JP2021044704A - モータドライバ回路およびハードディスク装置 - Google Patents

Abstract

【課題】クランプ専用のトランジスタを用いずに、電源電圧の上昇を抑制可能なモータドライバ回路を提供する。【解決手段】プッシュプル形式の第１出力段１０２Ａは、駆動対象のモータ９１２のコイルの一端および電源端子ＰＷＲと接続される。第２出力段１０２Ｂは、コイルの他端と電源端子ＰＷＲと接続される。駆動部１１０は、第１出力段１０２Ａおよび第２出力段１０２Ｂを制御する。駆動部１１０は、電源端子ＰＷＲの電源電圧ＶＰＷＲが第１しきい値ＶＴＨ１を超えるとクランプ状態に遷移し、クランプ状態において、第１出力段１０２Ａと第２出力段１０２Ｂを構成するトランジスタを利用して電源端子ＰＷＲから電流ＩＣＬを引き抜く。【選択図】図２

Description

本発明は、モータのドライバ回路に関する。

ハードディスク装置は、プラッタ、プラッタを回転させるスピンドルモータ、ヘッド、ヘッドを位置決めするシークモータを備える。

図１は、ハードディスク装置９００に用いられるモータドライバ回路９２０のブロック図である。モータドライバ回路９２０は、スピンドルモータ９１０およびシークモータ９１２を駆動する。モータドライバ回路９２０は、スピンドルモータ９１０を駆動するスピンドルモータ駆動部９２２と、シークモータ９１２を駆動するシークモータ駆動部９２４と、を備える。スピンドルモータ９１０は三相ＤＣモータであり、シークモータ９１２はボイスコイルモータである。

モータドライバ回路９２０の電源端子ＰＷＲには、通常、所定電圧（たとえば１２Ｖ）にレギュレートされた電源電圧Ｖ_ＰＷＲが供給されており、スピンドルモータ駆動部９２２やシークモータ駆動部９２４は、この電源電圧Ｖ_ＰＷＲを利用して、スピンドルモータ９１０やシークモータ９１２を駆動する。

ハードディスク装置９００は、電源が喪失したときに、ヘッドを安全に待避させる機能を備える。具体的には、電源が喪失すると、スピンドルモータ９１０に流れる回生電流が、電源端子ＰＷＲに接続されるキャパシタ９３０に回収され、電源電圧Ｖ_ＰＷＲが維持される。シークモータ駆動部９２４は、この電源電圧Ｖ_ＰＷＲを電源として動作を維持することができ、シークモータ９１２を駆動して、ヘッドを安全に待避させる。

スピンドルモータ９１０の回生電流が大きすぎると、電源電圧Ｖ_ＰＷＲが大きく跳ね上がり、過電圧が発生する。この過電圧を抑制するために、従来では、電源端子ＰＷＲと接地の間に、クランプ専用のトランジスタ９３２が設けられる。コンパレータ９２６は、電源電圧Ｖ_ＰＷＲをしきい値Ｖ_ＴＨと比較し、Ｖ_ＰＷＲ＞Ｖ_ＴＨとなると、トランジスタ９３２をオンとし、電源電圧Ｖ_ＰＷＲを、しきい値Ｖ_ＴＨを超えないようにクランプする。

図１の構成では、クランプ専用のトランジスタ９３２を設ける必要があり、コストの増加や回路面積の増加の要因となっていた。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、クランプ専用のトランジスタを用いずに、電源電圧の上昇を抑制可能なモータドライバ回路の提供にある。

本発明のある態様はモータドライバ回路に関する。モータドライバ回路は、駆動対象のモータのコイルの一端および電源端子と接続されるプッシュプル形式の第１出力段と、コイルの他端および電源端子と接続されるプッシュプル形式の第２出力段と、第１出力段および第２出力段を制御する駆動部と、を備える。駆動部は、電源端子の電源電圧が第１しきい値を超えるとクランプ状態に遷移し、クランプ状態において、第１出力段と第２出力段を構成するトランジスタを利用して、電源端子から電流を引き抜く。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、クランプ専用のトランジスタを用いずに、電源電圧の上昇を抑制できる。

ハードディスク装置に用いられるモータドライバ回路のブロック図である。 実施の形態に係るモータドライバ回路を備えるハードディスク装置の回路図である。 図３（ａ）、（ｂ）は、図２のモータドライバ回路によるクランプ動作を示す図である。 図４（ａ）は、クランプ保護に関連する駆動部の部分の回路図であり、図４（ｂ）は、クランプ状態における駆動部の等価回路図である。 駆動部の構成例を示す回路図である。 図５の駆動部の第１モードの正常状態の入出力特性を示す図である。 図５の駆動部の第１モードのクランプ状態における入出力特性を示す図である。 第１アンプ、第２アンプの構成例を示す回路図である。 正常状態、クランプレディ状態、クランプ状態を遷移するときの電流制御を説明する図である。 モータドライバ回路を備えるハードディスク装置を示す図である。

（実施の形態の概要）
本明細書に開示される一実施の形態は、モータドライバ回路に関する。このモータドライバ回路は、駆動対象のモータのコイルの一端および電源端子と接続されるプッシュプル形式の第１出力段と、コイルの他端および電源端子と接続されるプッシュプル形式の第２出力段と、第１出力段および第２出力段を制御する駆動部と、を備える。駆動部は、電源端子の電源電圧が第１しきい値を超えるとクランプ状態に遷移し、クランプ状態において、第１出力段と第２出力段を構成するトランジスタを利用して、電源端子から電流を引き抜く。

この実施の形態によると、電源電圧に流れ込む電流よりも大きい電流を、第１出力段と第２出力段のトランジスタを利用して、電源端子から引き込むことにより、電源電圧の上昇を抑制できる。

駆動部は、クランプ状態において、第１出力段と第２出力段のうちソース側の出力段のハイサイドトランジスタを定電流源として動作させてもよい。これにより、電源電圧の上昇を抑制できる。

駆動部は、クランプ状態において、ソース側の出力段のハイサイドトランジスタに、ハイサイドトランジスタとともにカレントミラー回路を構成するレプリカトランジスタを接続し、当該レプリカトランジスタに定電流を供給するように構成されてもよい。これにより、クランプ状態において、ハイサイドトランジスタには、レプリカトランジスタに流れる定電流に比例した電流が流れ、定電流動作させることができる。

駆動部は、第１出力段および前記第２出力段を差動動作させて、モータの両端間に指令値に応じた駆動電圧を印加する第１モードで動作可能であってもよい。駆動部は、第１モードにおけるクランプ状態において、モータの両端間に指令値に応じた駆動電圧を印加し続けてもよい。これによりクランプ中も、モータを指令値に応じて制御し続けることができる。

駆動部は、指令値である制御電圧と、第１バイアス電圧にもとづいて第１出力段を制御する第１駆動部と、制御電圧と、第２バイアス電圧にもとづいて第２出力段を制御する第２駆動部と、を含んでもよい。駆動部は、第１モードの正常状態において、モータの電流の極性にかかわらず、第１バイアス電圧を所定の基準電圧にセットし、第２バイアス電圧を、第１出力段の出力電圧にセットしてもよい。
駆動部は、第１モードのクランプ状態において、第１駆動部と第２駆動部のソース側の一方のバイアス電圧を基準電圧にセットし、第１駆動部と第２駆動部のシンク側の他方のバイアス電圧を、ソース側の出力段の出力電圧にセットしてもよい。クランプ状態において一方のハイサイドトランジスタを定電流動作させると、正常状態と比べて回路の動作点（すなわち出力電圧）がシフトする。そこで、定電流源となるソース側を基準として、シンク側の駆動部を動作させることにより、モータのコイルの両端間に、指令値に応じた駆動電圧を印加し続けることができる。

基準電圧は電源電圧の１／２であってもよい。

駆動部は、第１モードにおいて、電源電圧が前記第１しきい値より低い第２しきい値を超えると、クランプ状態に遷移するのに先立ってクランプレディ状態に遷移してもよい。駆動部は、第１モードのクランプレディ状態において、ソース側の出力段のハイサイドトランジスタを定電流源として動作させずに、第１駆動部と第２駆動部のバイアス電圧を、クランプ状態と同じ状態にセットして待機してもよい。クランプ状態に加えて、クランプレディ状態を設けることで、クランプ状態へのシームレスな移行が可能となる。

駆動部は、第１出力段の出力と第２出力段の出力をハイインピーダンス状態とする第２モードで動作可能であってもよい。駆動部は、第２モードにおけるクランプ状態において、第１出力段と第２出力段のうちシンク側の出力段のハイインピーダンス状態を維持してもよい。これにより、クランプ状態におけるモータのコイルの状態を正常状態と等価とすることができる。

駆動部は、第２モードのクランプ状態において、ソース側の出力段の出力電圧を所定の電圧に固定してもよい。これにより、モータに予期しない電圧が印加されるのを防止できる。所定の電圧は、電源電圧の１／２としてもよい。

駆動部は、第１出力段および第２出力段を差動動作させて、モータの両端間に指令値に応じた駆動電圧を印加する第１モードで動作可能であってもよい。駆動部は、指令値である制御電圧と第１バイアス電圧にもとづいて第１出力段を制御する第１駆動部と、制御電圧と第２バイアス電圧にもとづいて第２出力段を制御する第２駆動部と、を含んでよい。駆動部は、第１モードの正常状態において、モータの電流の極性にかかわらず、第１バイアス電圧を所定の基準電圧にセットし、第２バイアス電圧を第１出力段の出力電圧にセットしてもよい。駆動部は、第２モードのクランプ状態において、第１駆動部と第２駆動部のソース側の一方のバイアス電圧を基準電圧にセットしてもよい。

ここで、第１出力段がシンク側であるときにクランプ状態に移行し、第１出力段の出力をハイインピーダンスとすると、第１出力段の出力電圧は不定となる。このときに、正常状態と同じように第２出力段を、第１出力段を基準として動作させると、第２出力段の動作状態が不安定になる。そこで駆動部は、第２モードのクランプ状態においては、ソース側の出力段の出力電圧を所定の基準電圧を基準として生成するとよい。これにより、第１出力段がシンク側である場合でも、ソース側の第２出力段を安定動作させることができる。

駆動部は、第２モードにおいて、電源電圧が第１しきい値より低い第２しきい値を超えると、クランプ状態に遷移するのに先立ってクランプレディ状態に遷移してもよい。駆動部は、第２モードのクランプレディ状態において、ソース側の出力段のハイサイドトランジスタを定電流源として動作させずに、ソース側の出力段の出力電圧を所定の基準電圧を基準として生成し、シンク側の出力段のハイインピーダンス状態を維持してもよい。クランプ状態において、ソース側のハイサイドトランジスタを定電流として動作させると、２つの出力段の差動出力のコモン電圧が、正常状態の電圧レベルからシフトする。そこでクランプ状態に加えて、クランプレディ状態を設けることで、クランプ状態へのシームレスな移行が可能となる。

駆動部は、第１出力段の出力と第２出力段の出力をローに固定する第３モードで動作可能であってもよい。駆動部は、第３モードにおいて電源電圧が第２しきい値を超えると、第１モードのクランプレディ状態に遷移してもよい。

駆動部は、第１出力段の出力と第２出力段の出力をＰＷＭ制御する第４モードで動作可能であってもよい。駆動部は、第４モードにおいて電源電圧が第２しきい値を超えると、第１モードのクランプレディ状態に遷移してもよい。

駆動部は、電源電圧が第１しきい値を超えると、定電流源となるハイサイドトランジスタに流れる電流を緩やかに増大させてもよい。また駆動部は、電源電圧が第１しきい値を下回ると、定電流源となるハイサイドトランジスタに流れる電流を緩やかに減少させてもよい。ハイサイドトランジスタに流れる電流の変化速度が、駆動部の応答速度を上回ると動作が不安定になるところ、電流の変化速度を緩やかにすることで、動作を安定化できる。

駆動部は、電源電圧が第１しきい値を下回ると、定電流源となるハイサイドトランジスタに流れる電流を非ゼロの電流量まで低下させて固定し、所定時間経過後に固定を解除してもよい。ハイサイドトランジスタの電流源動作を瞬時に解除すると、駆動部の応答速度が追いつかずに、動作が不安定になるおそれがある。そこで所定時間の間に、電流量を非ゼロの電流量に固定することで、この所定時間の間に、駆動部の動作点を徐々に変化させることができ、動作を安定化できる。

モータドライバ回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

実施の形態に係るモータドライバ回路は、ハードディスク装置用のボイスコイルモータの駆動部に適用できる。これにより、スピンドルモータの回生電流による電源電圧の上昇を、ボイスコイルモータの駆動部によって抑制できる。

（実施の形態）
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂに接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書に示される波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

図２は、実施の形態に係るモータドライバ回路１００を備えるハードディスク装置９００の回路図である。ハードディスク装置９００は、スピンドルモータ９１０、シークモータ９１２、電源回路９１４、モータドライバ回路９２０を備える。電源回路９１４は、モータドライバ回路９２０の電源端子ＰＷＲに、所定電圧（例えば１２Ｖ）に安定化された電源電圧Ｖ_ＰＷＲを供給する。電源回路９１４は、モータドライバ回路９２０に内蔵されてもよい。

モータドライバ回路９２０は、スピンドルモータ駆動部９２２およびシークモータ駆動部９２４を備え、一つの半導体基板に集積化されている。スピンドルモータ駆動部９２２は、スピンドルモータ９１０を駆動する。また電源回路９１４による電力供給が遮断すると、スピンドルモータ駆動部９２２は、スピンドルモータ９１０の回転エネルギーにもとづく電流Ｉ_{ＲＥＧＥＮ}を、電源端子ＰＷＲを介して、平滑キャパシタ９３０に供給し、平滑キャパシタ９３０に回生エネルギーを回収する。スピンドルモータ駆動部９２２の構成は特に限定されず、公知技術を用いればよい。

シークモータ駆動部９２４は、実施の形態に係るモータドライバ回路１００を含み、シークモータ９１２を駆動可能に構成される。シークモータ９１２はたとえばＶＣＭ（ボイスコイルモータである）。

スピンドルモータ駆動部９２２から平滑キャパシタ９３０に、過剰な電流Ｉ_{ＲＥＧＥＮ}が供給されると、電源電圧Ｖ_ＰＷＲが跳ね上がり、回路の信頼性を損なうおそれがある。実施の形態に係るモータドライバ回路１００は、電源電圧Ｖ_ＰＷＲをクランプする機能を備える。

モータドライバ回路１００は、第１出力段１０２Ａ、第２出力段１０２Ｂ、駆動部１１０、電圧判定部１２０、電流極性判定部１３０を備える。プッシュプル形式の第１出力段１０２Ａは、ハイサイドトランジスタＭＨ１およびローサイドトランジスタＭＬ１を含み、第１出力段１０２Ａの出力端子は、第１出力端子ＯＵＴＡを介して駆動対象のモータ９１２のコイルＬ１の一端と接続されている。プッシュプル形式の第２出力段１０２Ｂは、ハイサイドトランジスタＭＨ２およびローサイドトランジスタＭＬ２を含み、その出力端子は、第２出力端子ＯＵＴＢを介してコイルＬ１の他端と接続される。第１出力段１０２Ａおよび第２出力段１０２Ｂは電源端子ＰＷＲと接続されている。

駆動部１１０は、第１出力段１０２Ａおよび第２出力段１０２Ｂを制御することにより、スピンドルモータ９１０のコイルＬ１の両端間に印加される駆動電圧Ｖ_ＤＲＶ（あるいはコイルＬ１に流れるコイル電流Ｉ_ＶＣＭ）を制御する。

電圧判定部１２０は、電源端子ＰＷＲの電源電圧Ｖ_ＰＷＲを第１しきい値Ｖ_ＴＨ１（たとえば１５Ｖ）と比較し、比較結果を示すクランプ制御信号ＣＬＡＭＰを生成する。たとえば電圧判定部１２０は、電圧比較のための第１コンパレータ１２２を含み、第１コンパレータ１２２の出力であるクランプ制御信号ＣＬＡＭＰは、Ｖ_ＰＷＲ＞Ｖ_ＴＨ１となるとアサート（たとえばハイレベル）される。

電流極性判定部１３０は、シークモータ９１２に流れるコイル電流Ｉ_ＶＣＭの向き（極性）を判定し、極性を示す信号（極性信号）ＰＯＬを駆動部１１０に供給する。たとえば極性信号ＰＯＬは、コイル電流Ｉ_ＶＣＭがＯＵＴＡからＯＵＴＢに向かって流れるときハイ、ＯＵＴＢからＯＵＴＡに向かって流れるときローである。

駆動部１１０は、第１駆動部１１２Ａ、第２駆動部１１２Ｂ、メインコントローラ１１６、クランプコントローラ１１８を備える。第１駆動部１１２Ａおよび第２駆動部１１２Ｂはそれぞれ、第１出力段１０２Ａおよび第２出力段１０２Ｂの出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢの状態を制御可能に構成される。

メインコントローラ１１６は、主として、正常状態において、所望の駆動電圧Ｖ_ＤＲＶやコイル電流Ｉ_ＶＣＭが得られるように、第１駆動部１１２Ａおよび第２駆動部１１２Ｂを制御する。

駆動部１１０は、クランプ制御信号ＣＬＡＭＰのアサートに応答して、すなわち電源端子ＰＷＲの電源電圧Ｖ_ＰＷＲが第１しきい値Ｖ_ＴＨ１を超えるとクランプ状態に遷移する。駆動部１１０は、クランプ状態において、第１出力段１０２Ａと第２出力段１０２Ｂを構成するトランジスタＭＨ１，ＭＨ２，ＭＬ１，ＭＬ２を利用して、電源端子ＰＷＲから電流Ｉ_ＣＬを引き抜く。

より詳しくは駆動部１１０は、クランプ状態において、第１出力段１０２Ａと第２出力段１０２Ｂのうちソース側の出力段のハイサイドトランジスタを定電流源として動作させる。すなわち、コイル電流Ｉ_ＶＣＭがＯＵＴＡからＯＵＴＢに向かって流れるときは、第１出力段１０２Ａがソース側、第２出力段１０２Ｂがシンク側であるから、クランプ状態において、ハイサイドトランジスタＭＨ１が定電流源として動作する。

反対に、コイル電流Ｉ_ＶＣＭがＯＵＴＢからＯＵＴＡに向かって流れるときにクランプ状態となると、第２出力段１０２Ｂがソース側、第１出力段１０２Ａがシンク側であるから、ハイサイドトランジスタＭＨ２が定電流源として動作する。

クランプコントローラ１１８は、クランプ制御信号ＣＬＡＭＰおよび極性信号ＰＯＬにもとづいて、第１駆動部１１２Ａおよび第２駆動部１１２Ｂおよび第１出力段１０２Ａ、第２出力段１０２Ｂの状態を制御する。

続いてモータドライバ回路１００によるクランプ動作を説明する。図３（ａ）、（ｂ）は、図２のモータドライバ回路１００によるクランプ動作を示す図である。図３（ａ）は、第１出力段１０２Ａがソース側であるときのクランプ状態であり、ハイサイドトランジスタＭＨ１が定電流源として動作し、電源端子ＰＷＲから電流Ｉ_ＣＬを引き抜く。この電流Ｉ_ＣＬは、数Ａ程度（たとえば３Ａ）である。シークモータ９１２には、電流Ｉ_ＶＣＭが流れており、したがってローサイドトランジスタＭＬ１には、余剰な電流Ｉ_ＣＬ−Ｉ_ＶＣＭが流れることとなる。

図３（ｂ）は、第２出力段１０２Ｂがソース側であるときのクランプ状態であり、ハイサイドトランジスタＭＨ２が定電流源として動作し、電源端子から電流Ｉ_ＣＬを引き抜く。ローサイドトランジスタＭＬ２には、余剰な電流Ｉ_ＣＬ−Ｉ_ＶＣＭが流れることとなる。

以上がモータドライバ回路１００によるクランプ動作である。このモータドライバ回路１００によれば、第１出力段１０２Ａ、第２出力段１０２Ｂを利用して、電源端子ＰＷＲから電流Ｉ_ＣＬを引き込むことで、平滑キャパシタ９３０の電荷を強制的に放電でき、電源電圧Ｖ_ＰＷＲを低下させることができる。したがって、図１に示すような追加のクランプ専用のトランジスタ９３２が不要となり、回路面積を削減できる。

もし、ソース側でなく、シンク側の出力段のハイサイドトランジスタを定電流動作させたとする。そうすると、シンク側のローサイドトランジスタに、Ｉ_ＣＬ＋Ｉ_ＶＣＭの電流が流れることとなり、ローサイドトランジスタの発熱が大きくなる。またローサイドトランジスタの電流容量（すなわちトランジスタのサイズ）を大きくする必要がある。これに対して、本実施の形態では、ソース側のハイサイドトランジスタを定電流動作させるため、ローサイドトランジスタの電流をＩ_ＣＬ−Ｉ_ＶＣＭに抑えることができるため有利である。

図４（ａ）は、クランプ保護に関連する駆動部１１０の部分（クランプコントローラ１１８）の回路図である。クランプコントローラ１１８は、レプリカトランジスタＭｒ１、Ｍｒ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４、電流源ＣＳ１を含む。

第１出力段１０２Ａ側に着目すると、レプリカトランジスタＭｒ１は、ゲートドレイン間が結線されており、そのソースが、トランジスタＭＨ１のソースと接続される。また抵抗Ｒ１は、ハイサイドトランジスタＭＨ１のゲートとレプリカトランジスタＭｒ１のドレインと接続され、スイッチＳＷ１は、抵抗Ｒ１と並列に接続される。レプリカトランジスタＭｒ１には、スイッチＳＷ３を介して、電流源ＣＳ１の電流Ｉ_Ｃが供給可能となっている。抵抗Ｒ１は、スイッチＳＷ１がオフであるときにレプリカトランジスタＭｒ１が、第１出力段１０２Ａの動作に影響を及ぼさない程度に大きい抵抗値を有する。第２出力段１０２Ｂ側も同様に構成される。

図４（ｂ）は、クランプ状態における駆動部１１０の等価回路図である。第１出力段１０２Ａがソース側、第２出力段１０２Ｂがシンク側であるとき、スイッチＳＷ１、ＳＷ３がオン、ＳＷ２，ＳＷ４がオフとなる。このとき、レプリカトランジスタＭｒ１とハイサイドトランジスタＭＨ１は、レプリカトランジスタＭｒ１を入力側とするカレントミラー回路ＣＭ１を形成する。ハイサイドトランジスタＭＨ１は、電流源ＣＳ１が生成する電流Ｉ_Ｃに比例したクランプ電流Ｉ_ＣＬを生成する定電流源として動作する。

第２出力段１０２Ｂがソース側、第１出力段１０２Ａがシンク側であるとき、スイッチＳＷ２、ＳＷ４がオン、ＳＷ１，ＳＷ３がオフとなる。このとき、レプリカトランジスタＭｒ２とハイサイドトランジスタＭＨ２がカレントミラー回路を形成し、ハイサイドトランジスタＭＨ２は、電流源ＣＳ１が生成する電流Ｉ_Ｃに比例したクランプ電流Ｉ_ＣＬを生成する定電流源として動作する。

続いて、駆動部１１０の具体的な動作や構成を説明する。

（第１モード）
駆動部１１０は、第１出力段１０２Ａおよび第２出力段１０２Ｂを差動動作させて、シークモータ９１２の両端間に指令値に応じた駆動電圧Ｖ_ＤＲＶを印加する第１モード（リニア電圧駆動モード）で動作可能である。駆動部１１０は、第１モードにおけるクランプ状態において、シークモータ９１２の両端間に指令値に応じた駆動電圧Ｖ_ＤＲＶを印加し続ける。

図５は、駆動部１１０の構成例を示す回路図である。第１駆動部１１２Ａは、第１アンプ１１４Ａを含み、第２駆動部１１２Ｂは、第２アンプ１１４Ｂを含む。

第１アンプ１１４Ａは、駆動電圧Ｖ_ＤＲＶを指示する指令値である制御電圧Ｖ_ＣＮＴと、動作点を指定するバイアス電圧Ｖ_ＢＡと、出力電圧Ｖ_ＯＵＴＡに応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１を受ける。第１アンプ１１４Ａは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１（出力電圧Ｖ_ＯＵＴＡ）が、バイアス電圧Ｖ_ＢＡと制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じて定まる目標電圧と一致するように、ハイサイドトランジスタＭＨ１およびローサイドトランジスタＭＬ１のゲート電圧を制御する。

第２アンプ１１４Ｂは、駆動電圧Ｖ_ＤＲＶを指示する制御電圧Ｖ_ＣＮＴと、基準となる電圧を指定するバイアス電圧Ｖ_ＢＢと、出力電圧Ｖ_ＯＵＴＢに応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２を受ける。第２アンプ１１４Ｂは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２（出力電圧Ｖ_ＯＵＴＢ）が、バイアス電圧Ｖ_ＢＢと制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じて定まる目標電圧と一致するように、ハイサイドトランジスタＭＨ２およびローサイドトランジスタＭＬ２のゲート電圧を制御する。

本実施の形態において、第１アンプ１１４Ａおよび第１出力段１０２Ａは、制御電圧Ｖ_ＣＮＴを入力、第１出力電圧Ｖ_ＯＵＴＡを出力としてみたときに、反転リニアアンプとして動作する。一方、第２アンプ１１４Ｂおよび第２出力段１０２Ｂは、制御電圧Ｖ_ＣＮＴを入力、第２出力電圧Ｖ_ＯＵＴＢを出力としてみたときに、非反転リニアアンプとして動作する。

また本実施の形態において、第１アンプ１１４Ａの第１バイアス電圧Ｖ_ＢＡは、所定の基準電圧Ｖｘと、第２出力電圧Ｖ_ＯＵＴＢの２つを切り替え可能となっている。また第２アンプ１１４Ｂの第２バイアス電圧Ｖ_ＢＢは、所定の基準電圧Ｖｘと、第１出力電圧Ｖ_ＯＵＴＡの２つを切り替え可能となっている。この基準電圧Ｖｘは、電源電圧Ｖ_ＰＷＲの１／２としてもよい。スイッチＳＷ２１〜ＳＷ２４は、バイアス電圧Ｖ_ＢＡ，Ｖ_ＢＢを切り替えるために設けられる。バイアス電圧Ｖ_ＢＡ，Ｖ_ＢＢは、コイル電流Ｉ_ＶＣＭの極性に応じて制御される。

（第１モードの正常状態）
第１モードの正常状態では、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２３がオンとなり、第１アンプ１１４Ａの第１バイアス電圧Ｖ_ＢＡは、基準電圧Ｖｘに固定され、第２アンプ１１４Ｂの第２バイアス電圧Ｖ_ＢＢは、第１出力電圧Ｖ_ＯＵＴＡに固定されている。

図６は、図５の駆動部１１０の第１モードの正常状態の入出力特性を示す図である。横軸は制御電圧Ｖ_ＣＮＴを、縦軸は出力電圧Ｖ_ＯＵＴＡ，Ｖ_ＯＵＴＢを示す。正常状態では、２つの出力電圧Ｖ_ＯＵＴＡ，Ｖ_ＯＵＴＢの平均値であるコモンモード電圧Ｖ_ＣＭは、おおよそ電源電圧Ｖ_ＰＷＲ（＝１２Ｖ）の１／２となっており、２つの電圧Ｖ_ＯＵＴＡ，Ｖ_ＯＵＴＢの差分である駆動電圧Ｖ_ＤＲＶは、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに対して線形に変化する。

（第１モードのクランプ状態）
第１モードのクランプ状態では、第１アンプ１１４Ａと第２アンプ１１４Ｂのバイアス電圧Ｖ_ＢＡ，Ｖ_ＢＢが、コイル電流Ｉ_ＶＣＭの極性に応じて制御される。具体的には、第１出力段１０２Ａがソース側である場合、ＳＷ２１，ＳＷ２３がオンとなり、第１バイアス電圧Ｖ_ＢＡが基準電圧Ｖｘとなり、第２バイアス電圧Ｖ_ＢＢが第１出力電圧Ｖ_ＯＵＴＡとなる。第２出力段１０２Ｂがソース側である場合、ＳＷ２２，ＳＷ２４がオンとなり、第１バイアス電圧Ｖ_ＢＡが第２出力電圧Ｖ_ＯＵＴＢとなり、第２バイアス電圧Ｖ_ＢＢが基準電圧Ｖｘとなる。

図７は、図５の駆動部１１０の第１モードのクランプ状態における入出力特性を示す図である。この例では、第２出力段１０２Ｂがソース側であり、ハイサイドトランジスタＭＨ２が定電流動作するとする。ハイサイドトランジスタＭＨ２に正常状態よりも大きな電流Ｉ_ＣＬが流れると、第２出力段１０２Ｂおよび第２アンプ１１４Ｂの動作点が正常状態から高電位側にシフトし、Ｖ_{ＯＵＴＢ（ＣＬ）}で示すような特性が得られる。

比較のために、クランプ状態においても正常状態と同じように、コイル電流Ｉ_ＶＣＭの極性にかかわらず、バイアス電圧を固定したとする。この場合、クランプ用の大きな電流Ｉ_ＣＬが流れるソース側の出力電圧Ｖ_{ＯＵＴＢ（ＣＬ）}は高電位側にシフトする一方で、シンク側では電圧シフトは発生しない。つまりモータには、駆動電圧Ｖ_{ＤＲＶ（ＣＬ）}’＝Ｖ_ＯＵＴＡ−Ｖ_{ＯＵＴＢ（ＣＬ）}が印加されることになり、正常状態と異なる入出力特性が得られる。

これに対して、図５の駆動部１１０において、シンク側の第１アンプ１１４Ａのバイアス電圧Ｖ_ＢＡは、シフトした出力電圧Ｖ_{ＯＵＴＢ（ＣＬ）}にセットされる。これにより、２つの出力電圧Ｖ_{ＯＵＴＡ（ＣＬ）}とＶ_{ＯＵＴＢ（ＣＬ）}の電位差、すなわち駆動電圧Ｖ_{ＤＲＶ（ＣＬ）}は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに対して図６の正常状態の駆動電圧Ｖ_ＤＲＶと同じように変化する。このように本実施の形態によれば正常状態とクランプ状態とで同じように、シークモータ９１２を制御できる。

（第１モードのクランプレディ状態）
図２に戻る。正常状態からクランプ状態に円滑に遷移させるために、クランプレディ状態を設けるとよい。

電圧判定部１２０は、電源電圧Ｖ_ＰＷＲを第１しきい値Ｖ_ＴＨ１より低い第２しきい値Ｖ_ＴＨ２（たとえば１３Ｖ）と比較する第２コンパレータ１２４を含む。第２コンパレータ１２４は、Ｖ_ＴＨ２＜Ｖ_ＰＷＲ＜Ｖ_ＴＨ１となると、クランプレディ信号ＣＬＡＭＰ＿ＲＥＡＤＹをアサート（ハイ）する。

駆動部１１０は、クランプレディ信号ＣＬＡＭＰ＿ＲＥＡＤＹのアサートに応答して、クランプレディ状態に遷移する。

駆動部１１０は、第１モードのクランプレディ状態において、ソース側の出力段のハイサイドトランジスタを定電流源として動作させずに、図５の第１アンプ１１４Ａおよび第２アンプ１１４Ｂのバイアス電圧Ｖ_ＢＡ，Ｖ_ＢＢを、クランプ状態のそれと同じにして待機する。

これにより、さらに電源電圧Ｖ_ＰＷＲが上昇してクランプ状態となった場合に、速やかにソース側のハイサイドトランジスタを定電流動作させることが可能となり、クランプ状態への遷移を円滑化できるようになる。

図８は、第１アンプ１１４Ａ、第２アンプ１１４Ｂの構成例を示す回路図である。第１駆動部１１２Ａは、差動アンプ１１６Ａ、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を含む。第２駆動部１１２Ｂは、差動アンプ１１６Ｂ、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４４を含む。

抵抗Ｒ３３，Ｒ４３の抵抗値をＲとすると、抵抗Ｒ３４とＲ４４の抵抗値は、２つの抵抗値（たとえばゲインが１２倍の場合、１２Ｒと２４Ｒ）で相補的に切り替えられる。正常状態であるとき、あるいはクランプ状態、クランプレディ状態で第１出力段１０２Ａがソース側のとき、Ｒ３４＝１２Ｒ、Ｒ４４＝２４Ｒである。クランプ状態、クランプレディ状態で第２出力段１０２Ｂがソース側のとき、Ｒ３４＝２４Ｒ、Ｒ４４＝１２Ｒである。

この第１アンプ１１４Ａ、第２アンプ１１４Ｂによれば、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じた差動の出力電圧Ｖ_ＯＵＴＡ，Ｖ_ＯＵＴＢを生成できる。

（第２モード）
（第２モードの正常状態）
駆動部１１０は、第１モード（リニア電圧駆動モード）に加えて、第２モード（ハイインピーダンスモードという）で動作可能である。駆動部１１０は、第２モードにおいて、第１出力段１０２Ａの出力と第２出力段１０２Ｂの出力をハイインピーダンス状態とする。

（第２モードのクランプ状態）
駆動部１１０は、第２モードにおけるクランプ状態において、第１出力段１０２Ａと第２出力段１０２Ｂのうちシンク側の出力段のハイインピーダンス状態を維持する。また駆動部１１０は第２モードのクランプ状態において、ソース側の出力段の出力電圧を所定の電圧Ｖ_Ｍに固定する。たとえば電圧Ｖ_Ｍは、電源電圧Ｖ_ＰＷＲの１／２である。

第２モードのクランプ状態では、図５のスイッチＳＷ２１〜ＳＷ２４は、第１モードと同様に、コイル電流Ｉ_ＶＣＭの極性に応じて制御され、具体的には出力段１０２Ａがソース側のとき、ＳＷ２１，ＳＷ２３がオンとされ、出力段１０２Ｂがソース側のとき、ＳＷ２２，ＳＷ２４がオンとされる。したがって、ソース側の出力段１０２＃のアンプ１１４＃（＃＝Ａ，Ｂ）のバイアス電圧Ｖ_Ｂが基準電圧Ｖｘとなり、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ＃は、基準電圧Ｖｘにもとづいて生成される。

（第２モードのクランプレディ状態）
駆動部１１０は、第２モードのクランプレディ状態において、ソース側の出力段１０２＃のハイサイドトランジスタを定電流源として動作させず、電流Ｉ_ＶＣＭの極性に応じて、アンプ１１４Ａ，１１４Ｂのバイアス電圧Ｖ_ＢＡ，Ｖ_ＢＢを設定し、その状態で待機する。

（第３モード）
駆動部１１０は、第１出力段１０２Ａの出力と第２出力段１０２Ｂの出力をローに固定する第３モード（ブレーキモードという）で動作可能である。駆動部１１０は、第３モードにおいて電源電圧Ｖ_ＰＷＲが第２しきい値Ｖ_ＴＨ２を超えると、第１モードのクランプレディ状態に遷移し、さらに電源電圧Ｖ_ＰＷＲが第１しきい値Ｖ_ＴＨ１を超えると、第１モードのクランプ状態に遷移する。この際、制御電圧Ｖ_ＣＮＴは、Ｖ_ＯＵＴＡ＝Ｖ_ＯＵＴＢ、すなわち駆動電圧Ｖ_ＤＲＶがゼロとなる値に設定される。

（第４モード）
駆動部１１０は、第１出力段１０２Ａの出力と第２出力段１０２Ｂの出力をＰＷＭ制御する第４モード（ＰＷＭモード）で動作可能である。駆動部１１０は、第４モードにおいて電源電圧Ｖ_ＰＷＲが第２しきい値Ｖ_ＴＨ２を超えると、第１モードのクランプレディ状態に遷移し、さらに電源電圧Ｖ_ＰＷＲが第１しきい値Ｖ_ＴＨ１を超えると、第１モードのクランプ状態に遷移する。この際、制御電圧Ｖ_ＣＮＴは、ＰＷＭ駆動のデューティ指令値に応じた電圧レベルに設定される。

（クランプ状態における電流制御）
図９は、正常状態、クランプレディ状態、クランプ状態を遷移するときの電流制御を説明する図である。

図４に示すように、カレントミラー回路を利用して、ハイサイドトランジスタＭＨを定電流源として動作させる構成をとると、ハイサイドトランジスタＭＨに流れる電流Ｉ_ＣＬが急峻に変化する。この電流Ｉ_ＣＬの変化速度が、第１駆動部１１２Ａ、第２駆動部１１２Ｂの応答速度より速いと、動作が不安定になる。そこで駆動部１１０は、時刻ｔ_１に電源電圧Ｖ_ＰＷＲが第１しきい値Ｖ_ＴＨ１を超えると、定電流源となるハイサイドトランジスタＭＨに流れる電流Ｉ_ＣＬを緩やかに増大させるとよい。具体的には、クランプレディ状態からクランプ状態に遷移するときに、図４の電流源ＣＳ１の電流Ｉ_Ｃを時間とともに緩やかに増大させるとよい。

また駆動部１１０は、時刻ｔ_２に示すように、電源電圧Ｖ_ＰＷＲが第１しきい値Ｖ_ＴＨ１を下回ると、定電流源となるハイサイドトランジスタＭＨに流れる電流Ｉ_ＣＬを緩やかに減少させてもよい。具体的には、クランプ状態からクランプレディ状態に遷移するときに、図４の電流源ＣＳ１の電流Ｉ_Ｃを時間とともに緩やかに減少させるとよい。これにより回路の動作を安定化できる。

また、駆動部１１０は、電源電圧Ｖ_ＰＷＲが第１しきい値Ｖ_ＴＨ１を下回ると、定電流源となるハイサイドトランジスタＭＨに流れる電流Ｉ_ＣＬを非ゼロの電流量Ｉ_ＯＦＳ（たとえば０．５Ａ）まで低下させて固定し、所定時間τの経過後に固定を解除するとよい。ハイサイドトランジスタＭＨの電流源動作を瞬時に解除すると、駆動部１１０の応答速度が追いつかずに、動作が不安定になるおそれがある。そこで所定時間τの間に、電流量をクランプ時の電流Ｉ_ＣＬより小さい非ゼロの電流量Ｉ_ＯＦＳに固定することで、この所定時間の間に、駆動部１１０の動作点を徐々に変化させることができ、動作を安定化できる。

（用途）
図１０は、モータドライバ回路１００を備えるハードディスク装置９００を示す図である。ハードディスク装置９００は、プラッタ９０２、スイングアーム９０４、ヘッド９０６、スピンドルモータ９１０、シークモータ９１２、モータドライバ回路９２０を備える。モータドライバ９２０は、スピンドルモータ９１０やシークモータ９１２を駆動する。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
実施の形態では、モータドライバ回路１００を、ハードディスク用のシークモータ駆動部９２４に適用する場合を説明したが、モータドライバ回路１００の適用はそれに限定されず、モータドライバ回路１００とは別の要因によって電源端子が上昇し、かつその上昇を抑制すべき回路に適用できる。

（変形例２）
実施の形態では、クランプ状態となる前に、クランプレディ状態を挿入したが、クランプレディ状態を省略してもよい。

１００ モータドライバ回路
１０２Ａ 第１出力段
１０２Ｂ 第２出力段
１１０ 駆動部
１１２Ａ 第１駆動部
１１２Ｂ 第２駆動部
１１４Ａ 第１アンプ
１１４Ｂ 第２アンプ
１１６ メインコントローラ
１１８ クランプコントローラ
１２０ 電圧判定部
１２２ 第１コンパレータ
１２４ 第２コンパレータ
１３０ 電流極性判定部
９００ ハードディスク装置
９１０ スピンドルモータ
９１２ シークモータ
９１４ 電源回路
９２０ モータドライバ回路
９２２ スピンドルモータ駆動部
９２４ シークモータ駆動部
９３０ 平滑キャパシタ

Claims (19)

1. モータドライバ回路であって、
   駆動対象のモータのコイルの一端および電源端子と接続されるプッシュプル形式の第１出力段と、
   前記コイルの他端と前記電源端子と接続されるプッシュプル形式の第２出力段と、
   第１出力段および前記第２出力段を制御する駆動部と、
   を備え、
   前記駆動部は、前記電源端子の電源電圧が第１しきい値を超えるとクランプ状態に遷移し、前記クランプ状態において、前記第１出力段と前記第２出力段を構成するトランジスタを利用して前記電源端子から電流を引き抜くことを特徴とするモータドライバ回路。
2. 前記駆動部は、前記クランプ状態において、前記第１出力段と前記第２出力段のうちソース側の出力段のハイサイドトランジスタを定電流源として動作させることを特徴とする請求項１に記載のモータドライバ回路。
3. 前記駆動部は、前記クランプ状態において、前記ソース側の出力段のハイサイドトランジスタに、前記ハイサイドトランジスタとともにカレントミラー回路を構成するレプリカトランジスタを接続し、当該レプリカトランジスタに定電流を供給するように構成されることを特徴とする請求項２に記載のモータドライバ回路。
4. 前記駆動部は、前記第１出力段および前記第２出力段を差動動作させて、前記モータの両端間に指令値に応じた駆動電圧を印加する第１モードで動作可能であり、前記第１モードにおける前記クランプ状態において、前記モータの両端間に前記指令値に応じた前記駆動電圧を印加し続けることを特徴とする請求項２または３に記載のモータドライバ回路。
5. 前記駆動部は、
   前記指令値である制御電圧と、第１バイアス電圧にもとづいて前記第１出力段を制御する第１駆動部と、
   前記制御電圧と、第２バイアス電圧にもとづいて前記第２出力段を制御する第２駆動部と、
   を含み、
   前記第１モードの正常状態において、前記モータの電流の極性にかかわらず、前記第１バイアス電圧を、所定の基準電圧にセットし、前記第２バイアス電圧を、前記第１出力段の出力電圧にセットし、
   前記第１モードの前記クランプ状態において、前記第１駆動部と前記第２駆動部のソース側の一方のバイアス電圧を前記基準電圧にセットし、前記第１駆動部と前記第２駆動部のシンク側の他方のバイアス電圧を、ソース側の出力段の出力電圧にセットすることを特徴とする請求項４に記載のモータドライバ回路。
6. 前記基準電圧は前記電源電圧の１／２であることを特徴とする請求項５に記載のモータドライバ回路。
7. 前記駆動部は、
   前記第１モードにおいて、前記電源電圧が前記第１しきい値より低い第２しきい値を超えると、前記クランプ状態に遷移するのに先立ってクランプレディ状態に遷移し、
   前記第１モードの前記クランプレディ状態において、前記ソース側の出力段のハイサイドトランジスタを定電流源として動作させずに、前記第１駆動部と前記第２駆動部のバイアス電圧を、前記クランプ状態と同じ状態にセットして待機することを特徴とする請求項５または６に記載のモータドライバ回路。
8. 前記駆動部は、前記第１出力段の出力と前記第２出力段の出力をハイインピーダンス状態とする第２モードで動作可能であり、前記第２モードにおける前記クランプ状態において、前記第１出力段と前記第２出力段のうちシンク側の出力段のハイインピーダンス状態を維持することを特徴とする請求項２から４のいずれかに記載のモータドライバ回路。
9. 前記駆動部は前記第２モードの前記クランプ状態において、前記ソース側の出力段の出力電圧を所定の電圧に固定することを特徴とする請求項８に記載のモータドライバ回路。
10. 前記所定の電圧は、前記電源電圧の１／２であることを特徴とする請求項９に記載のモータドライバ回路。
11. 前記駆動部は、前記第１出力段および前記第２出力段を差動動作させて、前記モータの両端間に指令値に応じた駆動電圧を印加する第１モードで動作可能であり、
    前記駆動部は、
    前記指令値である制御電圧と第１バイアス電圧にもとづいて前記第１出力段を制御する第１駆動部と、
    前記制御電圧と第２バイアス電圧にもとづいて前記第２出力段を制御する第２駆動部と、
    を含み、
    前記第１モードの正常状態において、前記モータの電流の極性にかかわらず、前記第１バイアス電圧を所定の基準電圧にセットし、前記第２バイアス電圧を前記第１出力段の出力電圧にセットし、
    前記第２モードの前記クランプ状態において、前記第１駆動部と前記第２駆動部のソース側の一方のバイアス電圧を前記基準電圧にセットすることを特徴とする請求項８から１０のいずれかに記載のモータドライバ回路。
12. 前記駆動部は、
    前記第２モードにおいて、前記電源電圧が前記第１しきい値より低い第２しきい値を超えると、前記クランプ状態に遷移するのに先立ってクランプレディ状態に遷移し、
    前記第２モードの前記クランプレディ状態において、前記ソース側の出力段のハイサイドトランジスタを定電流源として動作させずに、ソース側の駆動部のバイアス電圧を、前記クランプ状態と同じ状態にセットして待機することを特徴とする請求項１１に記載のモータドライバ回路。
13. 前記駆動部は、前記第１出力段の出力と前記第２出力段の出力をローに固定する第３モードで動作可能であり、前記第３モードにおいて前記電源電圧が前記第２しきい値を超えると、前記第１モードの前記クランプレディ状態に遷移することを特徴とする請求項７に記載のモータドライバ回路。
14. 前記駆動部は、前記第１出力段の出力と前記第２出力段の出力をＰＷＭ制御する第４モードで動作可能であり、前記第４モードにおいて前記電源電圧が前記第２しきい値を超えると、前記第１モードの前記クランプレディ状態に遷移することを特徴とする請求項７に記載のモータドライバ回路。
15. 前記駆動部は、前記電源電圧が前記第１しきい値を超えると、前記定電流源となる前記ハイサイドトランジスタに流れる電流を緩やかに増大させることを特徴とする請求項２から１４のいずれかに記載のモータドライバ回路。
16. 前記駆動部は、前記電源電圧が前記第１しきい値を下回ると、前記定電流源となる前記ハイサイドトランジスタに流れる電流を緩やかに減少させることを特徴とする請求項２から１５のいずれかに記載のモータドライバ回路。
17. 前記駆動部は、前記電源電圧が前記第１しきい値を下回ると、前記定電流源となる前記ハイサイドトランジスタに流れる電流を非ゼロの電流量まで低下させて固定し、所定時間経過後に固定を解除することを特徴とする請求項２から１６のいずれかに記載のモータドライバ回路。
18. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から１７のいずれかに記載のモータドライバ回路。
19. ボイスコイルモータと、
    スピンドルモータと、
    前記ボイスコイルモータを駆動するボイスコイルモータ駆動部と、
    前記スピンドルモータを駆動し、電源端子が前記ボイスコイルモータ駆動部と共通に接続されるスピンドルモータ駆動部と、
    を備え、前記ボイスコイルモータ駆動部は、請求項１から１８のいずれかに記載のモータドライバ回路を含むことを特徴とするハードディスク装置。

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