JP2020503761A

JP2020503761A - 無線通信システムにおいて参照信号を送受信するための方法及びこのための装置

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Publication number: JP2020503761A
Application number: JP2019534790A
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Inventors: キョソクキム; キルポムリ; チウォンカン; ヒョンソコ; キチュンキム; ソンウクキム; ヒョンテキム; ミンキアン
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Priority date: 2017-06-09
Filing date: 2018-03-12
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Abstract

無線通信システムにおいて端末が位相推定（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇ）を行う方法及び装置に関する。本発明によれば、基地局から位相追跡参照信号（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＴＲＳ）と関連した構成情報を受信し、前記構成情報に基づいて、第１復調参照信号（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）及び前記位相追跡参照信号を受信し、前記位相追跡参照信号は、特定パターンに応じて一定のシンボル間隔で少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされ、前記第１復調参照信号または前記位相追跡参照信号のうち、少なくとも一つに基づいて、データの復調のための前記位相推定を行う方法及び装置を提供することができる。【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信システムに関し、さらに詳細には、無線通信システムにおいて位相雑音を推定するための信号の生成及びこれを送信するための方法及びこのための装置に関する。

移動通信システムは、ユーザの活動性を保証しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によって資源の不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。

次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの送信率の画期的な増加、大幅増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（End-to-End Latency）、高エネルギー効率をサポートできなければならない。このために、デュアルコネクティビティ（Dual Connectivity）、大規模ＭＩＭＯ（ＭａｓｓｉｖｅＭＩＭＯ：Massive Multiple Input Multiple Output）、全二重（In-band Full Duplex）、非直交多元接続（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）、超広帯域（Super wideband）サポート、端末ネットワーキング（Device Networking）等、多様な技術が研究されている。

位相雑音を推定するための参照信号の送受信のための方法及び装置を提供することにその目的がある。

また、本発明は、位相雑音を推定するための位相追跡参照信号（ＰｈａｓｅＴａｃｋｉｎｇＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＴＲＳ）を資源領域にマッピングするための方法及び装置を提供することにその目的がある。

また、本発明は、ＰＤＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）またはＰＵＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）の位置に基づいて、資源領域にＰＴＲＳをマッピングするための方法及び装置を提供することにその目的がある。

また、本発明は、ＰＤＳＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）またはＰＵＳＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）の位置に基づいて、資源領域にＰＴＲＳをマッピングするための方法及び装置を提供することにその目的がある。

また、本発明は、復調参照信号（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）のマッピング有無によって資源領域にＰＴＲＳをマッピングするための方法及び装置を提供することにその目的がある。

また、本発明は、ＰＴＲＳを利用してＣＰＥ（ＣｏｍｍｏｎＰｈａｓｅＥｒｒｏｒ）／ＣＦＯ（ＣａｒｒｉｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙＯｆｆｓｅｔ）値を推定するための方法及び装置を提供することにその目的がある。

本発明で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

上述した技術的課題を解決するために、本発明の実施の形態による無線通信システムにおいて端末が位相推定（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇ）を行う方法は、基地局から位相追跡参照信号（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＴＲＳ）と関連した構成情報を受信するステップと、前記構成情報に基づいて、第１復調参照信号（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）及び前記位相追跡参照信号を受信するステップと、前記位相追跡参照信号は、特定パターンに応じて一定のシンボル間隔で少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされ、前記第１復調参照信号または前記位相追跡参照信号のうち、少なくとも一つに基づいて、データの復調のための前記位相推定を行うステップと、を含む。

また、本発明において、前記位相追跡参照信号は、前記データが送信される複数のＯＦＤＭシンボルのうち、最優先ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされる。

また、本発明において、前記第１復調参照信号が２個のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、前記位相追跡参照信号は、前記２個のＯＦＤＭシンボルのうち、一つを基準にマッピングされる。

また、本発明において、第２復調参照信号がＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、前記位相追跡参照信号は、前記少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルの中で前記第２復調参照信号がマッピングされたＯＦＤＭシンボルを除いたＯＦＤＭシンボルにマッピングされる。

また、本発明において、前記位相追跡参照信号は、前記第２復調参照信号が特定個数以下のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、前記少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされる。

また、本発明において、前記データがマッピングされる第１ＯＦＤＭシンボルが、前記第１復調参照信号がマッピングされる第２シンボルより前のほうに位置する場合、前記位相追跡参照信号は、前記第１ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされる。

また、本発明において、前記データがマッピングされる第１ＯＦＤＭシンボルが、前記第１復調参照信号がマッピングされる第２ＯＦＤＭシンボルより前のほうに位置する場合、前記位相追跡参照信号は、前記少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルの中で前記第２ＯＦＤＭシンボル以後のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる。

また、本発明において、前記構成情報は、前記位相追跡参照信号の設定如何を表す指示子、前記位相追跡参照信号の時間軸マッピングパターンを表す第１マッピングパターン情報、または前記位相追跡参照信号の周波数軸マッピングパターンを表す第２マッピングパターン情報のうち、少なくとも一つを含む。

また、本発明において、前記第１復調参照信号がマッピングされる第１ＯＦＤＭシンボルが、第２復調参照信号がマッピングされる第２ＯＦＤＭシンボルより時間軸上において前のほうに位置する場合、前記位相追跡参照信号は、前記第１ＯＦＤＭシンボルと前記第２ＯＦＤＭシンボルとの間に位置したシンボルでは、前記第１ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされ、前記第２ＯＦＤＭシンボル以後に位置するシンボルでは、第２ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされる。

また、本発明は、外部と無線信号を送信及び受信する通信部と、前記通信部と機能的に結合されているプロセッサとを含み、前記プロセッサは、基地局から位相追跡参照信号（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＴＲＳ）と関連した構成情報を受信し、前記構成情報に基づいて、第１復調参照信号（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）及び前記位相追跡参照信号を受信し、前記位相追跡参照信号は、特定パターンに応じて一定のシンボル間隔で少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされ、前記第１復調参照信号または前記位相追跡参照信号のうち、少なくとも一つに基づいてデータの復調のための前記位相推定を行う端末を提供する。

本発明は、ＰＴＲＳを介してＣＰＥ（ＣｏｍｍｏｎＰｈａｓｅＥｒｒｏｒ）及びＣＦＯ（ＣａｒｒｉｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙＯｆｆｓｅｔ）値を推定して位相雑音を補償できる効果がある。

また、本発明は一定個数以上のシンボルにＤＭＲＳがマッピングされる場合、シンボルにＰＴＲＳをマッピングさせないことによってＲＳオーバーヘッドを減少させ、スループット（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）性能を向上させることができるという効果がある。

また、本発明はデータ、制御情報または参照信号がマッピングされるシンボルに基づいてＰＴＲＳをマッピングさせることによって、端末の状況により流動的にＰＴＲＳをマッピングさせることができる効果がある。

本発明で得ることができる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる添付図面は本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。
図１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す図である。図２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅｇｒｉｄ）を例示した図である。図３は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンクサブフレームの構造を示す図である。図４は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す図である。図５は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてＰＵＣＣＨフォーマットがアップリンク物理資源ブロックのＰＵＣＣＨ領域にマッピングされる形態の一例を示す図である。図６は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合のＣＱＩチャネルの構造を示す図である。図７は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合にＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネルの構造を示す図である。図８は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一つのスロットの間に５個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成して送信する一例を示す図である。図９は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてコンポーネントキャリア及びキャリアアグリゲーションの一例を示す図である。図１０は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてクロスキャリアスケジューリングに応じたサブフレーム構造の一例を示す図である。図１１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてＵＬ−ＳＣＨの送信チャネルプロセシングの一例を示す図である。図１２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて送信チャネル（ｔｒａｎｓｐｏｒｔｃｈａｎｎｅｌ）であるアップリンク共有チャネルの信号処理過程の一例を示す図である。図１３は、一般的な複数入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。図１４は、多数の送信アンテナから一つの受信アンテナへのチャネルを示す図である。図１５は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンク資源ブロック対にマッピングされた参照信号パターンの一例を示す図である。図１６は、本発明が適用されることができるサブフレーム構造の一例を示す図である。図１７は、本発明が適用されることができるｍｍＷａｖｅを使用する通信システムにおいて利用される資源領域構造の一例を示す図である。図１８は、本明細書で提案する復調参照信号のパターンの一例を示す。図１９は、本明細書で提案する復調参照信号のパターンの一例を示す。図２０は、本明細書で提案するＤＭＲＳポートインデクシング方法の一例を示す図である。図２１は、本明細書で提案するＰＴＲＳをマッピングするための方法の一例を示す図である。図２２は、本明細書で提案するＰＴＲＳをマッピングするための方法のさらに他の一例を示す図である。図２３は、本明細書で提案するＰＴＲＳをマッピングするための方法のさらに他の一例を示す図である。図２４は、本明細書で提案するＰＴＲＳをマッピングするための方法のさらに他の一例を示す図である。図２５は、本明細書で提案する端末がＰＴＲＳを受信して位相推定を行う方法の一例を示すフローチャートである。図２６は、本発明が適用されることができる無線装置の内部ブロック図の一例を示す図である。

以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。

いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。

本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により行われても良い。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Base Station）」は、固定局（fixed station）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ（evolved-NodeB）、ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）, 送信端などの用語により代替されることができる。また、「端末（Terminal）」は、固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（user terminal）、ＭＳＳ（Mobile subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）, 送信端装置などの用語に代替されることができる。

以下、ダウンリンク（ＤＬ：downlink）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：uplink）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。

以下の説明において用いられる特定用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（code division multiple access）、ＦＤＭＡ（frequency division multiple access）、ＴＤＭＡ（time division multiple access）、ＯＦＤＭＡ（orthogonal frequency division multiple access）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）、ＮＯＭＡ（non-orthogonal multiple access）などのような多様な無線接続システムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（universal terrestrial radio access）またはＣＤＭＡ２０００のような無線技術（radio technology）により具現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（global system for mobile communications）／ＧＰＲＳ（general packet radio service）／ＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）のような無線技術により具現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（evolved UTRA）などのような無線技術により具現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（universal mobile telecommunications system）の一部である。３ＧＰＰ（3rd generation partnership project）ＬＴＥ（long term evolution）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（evolved UMTS）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（advanced）は、３ＧＰＰＬＴＥの進化である。

本発明の実施の形態は、無線接続システムであるＩＥＥＥ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。即ち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。

説明を明確にするために、３ＧＰＰＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａを中心に述べるが、本発明の技術的特徴がこれに制限されることではない。

本発明が適用されることができる無線通信システム一般

図１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す。

３ＧＰＰＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａでは、ＦＤＤ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ１無線フレーム（ｒａｄｉｏｆｒａｍｅ）構造とＴＤＤ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ２無線フレーム構造を支援する。

図１において無線フレームの時間領域での大きさは、Ｔ＿ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）の時間単位の倍数で表現される。ダウンリンク及びアップリンク送信は、Ｔ＿ｆ＝３０７２００＊Ｔ＿ｓ＝１０ｍｓの区間を有する無線フレームから構成される。

図１の（ａ）は、タイプ１無線フレームの構造を例示する。タイプ１無線フレームは、全二重（ｆｕｌｌｄｕｐｌｅｘ）及び半二重（ｈａｌｆｄｕｐｌｅｘ）ＦＤＤに全部適用されることができる。

無線フレーム（ｒａｄｉｏｆｒａｍｅ）は、１０個のサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）から構成される。一つの無線フレームは、Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長の２０個のスロットから構成され、各スロットは、０から１９までのインデックスが付与される。一つのサブフレームは、時間領域（ｔｉｍｅｄｏｍａｉｎ）において連続的な２個のスロット（ｓｌｏｔ）から構成され、サブフレームｉは、スロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。一つのサブフレームを送信するのにかかる時間をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｔｉｍｅｉｎｔｅｒｖａｌ）という。例えば、一つのサブフレームの長さは１ｍｓで、一つのスロットの長さは０．５ｍｓでありうる。

ＦＤＤでアップリンク送信及びダウンリンク送信は、周波数ドメインにおいて区分される。全二重ＦＤＤに制限がないことに対し、半二重ＦＤＤ動作において端末は、同時に送信及び受信することができない。

一つのスロットは、時間領域において複数のＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを含み、周波数領域において多数の資源ブロック（ＲＢ：ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ）を含む。３ＧＰＰＬＴＥは、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するので、ＯＦＤＭシンボルは、一つのシンボル区間（ｓｙｍｂｏｌｐｅｒｉｏｄ）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、一つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間ということができる。資源ブロック（ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ）は、資源割り当て単位で、一つのスロットにおいて複数の連続的な副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を含む。

図１の（ｂ）は、タイプ２フレーム構造（ｆｒａｍｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｔｙｐｅ２）を示す。

タイプ２無線フレームは、各１５３６００＊Ｔ＿ｓ＝５ｍｓの長さの２個のハーフフレーム（ｈａｌｆｆｒａｍｅ）から構成される。各ハーフフレームは、３０７２０＊Ｔ＿ｓ＝１ｍｓ長さの５個のサブフレームから構成される。

ＴＤＤシステムのタイプ２フレーム構造においてアップリンク−ダウンリンク構成（ｕｐｌｉｎｋ−ｄｏｗｎｌｉｎｋｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）は、すべてのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当てされる（または予約される）かどうかを表す規則である。

表１は、アップリンク−ダウンリンク構成を表す。

表１を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、「Ｄ」は、ダウンリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｕ」は、アップリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｓ」は、ＤｗＰＴＳ（ＤｏｗｎｌｉｎｋＰｉｌｏｔＴｉｍｅＳｌｏｔ）、保護区間（ＧＰ：ＧｕａｒｄＰｅｒｉｏｄ）、ＵｐＰＴＳ（ＵｐｌｉｎｋＰｉｌｏｔＴｉｍｅＳｌｏｔ）の３とおりのフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（ｓｐｅｃｉａｌｓｕｂｆｒａｍｅ）を表す。

ＤｗＰＴＳは、端末での初期セル探索、同期化またはチャネル推定に使用される。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定と端末のアップリンク送信同期を合せるのに使用される。ＧＰは、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号の多重経路遅延によりアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。

各サブフレームｉは、各Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長のスロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。

アップリンク−ダウンリンク構成は、７通りに区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／または個数が異なる。

ダウンリンクからアップリンクに変更される時点またはアップリンクからダウンリンクに転換される時点を転換時点（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｉｎｔ）という。転換時点の周期性（Ｓｗｉｔｃｈ−ｐｏｉｎｔｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）は、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームが転換される様相が同様に繰り返される周期を意味し、５ｍｓまたは１０ｍｓが全部支援される。５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には、スペシャルサブフレーム（Ｓ）はハーフフレームごとに存在し、５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には、第１番目のハーフフレームのみに存在する。

すべての構成において、０番、５番サブフレーム及びＤｗＰＴＳは、ダウンリンク送信だけのための区間である。ＵｐＰＴＳ及びサブフレームサブフレームに直につながるサブフレームは、常にアップリンク送信のための区間である。

このような、アップリンク−ダウンリンク構成は、システム情報で基地局と端末が全部知っていることができる。基地局は、アップリンク−ダウンリンク構成情報が変わるごとに構成情報のインデックスだけを送信することによって、無線フレームのアップリンク−ダウンリンク割り当て状態の変更を端末に知らせることができる。また、構成情報は一種のダウンリンク制御情報であって、他のスケジューリング情報と同様にＰＤＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）を介して送信されることができ、放送情報として同報通信チャネル（ｂｒｏａｄｃａｓｔｃｈａｎｎｅｌ）を介してセル内のすべての端末に共通に送信されることもできる。

表２は、スペシャルサブフレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を表す。

図１の例示による無線フレームの構造は、一つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、多様に変更されることができる。

図2は、本発明が適用できる無線通信システムにおける一つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（resource grid）を例示した図である。

図２を参照すると、一つのダウンリンクスロットは時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、一つのダウンリンクスロットは７個のＯＦＤＭシンボルを含み、一つの資源ブロックは周波数領域で１２個の副搬送波を含むことを例示的に技術するが、これに限定されるものではない。

資源グリッド上で各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）を資源要素（ｒｅｓｏｕｒｃｅｅｌｅｍｅｎｔ）といい、一つの資源ブロック（ＲＢ：ｒｅｓｏｕｒｃｅｂｌｏｃｋ）は１２×７個の資源要素を含む。ダウンリンクスロットに含まれる資源ブロックの数Ｎ＾ＤＬはダウンリンク転送帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）に従属する。

アップリンクスロットの構造はダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。

図３は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。

図３を参照すると、サブフレーム内の最初スロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルは制御チャンネルが割り当てられる制御領域（ｃｏｎｔｒｏｌｒｅｇｉｏｎ）であり、残りのＯＦＤＭシンボルはＰＤＳＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）が割り当てられるデータ領域（ｄａｔａｒｅｇｉｏｎ）である。３ＧＰＰＬＴＥで使われるダウンリンク制御チャンネルの一例に、ＰＣＦＩＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＣｏｎｔｒｏｌＦｏｒｍａｔＩｎｄｉｃａｔｏｒＣｈａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＨｙｂｒｉｄ−ＡＲＱＩｎｄｉｃａｔｏｒＣｈａｎｎｅｌ）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボルで転送され、サブフレーム内に制御チャンネルの転送のために使われるＯＦＤＭシンボルの数（即ち、制御領域のサイズ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨはアップリンクに対する応答チャンネルであり、ＨＡＲＱ（ＨｙｂｒｉｄＡｕｔｏｍａｔｉｃＲｅｐｅａｔＲｅｑｕｅｓｔ）に対するＡＣＫ（Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（Ｎｏｔ−Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して転送される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：ｄｏｗｎｌｉｎｋｃｏｎｔｒｏｌｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンク資源割り当て情報、ダウンリンク資源割り当て情報、または任意の端末グループに対するアップリンク転送（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。

ＰＤＣＣＨはＤＬ−ＳＣＨ（ＤｏｗｎｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）の資源割り当て及び転送フォーマット（これをダウンリンクグラントともいう。）、ＵＬ−ＳＣＨ（ＵｐｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）の資源割り当て情報（これをアップリンクグラントともいう。）、ＰＣＨ（ＰａｇｉｎｇＣｈａｎｎｅｌ）でのページング（ｐａｇｉｎｇ）情報、ＤＬ−ＳＣＨでのシステム情報、ＰＤＳＣＨで転送されるランダムアクセス応答（ｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓｒｅｓｐｏｎｓｅ）のような上位レイヤー（ｕｐｐｅｒ−ｌａｙｅｒ）制御メッセージに対する資源割り当て、任意の端末グループ内の個別端末に対する転送パワー制御命令の集合、ＶｏＩＰ（ＶｏｉｃｅｏｖｅｒＩＰ）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨは制御領域内で転送されることができ、端末は複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは一つまたは複数の連続的なＣＣＥ（ｃｏｎｔｒｏｌｃｈａｎｎｅｌｅｌｅｍｅｎｔｓ）の集合で構成される。ＣＣＥは無線チャンネルの状態に従う符号化率（ｃｏｄｉｎｇｒａｔｅ）をＰＤＣＣＨに提供するために使われる論理的割り当て単位である。ＣＣＥは複数の資源要素グループ（ｒｅｓｏｕｒｃｅｅｌｅｍｅｎｔｇｒｏｕｐ）に対応される。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び使用可能なＰＤＣＣＨのビット数はＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率の間の関連関係によって決定される。

基地局は端末に転送しようとするＤＣＩによってＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（ＣｙｃｌｉｃＲｅｄｕｎｄａｎｃｙＣｈｅｃｋ）を付ける。ＣＲＣにはＰＤＣＣＨの所有者（ｏｗｎｅｒ）や用途によって固有な識別子（これをＲＮＴＩ（ＲａｄｉｏＮｅｔｗｏｒｋＴｅｍｐｏｒａｒｙＩｄｅｎｔｉｆｉｅｒ）という。）がマスキングされる。特定の端末のためのＰＤＣＣＨであれば、端末に固有の識別子、例えばＣ−ＲＮＴＩ（Ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングできる。または、ページングメッセージのためのＰＤＣＣＨであれば、ページング指示識別子、例えばＰ−ＲＮＴＩ（ＰａｇｉｎｇＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングできる。システム情報、より具体的にシステム情報ブロック（ＳＩＢ：ｓｙｓｔｅｍｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｂｌｏｃｋ）のためのＰＤＣＣＨであれば、システム情報識別子、ＳＩ−ＲＮＴＩ（ｓｙｓｔｅｍｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングできる。端末のランダムアクセスプリアンブルの転送に対する応答であるランダムアクセス応答を指示するために、ＲＡ−ＲＮＴＩ（ｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓ−ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングできる。

ＰＤＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）

以下、ＰＤＣＣＨについて、さらに具体的に述べることにする。

ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：ＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＩｎｄｉｃａｔｏｒ）という。ＰＤＣＣＨは、ＤＣＩフォーマットに応じて制御情報の大きさ及び用途が異なり、また符号化率に応じて大きさが変わることができる。

表３は、ＤＣＩフォーマットに応じたＤＣＩを表す。

前記表３を参照すると、ＤＣＩフォーマットには、ＰＵＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット０、一つのＰＤＳＣＨコードワードのスケジューリングのためのフォーマット１、一つのＰＤＳＣＨコードワードの簡単な（ｃｏｍｐａｃｔ）スケジューリングのためのフォーマット１Ａ、ＤＬ−ＳＣＨの非常に簡単なスケジューリングのためのフォーマット１Ｃ、閉ループ（Ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ）空間多重化（ｓｐａｔｉａｌｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）モードでＰＤＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット２、開ループ（Ｏｐｅｎｌｏｏｐ）空間多重化モードでＰＤＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット２Ａ、アップリンクチャネルのためのＴＰＣ（ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＰｏｗｅｒＣｏｎｔｒｏｌ）命令の送信のためのフォーマット３及び３Ａ、多重アンテナポート送信モード（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｍｏｄｅ）で一つのアップリンクセル内のＰＵＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット４がある。

ＤＣＩフォーマット１Ａは、端末にいかなる送信モードが設定されても、ＰＤＳＣＨスケジューリングのために使用されることができる。

このような、ＤＣＩフォーマットは、端末別に独立的に適用されることができ、一つのサブフレーム内に複数端末のＰＤＣＣＨが同時に多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）されることができる。ＰＤＣＣＨは、一つまたは複数の連続的なＣＣＥ（ｃｏｎｔｒｏｌｃｈａｎｎｅｌｅｌｅｍｅｎｔｓ）の集合（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）から構成される。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に応じた符号化率をＰＤＣＣＨに提供するために使用される論理的割り当て単位である。ＣＣＥは、４個の資源要素から構成されたＲＥＧの９個のセットに対応する単位のことをいう。基地局は、一つのＰＤＣＣＨ信号を構成するために、｛１，２，４，８｝個のＣＣＥを使用することができ、このときの｛１，２，４，８｝は、ＣＣＥ集合レベル（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎｌｅｖｅｌ）と呼ぶ。

特定ＰＤＣＣＨの送信のために使用されるＣＣＥの個数は、チャネル状態に応じて基地局によって決定される。各端末によって構成されたＰＤＣＣＨは、ＣＣＥ対ＲＥマッピング規則（ＣＣＥ−ｔｏ−ＲＥｍａｐｐｉｎｇｒｕｌｅ）によって各サブフレームの制御チャネル領域にインターリービング（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）されてマッピングされる。ＰＤＣＣＨの位置は、各サブフレームの制御チャネルのためのＯＦＤＭシンボルの個数、ＰＨＩＣＨグループの個数、そして送信アンテナ及び周波数遷移などによって変わることができる。

上述したように、多重化された各端末のＰＤＣＣＨに独立的にチャネルコーディングが行われ、ＣＲＣ（ＣｙｃｌｉｃＲｅｄｕｎｄａｎｃｙＣｈｅｃｋ）が適用される。各端末に固有の識別子（ＵＥＩＤ）をＣＲＣにマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）して、端末が自身のＰＤＣＣＨを受信することができるようにする。しかしながら、サブフレーム内で割り当てられた制御領域において基地局は、端末に該当するＰＤＣＣＨがどこにあるかに関する情報を提供しない。端末は基地局から送信された制御チャネルを受信するために、自身のＰＤＣＣＨがどの位置でどんなＣＣＥ集合レベルやＤＣＩフォーマットで送信されるかがわからないので、端末は、サブフレーム内でＰＤＣＣＨ候補（ｃａｎｄｉｄａｔｅ）の集合をモニタリングして、自身のＰＤＣＣＨを探す。これをブラインドデコード（ＢＤ：ＢｌｉｎｄＤｅｃｏｄｉｎｇ）という。

ブラインドデコードは、ブラインド探索（ＢｌｉｎｄＤｅｔｅｃｔｉｏｎ）またはブラインドサーチ（ＢｌｉｎｄＳｅａｒｃｈ）と呼ばれることができる。ブラインドデコードは、端末がＣＲＣ部分に自身の端末識別子（ＵＥＩＤ）をデマスキング（Ｄｅ−Ｍａｓｋｉｎｇ）させた後、ＣＲＣエラーを検出して該当ＰＤＣＣＨが自身の制御チャネルであるかどうかを確認する方法のことをいう。

以下、ＤＣＩフォーマット０を介して送信される情報を説明する。

ＤＣＩフォーマット０は、一つのアップリンクセルでのＰＵＳＣＨをスケジューリングするために使用される。

表４はＤＣＩフォーマット０で送信される情報を表す。

前記表４を参照すると、ＤＣＩフォーマット０を介して送信される情報は、次の通りである。

１）キャリア指示子（Ｃａｒｒｉｅｒｉｎｄｉｃａｔｏｒ）−０または３ビットから構成される。

２）ＤＣＩフォーマット０とフォーマット１Ａを区分するためのフラグ−１ビットから構成され、０値は、ＤＣＩフォーマット０を指示し、１値は、ＤＣＩフォーマット１Ａを指示する。

３）周波数ホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）フラグ−１ビットから構成される。このフィールドは必要な場合、該当資源割り当ての最上位ビット（ＭＳＢ：ＭｏｓｔＳｉｇｎｉｆｉｃａｎｔＢｉｔ）をマルチクラスタ（ｍｕｌｔｉ−ｃｌｕｓｔｅｒ）割り当てのために使用されることができる。

４）資源ブロック割り当て（Ｒｅｓｏｕｒｃｅｂｌｏｃｋａｓｓｉｇｎｍｅｎｔ）とホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）資源割り当て−
ビットから構成される。

ここで、単一クラスタ（ｓｉｎｇｌｅ−ｃｌｕｓｔｅｒａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）割り当てにおいてＰＵＳＣＨホッピングの場合、
の値を獲得するためにＮＵＬ＿ｈｏｐ個の最上位ビット（ＭＳＢ）が使用される。
ビットは、アップリンクサブフレーム内に第１番目のスロットの資源割り当てを提供する。また、単一クラスタ割り当てにおいてＰＵＳＣＨホッピングがない場合、
ビットがアップリンクサブフレーム内に資源割り当てを提供する。また、マルチクラスタ割り当て（ｍｕｌｔｉ−ｃｌｕｓｔｅｒａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）においてＰＵＳＣＨホッピングがない場合、周波数ホッピングフラグフィールド及び資源ブロック割り当てとホッピング資源割り当てフィールドの接続（ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ）から資源割り当て情報が得られ、
ビットがアップリンクサブフレーム内に資源割り当てを提供する。このとき、Ｐ値は、ダウンリンク資源ブロックの数により決まる。

５）変調及びコーディング技法（ＭＣＳ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄｃｏｄｉｎｇｓｃｈｅｍｅ）−５ビットから構成される。

６）新しいデータ指示子（Ｎｅｗｄａｔａｉｎｄｉｃａｔｏｒ）−１ビットから構成される。

７）ＰＵＳＣＨのためのＴＰＣ（ＴｒａｎｓｍｉｔＰｏｗｅｒＣｏｎｔｒｏｌ）コマンド−２ビットから構成される。

８）ＤＭＲＳ（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）のための循環シフト（ＣＳ：ｃｙｃｌｉｃｓｈｉｆｔ）と直交カバーコード（ＯＣ／ＯＣＣ：ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｃｏｖｅｒ／ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｃｏｖｅｒｃｏｄｅ）のインデックス−３ビットから構成される。

９）アップリンクインデックス−２ビットから構成される。このフィールドは、アップリンク−ダウンリンク構成０に応じたＴＤＤ動作のみに存在する。

１０）ダウンリンク割り当てインデックス（ＤＡＩ：ＤｏｗｎｌｉｎｋＡｓｓｉｇｎｍｅｎｔＩｎｄｅｘ）−２ビットから構成される。このフィールドは、アップリンク−ダウンリンク構成（ｕｐｌｉｎｋ−ｄｏｗｎｌｉｎｋｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）１−６に応じたＴＤＤ動作のみに存在する。

１１）チャネル状態情報（ＣＳＩ：ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）要求−１または２ビットから構成される。ここで、２ビットフィールドは、一つ以上のダウンリンクセルが設定された端末に端末固有（ＵＥｓｐｅｃｉｆｉｃ）に該当ＤＣＩがＣ−ＲＮＴＩ（Ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ）によりマッピングされた場合においてのみ適用される。

１２）サウンディング参照信号（ＳＲＳ：ＳｏｕｎｄｉｎｇＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）要求−０または１ビットから構成される。ここで、このフィールドは、スケジューリングするＰＵＳＣＨが端末固有（ＵＥｓｐｅｃｉｆｉｃ）にＣ−ＲＮＴＩによりマッピングされる場合においてのみ存在する。

１３）資源割り当てタイプ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅａｌｌｏｃａｔｉｏｎｔｙｐｅ）−１ビットから構成される。

ＤＣＩフォーマット０内の情報ビットの数がＤＣＩフォーマット１Ａのペイロードの大きさ（追加されたパディングビットを含む）より小さな場合、ＤＣＩフォーマット０にＤＣＩフォーマット１Ａのペイロードの大きさが同じになるように０が追加される。

図４は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す。

図４を参照すると、アップリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けることができる。制御領域には、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。データ領域は、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、一つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。

一つの端末に対するＰＵＣＣＨには、サブフレーム内に資源ブロック（ＲＢ：ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは、２個のスロットの各々において互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対は、スロット境界（ｓｌｏｔｂｏｕｎｄａｒｙ）から周波数ホッピング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｈｏｐｐｉｎｇ）されるという。

物理アップリンク制御チャネル（ＰＵＣＣＨ）

ＰＵＣＣＨを介して送信されるアップリンク制御情報（ＵＣＩ）は、スケジューリング要求（ＳＲ：ＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇＲｅｑｕｅｓｔ）、ＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及びダウンリンクチャネル測定情報を含むことができる。

ＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、ＰＤＳＣＨ上のダウンリンクデータパケットがデコードに成功するかどうかによって生成されることができる。従来の無線通信システムにおいて、ダウンリンク単一コードワード（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）送信に対しては、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報として１ビットが送信され、ダウンリンク２コードワード送信に対しては、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報として２ビットが送信される。

チャネル測定情報は複数入出力（ＭＩＭＯ：ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ）技法と関連したフィードバック情報を指し示し、チャネル品質指示子（ＣＱＩ：ＣｈａｎｎｅｌＱｕａｌｉｔｙＩｎｄｉｃａｔｏｒ）、プリコーディングマトリックスインデックス（ＰＭＩ：ＰｒｅｃｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｘＩｎｄｅｘ）及びランク指示子（ＲＩ：ＲａｎｋＩｎｄｉｃａｔｏｒ）を含むことができる。これらのチャネル測定情報を総称して、ＣＱＩと表現することもできる。

ＣＱＩの送信のために、サブフレーム当たり２０ビットが使用されることができる。

ＰＵＣＣＨは、ＢＰＳＫ（ＢｉｎａｒｙｐｈａｓｅＳｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）とＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅＳｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）技法を使用して変調されることができる。ＰＵＣＣＨを介して複数の端末の制御情報が送信されることができ、各端末の信号を区別するために、コード分割多重化（ＣＤＭ：ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を行う場合に、長さ１２のＣＡＺＡＣ（ＣｏｎｓｔａｎｔＡｍｐｌｉｔｕｄｅＺｅｒｏＡｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）シーケンスを主に使用する。ＣＡＺＡＣシーケンスは、時間領域（ｔｉｍｅｄｏｍａｉｎ）及び周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｏｍａｉｎ）において一定の大きさ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を維持する特性を有するので、端末のＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ）またはＣＭ（ＣｕｂｉｃＭｅｔｒｉｃ）を低くして、カバレッジを増加させるのに適した性質を有する。また、ＰＵＣＣＨを介して送信されるダウンリンクデータ送信に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、直交シーケンス（ｏｒｔｈｇｏｎａｌｓｅｑｕｅｎｃｅ）または直交カバー（ＯＣ：ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｃｏｖｅｒ）を利用してカバーリングされる。

また、ＰＵＣＣＨ上に送信される制御情報は、互いに異なる循環シフト（ＣＳ：ｃｙｃｌｉｃｓｈｉｆｔ）値を有する循環シフトされたシーケンス（ｃｙｃｌｉｃａｌｌｙｓｈｉｆｔｅｄｓｅｑｕｅｎｃｅ）を利用して区別できる。循環シフトされたシーケンスは、基本シーケンス（ｂａｓｅｓｅｑｕｅｎｃｅ）を特定ＣＳ量（ｃｙｃｌｉｃｓｈｉｆｔａｍｏｕｎｔ）分だけ循環シフトさせて生成できる。特定ＣＳ量は、循環シフトインデックス（ＣＳｉｎｄｅｘ）により指示される。チャネルの遅延拡散（ｄｅｌａｙｓｐｒｅａｄ）によって使用可能な循環シフトの数は変わることができる。多様な種類のシーケンスが基本シーケンスとして使用されることができ、前述したＣＡＺＡＣシーケンスは、その一例である。

また、端末が一つのサブフレームで送信できる制御情報の量は、制御情報の送信に利用可能なＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数（すなわち、ＰＵＣＣＨのコヒーレント（ｃｏｈｅｒｅｎｔ）検出のための参照信号（ＲＳ）の送信に利用されるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを除いたＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）によって決定されることができる。

３ＧＰＰＬＴＥシステムにおけるＰＵＣＣＨは、送信される制御情報、変調技法、制御情報の量などによって全７通りの互いに異なるフォーマットで定義され、各々のＰＵＣＣＨフォーマットに従って送信されるアップリンク制御情報（ＵＣＩ：ｕｐｌｉｎｋｃｏｎｔｒｏｌｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の属性は、次の表５のように要約できる。

ＰＵＣＣＨフォーマット１は、ＳＲの単独送信に使用される。ＳＲ単独送信の場合には、変調されない波形が適用され、これについては、後で詳細に説明する。

ＰＵＣＣＨフォーマット１ａまたは１ｂは、ＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用される。任意のサブフレームにおいてＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫが単独で送信される場合には、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａまたは１ｂを使用することができる。または、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａまたは１ｂを使用して、ＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫ及びＳＲが同一サブフレームにおいて送信されることができる。

ＰＵＣＣＨフォーマット２は、ＣＱＩの送信に使用され、ＰＵＣＣＨフォーマット２ａまたは２ｂは、ＣＱＩ及びＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用される。

拡張されたＣＰの場合には、ＰＵＣＣＨフォーマット２がＣＱＩ及びＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用されることもできる。

図５は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてＰＵＣＣＨフォーマットがアップリンク物理資源ブロックのＰＵＣＣＨ領域にマッピングされる形態の一例を示す図である。

図５において
は、アップリンクでの資源ブロックの個数を表し、
は、物理資源ブロックの番号を意味する。基本的に、ＰＵＣＣＨは、アップリンク周波数ブロックの両側エッジ（ｅｄｇｅ）にマッピングされる。図５に示すように、ｍ＝０，１で表示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂがマッピングされ、これはＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂが帯域エッジ（ｂａｎｄｅｄｇｅ）に位置した資源ブロックにマッピングされることで表現できる。また、ｍ＝２で表示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ及びＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂが共に（ｍｉｘｅｄ）マッピングされることができる。次に、ｍ＝３，４，５で表示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂがマッピングされることができる。ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂにより使用可能なＰＵＣＣＨＲＢの個数
は、ブロードキャスティングシグナリングによってセル内の端末に指示できる。

ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂについて説明する。ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂは、チャネル測定フィードバック（ＣＱＩ、ＰＭＩ、ＲＩ）を送信するための制御チャネルである。

チャネル測定フィードバック（以下、総称してＣＱＩ情報と表現する）の報告周期及び測定対象になる周波数単位（または周波数解像度（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ））は、基地局によって制御されることができる。時間領域において周期的及び非周期的ＣＱＩ報告が支援されることができる。ＰＵＣＣＨフォーマット２は、周期的報告においてのみ使用され、非周期的報告のためにはＰＵＳＣＨが使用されることができる。非周期的報告の場合に、基地局は端末にアップリンクデータ送信のためにスケジューリングされた資源に個別ＣＱＩ報告を載せて送信することを指示できる。

図６は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合のＣＱＩチャネルの構造を示す。

一つのスロットのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル０ないし６のうち、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル１及び５（第２番目及び第６番目のシンボル）は、復調参照信号（ＤＭＲＳ：ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）の送信に使用され、残りのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおいてＣＱＩ情報が送信されることができる。一方、拡張されたＣＰの場合には、一つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル３）がＤＭＲＳの送信に使用される。

ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂでは、ＣＡＺＡＣシーケンスによる変調を支援し、ＱＰＳＫ変調されたシンボルが長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンスで乗算される。シーケンスの循環シフト（ＣＳ）は、シンボル及びスロット間に変更される。ＤＭＲＳに対して直交カバーリングが使用される。

一つのスロットに含まれる７個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのうち、３個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル間隔分だけ離れた２個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには、参照信号（ＤＭＲＳ）が載せられ、残りの５個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには、ＣＱＩ情報が載せられる。一つのスロット内に二つのＲＳが使用されたことは、高速端末を支援するためである。また、各端末は、循環シフト（ＣＳ）シーケンスを使用して区分される。ＣＱＩ情報シンボルは、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル全体に変調されて伝達され、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、一つのシーケンスから構成されている。すなわち、端末は、各シーケンスにＣＱＩを変調して送信する。

一つのＴＴＩに送信できるシンボルの数は１０個であり、ＣＱＩ情報の変調は、ＱＰＳＫまで決まっている。ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに対してＱＰＳＫマッピングを使用する場合、２ビットのＣＱＩ値が載せられることができるので、一つのスロットに１０ビットのＣＱＩ値を載せることができる。したがって、一つのサブフレームに最大２０ビットのＣＱＩ値を載せることができる。ＣＱＩ情報を周波数領域で拡散させるために、周波数領域拡散符号を使用する。

周波数領域拡散符号には、長さ−１２のＣＡＺＡＣシーケンス（例えば、ＺＣシーケンス）を使用することができる。各制御チャネルは、互いに異なる循環シフト（ｃｙｃｌｉｃｓｈｉｆｔ）値を有するＣＡＺＡＣシーケンスを適用して区分されることができる。周波数領域拡散されたＣＱＩ情報にＩＦＦＴが行われる。

１２個の同等な間隔を有した循環シフトによって、１２個の互いに異なる端末が同じＰＵＣＣＨＲＢ上において直交多重化されることができる。一般ＣＰの場合に、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル１及び５上の（拡張されたＣＰの場合に、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル３上の）ＤＭＲＳシーケンスは、周波数領域上のＣＱＩ信号シーケンスと似ているが、ＣＱＩ情報のような変調が適用されない。

端末は、ＰＵＣＣＨ資源インデックス
で指示されるＰＵＣＣＨ資源上において周期的に異なったＣＱＩ、ＰＭＩ及びＲＩタイプを報告するよう、上位層シグナリングによって半静的に（ｓｅｍｉ−ｓｔａｔｉｃａｌｌｙ）設定されることができる。ここで、ＰＵＣＣＨ資源インデックス
は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ送信に使用されるＰＵＣＣＨ領域及び使用される循環シフト（ＣＳ）値を指示する情報である。

ＰＵＣＣＨチャネル構造

ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ及び１ｂについて説明する。

ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂにおいてＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ変調方式を利用して変調されたシンボルは、長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンスで乗算（ｍｕｌｔｉｐｌｙ）される。例えば、変調シンボルｄ（０）に長さＮのＣＡＺＡＣシーケンスｒ（ｎ）（ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１）が乗算された結果は、ｙ（０），ｙ（１），ｙ（２），．．．，ｙ（Ｎ−１）になる。ｙ（０），．．．，ｙ（Ｎ−１）シンボルをシンボルブロック（ｂｌｏｃｋｏｆｓｙｍｂｏｌ）と称することができる。変調シンボルにＣＡＺＡＣシーケンスを乗算した後に、直交シーケンスを利用したブロック単位（ｂｌｏｃｋ−ｗｉｓｅ）拡散が適用される。

一般ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に対しては、長さ４のアダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）シーケンスが使用され、短い（ｓｈｏｒｔｅｎｅｄ）ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及び参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）に対しては、長さ３のＤＦＴ（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）シーケンスが使用される。

拡張されたＣＰの場合の参照信号に対しては、長さ２のアダマールシーケンスが使用される。

図７は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合にＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネルの構造を示す。

図７では、ＣＱＩなしでＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信のためのＰＵＣＣＨチャネル構造を例示的に示す。

一つのスロットに含まれる７個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのうち、中間部分の３個の連続するＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには、参照信号（ＲＳ）が載せられ、残りの４個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号が載せられる。

一方、拡張されたＣＰの場合には、中間の２個の連続するシンボルにＲＳが載せられることができる。ＲＳに使用されるシンボルの個数及び位置は、制御チャネルによって変わることができ、これと関連されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号に使用されるシンボルの個数及び位置も、それにより変更されることができる。

１ビット及び２ビットの確認応答情報（スクランブルされない状態）は、各々ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫ変調技法を使用して一つのＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫ変調シンボルで表現されることができる。肯定確認応答（ＡＣＫ）は「１」でエンコーディングされることができ、不正確認応答（ＮＡＣＫ）は「０」でエンコーディングされることができる。

割り当てられる帯域内で制御信号を送信する時、多重化容量を高めるために、２次元拡散が適用される。すなわち、多重化できる端末数または制御チャネルの数を上げるために、周波数領域拡散と時間領域拡散を同時に適用する。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を周波数領域で拡散させるために、周波数領域シーケンスを基本シーケンスとして使用する。周波数領域シーケンスには、ＣＡＺＡＣシーケンスの一つであるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（ＺＣ）シーケンスを使用することができる。例えば、基本シーケンスであるＺＣシーケンスに互いに異なる循環シフト（ＣＳ：Ｃｙｃｌｉｃｓｈｉｆｔ）が適用されることによって、互いに異なる端末または互いに異なる制御チャネルの多重化が適用されることができる。ＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信のためのＰＵＣＣＨＲＢのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルで支援されるＣＳ資源の個数は、セル固有上位レイヤーシグナリングパラメータ
により設定される。

周波数領域拡散されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、直交拡散（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）コードを使用して時間領域で拡散される。直交拡散コードには、ウォルシュ−アダマール（Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ）シーケンスまたはＤＦＴシーケンスが使用されることができる。例えば、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、４シンボルに対して長さ４の直交シーケンス（ｗ０、ｗ１、ｗ２、ｗ３）を利用して拡散されることができる。また、ＲＳも長さ３または長さ２の直交シーケンスを介して拡散させる。これを直交カバーリング（ＯＣ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｃｏｖｅｒｉｎｇ）という。

前述のような周波数領域でのＣＳ資源及び時間領域でのＯＣ資源を利用して、多数の端末がコード分割多重化（ＣＤＭ：ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式で多重化されることができる。すなわち、同じＰＵＣＣＨＲＢ上において多くの個数の端末のＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及びＲＳが多重化されることができる。

このような時間領域拡散ＣＤＭに対して、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に対して支援される拡散コードの個数は、ＲＳシンボルの個数によって制限される。すなわち、ＲＳ送信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報送信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数より少ないから、ＲＳの多重化容量（ｃａｐａｃｉｔｙ）がＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報の多重化容量に比べて少なくなる。

例えば、一般ＣＰの場合に、４個のシンボルでＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報が送信されることができるが、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報のために４個でない３個の直交拡散コードが使用され、これはＲＳ送信シンボルの個数が３個に制限されて、ＲＳのために３個の直交拡散コードだけが使用されることができるためである。

一般ＣＰのサブフレームにおいて一つのスロットで３個のシンボルがＲＳ送信のために使用され、４個のシンボルがＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報送信のために使用される場合に、例えば、周波数領域で６個の循環シフト（ＣＳ）及び時間領域で３個の直交カバー（ＯＣ）資源を使用することができる場合、全１８個の互いに異なる端末からのＨＡＲＱ確認応答が一つのＰＵＣＣＨＲＢ内で多重化されることができる。仮に、拡張されたＣＰのサブフレームにおいて一つのスロットで２個のシンボルがＲＳ送信のために使用され、４個のシンボルがＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報送信のために使用される場合に、例えば、周波数領域で６個の循環シフト（ＣＳ）及び時間領域で２個の直交カバー（ＯＣ）資源を使用することができる場合、全１２個の互いに異なる端末からのＨＡＲＱ確認応答が一つのＰＵＣＣＨＲＢ内で多重化されることができる。

次に、ＰＵＣＣＨフォーマット１について説明する。スケジューリング要求（ＳＲ）は、端末がスケジューリングされることを要求または要求しない方式で送信される。ＳＲチャネルは、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂでのＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル構造を再使用し、ＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル設計に基づいてＯＯＫ（Ｏｎ−ＯｆｆＫｅｙｉｎｇ）方式で構成される。ＳＲチャネルでは、参照信号が送信されない。したがって、一般ＣＰの場合には、長さ７のシーケンスが利用され、拡張されたＣＰの場合には、長さ６のシーケンスが利用される。ＳＲ及びＡＣＫ／ＮＡＣＫに対して異なる循環シフトまたは直交カバーが割り当てられることができる。すなわち、肯定（ｐｏｓｉｔｉｖｅ）ＳＲ送信のために、端末はＳＲ用として割り当てられた資源を介してＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信する。不定（ｎｅｇａｔｉｖｅ）ＳＲ送信のためには、端末はＡＣＫ／ＮＡＣＫ用として割り当てられた資源を介してＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信する。

次に、改善されたＰＵＣＣＨ（ｅ−ＰＵＣＣＨ）フォーマットについて説明する。ｅ−ＰＵＣＣＨは、ＬＴＥ−ＡシステムのＰＵＣＣＨフォーマット３に対応できる。ＰＵＣＣＨフォーマット３を利用したＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信には、ブロック拡散（ｂｌｏｃｋｓｐｒｅａｄｉｎｇ）技法が適用されることができる。

ブロック拡散技法は、既存のＰＵＣＣＨフォーマット１系列または２系列とは異なり、制御信号送信をＳＣ−ＦＤＭＡ方式を利用して変調する方式である。図８に示すように、シンボルシーケンスがＯＣＣ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｃｏｖｅｒｃｏｄｅ）を利用して時間領域（ｄｏｍａｉｎ）上において拡散されて送信されることができる。ＯＣＣを利用することによって、同じＲＢ上に複数の端末の制御信号が多重化されることができる。前述したＰＵＣＣＨフォーマット２の場合には、一つのシンボルシーケンスが時間領域にわたって送信され、ＣＡＺＡＣシーケンスのＣＳ（ｃｙｃｌｉｃｓｈｉｆｔ）を利用して複数の端末の制御信号が多重化されることに対し、ブロック拡散基盤ＰＵＣＣＨフォーマット（例えば、ＰＵＣＣＨフォーマット３）の場合には、一つのシンボルシーケンスが周波数領域にわたって送信され、ＯＣＣを利用した時間領域拡散を利用して、複数の端末の制御信号が多重化される。

図８は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一つのスロットの間に５個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成して送信する一例を示す。

図８では、１スロットの間に一つのシンボルシーケンスに長さ＝５（またはＳＦ＝５）のＯＣＣを利用して、５個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（すなわち、データ部分）を生成して送信する例を示す。この場合、１スロットの間に２個のＲＳシンボルが使用されることができる。

図８の例示において、ＲＳシンボルは、特定循環シフト値が適用されたＣＡＺＡＣシーケンスから生成されることができ、複数のＲＳシンボルにわたって所定のＯＣＣが適用された（または乗算された）形態で送信されることができる。また、図８の例示において各々のＯＦＤＭシンボル（またはＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）別に１２個の変調シンボルが使用され、各々の変調シンボルは、ＱＰＳＫにより生成されると仮定すると、一つのスロットで送信できる最大ビット数は、１２ｘ２＝２４ビットとなる。したがって、２個のスロットで送信できるビット数は、全４８ビットとなる。このようにブロック拡散方式のＰＵＣＣＨチャネル構造を使用する場合、従来のＰＵＣＣＨフォーマット１系列及び２系列に比べて、拡張された大きさの制御情報の送信が可能になる。

キャリアアグリゲーション一般

本発明の実施の形態において考慮する通信環境は、マルチキャリア（Ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ）サポート環境をすべて含む。即ち、本発明で用いられるマルチキャリアシステムまたはキャリアアグリゲーション（ＣＡ：ＣａｒｒｉｅｒＡｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）システムは、広帯域をサポートするために、目標とする広帯域を構成する時に目標帯域より小さな帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）を有する１つ以上のコンポーネントキャリア（ＣＣ：ＣｏｍｐｏｎｅｎｔＣａｒｒｉｅｒ）を併合（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）して使用するシステムのことをいう。

本発明においてマルチキャリアは、キャリアの併合（または、搬送波集成）を意味し、このとき、キャリアの併合は、隣接した（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）キャリア間の併合だけでなく、隣接していない（ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）キャリア間の併合を全部意味する。また、ダウンリンクとアップリンクとの間に集成されるコンポーネントキャリアの数は、異なるように設定されることができる。ダウンリンクコンポーネントキャリア（以下、ＤＬＣＣとする）の数とアップリンクコンポーネントキャリア（以下、ＵＬＣＣとする）の数とが同じ場合を対称な（ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ）集成といい、その数が異なる場合を非対称な（ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ）集成という。このようなキャリアアグリゲーションは、搬送波集成、帯域幅集成（ｂａｎｄｗｉｄｔｈａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）、スペクトル集成（ｓｐｅｃｔｒｕｍａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）などのような用語と混用して使用されることができる。

２つ以上のコンポーネントキャリアが結合されて構成されるキャリアアグリゲーションは、ＬＴＥ−Ａシステムでは、１００ＭＨｚ帯域幅までサポートすることを目標とする。目標帯域より小さな帯域幅を有する１つ以上のキャリアを結合する時に、結合するキャリアの帯域幅は、従来のＩＭＴシステムとの互換性（ｂａｃｋｗａｒｄｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）を維持するために、従来のシステムにおいて使用する帯域幅に制限できる。例えば、従来の３ＧＰＰＬＴＥシステムでは、｛１．４，３，５，１０，１５，２０｝ＭＨｚ帯域幅をサポートし、３ＧＰＰＬＴＥ−ａｄｖａｎｃｅｄシステム（即ち、ＬＴＥ−Ａ）では、既存システムとの互換性のために上記の帯域幅だけを利用して２０ＭＨｚより大きな帯域幅をサポートするようにすることができる。また、本発明で用いられるキャリアアグリゲーションシステムは、既存システムで使用する帯域幅と関係なく新たな帯域幅を定義してキャリアアグリゲーションをサポートするようにすることができる。

ＬＴＥ−Ａシステムは、無線資源を管理するために、セル（ｃｅｌｌ）の概念を使用する。

上述のキャリアアグリゲーション環境は、多重セル（ｍｕｌｔｉｐｌｅｃｅｌｌｓ）環境と称することができる。セルは、ダウンリンク資源（ＤＬＣＣ）とアップリンク資源（ＵＬＣＣ）一対の組合せと定義されるが、アップリンク資源は、必須要素ではない。したがって、セルは、ダウンリンク資源単独、またはダウンリンク資源とアップリンク資源とから構成されることができる。特定端末がただ１つの設定されたサービングセル（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄｓｅｒｖｉｎｇｃｅｌｌ）を有する場合、１つのＤＬＣＣと１つのＵＬＣＣを有することができるが、特定端末が２つ以上の設定されたサービングセルを有する場合には、セルの数だけのＤＬＣＣを有し、ＵＬＣＣの数は、それと同一であるか、またはそれより小さくありうる。

または、それと反対にＤＬＣＣとＵＬＣＣとが構成されることもできる。即ち、特定端末が多数の設定されたサービングセルを有する場合、ＤＬＣＣの数よりＵＬＣＣがより多いキャリアアグリゲーション環境もサポートされることができる。即ち、キャリアアグリゲーション（ｃａｒｒｉｅｒａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）は、各々キャリア周波数（セルの中心周波数）が互いに異なる２つ以上のセルの併合と理解されることができる。ここで、言う「セル（Ｃｅｌｌ）」は、一般に使用される基地局がカバーする領域としての「セル」とは区分されなければならない。

ＬＴＥ−Ａシステムにおいて使用されるセルは、プライマリセル（ＰＣｅｌｌ：ＰｒｉｍａｒｙＣｅｌｌ）及びセカンダリセル（ＳＣｅｌｌ：ＳｅｃｏｎｄａｒｙＣｅｌｌ）を含む。ＰセルとＳセルは、サービングセル（ＳｅｒｖｉｎｇＣｅｌｌ）として使用されることができる。ＲＲＣ＿ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にあるが、キャリアアグリゲーションが設定されないか、またはキャリアアグリゲーションをサポートしない端末の場合、Ｐセルだけから構成されたサービングセルがただ１つ存在する。反面、ＲＲＣ＿ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にあり、キャリアアグリゲーションが設定された端末の場合、１つ以上のサービングセルが存在でき、全体サービングセルには、Ｐセルと１つ以上のＳセルが含まれる。

サービングセル（ＰセルとＳセル）は、ＲＲＣパラメータを介して設定されることができる。ＰｈｙｓＣｅｌｌＩｄは、セルの物理層識別子であって、０から５０３までの定数値を有する。ＳＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、Ｓセルを識別するために使用される簡略な（ｓｈｏｒｔ）識別子であって、１から７までの定数値を有する。ＳｅｒｖＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、サービングセル（ＰセルまたはＳセル）を識別するために使用される簡略な（ｓｈｏｒｔ）識別子であって、０から７までの定数値を有する。０値は、Ｐセルに適用され、ＳＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、Ｓセルに適用するために予め付与される。即ち、ＳｅｒｖＣｅｌｌＩｎｄｅｘにおいて最も小さなセルＩＤ（またはセルインデックス）を有するセルがＰセルになる。

Ｐセルは、プライマリ周波数（または、ｐｒｉｍａｒｙＣＣ）上において動作するセルを意味する。端末が初期接続設定（ｉｎｉｔｉａｌｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎｅｓｔａｂｌｉｓｈｍｅｎｔ）過程を行うか、または接続再設定過程を行うのに使用されることができ、ハンドオーバー過程で指示されたセルを指し示すことができる。また、Ｐセルは、キャリアアグリゲーション環境で設定されたサービングセルのうち、制御関連通信の中心になるセルを意味する。即ち、端末は、自身のＰセルにおいてＰＵＣＣＨを割り当てられて送信でき、システム情報を獲得するか、またはモニタリング手順を変更するのにＰセルだけを利用できる。Ｅ−ＵＴＲＡＮ（ＥｖｏｌｖｅｄＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ）は、キャリアアグリゲーション環境をサポートする端末に移動性制御情報（ｍｏｂｉｌｉｔｙＣｏｎｔｒｏｌＩｎｆｏ）を含む上位層のＲＲＣ接続再設定（ＲＲＣＣｏｎｎｅｃｔｉｏｎＲｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）メッセージを用いて、ハンドオーバー手順のためにＰセルだけを変更することもできる。

Ｓセルは、セカンダリ周波数（または、ＳｅｃｏｎｄａｒｙＣＣ）上において動作するセルを意味できる。特定端末にＰセルは、１つだけが割り当てられ、Ｓセルは、１つ以上が割り当てられることができる。Ｓセルは、ＲＲＣ接続が設定された後に構成可能であり、追加的な無線資源を提供するのに使用されることができる。キャリアアグリゲーション環境で設定されたサービングセルのうち、Ｐセルを除いた残りのセル、即ちＳセルには、ＰＵＣＣＨが存在しない。Ｅ−ＵＴＲＡＮは、Ｓセルをキャリアアグリゲーション環境をサポートする端末に追加する時、ＲＲＣ＿ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にある関連したセルの動作と関連したすべてのシステム情報を特定シグナル（ｄｅｄｉｃａｔｅｄｓｉｇｎａｌ）を介して提供できる。システム情報の変更は、関連したＳセルの解除及び追加によって制御されることができ、このとき、上位層のＲＲＣ接続再設定（ＲＲＣＣｏｎｎｅｃｔｉｏｎＲｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）メッセージを利用できる。Ｅ−ＵＴＲＡＮは、関連したＳセル内でブロードキャストするよりは、端末別に異なったパラメータを有する特定シグナリング（ｄｅｄｉｃａｔｅｄｓｉｇｎａｌｉｎｇ）できる。

初期セキュリティー活性化過程が始まった以後に、Ｅ−ＵＴＲＡＮは、接続設定過程で初期に構成されるＰセルに付加して、１つ以上のＳセルを含むネットワークを構成できる。キャリアアグリゲーション環境でＰセル及びＳセルは、各々のコンポーネントキャリアとして動作できる。以下の実施の形態では、プライマリコンポーネントキャリア（ＰＣＣ）は、Ｐセルと同じ意味として使用されることができ、セカンダリコンポーネントキャリア（ＳＣＣ）は、Ｓセルと同じ意味として使用されることができる。

図９は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおけるコンポーネントキャリア及びキャリアアグリゲーションの一例を示した図である。

図９Ａは、ＬＴＥシステムにおいて使用される単一キャリア構造を示す。コンポーネントキャリアには、ＤＬＣＣとＵＬＣＣがある。１つのコンポーネントキャリアは、２０ＭＨｚの周波数範囲を有することができる。

図９Ｂは、ＬＴＥ＿Ａシステムにおいて使用されるキャリアアグリゲーション構造を示す。図９Ｂの場合に、２０ＭＨｚの周波数の大きさを有する３個のコンポーネントキャリアが結合された場合を示す。ＤＬＣＣとＵＬＣＣがそれぞれ３個ずつあるが、ＤＬＣＣとＵＬＣＣの数に制限があるのではない。キャリアアグリゲーションの場合、端末は、３個のＣＣを同時にモニタリングでき、ダウンリンク信号／データを受信することができ、アップリンク信号／データを送信できる。

仮に、特定セルにおいてＮ個のＤＬＣＣが管理される場合には、ネットワークは、端末にＭ（Ｍ≦Ｎ）個のＤＬＣＣを割り当てることができる。このとき、端末は、Ｍ個の制限されたＤＬＣＣだけをモニタリングし、ＤＬ信号を受信することができる。また、ネットワークは、Ｌ（Ｌ≦Ｍ≦Ｎ）個のＤＬＣＣに優先順位をつけて主なＤＬＣＣを端末に割り当てることができ、このような場合、ＵＥは、Ｌ個のＤＬＣＣは必ずモニタリングしなければならない。このような方式は、アップリンクの送信にも全く同様に適用されることができる。

ダウンリンク資源の搬送波周波数（または、ＤＬＣＣ）とアップリンク資源の搬送波周波数（または、ＵＬＣＣ）との間のリンケージ（ｌｉｎｋａｇｅ）は、ＲＲＣメッセージのような上位層メッセージまたはシステム情報により指示されることができる。例えば、ＳＩＢ２（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ２）によって定義されるリンケージによって、ＤＬ資源とＵＬ資源との組合せが構成されることができる。具体的に、リンケージは、ＵＬグラントを運ぶＰＤＣＣＨが送信されるＤＬＣＣと前記ＵＬグラントを使用するＵＬＣＣ間のマッピング関係を意味でき、ＨＡＲＱのためのデータが送信されるＤＬＣＣ（または、ＵＬＣＣ）とＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号が送信されるＵＬＣＣ（または、ＤＬＣＣ）間のマッピング関係を意味することもできる。

クロスキャリアスケジューリング（ＣｒｏｓｓＣａｒｒｉｅｒＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）

キャリアアグリゲーションシステムでは、キャリア（または、搬送波）またはサービングセル（ＳｅｒｖｉｎｇＣｅｌｌ）に対するスケジューリングの観点から自己スケジューリング（Ｓｅｌｆ−Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）方法及びクロスキャリアスケジューリング（ＣｒｏｓｓＣａｒｒｉｅｒＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）方法の２種類がある。クロスキャリアスケジューリングは、クロスコンポーネントキャリアスケジューリング（ＣｒｏｓｓＣｏｍｐｏｎｅｎｔＣａｒｒｉｅｒＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）またはクロスセルスケジューリング（ＣｒｏｓｓＣｅｌｌＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）と称することができる。

クロスキャリアスケジューリングは、ＰＤＣＣＨ（ＤＬＧｒａｎｔ）とＰＤＳＣＨが各々異なるＤＬＣＣで転送されるか、またはＤＬＣＣで転送されたＰＤＣＣＨ（ＵＬＧｒａｎｔ）によって転送されるＰＵＳＣＨがＵＬグラントを受信したＤＬＣＣとリンクされているＵＬＣＣでない異なるＵＬＣＣを通じて転送されることを意味する。

クロスキャリアスケジューリングか否かは、端末固有（ＵＥｓｐｅｃｉｆｉｃ）に活性化または不活性化されることができ、上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣｓｉｇｎａｌｉｎｇ）を通じて半静的（ｓｅｍｉ−ｓｔａｔｉｃ）に各端末別に知らせることができる。

クロスキャリアスケジューリングが活性化された場合、ＰＤＣＣＨに該当ＰＤＣＣＨが指示するＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨがどのＤＬ／ＵＬＣＣを通じて転送されるかを知らせてくれるキャリア指示子フィールド（ＣＩＦ：ＣａｒｒｉｅｒＩｎｄｉｃａｔｏｒＦｉｅｌｄ）が必要である。例えば、ＰＤＣＣＨはＰＤＳＣＨ資源またはＰＵＳＣＨ資源をＣＩＦを用いて多数のコンポーネントキャリアのうちの一つに割り当てることができる。即ち、ＤＬＣＣ上でのＰＤＣＣＨが多重集成されたＤＬ／ＵＬＣＣのうちの一つにＰＤＳＣＨまたはＰＵＳＣＨ資源を割り当てる場合、ＣＩＦが設定される。この場合、ＬＴＥ−ＡＲｅｌｅａｓｅ−８のＤＣＩフォーマットは、ＣＩＦによって拡張できる。この際、設定されたＣＩＦは３ｂｉｔフィールドに固定されるか、設定されたＣＩＦの位置はＤＣＩフォーマットサイズに関わらず固定できる。また、ＬＴＥ−ＡＲｅｌｅａｓｅ−８のＰＤＣＣＨ構造（同一コーディング及び同一なＣＣＥ基盤の資源マッピング）を再使用することもできる。

一方、ＤＬＣＣ上でのＰＤＣＣＨが同一なＤＬＣＣ上でのＰＤＳＣＨ資源を割り当てるか、または単一リンクされたＵＬＣＣ上でのＰＵＳＣＨ資源を割り当てる場合にはＣＩＦが設定されない。この場合、ＬＴＥ−ＡＲｅｌｅａｓｅ−８と同一なＰＤＣＣＨ構造（同一コーディング及び同一なＣＣＥ基盤の資源マッピング）とＤＣＩフォーマットが使用できる。

クロスキャリアスケジューリングが可能な時、端末はＣＣ別転送モード及び／又は帯域幅によってモニタリングＣＣの制御領域で複数のＤＣＩに対するＰＤＣＣＨをモニタリングすることが必要である。したがって、これを支援することができる検索空間の構成とＰＤＣＣＨモニタリングが必要である。

キャリアアグリゲーションシステムにおいて、端末ＤＬＣＣ集合は端末がＰＤＳＣＨを受信するようにスケジューリングされたＤＬＣＣの集合を示し、端末ＵＬＣＣ集合は端末がＰＵＳＣＨを転送するようにスケジューリングされたＵＬＣＣの集合を示す。また、ＰＤＣＣＨモニタリング集合（ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇｓｅｔ）はＰＤＣＣＨモニタリングを遂行する少なくとも一つのＤＬＣＣの集合を示す。ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬＣＣ集合と同一であるか、または端末ＤＬＣＣ集合の副集合（ｓｕｂｓｅｔ）でありうる。ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬＣＣ集合内のＤＬＣＣのうち、少なくともいずれか一つを含むことができる。または、ＰＤＣＣＨモニタリング集合は端末ＤＬＣＣ集合に関わらず、別個に定義できる。ＰＤＣＣＨモニタリング集合に含まれるＤＬＣＣはリンクされたＵＬＣＣに対する自己スケジューリング（ｓｅｌｆｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）は常に可能であるように設定できる。このような端末ＤＬＣＣ集合、端末ＵＬＣＣ集合、及びＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末固有（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）、端末グループ固有（ＵＥｇｒｏｕｐ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）またはセル固有（Ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）に設定できる。

クロスキャリアスケジューリングが不活性化された場合には、ＰＤＣＣＨモニタリング集合が常に端末ＤＬＣＣ集合と同一であることを意味し、このような場合にはＰＤＣＣＨモニタリング集合に対する別途のシグナリングのような指示が必要でない。しかしながら、クロスキャリアスケジューリングが活性化された場合には、ＰＤＣＣＨモニタリング集合が端末ＤＬＣＣ集合内で定義されることが好ましい。即ち、端末に対してＰＤＳＣＨまたはＰＵＳＣＨをスケジューリングするために、基地局はＰＤＣＣＨモニタリング集合のみを通じてＰＤＣＣＨを転送する。

図１０は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるクロスキャリアスケジューリングに従うサブフレーム構造の一例を示した図である。

図１０を参照すると、ＬＴＥ−Ａ端末のためのＤＬサブフレームは３個のＤＬＣＣが結合されており、ＤＬＣＣ ‘Ａ’はＰＤＣＣＨモニタリングＤＬＣＣに設定された場合を示す。ＣＩＦが使われない場合、各ＤＬＣＣはＣＩＦ無しで自身のＰＤＳＣＨをスケジューリングするＰＤＣＣＨを転送することができる。一方、ＣＩＦが上位層シグナリングを通じて使われる場合、唯一つのＤＬＣＣ ‘Ａ’のみＣＩＦを用いて自身のＰＤＳＣＨまたは他のＣＣのＰＤＳＣＨをスケジューリングするＰＤＣＣＨを転送することができる。この際、ＰＤＣＣＨモニタリングＤＬＣＣに設定されないＤＬＣＣ ‘Ｂ’と‘Ｃ’はＰＤＣＣＨを転送しない。

一般的なＡＣＫ／ＮＡＣＫマルチプレックス方法

端末がｅＮＢから受信される多数のデータユニットに該当する多数のＡＣＫ／ＮＡＣＫを同時に送信しなければならない状況で、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号の単一周波数特性を維持し、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信電力を減らすために、ＰＵＣＣＨ資源選択に基づいたＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化方法が考慮されることができる。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化と共に、多数のデータユニットに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ応答のコンテンツは、実際にＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信に使用されるＰＵＣＣＨ資源とＱＰＳＫ変調シンボルの資源の結合により識別される。

例えば、万一、一つのＰＵＣＣＨ資源が４ビットを送信し、４個のデータユニットが最大で送信されることができる場合、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ結果は、以下の表６のようにｅＮＢで識別されることができる。

前記表６中、ＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）は、第ｉ番目のデータユニット（ｄａｔａｕｎｉｔ）に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ結果を表す。前記表５中、ＤＴＸ（ＤＴＸ（ＤｉｓｃｏｎｔＩｎｕｏｕｓＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）は、該当するＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）のために送信されるデータユニットがないか、または端末がＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）に対応するデータユニットを検出できないことを意味する。

前記表５によれば、最大４個のＰＵＣＣＨ資源
があり、ｂ（０）、ｂ（１）は、選択されたＰＵＣＣＨを利用して送信される２個のビットである。

例えば、端末が４個のデータユニット全部の受信に成功すると、端末は、
を利用して２ビット（１，１）を送信する。

端末が第１番目及び第３番目のデータユニットでデコードに失敗し、第２番目及び第４番目のデータユニットでデコードに成功すると、端末は、
を利用してビット（１，０）を送信する。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル選択で、少なくとも一つのＡＣＫがあると、ＮＡＣＫとＤＴＸは対になる（ｃｏｕｐｌｅ）。これは予約された（ｒｅｓｅｒｖｅｄ）ＰＵＣＣＨ資源とＱＰＳＫシンボルの組み合わせでは、すべてのＡＣＫ／ＮＡＣＫ状態を表すことができないためである。しかしながら、ＡＣＫがないと、ＤＴＸは、ＮＡＣＫと分離される（ｄｅｃｏｕｐｌｅ）。

この場合、一個の明確なＮＡＣＫに該当するデータユニットにリンクされたＰＵＣＣＨ資源は、多数のＡＣＫ／ＮＡＣＫの信号を送信するためにまた予約されることができる。

半持続的スケジューリング（Ｓｅｍｉ−ＰｅｒｓｉｓｔｅｎｔＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）のためＰＤＣＣＨ確認（ｖａｌｉｄａｔｉｏｎ）

半持続的スケジューリング（ＳＰＳ：Ｓｅｍｉ−ＰｅｒｓｉｓｔｅｎｔＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）は、特定端末に資源を特定時区間の間に持続的に維持されるように割り当てるスケジューリング方式である。

ＶｏＩＰ（ＶｏｉｃｅｏｖｅｒＩｎｔｅｒｎｅｔＰｒｏｔｏｃｏｌ）のように、特定時間の間に一定量のデータが送信される場合には、資源割り当てのために各データ送信区間ごとに制御情報を送信する必要がないから、ＳＰＳ方式を使用して制御情報の浪費を減らすことができる。いわゆる半持続的スケジューリング（ＳＰＳ：Ｓｅｍｉ−ＰｅｒｓｉｓｔｅｎｔＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）方法では、端末に資源が割り当てられうる時間資源領域をまず割り当てる。

このとき、半持続的割り当て方法では、特定端末に割り当てられる時間資源領域が周期性を有するように設定できる。その次に、必要によって周波数資源領域を割り当てることによって、時間−周波数資源の割り当てを完成する。このように周波数資源領域を割り当てることをいわゆる活性化（Ａｃｔｉｖａｔｉｏｎ）と呼ぶことができる。半持続的割り当て方法を使用すると、一回のシグナリングにより、一定期間の間に資源割り当てが維持されるから、繰り返し的に資源割り当てをする必要がなくなって、シグナリングオーバヘッドを減らすことができる。

その後、前記端末に対する資源割り当てが要らなくなると、周波数資源割り当てを解除するためのシグナリングを基地局から端末に送信できる。このように周波数資源領域の割り当てを解除（ｒｅｌｅａｓｅ）することを非活性化（Ｄｅａｃｔｉｖａｔｉｏｎ）と呼ぶことができる。

現在ＬＴＥでは、アップリンク及び／またはダウンリンクに対するＳＰＳのために、まずＲＲＣ（ＲａｄｉｏＲｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｔｒｏｌ）シグナリングを介してどのサブフレームでＳＰＳ送信／受信しなければならないのかを端末に知らせる。すなわち、ＲＲＣシグナリングを介してＳＰＳのために割り当てられる時間−周波数資源のうち、時間資源をまず指定する。使用されることができるサブフレームを知らせるために、例えばサブフレームの周期とオフセットを知らせることができる。しかしながら、端末は、ＲＲＣシグナリングを介しては時間資源領域のみが割り当てられるから、ＲＲＣシグナリングを受けたとしても直にＳＰＳによった送受信を行わず、必要によって周波数資源領域を割り当てることによって、時間−周波数資源の割り当てを完成する。このように周波数資源領域を割り当てることを活性化（Ａｃｔｉｖａｔｉｏｎ）と呼ぶことができ、周波数資源領域の割り当てを解除（ｒｅｌｅａｓｅ）することを非活性化（Ｄｅａｃｔｉｖａｔｉｏｎ）と呼ぶことができる。

したがって、端末は、活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信した後に、その受信されたＰＤＣＣＨに含まれたＲＢ割り当て情報に応じて周波数資源を割り当て、ＭＣＳ（ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄＣｏｄｉｎｇＳｃｈｅｍｅ）情報に応じた変調（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）及び符号率（ＣｏｄｅＲａｔｅ）を適用して、前記ＲＲＣシグナリングを介して割り当てられたサブフレーム周期とオフセットに応じて送受信を行い始める。

その後、端末は基地局から非活性化を知らせるＰＤＣＣＨを受信すると、送受信を中断する。万一、送受信を中断した以後に活性化または再活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信すると、そのＰＤＣＣＨで指定したＲＢ割り当て、ＭＣＳなどを使用して、ＲＲＣシグナリングで割り当てられたサブフレーム周期とオフセットを有して再度送受信を再開する。すなわち、時間資源の割り当ては、ＲＲＣシグナリングを介して行われるが、実際の信号の送受信は、ＳＰＳの活性化及び再活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信した後に行われることができ、信号送受信の中断は、ＳＰＳの非活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信した後に行われる。

端末は、次のような条件をすべて満たす場合に、ＳＰＳ指示を含むＰＤＣＣＨを確認することができる。第一に、ＰＤＣＣＨペイロードのために追加されたＣＲＣパリティビットがＳＰＳＣ−ＲＮＴＩでスクランブルされなければならず、第２に新しいデータ指示子（ＮＤＩ：ＮｅｗＤａｔａＩｎｄｉｃａｔｏｒ）フィールドが０にセットされなければならない。ここで、ＤＣＩフォーマット２、２Ａ、２Ｂ及び２Ｃの場合、新しいデータ指示子フィールドは、活性化された送信ブロックの一つを表す。

そして、ＤＣＩフォーマットに使用される各フィールドが以下の表４及び表５によってセットされると、確認が完了する。このような確認が完了すると、端末は受信したＤＣＩ情報を有効なＳＰＳ活性化または非活性化（または解除）であることを認識する。反面、確認が完了しないと、端末は、受信したＤＣＩフォーマットに非マッチング（ｎｏｎ−ｍａｔｃｈｉｎｇ）ＣＲＣが含まれたと認識する。

表７は、ＳＰＳ活性化を指示するＰＤＣＣＨ確認のためのフィールドを表す。

表８は、ＳＰＳ非活性化（または解除）を指示するＰＤＣＣＨ確認のためのフィールドを表す。

ＤＣＩフォーマットがＳＰＳダウンリンクスケジューリング活性化を指示する場合、ＰＵＣＣＨフィールドのためのＴＰＣ命令値は、上位層により設定された４個のＰＵＣＣＨ資源値を表すインデックスとして使用されることができる。

ＰＵＣＣＨｐｉｇｇｙｂａｃｋｉｎｇｉｎＲｅｌ−８ＬＴＥ

図１１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてＵＬ−ＳＣＨの送信チャネルプロセシングの一例を示す図である。

３ＧＰＰＬＴＥシステム（＝Ｅ−ＵＴＲＡ、Ｒｅｌ．８）では、ＵＬの場合、端末機のパワーアンプの効率的な活用のために、パワーアンプの性能に影響を及ぼすＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ）特性またはＣＭ（ＣｕｂｉｃＭｅｔｒｉｃ）特性が良いｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒ送信を維持するようになっている。すなわち、従来のＬＴＥシステムのＰＵＳＣＨ送信の場合、送信しようとするデータをＤＦＴ−ｐｒｅｃｏｄｉｎｇを介してｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒ特性を維持し、ＰＵＣＣＨ送信の場合は、ｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒ特性を有しているｓｅｑｕｅｎｃｅに情報を載せて送信することによって、ｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒ特性を維持できる。しかし、ＤＦＴ−ｐｒｅｃｏｄｉｎｇを一つのデータを周波数軸に非連続的に割り当てるか、またはＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨが同時に送信するようになる場合には、このようなｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒ特性が破られるようになる。したがって、図１１のように、ＰＵＣＣＨ送信と同じｓｕｂｆｒａｍｅにＰＵＳＣＨ送信がある場合、ｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒ特性を維持するためにＰＵＣＣＨに送信するＵＣＩ（ｕｐｌｉｎｋｃｏｎｔｒｏｌｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）情報をＰＵＳＣＨを介してデータと共に送信（Ｐｉｇｇｙｂａｃｋ）するようになっている。

前で説明したように、従来のＬＴＥ端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨが同時に送信されることができないから、ＰＵＳＣＨが送信されるｓｕｂｆｒａｍｅでは、ＵｐｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ（ＵＣＩ）（ＣＱＩ／ＰＭＩ、ＨＡＲＱ−ＡＣＫ、ＲＩ等）をＰＵＳＣＨ領域にｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇする方法を使用する。

一例として、ＰＵＳＣＨを送信するようにａｌｌｏｃａｔｉｏｎされたｓｕｂｆｒａｍｅにおいてＣｈａｎｎｅｌＱｕａｌｉｔｙＩｎｄｉｃａｔｏｒ（ＣＱＩ）ａｎｄ／ｏｒＰｒｅｃｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｘＩｎｄｉｃａｔｏｒ（ＰＭＩ）を送信しなければならない場合、ＵＬ−ＳＣＨｄａｔａとＣＱＩ／ＰＭＩをＤＦＴ−ｓｐｒｅａｄｉｎｇ以前にｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇして、ｃｏｎｔｒｏｌ情報とｄａｔａを共に送信できる。この場合、ＵＬ−ＳＣＨｄａｔａは、ＣＱＩ／ＰＭＩｒｅｓｏｕｒｃｅを考慮してｒａｔｅ−ｍａｔｃｈｉｎｇを行うようになる。またＨＡＲＱＡＣＫ、ＲＩ等のｃｏｎｔｒｏｌ情報は、ＵＬ−ＳＣＨｄａｔａをｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇして、ＰＵＳＣＨ領域にｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇされる方式が使用されている。

図１２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて送信チャネル（ｔｒａｎｓｐｏｒｔｃｈａｎｎｅｌ）であるアップリンク共有チャネルの信号処理過程の一例を示す図である。

以下、アップリンク共有チャネル（以下、「ＵＬ−ＳＣＨ」という。）の信号処理過程は、一つ以上の送信チャネルまたは制御情報タイプに適用されることができる。

図１２を参照すると、ＵＬ−ＳＣＨは、送信時間区間（ＴＴＩ：ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｔｉｍｅｉｎｔｅｒｖａｌ）ごとに一度ずつデータを送信ブロック（ＴＢ：ＴｒａｎｓｐｏｒｔＢｌｏｃｋ）の形態で符号化ユニット（ｃｏｎｄｉｎｇｕｎｉｔ）に伝達される。

上位層から伝達された送信ブロックのビット
にＣＲＣパリティビット（ｐａｒｉｔｙｂｉｔ）
を付着する（Ｓ１２０１０）。このとき、Ａは、送信ブロックの大きさであり、Ｌは、パリティビットの個数である。ＣＲＣが付着された入力ビットは、
のとおりである。このとき、Ｂは、ＣＲＣを含んだ送信ブロックのビット数を表す。

は、ＴＢの大きさによって複数のコードブロック（ＣＢ：Ｃｏｄｅｂｌｏｃｋ）に分割（ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）され、分割された複数のＣＢにＣＲＣが付着される（Ｓ１２０２０）。コードブロック分割及びＣＲＣ付着後のビットは、
のとおりである。ここでｒは、コードブロックの番号（ｒ＝０，．．．，Ｃ−１）で、Ｋｒは、コードブロックｒに応じたビット数である。また、Ｃは、コードブロックの総個数を表す。

次に、チャネル符号化（ｃｈａｎｎｅｌｃｏｄｉｎｇ）が行われる（Ｓ１２０３０）。チャネル符号化後の出力ビットは、
のとおりである。このとき、ｉは、符号化されたストリームインデックスであり、０、１または２の値を有することができる。Ｄｒは、コードブロックｒのための第ｉ番目の符号化されたストリームのビット数を表す。ｒは、コードブロック番号（ｒ＝０，．．．，Ｃ−１）で、Ｃは、コードブロックの総個数を表す。各コードブロックは、各々ターボコーディングによって符号化されることができる。

次に、レートマッチング（ＲａｔｅＭａｔｃｈｉｎｇ）が行われる（Ｓ１２０４０）。レートマッチングを経た以後のビットは、
、のとおりである。このとき、ｒは、コードブロックの番号で（ｒ＝０，．．．，Ｃ−１）、Ｃは、コードブロックの総個数を表す。Ｅｒは、ｒ番目のコードブロックのレートマッチングされたビットの個数を表す。

次に、再度コードブロック間の結合（ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ）が行われる（Ｓ１２０５０）。コードブロックの結合が行われた後のビットは、
のとおりである。このとき、Ｇは、送信のための符号化されたビットの総個数を表し、制御情報がＵＬ−ＳＣＨ送信と多重化される時、制御情報送信のために使用されるビット数は含まれない。

一方、ＰＵＳＣＨで制御情報が送信される時、制御情報であるＣＱＩ／ＰＭＩ、ＲＩ、ＡＣＫ／ＮＡＣＫは、各々独立的にチャネル符号化が行われる（Ｓ１２０７０、Ｓ１２０８０、Ｓ１２０９０）。各制御情報の送信のために、各々互いに異なる符号化されたシンボルが割り当てられるために、各々の制御情報は、互いに異なるコーディングレート（ｃｏｄｉｎｇｒａｔｅ）を有する。

ＴＤＤ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ）においてＡＣＫ／ＮＡＣＫフィードバック（ｆｅｅｄｂａｃｋ）モードは、上位層設定によりＡＣＫ／ＮＡＣＫバンドリング（ｂｕｎｄｌｉｎｇ）及びＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の２通りのモードが支援される。ＡＣＫ／ＮＡＣＫバンドリングのために、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報ビットは、１ビットまたは２ビットから構成され、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化のために、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報ビットは、１ビットから４ビットの間で構成される。

ステップＳ１３４にてコードブロック間の結合ステップ以後に、ＵＬ−ＳＣＨデータの符号化されたビット
とＣＱＩ／ＰＭＩの符号化されたビット
の多重化が行われる（Ｓ１２０６０）。データとＣＱＩ／ＰＭＩの多重化された結果は、
のとおりである。このとき、
は、
長さを有するカラム（ｃｏｌｕｍｎ）ベクトルを表す。
であり、
である。
は、ＵＬ−ＳＣＨ送信ブロックがマッピングされたレイヤーの個数を表し、Ｈは、送信ブロックがマッピングされた
個の送信レイヤーにＵＬ−ＳＣＨデータとＣＱＩ／ＰＭＩ情報のために割り当てられた符号化された全ビットの個数を表す。

次に、多重化されるデータとＣＱＩ／ＰＭＩ、別にチャネル符号化されたＲＩ、ＡＣＫ／ＮＡＣＫは、チャネルインターリビングされて出力信号が生成される（Ｓ１２１００）。

ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−ＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）

ＭＩＭＯ技術は、いままで一般に一個の送信アンテナと一個の受信アンテナを使用していたことから脱皮して、複数送信（Ｔｘ）アンテナと複数受信（Ｒｘ）アンテナを使用する。言い換えれば、ＭＩＭＯ技術は、無線通信システムの送信端または受信端において複数入出力アンテナを使用して容量増大または性能改善を試みるための技術である。以下、「ＭＩＭＯ」を「複数入出力アンテナ」と称する。

さらに具体的に、複数入出力アンテナ技術は、一つの完全なメッセージ（ｔｏｔａｌｍｅｓｓａｇｅ）を受信するために、一個のアンテナ経路に依存しなく、複数のアンテナを介して受信した複数のデータ片を収集して完全なデータを完成させる。結果的に、複数入出力アンテナ技術は、特定システム範囲内でデータ送信率を増加させることができ、また特定データ送信率を介してシステム範囲を増加させることができる。

次世代移動通信は、従来の移動通信に比べてはるかに高いデータ送信率を要求するので、効率的な複数入出力アンテナ技術が必ず必要になると予想される。このような状況でＭＩＭＯ通信技術は、移動通信端末と中継器などに幅広く使用することができる次世代移動通信技術であり、データ通信拡大などにより限界状況により他の移動通信の送信量限界を克服できる技術として関心を集めている。

一方、現在研究されている多様な送信効率向上技術のうち、複数入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）技術は、追加的な周波数の割り当てまたは電力増加がなくても、通信容量及び送受信性能を画期的に向上させることができる方法として、現在最も大きな注目を受けている。

図１３は、一般的な複数入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。

図１３を参照すると、送信アンテナの数をＮ＿Ｔ個に、受信アンテナの数をＮ＿Ｒ個に同時に増やすようになると、送信機または受信機においてのみ多数のアンテナを使用するようになる場合とは異なり、アンテナ数に比例して理論的なチャネル送信容量が増加するので、送信レート（ｔｒａｎｓｆｅｒｒａｔｅ）を向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。この場合、チャネル送信容量の増加に応じた送信レートは、一つのアンテナを利用する場合の最大送信レート（Ｒ＿ｏ）に次のようなレート増加率（Ｒ＿ｉ）が掛けられた分だけ理論的に増加できる。

すなわち、例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを利用するＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて理論上４倍の送信レートを獲得できる。

このような複数入出力アンテナの技術は、多様なチャネル経路を通過したシンボルを利用して送信信頼度を上げる空間ダイバーシチ（ｓｐａｔｉａｌｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式と、多数の送信アンテナを利用して多数のデータシンボルを同時に送信して送信率を向上させる空間マルチプレクス（ｓｐａｔｉａｌｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式とに分けることができる。また、このような２通りの方式を適切に結合して、各々の長所を適切に得ようとする方式に対する研究も、最近たくさん研究されている分野である。

各々の方式に対して、もう少し具体的に述べると、以下のとおりである。

第一に、空間ダイバーシチ方式の場合には、時空間ブロック符号系列と、ダイバーシチ利得と符号化利得を同時に利用する時空間トレリス（Ｔｒｅｌｉｓ）符号系列方式がある。一般にビットエラー率の改善性能と符号生成自由度は、トレリス符号方式が優秀であるが、演算複雑度は、時空間ブロック符号が簡単である。このような空間ダイバーシチ利得は、送信アンテナ数（Ｎ＿Ｔ）と受信アンテナ数（Ｎ＿Ｒ）の積（Ｎ＿Ｔ×Ｎ＿Ｒ）に該当する量を得ることができる。

第２に、空間マルチプレクス技法は、各送信アンテナから互いに異なるデータ列を送信する方法であるが、このとき、受信機では、送信機から同時に送信されたデータの間に相互干渉が発生するようになる。受信機では、この干渉を適切な信号処理技法を利用して除去した後に受信する。ここに使用される雑音除去方式は、ＭＬＤ（ｍａｘｉｍｕｍｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）受信機、ＺＦ（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）受信機、ＭＭＳＥ（ｍｉｎｉｍｕｍｍｅａｎｓｑｕａｒｅｅｒｒｏｒ）受信機、Ｄ−ＢＬＡＳＴ（Ｄｉａｇｏｎａｌ−ＢｅｌｌＬａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓＬａｙｅｒｅｄＳｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ−ＢｅｌｌＬａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓＬａｙｅｒｅｄＳｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）などがあり、特に送信端でチャネル情報が分かる場合には、ＳＶＤ（ｓｉｎｇｕｌａｒｖａｌｕｅｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）方式などを使用することができる。

第３に、空間ダイバーシチと空間マルチプレクスの結合された技法を例に挙げることができる。空間ダイバーシチ利得だけを得る場合、ダイバーシチ次数の増加に応じた性能改善利得が順次飽和し、空間マルチプレクス利得だけを取ると、無線チャネルにおいて送信信頼度が低下する。これを解決しながら２通りの利得を全て得る方式が研究されてきたし、このうち、空間ブロック符号（Ｄｏｕｂｌｅ−ＳＴＴＤ）、時空間ＢＩＣＭ（ＳＴＢＩＣＭ）などの方式がある。

上述のような複数入出力アンテナシステムにおける通信方法をさらに具体的な方法で説明するために、これを数学的にモデリングする場合、次のように表すことができる。

まず、図１３に示すように、ＮＴ個の送信アンテナとＮＲ個の受信アンテナが存在すると仮定する。

まず、送信信号に対して述べると、このようにＮＴ個の送信アンテナがある場合、最大送信可能な情報は、ＮＴ個であるので、これを次のようなベクトルで表すことができる。

一方、各々の送信情報ｓ１，ｓ２，．．．，ｓＮＴにおいて送信電力を異なるものにすることができ、このとき、各々の送信電力をＰ１，Ｐ２，．．．，ＰＮＴとすると、送信電力が調整された送信情報は、次のようなベクトルで表すことができる。

また、
を送信電力の対角行列Ｐで次のように表すことができる。

一方、送信電力が調整された情報ベクトル
は、その後加重値行列Ｗが掛けられて実際に送信されるＮＴ個の送信信号ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮＴを構成する。ここで、加重値行列は、送信チャネル状況などによって送信情報を各アンテナに適切に分配する役割を行う。このような送信信号ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮＴを、ベクトルｘを利用して次のように表すことができる。

式中、ｗｉｊは、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の送信情報間の加重値を表し、Ｗは、これを行列で表したものである。このような行列Ｗを加重値行列（ＷｅｉｇｈｔＭａｔｒｉｘ）またはプリコーディング行列（ＰｒｅｃｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｘ）と呼ぶ。

一方、上述のような送信信号（ｘ）は、空間ダイバーシチを使用する場合と空間マルチプレクシングを使用する場合とに分けて考えてみることができる。

空間マルチプレクシングを使用する場合は、互いに異なる信号を多重化して送るようになるので、情報ベクトルｓの元素が全部異なる値を有するようになることに対し、空間ダイバーシチを使用するようになると、同じ信号を複数のチャネル経路を通じて送るようになるので、情報ベクトルｓの元素が全部同じ値を有するようになる。

もちろん、空間マルチプレクシングと空間ダイバーシチを混合する方法も考慮可能である。すなわち、例えば３個の送信アンテナを介して同じ信号を空間ダイバーシチを利用して送信し、残りは、各々異なる信号を空間マルチプレクシングして送る場合も考慮することができる。

次に、受信信号は、ＮＲ個の受信アンテナがある場合、各アンテナの受信信号ｙ１、ｙ２，．．．，ｙＮＲをベクトルｙで次のように表すことにする。

一方、複数入出力アンテナ通信システムにおけるチャネルをモデリングする場合、各々のチャネルは、送受信アンテナインデックスによって区分でき、送信アンテナｊから受信アンテナｉを経るチャネルをｈｉｊで表示することにする。ここで、ｈｉｊのインデックスの順序は、受信アンテナインデックスが先、送信アンテナのインデックスが後であることに留意する。

このようなチャネルは、いくつかを一つにクループ化してベクトル及び行列形態でも表示可能である。ベクトル表示の例を挙げて説明すれば、次の通りである。

図１４は、多数の送信アンテナから一つの受信アンテナへのチャネルを示した図である。

図１４に示すように、全ＮＴ個の送信アンテナから受信アンテナｉに到着するチャネルは、次のように表現可能である。

また、前記数式７のような行列表現を用いてＮＴ個の送信アンテナからＮＲ個の受信アンテナを経るチャネルを全部表す場合、次のように表すことができる。

一方、実際のチャネルは、上のようなチャネル行列Ｈを経た後に白色雑音（ＡＷＧＮ：ＡｄｄｉｔｉｖｅＷｈｉｔｅＧａｕｓｓｉａｎＮｏｉｓｅ）が加えられるようになるので、ＮＲ個の受信アンテナの各々に加えられる白色雑音ｎ１，ｎ２，．．．，ｎＮＲをベクトルで表現すれば、以下のとおりである。

上述のような送信信号、受信信号、チャネル、及び白色雑音のモデリングを介して複数入出力アンテナ通信システムでの各々は、次のような関係を介して表すことができる。

一方、チャネルの状態を表すチャネル行列Hの行と列の数は、送受信アンテナの数によって決定される。チャネル行列Ｈは、上述のように行の数は、受信アンテナの数ＮＲと同じになり、列の数は、送信アンテナの数Ｎ＿Ｔと同じになる。すなわち、チャネル行列Ｈは、ＮＲ×ＮＴ行列になる。

一般に、行列のランク（ｒａｎｋ）は、互いに独立な（ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）行または列の個数の中で最小の個数で定義される。したがって、行列のランクは、行または列の個数より大きくなってはならない。数式的に例を挙げれば、チャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ（Ｈ））は、次のように制限される。

また、行列を固有値分解（Ｅｉｇｅｎｖａｌｕｅｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）したとき、ランクは、固有値（ｅｉｇｅｎｖａｌｕｅ）のうち、０でない固有値の個数で定義することができる。似た方法で、ランクをＳＶＤ（ｓｉｎｇｕｌａｒｖａｌｕｅｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）したとき、０でない特異値（ｓｉｎｇｕｌａｒｖａｌｕｅ）の個数で定義することができる。したがって、チャネル行列においてランクの物理的な意味は、与えられたチャネルで互いに異なる情報を送ることができる最大数と言える。

本明細書において、ＭＩＭＯ送信に対する「ランク（Ｒａｎｋ）」は、特定時点及び特定周波数資源において独立的に信号を送信できる経路の数を表し、「レイヤー（ｌａｙｅｒ）の個数」は、各経路を介して送信される信号ストリームの個数を表す。一般に、送信端は、信号送信に利用されるランク数に対応する数のレイヤーを送信するから、特別な言及がない限り、ランクは、レイヤーの個数と同じ意味を有する。

参照信号（ＲＳ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）

無線通信システムにおけるデータは、無線チャネルを介して送信されるから、信号は、送信中に歪むことがある。受信端で歪んだ信号を正確に受信するために、受信された信号の歪みは、チャネル情報を利用して補正されなければならない。チャネル情報を検出するために、送信側と受信側ともが知っている信号送信方法と、信号がチャネルを介して送信される時に歪んだ程度を利用してチャネル情報を検出する方法を主に利用する。上述した信号をパイロット信号または参照信号（ＲＳ：ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）という。

また、最近大部分の移動通信システムにおいてパケットを送信するとき、いままで一個の送信アンテナと一個の受信アンテナを使用したことから脱皮し、多重送信アンテナと多重受信アンテナを採択して送受信データの効率を向上させることができる方法を使用する。複数入出力アンテナを利用してデータを送受信するとき、信号を正確に受信するために、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル状態が検出されなければならない。したがって、各送信アンテナは、個別的な参照信号を持たなければならない。

移動通信システムにおけるＲＳは、その目的によって大きく２通りに区分されることができる。チャネル状態情報獲得のための目的のＲＳとデータ復調のために使用されるＲＳがある。前者は、ＵＥがダウンリンクへのチャネル状態情報を獲得することにその目的があるので、広帯域に送信されなければならず、特定サブフレームでダウンリンクデータを受信しないＵＥであっても、そのＲＳを受信し測定できなければならない。また、これは、ハンドオーバーなどの測定などのためにも使用される。後者は、基地局がダウンリンクを送る時、該当リソースに共に送るＲＳであって、ＵＥは、該当ＲＳを受信することによってチャネル推定を行うことができ、したがって、データを復調できるようになる。このＲＳは、データが送信される領域に送信されなければならない。

下り参照信号は、セル内のすべての端末が共有するチャネル状態に対する情報獲得及びハンドオーバーなどの測定などのための一つの共通参照信号（ＣＲＳ：ｃｏｍｍｏｎＲＳ）と特定端末だけのためにデータ復調のために使用される専用参照信号（ｄｅｄｉｃａｔｅｄＲＳ）がある。このような参照信号を利用して、復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とチャネル測定（ｃｈａｎｎｅｌｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）のための情報を提供できる。すなわち、ＤＲＳは、データ復調用のみに使用され、ＣＲＳは、チャネル情報獲得及びデータ復調の２通りの目的として使用される。

受信側（すなわち、端末）は、ＣＲＳからチャネル状態を測定し、ＣＱＩ（ＣｈａｎｎｅｌＱｕａｌｉｔｙＩｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（ＰｒｅｃｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｘＩｎｄｅｘ）及び／またはＲＩ（ＲａｎｋＩｎｄｉｃａｔｏｒ）のようなチャネル品質と関連した指示子を送信側（すなわち、基地局）にフィードバックする。ＣＲＳは、セル固有基準信号（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃＲＳ）ともいう。これに対し、チャネル状態情報（ＣＳＩ：ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）のフィードバックと関連した参照信号をＣＳＩ−ＲＳと定義することができる。

ＤＲＳは、ＰＤＳＣＨ上のデータ復調が必要な場合、資源要素を介して送信されることができる。端末は、上位層を介してＤＲＳが存在するかどうかを受信することができ、対応するＰＤＳＣＨがマッピングされたときに限って有効である。ＤＲＳを端末固有参照信号（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃＲＳ）または復調参照信号（ＤＭＲＳ：ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲＳ）ということができる。

図１５は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンク資源ブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。

図１５を参照すると、参照信号がマッピングされる単位としてダウンリンク資源ブロック対は、時間領域において一つのサブフレーム×周波数領域において１２個の副搬送波で表すことができる。すなわち、時間軸（ｘ軸）上において一つの資源ブロック対は、一般サイクリックプレフィックス（ｎｏｒｍａｌＣＰ：ｎｏｒｍａｌＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）の場合、１４個のＯＦＤＭシンボルの長さを有し（図５（ａ）の場合）、拡張サイクリックプレフィックス（ｅｘｔｅｎｄｅｄＣＰ：ｅｘｔｅｎｄｅｄＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）の場合、１２個のＯＦＤＭシンボルの長さを有する（図５（ｂ）の場合）。資源ブロック格子において「０」、「１」、「２」及び「３」と記載された資源要素（ＲＥｓ）は、それぞれアンテナポートインデックス「０」、「１」、「２」及び「３」のＣＲＳの位置を意味し、「Ｄ」と記載された資源要素は、ＤＲＳの位置を意味する。

以下、ＣＲＳに対してさらに詳細に述べると、ＣＲＳは、物理的アンテナのチャネルを推定するために使用され、セル内に位置したすべての端末に共通に受信されることができる参照信号として周波数帯域全体に分布する。すなわち、このＣＲＳは、ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃなシグナルで、広帯域に対して各サブフレームごとに送信される。また、ＣＲＳはチャネル品質情報（ＣＳＩ）及びデータ復調のために利用されることができる。

ＣＲＳは、送信側（基地局）でのアンテナ配列によって多様なフォーマットで定義される。３ＧＰＰＬＴＥシステム（例えば、リリース−８）では、基地局の送信アンテナ個数に応じて、最大４個のアンテナポートに対するＲＳが送信される。ダウンリンク信号送信側は、単一の送信アンテナ、２個の送信アンテナ及び４個の送信アンテナのように、３種類のアンテナ配列を有する。例えば、基地局の送信アンテナの個数が二つである場合、０番と１番アンテナポートに対するＣＲＳが送信され、４つである場合、０〜３番アンテナポートに対するＣＲＳが各々送信される。

基地局が単一の送信アンテナを使用する場合、単一アンテナポートのための参照信号が配列される。

基地局が２個の送信アンテナを使用する場合、２個の送信アンテナポートのための参照信号は、時分割多重化（ＴＤＭ：ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）及び／または周波数分割多重化（ＦＤＭＦｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を利用して配列される。すなわち、２個のアンテナポートのための参照信号は、各々が区別されるために互いに異なる時間資源及び／または互いに異なる周波数資源が割り当てられる。

その上、基地局が４個の送信アンテナを使用する場合、４個の送信アンテナポートのための参照信号は、ＴＤＭ及び／またはＦＤＭ方式を利用して配列される。ダウンリンク信号の受信側（端末）によって測定されたチャネル情報は、単一の送信アンテナ送信、送信ダイバーシチ、閉ループ空間多重化（ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐｓｐａｔｉａｌｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ−ｌｏｏｐｓｐａｔｉａｌｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）または複数ユーザ−複数入出力アンテナ（Ｍｕｌｔｉ−ＵｓｅｒＭＩＭＯ）のような送信方式を利用して送信されたデータを復調するために使用されることができる。

複数入出力アンテナが支援される場合、参照信号が特定のアンテナポートから送信されるとき、前記参照信号は、参照信号のパターンに応じて特定された資源要素の位置に送信され、他のアンテナポートのために特定された資源要素の位置に送信されない。すなわち、互いに異なるアンテナ間の参照信号は、互いに重ならない。

資源ブロックにＣＲＳをマッピングする規則は、次の通りに定義される。

数式１２において、ｋ及びｌは、各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを表し、ｐは、アンテナポートを示す。
は、一つのダウンリンクスロットでのＯＦＤＭシンボルの数を表し、
は、ダウンリンクに割り当てられた無線資源の数を表す。ｎｓは、スロットインデックスを表し、
は、セルＩＤを表す。ｍｏｄは、モジュロ（ｍｏｄｕｌｏ）演算を表す。参照信号の位置は、周波数領域で
値によって変わる。
は、セルＩＤに従属するので、参照信号の位置は、セルによって多様な周波数シフト（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｓｈｉｆｔ）値を有する。

より具体的に、ＣＲＳを介してチャネル推定性能を向上させるために、ＣＲＳの位置は、セルによって周波数領域で偏移できる。例えば、参照信号が３個の副搬送波の間隔で位置する場合、一つのセルでの参照信号は、３ｋ番目の副搬送波に割り当てられ、他のセルでの参照信号は、３ｋ＋１番目の副搬送波に割り当てられる。一つのアンテナポートの観点で参照信号は、周波数領域で６個の資源要素間隔で配列され、さらに他のアンテナポートに割り当てられた参照信号とは、３個の資源要素間隔で分離される。

時間領域で参照信号は各スロットのシンボルインデックス０で（から）ついて（始める）始まって同一間隔（ｃｏｎｓｔａｎｔｉｎｔｅｒｖａｌ）で配列される。時間間隔は、サイクリックプレフィックス長に応じて異なるように定義される。一般サイクリックプレフィックスの場合、参照信号はスロットのシンボルインデックス０と４に位置し、拡張サイクリックプレフィックスの場合、参照信号はスロットのシンボルインデックス０と３に位置する。２個のアンテナポートのうち、最大値を有するアンテナポートのための参照信号は、一つのＯＦＤＭシンボル内に定義される。したがって、４個の送信アンテナ送信の場合、参照信号アンテナポート０と１のための参照信号は、スロットのシンボルインデックス０と４（拡張サイクリックプレフィックスの場合、シンボルインデックス０と３）に位置し、アンテナポート２と３のための参照信号は、スロットのシンボルインデックス１に位置する。アンテナポート２と３のための参照信号の周波数領域での位置は、２番目のスロットで互いに交換される。

以下、ＤＲＳについてさらに詳細に述べると、ＤＲＳはデータを復調するために使用される。複数入出力アンテナ送信で特定の端末のために使用されるプリコーディング（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）加重値は、端末が参照信号を受信した時に各送信アンテナから送信された送信チャネルと結合されて、対応するチャネルを推定するために変更無しで使用される。

３ＧＰＰＬＴＥシステム（例えば、リリース−８）は、最大４個の送信アンテナを支援し、ランク１ビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）のためＤＲＳが定義される。ランク１ビームフォーミングのためのＤＲＳはまたアンテナポートインデックス５のための参照信号を表す。

資源ブロックにＤＲＳをマッピングする規則は、次の通りに定義される。数式２は、一般サイクリックプレフィックスである場合を表し、数式３は、拡張サイクリックプレフィックスである場合を表す。

数式１３及び１４中、ｋ及びｌは、各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを表し、ｐは、アンテナポートを表す。
は、周波数領域で資源ブロックの大きさを表し、副搬送波の数として表現される。
は、物理資源ブロックの数を表す。
は、ＰＤＳＣＨ送信のための資源ブロックの周波数帯域を表す。ｎｓは、スロットインデックスを表し、
は、セルＩＤを表す。ｍｏｄは、モジュロ（ｍｏｄｕｌｏ）演算を表す。参照信号の位置は、周波数領域で
値に応じて変わる。
は、セルＩＤに従属するので、参照信号の位置は、セルに応じて多様な周波数シフト（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｓｈｉｆｔ）値を有する。

ＬＴＥシステムの進化発展した形態のＬＴＥ−Ａシステムにおいて、基地局のダウンリンクに最大８個の送信アンテナを支援できるようにデザインされなければならない。したがって、最大８個の送信アンテナに対するＲＳもやはり支援されなければならない。ＬＴＥシステムにおいてダウンリンクＲＳは、最大４個のアンテナポートに対するＲＳのみが定義されているので、ＬＴＥ−Ａシステムにおいて基地局が４個以上最大８個のダウンリンク送信アンテナを有する場合、これらのアンテナポートに対するＲＳが追加的に定義されデザインされなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳは、上述したチャネル測定のためのＲＳとデータ復調のためのＲＳの２通りがすべてデザインされなければならない。

ＬＴＥ−Ａシステムをデザインするにおいて、重要な考慮事項の一つは、下位互換性（ｂａｃｋｗａｒｄｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）、すなわちＬＴＥ端末がＬＴＥ−Ａシステムでも何ら無理なく正常に動作しなければならず、システムもまたこれを支援しなければならないということである。ＲＳ送信観点からは、ＬＴＥで定義されているＣＲＳが全帯域に各サブフレームごとに送信される時間−周波数領域において追加的に最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳが追加的に定義されなければならない。ＬＴＥ−Ａシステムにおいて従来のＬＴＥのＣＲＳと同じ方式で最大８個の送信アンテナに対するＲＳパターンを各サブフレームごとに全帯域に追加するようになると、ＲＳオーバーヘッドが過度に大きくなるようになる。

したがって、ＬＴＥ−Ａシステムにおいて新しくデザインされるＲＳは、大きく２通りの分類に分けられるが、ＭＣＳ、ＰＭＩなどの選択のためのチャネル測定目的のＲＳ（ＣＳＩ−ＲＳ：ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ−ＲＳ、ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｄｉｃａｔｉｏｎ−ＲＳ等）と８個の送信アンテナに送信されるデータ復調のためのＲＳ（ＤＭ−ＲＳ：ＤａｔａＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−ＲＳ）である。

チャネル測定目的のＣＳＩ−ＲＳは、従来のＣＲＳがチャネル測定、ハンドオーバーなどの測定などの目的と同時にデータ復調のために使用されることとは異なり、チャネル測定中心の目的のためにデザインされるという特徴がある。もちろん、これもまた、ハンドオーバーなどの測定などの目的としても使用されることもできる。ＣＳＩ−ＲＳがチャネル状態に対する情報を得る目的としてのみ送信されるので、ＣＲＳとは異なり、各サブフレームごとに送信されなくても良い。ＣＳＩ−ＲＳのオーバーヘッドを減らすために、ＣＳＩ−ＲＳは、時間軸上において間歇的に送信される。

データ復調のために、該当時間−周波数領域でスケジューリングされたＵＥに専用的（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）にＤＭＲＳが送信される。すなわち、特定ＵＥのＤＭ−ＲＳは、該当ＵＥがスケジューリングされた領域、すなわちデータを受信する時間−周波数領域のみに送信されるものである。

ＬＴＥ−ＡシステムにおけるｅＮＢは、すべてのアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを送信しなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを各サブフレームごとに送信することは、オーバーヘッドが過度に大きいという短所があるので、ＣＳＩ−ＲＳは、各サブフレームごとに送信されずに、時間軸上において間歇的に送信されなければオーバーヘッドを減らすことができない。すなわち、ＣＳＩ−ＲＳは、一つのサブフレームの整数倍の周期で周期的に送信されるか、または特定送信パターンで送信されることができる。このとき、ＣＳＩ−ＲＳが送信される周期またはパターンは、ｅＮＢが設定できる。

ＣＳＩ−ＲＳを測定するために、ＵＥは、必ず自身が属したセルの各々のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳの送信サブフレームインデックス、送信サブフレーム内でＣＳＩ−ＲＳ資源要素（ＲＥ）時間−周波数位置、そしてＣＳＩ−ＲＳシーケンス等に対する情報を知っていなければならない。

ＬＴＥ−ＡシステムにおいてｅＮＢは、ＣＳＩ−ＲＳを最大８個のアンテナポートに対して各々送信しなければならない。互いに異なるアンテナポートのＣＳＩ−ＲＳ送信のために使用される資源は、互いに直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）しなければならない。一つのｅＮＢが互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを送信する時、各々のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いに異なるＲＥにマッピングすることによって、ＦＤＭ／ＴＤＭ方式でこれらの資源を直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）するように割り当てることができる。または、互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いに直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）したコードにマッピングさせるＣＤＭ方式で送信できる。

ＣＳＩ−ＲＳに関する情報をｅＮＢが自己セルＵＥに知らせるとき、まず各アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる時間−周波数に対する情報を知らせなければならない。具体的に、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレーム番号、またはＣＳＩ−ＲＳが送信される周期、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレームオフセットであり、特定アンテナのＣＳＩ−ＲＳＲＥが送信されるＯＦＤＭシンボル番号、周波数間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）、周波数軸でのＲＥのオフセットまたはシフト値などがある。

超高周波帯域を利用した通信システム

ＬＴＥ（ＬｏｎｇＴｅｒｍＥｖｏｌｕｔｉｏｎ）／ＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥＡｄｖａｎｃｅｄ）システムでは、端末と基地局のオシレータの誤差値を要求事項（ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ）として規定し、下記のように述べる。

- UE side frequency error (in TS 36.101)

The UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ±0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B

- eNB side frequency error (in TS 36.104)

Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.

一方、基地局の種類に応じたオシレータの正確度は、以下の表９の通りである。

したがって、基地局と端末との間のオシレータの最大差は、±０．１ｐｐｍで、一方の方向に誤差が発生したとき、最大０．２ｐｐｍのオフセット値が発生できる。このようなオフセット値は、中心周波数と掛けられることによって、各中心周波数に合うＨｚ単位に変換される。

一方、ＯＦＤＭシステムでは、ＣＦＯ値が周波数トン間隔により異なり、一般に大きなＣＦＯ値であっても、周波数トン間隔が十分に大きなＯＦＤＭシステムにおいて及ぼす影響は相対的に小さい。したがって、実際のＣＦＯ値（絶対値）は、ＯＦＤＭシステムに影響を与える相対的な値で表現される必要があり、これを正規化されたＣＦＯ（ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄＣＦＯ）という。正規化されたＣＦＯは、ＣＦＯ値を周波数トン間隔で割った値で表現され、以下の表１０は、各中心周波数とオシレータの誤差値に対するＣＦＯと正規化されるＣＦＯとを表す。

表１０中、中心周波数が２ＧＨｚである場合（例えば、ＬＴＥＲｅｌ−８／９／１０）には、周波数トン間隔（１５ｋＨｚ）を仮定し、中心周波数が３０ＧＨｚ、６０ＧＨｚである場合には、周波数トン間隔を１０４．２５ｋＨｚを使用することによって、各中心周波数に対してドップラー影響を考慮した性能劣化を防止した。上の表２は、単純な例示であり、中心周波数に対して他の周波数トン間隔が使用されうることは自明である。

一方、端末が高速で移動する状況や高周波数帯域で移動する状況では、ドップラー広がり（Ｄｏｐｐｌｅｒｓｐｒｅａｄ）現象が大きく発生する。ドップラー広がりは、周波数領域での広がりを誘発し、結果的に受信機の立場で受信信号の歪みを発生させる。ドップラー広がりは、
で表現されることができる。このとき、ｖは端末の移動速度であり、λは、送信される電波の中心周波数の波長を意味する。θは、受信される電波と端末の移動方向間の角度を意味する。以下、θが０の場合を前提として説明する。

このとき、コヒーレンス時間（ｃｏｈｅｒｅｎｃｅｔｉｍｅ）は、ドップラー広がりと反比例する関係にある。仮に、コヒーレンス時間を時間領域でチャネル応答の相関関係（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）値が５０％以上である時間間隔で定義する場合、
で表現される。無線通信システムでは、ドップラー広がりに対する数式とコヒーレンス時間に対する数式間の幾何平均（ｇｅｏｍｅｔｒｉｃｍｅａｎ）を表す以下の式１５が主に利用される。

新しい無線接続技術（ＮｅｗＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）システム

より多くの通信機器がより大きな通信容量を要求するに伴い、従来の無線接続技術（ＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＲＡＴ）に比べて向上した端末広帯域（ｍｏｂｉｌｅｂｒｏａｄｂａｎｄ）通信に対する必要性が台頭されている。また、多数の機器及び事物を接続して、いつどこででも多様なサービスを提供するマッシブ（ｍａｓｓｉｖｅ）ＭＴＣ（ＭａｃｈｉｎｅＴｙｐｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）もやはり考慮されている。それだけでなく、信頼性（ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ）及び遅延（ｌａｔｅｎｃｙ）に敏感なサービス／ＵＥを考慮した通信システムデザインもまた論議されている。

このように向上した端末広帯域通信（ｅｎｈａｎｃｅｄｍｏｂｉｌｅｂｒｏａｄｂａｎｄｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、マッシブＭＴＣ、ＵＲＬＬＣ（Ｕｌｔｒａ−ＲｅｌｉａｂｌｅａｎｄＬｏｗＬａｔｅｎｃｙＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）などを考慮した新しい無線接続技術の導入が論議されており、本発明では、便宜上該当技術をＮｅｗＲＡＴ（以下、ＮＲ）と命名する。

位相推定参照信号（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＴＲＳ）

以下、ＰＴＲＳについて具体的に述べることにする。

ＰＴＲＳは、位相（雑音）補償参照信号（Ｐｈａｓｅ（ｎｏｉｓｅ）ＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＣＲＳ）または位相雑音参照信号（ＰｈａｓｅＮｏｉｓｅＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＤＮＳ）と呼ばれることができる。

ＤＬＰＴＲＳ手順

ＵＥが自分のために意図されたサブフレームｎでＤＣＩフォーマットＢ１またはＢ２を有するｘＰＤＣＣＨを検出すると、ＵＥは対応するサブフレームでＤＣＩに表示されたＰＴＲＳアンテナポートでＤＬＰＴＲＳを受信する。

ＵＬＰＴＲＳ手順

ＵＥが自分のために意図されたサブフレームｎでＤＣＩフォーマットＡ１またはＡ２を有するｘＰＤＣＣＨを検出すると、ＵＥは、以下の条件（条件１及び条件２）を除いてＤＣＩに表示された割り当てられたＤＭ−ＲＳアンテナポートと同じ一つまたは二つのＰＴＲＳアンテナポートを使用して、サブフレームｎ＋４＋ｍ＋１でＵＬＰＴＲＳを送信する。

−条件１：仮に検出されたＤＣＩの二重（ｄｕａｌ）ＰＴＲＳフィールドが「１」に設定され、ｘＰＵＳＣＨに割り当てられたＤＭ−ＲＳポートの数が「１」であると、ＵＥは、ＤＣＩに表示された割り当てられたＤＭ−ＲＳアンテナポート及び特定ＰＴＲＳアンテナポートと同じ副搬送波位置を有する追加ＰＴＲＳアンテナポートと同じＰＴＲＳポートを使用して、サブフレームｎ＋４＋ｍ＋１でＵＬＰＴＲＳを送信する。

−条件２：ＰＴＲＳとｘＰＵＳＣＨの相対的送信電力割合は、以下の表３により定義された送信方式により決定される。

表１１は、与えられたレイヤー（ｌａｙｅｒ）上においてＰＴＲＳとｘＰＵＳＣＨの相対的な送信電力比の一例を示す。

以下、ＰＴＲＳについて、さらに具体的に説明する。

ｘＰＵＳＣＨと関連されたＰＴＲＳは、（１）アンテナポート（ｐ）ｐ∈｛４０，４１，４２，４３｝で送信され、（２）存在し、ｘＰＵＳＣＨ送信が対応するアンテナポートと関連される場合においてのみ位相雑音補償に対する有効な基準であり、（３）対応するｘＰＵＳＣＨがマッピングされる物理資源ブロック及びシンボル上においてのみ送信される。

シーケンス生成（Ｓｅｑｕｅｎｃｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）

ｐ∈｛４０，４１，４２，４３｝である任意のアンテナポートに対して、参照信号シーケンスｒ（ｍ）は、以下の数式１６のように定義される。

疑似ランダムシーケンス（ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍｓｅｑｕｅｎｃｅ）ｃ（ｉ）は長さ−３１のゴールドシーケンスにより定義され、疑似ランダムシーケンスジェネレーター（ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）は、数式１７のように各サブフレームの始めから初期化される。

量（ｑｕａｎｔｉｔｙ）（ｉ＝０，１）は、下記のように与えられる。

−
、仮に
に対して如何なる値も上位層により提供されない場合。

−
、
に対して、ある値が上位層により提供される場合。

の値は、別に明示しないと、０である。ｘＰＵＳＣＨ送信のために、
は、ｘＰＵＳＣＨ送信と関連したＤＣＩフォーマットによって与えられる。

資源要素マッピング（Ｍａｐｐｉｎｇｔｏｒｅｓｏｕｒｃｅｅｌｅｍｅｎｔｓ）

アンテナポートｐ∈｛４０，４１，４２，４３｝に対して、該当ｘＰＵＳＣＨ送信のために割り当てられた周波数領域インデックスｎ＿ＰＲＢを有する物理資源ブロックにおいて、参照信号シーケンスｒ（ｍ）の一部は、
に応じたサブフレームで該当ｘＰＵＳＣＨシンボルに対する複素数値（ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅ）変調シンボル
にマッピングされる。

ｘＰＵＳＣＨ物理資源割り当ての開始物理資源ブロックインデックス
及びｘＰＵＳＣＨ物理資源ブロックの個数
に対して、一つのサブフレームに対する資源要素（ｋ、）は、以下の数式１８のように与えられる。

数式１８中、
ｍ’＝０，１，２，．．．，
であり、ｌ’は、一つのサブフレーム内のシンボルインデックスを表し、
は、与えられたサブフレームに対するｘＰＵＳＣＨの最後のシンボルインデックスを表す。

セット（ｓｅｔ）Ｓにおいて任意のアンテナポート上において一つのＵＥからＵＥ特定ＰＴＲＳの送信のために使用される資源要素（ｋ、ｌ’）は、同じサブフレームにおいて任意のアンテナポート上においてｘＰＵＳＣＨの送信のために使用されない。

ここで、Ｓは｛４０｝，｛４１｝，｛４２｝である。

搬送波周波数オフセット（ＣａｒｒｉｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙＯｆｆｓｅｔ：ＣＦＯ）効果

送信端（例：基地局）から送信するベースバンド信号は、発振器から発生した搬送波周波数により通過帯域へ遷移され、搬送波周波数を介して送信される信号は、受信端（例：端末）で同じ搬送波周波数によりベースバンド信号に変換される。

このとき、受信端により受信された信号には、搬送波と関連した歪みが含まれることができる。

このような歪みの一例として、送信端の搬送波周波数と受信端の搬送波周波数差により発生する歪み現象がありうる。

このような搬送波周波数オフセットが発生する理由は、送信端と受信端で使用する発振器が同一でないか、または端末の移動によってドップラー周波数遷移が発生するためである。

ここで、ドップラー周波数は、端末の移動速度と搬送波周波数に比例し、以下の数式１９のように定義される。

数式１９中、
は、各々順に搬送波周波数、ドップラー周波数、端末の移動速度、光の速度を表す。

また、正規化された（ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ）搬送波周波数オフセット（ε）は、以下の数式２０のように定義される。

数式２０中、
は、各各順に搬送波周波数オフセット、副搬送波間隔、副搬送波間隔で正規化された搬送波周波数オフセットを表す。

搬送波周波数オフセットが存在する場合、時間領域の受信信号は、送信した信号に位相回転を掛けた結果になり、周波数領域の受信信号は、送信した信号が周波数領域から移動（ｓｈｉｆｔ）した結果となる。

この場合、他のすべての副搬送波の影響を受けるようになって、ＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生するようになる。

すなわち、素数倍の搬送波周波数オフセットが発生する場合、周波数領域の受信信号は、以下の数式２１のように表現される。

数式２１は、周波数領域でＣＦＯを有する受信信号を表す。

数式２１中、
は、各々順に副搬送波インデックス、シンボルインデックス、ＦＦＴ大きさ、受信信号、送信信号、周波数応答、ＣＦＯによるＩＣＩ、白色雑音（ｗｈｉｔｅｎｏｉｓｅ）を表す。

前記数式２１で定義されたように、搬送波周波数オフセットが存在する場合、ｋ番目の副搬送波の振幅と位相が歪み、隣接した副搬送波による干渉が発生することが分かる。

ここで、搬送波周波数オフセットが存在する場合、隣接副搬送波による干渉は、以下の数式２２のように与えられることができる。

数式２２は、ＣＦＯによって引き起こされるＩＣＩを表す。

位相雑音（ＰｈａｓｅＮｏｉｓｅ）効果

前で述べたように、送信端から送信するベースバンド信号は、発振器から発生した搬送波周波数により通過帯域へ遷移し、搬送波周波数を介して送信される信号は、受信端で同じ搬送波周波数によりベースバンド信号に変換される。

ここで、前記受信端により受信された信号には、搬送波と関連した歪みが含まれることができる。

このような歪み現状の一例として、送信端と受信端で使用する発振器の特性が安定的でないから発生する位相雑音（ｐｈａｓｅｎｏｉｓｅ）を例とすることができる。

このような位相雑音は、周波数が搬送波周波数の周囲で時間によって変動することを意味する。

このような位相雑音は、平均が０のランダムプロセスでＷｉｅｎｅｒプロセスにモデリングされ、ＯＦＤＭシステムに影響を与える。

このような位相雑音は、発振器が同じ電力スペクトル密度（Ｐｏｗｅｒｓｐｅｃｔｒａｌｄｅｎｓｉｔｙ）に応じて、その特性が決定される傾向がある。

図１６は、本発明が適用されることができるサブフレーム構造の一例を示す図である。

図１６において斜線領域（例：ｓｙｍｂｏｌｉｎｄｅｘ＝０）は、ダウンリンク制御（ｄｏｗｎｌｉｎｋｃｏｎｔｒｏｌ）領域を表し、黒色領域（例：ｓｙｍｂｏｌｉｎｄｅｘ＝１３）は、アップリンク制御（ｕｐｌｉｎｋｃｏｎｔｒｏｌ）領域を表す。他の領域（例：ｓｙｍｂｏｌｉｎｄｅｘ＝１〜１２）は、ダウンリンクデータ送信のために使用されることもでき、アップリンクデータ送信のために使用されることもできる。

このような構造の特徴は、一個のサブフレーム内でＤＬ送信とＵＬ送信を順次に進行でき、前記一つのサブフレーム内でＤＬデータを送受信し、これに対するＵＬＡＣＫ／ＮＡＣＫも送受信できる。結果的に、このような構造は、データ送信エラーの発生時にデータの再送信までかかる時間を減らすようになり、これによって最終データ伝達の遅延を最小化できる。

このような自立的サブフレーム（ｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄｓｕｂｆｒａｍｅ）構造において基地局とＵＥが送信モードから受信モードに転換または受信モードから送信モードに転換するためには、一定時間長のタイプギャップ（ｔｉｍｅｇａｐ）が必要である。このために、自立的サブフレーム構造でＤＬからＵＬに転換される時点の一部ＯＦＤＭシンボルは、ガード区間（ＧｕａｒｄＰｅｒｉｏｄ、ＧＰ）に設定されることができる。

前の詳細な説明では、自立的サブフレーム（ｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄｓｕｂｆｒａｍｅ）構造がＤＬ制御領域及びＵＬ制御領域を全部含む場合を説明したが、前記制御領域は、前記自立的サブフレーム構造に選択的に含まれることができる。換言すれば、本発明に係る自立的サブフレーム構造は、図６のようにＤＬ制御領域及びＵＬ制御領域を全部含む場合だけでなく、ＤＬ制御領域またはＵＬ制御領域のみを含む場合も含むことができる。

ＯＦＤＭヌメロロジー（ｎｕｍｅｒｏｌｏｇｙ）

ＮｅｗＲＡＴシステムは、ＯＦＤＭ送信方式またはこれと類似の送信方式を使用する。このとき、ＮｅｗＲＡＴシステムは、代表的に表１２のようなＯＦＤＭヌメロロジーを有することができる。

または、ＮｅｗＲＡＴシステムは、ＯＦＤＭ送信方式またはこれと類似の送信方式を使用し、表１３のような多数のＯＦＤＭヌメロロジーの中から選択されたＯＦＤＭヌメロロジーを使用することができる。具体的に、表１３に表したように、ＮｅｗＲＡＴシステムは、ＬＴＥシステムにおいて使用された１５ｋＨｚ副搬送波スペイシング（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ−ｓｐａｃｉｎｇ）を基本に前記１５ｋＨｚ副搬送波スペイシングの倍数関係にある３０、６０、１２０ｋＨｚ副搬送波スペイシングを有するＯＦＤＭヌメロロジーを使用することができる。

このとき、表１３に開示されたサイクリックプレフィックス（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）及びシステム帯域幅（ＳｙｓｔｅｍＢＷ）、そして利用可能な副搬送波（ａｖａｉｌａｂｌｅｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓ）の個数は、本発明に係るＮｅｗＲＡＴシステムに適用可能な一例に過ぎず、具現化方式によって前記値は変形されることができる。代表的に６０ｋＨｚ副搬送波スペイシングの場合、システム帯域幅は、１００ＭＨｚに設定されることができ、この場合、利用可能な副搬送波の個数は、１５００を超過して１６６６より小さな値を有することができる。

また、表１３に表したサブフレーム長（Ｓｕｂｆｒａｍｅｌｅｎｇｔｈ）及びサブフレーム当たりのＯＦＤＭシンボルの個数もまた、本発明に係るＮｅｗＲＡＴシステムに適用可能な一例に過ぎず、具現化方式によって前記値は変形されることができる。

図１７は、本発明が適用されることができるｍｍＷａｖｅを使用する通信システムにおいて利用される資源領域構造の一例を示す図である。

ｍｍＷａｖｅのような超高周波帯域を利用する通信システムは、従来のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ通信システムとは物理的性質が異なる周波数帯域を使用する。これにより、超高周波帯域を利用する通信システムでは、従来の通信システムで利用される資源領域の構造と異なる形態の資源構造が論議されている。図１６は、新しい通信システムのダウンリンク資源構造の例を示す。

横軸に１４個のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルと縦軸に１２個の周波数トンから構成されるＲＢ（ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ）対（ＲＢｐａｉｒ）を考慮する時、初め２個（または３個）のＯＦＤＭシンボル１６１０は、従来と同様に制御チャネル（例えば、ＰＤＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ））に割り当てられ、次の１個から２個のＯＦＤＭシンボル１６２０は、ＤＭＲＳ（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）が割り当てられ、残りのＯＦＤＭシンボル１６３０は、データチャネル（例えば、ＰＤＳＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ））が割り当てられることができる。

一方、図１７のような資源領域構造において上述のＣＰＥ（またはＣＦＯ）推定のためのＰＣＲＳまたはＰＮＲＳまたはＰＴＲＳは、データチャネルが割り当てられる領域１７３０の一部ＲＥ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅｅｌｅｍｅｎｔ）に載せられて端末に送信されることができる。このような信号は、位相雑音を推定するための信号であり、上述したようにパイロット信号であっても良く、データ信号が変更または複製された信号であっても良い。

本発明は、ダウンリンクまたはアップリンクにおいてチャネル推定のためのＤＭＲＳを送信する方法を提案する。

図１８及び図１９は、本明細書で提案する復調参照信号のパターンの一例を示す。

図１８及び図１９を参照すると、チャネルを推定するための復調参照信号は、アンテナポートの数に応じて、一個のシンボルまたは二つのシンボルにマッピングされることができる。

具体的に、アップリンクＤＭＲＳ及びダウンリンクＤＭＲＳは、以下の方法で生成されて資源領域にマッピングされることができる。図１８は、タイプ１によって物理資源にマッピングされたアップリンクまたはダウンリンクＤＭＲＳの一例を示し、図１９は、タイプ２によって物理資源にマッピングされたアップリンクまたはダウンリンクＤＭＲＳの一例を示す。

アップリンクデータまたはダウンリンクデータを復調するための復調参照信号は、復調参照シーケンスをＯＦＤＭシンボルにマッピングすることによって生成される。

復調参照信号シーケンスは、図１８及び図１９に示すように、マッピングタイプによって１個または２個のＯＦＤＭシンボルにマッピングされることができ、ポート多重化のためにＣＤＭ方式が適用されることができる。

以下、アップリンクデータのためのＤＭＲＳとダウンリンクデータのためのＤＭＲＳを分けて、具体的に述べる。

ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌｆｏｒＰＵＳＣＨ

ダウンリンクＤＭＲＳの生成のための参照信号シーケンスｒ（ｍ）は、ＰＵＳＣＨに対した変換プリコーディング（ｔｒａｎｓｆｏｒｍｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）が許容されない場合、以下の数式２３によって生成される。

このとき、ＰＵＳＣＨに対した変換プリコーディング（ｔｒａｎｓｆｏｒｍｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）が許容されない場合の一例として、ＣＰ−ＯＦＤＭ方式の送信信号を生成する場合があることができる。

ここで、ｃ（ｉ）は、疑似ランダムシーケンス（ｔｈｅｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍｓｅｑｕｅｎｃｅ）を意味する。

仮に、ＰＵＳＣＨに対した変換プリコーディング（ｔｒａｎｓｆｏｒｍｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）が許容される場合、参照信号シーケンスｒ（ｍ）は、以下の数式２４によって生成される。

このとき、ＰＵＳＣＨに対した変換プリコーディング（ｔｒａｎｓｆｏｒｍｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）が許容される場合の一例として、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式の送信信号を生成する場合があることができる。

生成されたＰＵＳＣＨのＤＭＲＳは、図１８及び図１９に示すように、上位層パラメータによって与えられたタイプ１またはタイプ２によって物理資源にマッピングされる。

このとき、ＤＭＲＳは、アンテナポートの個数に応じて単一シンボル（ｓｉｎｇｌｅｓｙｍｂｏｌ）または二重シンボル（ｄｏｕｂｌｅｓｙｍｂｏｌ）にマッピングされることができる。

仮に、変換プリコーディングが許容されない場合、参照信号シーケンスｒ（ｍ）は、以下の数式２５によって物理資源にマッピングされることができる。

前記数式２５中ｌは、ＰＵＳＣＨ送信の開始に相対的に定義され、
、
及び
は、表１４及び表１５によって与えられる。

以下の表１４は、タイプ１に対するＰＵＳＣＨのＤＭＲＳのためのパラメータの一例を示す。

以下の表１５は、タイプ２に対するＰＵＳＣＨのＤＭＲＳのためのパラメータの一例を示す。

以下の表１６は、上位層パラメータＵＬ＿ＤＭＲＳ＿ｄｕｒに応じた時間領域インデックス
と支援されるアンテナポート
の一例を示す。

以下の表１７は、ＰＵＳＣＨのＤＭＲＳの開始位置
の一例を示す。

ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌｓｆｏｒＰＤＳＣＨ

ダウンリンクＤＭＲＳの生成のための参照信号シーケンスｒ（ｍ）は、以下の数式２６によって生成される。

生成されたＰＤＳＣＨのＤＭＲＳは、図１８及び図１９に示すように上位層パラメータによって与えられたタイプ１またはタイプ２によって物理資源にマッピングされる。

このとき、参照信号シーケンスｒ（ｍ）は以下の数式２７によって物理資源にマッピングできる。

前記数式２７中、ｌは、スロットの初めに相対的に定義され、
、
及び
は、以下の表２１及び表２２によって与えられる。

時間軸インデックスｌ’及び支援するアンテナポートｐは、以下の表２０に従って上位層パラメータであるＤＬ＿ＤＭＲＳ＿ｄｕｒによって異なる。
値は、マッピング類型に応じて、表２１で与えられた上位層媒介変数ＤＬ＿ＤＭＲ
Ｓ＿ａｄｄ＿ｐｏｓによって変わる：

−ＰＤＳＣＨマッピング類型Ａに対し：上位層パラメータＤＬ＿ＤＭＲＳ＿ｔｙｐｅＡ＿ｐｏｓが３である場合、
であり、それ以外の場合、
である。

−ＰＤＳＣＨマッピング類型Ｂに対し：
は、ＤＭＲＳがスケジューリングされたＰＤＳＣＨ資源内の第１番目のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる。

以下の表１８は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳ構成タイプ１に対するパラメータの一例を示す。

以下の表１９は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳ構成タイプ２に対するパラメータの一例を示す。

以下の表２０は、ＰＤＳＣＨＤＭＲＳのＤｕｒａｔｉｏｎであるｌ’の一例を示す。

以下の表２１は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳの開始位置
の一例を示す。

図２０は、本明細書で提案するＤＭＲＳポートインデクシング方法の一例を示す図である。

図２０に示すように、ＤＭＲＳポートインデクシングは、ＤＭＲＳのマッピングタイプによって変わることができる。

具体的に、ＤＭＲＳのマッピングタイプが前で説明したタイプ１の場合、ＤＭＲＳポートインデクシングは、図２０の（ａ）及び以下の表２２のとおりである。

ＤＭＲＳのマッピングタイプが、前で説明したタイプ２の場合、ＤＭＲＳポートインデクシングは、図２０の（ｂ）及び以下の表２３のとおりである。

図１８及び図１９において述べたように、ＯＦＤＭシンボル単位でＤＭＲＳを設定する場合、速いデコード速度のためにシンボルの中で前方のシンボルにＤＭＲＳを設定すると、チャネル補償に問題点が生じることができる。

すなわち、ＨｉｇｈＤｏｐｐｌｅｒ環境の場合、一つのスロット（またはサブフレーム）内でチャネル変化量が大きいから、前方のシンボルに設定されたＤＭＲＳのみを利用して適切なチャネル補償をするのは難しい。

したがって、このような問題点を解決するために、後段のＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳを設定してチャネルを補償できる。

以下、本発明において基本的に設定されるＤＭＲＳを第１ＤＭＲＳまたはｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄｅｄＤＭＲＳと呼び、追加的に設定されるＤＭＲＳを第２ＤＭＲＳまたはａｄｄｉｔｉｏｎａｌＤＭＲＳと呼ぶ。

図２１は、本明細書で提案するＰＴＲＳをマッピングするための方法の一例を示す図である。

図２１を参照すると、ＰＴＲＳは、ＰＤＳＣＨ（またはＰＵＳＣＨ）またはＤＭＲＳのうち、少なくともいずれか一つに基づいてＯＦＤＭシンボルにマッピングされることができる。

具体的に、ＣＰ−ＯＦＤＭ及びＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭでＰＴＲＳがマッピングされる場合、ＰＴＲＳは、スロットのＰＤＳＣＨまたはＰＵＳＣＨを含む第１番目のシンボルから特定シンボルごとにマッピングされ始めることができる。

このとき、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルが存在する場合、図２１の（ａ）に示すように、ＰＴＲＳは、第１ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルを基準に特定シンボルごとにマッピングされることができる。例えば、ＰＴＲＳは、第１ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルを基準に１個、２個または４個のシンボルごとにマッピングされることができる。

仮に、第１ＤＭＲＳがマッピングされる二つのシンボルが隣接している場合、ＰＴＲＳは、第１ＤＭＲＳがマッピングされた二つのシンボルのうち、一つを基準に特定シンボルごとにマッピングされることができる。

第１ＤＭＲＳの他に、第２ＤＭＲＳがマッピングされる場合、第２ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルでは、第２ＤＭＲＳを利用して位相回転を推定できるから、ＰＴＲＳは、第２ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの資源要素にはマッピングされないこともできる。

ＰＴＲＳは、ＰＴＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルのインデックスの前に位置する最も近いＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルを基準に特定シンボルごとにマッピングされることができる。

例えば、図２１の（ｂ）に示すように、ＰＴＲＳは、ＰＴＲＳが定義されるＯＦＤＭシンボルの前のほうに第１ＤＭＲＳまたは第２ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルが存在する場合、第１ＤＭＲＳまたは第２ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルのうち、最も近いシンボルを基準に２シンボルごとにマッピングされることができる。

すなわち、第１ＤＭＲＳがマッピングされたシンボル以後から第２ＤＭＲＳがマッピングされたシンボル以前のシンボルまで、ＰＴＲＳは、第１ＤＭＲＳがマッピングされたシンボルを基準に２シンボルごとにマッピングされることができ、第２ＤＭＲＳがマッピングされたシンボル以後に、ＰＴＲＳは、第２ＤＭＲＳがマッピングされたシンボルを基準に２シンボルごとにマッピングされることができる。

本発明のさらに他の実施の形態として、第２ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボル数に応じてＰＴＲＳを送信するかどうかが決定されることができる。

例えば、端末が速い速度で移動している場合、第２ＤＭＲＳは、複数のＯＦＤＭシンボルにマッピングされることができる。

この場合、チャネルが速く変更されるチャネルの速い時変現象によって、ドップラーの影響が位相雑音の影響よりチャネル推定性能に対して支配的でありえて、位相雑音は、チャネル推定性能に大きく影響を与えないこともできる。

また、端末は、チャネル推定性能を向上させるために、２ＤＦｉｌｔｅｒあるいは時間領域で補間技法を適用できる。しかしながら、２ＤＦｉｌｔｅｒあるいは時間領域で補間技法を利用してチャネル推定性能を向上させる場合、ＰＴＲＳを利用し推定したＣＰＥ値をチャネル補償過程に適切に反映することに難しさがありうる。

したがって、端末はＰＴＲＳを送信せず、ＤＭＲＳを介してドップラー効果を補償することによってチャネルを推定でき、この場合、ＰＴＲＳを送信しないからＲＳオーバーヘッドを減少させうるという効果がある。

この場合、基地局は、第１ＤＭＲＳ及び第２ＤＭＲＳがマッピングされたＯＦＤＭシンボル数が特定個数以上である場合、ＰＴＲＳを送信しないこともできる。

自立的サブフレームは、２Ｄｆｉｌｔｅｒまたは時間領域補間技法を使用できない場合が発生でき、このような場合、ＰＴＲＳの送信が必要でありうる。

ＰＴＲＳを送信しない実施の形態は、非自立的サブフレームの場合のみに適用されることができる。

基地局は、ＰＴＲＳを送信するかどうか及びマッピングパターンと関連した情報を端末と送受信できる。

具体的に、基地局は、ｓｅｍｉ−Ｓｔａｔｉｃな方式によりＰＴＲＳのマッピング有無を構成できる。すなわち、基地局は、端末にＰＴＲＳのマッピング有無を表す上位層シグナリングを送信でき、端末は、基地局から送信された上位層シグナリングを介してＰＴＲＳがＯＦＤＭシンボルにマッピングされるかどうかを認識できる。

例えば、基地局がＰＴＲＳがＯＦＤＭシンボルにマッピングされうることを上位層シグナリングを介して端末に構成する場合、以下で述べる特定の規則に従ってＰＴＲＳが実際に送信されたかどうか及びマッピングパターンが決定されることができる。これに対し、基地局がＰＴＲＳがＯＦＤＭシンボルにマッピングされないことを上位層シグナリングを介して端末に構成する場合、以下で述べる特定の規則に関係なくＰＴＲＳが実際に送信されないことを仮定することができる。

仮に、ＰＴＲＳがＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、ＰＴＲＳは、以下のようなＰＴＲＳ構成方法によってマッピングされることができる。

すなわち、上位層シグナリングがＯＦＤＭシンボルにＰＴＲＳがマッピングされることを示す場合、ＰＴＲＳは、以下のように特定の規則に従って時間軸及び周波数軸に特定のパターンに応じてマッピングされることができる。

時間軸マッピングパターン：端末にダイナミック（ｄｙｎａｍｉｃ）に設定されるＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄｃｏｄｉｎｇｓｃｈｅｍｅ）に応じて、ＰＴＲＳが送信されるかどうか及び時間軸マッピングパターンがダイナミックに設定されることができる。

例えば、復調次数（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｏｒｄｅｒ）が非常に低いＭＣＳ（例えば、ＱＰＳＫ）が端末に設定される場合、ＰＴＲＳがマッピングされないこともでき、復調次数が比較的低いＭＣＳ（例えば、１６ＱＡＭ）が端末に設定される場合、ＰＴＲＳは、低い時間軸密度を有するマッピングパターン（例えば、４シンボル単位）に設定されることができる。

しかしながら、復調次数が高いＭＣＳ（例えば、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ等）が端末に設定される場合、ＰＴＲＳは、高い時間軸密度を有するマッピングパターン（例えば、２シンボル単位または各シンボル単位）に設定されることができる。

周波数軸マッピングパターン：ＰＴＲＳの周波数軸マッピングパターン及びＰＴＲＳが送信されるかどうかは、端末にダイナミックに設定されるｓｃｈｅｄｕｌｅｄｂａｎｄｗｉｄｔｈ（ＢＷ）に応じて設定されることができる。例えば、非常に小さなｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇＢＷが端末に設定される場合、ＰＴＲＳは、端末に送信されないこともあり、小さなｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇＢＷが端末に設定される場合、ＰＴＲＳは、ＲＳオーバーヘッドを減少させるために、低い周波数軸密度を有するマッピングパターンに設定されることができる。

すなわち、端末に設定されるｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇＢＷが大きくなるほど、ＰＴＲＳのマッピングパターンは、高い密度を有するように周波数軸に設定されることができる。

基地局は、ＰＴＲＳが送信されるかどうかを表す指示子、ＰＴＲＳの時間軸マッピングパターンを決定するＭＣＳ、または周波数軸マッピングパターンを決定するためのｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇＢＷのうち、少なくとも一つを上位層シグナリングを介して端末に設定できる。

前で述べたＰＴＲＳ設定方法と共に、第２ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボル数に応じてＰＴＲＳの送信が決定されるようにする規則は、基地局と端末との間に追加に定義されることができる。

基地局は、前で述べたｓｅｍｉ−Ｓｔａｔｉｃな方式に基づいて、上位層シグナリングを介して端末にＰＴＲＳのマッピングをするかどうかを指示でき、特定の規則に従って端末にＰＴＲＳが送信されるかどうか、時間軸マッピングパターン及び周波数軸マッピングパターンを設定できる。

また、第２ＤＭＲＳの時間軸密度に応じてＰＴＲＳが送信されるかどうかが決定されるために、基地局は端末と一定の規則を設定して第２ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数に応じてＰＴＲＳのマッピングをするかどうかを設定できる。

このとき、ＰＴＲＳが送信されるかどうかを決定するための第２ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び第２ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数に応じてＰＴＲＳが送信されるかどうかを決定する追加規則を適用するかどうかは、上位層シグナリング及び／またはＤＣＩシグナリングを介して基地局から端末に設定されることができる。

または、基地局と端末は、一定の規則及び／または追加規則に従って動作するよう事前に設定されて、明示的なシグナリング無しでＰＴＲＳの送信と関連した動作を行うことができる。

例えば、ＰＴＲＳが送信されるかどうかを決定するための第２ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボル数が「３」と定義され、端末に設定された第２ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボル数が「３」以上である場合、ＰＴＲＳは、前で説明したＰＴＲＳ構成方法によってマッピングされず、送信されないことに設定されることができる。

この場合、第２ＤＭＲＳが２個以下のＯＦＤＭシンボルにマッピングされると、ＰＴＲＳは、前で説明したＰＴＲＳ構成方法によって設定されるが、第２ＤＭＲＳが３個以上のＯＦＤＭシンボルにマッピングされると、ＰＴＲＳは、前で説明したＰＴＲＳ構成方法によってマッピングされずに送信されない。

図２２ないし図２４は、本明細書で提案するＰＴＲＳをマッピングするための方法のさらに他の一例を示す図である。

図２２ないし図２４を参照すると、ＰＤＳＣＨ（またはＰＵＳＣＨ）がマッピングされたＯＦＤＭシンボルのうち、最も最初のシンボルが第１ＤＭＲＳがマッピングされたＯＦＤＭシンボルより前のほうに位置する場合、ＰＴＲＳは、ＯＦＤＭＰＤＳＣＨ（またはＰＵＳＣＨ）がマッピングされたＯＦＤＭシンボルのうち、最も最初のシンボルまたは第１ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされることができる。

具体的に、ＰＤＳＣＨ（またはＰＵＳＣＨ）がマッピングされたＯＦＤＭシンボルのうち、最も最初のシンボルが第１ＤＭＲＳがマッピングされたＯＦＤＭシンボルより前のほうに位置する場合、ＰＴＲＳは、ＯＦＤＭＰＤＳＣＨ（またはＰＵＳＣＨ）がマッピングされたＯＦＤＭシンボルのうち、最も最初のシンボルを基準にマッピングされることができる。

例えば、図２２に示すように、第１ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルより前のほうに位置するＰＤＳＣＨがマッピングされるＯＦＤＭシンボルが存在する場合、ＰＴＲＳは、第１ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルより前のほうに位置するＰＤＳＣＨがマッピングされるＯＦＤＭシンボルのうち、最も最初のＯＦＤＭシンボルから一定のシンボル間隔でマッピングが始まることができる。

図２２は、各シンボルごとにＰＴＲＳがマッピングされる場合の一例を示す。

または、ＰＤＳＣＨ（またはＰＵＳＣＨ）がマッピングされたＯＦＤＭシンボルのうち、最も最初のシンボルが第１ＤＭＲＳがマッピングされたＯＦＤＭシンボルより前のほうに位置する場合、ＰＴＲＳは、第１ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルを基準に後のほうのＯＦＤＭシンボルから一定のシンボル間隔でマッピングが始まることができる。

このとき、ＰＴＲＳの時間軸マッピングパターンに応じてＰＴＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボル間のシンボル間隔は、第１ＤＭＲＳがマッピングされる最初のＯＦＤＭシンボルの位置を基準に設定されることができる。

例えば、２個のシンボル間隔でＰＴＲＳがマッピングされる場合、図２３の（ａ）及び（ｂ）に示すように、ＰＴＲＳは、ＰＤＳＣＨの開始位置に定義されることができ、ＰＤＳＣＨの開始位置と第１ＤＭＲＳ位置との間の間隔が特定シンボルの個数以下である場合、（例えば、１シンボル以下である場合）、図２３の（ｃ）のようにＰＤＳＣＨの開始位置と第１ＤＭＲＳ位置との間にはＰＴＲＳが設定されないことができる。

図２４の（ａ）ないし（ｄ）は、４個のシンボル間隔でＰＴＲＳがマッピングされる場合の一例を示す。

図２４の（ａ）及び（ｃ）に示すように、第１ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルより前のほうに位置するＰＤＳＣＨがマッピングされるＯＦＤＭシンボルが存在する場合、ＰＴＲＳは、第１ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルより前のほうに位置するＰＤＳＣＨがマッピングされるＯＦＤＭシンボルのうち、最も最初のＯＦＤＭシンボルからマッピングされることができる。

このとき、第１ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルと前のほうに位置するＰＤＳＣＨがマッピングされるＯＦＤＭシンボル間の間隔が特定シンボルの個数以下である場合、ＰＴＲＳは、第１ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルとＰＤＳＣＨがマッピングされるＯＦＤＭシンボルとの間には設定されないことができる。

例えば、図２４の（ｂ）及び（ｄ）に示すように、ＰＤＳＣＨと第１ＤＭＲＳとの間のシンボル間隔が２シンボルまたは１シンボル以下である場合、ＰＤＳＣＨと第１ＤＭＲＳとの間にはＰＴＲＳが設定されないことができる。

または、ＰＴＲＳが４個のシンボル間隔で設定される場合には、ＰＴＲＳは、第１ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの以前シンボルにマッピングされないことができる。

端末は、一つのサブフレームを介してダウンリンクデータ、ＤＭＲＳ及びこのように特定パターンに応じてマッピングされたＰＴＲＳを受信することができる。

端末は、受信されたダウンリンクデータを検出するために、ＤＭＲＳ及びＰＴＲＳを利用してダウンリンクデータが送信されたチャネルを推定できる。

具体的に、端末は、受信されたＤＭＲＳを利用してチャネル補償に必要なチャネル値を推定し、ＰＴＲＳを利用してＤＭＲＳを介して推定されたチャネルと実際のチャネルとの間の位相差を推定できる。

以後、端末は、ＤＭＲＳを利用して推定したチャネル値と、ＰＴＲＳを利用して推定した位相差とを利用して、実際のチャネル値を推定し、推定されたチャネル値を利用して受信されたダウンリンクデータに対してチャネルを補償する。

以後、端末は、復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）及びデコード（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）過程を行なって、基地局から送信されたダウンリンクデータを検出する。

図２５は、本明細書で提案する端末がＰＴＲＳを受信して位相推定を行う方法の一例を示すフローチャートである。

図２５を参照すると、端末は、基地局から位相追跡参照信号（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＴＲＳ）と関連した構成情報を受信する（Ｓ２５０１０）。

このとき、構成情報は、図２１ないし図２４で述べたように、ＰＴＲＳのマッピング有無を表す指示子、ＰＴＲＳの時間軸マッピングパターンと関連した第１パターン情報、またはＰＴＲＳの周波数軸マッピングパターンと関連した第２パターン情報を含むことができる。

第１パターン情報は、ＰＴＲＳの時間軸マッピングパターンを直接的に表すことができるが、前で説明したように、端末が暗示的にＰＴＲＳの時間軸マッピングパターンを認識するためのＭＣＳ情報を表すこともできる。

また、第２パターン情報は、ＰＴＲＳの周波数軸マッピングパターンを直接的に表すことができるが、前で説明したように、端末が暗示的にＰＴＲＳの周波数軸マッピングパターンを認識するためのｓｃｈｅｄｕｌｅｄｂａｎｄｗｉｄｔｈ情報を表すこともできる。

以後、端末は、受信された構成情報に基づいて、第１復調参照信号（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）及び位相追跡参照信号を受信する（Ｓ２５０２０）。

位相追跡参照信号は、図２１ないし図２４で述べたように、特定パターンに応じて一定のシンボル間隔で少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされることができる。

以後、端末は、前記第１復調参照信号または前記位相追跡参照信号のうち、少なくとも一つに基づいて、データの復調のための前記位相推定を行って、受信されたデータを復調及びデコードできる（Ｓ２５０３０）。

図２６は、本発明が適用されることができる無線装置の内部ブロック図の一例を示す図である。

ここで、前記無線装置は、基地局及び端末でありえて、基地局は、マクロ基地局及びスモール基地局を全部含む。

前記図２６に示すように、基地局２６１０及びＵＥ２６２０は、通信部（送受信部、ＲＦユニット）２６１３、２６２３、プロセッサ２６１１、２６２１及びメモリ２６１２、２６２２を含む。

この他にも、前記基地局及びＵＥは、入力部及び出力部をさらに含むことができる。

前記通信部２６１３、２６２３、プロセッサ２６１１、２６２１、入力部、出力部及びメモリ２６１２、２６２２は、本明細書で提案する方法を行うために機能的に接続されている。

通信部（送受信部またはＲＦユニット）２６１３、２６２３は、ＰＨＹプロトコル（ＰｈｙｓｉｃａｌＬａｙｅｒＰｒｏｔｏｃｏｌ）から作られた情報を受信すると、受信した情報をＲＦスペクトル（Ｒａｄｉｏ−ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｐｅｃｔｒｕｍ）に移し、フィルタリング（Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）、増幅（Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ）などを行ってアンテナに送信する。また、通信部は、アンテナで受信されるＲＦ信号（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｉｇｎａｌ）をＰＨＹプロトコルで処理可能な帯域へ移し、フィルタリングを行う機能を果たす。

そして、通信部は、このような送信と受信機能を転換するためのスイッチ（Ｓｗｉｔｃｈ）機能も含むことができる。

プロセッサ２６１１、２６２１は、本明細書で提案された機能、過程及び／または方法を具現化する。無線インターフェスプロトコルのレイヤーは、プロセッサにより具現化されることができる。

前記プロセッサは、制御部、ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ、制御ユニット、ｃｏｍｐｕｔｅｒなどで表現されることができる。

メモリ２６１２、２６２２は、プロセッサに接続されて、アップリンク資源割り当て方法を行うためのプロトコルまたはパラメータを格納する。

プロセッサ２６１１、２６２１は、ＡＳＩＣ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ−ｓｐｅｃｉｆｉｃｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔ）、他のチップセット、論理回路及び／またはデータ処理装置を含むことができる。メモリは、ＲＯＭ（ｒｅａｄ−ｏｎｌｙｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（ｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、メモリカード、格納媒体及び／または他の格納装置を含むことができる。通信部は、無線信号を処理するためのベースバンド回路を含むことができる。実施の形態がソフトウェアにより具現化されるとき、上述した技法は、上述した機能を行うモジュール（過程、機能など）により具現化されることができる。

モジュールは、メモリに格納され、プロセッサにより実行されることができる。メモリは、プロセッサの内部または外部にあることができ、周知の多様な手段でプロセッサに接続されることができる。

出力部（ディスプレイ部または表示部）は、プロセッサにより制御され、キー入力部から発生されるキー入力信号及びプロセッサからの各種情報信号と共に、前記プロセッサから出力される情報を出力する。

なお、説明の便宜のために、各図面を分けて説明したが、各図面に述べられている実施の形態を併合して、新しい実施の形態を具現化するように設計することも可能である。そして、当業者の必要によって、以前に説明された実施の形態を実行するためのプログラムが記録されているコンピュータで読み取り可能な記録媒体を設計することも本発明の権利範囲に属する。

本明細書による参照信号を送受信するための方法は、上述したように説明された実施の携帯の構成と方法が限定的に適用されるものではなく、前記実施の形態は、多様な変形がなされることができるように、各実施の形態の全てまたは一部が選択的に組み合わせられて構成されることもできる。

一方、本明細書の参照信号を送受信するための方法は、ネットワークデバイスに備えられたプロセッサが読むことができる記録媒体にプロセッサが読むことができるコードとして具現化することが可能である。プロセッサが読むことができる記録媒体は、プロセッサにより読まれることができるデータが格納されるすべての種類の記録装置を含む。プロセッサが読むことができる記録媒体の例には、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、磁気テープ、フロッピーディスク、光データ格納装置などがあり、また、インターネットを介した送信などのようなキャリアウェーブの形態により具現化されることも含む。また、プロセッサが読むことができる記録媒体は、ネットワークに接続したコンピュータシステムに分散されて、分散方式でプロセッサが読むことができるコードが格納され実行されることができる。

また、以上では、本明細書の好ましい実施の形態について図示し説明したが、本明細書は、上述した特定の実施の形態に限定されず、請求の範囲で請求する本発明の要旨から逸脱しない範囲内で当該発明が属する技術分野における通常の知識を有した者によって多様な変形実施が可能であることはもちろんで、このような変形実施は、本発明の技術的思想や展望から個別的に理解されてはならないはずである。

そして、当該明細書では、物の発明と方法の発明が全部説明されており、必要によって両発明の説明は、補充的に適用されることができる。

本発明の無線通信システムにおいてＲＲＣ接続方法は、３ＧＰＰＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムに適用される例を中心に説明したが、３ＧＰＰＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムの他にも多様な無線通信システムに適用することが可能である。

Claims

無線通信システムにおいて端末が位相推定（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇ）を行う方法であって、
基地局から位相追跡参照信号（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＴＲＳ）と関連した構成情報を受信するステップと、
前記構成情報に基づいて、第１復調参照信号（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）及び前記位相追跡参照信号を受信するステップと、
前記位相追跡参照信号は、特定パターンに応じて一定のシンボル間隔で少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされ、
前記第１復調参照信号または前記位相追跡参照信号のうち、少なくとも一つに基づいて、データの復調のための前記位相推定を行うステップと、を含む方法。
前記位相追跡参照信号は、前記データが送信される複数のＯＦＤＭシンボルのうち、最優先ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされる、請求項１に記載の方法。
前記第１復調参照信号が２個のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、前記位相追跡参照信号は、前記２個のＯＦＤＭシンボルのうち、一つを基準にマッピングされる、請求項１に記載の方法。
第２復調参照信号がＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、前記位相追跡参照信号は、前記少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルの中で、前記第２復調参照信号がマッピングされたＯＦＤＭシンボルを除いたＯＦＤＭシンボルにマッピングされる、請求項１に記載の方法。
前記位相追跡参照信号は、前記第２復調参照信号が特定個数以下のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、前記少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされる、請求項４に記載の方法。
前記データがマッピングされる第１ＯＦＤＭシンボルが、前記第１復調参照信号がマッピングされる第２シンボルより前のほうに位置する場合、前記位相追跡参照信号は、前記第１ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされる、請求項１に記載の方法。
前記データがマッピングされる第１ＯＦＤＭシンボルが、前記第１復調参照信号がマッピングされる第２ＯＦＤＭシンボルより前のほうに位置する場合、前記位相追跡参照信号は、前記少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルの中で、前記第２ＯＦＤＭシンボル以後のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる、請求項１に記載の方法。
前記第１復調参照信号がマッピングされる第１ＯＦＤＭシンボルが、第２復調参照信号がマッピングされる第２ＯＦＤＭシンボルより時間軸上において前のほうに位置する場合、前記位相追跡参照信号は、前記第１ＯＦＤＭシンボルと前記第２ＯＦＤＭシンボルとの間に位置したシンボルでは、前記第１ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされ、前記第２ＯＦＤＭシンボル以後に位置するシンボルでは、第２ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされる、請求項１に記載の方法。
前記構成情報は、前記位相追跡参照信号の設定如何を表す指示子、前記位相追跡参照信号の時間軸マッピングパターンを表す第１マッピングパターン情報、または、前記位相追跡参照信号の周波数軸マッピングパターンを表す第２マッピングパターン情報のうち、少なくとも一つを含む、請求項１に記載の方法。
無線通信システムにおいて位相推定を行う端末であって、
外部と無線信号を送信及び受信する通信部と、
前記通信部と機能的に結合されているプロセッサと、を含み、
前記プロセッサは、
基地局から位相追跡参照信号（ＰｈａｓｅＴｒａｃｋｉｎｇＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＰＴＲＳ）と関連した構成情報を受信し、
前記構成情報に基づいて、第１復調参照信号（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）及び前記位相追跡参照信号を受信し、
前記位相追跡参照信号は、特定パターンに応じて一定のシンボル間隔で少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされ、
前記第１復調参照信号または前記位相追跡参照信号のうち、少なくとも一つに基づいてデータの復調のための前記位相推定を行う、端末。
前記位相追跡参照信号は、前記データが送信される複数のＯＦＤＭシンボルのうち、最優先ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされる、請求項１０に記載の端末。
前記第１復調参照信号が２個のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、前記位相追跡参照信号は、前記２個のＯＦＤＭシンボルのうち、一つを基準にマッピングされる、請求項１０に記載の端末。
第２復調参照信号がＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、前記位相追跡参照信号は、前記少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルのうち、前記第２復調参照信号がマッピングされたＯＦＤＭシンボルを除いたＯＦＤＭシンボルにマッピングされる、請求項１０に記載の端末。
前記位相追跡参照信号は、前記第２復調参照信号が特定個数以下のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、前記少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされる、請求項１３に記載の端末。
前記データがマッピングされる第１ＯＦＤＭシンボルが、前記第１復調参照信号がマッピングされる第２シンボルより前のほうに位置する場合、前記位相追跡参照信号は、前記第１ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされる、請求項１０に記載の端末。
前記データがマッピングされる第１ＯＦＤＭシンボルが、前記第１復調参照信号がマッピングされる第２シンボルより前のほうに位置する場合、前記位相追跡参照信号は、前記少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルのうち、前記第２ＯＦＤＭシンボル以後のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる、請求項１０に記載の端末。
前記第１復調参照信号がマッピングされる第１ＯＦＤＭシンボルが、第２復調参照信号がマッピングされる第２ＯＦＤＭシンボルより時間軸上において前のほうに位置する場合、前記位相追跡参照信号は、前記第１ＯＦＤＭシンボルと前記第２ＯＦＤＭシンボルとの間に位置したシンボルでは、前記第１ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされ、前記第２ＯＦＤＭシンボル以後に位置するシンボルでは、第２ＯＦＤＭシンボルを基準にマッピングされる、請求項１０に記載の方法。
前記構成情報は、前記位相追跡参照信号の設定如何を表す指示子、前記位相追跡参照信号の時間軸マッピングパターンを表す第１マッピングパターン情報、または、前記位相追跡参照信号の周波数軸マッピングパターンを表す第２マッピングパターン情報のうち、少なくとも一つを含む、請求項１０に記載の端末。