電源Ｅ２に伝送する、または第２直流電源Ｅ２から供給される直流電力を変換して第１直流電源Ｅ１に伝送する。電力変換装置１は降圧して電力伝送することも、昇圧して電力伝送することも可能である。

第１直流電源Ｅ１は例えば、蓄電池、電気二重層コンデンサなどが該当する。第２直流電源Ｅ２として、双方向インバータが接続された直流バスなどが該当する。当該双方向インバータの交流側は、蓄電システムの用途では商用電力系統と交流負荷に接続される。電気自動車の用途ではモータ（回生機能あり）に接続される。当該直流バスには、太陽電池用のＤＣ／ＤＣコンバータや、他の蓄電池用のＤＣ／ＤＣコンバータがさらに接続されていてもよい。

電力変換装置１は、第１コンデンサＣ１、第１ブリッジ回路１１、絶縁トランスＴＲ１、第１漏れインダクタンスＬ１、第２漏れインダクタンスＬ２、第２ブリッジ回路１２、第２コンデンサＣ２及び制御回路１３を備える。

第１直流電源Ｅ１と並列に第１コンデンサＣ１が接続される。第２直流電源Ｅ２と並列に第２コンデンサＣ２が接続される。第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２には例えば、電解コンデンサが使用される。本明細書では、第１直流電源Ｅ１と第１コンデンサＣ１を総称して第１直流部と呼び、第２直流電源Ｅ２と第２コンデンサＣ２を総称して第２直流部と呼ぶ。

第１ブリッジ回路１１は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４が直列接続された第２レグが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第１ブリッジ回路１１は第１直流部と並列接続され、第１レグの中点と第２レグの中点が、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端にそれぞれ接続される。

第２ブリッジ回路１２は、第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８が直列接続された第４レグが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第２ブリッジ回路１２は第２直流部と並列接続され、第３レグの中点と第４レグの中点が、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端にそれぞれ接続される。

第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８にはそれぞれ、第１ダイオードＤ１−第８ダイオードＤ８が逆並列に接続または形成される。第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８には例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用できる。ＩＧＢＴが使用される場合、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８に、外付けの第１ダイオードＤ１−第８ダイオードＤ８がそれぞれ接続される。ＭＯＳＦＥＴが使用される場合、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれにおいて、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを、第１ダイオードＤ１−第８ダイオードＤ８として利用できる。

絶縁トランスＴＲ１は、一次巻線ｎ１に接続される第１ブリッジ回路１１の出力電圧を、一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２の巻数比に応じて変換し、二次巻線ｎ２に接続される第２ブリッジ回路１２に出力する。また絶縁トランスＴＲ１は、二次巻線ｎ２に接続される第２ブリッジ回路１２の出力電圧を、二次巻線ｎ２と一次巻線ｎ１の巻数比に応じて変換し、一次巻線ｎ１に接続される第１ブリッジ回路１１に出力する。

第１ブリッジ回路１１の第１レグの中点と、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の一端との間に第１漏れインダクタンスＬ１が形成される。第２ブリッジ回路１２の第３レグと、二次巻線ｎ２の一端との間に第２漏れインダクタンスＬ２が形成される。なお、第１漏れインダクタンスＬ１及び第２漏れインダクタンスＬ２の代わりに、所定のインダクタンス値を有するリアクトル素子をそれぞれ接続してもよい。

図１には示していないが、第１直流部の両端電圧を検出する第１電圧センサ、第１直流部に流れる電流を検出する第１電流センサ、第２直流部の両端電圧を検出する第２電圧センサ、及び第２直流部に流れる電流を検出する第２電流センサが設けられ、それぞれの計測値が制御回路１３に出力される。

制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のゲート端子に駆動信号（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）を供給することにより、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。制御回路１３の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。

制御回路１３は第１直流部から第２直流部へ電力伝送する際、第２電圧センサの計測値をもとに、第２直流部への出力電圧が電圧指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。また、制御回路１３は第１直流部から第２直流部へ電力伝送する際、第２電流センサの計測値をもとに、第２直流部への出力電流が電流指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。また、制御回路１３は第２直流部から第１直流部へ電力伝送する際、第１電圧センサの計測値をもとに、第１直流部への出力電圧が電圧指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。また、制御回路１３は第２直流部から第１直流部へ電力伝送する際、第１電流センサの計測値をもとに、第１直流部への出力電流が電流指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。

このようにＤＡＢコンバータは、一次側と二次側が対称な構成であり、双方向に電力伝送することができる。以下、電力変換装置１の動作を説明する。

（比較例（降圧モード））
図２（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置１の比較例（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。図２（ａ）−（ｆ）では図面を簡略化するため、絶縁トランスＴＲ１、第１漏れインダクタンスＬ１、第２漏れインダクタンスＬ２をまとめて、１つのリアクトルＬとして描いている。また、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２を省略して描いている。

図２（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

図２（ｂ）に示す第２状態及び図２（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第２状態及び第３状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第２状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第２状態においてリアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ。図２（ｃ）に示す第３状態は、リアクトル電流ＩＬが０Ａになった状態を示している。

図２（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

図２（ｅ）に示す第５状態及び図２（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５状態及び第６状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第５状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第５状態においてリアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ。図２（ｆ）に示す第６状態は、リアクトル電流ＩＬが０Ａになった状態を示している。

比較例（降圧モード）では、以上の４つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ降圧して電力を伝送する。比較例（降圧モード）では、一次側の第１レグ（第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２）と第２レグ（第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４）間の位相差θで、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。

図３は、比較例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチングタイミングを示す図である。第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。同様に第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４も相補的に動作する。第１スイッチング素子Ｓ１及び第２スイッチング素子Ｓ２と、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４の位相差θにより降圧率を決定する。

（比較例（昇圧モード））
図４（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置１の比較例（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。

図４（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第１状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。

図４（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第２状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第２状態においてリアクトル電流ＩＬが、０Ａ付近に設定される設定値になるまで待つ。

図４（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第２状態においてリアクトル電流ＩＬが上記設定値に到達すると、第３状態に遷移する。第３状態では第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態に制御することにより、リアクトル電流ＩＬの向きが変わることを防止している。

図４（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第４状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。

図４（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子４３、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第５状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第５状態においてリアクトル電流ＩＬが、０Ａ付近に設定される設定値になるまで待つ。

図４（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５状態においてリアクトル電流ＩＬが上記設定値に到達すると、第６状態に遷移する。第６状態では第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態に制御することにより、リアクトル電流ＩＬの向きが変わることを防止している。

実施例（昇圧モード）では、以上の６つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ昇圧して電力を伝送する。比較例（昇圧モード）では、二次側の第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比（オン時間）で、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。一次側の第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。

図５は、比較例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６、第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミングを示す図である。第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８のオン時間Ｔｏｎにより昇圧率を決定する。

（実施例１（降圧モード））
図６（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置１の実施例１（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。

図６（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

図６（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第２状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第２状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。同期整流は、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを使用する場合に有効である。第８スイッチング素子Ｓ８が同期整流しても、第５スイッチング素子Ｓ５がオフ状態であるため、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することはない。

図６（ｃ）に示す第３状態及び図６（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第３状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。なお、図６（ｃ）及び図６（ｄ）に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ＩＬが０Ａになっていれば、状態２から状態３に移行せず、状態２から状態４へ直接、移行する。

図６（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第５状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第７スイッチング素子Ｓ７は同期整流のためにオンしている。第７スイッチング素子Ｓ７が同期整流しても、第６スイッチング素子Ｓ６がオフ状態であるため、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することはない。

図６（ｆ）に示す第６状態及び図６（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第６状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。なお、図６（ｆ）及び図６（ａ）に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ＩＬが０Ａになっていれば、状態５から状態６に移行せず、状態５から状態１へ直接、移行する。

実施例１（降圧モード）では、以上の４つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ降圧して電力を伝送する。実施例１（降圧モード）では、一次側の第１レグ（第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２）と第２レグ（第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４）間の位相差θで、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。

図７は、実施例１（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング１を示す図である。細線が第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８のオン／オフ状態を示し、太線が第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７のオン／オフ状態を示している。

第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。デッドタイムは、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２が同時オンにより貫通して、第１直流電源Ｅ１の両端が短絡することを防止するために挿入される時間である。同様に第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第１スイッチング素子Ｓ１及び第２スイッチング素子Ｓ２と、第４スイッチング素子Ｓ４及び第３スイッチング素子Ｓ３の位相差θにより降圧率を決定する。

図６（ａ）−（ｆ）及び図７に示す例では、状態２（ｂ）で第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御した。この点、状態２（ｂ）で第５スイッチング素子Ｓ５をオン状態に制御してもよい。同様に、状態５（ｅ）で第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御した。この点、状態５（ｅ）で第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態に制御してもよい。

図８は、実施例１（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング２を示す図である。図６（ａ）−（ｆ）及び図７に示す例では、第１直流部から第２直流部へ降圧して電力を供給する例を説明した。この点、第２直流部から第１直流部へ降圧して電力を供給することも可能である。この場合、図８に示したように、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４に供給する駆動信号と、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８に供給する駆動信号を入れ替えればよい。

以上説明したように実施例１（降圧モード）によれば、第２直流電源Ｅ２からリアクトルＬに電力が伝送される状態が発生しないため無効電力を抑制することができ、変換効率を向上させることができる。また、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）において二次側で同期整流することにより、ダイオードの導通損失を低減することができる。なお、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）において同期整流するスイッチング素子を１つにすることにより、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することを防止しつつ、損失を低減することができる。これにより、ハードスイッチングの発生も防止することができる。また、一次側に短絡モードを設けることにより、位相シフトによる電力調整が可能となる。

なお、状態２（ｂ）の後に、第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態に制御して第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８で二次側を第２ブリッジ回路１２内で短絡させることも考えられる。ただし、第６スイッチング素子Ｓ６をオンした瞬間に、第５ダイオードＤ５の両端電圧が反転し、リカバリ電流が発生する。これにより、第５ダイオードＤ５と第６スイッチング素子Ｓ６が導通し、瞬間的に第２直流電源Ｅ２と短絡する。これに対して実施例１（降圧モード）ではリカバリ電流が発生するモードがなく、リカバリ損失の発生を防止することができる。

（実施例２（降圧モード））
図９（ａ）−（ｄ）は、電力変換装置１の実施例２（降圧モード）に係る動作１を説明するための図である。図１０（ａ）−（ｄ）は、電力変換装置１の実施例２（降圧モード）に係る動作２を説明するための図である。実施例２（降圧モード）は、実施例１（降圧モード）をベースに、より細かく状態を遷移させる例である。

図９（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。図６（ａ）に示した実施例１（降圧モード）の第１状態と同じ状態である。

図９（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第２状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第２状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

図９（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第３状態でも、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第３状態でも、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。図６（ｂ）に示した実施例１（降圧モード）の第２状態と同じ状態である。

図９（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第４状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

図１０（ａ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。図６（ｄ）に示した実施例１（降圧モード）の第４状態と同じ状態である。

図１０（ｂ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第６状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第６状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

図１０（ｃ）に示す第７状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第７状態でも、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第７状態でも、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第７スイッチング素子Ｓ７は同期整流のためにオンしている。図６（ｅ）に示した実施例１（降圧モード）の第５状態と同じ状態である。

図１０（ｄ）に示す第８状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第８状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

実施例２（降圧モード）では、以上の８つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ降圧して電力を伝送する。実施例２（降圧モード）では、一次側の第１レグと第２レグ間の位相差θで、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。なお、この５０％は、デッドタイムを考慮していない値である。

図１１は、実施例２（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミングを示す図である。細線が第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８のオン／オフ状態を示し、太線が第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７のオン／オフ状態を示している。

第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第１スイッチング素子Ｓ１及び第２スイッチング素子Ｓ２と、第４スイッチング素子Ｓ４及び第３スイッチング素子Ｓ３の位相差θにより降圧率を決定する。

第８スイッチング素子Ｓ８及び第７スイッチング素子Ｓ７のオン時間は、位相差θに対応するシフト量と同じ量、または位相差θに対応するシフト量からデッドタイム分のシフト量を減じた量に制御される。第８スイッチング素子Ｓ８及び第７スイッチング素子Ｓ７の立ち上がり位相は固定であり、立ち下がり位相は可変である。

第８スイッチング素子Ｓ８の立ち上がり位相は、第２スイッチング素子Ｓ２の立ち上がり位相または第１スイッチング素子Ｓ１の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第８スイッチング素子Ｓ８は、第２スイッチング素子Ｓ２のターンオンまたは第１スイッチング素子Ｓ１のターンオフと同時にターンオンする。第７スイッチング素子Ｓ７の立ち上がり位相は、第１スイッチング素子Ｓ１の立ち上がり位相または第２スイッチング素子Ｓ２の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第７スイッチング素子Ｓ７は、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオンまたは第２スイッチング素子Ｓ２のターンオフと同時にターンオンする。

第８スイッチング素子Ｓ８の立ち下がり位相は、第４スイッチング素子Ｓ４の立ち下がり位相または第３スイッチング素子Ｓ３の立ち上がり位相に同期するように制御される。即ち、第８スイッチング素子Ｓ８は、第４スイッチング素子Ｓ４のターンオフまたは第３スイッチング素子Ｓ３のターンオンと同時にターンオフする。第７スイッチング素子Ｓ７の立ち下がり位相は、第３スイッチング素子Ｓ３の立ち下がり位相または第４スイッチング素子Ｓ４の立ち上がり位相に同期するように制御される。即ち、第７スイッチング素子Ｓ７は、第３スイッチング素子Ｓ３のターンオフまたは第４スイッチング素子Ｓ４のターンオンと同時にターンオフする。

一次側の第１レグと第２レグ間の位相差θに対応する区間のみ、第８スイッチング素子Ｓ８及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御することにより、リカバリ損失の発生を抑えつつ、同期整流することができる。

一次側の第１レグと第２レグ間の位相差θは０から１８０°の範囲で操作する。位相差θを小さくするほど、伝送する電力量を増加させることができる。デッドタイムが固定とした場合、位相差θの最小値を０とすることで、高周波化したときの損失を抑えることができる。

実施例２（降圧モード）においても実施例１（降圧モード）と同様に、第５スイッチング素子Ｓ５の制御と第８スイッチング素子Ｓ８の制御を入れ替え、第６スイッチング素子Ｓ６の制御と第７スイッチング素子Ｓ７の制御を入れ替えてもよい。また実施例２（降圧モード）においても、第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４に供給する駆動信号と、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８に供給する駆動信号を入れ替えることにより、第２直流部から第１直流部へ降圧して電力を供給することが可能である。

以上説明したように実施例２（降圧モード）によれば、実施例１（降圧モード）と同様の効果を奏する。実施例１（降圧モード）よりきめ細かく制御することにより、さらに高効率化を図ることができる。

（実施例１（昇圧モード））
図１２（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置１の実施例１（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。

図１２（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第１状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。

図１２（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第２状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

図１２（ｃ）に示す第３状態及び図１２（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第５スイッチング素子Ｓ５をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第３状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。第４状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。なお、図１２（ｃ）及び図１２（ｄ）に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ＩＬが０Ａになっていれば、状態２から状態３に移行せず、状態２から状態４へ直接、移行する。

図１２（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第５状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

図１２（ｆ）に示す第６状態及び図１２（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第６状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。なお、図１２（ｆ）及び図１２（ａ）に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ＩＬが０Ａになっていれば、状態５から状態６に移行せず、状態５から状態１へ直接、移行する。

実施例１（昇圧モード）では、以上の４つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ昇圧して電力を伝送する。実施例１（昇圧モード）では、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のデューティ比（オン時間）で、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。一次側の第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。一次側の第１レグ（第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２）と第２レグ（第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４）間の位相差θは、０もしくはデッドタイム以下の位相差で固定する。

図１３は、実施例１（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング１を示す図である。第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間Ｔｏｎにより昇圧率を決定する。第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８は常時オフ状態に制御される。

図１２（ａ）−（ｆ）及び図１３に示す例では、状態６（ｆ）及び状態１（ａ）で第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態に制御した。この点、状態６（ｆ）及び状態１（ａ）で第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御してもよい。同様に、状態３（ｃ）及び状態４（ｄ）で第５スイッチング素子Ｓ５をオン状態に制御した。この点、状態３（ｃ）及び状態４（ｄ）で第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御してもよい。

図１４は、実施例１（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング２を示す図である。図１２（ａ）−（ｆ）及び図１３に示す例では、第１直流部から第２直流部へ昇圧して電力を供給する例を説明した。この点、第２直流部から第１直流部へ昇圧して電力を供給することも可能である。この場合、図１４に示したように、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４に供給する駆動信号と、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８に供給する駆動信号を入れ替えればよい。

以上説明したように実施例１（昇圧モード）によれば、第２直流電源Ｅ２からリアクトルＬに電力が伝送される状態が発生しないため無効電力を抑制することができ、変換効率を向上させることができる。リアクトルＬにエネルギーを充電する際に、二次側が短絡するモードを設けることにより、第２直流電源Ｅ２からリアクトルＬに電力が伝送されることを阻止することができ、無効電流による導通損失を低減することができる。

また二次側の第２ブリッジ回路１２を短絡させる際、上側（第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７）と下側（第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８）を交互に使用することにより、上側または下側に熱が集中することを防止し、熱を分散させることができる。これにより、上側と下側の耐熱設計を均一化することができる。これに対して、図４（ａ）−（ｆ）に示す比較例（昇圧モード）では、第１状態（ａ）と第４状態（ｄ）の両方で、第２ブリッジ回路１２の下側を短絡させており、下側に熱が集中している。

図１５（ａ）−（ｂ）は、リアクトルＬに流れる電流ＩＬの具体例を示す図である。図１５（ａ）はリアクトル電流ＩＬが小さい場合の例である。この場合、比較例と実施例１でスイッチパターンの切り替わりタイミングは同じになる。いずれの場合も、リアクトル電流ＩＬが０Ａの状態でスイッチパターンが切り替わる。

図１５（ｂ）はリアクトル電流ＩＬが大きい場合の例である。この場合、比較例と実施例１でスイッチパターンの切り替わりタイミングが異なる。実施例１では、リアクトルＬが放電するための第２スイッチパターン及び第４スイッチパターンの時間が固定されており、設定された固定のタイミングで、リアクトルＬが充電するための第３スイッチパターン及び第１スイッチパターンにそれぞれ切り替わる。これに対して比較例では、第３スイッチパターン及び第１スイッチパターンにそれぞれ切り替える前に、点線に示すようにリアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ。比較例では基本的に、リアクトル電流ＩＬが０Ａの状態で第３スイッチパターン及び第１スイッチパターンにそれぞれ切り替える制御をしている。これにより、送電方向を高速に切り替えることができる。また、無効電流の発生も抑制することができる。

しかしながら比較例では、リアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ制御であるため、ＰＦＭ制御になっている。ＰＦＭ制御では、周波数が低下して周波数が可聴域に入る可能性があり、その場合、大きな騒音が発生する。

またＰＦＭ制御では、リアクトル電流ＩＬが小さい場合、周波数が上昇する可能性がある。周波数が上昇するとスイッチング損失が増加する。この対策として比較例（昇圧モード）では、図４（ｃ）に示す第３状態において第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態に制御することにより、また図４（ｆ）に示す第６状態において第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態に制御することにより、リアクトル電流ＩＬの向きが変わることを防止している。これにより、リアクトル電流ＩＬが０Ａを挟んでチャタリングすることを防止し、周波数が上昇することを防止している。しかしながら、電流センサの計測誤差によっては、チャタリングが発生する可能性がある。

これに対して実施例１では、ＰＷＭ制御であるため周波数は固定であり、大きな騒音が発生することはない。また実施例１では、リアクトル電流ＩＬを計測するための電流センサは必須ではなく省略可能である。

（実施例２（昇圧モード））
図１６（ａ）−（ｆ）は、電力変換装置１の実施例２（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。実施例２（昇圧モード）は、実施例１（昇圧モード）をベースに、より細かく状態を遷移させる例である。

図１６（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第１状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。図１２（ａ）に示した実施例１（昇圧モード）の第１状態と同じ状態である。

図１６（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第２状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。図１２（ｂ）に示した実施例１（昇圧モード）の第２状態と同じ状態である。

図１６（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第５スイッチング素子Ｓ５をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第３状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

図１６（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第５スイッチング素子Ｓ５をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第４状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。図１２（ｄ）に示した実施例１（昇圧モード）の第４状態と同じ状態である。

図１６（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。図１２（ｅ）に示した実施例１（昇圧モード）の第５状態と同じ状態である。

図１６（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第６状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。

実施例２（昇圧モード）では、以上の６つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ昇圧して電力を伝送する。実施例２（昇圧モード）では、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のデューティ比（オン時間）で、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。一次側の第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。なお、この５０％は、デッドタイムを考慮していない値である。一次側の第１レグと第２レグ間の位相差θは０で固定する。

図１７は、実施例２（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミングを示す図である。細線が第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８のオン／オフ状態を示し、太線が第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７のオン／オフ状態を示している。

第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間Ｔｏｎにより昇圧率を決定する。

第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間Ｔｏｎは、デューティで制御される。第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の立ち上がり位相は固定であり、立ち下がり位相は可変である。

第５スイッチング素子Ｓ５の立ち上がり位相は、第１スイッチング素子Ｓ１の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第５スイッチング素子Ｓ５は第１スイッチング素子Ｓ１のターンオフと同時にターンオンする。第６スイッチング素子Ｓ６の立ち上がり位相は、第２スイッチング素子Ｓ２の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第６スイッチング素子Ｓ６は第２スイッチング素子Ｓ２のターンオフと同時にターンオンする。これにより、第５スイッチング素子Ｓ５または第６スイッチング素子Ｓ６が（Zero Voltage Switching）動作しやすくなる。

第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間Ｔｏｎで、伝送する電力量を制御する。オン時間Ｔｏｎを長くするほど、伝送する電力量を増加させることができる。デッドタイムが固定とした場合、一次側の第１レグと第２レグ間の位相差θを０とすることで、高周波化したときの損失を抑えることができる。

実施例２（昇圧モード）においても実施例１（昇圧モード）と同様に、第５スイッチング素子Ｓ５の制御と第８スイッチング素子Ｓ８の制御を入れ替え、第６スイッチング素子Ｓ６の制御と第７スイッチング素子Ｓ７の制御を入れ替えてもよい。また実施例２（昇圧モード）においても、第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４に供給する駆動信号と、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８に供給する駆動信号を入れ替えることにより、第２直流部から第１直流部へ昇圧して電力を供給することが可能である。

以上説明したように実施例２（昇圧モード）によれば、実施例１（昇圧モード）と同様の効果を奏する。実施例１（昇圧モード）よりきめ細かく制御することにより、さらに高効率化を図ることができる。

図１８は、電力変換装置１の実施例１、２に係る降圧動作と昇圧動作の切り替えを説明するための図である。制御回路１３は、第１直流部から第２直流部へ電力伝送する際、第１直流部の電圧と第２直流部の電圧をもとに降圧モードと昇圧モードを切り替える。制御回路１３は、第１直流部の電圧に対して第２直流部の電圧の方が低ければ降圧モードを選択し、第１直流部の電圧に対して第２直流部の電圧の方が高ければ昇圧モードを選択する。また制御回路１３は、第２直流部から第１直流部へ電力伝送する際、第２直流部の電圧と第１直流部の電圧をもとに降圧モードと昇圧モードを切り替える。制御回路１３は、第２直流部の電圧に対して第１直流部の電圧の方が低ければ降圧モードを選択し、第２直流部の電圧に対して第１直流部の電圧の方が高ければ昇圧モードを選択する。なお制御回路１３は、第１直流部に流れる電流の向き、第２直流部に流れる電流の向き、又はリアクトル電流ＩＬの向きをもとに降圧モードと昇圧モードを切り替えてもよい。

図１８に示すように降圧動作では、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間ＴｏｎをデッドタイムＴｄ以下（０でもよい）に固定し、一次側の第１レグと第２レグ間の位相差θを操作する。昇圧動作では、一次側の第１レグと第２レグ間の位相差θをデッドタイムＴｄ以下（０でもよい）に固定し、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間Ｔｏｎを操作する。

位相差θの最大値とオン時間Ｔｏｎの最大値はいずれも、半周期（Ｔｓ／２）になる。降圧動作における最大電力出力時の位相差θ及びオン時間Ｔｏｎと、昇圧動作における最小電力出力時の位相差θ及びオン時間Ｔｏｎが同一になるため、降圧動作と昇圧動作間でシームレスな切り替えが可能となる。

以上説明したように実施例１、２によれば、上述した降圧モードと昇圧モードを組み合わせることにより、１つのＤＣ／ＤＣコンバータで降圧動作と昇圧動作が可能となり、双方向の電力伝送も可能である。従って、一次側と二次側の双方で広範囲な電圧レンジに対応することができる。

以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

上述した実施例１（降圧モード）では、図６（ａ）−（ｆ）に示したように状態２（ｂ）において第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御して、また状態５（ｅ）において第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御して同期整流した。この点、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）における同期整流を省略してもよい。即ち、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）において二次側の第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８を全てオフ状態に制御してもよい。

上述した実施例１（昇圧モード）では、図１２（ａ）−（ｆ）に示したように状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）において二次側の第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８を全てオフ状態に制御した。この点、状態２（ｂ）において第８スイッチング素子Ｓ８又は第５スイッチング素子Ｓ５をオン状態に制御して同期整流してもよい。また状態５（ｅ）において第７スイッチング素子Ｓ７又は第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態に制御して同期整流してもよい。同期整流することにより、ダイオードの導通損失を低減することができる。

図１９は、変形例１に係る電力変換装置１の構成を説明するための図である。変形例１に係る電力変換装置１は絶縁型の単方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。二次側の負荷Ｒ２から一次側の第１直流電源Ｅ１に充電することがない用途で使用可能である。変形例１に係る電力変換装置１では第２ブリッジ回路１２は、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８の代わりに、ブリッジ接続された４つのダイオード素子（第５ダイオードＤ５−第８ダイオードＤ８）で構成される。

図６（ａ）−（ｆ）及び図７に示した降圧モードにおいて、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）における同期整流を省略した場合、一次側の第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４の制御のみで降圧動作が可能である。変形例１によれば、第２ブリッジ回路１２のコストを削減することができる。

図２０は、変形例２に係る電力変換装置１の構成を説明するための図である。変形例２に係る電力変換装置１は絶縁型の単方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。二次側の負荷Ｒ２から一次側の第１直流電源Ｅ１に充電することがない用途で使用可能である。変形例２に係る電力変換装置１では第２ブリッジ回路１２は、第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８の代わりに、２つのダイオード素子（第７ダイオードＤ７と第８ダイオードＤ８）が使用される。

図１２（ａ）−（ｆ）及び図１３に示した昇圧モードでは第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８が常時オフ状態であるため、変形例２に係る電力変換装置１も実施例１と同様の制御で昇圧動作が可能である。図６（ａ）−（ｆ）及び図７に示した降圧モードにおいて、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）における同期整流を省略するか、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６を使用して同期整流することにより、変形例２に係る電力変換装置１でも実施例１と同様の制御で降圧動作が可能である。変形例２によれば、第２ブリッジ回路１２のコストを削減することができる。また昇圧動作も降圧動作も可能である。

なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。

［項目１］
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）に並列接続される第１ブリッジ回路（１１）と、
第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子（Ｓ７）と第８スイッチング素子（Ｓ８）が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）に並列接続される第２ブリッジ回路（１２）と、
前記第１ブリッジ回路（１１）と前記第２ブリッジ回路（１２）の間に接続された絶縁トランス（ＴＲ１）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第８スイッチング素子（Ｓ８）を制御する制御回路（１３）と、を備え、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第８スイッチング素子（Ｓ８）のそれぞれに、逆並列にダイオード（Ｄ１−Ｄ８）が接続または形成されており、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１ブリッジ回路（１１）は、前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）と前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）が導通する期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡する期間を含み、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、整流期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１レグと前記第２レグ間の位相差を可変制御し、
前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第６スイッチング素子（Ｓ６）の同時オフ期間を可変制御、または前記第７スイッチング素子（Ｓ７）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）の同時オフ期間を可変制御することを特徴とする電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目２］
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第１パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第３パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第４パターン、を含んで制御することを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目３］
前記第２パターン及び第４パターンのそれぞれの期間が固定であることを特徴とする項目２に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目４］
前記制御回路（１３）は、前記第１レグと前記第２レグ間の位相差で、前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ供給する電力の電圧または電流を制御することを特徴とする項目１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、一次側の位相差を操作して電圧または電流を制御することにより、電圧または電流をソフトスイッチングで制御することができる。
［項目５］
前記制御回路（１３）は、前記位相差を０から１８０°の範囲で操作することを特徴とする項目４に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、高周波化したときの損失を抑えることができる。
［項目６］
前記制御回路（１３）は、
前記第２パターンにおいて前記第８スイッチング素子（Ｓ８）または前記第５スイッチング素子（Ｓ５）をオン状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第７スイッチング素子（Ｓ７）または前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオン状態に制御することを特徴とする項目２または３に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、同期整流を行うことで、ダイオードの導通損失を低減することができる。
［項目７］
前記制御回路（１３）は、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）のターンオンまたは前記第１スイッチング素子（Ｓ１）のターンオフに同期して、前記第８スイッチング素子（Ｓ８）または前記第５スイッチング素子（Ｓ５）をターンオンさせ、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）のターンオンまたは前記第２スイッチング素子（Ｓ２）のターンオフに同期して、前記第７スイッチング素子（Ｓ７）または前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をターンオンさせ、
前記第４スイッチング素子（Ｓ４）のターンオフまたは前記第３スイッチング素子（Ｓ３）のターンオンに同期して、前記第８スイッチング素子（Ｓ８）または前記第５スイッチング素子（Ｓ５）をターンオフさせ、
前記第３スイッチング素子（Ｓ３）のターンオフまたは前記第４スイッチング素子（Ｓ４）のターンオンに同期して、前記第７スイッチング素子（Ｓ７）または前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をターンオフさせることを特徴とする項目６に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、リカバリ損失の発生を抑制しつつ、同期整流を行うことができる。
［項目８］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ降圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）−前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替えることを特徴とする項目１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目９］
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）または前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第５パターン、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第６パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、及び前記第５スイッチング素子（Ｓ５）または前記第８スイッチング素子（Ｓ８）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第７パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第８パターン、を含んで制御することを特徴とする項目１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目１０］
前記第６パターン及び前記第８パターンのそれぞれの期間が固定であることを特徴とする項目９に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、昇圧動作時に騒音が発生することを防止することができる。
［項目１１］
前記制御回路（１３）は、前記第１レグと前記第２レグ間の位相差を固定し、前記第５パターンにおける前記第６スイッチング素子（Ｓ６）または前記第７スイッチング素子（Ｓ７）のオン時間、及び前記第７パターンにおける前記第５スイッチング素子（Ｓ５）または前記第８スイッチング素子（Ｓ８）のオン時間の少なくとも一方で、前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ供給する電力の電圧または電流を制御することを特徴とする項目９または１０に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、一次側を操作せずに、二次側の操作で電圧または電流を制御することができる。
［項目１２］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）−前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替えることを特徴とする項目９から１１のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇降圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目１３］
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）が直列接続された第２レグが、第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）に並列接続される第１ブリッジ回路（１１）と、
第５ダイオード（Ｄ５）と第６ダイオード（Ｄ６）が直列接続された第３レグと、第７ダイオード（Ｄ７）と第８ダイオード（Ｄ８）が直列接続された第４レグが、第２直流部（Ｃ２、Ｒ２）に並列接続される第２ブリッジ回路（１２）と、
前記第１ブリッジ回路（１１）と前記第２ブリッジ回路（１２）の間に接続された絶縁トランス（ＴＲ１）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第４スイッチング素子（Ｓ４）を制御する制御回路（１３）と、を備え、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第４スイッチング素子（Ｓ４）のそれぞれに、逆並列にダイオード（Ｄ１−Ｄ４）が接続または形成されており、
前記第５ダイオード（Ｄ５）−前記第８ダイオード（Ｄ８）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｒ２）に対して逆向きに接続されており、
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｒ２）へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態の第１パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡する第２パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態の第３パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡する第４パターン、を含んで制御し、
前記第２パターン及び前記第４パターンのそれぞれの期間が固定されていることを特徴とする電力変換装置（１）。
これによれば、コストを抑えた低騒音で高効率な降圧型の単方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目１４］
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）に並列接続される第１ブリッジ回路（１１）と、
第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）が直列接続された第３レグと、第７ダイオード（Ｄ７）と第８ダイオード（Ｄ８）が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部（Ｃ２、Ｒ２）に並列接続される第２ブリッジ回路（１２）と、
前記第１ブリッジ回路（１１）と前記第２ブリッジ回路（１２）の間に接続された絶縁トランス（ＴＲ１）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第６スイッチング素子（Ｓ６）を制御する制御回路（１３）と、を備え、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第６スイッチング素子（Ｓ６）のそれぞれに、逆並列にダイオード（Ｄ１−Ｄ６）が接続または形成されており、
前記第７ダイオード（Ｄ７）と前記第８ダイオード（Ｄ８）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｒ２）に対して逆向きに接続されており、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び残りのスイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び残りのスイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第４パターン、を含んで制御し、
前記第２パターン及び前記第４パターンのそれぞれの期間が固定されていることを特徴とする電力変換装置（１）。
これによれば、コストを抑えた低騒音で高効率な降圧型の単方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目１５］
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｒ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第５パターン、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第６パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、及び前記第５スイッチング素子（Ｓ５）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第７パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第８パターン、を含んで制御することを特徴とする項目１４に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、コストを抑えた低騒音で高効率な昇降圧型の単方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目１６］
前記第６パターン及び前記第８パターンのそれぞれの期間が固定であることを特徴とする項目１５に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、昇圧動作時に騒音が発生することを防止することができる。

Ｅ１ 第１直流電源、 Ｅ２ 第２直流電源、 １ 電力変換装置、 １１ 第１ブリッジ回路、 １２ 第２ブリッジ回路、 １３ 制御回路、 Ｓ１−Ｓ８ スイッチング素子、 Ｄ１−Ｄ８ ダイオード、 Ｌ リアクトル、 ＴＲ１ 絶縁トランス、 ｎ１ 一次巻線、 ｎ２ 二次巻線、 Ｌ１ 第１漏れインダクタンス、 Ｌ２ 第２漏れインダクタンス、 Ｃ１ 第１コンデンサ、 Ｃ２ 第２コンデンサ、 Ｒ２ 負荷。

Claims (16)

1. 第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部に並列接続される第１ブリッジ回路と、
   第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部に並列接続される第２ブリッジ回路と、
   前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、
   前記第１スイッチング素子−前記第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
   前記第１スイッチング素子−前記第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、
   前記第１直流部から前記第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
   前記第１ブリッジ回路は、前記第１直流部と前記絶縁トランスの一次巻線が導通する期間と、前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡する期間を含み、
   前記第２ブリッジ回路は、整流期間を含み、
   前記制御回路は、
   前記第１レグと前記第２レグ間の位相差を可変制御し、
   前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御、または前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御回路は、
   前記第１直流部から前記第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
   前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態、及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第１パターン、
   前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡し、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第２パターン、
   前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態、及び前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第３パターン、
   前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡し、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第４パターン、を含んで制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第２パターン及び第４パターンのそれぞれの期間が固定であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記第１レグと前記第２レグ間の位相差で、前記第１直流部から前記第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、前記位相差を０から１８０°の範囲で操作することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、
   前記第２パターンにおいて前記第８スイッチング素子または前記第５スイッチング素子をオン状態に制御し、
   前記第４パターンにおいて前記第７スイッチング素子または前記第６スイッチング素子をオン状態に制御することを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
7. 前記制御回路は、
   前記第２スイッチング素子のターンオンまたは前記第１スイッチング素子のターンオフに同期して、前記第８スイッチング素子または前記第５スイッチング素子をターンオンさせ、
   前記第１スイッチング素子のターンオンまたは前記第２スイッチング素子のターンオフに同期して、前記第７スイッチング素子または前記第６スイッチング素子をターンオンさせ、
   前記第４スイッチング素子のターンオフまたは前記第３スイッチング素子のターンオンに同期して、前記第８スイッチング素子または前記第５スイッチング素子をターンオフさせ、
   前記第３スイッチング素子のターンオフまたは前記第４スイッチング素子のターンオンに同期して、前記第７スイッチング素子または前記第６スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記制御回路は、前記第２直流部から前記第１直流部へ降圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子−前記第４スイッチング素子に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子−前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号を入れ替えることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記制御回路は、
   前記第１直流部から前記第２直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、
   前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子、及び前記第６スイッチング素子または前記第７スイッチング素子がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第５パターン、
   前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態、及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第６パターン、
   前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子、及び前記第５スイッチング素子または前記第８スイッチング素子がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第７パターン、
   前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態、及び前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第８パターン、を含んで制御することを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記第６パターン及び前記第８パターンのそれぞれの期間が固定であることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記制御回路は、前記第１レグと前記第２レグ間の位相差を固定し、前記第５パターンにおける前記第６スイッチング素子または前記第７スイッチング素子のオン時間、及び前記第７パターンにおける前記第５スイッチング素子または前記第８スイッチング素子のオン時間の少なくとも一方で、前記第１直流部から前記第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御することを特徴とする請求項９または１０に記載の電力変換装置。
12. 前記制御回路は、前記第２直流部から前記第１直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子−前記第４スイッチング素子に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子−前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号を入れ替えることを特徴とする請求項９から１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグが、第１直流部に並列接続される第１ブリッジ回路と、
    第５ダイオードと第６ダイオードが直列接続された第３レグと、第７ダイオードと第８ダイオードが直列接続された第４レグが、第２直流部に並列接続される第２ブリッジ回路と、
    前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、
    前記第１スイッチング素子−前記第４スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
    前記第１スイッチング素子−前記第４スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、
    前記第５ダイオード−前記第８ダイオードは、前記第２直流部に対して逆向きに接続されており、
    前記制御回路は、
    前記第１直流部から前記第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
    前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態、及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
    前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡する第２パターン、
    前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態、及び前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
    前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡する第４パターン、を含んで制御し、
    前記第２パターン及び前記第４パターンのそれぞれの期間が固定されていることを特徴とする電力変換装置。
14. 第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部に並列接続される第１ブリッジ回路と、
    第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７ダイオードと第８ダイオードが直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部に並列接続される第２ブリッジ回路と、
    前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、
    前記第１スイッチング素子−前記第６スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
    前記第１スイッチング素子−前記第６スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、
    前記第７ダイオードと前記第８ダイオードは、前記第２直流部に対して逆向きに接続されており、
    前記制御回路は、
    前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態、及び残りのスイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
    前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡し、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第２パターン、
    前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態、及び残りのスイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
    前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡し、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第４パターン、を含んで制御し、
    前記第２パターン及び前記第４パターンのそれぞれの期間が固定されていることを特徴とする電力変換装置。
15. 前記制御回路は、
    前記第１直流部から前記第２直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、
    前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子、及び前記第６スイッチング素子がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第５パターン、
    前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態、及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第６パターン、
    前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子、及び前記第５スイッチング素子がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第７パターン、
    前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態、及び前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流状態の第８パターン、を含んで制御することを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
16. 前記第６パターン及び前記第８パターンのそれぞれの期間が固定であることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。

Images