JP3351580B2 - 誘導性負荷の電流制御回路 - Google Patents

誘導性負荷の電流制御回路

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はモータを含めた誘導性電
気負荷のための制御システムの分野に関するものであ
り、特に誘導性負荷を通して流れる電流の量を制御する
システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電気回路には誘導性要素が含まれること
が多い。一部の回路では誘導性要素により要求される電
流の量は時間の経過に応じて変化する。電源やスイッチ
装置などの電気システム及び要素の性能を最適化するに
は誘導性要素を通って流れる電流の量を制限するのが望
ましい場合がある。
【０００３】モータはその作動電流を制御するのが望ま
しい誘導性要素の一種である。従来技術ではモータ内の
電流を制御するために２つの方法が用いられている。従
来技術の一つの方法はリニア制御として知られている。
リニア電流制御では定常電流をある制御レベルで流れる
ようにすることができる。従来技術の第２の方法はパル
ス幅変調（Pulse Width Modulation＝ＰＷＭ）として知
られるものである。パルス幅変調の場合は電流は一定レ
ベルのパルスで加えられる。パルス幅変調ではパルスの
幅を変えることによって電流を制御する。パルス幅変調
は電流を完全にオンまたは完全にオフにスイッチングす
るため、リニア電流制御に伴う損失を回避して高い効率
を達成する。しかし、パルスを発生することによってパ
ルス幅変調では電気的及び音響的ノイズをそれが使用さ
れているシステム内に発生することがある。こうしたノ
イズはシステムのその他の要素に干渉しシステムのユー
ザーを悩ませることがある。
【０００４】ある種の従来技術のモータ・コントローラ
はリニアモードまたはＰＷＭモードでモータを作動する
ことができる。しかし、これらのモータ・コントローラ
はリニア動作またはＰＷＭ動作の選択を自動的に行うこ
とができない。コントローラの（リニアまたはＰＷＭ）
動作モードはコントローラ回路の外部の回路により選択
されなければならずしたがって、コントローラがＰＷＭ
モードであるべきときにリニアモードになることがあ
り、その結果効率が低下する。また、モータはリニアモ
ードのままであるべきときにＰＷＭモードになることが
あり、それによってシステム内のノイズが増加する。
【０００５】従来技術のモータ・コントローラの一つに
Micro Linear-ＭＬ４４１１がある。ＭＬ４４１１はリ
ニア動作及びＰＷＭ動作が可能であるが、可変周波数Ｐ
ＷＭを使用するものはワンショットタイミング回路が必
要である。また、ＭＬ４４１１には逆極性半導体型の上
部及び下部ドライバが必要である。
【０００６】
【発明の概要】本発明は誘導性要素を含む回路を制御す
るためのシステムを提供するものである。本発明はリニ
アまたはＰＷＭモードで動作できるため、２つのモード
の内の１つでしか動作しないという欠点を回避すること
ができる。本発明は従来技術の一定オフタイム可変周波
数ＰＷＭ方法を使用しないため、可変周波数ＰＷＭに伴
う一部のノイズの問題と複雑さを回避することができ
る。また、本発明は誘導性装置の電流需要に応じてＰＷ
Ｍモードとリニアモードのあいだで自動的にスイッチン
グをすることができる。
【０００７】本発明では誘導性装置を通る電流を測定し
指定された値と比較する。タイムベース回路は電流が誘
導性装置を通って流れることができるような周期パルス
を発生する。誘導性装置を通る電流は時間の経過に応じ
て増加する。誘導性装置を通る電流が指定値を越えると
タイムベース回路から次のパルスが発せられるまでその
電流は遮断される。その結果、誘導性装置が大量の電流
を要求すると電流は指定値を越え短い電流のパルスだけ
がそのタイミングサイクル中に加えられる。しかし、誘
導性装置が引出す電流が少ない場合には電流は急激には
指定値を越えない。したがって、長いパルスの電流がそ
のタイミングサイクル中に流れる。誘導性装置が引出す
電流が少ない場合に電流の量は全タイミングサイクルの
あいだ指定値を越えないことがある。この場合には電流
はタイミングサイクルの持続時間の間そして次のタイミ
ングサイクルへと連続的に流れる。
【０００８】本発明の実施例ではモータ巻線を通る電流
を制御することができる。多くのモータ用途ではモータ
が始動している間また加速している間には大量の電流が
必要であり、「一定の速度で」（正常な動作速度で）動
作するときには電流を多く使用しない。本発明によれば
始動及び加速に限定してパルス幅変調電流を使用するこ
とができる。モータが「所定速度」動作になるとコント
ローラは自動的にリニアモード動作に切替わり動作ノイ
ズを低下させる。
【０００９】本発明の実施例ではまたパルス幅変調のた
めに使用されるのと同じスイッチ要素を用いて電流転換
を実施することができる。本発明の実施例ではまた、タ
イミング信号を発生してＰＷＭスイッチと逆ＥＭＦ比較
を調整する。また、本発明は逆極性半導体型のスイッチ
装置の使用に限られるものではなく、単一極性半導体型
のスイッチ装置で実施することもできる。
【００１０】本発明は複雑な回路を使用せずに誘導性負
荷に適応するリニア電流制御及びＰＷＭ電流制御を実施
するものであるため、さらに簡単で静かで能率的な誘導
性負荷のための電流制御の方法を提供することもでき
る。
【００１１】
【実施例】モータ及び誘導性負荷のための制御システム
について説明する。本発明を充分に説明するために、以
下の説明の中で導体の種類，モータの種類などの多くの
特定事項について詳しく述べる。しかし、技術精通者に
はこれらの特定の詳細事項がなくても本発明を実施でき
ることは明白である。その他の点では発明が不必要にわ
かりにくくならないよう公知の特徴については詳しく説
明しない。
【００１２】リニア及びＰＷＭ変調のための従来技術の
回路の一例を図１に示す。電流転換ロジック（COMMUTAT
ION LOGIC）信号１１７及びＤＩＳPWR信号１１８はワン
ショットマルチバイブレータ１０５の出力１１６ととも
にＡＮＤゲート１０６に入力として供給される。ＡＮＤ
ゲート１０６の出力１１９はバッファ１０７に接続され
ている。バッファ１０７の出力１２０はドライバ１０１
に接続されている。ドライバ１０１のポート１１２は検
出抵抗１０２を通してグランドに接続されており、また
増幅器１０３の入力部に接続されている。ポート１１１
は星形結線の複数の誘導性負荷（図示せず）の１つに接
続されている。図１の要素１０６，１０７及び１０１と
同一の追加要素（図示せず）が同様に接続されておりそ
の他の誘導性負荷を駆動する。
【００１３】電流制限信号１１４は増幅器１０４の非反
転入力部に接続されている。増幅器１０３の出力１１３
は増幅器１０４の反転入力部に接続されている。増幅器
１０４の出力１１５はワンショットマルチバイブレータ
１０５に接続されている。ワンショットマルチバイブレ
ータ１０５のタイミングはライン１２３でワンショット
マルチバイブレータ１０５及びＶCCに接続されたキャパ
シタ１０９により制御される。
【００１４】信号１２１（Ｉ(CMD)）は増幅器１０８の
非反転入力部に接続されている。増幅器１０３の出力１
１３は増幅器１０８の反転入力部に接続されている。増
幅器１０８の出力１２２はキャパシタ１１０を通してグ
ランド及びバッファ１０７に接続されている。
【００１５】従来技術の制御回路にはリニア制御ループ
とＰＷＭ制御ループが含まれている。リニア制御ループ
は検出抵抗１０２を通して増幅器１０３のＩ(SENSE)端
子上のモータ電流を検出する。内部電流検出増幅器（１
０８）の出力はバッファ１０７を経てＮチャンネルＭＯ
ＳＦＥＴ１０１のゲートを変調する。バッファ１０７は
ＦＥＴ１０１のゲートを駆動するために１０ミリアンペ
アまでの電流を供給または吸い込むことができるトーテ
ムポール出力がある。
【００１６】この回路には電流モード定オフタイムＰＷ
Ｍ回路が含まれている。モータ電流がＩ(LIMIT)１１４
に設定された閾値まで増加すると（キャパシタ１０９に
より設定されたタイミングによって）ワンショットマル
チバイブレータ１０５がトリガーされる。次にモータ内
の電流が信号１１４及び１２１の内の低い方によって制
御される。
【００１７】本発明の実施例を図２に示す。２つのタイ
ミング信号Ｔ1及びＴ2はタイムベース回路（図示せず）
によって発生する。Ｔ1はＮＯＲゲートＮ1の１個の入力
部に接続されている。ＮＯＲゲートＮ1のもう一方の入
力はＮＯＲゲートＮ2の出力である。ＮＯＲゲートＮ1の
出力は信号ＰＷＭCでありＯＲゲート２０１の１個の入
力部に接続されており、またＮＯＲゲートＮ2の１個の
入力部に接続されている。ＯＲゲート２０１のもう一方
の入力は信号ＵＰＡ*（この信号はアクティブロー）で
ある。ＯＲゲート２０１の出力ＵPASはＰ型駆動トラン
ジスタＭAPUのゲートに接続されている。トランジスタ
ＭAPUのソースは電圧ＶMに接続されている。トランジス
タＭAPUのドレーンはノードＡに接続されており、また
ダイオードＤＤAを通してグランドに接続されている。
【００１８】ＶIN信号は比較器ＣＯＭＰ1の反転入力部
に接続されている。比較器ＣＯＭＰ1の出力はノードＶ
COMPに接続されている。ＶCOMPはＮＯＲゲートＮ2の１
個の入力部に、またＮＯＲゲートＮ4の１個の入力部に
接続されている。タイミング信号Ｔ2はＮＯＲゲートＮ4
の出力部とともにＮＯＲゲートＮ3に接続されている。
ＮＯＲゲートＮ3の出力はＮＯＲゲートＮ4のもう一方の
入力部に接続されており、また反転して信号ＳＭＰＬを
供給する。
【００１９】ノードＡはモータコイルＬＭAに接続され
ている。モータコイルＬＭCは制御信号ＣTとしてコイル
ＬＭAとＬＭBの接続部に接続されている。モータコイル
ＬＭBの１個の端子はノードＢでダイオードＤＤBに（も
う一方はグランドに）接続されておりまた駆動トランジ
スタＭBNDのドレーンに接続されている。駆動トランジ
スタＭBNDのゲートは信号ＤNBに接続されている。トラ
ンジスタＭBNDのソースは電圧ＶRSに接続されている。
電圧ＶRSは増幅器ＡＭＰ1の非反転入力部に接続されて
おりまた抵抗ＲSを通してグランドに接続されている。
抵抗Ｒ2は増幅器ＡＭＰ1の反転入力部とグランドのあい
だに接続されている。増幅器ＡＭＰ1の出力は抵抗Ｒ1を
通して反転入力部にフィードバックループで接続されて
いる。増幅器ＡＭＰ1の出力は信号ＶRSAであり比較器Ｃ
ＯＭＰ1の非反転入力部に接続されている。
【００２０】図２に図示されていないものは：ＭBNDと
同様にカップリングノードＡ及びＣをそれぞれＶRSに接
続するトランジスタＭAND及びＭCND；カップリングノー
ドＢをＶMに接続するトランジスタＭBPUに接続されたＮ
ＯＲゲート２０１Ｂ、また同様にカップリングノードＣ
をＶMに接続するトランジスタＭCPUに接続されたＮＯＲ
ゲート２０１C；ＤＤA及びＤＤBと同様にノードＣをグ
ランドに接続するダイオードＤCCである。
【００２１】上記のように、信号Ｔ1及びＴ2は図示され
ていないタイムベース回路により発生される。図３に簡
単にふれるとＴ1の割合はＴPが約２０〜１００マイクロ
秒である。Ｔ1（ＴW）の幅は約１〜５マイクロ秒であり
Ｔ2（ＴS）の幅も同様である。Ｔ1（ＴD）からのＴ2の
遅延は本発明の実施例では通常１０〜２０マイクロ秒で
ある。
【００２２】Ｔ1はＮＯＲゲートＮ1の出力（ＰＷＭC）
をローの状態にする。ＶCOMPがローであるとすると、Ｔ
1がローになったあとＰＷＭCはローのままとどまり、Ｕ
ＰＡ*がローの場合は駆動トランジスタＭAPUは（Ｐチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴであるため）オンになる。
【００２３】ＤNBではゲート信号がハイポテンシャルで
トランジスタＭBNDを駆動する信号を発生し、ＭBNDもま
たオンになり電流はコイルＬＭA及びＬＭBを流れる。こ
れらのコイルはインダクタであるため電流の値は時間の
経過に応じて増大する。電流の流れ（及び電流の増加）
はＶRSAつまりＶRSの増幅電流として表れる。ＶRSAが電
圧ＶINよりも大きいときは比較器ＣＯＭＰ1によってＶ
COMPがハイになり、またＮＯＲゲートＮ2の作用を通じ
てＰＷＭCがハイになる。さらにこれによってトランジ
スタＭAPUが駆動されてオフになり電源ＶMからの電流を
阻止する。誘導性負荷はダイオードＤＤAを通して電流
の流れを継続させる。これについては図３のケース１で
見ることができる。
【００２４】図２及び３にふれると、図３のケース２は
同様のシーケンスを示しているが、ＶRSAがＶINに達す
るのにかかる時間が、各Ｔ1事象間の時間（ＴP）の大き
い部分である点が異なる。ケース３は第３の可能性を示
しており、この場合電流は１つまたはそれ以上のＴ1事
象の時間内にＶRSAがＶINを越えるような値に達するこ
とはない。この例ではＰＷＭCはローのままであり、モ
ータ電流が制限値に達しないため、駆動トランジスタＭ
APUは連続的にオンのままであり、スイッチモードの動
作は要求されない。また図２に示されているのはサンプ
ル信号ＳＭＰＬであり、これはホール検出システムを具
えないモータの電流転換に対してモータの位置を定める
ために使用される。タイミング信号Ｔ2によって、遅延
ＴDのあと、スイッチモードの動作中にモータコイルが
「オン」にスイッチングられるときに、駆動されていな
いコイルをノードＣでサンプルすることができ、ノード
ＣTと比較して、サンプルすることもできる。図示され
ているようにサンプルはＴ1後にＴDで始まりＶCOMPがハ
イになるまで続く。それは駆動トランジスタがオフなる
ときである。そのため、スイッチモードの動作が要求さ
れないケース３ではサンプル出力ＳＭＰＬはハイのまま
であり、同一のリニア動作で追加制御回路の形態をとら
ずに連続的に比較を行うことができる。
【００２５】図３では信号Ｔ1はタイミングライン３０
１により示されている。時間ＴPはＴ1のパルスの連続的
立上りエッジにより示されている。ＴWは各パルスの幅
により示されている。Ｔ2は図３のタイミングライン３
０２により示されている。ＴSはＴ2の各パルスの幅によ
り示されている。時間ＴDはＴ1のパルスの立上りエッジ
とＴ2のパルスの立上りエッジの差である。ＰＷＭC信号
は図３のタイミングライン３０３により示されている。
信号ＶRSAはライン３０４により示されている。タイミ
ングライン３０４のピークは信号ＶRSである。ＶCOMPは
タイミングライン３０５により示されている。Ａにおけ
る信号はタイミングライン３０６により示されまたサン
プル信号はタイミングライン３０７により示されてい
る。
【００２６】図４は本発明の実施例により制御されるモ
ータのアクティブモータ巻線を通る電流と電圧を示すタ
イミング図である。ライン４０１は電圧ＶRSAであり、
またライン４０２はノードＡの電圧である。Ｔ1でパル
スが発生するとＰＷＭCノードは下がり、Ｐチャンネル
・トランジスタがオンになる。モータ巻線の電圧はＶM
に切替わる。電圧ＶRSAが開始電圧ＶINを越えると、Ｎ
ＯＲゲートＮ1及びＮ2が切替わり、駆動トランジスタは
オフになる。ダイオードＤＤA上の電圧低下はＶMよりも
かなり少ないため、時間Ｔ1までに再度発生しコイル電
流はＶMとＤＤAのあいだの電圧差により増加したほど多
くは減衰しない。したがって、あとのサイクルではＶRS
はＴ1の全時間（たとえば、５０〜１００マイクロ秒）
よりはむしろ早く増加する。このように、システムは電
流制限のための手段を具えており任意の誘導性負荷で動
作することができる。
【００２７】モータ、特に逆ＥＭＦ検出モータに適用す
るにはサンプルを非駆動コイルからとる。信号４０２に
ついてはサンプルを得るのに最適な時間はリンギングが
静まった後である。時間Ｔ2ではリンギングが静まった
後サンプルゲートが開く。サンプルゲートは上部ドライ
バ（ＭAPU）がオフになる直前に閉じる。ＭAPUがオフに
なると領域４０５に示したように１つのダイオードへの
電圧の低下がある種のリンギングでグランドより下に下
がる。電圧ＶRSがゆっくり、すなわち時間Ｔpより長い
時間をかけて増加する場合はＭAPUはオフにはならず、
電流はオンのままとなる。ケース３として示した１つの
モードではＶRSはＶSを越えることはなく、パルス幅変
調のない電流転換期間中、電流は連続的にオンのままと
なる。この状況ではシステムは自動的に通常のアンスイ
ッチド動作に戻る。
【００２８】本発明のもう一つの実施例を図５に示す。
図５は図２の実施例に類似している。しかし、ダイオー
ドＤＵA，ＤＵB及びＤＵCを使用して誘導性「フライバ
ック」電流を流すことができる。この場合はトランジス
タは両方ともＮＭＯＳトランジスタである。これには上
部駆動トランジスタＭANUのゲートにＵPAH信号を発生す
る高周波スイッチド・キャパシタ電圧コンバータが必要
である。信号ＵPAはインバータを通して接続されてお
り、電圧コンバータ（VOLTAGE CONVERTER）へＵPAI信号
を発生する。ＮＯＲゲートＮ1及びＮ2の出力は上部ドラ
イバを制御する代わりに信号ＤNBの反転部に接続されて
おり、下部ドライバＭBNDへ信号ＤNBSを供給する。
【００２９】図５に図示されていないものは：ＭBNDと
同様にカップリングノードＡ及びＣをそれぞれＶRSに接
続するトランジスタＭAND及びＭCND（及び関連ＤＮA及
びＤＮCドライブロジック）；ＭANUと同様にカップリン
グノードＢ及びＣをそれぞれをＶMに接続するトランジ
スタＭBNU及びＭCNU（及び関連ＶPB及びＶPC電圧変換回
路）である。
【００３０】上部スイッチ装置で発生するＰＷＭスイッ
チを用いた本発明のもう一つの実施例を図６に示す。多
極モータでの本発明の使用を説明するため３極モータを
図６に示す。モータには巻線ＬＭA，ＬＭB及びＬＭCが
含まれる。モータへの接続はノードＡ，Ｂ，Ｃ及びＣT
で行ってもよい。
【００３１】図６にはまた、フライバック・ダイオード
ＤＤA，ＤＤB及びＤＤCが示されている。３個の上部Ｍ
ＯＳＦＥＴのＭAPU，ＭBPU及びＭCPUが図示されてい
る。３個の下部ＭＯＳＦＥＴのＭAND，ＭBND及びＭCND
も図示されている。
【００３２】図６にはまた３個の上部ドライバ、すなわ
ち上部ドライバＡ（ＵＤA），上部ドライバＢ（ＵＤB）
及び上部ドライバＣ（ＵＤC）と３個の下部ドライバ、
すなわち下部ドライバＡ（ＬＤA），下部ドライバＢ
（ＬＤB）及び下部ドライバＣ（ＬＤC）も示してある。
【００３３】図６にはまた、逆ＥＭＦ比較器（Back EMF
Components＝ＢＥＣ），追加増幅器（ＡＭＰ），比較
器（ＣＯＭＰ1）及びロジック回路、さらに各種の入力
部及び出力部ならびに検出抵抗ＲSも図示されている。
【００３４】各モータ巻線ＬＭA，ＬＭB及びＬＭCの一
端はノードＣTに接続されている。モータ巻線ＬＭAの他
方の端はノードＡに接続されている。モータ巻線ＬＭB
の他方の端はノードＢに接続されている。モータ巻線Ｌ
ＭCの他方の端はノードＣに接続されている。フライバ
ック・ダイオードＤＤAのカソードはノードＡに接続さ
れている。フライバック・ダイオードＤＤBのカソード
はノードＢに接続されている。フライバック・ダイオー
ドＤＤCのカソードはノードＣに接続されている。ダイ
オードＤＤA，ＤＤB及びＤＤCのアノードはグランドに
接続されている。フライバック・ダイオードＤＤA，Ｄ
ＤB及びＤＤCはその他の制御回路とともに集積回路に組
込むこともできあるいは集積回路に隣接するディスクリ
ート装置の形にしてもよい。
【００３５】電源ＶMはＭＯＳＦＥＴのＭAPU，ＭBPU及
びＭCPUのドレーン端子に接続されている。ＭＯＳＦＥ
Ｔ-ＭAPUのソース端子はノードＡとＭＯＳＦＥＴ-ＭAND
のドレーン端子に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ-ＭBPU
のソース端子はノードＢとＭＯＳＦＥＴ-ＭBNDのドレー
ン端子に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ-ＭCPUのソース
端子はノードＣとＭＯＳＦＥＴ-ＭCNDのドレーン端子に
接続されている。各ＭＯＳＦＥＴのＭAND，ＭBND及びＭ
CNDのソース端子は抵抗ＲSの第１端子に接続されてい
る。抵抗ＲSの第２端子はグランドに接続されている。
抵抗ＲSの第１の端子はまた増幅器ＡＭＰの入力部に接
続されている。ノードＡはまた、上部ドライバＡ（ＵＤ
A）と逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣに接続されている。ノード
Ｂはまた上部ドライバＢ（ＵＤB）と、逆ＥＭＦ比較器
ＢＥＣに接続されている。ノードＣはまた上部ドライバ
Ｃ（ＵＤC）と逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣに接続されてい
る。ノードＣTは逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣに接続されてい
る。上部ドライバ回路ＵＤA，ＵＤB及びＵＤCは（上記
で図５に示されていることを述べたように）電圧変換回
路を組込み、ＮＭＯＳ出力トランジスタＭAPU，ＭBPU及
びＭCPUのゲートを適切に駆動する。
【００３６】ＭＯＳＦＥＴ-ＭAPUのゲート端子は上部ド
ライバＡ（ＵＤA）に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ-Ｍ
ANDのゲート端子は下部ドライバＡ（ＬＤA）に接続され
ている。ＭＯＳＦＥＴ-ＭBPUのゲート端子は上部ドライ
バＢ（ＵＤB）に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ-ＭBND
のゲート端子は下部ドライバＢ（ＬＤB）に接続されて
いる。ＭＯＳＦＥＴ-ＭCPUのゲート端子は上部ドライバ
Ｃ（ＵＤC）に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ-ＭCNDの
ゲート端子は下部ドライバＣ（ＬＤC）に接続されてい
る。この実施例のスイッチ装置はＭＯＳＦＥＴである
が、ダーリントン・トランジスタなどの他のスイッチ装
置をＭＯＳＦＥＴの代わりに使用することができる。さ
らに、上部ドライバＭAPU，ＭBPU及びＭCPUは適切な上
部ドライバ回路を使用すればＰチャンネル型のものにす
ることができる。
【００３７】入力ＧＡＩＮ0及びＧＡＩＮ1は増幅器ＡＭ
Ｐに接続されている。増幅器ＡＭＰの出力は比較器ＣＯ
ＭＰ1の非反転入力部に接続されている。入力ＶINは比
較器ＣＯＭＰ1の反転入力部に接続されている。
【００３８】入力ＴSWはＮＯＲゲートＮ1の第１入力部
に接続されている。ＮＯＲゲートＮ1の出力はＮＯＲゲ
ートＮ2の第１入力部に接続されている。ＮＯＲゲート
Ｎ2の出力はＮＯＲゲートＮ1の第２入力部に接続されて
いる。このようにして、ＮＯＲゲートＮ1及びＮ2はフリ
ップフロップ回路を構成する。
【００３９】入力ＴSAMPLEはＮＯＲゲートＮ3の第１入
力部に接続されている。ＮＯＲゲートＮ3の出力はＮＯ
ＲゲートＮ4の第１入力部に接続されている。ＮＯＲゲ
ートＮ4の出力はＮＯＲゲートＮ3の第２入力部に接続さ
れている。このようにして、ＮＯＲゲートＮ3及びＮ4は
フリップフロップ回路を構成する。
【００４０】比較器ＣＯＭＰ1の出力はＮＯＲゲートＮ2
の第２入力部とＮＯＲゲートＮ4の第２入力部に接続さ
れている。ＮＯＲゲートＮ1の出力は上部ドライバＡ
（ＵＤA），上部ドライバＢ（ＵＤB）及び上部ドライバ
Ｃ（ＵＤC）に接続されている。ＮＯＲゲートＮ3の出力
はノードＳＡＭＰＬＥと逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣに接続さ
れている。逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣは外部回路に接続され
る出力ＣＭＰOUTを供給する。入力ＵＰA，ＤＯＷＮA，
ＵＰB，ＤＯＷＮB，ＵＰC及びＤＯＷＮCは外部回路から
入力される。入力ＵＰAは上部ドライバＡ（ＵＤA）に接
続されている。入力ＤＯＷＮAは下部ドライバＡ（ＬＤ
A）に接続されている。入力ＵＰBは上部ドライバＢ（Ｕ
ＤB）に接続されている。入力ＤＯＷＮBは下部ドライバ
Ｂ（ＬＤB）に接続されている。入力ＵＰCは上部ドライ
バＣ（ＵＤC）に接続されている。入力ＤＯＷＮCは下部
ドライバＣ（ＬＤC）に接続されている。
【００４１】図６の実施例ではＭＯＳＦＥＴのＭAPU，
ＭAND，ＭBPU，ＭBND，ＭCPU及びＭCNDはモータ巻線Ｌ
ＭA，ＬＭB及びＬＭCを通る電流を制御する。外部制御
回路は信号ＵＰA，ＤＯＷＮA，ＵＰB，ＤＯＷＮB，ＵＰ
C及びＤＯＷＮCをアクティブにし、モータのノードＡ，
Ｂ及びＣが供給電圧ＶM及びグランドを具えるモータ電
源に接続されている。外部制御回路はモータの電流転換
を確保するために適切なアクティブ化シーケンスを提供
する。同様に外部制御回路が信号ＤＯＷＮAをアクティ
ブにすると下部ドライバＡ（ＬＤA）がＭＯＳＦＥＴ-Ｍ
ANDのゲート端子に電圧を加え、それによってＭＯＳＦ
ＥＴ-ＭANDが抵抗ＲSを通じてノードＡをグランドに接
続する。
【００４２】同様に、外部制御回路が信号ＤＯＷＮBを
アクティブにすると下部ドライバＢ（ＬＤB）がＭＯＳ
ＦＥＴ-ＭBNDのゲート端子に電圧を加え、それによって
ＭＯＳＦＥＴ-ＭBNDが抵抗ＲSを通じてノードＢをグラ
ンドに接続する。同様にして、外部制御回路が信号ＤＯ
ＷＮCをアクティブにすると下部ドライバＣ（ＬＤC）が
ＭＯＳＦＥＴ-ＭCNDのゲート端子に電圧を加え、それに
よってＭＯＳＦＥＴ-ＭCNDが抵抗ＲSを通じてノードＣ
をグランドに接続する。したがって、外部制御回路によ
って図６の回路でノードＡ，Ｂ及びＣをグランドに選択
的に接続することができる。適切なモータ動作への必要
に応じて任意の数のノードを同時にグランドに接続する
こともできる。
【００４３】リニアモードでは外部制御回路が制御信号
ＵＰAをアクティブにすると上部ドライバＡ（ＵＤA）が
ＭＯＳＦＥＴ-ＭAPUのゲート端子に電圧を加え、それに
よってＭＯＳＦＥＴ-ＭAPUがノードＡを供給電圧ＶMに
接続する。同様に、リニアモードでは外部制御回路が信
号ＵＰBをアクティブにすると上部ドライバＢ（ＵＤB）
がＭＯＳＦＥＴ-ＭBPUのゲート端子に電圧を加え、それ
によって、ＭＯＳＦＥＴ-ＭBPUがノードＢを供給電圧Ｖ
Mに接続する。同様にして、リニアモードで動作すると
きに外部制御回路によって制御信号ＵＰCがアクティブ
になると上部ドライバＣ（ＵＤC）がＭＯＳＦＥＴ-ＭCP
Uのゲート端子に電圧を加え、それによってＭＯＳＦＥ
Ｔ-ＭCPUがノードＣを供給電圧ＶMに接続する。したが
って、リニアモードでは外部制御回路によってノード
Ａ，Ｂ及びＣのいずれかまたはすべてを図６の回路で供
給電圧ＶMに接続することができる。
【００４４】外部制御回路が信号ＤＯＷＮA，ＤＯＷＮB
またはＤＯＷＮCのいずれかをアクティブにすると、ノ
ードＡ，ＢまたはＣの少なくとも１個が抵抗ＲSを通じ
てグランドに接続されている。これらのノードを抵抗Ｒ
Sを通じてグランドに接続することによって電流が抵抗
ＲSを通ってグランドへと流れることができる。電流が
抵抗を通って流れるときオームの法則にしたがって電圧
の低下が抵抗の上で起こる。その結果、増幅器ＡＭＰへ
の入力電圧は抵抗ＲSを通って流れる電流に比例する。
増幅器ＡＭＰのゲインは制御信号ＧＡＩＮ0及びＧＡＩ
Ｎ1を変更することによって変えることができる。増幅
器ＡＭＰのゲインの調整には各種モータ及び各種ＭＯＳ
ＦＥＴならびに抵抗ＲSの各種値を使用することができ
る。増幅器ＡＭＰのゲインの調整の典型的な範囲は５〜
３０であるが、本発明はその他の値で実施することもで
きる。増幅器ＡＭＰの出力からの増幅電圧は比較器ＣＯ
ＭＰ1の非反転入力部に現れる。このようにして、比較
器ＣＯＭＰ1の非反転入力部の電圧は抵抗ＲSを通る電流
に比例しており、またモータ巻線ＬＭA，ＬＭB及びＬＭ
Cを通る電流を測定することができる。
【００４５】比較器ＣＯＭＰ1は非反転入力部の電圧を
その反転入力部に存在する入力ＶINと比較する。入力Ｖ
INはモータの電流が一定の値より大きいときに越える閾
値を設定するために使用される。モータを通る電流を表
す電圧が入力ＶINの電圧を越えると比較器ＣＯＭＰ1は
状態を変える。比較器ＣＯＭＰ1の出力が状態を変える
と、ＮＯＲゲートＮ1，Ｎ2，Ｎ3及びＮ4を含む２つのフ
リップフロップが状態を変える。
【００４６】自動的にＰＷＭ動作を実施するには図３の
波形３０１で示したように幅ＴW及び期間ＴPを有するパ
ルスを入力ＴSWに加える。入力ＴSWのパルスはＮＯＲゲ
ートＮ1及びＮ2を含むフリップフロップの状態を変え、
それによってＮＯＲゲートＮ1の出力の信号がアクティ
ブになる。このアクティブ信号は上部ドライバＵＤA，
ＵＤB及びＵＤCをイネーブルにする。上部ドライバがイ
ネーブルになると入力ＵＰA，ＵＰBまたはＵＰC上のア
クティブ信号がそれぞれＭＯＳＦＥＴ-ＭAPU，ＭBPUま
たはＭCPUをオンにする。このようにして、モータのノ
ードＡ，ＢまたはＣの１つが供給電圧ＶMに接続され
る。ＭＯＳＦＥＴのＭAND，ＭBNDまたはＭCNDの１つが
オンになるとそれに応じて電流はそれぞれモータ巻線Ｌ
ＭA，ＬＭBまたはＬＭCを通って流れ始める。
【００４７】インダクタを通る電圧は式Ｖ＝Ｌｄｉ／ｄ
ｔによって表されることから供給電圧の段階に応じてモ
ータ巻線を通る電流が瞬間的にその最大値まで増加する
ことはなく時間の経過に応じてリニアに上昇する。その
結果、比較器ＣＯＭＰ1の非反転入力部の電圧もまた、
供給電圧が最初にモータ巻線に接続された後、時間の経
過に応じてリニアに増加する。モータ巻線を通る電流が
増加するにつれて比較器ＣＯＭＰ1の非反転入力部の電
圧が入力ＶINの電圧を越える場合には比較器ＣＯＭＰ1
の出力の状態が変わり、ＮＯＲゲートＮ1及びＮ2を含む
フリップフロップの状態が変わり、ＮＯＲゲートＮ1の
出力が非活性になる。ＮＯＲゲートＮ1の出力が非活性
になると上部ドライバＵＤA，ＵＤB及びＵＤCはディス
エーブルになり、それによってアクティブＭＯＳＦＥＴ
（ＭAPU，ＭBPUまたはＭCPU）がオフになり、供給電圧
ＶMからモータの接続が切り離される。モータが供給電
圧ＶMとの接続していないときはモータ巻線を通る電流
はもはや増加できない。
【００４８】フライバック・ダイオードＤＤA，ＤＤB及
びＤＤCはＭＯＳＦＥＴのＭAPU，ＭBPUまたはＭCPUがオ
フになった後に流れ続けるように、モータ巻線ＬＭA，
ＬＭB及びＬＭC内に電流の通路を設ける。フライバック
・ダイオードＤＤA，ＤＤBまたはＤＤCを通って電流が
流れ、またモータ巻線内に保存されたエネルギーが消失
するにつれてモータ巻線を通る電流が徐々に減少し、そ
の結果抵抗ＲS上の電圧が徐々に低下する。抵抗ＲS上の
電圧が低下するにつれて、比較器ＣＯＭＰ1の非反転入
力部の電圧は入力ＶINの電圧以下に下がり、また比較器
ＣＯＭＰ1の変化はもとの状態に戻る。期間ＴPが経過し
たあともう一つのパルスが入力信号ＴSWに加えられ新し
いＰＷＭサイクルが始まり上記の過程が繰返される。
【００４９】電流転換制御のために逆ＥＭＦ検出を行う
ためにはパルスを入力信号ＴSWに加えてから遅延ＴDが
経過したあとパルスを入力ＴSAMPLEに加える。入力信号
ＴSAMPLEに加えられたパルスの持続時間はＴSでありこ
れは図３の波形３０２に示されている。入力信号ＴSAMP
LEのパルスによってＮＯＲゲートＮ3及びＮ4を含むフリ
ップフロップの状態が変わる。このフリップフロップの
状態が変わると信号ＳＡＭＰＬＥはアクティブになる。
信号ＳＡＭＰＬＥは逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣに加えられ、
確実な逆ＥＭＦ比較が起こっている間にタイムウィンド
を定める。抵抗ＲSを通る電流が、比較器ＣＯＭＰ1の非
反転入力部の電圧が入力ＶINの電圧を越える点まで増加
すると、比較器ＣＯＭＰ1の出力の信号の状態が変わ
り、ＮＯＲゲートＮ3及びＮ4を含むフリップフロップの
状態が変わり、その結果信号ＳＡＭＰＬＥが非活性にな
る。
【００５０】下部スイッチ装置で起きるＰＷＭスイッチ
ングを使用する本発明のもう一つの実施例を図７に示
す。図７には３つのモータ巻線ＬＭA，ＬＭB及びＬＭC
が図示されている。また３つのフライバック・ダイオー
ドＤＵA，ＤＵB及びＤＵCも図示されている。図７には
また３つの上部スイッチ装置ＭAPU，ＭBPU及びＭCPU、
さらに３つの下部スイッチ装置ＭAND，ＭBND及びＭCND
も図示されている。図７にはまた抵抗ＲSが含まれてい
る。さらに上部ドライバＡ（ＵＤA），上部ドライバＢ
（ＵＤB），上部ドライバＣ（ＵＤC），下部ドライバＡ
（ＬＤA），下部ドライバＢ（ＬＤB）及び下部ドライバ
Ｃ（ＬＤC）も図示されている。図７にはまたさらに逆
ＥＭＦ比較器ＢＥＣ，増幅器（ＡＭＰ），比較値（ＣＯ
ＭＰ1）及びロジック回路及び各種入力部と出力部も図
示されている。
【００５１】各モータ巻線ＬＭA，ＬＭB及びＬＭCから
の１個の端子はノードＣTに接続されている。モータ巻
線ＬＭAの他方の端子はノードＡに接続されている。モ
ータ巻線ＬＭBの他方の端子はノードＢに接続されてい
る。モータ巻線ＬＭCの他方の端子はノードＣに接続さ
れている。フライバック・ダイオードＤＵAのアノード
はノードＡに接続されている。フライバック・ダイオー
ドＤＵBのアノードはノードＢに接続されている。フラ
イバック・ダイオードＤＵCのアノードはノードＣに接
続されている。フライバック・ダイオードＤＵA，ＤＵB
及びＤＵCのカソードは供給電圧ＶMに接続されている。
供給電圧ＶMはスイッチ装置ＭAPU，ＭBPU及びＭCPUのド
レーン端子に接続されている。スイッチ装置ＭAPUのソ
ース端子はノードＡとスイッチ装置ＭANDのドレーン端
子に接続されている。スイッチ装置ＭBPUのソース端子
はノードＢとスイッチ装置ＭBNDのドレーン端子に接続
されている。スイッチ装置ＭCPUのソース端子はノード
Ｃとスイッチ装置ＭCNDのドレーン端子に接続されてい
る。スイッチ装置ＭAND，ＭBND及びＭCNDのソース端子
は抵抗ＲSの第１端子に接続されている。抵抗ＲSの第２
端子はグランドに接続されている。ノードＡもまた上部
ドライバＡ（ＵＤA）と逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣに接続さ
れている。ノードＢもまた上部ドライバＢ（ＵＤB）と
逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣに接続されている。ノードＣもま
た上部ドライバＣ（ＵＤC）と逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣに
接続されている。抵抗ＲSの第１端子もまた増幅器ＡＭ
Ｐの入力部に接続されている。ノードＣTは逆ＥＭＦ比
較器ＢＥＣに接続されている。
【００５２】スイッチ装置ＭAPU，ＭBPU，ＭCPU，ＭAN
D，ＭBND及びＭCNDがＭＯＳＦＥＴのその他のスイッチ
装置として組み込まれる例を示したが、ＭＯＳＦＥＴの
代わりに例えばダーリントントランジスタを使用しても
よい。
【００５３】入力ＧＡＩＮ0及びＧＡＩＮ1は増幅器ＡＭ
Ｐに接続されている。増幅器ＡＭＰの出力は比較器ＣＯ
ＭＰ1の非反転入力部に接続されている。入力ＶINは比
較器ＣＯＭＰ1の反転入力部に接続されている。入力ＴS
WはＮＯＲゲートＮ1の第１端子に接続されている。ＮＯ
ＲゲートＮ1の出力はＮＯＲゲートＮ2の第１入力部に接
続されている。ＮＯＲゲートＮ2の出力はＮＯＲゲート
Ｎ1の第２入力部に接続されている。このようにして、
ＮＯＲゲートＮ1及びＮ2はフリップフロップ回路を構成
する。
【００５４】入力ＴSAMPLEはＮＯＲゲートＮ3の第１入
力部に接続されている。ＮＯＲゲートＮ3の出力はＮＯ
ＲゲートＮ4の第１入力部に接続されている。ＮＯＲゲ
ートＮ4の出力はＮＯＲゲートＮ3の第２入力部に接続さ
れている。このようにして、ＮＯＲゲートＮ3及びＮ4は
フリップフロップ回路を構成する。
【００５５】比較器ＣＯＭＰ1の出力は各ＮＯＲゲート
Ｎ2及びＮ4の第２入力部に接続されている。ＮＯＲゲー
トＮ1の出力はまた下部ドライバＡ（ＬＤA），下部ドラ
イバＢ（ＬＤB）及び下部ドライバＣ（ＬＤC）に接続さ
れている。ＮＯＲゲートＮ3の出力はノードＳＡＭＰＬ
Ｅと逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣに接続されている。逆ＥＭＦ
比較器ＢＥＣは出力ＣＭＰOUTを発生し、これは外部回
路に接続されている。
【００５６】入力ＵＰAは上部ドライバＡ（ＵＤA）に接
続されている。入力ＤＯＷＮAは下部ドライバＡ（ＬＤ
A）に接続されている。入力ＵＰBは上部ドライバＢ（Ｕ
ＤB）に接続されている。入力ＤＯＷＮBは下部ドライバ
Ｂ（ＬＤB）に接続されている。入力ＵＰCは上部ドライ
バＣ（ＵＤC）に接続されている。入力ＤＯＷＮCは下部
ドライバＣ（ＬＤC）に接続されている。入力ＧＡＩＮ
0，ＧＡＩＮ1，ＶIN，ＴSW，ＴSAMPLE，ＵＰA，ＤＯＷ
ＮA，ＵＰB，ＤＯＷＮB，ＵＰC及びＤＯＷＮCは外部回
路から引き出してもよい。
【００５７】図７に示した実施例の動作は図６に示した
実施例の場合と同様である。外部制御回路は信号ＵＰ
A，ＤＯＷＮA，ＵＰB，ＤＯＷＮB，ＵＰC及びＤＯＷＮC
を発生してモータ巻線ＬＭA，ＬＭB及びＬＭCの適切な
電流転換を実施する。外部制御回路によって、モータを
双極または単極モードで動作することができる。双極動
作は１つのモータ巻線の上部ドライバと異なるモータ巻
線の下部ドライバを活性化することによって達成され
る。ノードＣTとノードＡ，Ｂ及びＣの間にモータの供
給電圧を連続的に加えることによって、外部制御回路は
モータの単極動作に影響を及ぼすことがある。
【００５８】リニアモード動作では外部制御回路が制御
信号ＵＰA，ＵＰB及びＵＰCを連続的に活性化し、それ
によって適切なシーケンスで上部ドライバＵＤA，ＵＤB
及びＵＤCがＭＯＳＦＥＴのＭAPU，ＭBPU及びＭCPUを
（最小限の抵抗まで）完全にオンにする。オンにならな
いときこれらのＭＯＳＦＥＴ（のスイッチ装置）は非導
通状態である。外部回路はまた制御信号ＤＯＷＮA，Ｄ
ＯＷＮB及びＤＯＷＮCを駆動し、下部ドライバＬＤA，
ＬＤB及びＬＤCがＭＯＳＦＥＴのＭAND，ＭBND及びＭCN
Dを制御して、それらが制御された電流源として作用す
るようにする。これらのＭＯＳＦＥＴが活性化されてい
ない場合の電流転換サイクル状態の間、それらは非導通
状態である。下部ドライバＬＤA、ＬＤB及びＬＤCは入
力電圧とともに抵抗ＲS上の電圧ＶSの比較値に基づいて
制御されたゲート電圧をＭＯＳＦＥＴのＭAND，ＭBND及
びＭCNDへと供給する。電圧ＶSと入力電圧の差によっ
て、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧が定まる。
【００５９】ＰＷＭモードではＰＷＭパルスは電流転換
状態の変化より高い周波数で発生する。ＰＷＭの動作は
電流転換に関係なく起こり電流転換の動作から独立して
いる。図７では信号ＴSW及びＴSAMPLEは外部タイムベー
ス回路により供給される。信号ＴSWは図３の波形３０１
により表されており、これは期間ＴP及び幅ＴWである。
ＴSWパルスはＮＯＲゲートＮ1及びＮ2を含むフリップフ
ロップにより受けられ、ＮＯＲゲートＮ1の出力はアク
ティブになり、それによって下部ドライバＬＤA，ＬＤB
及びＬＤCがＭＯＳＦＥＴのＭAND，ＭBND及びＭCNDのゲ
ートに電圧を加え、その結果これらのＭＯＳＦＥＴは
（最小の抵抗まで）完全にオンなる。外部制御回路はＭ
ＯＳＦＥＴのＭAPU，ＭBPUまたはＭCPUを通してノード
Ａ，Ｂ及びＣを供給電圧ＶMに連続的に接続するかある
いは別の場合には外部ＭＯＳＦＥＴ（図示せず）を通し
てノードＣTを供給電圧ＶMに接続し、モータ巻線は供給
電圧ＶMに接続されている。パルスは制御信号ＴSW上に
発生し、それによってＭＯＳＦＥＴのＭAND，ＭBND及び
ＭCNDの１個またはそれ以上がオンになるとモータ巻線
から抵抗ＲSを通る供給電圧ＶMからグランドへの回路が
完成する。その結果、電流はモータ巻線と抵抗ＲSを通
じて流れ始める。
【００６０】インダクタを通る電流の特徴は式Ｖ＝Ｌｄ
ｉ／ｄｔで表されるため、電圧がオンになったあとイン
ダクタを通る電流は最大値まで瞬時に増加せず時間の経
過に応じてリニアに増加する。モータ巻線を通る電流が
増加するにつれて抵抗ＲSを通る電流も増加する。抵抗
上の電圧はそこを通って流れる電流に比例するため、抵
抗ＲS上の電圧ＶSもモータ巻線を通る電流に比例して増
加する。電圧ＶSは増幅器ＡＭＰへの入力時に現れる。
増幅器ＡＭＰのゲインは選択可能であり、そのゲインは
入力ＧＡＩＮ0及びＧＡＩＮ1により制御することができ
る。増幅器ＡＭＰのための典型的なゲイン値は５〜３０
の間であるが本発明はそれ以外の値でも実施することが
できる。増幅器ＡＭＰは出力ＶSAを発生するがそれは電
圧ＶSを増幅した電圧である。出力ＶSAは比較器ＣＯＭ
Ｐ1の非反転入力部に接続されている。比較器ＣＯＭＰ1
は出力ＶSAの電圧を入力ＶINの電圧と比較する。電圧Ｖ
SAが電圧ＶINを越えると比較器ＣＯＭＰ1は状態が変わ
り、それによってＮＯＲゲートＮ1及びＮ2を含むフリッ
プフロップの状態が変わる。フリップフロップの状態が
変わるとき、ＮＯＲゲートＮ1の出力は非活性であり、
下部ドライバＬＤA，ＬＤB及びＬＤCによってＭＯＳＦ
ＥＴのＭAND，ＭBND及びＭCNDへゲート電圧が発生しこ
れらのＭＯＳＦＥＴがオフ（完全に非導通）になる。Ｍ
ＯＳＦＥＴのＭAND，ＭBND及びＭCNDがオフのときモー
タ巻線を通る電流ＬＭA，ＬＭB及びＬＭCはそれ以上増
加できない。
【００６１】フライバック・ダイオードＤＵA，ＤＵB及
びＤＵCはモータ巻線内のエネルギーが消失する場合
に、モータ巻線を通る電流を流し続けることができる。
フライバック・ダイオードＤＵA，ＤＵB及びＤＵCを通
って電流が流れると電流は徐々に低下する。ＭＯＳＦＥ
ＴのＭAND，ＭBND及びＭCNDがオフであるあいだに電流
が低下する率はこれらのＭＯＳＦＥＴがオンのときに電
流が増加する率よりも小さい。モータ巻線を通る電流が
ゼロになる前に外部制御回路は制御信号ＴSWにもう一つ
のパルスを加え、再びモータ巻線を供給電圧ＶMに接続
し、その結果、電流は増加する。電流がある限度を越え
て増加または低下することはできないため電流制御の方
法が得られる。
【００６２】適切な電流転換制御を行うために逆ＥＭＦ
検出を使用することができる。ＰＷＭモードで動作して
いるときは逆ＥＭＦ検出が適切な時間に起きるよう留意
しなければならない。外部制御回路はパルスを制御信号
ＴSWに加えた以後の持続時間ＴDの遅延のあと制御信号
ＴSAMPLEにパルスを加える。制御信号ＴSAMPLEへ加えら
れるパルスは図３の波形３０２に示されている。制御信
号ＴSAMPLE上のパルスによってＮＯＲゲートＮ3及びＮ4
を含むフリップフロップの状態が変わり、それによって
信号ＳＡＮＰＬＥがアクティブになる。信号ＳＡＭＰＬ
Ｅがアクティブであるあいだ、逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣは
確実な逆ＥＭＦ比較を行い、出力ＣＭＰOUTを発生す
る。ノードＶSAの電圧が入力ＶINの電圧を越えると、比
較器ＣＯＭＰ1の状態が変わり、それによってＮＯＲゲ
ートＮ3及びＮ4を含むフリップフロップの状態が変わ
り、その結果、信号ＳＡＭＰＬＥが不活性になる。信号
ＳＡＭＰＬＥが不活性のとき逆ＥＭＦ比較器ＢＥＣは逆
ＥＭＦ比較の実施が抑止される。以上、リニアモード及
びＰＷＭモードを自動的に選択することによって誘導性
負荷を通る電流を制御するための方法について説明し
た。以下、本件出願に係る発明の作用及び効果について
明細書の［発明の概要］で述べた事項を再記しておく。
【００６３】本発明ではリニアまたはＰＷＭモードで動
作できるため、２つのモードの内の１つでしか動作しな
いという欠点を回避することができる。本発明では従来
技術の一定オフタイム可変周波数ＰＷＭ方法を使用しな
いため、可変周波数ＰＷＭに伴う一部のノイズの問題と
複雑さを回避することができる。また、本発明は誘導性
装置の電流需要に応じてＰＷＭモードとリニアモードの
あいだで自動的にスイッチングをすることができる。
【００６４】本発明では誘導性装置を通る電流を測定し
指定された値と比較する。タイムベース回路は電流が誘
導性装置を通って流れることができるような周期パルス
を発生する。誘導性装置を通る電流は時間の経過に応じ
て増加する。誘導性装置を通る電流が指定値を越えると
タイムベース回路から次のパルスが発せられるまでその
電流は遮断される。その結果、誘導性装置が大量の電流
を要求すると電流は指定値を越え短い電流のパルスだけ
がそのタイミングサイクル中に加えられる。しかし、誘
導性装置が引出す電流が少ない場合には電流は急激には
指定値を越えない。したがって、長いパルスの電流がそ
のタイミングサイクル中に流れる。誘導性装置が引出す
電流が少ない場合に電流の量は全タイミングサイクルの
あいだ指定値を越えないことがある。この場合には電流
はタイミングサイクルの持続時間の間そして次のタイミ
ングサイクルへと連続的に流れる。
【００６５】本発明の実施例ではモータ巻線を通る電流
を制御することができる。多くのモータ用途ではモータ
が始動している間また加速している間には大量の電流が
必要であり、「一定の速度で」（正常な動作速度で）動
作するときには電流を多く使用しない。本発明によれば
始動及び加速に限定してパルス幅変調電流を使用するこ
とができる。モータが「所定速度」動作になるとコント
ローラは自動的にリニアモード動作に切替わり動作ノイ
ズを低下させる。
【００６６】本発明の実施例ではまた、パルス幅変調の
ために使用されるのと同じスイッチ要素を用いて電流転
換を実施することができる。本発明の実施例ではまた、
タイミング信号を発生してＰＷＭスイッチと逆ＥＭＦ比
較を調整する。また、本発明は逆極性半導体型のスイッ
チ装置の使用に限られるものではなく、単一極性半導体
型のスイッチ装置で実施することもできる。
【００６７】本発明は複雑な回路を使用せずに誘導性負
荷に適応するリニア電流制御及びＰＷＭ電流制御を実施
するものであるため、さらに簡単で静かで能率的な誘導
性負荷のための電流制御の方法を提供することもでき
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】リニア及びＰＷＭ動作のための従来技術の回路
を示す概略図。
【図２】本発明の実施例を示す概略図。
【図３】本発明実施例のタイミング関係を示すタイミン
グ図。
【図４】本発明の実施例により制御されるモータのアク
ティブモータ巻線を通る電流及び電圧を示すタイミング
図。
【図５】本発明のもう一つの実施例を示す概略図。
【図６】上部スイッチ装置で起こるＰＷＭスイッチング
を使用する本発明のもう一つの実施例を示す図。
【図７】下部スイッチ装置で起こるＰＷＭスイッチング
を使用する本発明のもう一つの実施例を示す図。
【符号の説明】
１０１ ドライバ １０２ 検出抵抗 １０３，１０４，１０８，ＡＭＰ，ＡＭＰ1 増幅器 １０５ ワンショットマルチバイブレータ １０６ ＡＮＤゲート １０７ バッファ １０９，１１０ キャパシタ １１１，１１２ ポート ２０１ ＯＲゲート ＣＯＭＰ1 比較器 Ｎ2，Ｎ3，Ｎ4 ＮＯＲゲート ＬＭA，ＬＭB，ＬＭC モータコイル ＲS，Ｒ1 抵抗 ＤＵA，ＤＵB，ＤＵC ダイオード ＤＤA，ＤＤB，ＤＤC フライバック・ダイオード ＵＤA，ＵＤB，ＵＤC 上部ドライバ ＬＤA，ＬＤB，ＬＤC 下部ドライバ ＭAPU，ＭBPU，ＭCPU，ＭAND、ＭBND，ＭCND ＭＯＳＦ
ＥＴ 電源ＶＭ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−253293（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−93493（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−198687（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−168889（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−295621（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 6/08

Claims (15)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 誘導性負荷を通過する電流に実質的に即
    応する割合の第１信号を供給する電流検出手段； 前記電流検出手段に接続され、前記第１信号を第２信号
    と比較し、前記第１信号が前記第２信号より大きいとき
    に第１状態から第２状態へと変化する第３信号を発生す
    る比較手段； 前記第３信号が前記第１状態から前記第２状態へ変化す
    るときに前記電流を低下させる電流低下手段； 前記電流低下手段に結合され、前記電流低下手段によっ
    て前記誘導性負荷を供給電圧に周期的に再接続できるよ
    うにし、パルス幅変調モードとするのに充分な高い周波
    数で作動し、前記誘導性負荷を作動する第１タイミング
    手段を具え； 前記電流低下手段が： 前記誘導性負荷と前記供給電圧とに接続し、前記供給電
    圧から前記誘導性負荷を遮断するスイッチ； 前記比較手段と前記第１タイミング手段とに接続され、
    前記第１及び第２信号に基づくリニアモードと可変オフ
    タイムを有する前記パルス幅変調モード間を選択し、前
    記スイッチを制御するフリップ・フロップを有する： 誘導性負荷の電流制御回路。
  2. 【請求項２】 前記電流低下手段が前記第３信号が前記
    第１状態から前記第２状態へと変化するときに供給電圧
    から前記誘導性負荷を遮断する： 請求項１の誘導性負荷の電流制御回路。
  3. 【請求項３】 第４信号を発生するために前記比較手段
    に接続される第１ロジック回路をさらに具える： 請求項１の誘導性負荷の電流制御回路。
  4. 【請求項４】 前記電流検出手段が抵抗性要素と増幅手
    段を具える： 請求項１の誘導性負荷の電流制御回路。
  5. 【請求項５】 前記増幅手段が可変ゲインを有する： 請求項４記載の誘導性負荷電流制御回路。
  6. 【請求項６】 前記電流低下手段が第５信号を受け、ま
    た前記スイッチによって前記第３信号とは無関係に前記
    誘導性負荷を前記供給電圧から遮断し、前記フリップフ
    ロップと前記スイッチとに接続されるロジック回路をさ
    らに具える： 請求項１の誘導性負荷の電流制御回路。
  7. 【請求項７】 逆起電力サンプルのタイミングを制御す
    るタイミング制御回路をさらに具え、前記タイミング制
    御回路が前記第３信号と第２タイミング手段からの第６
    信号を受け入れる： 請求項６の誘導性負荷の電流制御回路。
  8. 【請求項８】 前記パルス幅変調モードが固定最大パル
    ス周波数と可変パルス持続時間のものである： 請求項６の誘導性負荷の電流制御回路。
  9. 【請求項９】 誘導性負荷を通る負荷電流に基づく電流
    検出信号を発生する電流検出手段； 前記電流検出信号に基づく比較信号を発生するため入力
    信号と前記電流検出手段に接続される比較手段； 前記誘導性負荷と供給電圧に接続されたスイッチ手段； 前記電流検出信号と第１タイミング信号に基づきリニ
    ア，あるいは可変オフタイム持続時間を有するパルス幅
    変調モードで装置を動作させ、前記スイッチ手段と前記
    比較手段に接続される電流制御手段； 前記比較信号に基づくサンプル信号を出し、第２タイミ
    ング信号と前記比較手段に接続されるサンプル信号発生
    手段を具える： 誘導性負荷を通る電流を制御する装置。
  10. 【請求項１０】 前記スイッチ手段が： 前記誘導性負荷を前記供給電圧に接続するトランジス
    タ； 前記トランジスタがディスエーブルの時に前記誘導性負
    荷を通る前記負荷電流を下げるため前記トランジスタに
    接続されたダイオードとをさらに具える： 請求項９の誘導性負荷を通る電流を制御する装置。
  11. 【請求項１１】 前記電流検出手段が抵抗性要素及び増
    幅手段を具える： 請求項９の誘導性負荷を通る電流を制御する装置。
  12. 【請求項１２】 前記増幅手段が可変ゲインを有する： 請求項１１の誘導性負荷を通る電流を制御する装置。
  13. 【請求項１３】 前記電流制御手段が前記第１タイミン
    グ信号と前記スイッチ手段に接続され； 前記誘導性負荷を前記供給電圧から遮断する前記比較信
    号を受け取るフリップ・フロップを具える： 請求項９の誘導性負荷を通る電流を制御する装置。
  14. 【請求項１４】 前記サンプル発生手段が逆起電力サン
    プルのタイミングを制御する： 請求項９の誘導性負荷を通る電流を制御する装置。
  15. 【請求項１５】 前記第１タイミング信号が充分な高い
    周波数を供給し、前記電流制御手段をパルス幅変調モー
    ドとする： 請求項９の誘導性負荷を通る電流を制御する装置。
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