JP2021013265A - プラズマ加工装置用直流パルス電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】限流抵抗での電力損失を抑えるとともに、良好な波形形状のパルス電圧を容量性負荷回路に印加する直流パルス電源装置を提供する。【解決手段】直流パルス電源装置は、パルス電圧の底部及び頂部の電圧を定める基本電圧生成部１と、パルス電圧の立ち上げ及び立ち下げ時に、インダクタンス素子２００及び出力コンデンサ１８を含むＬＣ共振回路に共振電流を供給する又は吸い込む共振駆動部２と、ＰＦＮ回路によりパルス電圧の立ち上がり及び立ち下がり特性を改善するパルス整形部３と、を含む。出力コンデンサ１８の接続点（ノードＮ１）の電圧が共振電流によって電圧Ｖ1付近にまで上昇したタイミングでスイッチング部１３をオンし、直流電圧源１０からの電圧を印加し始める。それにより、限流用抵抗１７に流れる電流を抑えることができる。また、パルス整形部３を通すことでパルス波形形状を改善し、容量性負荷回路４に印加することができる。【選択図】図１

Description

本発明は、プラズマエッチング装置などの各種のプラズマ加工装置に用いられる直流パルス電源装置に関する。

現在、半導体プロセスを始めとする様々な分野において、プラズマを利用して対象物を加工するプラズマ装置が用いられている。
図１４は、プラズマエッチング装置を駆動する従来の電源装置の一例の概略構成を示す図である。このプラズマエッチング装置は、高周波プラズマにパルス状の直流電力を加えることで処理対象物を加工するものである。

図１４において、プラズマエッチング装置は、真空排気された減圧雰囲気の下で放電ガスや反応ガスが導入されるチャンバ（図示せず）内に二つの電極が配置された、ごく簡略化されたモデルで示されている。この例では、上側の電極がカソード電極７２１であり、所定のガスに電力を供給して放電プラズマ７２３を生成するための電極である。一方、下側の電極は、カソード電極７２１との間に均一な電場を形成するように該カソード電極７２１と対向して設置されている対向電極７２２である。ここでは、対向電極７２２はチャンバと共に、電気的に接地されている。処理対象物は、カソード電極７２１又は対向電極７２２のいずれか一方に固定される。互いに所定距離だけ離して配置されているカソード電極７２１と対向電極７２２との間にはキャパシタが形成され、このキャパシタの容量は、その電極７２１、７２２の間に生成される放電プラズマ７２３のプラズマ抵抗と合成され、容量性負荷回路７２となる。

高周波電源８０は、図示しない結合コンデンサやインピーダンス整合回路を介してカソード電極７２１に高周波電力を供給するものである。一方、直流パルス電源６０は、カソード電極７２１に負極性の直流パルス電圧を与えるものである。直流パルス電源６０と高周波電源８０はカソード電極７２１に対して並列に接続されているため、高周波電源８０による高周波電圧が直流パルス電源６０に印加されないように、カソード電極７２１と直流パルス電源６０との間には、リアクトル７１１とコンデンサ７１２とを含むローパスフィルタ７１が挿設されている。

よく知られているように、高周波電源８０により放電プラズマ７２３を励起するとき、電子電流とイオン電流とがほぼ均等な状態となるように負のセルフバイアス電圧が電極７２１、７２２間に生起される。このときのセルフバイアス電圧を高周波電源８０に直列に挿入される直流電圧源から印加されるものとみなし、図中には、直流電圧源８１を等価的に示している。この直流電圧源８１によって、容量性負荷回路７２及びローパスフィルタ７１は所定のセルフバイアス電圧に充電されるとみなせる。容量性負荷回路７２に充電されるセルフバイアス電圧によって、放電プラズマ７２３は高いイオン加速エネルギを処理対象物に照射することができる。

上述したような容量性負荷回路７２に直流パルス電圧を印加するための従来の一般的な直流パルス電源６０は、図１４中に概略的に示すように、直流電源部６１と相補的にオン・オフ動作する二つのスイッチング素子６２、６３を含む構成である（特許文献１など参照）。即ち、二つのスイッチング素子６２、６３が相補的にオン・オフ動作すると、直流電源の出力電圧−Ｖ0（一般には数百〜千Ｖ以上）と接地電位（０Ｖ）とが交互に直流パルス電源６０の出力端に現れ、波高値がＶ0である負極性の直流パルス電圧が生成される。また、特許文献１には、直流パルス電圧を容量性負荷回路に印加するだけでなく、スイッチング素子と共振回路とを用い、容量性負荷回路に蓄積されたエネルギを電源装置側に回生する構成も開示されている。

特開２０１８−１０７９０４号公報 特開２００１−２７８８８号公報

図１４中にも記載したように、上記のような直流パルス電源では一般に、電源投入時等に過大な電流（突入電流）がスイッチング素子に流れて該素子が破壊に至るのを防止するために、該電源の出力端と容量性負荷回路７２のカソード側との間に数Ωから数十Ω程度の限流抵抗６４が設けられる。しかしながら、限流抵抗を設けると、定常動作時において直流パルス電圧の電圧値が変化する毎に、該限流抵抗の抵抗値と直流パルス電圧の波高値とに依存するピーク電流が発生する。直流パルス電圧の周波数が高いほどピーク電流の発生頻度が高くなり、限流抵抗に流れる電流の実効値が増加する。限流抵抗では電力損失によって熱が生じるが、電流の実効値が増加すると発熱量はかなり大きいものとなる。そのため、通常、かなりサイズや重量が大きな抵抗が限流抵抗として必要になる。それによって、電源装置の効率が悪化する、サイズが大きくなる、重量が重くなる、さらにはコストが高くなる、といった問題があった。

また、特にプラズマエッチングを始めとするプラズマ加工の分野では、加工精度を高めることが強く要請されており、そのためには直流パルス電源からプラズマエッチング装置に印加する直流パルス電圧の立ち上がり及び立ち下がりの特性を改善する必要がある。

本発明はこうした課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、限流抵抗における電力損失を低減するとともに、直流パルス電圧の立ち上がり及び立ち下がりの特性を改善することができるプラズマ加工装置用直流パルス電源装置を提供することにある。

本願発明者は、大きなピーク電流を発生させることなく直流パルス電圧の立ち上げ及び立ち下げを行う一つの技術として、特許文献２等に開示されている共振方式の電源装置に着目した。この電源装置は、プラズマディスプレイの駆動に用いられるものであり、インダクタンス素子と容量性負荷とのＬＣ共振を利用してパルス電圧を滑らかに立ち上げ又は立ち下げる。しかしながら、こうした従来の共振方式の電源装置では、パルス電圧の立ち上がり及び立ち下がりの速度が遅く、プラズマ加工装置用としては適さない。そこで、本発明者は、従来の共振方式の利点を活かしつつ、その欠点を補うように新たな構成を導入することにより本発明をなすに至った。

上記課題を解決するためになされた本発明は、プラズマ加工用のプラズマを形成する電極を含む容量性負荷回路に、２以上の電圧レベルに変化する直流パルス電圧を印加するプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
a)前記容量性負荷回路を含む複数の容量性素子と複数のインダクタンス素子とがラダー状に接続されて成るパルス整形部と、
b)直流パルス電圧の最も高い電圧レベルに対応する第１直流電圧を生成する直流電圧源を含み、前記パルス整形部を通して前記容量性負荷回路に電力を供給するための電力供給部と、該電力供給部による出力電圧及び／又は接地電位を切り替える複数のスイッチング部と、前記パルス整形部の入力端と接地端との間に接続される出力コンデンサと、該複数のスイッチング部の少なくとも一つが導通されて前記電力供給部から前記容量性負荷回路に電力が供給されるときの電流の経路及び該複数のスイッチング部の少なくとも他の一つが導通されて前記出力コンデンサの蓄積エネルギによる電流が流れる経路に設けられた限流抵抗と、を含み、前記複数のスイッチング部により切り替えられた電圧を前記パルス整形部の入力端に入力する基本電圧生成部と、
c)前記パルス整形部の入力端に一端が接続された共振用インダクタンス素子と、第１スイッチング部及び第２スイッチング部が直列に接続され、該第１スイッチング部と該第２スイッチング部との間に前記共振用インダクタンス素子の他端が接続されている直列回路部と、該直列回路部の高電圧側端部に前記第１直流電圧よりも低い第２直流電圧を印加する共振用第１直流電圧源と、前記直列回路部の低電圧側端部に前記第２直流電圧よりも低い所定の第３直流電圧を印加する共振用第２直流電圧源と、を含む共振駆動部と、
d)前記基本電圧生成部の複数のスイッチング部、並びに、前記共振駆動部の第１及び第２スイッチング部のオン・オフ動作を制御するものであって、直流パルス電圧の立ち上げ時には、前記共振駆動部の第１スイッチング部をオンさせて前記共振用インダクタンス素子と前記出力コンデンサ及び／又は前記パルス整形部の容量とのＬＣ共振により前記パルス整形部の入力端の電圧を増加させたあと、前記基本電圧生成部の所定のスイッチング部をオンして前記電力供給部からの第１直流電圧を前記パルス整形部の入力端に印加し、直流パルス電圧の立ち下げ時には、前記基本電圧生成部からの電圧の印加を停止し前記共振駆動部の第２スイッチング部をオンさせて前記共振用インダクタンス素子と前記出力コンデンサ及び／又は前記パルス整形部の容量とのＬＣ共振により前記パルス整形部の入力端の電圧を減少させたあと、前記基本電圧生成部の所定のスイッチング部をオンして立ち下げ後の電位を前記パルス整形部の入力端に与えるように、前記各スイッチング部の動作をそれぞれ制御する制御部と、
を備えることを特徴としている。

本発明の第１の態様のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置において、前記限流抵抗は、前記複数のスイッチング部の切り替えによって電圧が出力される電圧出力端と前記パルス整形部の入力端との間に接続されてなる。

また本発明の第１の態様のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置において、前記限流抵抗は、直列に接続された前記複数のスイッチング部のうちの低電圧側のスイッチング部における低電圧側端部と接地部位との間に接続され、前記電力供給部は、該直列に接続された複数のスイッチング部の両端に電力を供給するものである。

上記第１の態様と第２の態様とで相違する主な点は限流抵抗の挿入位置であり、第２の態様では、第１の態様において設けられている限流抵抗は短絡され、複数のスイッチング部のうちの低電圧側のスイッチング部と接地部位との間に限流抵抗が設けられ、その複数のスイッチング部の両端、つまりは限流抵抗を含まない直列回路の両端に、電力供給部による電力が供給される。それ以外の基本的な構成は第１の態様と第２の態様とで同じである。

本発明では、容量性負荷回路側から直流パルス電源装置側への高周波電圧の侵入を防止するために直流パルス電源装置の出力段（又はプラズマ加工装置の電圧入力段）に設けられるＬＣフィルタの構成要素を、上記パルス整形部に含まれる容量性素子及びインダクタンス素子の一部として利用することができる。また、直流パルス電源装置とプラズマ加工装置とを接続する同軸ケーブル線などの配線における寄生インダクタンス、寄生容量なども、パルス整形部に含まれる容量性素子及びインダクタンス素子の一部として用いることができる。

本発明の典型的な一形態では、直流パルス電圧は接地電位（０Ｖ）と接地電位ではない所定の電位との二つの電圧レベルを有する矩形波電圧である。また本発明の他の形態では、直流パルス電圧はいずれも接地電位ではない所定の二つの電位の二つの電圧レベルを有する矩形波電圧である。また本発明のさらに他の形態では、直流パルス電圧は、接地電位を含む又は含まない所定の三以上の電圧レベルを有する多段矩形波電圧である。

いま、容量性負荷回路に印加される直流パルス電圧が接地電位と所定の電位Ｖ1との二つの電圧レベルの矩形波電圧である場合を考える。この場合、基本電圧生成部は一つの直流電圧源と、二つのスイッチング部を含む。直流パルス電圧を電位０から電位Ｖ1まで立ち上げる際には、基本電圧生成部からパルス整形部の入力端に電圧は印加されず、共振駆動部において第１スイッチング部がオンされることでＬＣ共振による共振電流が出力コンデンサに供給され該出力コンデンサを充電する。これにより、パルス整形部の入力端の電圧は立ち上がる。共振電流により電圧が十分に立ち上がったあとに、基本電圧生成部でスイッチング部の切替動作が行われ、直流電圧源による出力電圧がパルス整形部の入力端に印加され、該入力端の電位は所定の電位Ｖ1を維持する。

一方、直流パルス電圧を電位Ｖ1から０まで立ち下げる際には、基本電圧生成部からパルス整形部の入力端への電圧印加は停止され、共振駆動部において第２スイッチング部がオンされることでＬＣ共振による共振電流が共振用インダクタンス素子を先とは逆方向に流れ、例えば共振用第２直流電圧源に含まれるコンデンサを充電する。即ち、その直前まで出力コンデンサに蓄積されていた電荷がコンデンサに移送される。これにより、パルス整形部の入力端の電位は０付近まで低下し、電圧が十分に立ち下がったあと、基本電圧生成部で他方のスイッチング部がオンすることでパルス整形部の入力端の電位は０に固定される。

このように、本発明に係る直流パルス電源装置では、直流パルス電圧の立ち上がり及び立ち下がりにおいて基本電圧生成部における限流抵抗に殆ど又は全く電流が流れない。そのため、限流抵抗に流れる電流の実効値は小さく、該抵抗での電力損失による発熱を抑えることができる。

また、パルス整形部の入力端での電圧の上昇及び下降の速度は共振電流の共振波長の制約を受ける。そのため、パルス整形部の入力端における電圧変化は緩慢であるものの、パルスフォーミングネットワーク（ＰＦＮ）であるパルス整形部は、パルス波形の立ち上がり及び立ち下がりの特性を改善する。これにより、容量性負荷回路、即ちプラズマ加工装置のプラズマ生成用電極には、立ち上がり及び立ち下がりが急峻である良好な波形形状の直流パルス電圧が印加される。

また、第２の態様では、限流抵抗が低電圧側に配置されるため、限流抵抗の空間的、沿面との間、及び、接地部位との間の容量に配慮する必要がない。そのため、部品や回路の配置や構造上の制約を緩和することができるという付随的な効果がある。

また第２の態様では、前記共振駆動部の直列回路部において、第１スイッチング部と第２スイッチング部との間に二つの順方向接続であるダイオードが直列に接続され、該二つのダイオードの間に前記共振用インダクタンス素子の他端が接続され、前記限流抵抗のスイッチング部側の端部から、前記第１スイッチング部と前記ダイオードとの接続端への間に、順方向接続であるダイオードが設けられ、前記第２スイッチング部と前記ダイオードとの接続端から、前記基本電圧生成部における直列に接続された複数のスイッチング部の高電圧側端部への間に、順方向接続であるダイオードが設けられてなる構成とするとよい。

この構成において、共振駆動部の直列回路部に含まれるダイオードは共振動作における逆電流を阻止する作用を有するが、転流時に蓄積電荷によるリカバリ電流を生じる。このリカバリ電流により共振用インダクタンス素子に発生するエネルギのために、該ダイオードやスイッチング部に高電圧のサージ電圧が印加されるおそれがある。これに対し、共振駆動部の直列回路部と前記基本電圧生成部との間に設けられた二つのダイオードはフリーホイールダイオードとして機能し、共振用インダクタンス素子に流れたリカバリ電流を流し続ける。それにより、逆電流阻止用のダイオードやスイッチング部に高電圧のサージが印加されることを防止し、サージ吸収用のスナバ回路を付設する必要がなくなる。

また本発明に係る直流パルス電源装置において、直流パルス電圧の立ち上がり及び立ち下がりの際に限流抵抗に流れる電流をできるだけ少なくするには、共振電流による出力コンデンサの充電電圧が基本電圧生成部においてスイッチング部を切り替えることで出力する電圧と等しいとき、及び、共振電流により放電される出力コンデンサの充電電圧が０と等しいときに、基本電圧生成部におけるスイッチング部の切り替え動作を行うことが好ましい。

そこで本発明に係る直流パルス電源装置において、前記制御部は、共振用インダクタンス素子に流れる電流値を検出する検出部を含み、該検出部による検出結果に基づいて、前記基本電圧生成部でスイッチング部を切り替えるタイミングを決める構成とするとよい。

一般的には、ＬＣ共振の半サイクルの間に共振電流が略正弦波の半波形状を呈したあとの０時点で、出力コンデンサの充電電圧は最高値に到達する。したがって、基本電圧生成部における第１直流電圧に対して共振駆動部における第２直流電圧及び第３直流電圧をそれぞれ適宜に定めた状態では、共振電流が略正弦波の半波形状に変化したあとの０時点で基本電圧生成部におけるスイッチング部を切り替えるようにするとよい。即ち、共振電流により出力コンデンサの充電電圧が第１直流電圧に達する又は最も近くなったときに、基本電圧生成部からの電圧印加に切り替えるとよい。これにより、限流抵抗に流れる電流をより一層少なくすることができ、その発熱を抑えることができる。

上述したように共振駆動部のスイッチング部がオン・オフ動作するのに伴ってＬＣ共振が生じ共振電流が流れるが、容量性負荷回路のプラズマ抵抗による電力消費のために共振エネルギは減衰する。その共振エネルギが減衰した分だけ、充電時における出力コンデンサの最大充電電圧は下がるし、逆に放電時においては出力コンデンサの充電電圧は下がり切らなくなる。

そこで本発明に係る直流パルス電源装置では、前記第２直流電圧は前記第１直流電圧の１／２よりも高く設定され、前記第３直流電圧は前記第１直流電圧の１／２よりも低く設定される構成とするとよい。

第２直流電圧と第１直流電圧の１／２との電圧差、及び、第３直流電圧と第１直流電圧の１／２との電圧差、をそれぞれ負荷抵抗の大きさに応じて適宜に定めることで、上述した共振エネルギの減衰による電圧の不足分を補償することができる。それにより、基本電圧生成部からの電圧印加に移行する際、及びその逆の移行の際における、限流抵抗に流れる電流を一層少なくすることができる。

即ち、本発明に係る直流パルス電源装置では、前記共振用第１直流電圧源及び前記共振用第２直流電圧源はそれぞれ、前記容量性負荷回路中の負荷抵抗に流れる負荷電流に応じて、前記第１直流電圧の１／２と前記第２直流電圧との電圧差、及び前記第１直流電圧の１／２と前記第３直流電圧との電圧差、を決定する構成とするとよい。

プラズマエッチング装置等のプラズマ加工装置では、負荷抵抗の大きさはプラズマ生成条件などによって異なるため、負荷電流を検出する電流検出部を設け、検出された負荷電流に応じて電圧差を決定することで、負荷抵抗の大きさに拘わらず限流抵抗に流れる電流を少なくすることができる。

また、上述したように第２直流電圧及び第３直流電圧を負荷電流に応じて変化させるために、本発明に係る直流パルス電源装置において、前記共振用第１直流電圧源及び前記共振用第２直流電圧源はそれぞれ、出力電圧の調整が可能な昇圧コンバータ、降圧コンバータ、又は昇降圧コンバータを含む構成とするとよい。

本発明に係る直流パルス電源装置によれば、限流抵抗での電力損失を減少させ、その発熱を軽減することができる。それにより、限流抵抗として使用する抵抗のサイズ、重量を小さくすることができ、また低コストの抵抗を使用することができる。その結果、電源装置自体のサイズや重量を小さくし、装置コストを低減することもできる。また、本発明に係る直流パルス電源装置によれば、限流抵抗での電力損失を減少させながら、立ち上がり及び立ち下がりの急峻な、良好な波形形状の直流パルス電圧をプラズマ加工装置の容量性負荷回路に供給することができる。それにより、プラズマ加工装置においてプラズマを用いた加工や処理の精度を向上させることができる。

本発明の第１の実施形態である直流パルス電源装置の概略構成図。 第１の実施形態である直流パルス電源装置のより詳細な構成図。 第１の実施形態である直流パルス電源装置の要部の動作波形図。 第１の実施形態である直流パルス電源装置の電圧変化及び電流変化のシミュレーション結果を示す図。 本発明の第２の実施形態である直流パルス電源装置の概略構成図。 第２の実施形態である直流パルス電源装置において負荷に印加される直流パルス電圧の波形の一例を示す図。 本発明の第３の実施形態である直流パルス電源装置の概略構成図。 第３の実施形態である直流パルス電源装置において負荷に印加される直流パルス電圧の波形の一例を示す図。 第１の実施形態の変形例である直流パルス電源装置の構成図。 第１の実施形態の変形例である直流パルス電源装置の構成図。 第１の実施形態の変形例である直流パルス電源装置の構成図。 図１１に示した変形例にさらに改良を加えた直流パルス電源装置の詳細な構成図。 図１２に示した直流パルス電源装置の要部の動作波形図。 従来のプラズマ装置用電源装置の一例の概略構成図。

［第１の実施形態］
本発明の第１の実施形態であるプラズマ加工装置用直流パルス電源装置について、添付図面を参照して説明する。
図１は第１の実施形態である直流パルス電源装置の基本的な回路構成図、図２は第１の実施形態である直流パルス電源装置のより詳細な構成図である。図３は、第１の実施形態である直流パルス電源装置の要部の動作波形図である。

第１の実施形態の直流パルス電源装置は、プラズマエッチング装置においてプラズマ生成用の電極を含む容量性負荷回路４に直流パルス電圧を印加するものである。ここでは、容量性負荷回路４をキャパシタ４０と抵抗４１との並列回路で簡易的に示している。一般的に、プラズマエッチング装置ではプラズマ生成用電極に負極性の直流パルス電圧が印加されることが多いが、ここでは、説明の便宜上、プラズマ生成用電極を含む容量性負荷回路４に正極性の直流パルス電圧を印加するものとして説明する。
この直流パルス電源装置は、基本電圧生成部１と、共振駆動部２と、パルス整形部３と、制御部５と、を含む。

基本電圧生成部１は、容量性負荷回路４に印加する直流パルス電圧の二つの電圧レベル、つまりはパルス頂部側の電圧及びパルス底部側の電圧を決めるものである。図１、図２に示すように、基本電圧生成部１は、第１直流電圧源１０、第３ダイオード１１、電圧源コンデンサ１２、第１スイッチング部１３、第１ダイオード１４、第２スイッチング部１５、第２ダイオード１６、限流抵抗１７、及び出力コンデンサ１８を含む。

第１直流電圧源１０は正極性の直流電圧（電圧値：Ｖ1）を出力するものであり、順方向接続である第３ダイオード１１を介して電圧源コンデンサ１２、及び、第１スイッチング部１３と第２スイッチング部１５との直列回路の一端に接続されている。該直列回路の他端は接地されている。第１ダイオード１４は第１スイッチング部１３に、第２ダイオード１６は第２スイッチング部１５に、それぞれ逆並列に接続されている。また、限流抵抗１７は、第１スイッチング部１３と第２スイッチング部１５との接続点と、後述する共振用インダクタンス素子２００と出力コンデンサ１８とが接続されるノードＮ１と、の間に接続されている。

図１に示すように、共振駆動部２は、共振用第１直流電圧源２０、共振用第１スイッチング部２１、第４ダイオード２２、第５ダイオード２３、第６ダイオード２４、共振用第２スイッチング部２５、第７ダイオード２６、電圧源コンデンサ２７、第８ダイオード２８、共振用第２直流電圧源２９、及び共振用インダクタンス素子２００、を含む。共振用第１直流電圧源２０は正極性の直流電圧を出力するものであり、この共振用第１直流電圧源２０の出力端の間に、共振用第１スイッチング部２１、第５ダイオード２３、第６ダイオード２４、及び共振用第２スイッチング部２５が順に直列に接続された直列回路が接続されている。第５ダイオード２３及び第６ダイオード２４は、共振用インダクタンス素子２００に共振電流の半波をそれぞれ個別に流すための逆方向阻止用のダイオードである。

第４ダイオード２２は共振用第１スイッチング部２１に、第７ダイオード２６は共振用第２スイッチング部２５に、それぞれ逆並列に接続されている。共振用第２直流電圧源２９は正極性の直流電圧（電圧値：Ｖ3）を出力するものであり、順方向接続である第８ダイオード２８を介して電圧源コンデンサ２７、及び、共振用第１直流電圧源２０と共振用第２スイッチング部２５との接続点であるノードＮ２とに接続されている。また、二つのダイオード２３、２４の接続点であるノードＮ３と上記ノードＮ１との間に共振用インダクタンス素子２００が接続されている。なお、図２では、共振用第１直流電圧源２０、共振用第２直流電圧源２９などの構成をより具体的に記載してあるが、これについては後述する。

パルス整形部３は、例えば三つのインダクタンス素子３０、３２、３４と二つのコンデンサ３１、３３とを含み、容量性負荷回路４に含まれるキャパシタ４０と相まって、ＬＣ集中分布回路であるパルスフォーミングネットワーク（ＰＦＮ＝Pulse Forming Network）回路となっている。

プラズマエッチング装置と直流パルス電源装置とを接続した実際のシステムにおいて、パルス整形部３に含まれるインダクタンス素子３０、３２、３４及びコンデンサ３１、３３は、必ずしも直流パルス電源装置の筐体内に存在する構成要素でなくてもよい。具体的には、一般に、プラズマエッチング装置と直流パルス電源装置との間は同軸ケーブル線で接続され、同軸ケーブル線は比較的大きなインダクタンス成分及び容量成分を有する。また上述したように、プラズマエッチング装置には、プラズマ生成用電極に印加される高周波電圧が直流パルス電源装置側に印加されるのを回避するために、インダクタンス素子及びコンデンサを含むフィルタが備えられている。こうした、同軸ケーブル線やフィルタにおけるインダクタンス成分、キャパシタンス成分を、上記インダクタンス素子３０、３２、３４及びコンデンサ３１、３３に用いることができる。もちろん、インダクタンスやキャパシタンスを調整するために、同軸ケーブル線やフィルタのほかに、インダクタンス素子やコンデンサを適宜追加しても構わない。

なお、図１、図２では、インダクタンス素子３０は同軸ケーブル線のインダクタンス成分、インダクタンス素子３２、３４及びコンデンサ３３は高周波電圧阻止用のフィルタのインダクタンス成分及びキャパシタンス成分、コンデンサ３１は同軸ケーブル線のキャパシタンス成分と高周波電圧阻止用フィルタのキャパシタンス成分とを加算したもの、を想定している。

各スイッチング部１３、１５、２１、２５は電力用ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子から成り、制御部５からそれぞれ入力される制御信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４によりそのオン・オフ動作が制御される。制御部５は、例えばＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、タイマなどから成るマイコン（マイクロコンピュータ）を含み、予め与えられたプログラムに従った処理を実行することで、上記各制御信号を生成して出力する。また、制御部５に付設されている電流検出部５１は、共振用インダクタンス素子２００に流れる電流を検出し、その検出信号を制御部５に入力する。

図２では、図１中の直流電圧源１０、２０、２９の構成をより具体的に示している。図２において図１中と同じ符号を付した構成要素は同じものを示している。
図１における第１直流電圧源１０は図２では出力電圧が共に（１／２）Ｖ1＝Ｖ4である二つの直流電圧源１０Ａ、１０Ｂが直列に接続された構成であり、第１スイッチング部１３には二つの直流電圧源１０Ａ、１０Ｂの出力電圧が加算された電圧値がＶ1である直流電圧が印加される。一方、直流電圧源１０Ｂの出力電圧（電圧値：Ｖ4）は、インダクタンス素子２１２、ダイオード２０４、２０５、スイッチング部２０３、及びコンデンサ２０２を含む昇圧コンバータと、直列接続された二つのスイッチング部２０７、２０９、ダイオード２０８、２１０、インダクタンス素子２１１、及びコンデンサ２０６を含む双方向昇降圧コンバータとに入力される。

即ち、図１中の共振用第２直流電圧源２９は図２では直流電圧源１０Ｂと双方向昇降圧コンバータとの組み合わせで構成されている。また、図１中の共振用第１直流電圧源２０の出力電圧と共振用第２直流電圧源２９の出力電圧とが加算された、共振用第１スイッチング部２１の一端に印加される電圧Ｖ2は、図２では直流電圧源１０Ｂと昇圧コンバータとの組み合わせにより生成される。上記双方向昇降圧コンバータは、直流電圧源１０Ｂ側から共振用第２スイッチング部２５側の方向へ電圧を変換する際には降圧コンバータとして機能する。昇圧コンバータ及び双方向昇降圧コンバータは、制御部５から供給される、それぞれ一又は二つのスイッチング部をオン・オフさせる制御信号のデューティ比によって、電圧値がＶ4である電圧を昇圧した、電圧値がＶ2である電圧、及び、電圧値がＶ4である電圧を降圧した、電圧値がＶ3である電圧を出力する。即ち、昇圧コンバータでの昇圧分をＶaとするとＶ2＝Ｖ4＋Ｖaであり、双方向昇降圧コンバータを降圧コンバータとして機能させたときの降圧分をＶbとするとＶ3＝Ｖ4−Ｖbである。

図３に示す動作波形図を参照しつつ、本実施形態の装置の動作を説明する。
ｔ0時刻以前には、制御信号Ｇ２のみがＨレベルで第２スイッチング部１５がオン状態、制御信号Ｇ１、Ｇ３、Ｇ４がＬレベルで他のスイッチング部１３、２１、２５はオフ状態である。このとき、ノードＮ１は限流抵抗１７及びオン状態である第２スイッチング部１５を介して接地されており、容量性負荷回路４に印加される電圧は０である。また、共振駆動部２のノードＮ２は第２直流電圧源２９及び電圧源コンデンサ２７によりほぼ電圧Ｖ3に固定されている。

ｔ0時点で制御信号Ｇ３がＨレベルに変化し、制御信号Ｇ２はＬレベルに変化する。これにより、第２スイッチング部１５はオフし、代わりに共振用第１スイッチング部２１がオンする。すると、共振用第１直流電圧源２０の出力電圧と共振用第２直流電圧源２９の出力電圧とが加算された電圧Ｖ2が、インダクタンス素子２００を介して、出力コンデンサ１８、パルス整形部３及び容量性負荷回路４に印加される。ノードＮ３から見た負荷はＬＣ共振回路となっているため、ｔ0〜ｔ1（ｔ1は第１スイッチング部１３がオンするタイミング）の間のα1期間、インダクタンス素子２００を経て容量性負荷回路４には略正弦波の半波形状の共振電流Ｌo(ｉ)が流れる（図３（ｅ）参照）。この共振電流が出力コンデンサ１８を充電するため、該出力コンデンサ１８の両端電圧Ｃo(ｖ)はＬo(ｖ)＋Ｖ2と変化する。

いま仮にＶa＝０でＶ2＝Ｖ4＝（１／２）Ｖ1であり、容量性負荷回路４の抵抗４１が無視できるとすると、共振半周期の期間α1中に出力コンデンサ１８の両端電圧は０から変化してＶ1まで到達する。但し実際には、容量性負荷回路４に含まれる抵抗４１での電力消費のために共振エネルギは減少する。そのため、Ｖ2＝（１／２）Ｖ1であるとすると、出力コンデンサ１８の充電電圧Ｃo(ｖ)は図３（ｆ）中に破線で示すように変化し、共振半周期の期間α1終了時点でも電圧Ｖ1まで上昇し得ない。そこで本実施形態の装置では、Ｖ2＝（１／２）Ｖ1とするのではなく、Ｖ2を（１／２）Ｖ1よりもＶaだけ増崇することで共振エネルギの減少分を補償し、充電電圧Ｃo(ｖ)がほぼＶ1まで到達するようにしている。

制御部５は、電流検出部５１により検出される電流Ｌo(ｉ)の変化に基づいて、α1期間の終了時点であるｔ1のタイミングを判断する。時刻ｔ1において、出力コンデンサ１８の充電電圧Ｃo(ｖ)の電圧値はＶ1に達している筈であり、このときに制御信号Ｇ１をＨレベルに変化させる。すると、第１スイッチング部１３はターンオンし、第１直流電圧源１０（１０Ａ）の出力及び電圧源コンデンサ１２の高電圧側端子が限流抵抗１７を介してノードＮ１に接続され、ノードＮ１に電圧値Ｖ1の電圧が印加される。

第１スイッチング部１３がターンオンしたときに、出力コンデンサ１８の充電電圧Ｃo(ｖ)の電圧値がＶ1よりも低いと、第１スイッチング部１３を通じて、図３（ｇ）中に破線で示すように大きく急峻な充電電流Ｒd(ｉ)が流れるため、限流抵抗１７に大きな電力損失が発生する。また逆に、出力コンデンサ１８の充電電圧Ｃo(ｖ)の電圧値がＶ1よりも高い場合には、限流抵抗１７を介し、第１スイッチング部１３のボディダイオードを通じて電圧源コンデンサ１２に電源回生電流が流れる。そのため、この場合にも限流抵抗１７に電力損失が発生する。こうしたことから、α1の期間終了のタイミングの検出及び適切なＶaの設定は、限流抵抗１７での電力損失を抑えるうえで特に重要である。

制御部５は、制御信号Ｇ１をＨレベルに変化させてから所定時間経過後に制御信号Ｇ３をＬレベルに変化させ、共振用第１スイッチング部２１をターンオフさせる。第５ダイオード２３の阻止作用により、共振電流Ｌo(ｉ)はｔo〜ｔ2の期間の中の共振半波α1の期間にのみ流れる。したがって、共振用第１スイッチング部２１のオン期間β1を終了させるタイミングは、時刻ｔ1以降で時刻ｔ2までの間の任意の時点でよい。第１スイッチング部１３がオンしている状態では、容量性負荷回路４に印加される直流パルス電圧の電圧レベルはＶ1に固定される。このとき、電圧源コンデンサ１２（又は第１直流電圧源１０）から第１スイッチング部１３、限流抵抗１７、インダクタンス素子３０、３２、３４を経て容量性負荷回路４を通り、グラウンドを経て電圧源コンデンサ１２（又は第１直流電圧源１０）へと戻る電流経路が形成される。したがって、限流抵抗１７に流れる電流Ｒd(ｉ)は容量性負荷回路４の抵抗４１に流れる負荷電流Ｒp(ｉ)とほぼ等しくなる（図３（ｇ）参照）。この負荷電流Ｒp(ｉ)は僅かであるので、限流抵抗１７に流れる電流Ｒd(ｉ)も僅かであり、発熱は殆ど問題とならない。

そのあと、時刻ｔ2において制御部５は制御信号Ｇ１をＬレベルに変化させ、制御信号Ｇ４をＨレベルに変化させる。すると、第１スイッチング部１３はターンオフし共振用第２スイッチング部２５はターンオンする。これにより、共振用第２直流電圧源２９の出力電圧（電圧値：Ｖ2）がノードＮ３に印加され、共振用インダクタンス素子２００、出力コンデンサ１８、パルス整形部３、容量性負荷回路４を含む共振回路から共振用第２直流電圧源２９側へ向かって、つまりは共振用インダクタンス素子２００を上記α1期間中とは全く逆方向に共振電流Ｌo(ｉ)が流れる。この共振電流Ｌo(ｉ)は、図３（ｅ）に示すように共振の半サイクルであるα2の期間中にのみ流れる。共振電流は第６ダイオード２４、共振用第２スイッチング部２５を通して、共振用第２直流電圧源２９に対応する電圧源コンデンサ２７に充電される。

α2の期間中に共振電流が流れることにより出力コンデンサ１８の充電電圧Ｃo(v)はＶ3−Ｌo(ｖ)になる。いま仮にＶb＝０でＶ3＝Ｖ4＝（１／２）Ｖ1であり、容量性負荷回路４の抵抗４１が無視できるとすると、共振半周期の期間α2中に出力コンデンサ１８の両端電圧はＶ1から変化して０まで到達する。但し、上述したように、実際には容量性負荷回路４に含まれる抵抗４１での電力消費のために共振エネルギは減少する。そのため、Ｖ3＝（１／２）Ｖ1であるとすると、出力コンデンサ１８の充電電圧Ｃo(ｖ)は図３（ｆ）中に破線で示すように変化し、共振半周期の期間α2終了時点でも０まで低下しない。そこで本実施形態の装置では、Ｖ3＝（１／２）Ｖ1とするのではなく、Ｖ3を（１／２）Ｖ1よりもＶbだけ低減することで電力消費による共振エネルギの減少分を補償し、充電電圧Ｃo(ｖ)がほぼ０まで下がるようにしている。

制御部５は、電流検出部５１により検出される電流Ｌo(ｉ)の変化に基づいて、α2期間の終了時点であるｔ3のタイミングを判断する。時刻ｔ3において、出力コンデンサ１８の充電電圧Ｃo(ｖ)の電圧値は０付近にまで下がっている筈であり、このときに制御信号Ｇ２をＨレベルに変化させる。すると、第２スイッチング部１５はターンオンし、ノードＮ１が接地され、該ノードＮ１の電圧は接地電位になる。

このとき、出力コンデンサ１８の充電電圧Ｃo(ｖ)の電圧値が０よりも高いと、第２スイッチング部１５を通じて、図３（ｇ）中に破線で示すように大きく急峻な充電電流Ｒd(ｉ)が流れるため、限流抵抗１７に大きな電力損失が発生する。また逆に、出力コンデンサ１８の充電電圧Ｃo(ｖ)の電圧値が０よりも低いと、限流抵抗１７を介し、第２スイッチング部１５のボディダイオードを通じて共振回路に短絡電流が流れる。そのため、この場合にも限流抵抗１７に電力損失が発生する。こうしたことから、α2の期間終了のタイミングの検出及び適切なＶbの設定は、パルス電圧の立ち下がり時に限流抵抗１７での電力損失を抑えるうえで特に重要である。

制御部５は、制御信号Ｇ２をＨレベルに変化させてから所定時間経過後に制御信号Ｇ４をＬレベルに変化させ、共振用第２スイッチング部２５をターンオフさせる。第６ダイオード２４の阻止作用により、共振電流Ｌo(ｉ)はｔ2〜ｔ0の期間の中の共振半波α2の期間にのみ流れる。したがって、共振用第２スイッチング部２５のオン期間β2を終了させるタイミングは、時刻ｔ3以降で時刻ｔ0までの間の任意の時点でよい。第２スイッチング部１５がオンしている状態では、容量性負荷回路４に印加される直流パルス電圧の電圧レベルは０に固定され、限流抵抗１７には殆ど電流が流れない。

なお、図１に示した構成では、上述したように共振電流によって電圧源コンデンサ２７を充電することで、共振エネルギをコンデンサ２７に回生して蓄積する。こうしたエネルギ回生により、共振用第２直流電圧源２９から供給する電力を節約することができ、電源の効率を改善することができる。また、図２に示したように、共振用第２直流電圧源２９として双方向昇降圧コンバータを使用した構成では、第２スイッチング部２５がオンしたときに該スイッチング部２５に流れる共振電流によってコンデンサ２０６が充電されるが、双方向昇降圧コンバータが電圧制御を行うことでコンデンサ２０６の充電電圧を昇圧しコンデンサ２７を充電する。即ち、この場合には、コンデンサ２０６に蓄積された電圧値Ｖ3からの上昇分に相当するエネルギをコンデンサ２７に回生して蓄積する。こうしたエネルギ回生により、直流電圧源１０Ｂから供給する電力を節約することができる。

なお、負荷抵抗４１での共振エネルギの損失を補償するための電圧の増崇分Ｖa及び電圧の減少分Ｖbの最適値は、抵抗４１の値によって変わる。この抵抗４１の値はプラズマの生成条件等に依存するし、プラズマの状態にも依存する。そこで、好ましくは、制御部５は、直流パルス電圧の高電圧レベルの電圧値Ｖ1と、第１直流電圧源１０（１０Ａ及び１０Ｂ）から出力される電流（負荷電流）の平均値と、第１スイッチング部１３を駆動する制御信号Ｇ１のデューティ比とに基づいて、抵抗４１の値を推測し、その推測値に基づいてＶa、Ｖbの値を決め、Ｖ2、Ｖ3を設定するとよい。電流の平均値は例えばインダクタンス素子１９に流れる電流を検出すればよい。また、電圧値Ｖ1は実際の検出値を用いてもよいが、第１直流電圧源１０における設定値（目標値）でもよい。

上述のようにして本実施形態の装置では、限流抵抗１７に流れる電流を少なくして無駄な電力損失を抑えることができる。それにより、限流抵抗１７での発熱量が減り、小形で安価な抵抗を用いることができる。

本実施形態の装置では、ノードＮ１における直流パルス電圧の立ち上がり及び立ち下がりの速度は共振電流の共振波長に依存するが、共振波長を短くすることで高速化を図ることは共振定数の制約から難しい。それに対し本実施形態の装置では、ＰＦＮ回路であるパルス整形部３により、直流パルス電圧の立ち上がり及び立ち下がりを改善し、良好な波形形状の直流パルス電圧を容量性負荷回路４に印加している。

図２に示した回路構成においてパルス整形部３のパルス整形の効果を確認するための回路シミュレーションの結果を説明する。回路シミュレーションにおける要部の回路定数は次の通りである。
・限流抵抗１７の抵抗値：２Ω
・共振用インダクタンス素子２００のインダクタンス：２uH
・出力コンデンサ１８のキャパシタンス：１２００pF
・パルス整形部３の各インダクタンス素子３０、３２、３４のインダクタンス：０．９uH
・パルス整形部３のコンデンサ３１のキャパシタンス：８００pF（３００pF＋５００pF）
・パルス整形部３のコンデンサ３３のキャパシタンス：５００pF
・容量性負荷回路４のキャパシタンス：３５０pF
・容量性負荷回路４の抵抗：５００Ω
・直流パルス電圧の生成サイクル：４００kHz

上記回路定数は或る程度最適化した結果であるものの、必ずしも最良の状態であるとは限らない。図４（ａ）は、パルス整形部３の出力電圧線路上の出力コンデンサ１８の接続点の電位Ｃo(ｖ)、コンデンサ３１の接続点の電位Ｃn＋Ｃf2(ｖ)、コンデンサ３３の接続点の電位Ｃf1(ｖ)、及び、容量性負荷回路４の接続点の電位Ｒp(v)の変化をシミュレーションした結果である。図４（ｂ）は、共振用インダクタンス素子２００に流れる電流Ｌo(ｉ)、インダクタンス素子３０に流れる電流Ｌn(ｉ)、インダクタンス素子３２に流れる電流Ｌf2(ｉ)、及びインダクタンス素子３４に流れる電流Ｌf1(ｉ)の変化をシミュレーションした結果である。図４から、直流パルス電圧波形の立ち上がり及び立ち下がりの特性が確実に改善されていることが分かる。
このように本実施形態の装置では、容量性負荷回路４に対して立ち上がり及び立ち下がりが急峻である直流パルス電圧を印加することができる。

［第１の実施形態の変形例］
上記第１の実施形態の装置において、共振駆動部２において共振用第１スイッチング部２１、共振用第２スイッチング部２５を含む直列回路の両端に電圧Ｖ2、Ｖ3を印加するための電源部の構成は様々に変形が可能である。
図９に示す例では、電圧値Ｖ1の電圧を生成する第１直流電圧源１０の出力電圧を降圧コンバータにより降圧して電圧値Ｖ2（＝（１／２）Ｖ1＋Ｖa）の電圧を生成するとともに、同じ出力電圧を双方向昇降圧コンバータにより降圧して電圧値Ｖ3（＝（１／２）Ｖ1−Ｖb）の電圧を生成している。
また、図１０に示す例では、直流電圧源２９の電圧値がＶ4（＝（１／２）Ｖ1）である出力電圧を昇圧コンバータにより昇圧して電圧値Ｖ2（＝（１／２）Ｖ1＋Ｖa）の電圧を生成するとともに、同じ出力電圧を双方向昇降圧コンバータにより降圧して電圧値Ｖ3（＝（１／２）Ｖ1−Ｖb）の電圧を生成している。

このように、共振用第１スイッチング部２１、共振用第２スイッチング部２５を含む直列回路の両端に上記電圧Ｖ2、Ｖ3をそれぞれ印加するとともに、共振エネルギを電源側に回生できる構成であれば、直流電圧源、昇圧コンバータ、降圧コンバータ、双方向昇降圧コンバータの組み合わせは適宜に決めることができる。

また、上記第１の実施形態の装置では、第１スイッチング部１３と第２スイッチング部１５との接続点とノードＮ１との間に限流抵抗１７が接続されていたが、この限流抵抗１７の挿入位置を変更することも可能である。図１１は、限流抵抗１７の挿入位置を変更した変形例の概略構成図である。

この例では、第１スイッチング部１３と第２スイッチング部１５との接続点とノードＮ１とを直結する一方、第２スイッチング部１５の一端と接地電位との間に限流抵抗１７を挿入している。さらにまた、電力供給用のコンデンサである電圧源コンデンサ１２の低電圧側の端子を接地電位ではなく、第２スイッチング部１５と限流抵抗１７との接続点に接続している。この構成では、第１スイッチング部１３がオン状態、第２スイッチング部１４がオフ状態であるとき、電圧源コンデンサ１２から第１スイッチング部１３、インダクタンス素子３０、３２、３４を経て容量性負荷回路４を通り、グラウンドを経て、限流抵抗１７を通り電圧源コンデンサ１２へと戻る電流経路が形成される。また第１直流電圧源１０による電圧源コンデンサ１２の充電時には、電圧源コンデンサ１２を経て限流抵抗１７、グラウンドを通り第１直流電圧源１０へと戻る電流経路が形成される。さらにまた、第１スイッチング部１３がオフ状態、第２スイッチング部１４がオン状態であって、ノードＮ１の電位（出力コンデンサ１８の充電電圧）が０Ｖより高い場合には、出力コンデンサ１８による放電電流が第２スイッチング部１４、グラウンドを通り出力コンデンサ１８に戻る電流経路が形成される。即ち、図１１に示す構成では、上記電流経路はいずれも限流抵抗１７を含む。

この変形例では、限流抵抗１７を低電圧側（接地電位側）に配置しているため、該限流抵抗１７の空間的、沿面との間、及び、接地部位との間の容量に配慮する必要がなくなる。そのため、部品や回路の配置や構造上の制約を緩和することができる。また上述したように、第１直流電圧源１０から供給されて電圧源コンデンサ１２を充電する電流と、電圧源コンデンサ１２からの放電により第１スイッチング部１３を経てパルス整形部３の入力端に流れ込み、容量性負荷回路４を経て帰還して来る電流とが同時に限流抵抗１７に流れることになる。そのため、そうした電流の少なくとも一部は相殺されるので、限流抵抗１７に流れる電流を減らして限流抵抗１７での電力損失を低減することができるという利点もある。

さらに、限流抵抗１７を低電圧側に配置した構成をさらに改良した変形例とすることもできる。図１２はこの改良を加えた直流パルス電源装置の詳細な構成図である。図１３は、図１２に示した直流パルス電源装置の要部の動作波形図である。なお、図１２では図２と同様に、図１１中の直流電圧源１０、共振用第１直流電圧源２０、共振用第２直流電圧源２９などの構成をより具体的に記載してあり、その一部の構成は図２に記載のものとも相違するものの、これらについての基本的な動作は既に述べたものと同じであるので説明を省略する。

一般に、ダイオードの特性として、順方向に通電を行っている状態から急に逆バイアス電圧を印加したときに、蓄積電荷によりリカバリ電流が生じ、通常状態に戻るまでにリカバリ期間が必要であることがよく知られている。この現象が生じることは、図１１、図１２等の記載の共振駆動部２における逆方向阻止用ダイオード２３、２４でも同様である。図１３（ｅ）に示すように、時刻ｔ0から共振電流の半波が終了した時刻ｔ1において共振用インダクタンス素子２００の両端に印加される電圧の極性が反転すると、ダイオード２３により逆方向への電流が阻止されて 共振電流Ｌo(ｉ)は本来０になる筈である。しかしながら、実際には、ダイオード２３には逆方向にリカバリ電流が流れてしまう。また、ｔ3時点においては同様にダイオード２４によるリカバリ電流が流れる。リカバリ電流の大きさはダイオードの特性に依存するが、ダイオードの選定のみでその発生を抑えることは難しい。

図１１に示した構成の場合、このリカバリ電流によって共振用インダクタンス素子２００に発生するエネルギのために、リカバリ期間経過後に逆回復したダイオード２３、２４と相補的にオフ動作しているスイッチング部２１、２５とに高電圧サージが加わる可能性がある。即ち、時刻ｔ1ではダイオード２３及びスイッチング部２５に、時刻ｔ3ではダイオード２４及びスイッチング部２１に高電圧サージが印加される可能性がある。これは高電圧サージ吸収用のスナバ回路を設けることで回避することができるものの、スナバ回路の損失による電源効率の低下、回路設置スペース確保のため機器の大型化等の問題が生じる。

これに対し、図１２に示した装置では、スイッチング部１５と限流抵抗１７との接続点から、スイッチング部２１とダイオード２３との接続点への間、及び、スイッチング部２５とダイオード２４との接続点から、スイッチング部１３の高電圧側端部への間に、それぞれ順方向接続のダイオード２２０、２２１をフリーホイールダイオードとして設けている。これらフリーホイールダイオードは、上述したように共振用インダクタンス素子２００の両端に印加される電圧の極性が反転したときに、その共振用インダクタンス素子２００にその反転の直後と同じ方向に電流を流し続けるようにするためのものである。

即ち、時刻ｔ0でスイッチング部２１がターンオンすると、コンデンサ２０２→スイッチング部２１→ダイオード２３→共振用インダクタンス素子２００→ノードＮ１→グラウンド、の経路で、時刻ｔ1まで半波の共振電流が流れる。時刻ｔ1においてダイオード２３にリカバリ電流が逆方向に流れたあと該ダイオード２３が逆回復すると、リカバリ電流は共振用インダクタンス素子２００→ダイオード２４→ダイオード２２１→スイッチング部１３を通して共振用インダクタンス素子２００に還流する。同時に、電圧源コンデンサ１２→スイッチング部１３→ノードＮ１→負荷抵抗４１→グラウンド→限流抵抗１７の経路でプラズマ負荷電流が流れる。

時刻ｔ2でスイッチング部１３がターンオフしスイッチング部２５がターンオンすると、ノードＮ１→共振用インダクタンス素子２００→ダイオード２４→スイッチング部２５→コンデンサ２０６→グラウンドの経路で時刻ｔ3まで半波の共振電流が流れる。時刻ｔ3においてダイオード２４にリカバリ電流が逆方向に流れたあと該ダイオード２４が逆回復すると、リカバリ電流は共振用インダクタンス素子２００→スイッチング部１４→ダイオード２２０→ダイオード２３を通して共振用インダクタンス素子２００に還流する。同時に、ノードＮ１→スイッチング部１５→限流抵抗１７→グラウンドの経路でノードＮ１は接地電位に固定される。このように、共振用インダクタンス素子２００の電流は流れ続け、高電圧サージが発生することはない。また、時刻ｔ1及びｔ3においてターンオンするスイッチング部１３、１５のオン動作が制御上の都合により遅れ、過渡的に共振電流が流れる経路が開ループとなった場合であっても、時刻ｔ1ではスイッチング部１５の寄生ダイオード、時刻ｔ3ではスイッチング部１３の寄生ダイオードを介し高電圧サージのエネルギは電圧源コンデンサ１２にクランプされる。そのため、高電圧サージは発生しない。

なお、上記のようなフリーホイールダイオードの付加によってリカバリ電流に起因する高電圧サージを回避するのは、限流抵抗１７を図１１、図１２に示したような低電圧側に挿入する構成が好ましい。例えば図１、図２に示した構成のように、限流抵抗１７を２つのスイッチング部１３、１５の接続点とノードＮ１との間に挿入した場合、上述したフリーホイールダイオードを経た環流の電流経路に限流抵抗１７が含まれてしまう。即ち、フリーホイール電流が限流抵抗に流れることになり大きな電力損失が生じるので、この場合にはフリーホイールダイオードの使用はあまり適切ではない。

［第２の実施形態］
上記第１の実施形態の装置は、容量性負荷回路４に電圧レベルが０とＶ1（例えば１５００Ｖ）の二つである直流パルス電圧を印加するものであるが、０Ｖを含まない二つの電圧レベルの直流パルス電圧を生成する構成に変更することが可能である。図５は、可変２電圧レベルの直流パルス電圧を生成する、第２の実施形態の直流パルス電源装置の概略構成図である。

この装置では、基本電圧生成部１における第２スイッチング部１５と接地端との間に、第２直流電圧源１００を挿入している。例えば、第１直流電圧源１０の出力電圧の電圧値Ｖ1は１５００Ｖ、第２直流電圧源１００の出力電圧の電圧値Ｖ5は４００Ｖである。この場合、共振駆動部２における直列回路の両端に印加される電圧の電圧値Ｖ2、Ｖ3は、｛（１５００−４００）／２｝＋４００＝９５０Ｖを中心として、Ｖ2＝９５０＋Ｖa、Ｖ3＝９５０−Ｖbとすればよい。装置の動作は第１の実施形態の装置と同様であり、図６に示すように、パルス底部の電圧が４００Ｖ、パルス頂部の電圧が１５００Ｖである矩形波の直流パルス電圧を容量性負荷回路４に印加することができる。

［第３の実施形態］
上記第１、第２の実施形態の装置は、電圧レベルが二つである直流パルス電圧を生成するものであるが、さらに多段の、例えば三つの電圧レベルの直流パルス電圧を生成する構成に変更することも可能である。図７は、可変３電圧レベルの直流パルス電圧を生成する、第３の実施形態の直流パルス電源装置の概略構成図である。

この装置では、基本電圧生成部１において、第１スイッチング部１３と限流抵抗１７との接続点と、接地端との間に、スイッチング部と直流電圧源とを直列に接続した直列回路が二つ並列に接続されている。三つの直流電圧源１０、１０１、１０３の出力電圧の電圧値は全て異なり、例えば第１直流電圧源１０の出力電圧の電圧値Ｖ1は１５００Ｖ、第２直流電圧源１０１の出力電圧の電圧値Ｖ5は８００Ｖ、第３直流電圧源１０３の出力電圧の電圧値Ｖ6は４００Ｖである。また、電圧レベルの数が増加し電圧変化のパターンが増えるのに合わせて共振駆動部２における共振電流の経路（二つのスイッチング部と二つのダイオードの直列回路）を二つ並列に設けている。

この場合、共振駆動部２における二つの直列回路の両端に印加される電圧の電圧値Ｖ7、Ｖ8、Ｖ9、Ｖ10は、
Ｖ7＝（１／２）（Ｖ1＋Ｖ6）＋Ｖa
Ｖ8＝Ｖ1−｛（１／２）（Ｖ1−Ｖ5）＋Ｖb｝＝（１／２）（Ｖ1＋Ｖ5）−Ｖb
Ｖ9＝｛（１／２）（Ｖ5＋Ｖ6）｝＋Ｖa
Ｖ10＝Ｖ1−｛（１／２）（Ｖ5−Ｖ6）＋Ｖb｝
であり、Ｖ7＝９５０＋Ｖa、Ｖ8＝１１５０−Ｖb、Ｖ9＝６００＋Ｖa、Ｖ10＝１３００−Ｖb、とすればよい。

上記第１、第２の実施形態の装置における動作を拡張し、各スイッチング部のオン・オフ動作を適宜に制御することで、例えば図８に示すような、パルス底部の電圧が４００Ｖ、パルス頂部の電圧が１５００Ｖ、パルス中間部の電圧が８００Ｖである、多段レベルの直流パルス電圧を容量性負荷回路４に印加することができる。もちろん、各スイッチング部のオン・オフ動作の制御を変更することで、電圧レベルの変化の順番を、例えば４００Ｖ→８００Ｖ→１５００Ｖ→４００Ｖ等と変えることもできる。

もちろん、制御は複雑になるものの、電圧レベルの数をさらに増やした直流パルス電圧を生成する構成とすることもできる。

なお、上記各実施形態及び変形例は本発明の一例であり、本発明の趣旨の範囲で適宜修正、変更、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは明らかである。

１…基本電圧生成部
１０、１０Ａ、１０Ｂ、１００、１０１、１０３、２０、２９…直流電圧源
１１、１４、１６、２０４、２０８、２２、２３、２４、２６、２８、２２０、２２１…ダイオード
１２、１８、２７、２０２、２０６、３１、３３…コンデンサ
１３、１５、２１、２５、２０３、２０７…スイッチング部
１７…限流抵抗
１９、２００、２１１、２１２、３０、３２、３４…インダクタンス素子
２…共振駆動部
３…パルス整形部
４…容量性負荷回路
４０…キャパシタ
４１…抵抗
５…制御部
５１…電流検出部

Claims (8)

1. プラズマ加工用のプラズマを形成する電極を含む容量性負荷回路に、２以上の電圧レベルに変化する直流パルス電圧を印加するプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
   a)前記容量性負荷回路を含む複数の容量性素子と複数のインダクタンス素子とがラダー状に接続されて成るパルス整形部と、
   b)直流パルス電圧の最も高い電圧レベルに対応する第１直流電圧を生成する直流電圧源を含み、前記パルス整形部を通して前記容量性負荷回路に電力を供給するための電力供給部と、該電力供給部による出力電圧及び／又は接地電位を切り替える複数のスイッチング部と、前記パルス整形部の入力端と接地端との間に接続される出力コンデンサと、該複数のスイッチング部の少なくとも一つが導通されて前記電力供給部から前記容量性負荷回路に電力が供給されるときの電流の経路及び該複数のスイッチング部の少なくとも他の一つが導通されて前記出力コンデンサの蓄積エネルギによる電流が流れる経路に設けられた限流抵抗と、を含み、前記複数のスイッチング部により切り替えられた電圧を前記パルス整形部の入力端に入力する基本電圧生成部と、
   c)前記パルス整形部の入力端に一端が接続された共振用インダクタンス素子と、第１スイッチング部及び第２スイッチング部が直列に接続され、該第１スイッチング部と該第２スイッチング部との間に前記共振用インダクタンス素子の他端が接続されている直列回路部と、該直列回路部の高電圧側端部に前記第１直流電圧よりも低い第２直流電圧を印加する共振用第１直流電圧源と、前記直列回路部の低電圧側端部に前記第２直流電圧よりも低い所定の第３直流電圧を印加する共振用第２直流電圧源と、を含む共振駆動部と、
   d)前記基本電圧生成部の複数のスイッチング部、並びに、前記共振駆動部の第１及び第２スイッチング部のオン・オフ動作を制御するものであって、直流パルス電圧の立ち上げ時には、前記共振駆動部の第１スイッチング部をオンさせて前記共振用インダクタンス素子と前記出力コンデンサ及び／又は前記パルス整形部の容量とのＬＣ共振により前記パルス整形部の入力端の電圧を増加させたあと、前記基本電圧生成部の所定のスイッチング部をオンして前記電力供給部からの第１直流電圧を前記パルス整形部の入力端に印加し、直流パルス電圧の立ち下げ時には、前記基本電圧生成部からの電圧の印加を停止し前記共振駆動部の第２スイッチング部をオンさせて前記共振用インダクタンス素子と前記出力コンデンサ及び／又は前記パルス整形部の容量とのＬＣ共振により前記パルス整形部の入力端の電圧を減少させたあと、前記基本電圧生成部の所定のスイッチング部をオンして立ち下げ後の電位を前記パルス整形部の入力端に与えるように、前記各スイッチング部の動作をそれぞれ制御する制御部と、
   を備えることを特徴とするプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。
2. 請求項１に記載のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
   前記限流抵抗は、前記複数のスイッチング部の切り替えによって電圧が出力される電圧出力端と前記パルス整形部の入力端との間に接続されてなることを特徴とするプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。
3. 請求項１に記載のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
   前記限流抵抗は、直列に接続された前記複数のスイッチング部のうちの低電圧側のスイッチング部における低電圧側端部と接地部位との間に接続され、前記電力供給部は、該直列に接続された複数のスイッチング部の両端に電力を供給するものであることを特徴とするプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。
4. 請求項３に記載のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
   前記直列回路部において、第１スイッチング部と第２スイッチング部との間に二つの順方向接続であるダイオードが直列に接続され、該二つのダイオードの間に前記共振用インダクタンス素子の他端が接続され、
   前記限流抵抗のスイッチング部側の端部から、前記第１スイッチング部と前記ダイオードとの接続端への間に、順方向接続であるダイオードが設けられ、
   前記第２スイッチング部と前記ダイオードとの接続端から、前記基本電圧生成部における直列に接続された複数のスイッチング部の高電圧側端部への間に、順方向接続であるダイオードが設けられてなることを特徴とするプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
   前記制御部は、前記共振用インダクタンス素子に流れる電流値を検出する検出部を含み、該検出部による検出結果に基づいて、前記基本電圧生成部でスイッチング部を切り替えるタイミングを決めることを特徴とするプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
   前記第２直流電圧は前記第１直流電圧の１／２よりも高く設定され、前記第３直流電圧は前記第１直流電圧の１／２よりも低く設定されることを特徴とするプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。
7. 請求項６に記載のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
   前記共振用第１直流電圧源及び前記共振用第２直流電圧源はそれぞれ、前記容量性負荷回路中の負荷抵抗に流れる負荷電流に応じて、前記第１直流電圧の１／２と前記第２直流電圧との電圧差、及び前記第１直流電圧の１／２と前記第２直流電圧との電圧差、を決定することを特徴とするプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。
8. 請求項７に記載のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
   前記共振用第１直流電圧源及び前記共振用第２直流電圧源はそれぞれ、出力電圧の調整が可能な昇圧コンバータ、降圧コンバータ、又は昇降圧コンバータを含むことを特徴とするプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。

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