JP2021048305A - 保護回路、半導体装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成で出力ドライバ素子の温度を正確に検出して、異常検出時により確実に出力ドライバ素子、ひいては、当該出力ドライバ素子が搭載された半導体装置（半導体チップ）の保護を図る。【解決手段】実施形態の保護回路は、出力ドライバ素子の過熱保護を行う保護回路であって、出力ドライバ素子に対する供給電力量に比例する値を測定する測定部と、値の測定値に基づいて、供給電力量に基づく出力ドライバ素子の温度上昇量を予測する予測部と、出力ドライバ素子の周囲温度を検出する検出部と、周囲温度に予測した温度上昇量を加算した温度が所定の閾値温度を超えたか否かを判断し、出力ドライバ素子の遮断指示信号を出力する判断部と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、保護回路、半導体装置及び方法に関する。

従来、出力ドライバ素子（例えば、出力段のドライバトランジスタ素子等）の熱的な保護をするためには温度センサによる温度測定が必要である。
正確な温度測定を行うためには、温度センサは出力ドライバ素子の近くに置かれることが望まれるが、装置構成によっては、このような配置は、難しい場合があった。

これを避けるべく、出力ドライバ素子の温度を推定する方法も考えられるが、一般的に保護が必要な場合は電源や負荷などの異常時が多く、一定の発熱量を想定して設計することは難しいという問題点があった。

また、出力素子の内部に温度センサを埋め込み、中心部の温度を測定する方法も提案されている。この方法は、例えば、ＤＭＯＳ素子に存在する寄生ＮＰＮ素子を利用して電流を流し、そのベース、エミッタ間のＰＮ接合の電圧を測定することで温度を測る。しかしながら、温度センサのために出力ＤＭＯＳ素子中に新たな拡散領域とコンタクト、配線が必要となる。周辺の拡散領域やコンタクト位置、配線に不均等な部分が発生すると、ＤＭＯＳの局所的なブレークダウンや配線のエレクトロマイグレーションによる破壊が発生する可能性があった。

特開２００６−３１７２１７号公報 特開２００３−１４９０５５号公報 特開２００６−３０２９７７号公報

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、簡易な構成で出力ドライバ素子の温度を正確に検出して、異常検出時により確実に出力ドライバ素子、ひいては、当該出力ドライバ素子が搭載された半導体装置（半導体チップ）の保護を図ることが可能な保護回路、半導体装置及び方法を提供することを目的としている。

実施形態の保護回路は、出力ドライバ素子の過熱保護を行う保護回路であって、出力ドライバ素子に対する供給電力量に比例する値を測定する測定部と、値の測定値に基づいて、供給電力量に基づく出力ドライバ素子の温度上昇量を予測する予測部と、出力ドライバ素子の周囲温度を検出する検出部と、周囲温度に予測した温度上昇量を加算した温度が所定の閾値温度を超えたか否かを判断し、出力ドライバ素子の遮断指示信号を出力する判断部と、を備える。

実施形態の保護回路を有する電流ドライバ回路の構成図。 チップ温度検出用のダイオード部３３の配置例の説明図。 発熱量が大きく発熱時間が短い場合の、出力ドライバ素子とその周囲の温度の模式図。 周囲温度としての半導体チップの温度を一定とし、出力ドライバ素子の入力電力量を変化させた場合のコンパレータの入力電圧の変化を説明する図。 電源入力端子ＴＶｉｎと出力端子ＴＯｕｔとの入出力電圧差（Ｖｄｓ）と、過熱状態を検知するまでの時間と、の関係を説明する図。

次に図面を参照して、好適な実施形態について詳細に説明する。
図１は、実施形態の保護回路を有する電流ドライバ回路の構成図である。
電流ドライバ回路１０は、出力ドライバ部１１と、入出力電圧差検出部１２と、チップ温度検出部１３と、過熱検知部１４と、を備えている。
ここで、入出力電圧差検出部１２は、測定部として機能している。チップ温度検出部１３は、検出部として機能している。過熱検知部１４は、判断部として機能している。

出力ドライバ部１１は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタとして構成されたドライバトランジスタ２１と、電流制御信号ＳＩＣを出力する電流制御回路２２と、を備えている。ドライバトランジスタ２１は、ソース端子が電源入力端子ＴＶｉｎに接続され、ドレイン端子が出力端子ＴＯｕｔに接続され、ゲート端子に電流制御信号ＳＩＣが供給される。

入力電圧差検出部１２は、出力ドライバ素子に対する供給電力量に比例する値を測定する。入出力電圧差検出部１２は、電圧／電流変換部２３と、第１カレントミラー回路２４と、第２カレントミラー回路２５と、カレントミラー制御トランジスタ２６と、コンデンサ２７と、インバータ２８と、ディスチャージ用トランジスタ２９と、を備えている。

電圧／電流変換部２３は、電源入力端子ＴＶｉｎと出力端子ＴＯｕｔとの電圧差（以下、入出力電圧差とする。）を電流に変換する。カレントミラー制御トランジスタ２６は、第２カレントミラー回路２５に並列に接続され、入力されたパルス制御信号に基づいて第２カレントミラー回路２５の動作制御を行う。コンデンサ２７は、カレントミラー制御トランジスタ２６がオフ状態（開状態）である場合に第２カレントミラー回路２５の出力電流により電荷を蓄える。コンデンサ２７の蓄電電圧は、出力ドライバ素子の温度上昇量に比例する。インバータ２８は、イネーブル信号端子ＴＥＮを介して入力されたイネーブル信号ＳＥＮを反転して出力する。ディスチャージ用トランジスタ２９は、インバータ２８の出力に基づいて、イネーブル信号ＳＥＮがディスエーブル状態である場合にコンデンサ２７をディスチャージ（放電）する。

チップ温度検出部１３は、出力ドライバ素子の周囲温度を検出する。チップ温度検出部１３は、アンプ３１と、定電流源３２と、チップ温度検出用のダイオード部３３と、を備えている。アンプ３１は、半導体装置としての半導体チップ周囲の温度を検出し、温度特性の小さな基準電圧Ｖｒｅｆの電圧を増幅する。定電流源３２は、一端がコンデンサ２７の低電位側端子に高電位側端子が接続され、他端が接地されている。

ダイオード部３３は、アンプ３１の出力端子にアノード端子が接続され、カソード端子が定電流源３２に接続されている。ダイオード部３３は、一又は複数のダイオードを備えており（図１の例では、ダイオードＤ０、Ｄ１の２個）、ダイオードの順方向降下電圧Ｖｆが降下した出力電圧ＶＴＭＰを出力する。出力電圧ＶＴＭＰは、出力ドライバ素子の周囲温度に比例する。そして、ダイオード部３３は、出力ドライバ部１１の非動作時に基準温度測定部として機能するため、出力ドライバ部１１の動作時における発熱の影響を受けにくい場所に配置される。

図２は、ダイオード部３３の配置例の説明図である。
例えば、半導体チップ４０上に４個のドライバトランジスタ２１−１〜２１−４が配置され、一つのロジック回路ＬＧが配置されていた場合に、ダイオード部３３は４個のドライバトランジスタ２１のそれぞれの発熱の影響を受けにくい位置Ｐに配置される。なお、図示していないが、保護回路は、ドライバトランジスタ２１のそれぞれについて設けられている。

ダイオード部３３を構成しているダイオードの順方向降下電圧は、ほぼ線形な温度特性を示す。このため、コンデンサ２７の低電位側端子の電圧は、ダイオード部３３の検出している周囲温度（例えば、チップ温度）に対して線形なものとなる。

過熱検知部１４は、周囲温度が所定の温度を超えた場合、出力ドライバ素子の遮断指示信号を出力する。過熱検知部１４は、コンパレータ３５を備えている。コンパレータ３５は、出力電圧ＶＴＭＰにコンデンサ２７の電圧を加算した電圧ＶＴＤと閾値電圧Ｖｔｈと比較して、過熱検知信号ＳＡｌｔを過熱検知端子ＴＡｌｔから出力する。コンパレータ３５は、電圧ＶＴＤが閾値電圧Ｖｔｈよりも高いときに、過熱状態であると検知し、Ｈレベルの過熱検知信号ＳＡｌｔを出力する。

すなわち、コンパレータ３５は、コンデンサ２７の電圧ＶＣ（第１電圧）と出力電圧ＶＴＭＰ（第２電圧）との和が、所定の閾値電圧Ｖｔｈを超えたか否かに基づいて、周囲温度に予測した温度上昇量を加算した温度が所定の閾値温度を超えたか否かを判断し、所定の閾値温度を超えた場合には、Ｈレベルの過熱検知信号ＳＡｌｔを出力する。

次に実施形態の動作説明に先立ち、従来の問題点について説明する。
上述のドライバトランジスタ２１のような出力ドライバ素子の熱的な保護をするためには温度センサによる温度測定が必要である。

ところで、出力ドライバ素子が設けられたチップ全体の温度だけではなく、出力ドライバ素子自体の発熱の影響を測定するため、温度センサは出力ドライバ素子のなるべく近くに置かれることが望まれる。

しかしながら、温度センサにより測定できる温度が出力ドライバ素子の中心温度と大きく異なったり、近傍にある別の素子の発熱の影響を大きく受けたりする場合には、正確な温度測定を行うことができない。

図３は、発熱量が大きく発熱時間が短い場合の、出力ドライバ素子とその周囲の温度の模式図である。
図３では、出力ドライバ素子の中心の温度が最も高く、出力素子周辺は発熱をしないため内部と比べて温度が大きく下がっていることが分かる。

したがって、出力ドライバ素子の熱破壊には、出力ドライバ素子の中心部の温度が重要となる。しかしながら、出力ドライバ素子の周囲に配置した温度センサでは、出力ドライバ素子の中心温度を正確に測定することができず、出力ドライバ素子の熱破壊を正しく予測することはできないこととなる。また、出力ドライバ素子を何個か並べて配置する場合についても同様である。

また、出力ドライバ素子の発熱量が一定であれば温度センサと中心温度との相関を熱シミュレーションなどによって予め求めておき、中心温度を推定して保護する方法も考えられる。一般的に保護が必要な場合は電源や負荷などの異常時が多く、一定の発熱量を想定して設計することは困難である。

また、ある程度の誤差を許容しても保護できるようにするためには、その誤差を考慮して出力ドライバ素子の面積を大きくして熱的な余裕を大きくとる必要がある。一方、周囲温度と中心温度の差は出力ドライバ素子の面積が大きいほど大きくなるため、チップ面積への影響が大きくなるような発熱量の大きい出力ドライバ素子ほど温度測定が不正確となる。また、面積をさらに増大させてしまう。

ところで、出力ドライバ素子の発熱量は、当該出力ドライバ素子に供給した電力量に比例することが分かっている。
したがって、出力ドライバ素子に供給した電力量を正確に計測できれば、出力ドライバ素子の発熱量が正確に予測でき、ひいては、出力ドライバ素子の（中心）温度も正確に予測できると考えられる。
そこで、本実施形態においては、出力ドライバ素子に供給した電力量を正確に計測し、出力ドライバ素子の（中心）温度を正確に予測する。これにより、出力ドライバ素子、ひいては、当該出力ドライバ素子を搭載した半導体装置を保護するようにしている。

次に実施形態の動作を説明する。
［１］イネーブル信号ＳＥＮがディスエーブル状態（Ｌレベル）である場合
インバータ２８の出力は、Ｈレベルとなり、ディスチャージ用トランジスタ２９はオン状態（閉状態）となる。
この結果、コンデンサ２７は、放電状態となる。
また、電流制御回路２２も非動作状態となり、ドライバトランジスタ２１もオフ状態（開状態）となって、出力端子ＴＯｕｔに電圧が出力されることはない。

［２］イネーブル信号ＳＥＮがイネーブル状態（Ｈレベル）である場合
インバータ２８の出力は、Ｌレベルとなり、ディスチャージ用トランジスタ２９はオフ状態となる。
この結果、コンデンサ２７は、蓄電可能状態となる。
また、電流制御回路２２も動作状態となり、ドライバトランジスタ２１のゲート端子に電流制御信号ＳＩＣを出力する。

そして、ドライバトランジスタ２１は、電流制御信号ＳＩＣの電圧に応じた電流をソース−ドレイン間に流し、出力端子ＴＯｕｔに電流制御信号ＳＩＣの電圧に応じた電流を出力する。

電圧／電流変換部２３は、入出力電圧差を電流に変換して第１カレントミラー回路２４に出力する。
これにより、入出力電圧差に対応する電流を複製し、第２カレントミラー回路２５に流す。

第２カレントミラー回路２５は、第１カレントミラー回路２４により複製された電流をさらに複製して検出電流としてコンデンサ２７に出力する。
このとき、カレントミラー制御トランジスタ２６には、パルス制御信号が入力されている。パルス制御信号がＨレベルにある期間のみ、第２カレントミラー回路２５が動作する。

したがって、コンデンサ２７は、パルス制御信号がＨレベルにある期間のみ第２カレントミラー回路２５の出力電流、すなわち、入出力電圧差に相当する電流による蓄電を行う。

この場合において、パルス制御信号は、一定周期の信号であるため、コンデンサ２７は、オンデューティーに応じた比率で、入出力電圧差に比例する電荷を蓄積する。
したがって、常時電荷を蓄積する場合と比較して、小容量のコンデンサ２７を用いて入出力電圧差を積分することが可能である。

ここで、入出力電圧差は、ドライバトランジスタ２１の発熱量に比例した値となっている。すなわち、コンデンサ２７は、ドライバトランジスタ２１の発熱量に比例した電荷を蓄え、対応する電圧となる。
したがって、コンデンサ２７の電圧ＶＣは、ドライバトランジスタ２１の駆動に伴う温度上昇分に比例する値となっている。

一方、ダイオード部３３を構成している複数のダイオードの順方向降下電圧は、ほぼ線形な温度特性を示す。そのため、コンデンサ２７の低電位側端子の電圧ＶＴＭＰは、ダイオード部３３の検出している周囲温度（例えば、チップ温度）に対して線形な電圧となっている。

従って、コンデンサ２７の高電位側端子の電圧、すなわち、コンパレータ３５の非反転入力端子に印加される電圧は、周囲温度にドライバトランジスタ２１の動作に起因する温度上昇分が加算された電圧を有する電圧ＶＴＤ（＝ＶＴＭＰ＋ＶＣ）となっている。

ここで、コンパレータ３５の非反転入力端子に印加される電圧の具体例について説明する。
図４は、周囲温度としての半導体チップの温度を一定とし、出力ドライバ素子の入力電力量を変化させた場合のコンパレータの入力電圧の変化を説明する図である。ドライバトランジスタ２１の供給電力が１０Ｗ、２５Ｗ及び４０Ｗの場合のコンパレータの入力電圧の変化を表している。

図４（ａ）は、半導体チップの温度を２７℃とした場合のコンパレータの入力電圧の変化を説明する図である。
時刻ｔ０において、ドライバトランジスタ２１の入力電圧、すなわち、ドライバトランジスタ２１の予想温度は、供給電力が４０Ｗの場合には、急激に上昇し、時刻ｔ１において、閾値電圧Ｖｔｈを超える。
また、供給電力が２５Ｗの場合にも、ドライバトランジスタ２１の予想温度は、急激に上昇し、時刻ｔ２（＞ｔ１）において、閾値電圧Ｖｔｈを超える。
供給電力が１０Ｗの場合には、閾値電圧Ｖｔｈを超えてはいない。

また、図４（ｂ）は、半導体チップの温度を１３５℃とした場合のコンパレータの入力電圧の変化を説明する図である。
時刻ｔ１０において、ドライバトランジスタ２１の入力電圧、すなわち、ドライバトランジスタ２１の予想温度は、供給電力が４０Ｗの場合には、半導体チップの温度を２７℃とした場合よりも、さらに急激に上昇し、時刻ｔ１１（＜時刻ｔ１）において、閾値電圧Ｖｔｈを超える。

また、供給電力が２５Ｗの場合にも、ドライバトランジスタ２１の予想温度は、急激に上昇し、時刻ｔ１２（ｔ２＞ｔ１２＞ｔ１１）において、閾値電圧Ｖｔｈを超える。
さらにまた、供給電力が１０Ｗの場合にも、ドライバトランジスタ２１の予想温度は、急激に上昇し、時刻ｔ１３（＞ｔ１２＞ｔ１１）において、閾値電圧Ｖｔｈを超える。

以上の説明のように、周囲温度が高いほど、及び、供給電力が大きい程、ドライバトランジスタ２１の温度は急激に上昇することが分かる。
すなわち、コンパレータ３５の入力には、周囲温度（チップ温度）に、出力ドライバ素子に発生する発熱量に相当する温度上昇分を加えた電圧が発生する。このため、出力ドライバ素子の中心温度の推定ができる。したがって、適切に閾値電圧Ｖｔｈを設定することで熱破壊に至る前にドライバトランジスタ２１の出力を遮断する制御を行うことができる。

そして、コンパレータ３５により電圧ＶＴＤと閾値電圧Ｖｔｈと比較する。電圧ＶＴＤが閾値電圧Ｖｔｈを超えている場合には、出力ドライバ素子が過熱状態であるとして、コンパレータ３５はＨレベルの過熱検知信号ＳＡｌｔを出力する。

そして、Ｈレベルの過熱検知信号ＳＡｌｔが出力された場合には、例えば、イネーブル信号ＳＥＮをディスエーブル状態とすることで、熱破壊に至る前にドライバトランジスタ２１の出力を遮断する保護制御を行うことができる。ひいては、チップ全体が熱破壊に到るのを防止することができる。

図５は、電源入力端子ＴＶｉｎと出力端子ＴＯｕｔとの入出力電圧差（Ｖｄｓ）と、過熱状態を検知するまでの時間と、の関係を説明する図である。
周囲温度が高いほど過熱状態を検知して、Ｈレベルの過熱検知信号ＳＡｌｔが出力されるまでの時間が早いことが分かる。

また、入出力電圧差と、過熱状態を検知するまでの時間と、の関係は、計算により求めるトランジスタの安全動作領域（ＳＯＡ：Safety Operating Area）の曲線に近いものとなっていることから、実用性が高いものであることが実証された。

一方、電圧ＶＴＤが閾値電圧Ｖｔｈ以下である場合には、出力ドライバ素子は非過熱状態であるとして、コンパレータ３５はＬレベルの過熱検知信号ＳＡｌｔを出力する。

そして、Ｌレベルの過熱検知信号ＳＡｌｔが出力された場合には、ドライバトランジスタ２１の出力を継続しても、熱破壊に到ることはないので、安心して駆動制御を行うことができる。

以上の説明のように、本実施形態によれば、ドライバトランジスタ２１の中心温度を容易に推定することができるので、コンパレータ３５の閾値電圧Ｖｔｈを適宜設定することで、過熱状態である旨を表す過熱検知信号ＳＡｌｔをより好適なタイミング出力することができ、ドライバトランジスタ２１の出力を停止して、ドライバトランジスタ２１、ひいては、半導体チップ（半導体装置）の保護を図ることができる。

また、本実施形態を実際の出力ドライバ素子（ドライバトランジスタ）に適用する場合には、出力ドライバ素子のサイズや使用プロセスなどに応じて変わるトランジスタの安全動作領域の計算結果に合わせて調整することが可能である。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１０ 電流ドライバ回路
１１ 出力ドライバ部
１２ 入出力電圧差検出部
１３ チップ温度検出部
１４ 過熱検知部
２１ ドライバトランジスタ
２２ 電流制御回路
２３ 電流変換部
２４ 第１カレントミラー回路
２５ 第２カレントミラー回路
２６ カレントミラー制御トランジスタ
２７ コンデンサ
２８ インバータ
２９ ディスチャージ用トランジスタ
３１ アンプ
３２ 定電流源
３３ ダイオード部
３５ コンパレータ
４０ 半導体チップ
ＬＧ ロジック回路
ＭＯＳ Ｐチャネル

Claims (6)

1. 出力ドライバ素子の過熱保護を行う保護回路であって、
   前記出力ドライバ素子に対する供給電力量に比例する値を測定値とする測定部と、
   前記測定値に基づいて、前記供給電力量に基づく前記出力ドライバ素子の温度上昇量を予測する予測部と、
   前記出力ドライバ素子の周囲温度を検出する検出部と、
   前記周囲温度に前記予測した温度上昇量を加算した温度が所定の閾値温度を超えたか否かを判断し、前記出力ドライバ素子の遮断指示信号を出力する判断部と、
   を備えた保護回路。
2. 前記出力ドライバ素子は、定電流供給素子であり、前記供給電力量に比例する値として、前記出力ドライバ素子の入力電圧と、出力電圧との差を用いる、
   請求項１記載の保護回路。
3. 前記予測部は、前記温度上昇量に比例する第１電圧を検出し、
   前記検出部は、前記周囲温度に比例する第２電圧を検出し、
   前記判断部は、前記第１電圧と前記第２電圧との和が、所定の閾値電圧を超えたか否かに基づいて、前記周囲温度に前記予測した温度上昇量を加算した温度が所定の閾値温度を超えたか否かを判断する、
   請求項１又は請求項２記載の保護回路。
4. 前記予測部は、前記出力ドライバ素子の入力電圧と、出力電圧との差を電流に変換する電圧／電流変換部と、
   前記変換された電流が供給されて、前記出力ドライバ素子の温度上昇量に比例する電圧を保持するコンデンサと、
   を備えた請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の保護回路。
5. 一又は複数の出力ドライバ素子と、
   前記出力ドライバ素子に対する供給電力量に比例する値を測定値とする測定部と、
   前記測定値に基づいて、前記供給電力量に基づく前記出力ドライバ素子の温度上昇量を予測する予測部と、
   前記出力ドライバ素子の周囲温度を検出する検出部と、
   前記周囲温度に前記予測した温度上昇量を加算した温度が所定の閾値温度を超えたか否かを判断し、前記出力ドライバ素子の遮断指示信号を出力する判断部と、
   を備えた半導体装置。
6. 一又は複数の出力ドライバ素子を備えた半導体装置において実行され、前記出力ドライバ素子の過熱保護を行う保護方法であって、
   前記出力ドライバ素子に対する供給電力量に比例する値を測定値とする過程と、
   前記測定値に基づいて、前記供給電力量に基づく前記出力ドライバ素子の温度上昇量を予測する過程と、
   前記出力ドライバ素子の周囲温度を検出する過程と、
   前記検出した前記周囲温度に前記予測した温度上昇量を加算した温度が所定の閾値温度を超えたか否かを判断し、前記出力ドライバ素子の遮断指示を出力する過程と、
   を備えた方法。

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