CN109565429B

CN109565429B - 在无线通信系统中发送/接收参考信号的方法及其设备

Info

Publication number: CN109565429B
Application number: CN201880002993.2A
Authority: CN
Inventors: 金圭奭; 李吉范; 姜智源; 高贤秀; 金沂濬; 金善旭; 金亨泰; 安慜基
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2017-06-09
Filing date: 2018-03-12
Publication date: 2021-12-17
Anticipated expiration: 2038-03-12
Also published as: JP7303746B2; EP3477885A4; KR20190054184A; KR20190015698A; US20200204335A1; US11418379B2; KR102060797B1; JP2020503761A; KR101979941B1; WO2018225936A1; CN109565429A; US20200162303A1; WO2018225927A1; US10917280B2; EP3477885A1

Abstract

本发明涉及一种用于终端在无线通信系统中执行相位跟踪的方法和设备。根据本发明，可以提供一种方法和设备，该方法包括：从基站接收与相位跟踪参考信号(PTRS)相关联的配置信息；以及基于配置信息，接收第一解调参考信号(DMRS)和PTRS，其中PTRS根据特定图案并且以预定符号间隔被映射到至少一个OFDM符号，并且基于第一DMRS或PTRS中的至少一个来执行用于数据解调的相位跟踪。

Description

在无线通信系统中发送/接收参考信号的方法及其设备

技术领域

本发明涉及无线通信系统，并且更具体地，涉及在无线通信系统中产生用于估计相位噪声的信号并且发送信号的方法及其装置。

背景技术

移动通信系统已发展成在确保用户的活动的同时提供语音服务。然而，移动通信系统的服务覆盖甚至已扩展到数据服务以及语音服务。现今，业务的爆炸式增长已经导致资源的短缺和用户对高速服务的需求，从而需要更先进的移动通信系统。

下一代移动通信系统的要求可以包括支持巨大的数据流量、每个用户传送速率的显著增加、显著增加的连接设备的数目的容纳、非常低的端到端延迟以及高能量效率。为此，对各种技术(诸如双连接、大规模多输入多输出(MIMO)、带内全双工、非正交多址(NOMA)、对超宽带的支持以及设备联网)进行了研究。

发明内容

技术问题

本发明的目的是为了提供一种用于发送和接收用于估计相位噪声的参考信号的方法和装置。

此外，本发明的目的是为了提供用于将用于估计相位噪声的相位跟踪参考信号(PTRS)映射到资源区域的方法和装置。

此外，本发明的目的是为了提供一种用于基于物理下行链路控制信道(PDCCH)或物理上行链路控制信道(PUCCH)的位置将PTRS映射到资源区域的方法和装置。

此外，本发明的目的是为了提供一种用于基于物理下行链路共享信道(PDSCH)或物理上行链路共享信道(PUSCH)的位置将PTRS映射到资源区域的方法和装置。

此外，本发明的目的是为了提供一种用于取决于是否映射解调参考信号(DMRS)来将PTRS映射到资源区域的方法和装置。

此外，本发明的目的是为了提供一种用于使用PTRS来估计公共相位误差(CPE)/载波频率偏移(CFO)值的方法和装置。

在本说明书中要实现的技术目的不限于上述技术目的，并且从下面的描述中本发明所属的本领域的普通技术人员可以明显地理解上面未描述的其他技术目标。

技术解决方案

根据本发明的实施例的用于在无线通信系统中由用户设备执行相位跟踪的方法包括：从基站接收与相位跟踪参考信号(PTRS)有关的配置信息；基于配置信息来接收第一解调参考信号(DMRS)和相位跟踪参考信号，相位跟踪参考信号基于特定图案以给定符号间隔被映射到至少一个OFDM符号；以及基于第一解调参考信号或相位跟踪参考信号中的至少一个来执行用于解调数据的相位跟踪。

此外，在本发明中，基于其中发送数据的多个OFDM符号当中的第一优先级OFDM符号来映射所述相位跟踪参考信号。

此外，在本发明中，当第一解调参考信号被映射到两个OFDM符号时，基于两个OFDM符号中的一个来映射所述相位跟踪参考信号。

此外，在本发明中，当第二解调参考信号被映射到OFDM符号时，相位跟踪参考信号被映射到至少一个OFDM符号当中的除了第二解调参考信号已经被映射到的OFDM符号之外的OFDM符号。

此外，在本发明中，当第二解调参考信号被映射到特定数量的OFDM符号或更少时，相位跟踪参考信号被映射到至少一个OFDM符号。

此外，在本发明中，当数据被映射到的第一OFDM符号被定位在第一解调参考信号被映射到的第二符号之前时，基于第一OFDM符号来映射相位跟踪参考信号。

此外，在本发明中，当数据被映射到的第一OFDM符号被定位在第一解调参考信号被映射到的第二OFDM符号之前时，相位跟踪参考信号被映射到至少一个OFDM符号当中的第二OFDM符号之后的OFDM符号。

此外，在本发明中，配置信息包括指示是否已经配置相位跟踪参考信号的指示符、指示相位跟踪参考信号的时间轴映射图案的第一映射图案信息或指示相位跟踪参考信号的频率轴映射图案的第二映射图案信息中的至少一个。

此外，在本发明中，当第一解调参考信号被映射到的第一OFDM符号在时间轴上被定位在第二解调参考信号被映射到的第二OFDM符号之前时，相位跟踪参考信号基于被定位在第一OFDM符号和第二OFDM符号之间的符号中的第一OFDM符号被映射，并且基于被定位在第二OFDM符号之后的符号中的第二OFDM符号被映射。

此外，本发明提供一种在无线通信系统中执行相位跟踪的用户设备，所述用户设备包括：通信单元，该通信单元向外部发送无线电信号并且从外部接收无线电信号；以及处理器，该处理器在功能上被耦合到通信单元，其中处理器被配置成从基站接收与相位跟踪参考信号(PTRS)有关的配置信息；基于配置信息来接收第一解调参考信号(DMRS)和相位跟踪参考信号，相位跟踪参考信号基于特定图案以给定符号间隔映射到至少一个OFDM符号；以及基于第一解调参考信号或相位跟踪参考信号中的至少一个来执行用于解调数据的相位跟踪。

本发明的有益效果

本发明的效果在于，其能够通过PTRS估计公共相位误差(CPE)和载波频率偏移(CFO)值来补偿相位噪声。

此外，本发明的效果在于，当DMRS被映射到特定数量的符号或更多符号时，通过不将PTRS映射到符号，其能够减少RS开销并改善吞吐量性能。

此外，本发明的效果在于，其能够取决于用户设备的情况灵活地映射PTRS，因为基于数据、控制信息或参考信号被映射到的符号来映射PTRS。

可以在本说明书中获得的效果不限于上述效果，并且从下面的描述中本发明所属的本领域的普通技术人员可以明显地理解上面未描述的其他技术效果。

附图说明

附图作为说明书的一部分被包括在此，用于帮助理解本发明，提供本发明的实施例，并且借助于以下的说明来描述本发明的技术特征。

图1图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中的无线电帧的结构。

图2是图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中用于下行链路时隙的资源网格的图。

图3图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中的下行链路子帧的结构。

图4图示在本发明可以被应用于的无线通信系统中的上行链路子帧的结构。

图5是图示在可以应用本发明的无线通信系统中将PUCCH格式映射到上行链路物理资源块的PUCCH区域的形状的示例的图。

图6是图示在可以应用本发明的无线通信系统中的在正常CP的情况下的CQI信道的结构的图。

图7是图示在可以应用本发明的无线通信系统中的在正常CP的情况下的ACK/NACK信道的结构的图。

图8是图示在可以应用本发明的无线通信系统中的在时隙期间生成和发送五个SC-FDMA符号的示例的图。

图9是图示可以应用本发明的无线通信系统中的分量载波和载波聚合的示例的图。

图10是图示在可以应用本发明的无线通信系统中根据跨载波调度的子帧结构的示例的图。

图11是图示可以应用本发明的无线通信系统中的UL-SCH的传输信道处理的示例的图。

图12是图示可以应用本发明的无线通信系统中的作为传输信道的上行链路共享信道的信号处理过程的示例的图。

图13是一般多输入多输出(MIMO)天线通信系统的图。

图14是图示从多个发射天线到单个接收天线的信道的图。

图15是示出在可以应用本发明的无线通信系统中映射到下行链路资源块对的参考信号图案的示例的图。

图16是示出可以应用本发明的子帧结构的示例的图。

图17是示出在可以应用本发明的使用毫米波(mmWave)的通信系统中使用的资源区域结构的示例的图。

图18和19是本说明书中提出的解调参考信号的图案的示例。

图20是示出在本说明书中提出的DMRS端口索引方法的示例的图。

图21是示出在本说明书中提出的用于映射PTRS的方法的示例的图。

图22至24是示出在本说明书中提出的用于映射PTRS的方法的其他示例的图。

图25是图示在本说明书中提出的由用户设备接收PTRS并且执行相位跟踪的方法的示例的流程图。

图26是示出可以应用本发明的无线设备的内部框图的示例的图。

具体实施方式

参考附图详细地描述本发明的一些实施例。要与附图一起公开的详细描述旨在描述本发明的一些实施例，并且不旨在描述本发明的唯一实施例。下面的详细描述包括更多细节以便提供对本发明的完全理解。然而，本领域的技术人员将会理解，可以在没有这样的更多细节的情况下实现本发明。

在一些情况下，为了避免本发明的构思变得模糊，可以省略已知结构和设备，或者可以基于每个结构和设备的核心功能以框图格式示出已知结构和设备。

在本说明书中，基站具有作为网络的终端节点的含义，直接与终端通信。在此文档中，图示为由基站执行的特定操作可以根据情况由基站的上层节点执行。也就是说，显然的是，在包括包括基站的多个网络节点的网络中，可以由基站或除基站之外的其他网络节点执行用于与终端通信的各种操作。“基站(BS)”可以用术语代替，诸如固定站、节点B、演进节点B(eNB)、基站收发信机系统(BTS)、接入点(AP)或传输级。此外，“终端”可以是固定的或者可以具有移动性，并且可以用术语代替，诸如用户设备(UE)、移动站(MS)、用户终端(UT)、移动订户站(MSS)、订户站(SS)、高级移动站(AMS)、无线终端(WT)、mMachine型通信(MTC)设备、机器对机器(M2M)设备、设备对设备(D2D)设备或接收级。

在下文中，下行链路(DL)意指从eNB到UE的通信，并且上行链路(UL)意指从UE到eNB的通信。在DL中，发射机可以是eNB的一部分并且接收机可以是UE的一部分。在UL中，发射机可以是UE的一部分并且接收机可以是eNB的一部分。

在下面的描述中所使用的特定术语已经被提供以帮助理解本发明，并且在不脱离本发明的技术精神的情况下可以将这样的特定术语的使用更改为各种形式。

以下技术可以在诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)、以及非正交多址(NOMA)的各种无线接入系统中使用。CDMA可以使用诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或CDMA2000的无线电技术来实现。TDMA可以使用诸如全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线电服务(GPRS)/增强型数据率GSM演进(EDGE)的无线电技术来实现。OFDMA可以使用诸如电气电子工程师IEEE802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802-20、或者演进型UTRA(E-UTRA)的无线电技术来实现。UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的一部分。第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用演进型UMTS陆地无线电接入(E-UTRA)的演进型UMTS(E-UMTS)的一部分，并且其在下行链路中采用OFDMA并且在上行链路中采用SC-FDMA。LTE-高级(LTE-AA)是3GPP LTE的演进。

本发明的实施例可以由在IEEE 802、3GPP和3GPP2，即，无线接入系统中的至少一个中所公开的标准文档来支持。也就是说，属于本发明的实施例并且没有被描述以便于清楚地揭露本发明的技术精神的步骤或者部分可以由这些文档来支持。另外，本文档中公开的所有术语可以由标准文档来描述。

为了更加清楚地描述，主要对3GPP LTE/LTE-A进行描述，但是本发明的技术特征不限于此。

本发明可以被应用于的一般系统

图1示出本发明的实施例可以被应用于的无线通信系统中的无线电帧的结构。

3GPP LTE/LTE-A支持无线电帧结构类型1，其可以被应用于频分双工(FDD)，和无线电帧结构类型2，其可以被应用于时分双工(TDD)。

在图1中，时域中的无线电帧的大小被表示为T_s＝1/(15000*2048)的时间单位的倍数。UL和DL传输包括持续时间为T_f＝307200*T_s＝10ms的无线电帧。

图1(a)例示无线电帧结构类型1。类型1无线电帧可以被应用于全双工FDD和半双工FDD两者。

无线电帧包括10个子帧。无线电帧包括T_slot＝15360*T_s＝0.5ms长度的20个时隙，并且给每个时隙0到19的索引。一个子帧在时域中包括连续的两个时隙，并且子帧i包括时隙2i和时隙2i+1。发送子帧需要的时间被称为传输时间间隔(TTI)。例如，子帧i的长度可以是1ms，并且时隙的长度可以是0.5ms。

在FDD中，UL传输和DL传输在频域中被区分。而在全双工FDD中没有限制，UE在半双工FDD操作中不可以同时发送和接收。

一个时隙在时域中包括多个正交频分复用(OFDM)符号并且在频域中包括多个资源块(RB)。在3GPP LTE中，因为在下行链路中使用OFDMA，所以OFDM符号被用来表示一个符号周期。OFDM符号可以被称为一个SC-FDMA符号或符号周期。RB是资源分配单元并且在一个时隙中包括多个连续的子载波。

图1(b)示出帧结构类型2。

类型2无线电帧包括均为153600*T_s＝5ms长度的两个半帧。每个半帧包括30720*T_s＝1ms长度的5个子帧。

在TDD系统的帧结构类型2中，上行链路-下行链路配置是指示是否向所有的子帧分配(或者保留)上行链路和下行链路的规则。

表1示出上行链路-下行链路配置。

[表1]

参考表1，在无线电帧的每个子帧，“D”表示用于DL传输的子帧，“U”表示用于UL传输的子帧，并且“S”表示包括下行链路导频时隙(DwPTS)、保护周期(GP)、和上行导频时隙(UpPTS)的三种类型的字段的特殊子帧。

DwPTS用于UE中的初始小区搜索、同步或信道估计。UpPTS用于eNB中的信道估计并用于同步UE的UL传输同步。GP是用于去除由于UL和DL之间的DL信号的多路径延迟而导致在UL中发生的干扰的持续时间。

每个子帧i包括T_slot＝15360*T_s＝0.5ms的时隙2i和时隙2i+1。

UL-DL配置可以被分类为7种类型，并且对于每个配置，DL子帧、特殊子帧和UL子帧的位置和/或数量是不同的。

执行从下行链路到上行链路的变化的时间点或者执行从上行链路到下行链路的变化的时间点被称为切换点。切换点的周期性意指其中上行链路子帧和下行链路子帧被改变的周期被相同地重复。在切换点的周期性中支持5ms或10ms两者。如果切换点的周期性具有5ms的下行链路-上行链路切换点周期，则在每个半帧中特殊子帧S存在。如果切换点的周期性具有5ms的下行链路-上行链路切换点周期，则特殊子帧S仅存在于第一半帧中。

在所有配置中，0和5子帧以及DwPTS仅被用于下行链路传输。UpPTS以及继该子帧之后的子帧始终被用于上行链路传输。

对于eNB和UE两者来说可以已知作为系统信息的这样的上行链路-下行链路配置。不论何时改变上行链路-下行链路配置信息，eNB都可以通过向UE仅发送上行链路-下行链路配置信息的索引来通知UE无线电帧的上行链路-下行链路分配状态的变化。此外，配置信息是一种下行链路控制信息并且可以像其他的调度信息一样通过物理下行链路控制信道(PDCCH)被发送。通过广播信道可以将配置信息作为广播信息发送到小区内的所有的UE。

表2表示特殊子帧的配置(DwPTS/GP/UpPTS的长度)。

[表2]

根据图1的示例的无线电帧的结构只是一个示例，并且可以以各种方式改变被包括在无线电帧中的子载波的数目、被包括在子帧中的时隙的数目以及被包括在时隙中的OFDM符号的数目。

图2是图示本发明的实施例可以被应用于的无线通信系统中的一个下行链路时隙的资源网格的图。

参考图2，一个下行链路时隙在时域中包括多个OFDM符号。仅为了示例性目的，在此描述一个下行链路时隙包括7个OFDM符号并且一个资源块在频域中包括12个子载波，并且本发明不限于此。

资源网格上的每个元素被称为资源元素，并且一个资源块包括12×7个资源元素。包括在下行链路时隙中的资源块的数目N^DL取决于下行链路传输带宽。

上行链路时隙的结构可以与下行链路时隙的结构相同。

图3示出本发明的实施例可以被应用于的无线通信系统中的下行链路子帧的结构。

参考图3，位于子帧的第一时隙的前面部分中的最多三个OFDM符号对应于其中分配控制信道的控制区域，并且剩余的OFDM符号对应于其中分配物理下行链路共享信道(PDSCH)的数据区域。3GPP LTE中所使用的下行链路控制信道包括，例如，物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)以及物理混合ARQ指示符信道(PHICH)等。

PCFICH在子帧的第一OFDM符号中被发送并且携带关于被用于在子帧中发送控制信道的OFDM符号的数目(即，控制区域的大小)的信息。PHICH是用于上行链路的响应信道并且携带用于混合自动重传请求(HARQ)的肯定应答(ACK)/否定应答(NACK)信号。在PDCCH中发送的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。DCI包括上行链路资源分配信息、下行链路资源分配信息，或针对特定UE组的上行链路发射(Tx)功率控制命令。

PDCCH可以传送关于下行链路共享信道(DL-SCH)的资源分配和传输格式的信息(还被称为“下行链路许可”)、关于上行链路共享信道(UL-SCH)的资源分配信息(还被称为“上行链路许可”)、PCH上的寻呼信息、DL-SCH上的系统信息、诸如在PDSCH上发送的随机接入响应的上层控制消息的资源分配、针对特定UE组中的单个UE的发射功率控制命令的集合以及互联网语音协议(VoIP)的激活等等。可以在控制区域内发送多个PDCCH，并且UE可以监测多个PDCCH。PDCCH在单个控制信道元素(CCE)或者一些连续的CCE的聚合上被发送。CCE是被用于根据无线电信道的状态向PDCCH提供编译速率(coding rate)的逻辑分配单元。CCE对应于多个资源元素组。通过在CCE的数目与由CCE提供的编译速率之间的关联关系确定PDCCH的格式和PDCCH的可用比特的数目。

基站基于要被发送的DCI来确定PDCCH的格式，并且将循环冗余检验(CRC)附加到控制信息。根据PDCCH的所有者或者使用，唯一标识符(无线电网络临时标识符(RNTI))被掩蔽到CRC。如果PDCCH是用于特定的UE的PDCCH，对于UE唯一的标识符，例如，小区-RNTI(C-RNTI)可以被掩蔽到CRC。如果PDCCH是用于寻呼消息的PDCCH，寻呼指示标识符，例如，寻呼-RNTI(P-RNTI)可以被掩蔽到CRC。如果PDCCH是用于系统信息(更加具体地，系统信息块(SIB))的PDCCH，系统信息标识符，例如，系统信息-RNTI(SI-RNTI)可以被掩蔽到CRC。随机接入-RNTI(RA-RNTI)可以被掩蔽到CRC以便于通过UE指示作为对随机接入前导的传输的响应的随机接入响应。

PDCCH(物理下行链路控制信道)

在下文中，将详细描述PDCCH。

经由PDCCH发送的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。可以根据DCI格式改变经由PDCCH发送的控制信息的大小和使用，或者可以根据编译速率改变控制信息的大小。

表3示出根据DCI格式的DCI

[表3]

参考上面的表3，DCI格式包括用于调度PUSCH的格式0、用于调度一个PDSCH码字的格式1、用于一个PDSCH码字的紧凑调度的格式1A、用于DL-SCH的非常紧凑调度的格式1c、用于闭环空间复用模式中的PDSCH调度的格式2A、用于开环空间复用模式中的PDSCH调度的格式2A、用于传输用于上行链路信道的传输功率控制(TPC)命令的格式3和3A、以及用于多天线端口传输模式中的上行链路小区中的PUSCH调度的格式4。

无论UE的传输模式如何，DCI格式1A可以被用于PDSCH调度。

这种DCI格式可以每个UE独立应用，并且可以在一个子帧内复用多个UE的PDCCH。PDCCH由一个或多个控制信道元素(CCE)的集合组成。CCE是逻辑分配单元，其被用于根据无线电信道状态向PDCCH提供编译速率。CCE指的是对应于由四个资源元素组成的REG的9个集合的单元。BS可以使用{1,2,4,8}个CCE以便于配置一个PDCCH信号，并且{1,2,4,8}被称为CCE聚合等级。

被用于发送特定PDCCH的CCE的数量由BS根据信道状态确定。根据UE配置的PDCCH被交织并通过CCE到RE映射规则映射到每个子帧的控制信道区域。PDCCH的位置可以取决于每个子帧的控制信道的OFDM符号的数量、PHICH组的数量、发送天线、频移等。

如上所述，独立于UE的复用PDCCH执行信道编译，并且应用循环冗余校验(CRC)。每个UE的唯一标识符(UE ID)被掩码到CRC，使得UE接收其PDCCH。然而，在子帧内分配的控制区域中，BS不向UE提供关于UE的PDCCH位于何处的信息。因为UE没有获知其PDCCH的位置以及在其处的CCE聚合级别或者通过其发送其PDCCH的DCI格式，所以UE监视子帧内的PDCCH候选的集合以检测其PDCCH，以便于接收来自BS的控制信道。这被称为盲解码(BD)。

BD也可以称为盲检测或盲检测。BD指的是在UE处在CRC部分中对其UE ID进行解掩码，检查CRC错误，并且确定PDCCH是否是其控制信道的方法。

在下文中，将描述由DCI格式0发送的信息。

DCI格式0被用于一个上行链路小区中的PUSCH调度。

表4表示通过DCI格式0发送的信息。

[表4]

参考上面的表4，通过DCI格式0发送以下信息。

1)载波指示符，其具有0或3个比特的长度。

2)用于DCI格式0和DCI格式1A区分的标志，其具有1个比特的长度，并且0指示DCI格式0，并且1指示DCI格式1A

3)跳频标志，其具有1比特。如果需要，此字段可以用于相应资源分配的最高有效位(MSB)的多集群分配。

4)资源块指配和跳跃资源分配，其具有

个比特。

这里，在单集群分配中的PUSCH跳变的情况下，为了获取

的值，使用NUL_hop数字的最高有效位(MSB)。

个比特提供上行链路子帧中的第一个时隙的资源分配。另外，在单集群分配中不存在PΜSCH跳变的情况下，

比特提供上行链路子帧中的资源分配。另外，在多簇分配中不存在PΜSCH跳变的情况下，从跳频标志字段和资源块分配的跳跃资源分配字段之间的级联中获得资源分配信息，并且

个比特提供上行链路子帧中的资源分配。在这种情况下，P的值由下行链路资源块的数量确定。

5)调制和编译方案(MCS)，其具有1个比特的长度。

6)新数据指示符，具有2个比特的长度。

7)用于PUSCH的发送功率控制(TPC)命令，其具有2个比特的长度。

8)用于解调参考信号(DMRS)的循环移位(CS)和正交覆盖/正交覆盖码(OC/OCC)的索引，其具有3个比特。

9)上行链路索引，其具有2个比特的长度。此字段根据上行链路-下行链路配置0仅退出TDD操作。

10)下行链路指配索引(DAI)，其具有2个比特的长度。此字段根据上行链路-下行链路配置1-6仅退出TDD操作。

11)信道状态信息(CSI)请求，其具有1个比特或2个比特的长度。这里，2个比特的字段仅应用于相应的DCI以UE特定的方式被映射到由小区RNTI(C-RNTI)配置一个或多个下行链路小区的UE的情况。

12)探测参考信号(SRS)请求，其具有0个或者1个比特的长度。这里，此字段仅存在于以UE特定的方式由C-RNTI映射调度PUSCH的情况。

13)资源分配类型，其具有1个比特的长度。

在DCI格式0中的信息比特的数量小于DCI格式1A的有效载荷大小(包括附加填充比特)的情况下，添加0以便DCI格式1A变得与DCI格式0相同。

图4图示能够应用本发明的无线通信系统中的上行链路子帧的结构。

参考图4，上行链路子帧可以在频域中被划分为控制区域和数据区域。传输上行链路控制信息的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域。传输用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。一个终端不同时发送PUCCH和PUSCH以便于保持单载波特性。

子帧中的资源块(RB)对被分配给一个终端的PUCCH。包括在RB对中的RB分别占据两个时隙中的不同子载波。分配给PUCCH的RB对在时隙边界中跳频。

物理上行链路控制信道(PUCCH)

通过PUCCH发送的上行链路控制信息(UCI)可以包括调度请求(SR)、HARQ ACK/NACK信息和下行链路信道测量信息。

可以根据PDSCH上的下行链路数据分组被成功地解码来生成HARQ ACK/NACK信息。在现有的无线通信系统中，作为针对下行链路单码字传输的ACK/NACK信息发送1比特，并且作为针对下行链路2码字传输的ACK/NACK信息发送2比特。

指定与多输入多输出(MIMO)技术相关联的反馈信息的信道测量信息可以包括信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)和秩指示符(RI)。还可以将信道测量信息共同地表达为CQI。

可以每子帧使用20比特以用于发送CQI。

可以通过使用二进制相移键控(BPSK)和正交相移键控(QPSK)技术来对PUCCH进行调制。可以通过PUCCH来发送多个终端的控制信息，并且当码分复用(CDM)被执行来区分对应的终端的信号时，主要使用具有长度为12的恒定幅度零自相关(CAZAC)序列。因为CAZAC序列具有在时域和频域中维持预定幅度的特性，所以CAZAC序列具有适合于通过减小终端的峰均功率比(PAPR)或立方量度(CM)来增加覆盖范围的性质。另外，通过使用正交序列或正交覆盖(OC)来覆盖用于通过PUCCH执行的下行链路数据传输的ACK/NACK信息。

另外，可以通过使用具有不同的循环移位(SC)值的循环移位序列来区分在PUCCH上发送的控制信息。可以通过使基础序列循环移位特定循环移位(CS)量来生成循环移位序列。特定CS量由循环移位(CS)索引来指示。可用循环移位的数目可以根据信道的延迟扩展而变化。可以将各种类型的序列用作基本序列，CAZAC序列是相应序列的一个示例。

另外，可以根据可用于发送控制信息的SC-FDMA符号(即，除用于发送参考信号(RS)以用于PUCCH的相干检测的SC-FDMA符号以外的SC-FDMA符号)的数目来确定终端可以在一个子帧中发送的控制信息的量。

在3GPP LTE系统中，PUCCH根据所发送的控制信息、调制技术、控制信息的量等被定义为总共7个不同的格式，并且可以像在下面给出的表5中所示出的那样概括根据每个PUCCH格式发送的上行链路控制信息(UCI)的属性。

[表5]

PUCCH格式1被用于仅发送SR。在仅发送SR的情况下采用未被调制的波形，并且将在下面对此进行详细的描述。

PUCCH格式1a或1b被用于发送HARQ ACK/NACK。当在预定子帧中发送仅HARQ ACK/NACK时，可以使用PUCCH格式1a或1b。可替选地，可以通过使用PUCCH格式1a或1b在同一子帧中发送HARQACK/NACK和SR。

PUCCH格式2被用于发送CQI，并且PUCCH格式2a或2b被用于发送CQI和HARQ ACK/NACK。

在扩展CP的情况下，PUCCH格式2可以被用于发送CQI和HARQACK/NACK。

图5图示在本发明能够应用于的无线通信系统中将PUCCH格式映射到上行链路物理资源块的PUCCH区域的类型的一个示例的图。

在图5中，

表示上行链路中的资源块的数目并且

意指物理资源块的数目。基本上，PUCCH被映射到上行链路频率块的两个边缘。如图5中所示的，PUCCH格式2/2a/2b被映射到表达为m＝0、1的PUCCH区域，并且这可以以PUCCH格式2/2a/2b被映射到定位在频带边缘处的资源块的这样一种方式来表达。另外，PUCCH格式2/2a/2b和PUCCH格式1/1a/1b这两者可以被混合地映射到表达为m＝2的PUCCH区域。接下来，可以将PUCCH格式1/1a/1b映射到表达为m＝3、4和5的PUCCH区域。可以通过广播信令将可由PUCCH格式2/2a/2b使用的PUCCH RB的数目

指示给小区中的终端。

对PUCCH格式2/2a/2b进行描述。PUCCH格式2/2a/2b是用于发送信道测量反馈(CQI、PMI和RI)的控制信道。

信道测量反馈(在下文中，被共同地表达为CQI信息)的报告周期以及要测量的频率方式(frequency wise)(可替选地，频率分辨率)可以由基站控制。在时域中，可以支持周期性CQI报告和非周期性CQI报告。PUCCH格式2可以仅被用于周期性报告，并且PUSCH可以被用于非周期性报告。在非周期性报告的情况下，基站可以指示终端发送加载有用于上行链路数据传输的单独的CQI报告的调度资源。

图6图示在本发明能够应用于的无线通信系统中的在正常CP的情况下的CQI信道的结构。

在一个时隙的SC-FDMA符号0至6中，SC-FDMA符号1和5(第二符号和第六符号)可以被用于发送解调参考信号，并且CQI信息可以在剩余的SC-FDMA符号中被发送。同时，在扩展CP的情况下，一个SC-FDMA符号(SC-FDMA符号3)被用于发送DMRS。

在PUCCH格式2/2a/2b中，支持通过CAZAC序列的调制，并且具有长度为12的CAZAC序列被乘以QPSK调制的符号。序列的循环移位(CS)在符号与时隙之间改变。对DMRS使用正交覆盖。

参考信号(DMRS)被加载在一个时隙中包括的7个SC-FDMA符号之中的3个SC-FDMA符号彼此分离的两个SC-FDMA符号上，并且CQI信息被加载在5个剩余的SC-FDMA符号上。两个RS被用在一个时隙中以便支持高速终端。另外，通过使用CS序列来区分对应的终端。CQI信息符号被调制并传送到所有SC-FDMA符号，并且SC-FDMA符号由一个序列构成。即，终端对CQI进行调制并且将CQI发送到每个序列。

可以被发送到一个TTI的符号的数目是10并且CQI信息的调制被确定直到QPSK。当QPSK映射被用于SC-FDMA符号时，因为可以加载2比特的CQI值，所以可以在一个时隙上加载10比特的CQI值。因此，可以在一个子帧上加载最多20比特的CQI值。频域扩展码被用于在频域中对CQI信息进行扩展。

可以将具有长度为12的CAZAC序列(例如，ZC序列)用作频域扩展码。可以对要彼此区分的对应的控制信道应用具有不同的CS值的CAZAC序列。相对于其中扩展频域的CQI信息执行IFFT。

可以通过具有12个等效间隔的循环移位在同一PUCCH RB上以正交方式复用12个不同的终端。在正常CP的情况下，在SC-FDMA符号1和5上(在扩展CP的情况下在SC-FDMA符号3上)的DMRS序列与频域上的CQI信号序列类似，但是不采用CQI信息的调制。

可以通过上层信令来半静态地配置终端，以便在指示为PUCCH资源索引

和

的PUCCH资源上周期性地报告不同的CQI、PMI和RI类型。在这样的情况下，PUCCH资源索引

是指示用于PUCCH格式2/2a/2b的PUCCH区域以及要使用的CS值的信息。

PUCCH信道结构

描述PUCCH格式1a和1b。

在PUCCH格式1a和1b中，通过使用BPSK或QPSK调制方案调制的符号乘以具有长度为12的CAZAC序列。例如，长度为N的CAZAC序列r(n)(n＝0、1、2、...、N-1)乘以调制符号d(0)获取的结果变为y(0)、y(1)、y(2)、...、y(N-1)。可以将y(0)、...、y(N-1)符号指定为符号的块。将CAZAC序列乘以调制符号并且其后，采用使用正交序列的逐块扩展。

相对于一般ACK/NACK信息使用长度为4的哈达玛(Hadamard)序列，并且相对于ACK/NACK信息和参考信号使用长度为3的离散傅里叶变换(DFT)序列。

在扩展CP的情况下，相对于参考信号使用长度为2的哈达玛序列。

图7图示在本发明能够应用于的无线通信系统中的在正常CP的情况下的ACK/NACK信道的结构。

在图7中示例性地图示用于在没有CQI的情况下发送HARQ ACK/NACK的PUCCH信道结构。

参考信号(DMRS)被加载在7个SC-FDMA符号之中的中间部分的三个连续的SC-FDMA符号上，并且ACK/NACK信号被加载在4个剩余的SC-FDMA符号上。

同时，在扩展CP的情况下，可以在中间部分的两个连续的符号上加载RS。RS中所使用的符号的数目和位置可以取决于控制信道而变化，并且与RS中所使用的符号的位置相关联的ACK/NACK信号中所使用的符号的数目和位置也可以取决于控制信道而相应地变化。

1比特和2比特的应答响应信息(不是扰频状态)分别可以通过使用BPSK调制技术和QPSK调制技术被表达为一个HARQACK/NACK调制符号。肯定应答响应(ACK)可以被编码为'1'而否定应答响应(NACK)可以被编码为'0'。

当在分配的频带中发送控制信号时，采用2维(D)扩展以便增加复用容量。即，同时采用频域扩展和时域扩展以增加可以被复用的终端或控制信道的数目。

频域序列被用作基础序列以便在频域中扩展ACK/NACK信号。作为CAZAC序列中的一个的Zadoff-Chu(ZC)可以被用作频域序列。例如，不同的CS被应用于作为基础序列的ZC序列，并且结果，可以应用不同的终端或不同的控制信道进行复用。针对用于HARQACK/NACK传输的PUCCH RB的SC-FDMA符号中支持的CS资源的数目由小区特定上层信令参数

来设置。

通过使用正交扩展码在时域中扩展被频域扩展的ACK/NACK信号。作为正交扩展码，可以使用沃尔什-哈达玛(Walsh-Hadamard)序列或DFT序列。例如，可以通过对4个符号使用长度为4的正交序列(w0、w1、w2和w3)来扩展ACK/NACK信号。另外，也通过具有长度为3或2的正交序列来扩展RS。这被称为正交覆盖(OC)。

可以通过使用上面所描述的频域中的CS资源以及时域中的OC资源利用码分复用(CDM)方案对多个终端进行复用。即，可以在同一PUCCH RB上对许多终端的ACK/NACK信息和RS进行复用。

关于时域扩展CDM，针对ACK/NACK信息支持的扩展码的数目受RS符号的数目限制。即，因为发送SC-FDMA符号的RS的数目小于发送SC-FDMA符号的ACK/NACK信息的数目，所以RS的复用容量小于ACK/NACK信息的复用容量。

例如，在正常CP的情况下，可以在四个符号中发送ACK/NACK信息，并且针对ACK/NACK信息使用不是4个而是3个正交扩展码，并且原因是发送符号的RS的数目被限于3，导致仅3个正交扩展码用于RS。

在正常CP的子帧的情况下，当在一个时隙中3个符号被用于发送RS并且4个符号被用于发送ACK/NACK信息时，例如，如果可以使用频域中的6个CS和3个正交覆盖(OC)资源，则可以在一个PUCCHRB中复用来自总共18个不同的终端的HARQ确认响应。在扩展CP的子帧的情况下，当在一个时隙中2个符号被用于发送RS并且4个符号被用于发送ACK/NACK信息时，例如，如果可以使用频域中的6个CS和2个正交覆盖(OC)资源，则可以在一个PUCCH RB中复用来自总共12个不同的终端的HARQ确认响应。

接下来，对PUCCH格式1进行描述。通过终端请求调度或者未请求调度的方案来发送调度请求(SR)。SR信道在PUCCH格式1a/1b中重用ACK/NACK信道结构并且基于ACK/NACK信道设计通过开关键控(OOK)方案来配置。在SR信道中，不发送参考信号。因此，在通常CP的情况下，使用具有长度为7的序列，而在扩展CP的情况下，使用具有长度为6的序列。可以将不同的循环移位(CS)或正交覆盖(OC)分配给SR和ACK/NACK。即，终端通过为SR分配的资源来发送HARQ ACK/NACK以发送肯定SR。终端通过为ACK/NACK分配的资源来发送HARQ ACK/NACK以发送否定SR。

接下来，对增强型PUCCH(e-PUCCH)格式进行描述。e-PUCCH可以对应于LTE-A系统的PUCCH格式3。使用PUCCH格式3，块扩展技术可以应用于ACK/NACK传输。

块扩展技术是与现有PUCCH格式1系列或2系列不同通过使用SC-FDMA方案来调制控制信号的传输的方案。如图8中所图示，可以通过使用正交覆盖码(OCC)在时域上扩展和发送符号序列。可以通过使用OCC在同一RB上复用多个终端的控制信号。在上述PUCCH格式2的情况下，在整个时域中发送一个符号序列，并且通过使用CAZAC序列的循环移位(CS)来复用多个终端的控制信号，然而在基于PUCCH格式(例如，PUCCH格式3)的块扩频的情况下，在整个频域中发送一个符号序列，并且通过使用OCC的时域扩展来复用多个终端的控制信号。

图8图示在可以应用本发明的无线通信系统中的一个时隙期间生成和发送5个SC-FDMA符号的一个示例。

在图8中，通过在一个时隙期间在一个符号序列中使用长度为5(可替选地，SF＝5)的OCC来生成和发送5个SC-FDMA符号(即，数据部分)的示例。在这种情况下，在一个时隙期间可以使用两个RS符号。

在图8的示例中，RS符号可以从应用特定循环移位值的CAZAC序列生成，并且以其中在多个RS符号中应用(可替选地，相乘)预定OCC的类型被发送。此外，在图8的示例中，当假设12个调制符号被用于各个OFDM符号(可替选地，SC-FDMA符号)并且通过QPSK生成各个调制符号时，可以在一个时隙中发送的最大比特数变为24个比特(＝12x 2)。因此，可由两个时隙发送的比特数变为总共48个比特。当使用块扩展方案的PUCCH信道结构时，与现有的PUCCH格式1系列和2系列相比，可以发送具有扩展大小的控制信息。

一般载波聚合

在本发明的实施例中考虑的通信环境包括多载波支持环境。即，本发明中所使用的多载波系统或载波聚合系统意指在配置目标宽带以便支持宽带时聚合并使用具有小于目标频带的较小带宽的一个或多个分量载波(CC)的系统。

在本发明中，多载波意指载波的聚合(可替选地，载波聚合)，并且在这种情况下，载波的聚合意指连续载波之间的聚合以及非连续载波之间的聚合这两者。另外，可以不同地设置在下行链路与上行链路之间聚合的分量载波的数目。下行链路分量载波(在下文中，被称为“DL CC”)的数目以及上行链路分量载波(在下文中，被称为“ULCC”)的数目彼此相同的情况被称为对称聚合，而下行链路分量载波的数目以及上行链路分量载波的数目彼此不同的的情况被称为不对称聚合。载波聚合可以与诸如载波聚合、带宽聚合、频谱聚合等的术语可交换地使用。

通过组合两个或更多个分量载波而配置的载波聚合旨在在LTE-A系统中支持多达100MHz的带宽。当具有除目标频带外的带宽的一个或多个载波被组合时，要组合的载波的带宽可以限于现有系统中所使用的带宽以便维持与现有IMT系统的后向兼容性。例如，现有的3GPPLTE系统支持1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz的带宽，并且3GPP高级LTE系统(即，LTE-A)可以被配置成通过在该带宽上使用以便与现有系统兼容来支持大于20MHz的带宽。另外，本发明中所使用的载波聚合系统可以被配置成通过独立于现有系统中所使用的带宽定义新带宽来支持载波聚合。

LTE-A系统使用小区的概念以便管理无线电资源。

载波聚合环境可以被称作多小区环境。小区被定义为一对下行链路资源(DL CC)和上行链路资源(UL CC)的组合，但是不需要上行链路资源。因此，小区可以仅由下行链路资源或者下行链路资源和上行链路资源这两者构成。当特定终端仅具有一个配置的服务小区时，该小区可以具有一个DL CC和一个UL CC，但是当特定终端具有两个或更多个配置的服务小区时，该小区具有和多个小区一样多的DL CC，并且UL CC的数目可以等于或小于DLCC的数目。

可替选地，与此相反，可以配置DL CC和UL CC。即，当特定终端具有多个配置的服务小区时，也可以支持具有多于DL CC的UL CC的载波聚合环境。即，载波聚合可以被认为是具有不同的载波频率(中心频率)的两个或更多个小区的聚合。在本文中，所描述的“小区”需要与通常使用的作为由基站所覆盖的区域的小区区分开。

LTE-A系统中所使用的小区包括主小区(Pcell)和辅小区(Scell)。P小区和S小区可以被用作服务小区。在处于RRC_已连接的状态但是不具有经配置的载波聚合或者不支持载波聚合的终端中，存在仅由P小区构成的仅一个服务小区。相反，在处于RRC_已连接的状态并且具有经配置的载波聚合的终端中，可以存在一个或多个服务小区，并且P小区和一个或多个S小区被包括在所有服务小区中。

可以通过RRC参数来配置服务小区(P小区和S小区)。作为小区的物理层标识符的PhysCellId具有0至503的整数值。作为用来标识S小区的短标识符的SCellIndex具有1至7的整数值。作为用来标识服务小区(P小区或S小区)的短标识符的ServCellIndex具有0至7的整数值。值0应用于P小区并且SCellIndex被预先许可以便应用于S小区。即，具有ServCellIndex中的最小小区ID(可替选地，小区索引)的小区成为P小区。

P小区意指在主频率(可替选地，主CC)上操作的小区。终端可以被用来执行初始连接建立过程或连接重新建立过程，并且可以被指定为在移交过程期间指示的小区。另外，P小区意指成为在载波聚合环境中配置的服务小区之中的控制关联通信的中心的小区。即，终端可以被分配有PUCCH并仅在其P小区中发送PUCCH，并且仅使用P小区来获取系统信息或者改变监控过程。演进型通用陆地无线电接入(E-UTRAN)可以通过使用上层的包括移动控制信息(mobilityControlInfo)的RRC连接重配置(RRCConnectionReconfigutaion)消息来仅将用于移交过程的P小区改变到支持载波聚合环境的终端。

S小区意指在辅频率(可替选地，辅CC)上操作的小区。可以仅将一个P小区分配给特定终端并且可以将一个或多个S小区分配给特定终端。S小区可以在实现RRC连接建立之后被配置并且用于提供附加的无线电资源。PUCCH不存在于除P小区以外的剩余小区(即，在载波聚合环境中配置的服务小区之中的S小区)中。E-UTRAN可以在将S小区添加到支持载波聚合环境的终端时通过专用信号来提供与处于RRC_已连接的状态的相关小区相关联的所有系统信息。可以通过释放并添加相关S小区来控制系统信息的改变，并且在这种情况下，可以使用上层的RRC连接重配置(RRCConnectionReconfigutaion)消息。E-UTRAN可以针对每个终端执行具有不同的参数的专用信令，而不是在相关S小区中广播。

在初始安全激活过程开始之后，E-UTRAN将S小区添加到在连接建立过程期间最初配置的P小区以配置包括一个或多个S小区的网络。在载波聚合环境下，P小区和S小区可以作为相应的分量载波操作。在下面所描述的实施例中，可以将主分量载波(PCC)用作与P小区相同的含义，并且可以将辅分量载波(SCC)用作与S小区相同的含义。

图9是图示在本发明能够应用于的无线通信系统中的分量载波和载波聚合的示例的图。

图9(a)图示LTE系统中所使用的单载波结构。分量载波包括DLCC和UL CC。一个分量载波可以具有20MHz的频率范围。

图9(b)图示LTE系统中所使用的载波聚合结构。图9b示出具有20MHz的频率大小的三个分量载波被组合的情况。提供三个DL CC和三个UL CC中的每个，但是DL CC的数目和ULCC的数目不受限制。在载波聚合的情况下，终端可以同时监控三个CC，并且接收下行链路信号/数据并发送上行链路信号/数据。

当在特定小区中管理N个DL CC时，网络可以将M(M≤N)个DL CC分配给终端。在这种情况下，终端可以仅监控M个有限的DL CC并接收DL信号。另外，网络给出L(L≤M≤N)个DLCC以将主DL CC分配给终端，并且在这种情况下，UE需要特别监控L个DL CC。这种方案甚至可以类似地应用于上行链路传输。

下行链路资源的载波频率(可替选地，DL CC)与上行链路资源的载波频率(可替选地，UL CC)之间的链接可以由诸如RRC消息或系统信息的上层消息来指示。例如，可以通过由系统信息块类型2(SIB2)所定义的链接来配置DL资源和UL资源的组合。具体地，链接可以意指PDCCH传输UL许可的DL CC与使用UL许可的UL CC之间的映射关系，并且意指其中发送HARQ的数据的DL CC(可替选地，UL CC)与其中发送HARQ ACK/NACK信号的UL CC(可替选地，DL CC)之间的映射关系。

跨载波调度

在载波聚合系统中，在针对载波或服务小区的调度中，提供了两种类型的自调度方法和跨载波调度方法。跨载波调度可以被称作跨分量载波调度或跨小区调度。

跨载波调度意指将PDCCH(DL许可)和PDSCH发送到不同的对应DL CC或者通过除与接收UL许可的DL CC链接的UL CC以外的其他UL CC来发送根据DL CC中所发送的PDCCH(UL许可)而发送的PUSCH。

是否执行跨载波调度可以被UE特定地激活或者去激活并且通过上层信令(例如，RRC信令)针对每个终端半静态地获知。

当跨载波调度被激活时，需要指示通过哪一个DL/UL CC来发送由相应的PDCCH指示的PDSCH/PUSCH的载波指示符字段(CIF)。例如，PDCCH可以通过使用CIF来将PDSCH资源或PUSCH资源分配给多个分量载波中的一个。即，当PDSCH或PUSCH资源被分配给DL/UL CC中的DL CC上的PDCCH被复合地聚合的一个DL/UL CC时设置CIF。在这种情况下，LTE-A版本8的DCI格式可以根据CIF扩展。在这种情况下，经设置的CIF可以被固定为3比特字段，并且经设置的CIF的位置可以不管DCI格式的大小都是固定的。另外，可以重用LTE-A版本8的PDCCH结构(相同编译和基于相同CCE的资源映射)。

相反，当DL CC上的PDCCH分配同一DL CC上的PDSCH资源或者分配被单独地链接的UL CC上的PUSCH资源时，不设置CIF。在这种情况下，可以使用与LTE-A版本8相同的PDCCH结构(相同编译和基于相同CCE的资源映射)和DCI格式。

当跨载波调度是可能的时候，终端需要根据每个CC的传输模式和/或带宽在监控CC的控制区域中监控用于多个DCI的PDCCH。因此，需要可以支持监控用于多个DCI的PDCCH的搜索空间的配置和PDCCH监控。

在载波聚合系统中，终端DL CC聚合表示终端被调度来接收PDSCH的DL CC的聚合，并且终端UL CC聚合表示终端被调度来发送PUSCH的UL CC的聚合。另外，PDCCH监控集合表示执行PDCCH监控的一个或多个DL CC的集合。PDCCH监控集合可以与终端DL CC集合或终端DL CC集合的子集相同。PDCCH监控集合可以包括终端DL CC集合中的DL CC中的至少任一个。可替选地，可以不管终端DL CC集合如何单独地定义PDCCH监控集合。可以以针对已链接UL CC的自调度连续可用的这样一种方式配置包括在PDCCH监控集合中的DL CC。可以UE特定地、UE组特定地或者小区特定地配置终端DL CC集合、终端UL CC集合以及PDCCH监控集合。

当跨载波调度被去激活时，跨载波调度的去激活意味着PDCCH监控集合连续地意指终端DL CC集合，并且在这种情况下，不需要诸如针对PDCCH监控集合的单独信令的指示。然而，当跨载波调度被激活时，在终端DL CC集合中优选地定义PDCCH监控集合。即，基站仅通过PDCCH监控集合来发送PDCCH，以便对用于终端的PDSCH或PUSCH进行调度。

图10是图示在本发明能够应用于的无线通信系统中的取决于跨载波调度的子帧结构的一个示例的图。

参考图10，图示其中三个DL CC与用于LTE-A终端的DL子帧相关联并且DL CC'A'被配置成PDCCH监控DL CC的情况。当不使用CIF时，每个DL CC可以在没有CIF的情况下发送对其PDSCH进行调度的PDCCH。相反，当通过上层信令来使用CIF时，仅一个DL CC'A'可以通过使用CIF来发送对其PDSCH或另一CC的PDSCH进行调度的PDCCH。在这种情况下，没有配置PDCCH监控DL CC的DL CC'B'和'C'不发送PDCCH。

一般ACK/NACK复用方法

在终端同时需要发送对应于从eNB接收的多个数据单元的多个ACK/NACK的情况下，可以考虑基于PUCCH资源选择的ACK/NACK复用方法，以便保持ACK/NACK信号的单频特性并且减小ACK/NACK传输功率。

与ACK/NACK复用一起，可以通过组合PUCCH资源和用于实际ACK/NACK传输的QPSK调制符号的资源来识别用于多个数据单元的ACK/NACK响应的内容。

例如，当一个PUCCH资源可以发送4比特并且4个数据单元可以被最大发送时，可以在eNB中识别ACK/NACK结果，如下文给出的表6中所示。

[表6]

在上文给出的表6中，HARQ-ACK(i)表示用于第i个数据单元的ACK/NACK结果。在上文给出的表3中，不连续传输(DTX)是指对于相应的HARQ-ACK(i)不存在待发送的数据单元，或者终端可能不检测对应于HARQ-ACK(i)的数据单元。

根据上文给出的表5，提供最多四个PUCCH资源

和

并且b(0)和b(1)是通过使用所选择的PUCCH发送的两比特。

例如，当终端成功接收所有4个数据单元时，终端通过使用

发送2比特(1,1)。

当终端不能解码第一和第三数据单元并且成功解码第二和第四数据单元时，终端通过使用

来发送比特(1,0)。

在ACK/NACK信道选择中，当存在至少一个ACK时，NACK和DTX彼此耦合。原因在于PUCCH资源和QPSK符号的组合可以不是全部ACK/NACK状态。然而，当没有ACK时，DTX与NACK分离。

在这种情况下，可以预留链接到对应于一个明确的NACK的数据单元的PUCCH资源以发送多个ACK/NACK的信号。

用于半持久调度的PDCCH的验证

半持久调度(SPS)是一种调度方案，其将资源分配给终端以在特定时间间隔期间持久地维护。

当像因特网协议语音(VoIP)一样在特定时间发送预定数量的数据时，因为不需要在每个用于资源分配的数据传输间隔发送控制信息，所以可能通过使用SPS方案减少控制信息的浪费。在所谓的半持久调度(SPS)方法中，优先分配资源可以被分配给终端的时间资源域。

在这种情况下，在半持久分配方法中，分配给特定终端的时间资源域可以被配置为具有周期性。然后，根据需要分配频率资源域以完成时频资源的分配。分配频率资源域可以被指定为所谓的激活。当使用半持久分配方法时，因为通过一次信令在预定周期期间维持资源分配，所以不需要重复分配资源，并且结果，可以减少信令开销。

此后，因为不需要对终端的资源分配，所以可以从基站向终端发送用于释放频率资源分配的信令。释放频率资源域的分配可以被指定为去激活。

在当前的LTE中，其中通过用于上行链路和/或下行链路的SPS的无线电资源控制(RRC)信令首先发送/接收SPS的子帧被宣告给终端。也就是说，在通过RRC信令为SPS分配的时间和频率资源中优先指定时间资源。例如，为了宣告可用子帧，例如，可以宣告子帧的周期和偏移。然而，因为终端仅通过RRC信令被分配有时间资源域，即使终端接收到RRC信令，终端也不会立即执行通过SPS的传输和接收，并且终端根据需要分配频率资源域以完成时频资源的分配。分配频率资源域可以被指定为去激活，并且释放频率资源域的分配可以被指定为去激活。

因此，终端接收指示激活的PDCCH，并且然后，根据接收到的PDCCH中包括的RB分配信息分配频率资源，并取决于调制和编译方案(MCS)信息应用调制和编译速率以根据通过RRC信令分配的子帧的周期和偏移来开始传输和接收。

接下来，当终端从基站接收到宣告去激活的PDCCH时，终端停止传输和接收。当终端在停止传输和接收之后接收到指示激活或重新激活的PDCCH时，终端通过使用由PDCCH指定的RC分配、MCS等等通过RRC信令分配的子帧的周期和偏移再次恢复传输和接收。也就是说，通过RRC信令执行时间资源，但是在接收到指示SPS的激活和重新激活的PDCCH之后可以实际发送和接收信号并且在接收到指示SPS的去激活的PDCCH之后信号传输和接收停止。

当满足下面描述的所有条件时，终端可以验证包括SPS指示的PDCCH。首先，为PDCCH有效载荷添加的CRC奇偶校验比特需要用SPS C-RNTI加扰，并且其次，需要将新的数据指示符(NDI)字段设置为0。这里，在DCI格式2、2A、2B以及2C的情况下，新数据指示符字段指示一个激活的传输块。

另外，当根据下面给出的表4和5设置DCI格式中使用的每个字段时，验证完成。当验证完成时，终端识别所接收的DCI信息是有效的SPS激活或去激活(可替选地，释放)。相反，当验证未完成时，终端识别在接收的DCI格式中包括不匹配的CRC。

表7示出用于验证指示SPS激活的PDCCH的字段

[表7]

表8示出用于验证指示SPS去激活(可替选地，释放)的PDCCH的字段。

[表8]

当DCI格式指示SPS下行链路调度激活时，PUCCH字段的TPC命令值可以用作指示由上层设置的四个PUCCH资源值的索引。

在版本8LTE中的PUCCH捎带

图11是图示在可以应用本发明的无线通信系统中的UL-SCH的传输信道处理的一个示例的图。

在3GPP LTE系统(＝E-UTRA，版本8)中，在UL的情况下，为终端的功率放大器的有效利用，维持具有影响功率放大器的性能的良好的峰均功率比(PAPR)或立方度量(CM)特性的单载波传输。即，在发送现有的LTE系统的PUSCH的情况下，待发送的数据可以通过DFT预编码来维持单载波特性，并且在发送PUCCH的情况下，信息在被加载到具有单载波特性的序列的同时被发送以保持单载波特性。然而，当待DFT预编码的数据被不连续地分配到频率轴或PUSCH和PUCCH被同时发送时，单载波特性劣化。因此，当在与发送PUCCH相同的子帧中传输PUSCH如图11所示时，通过PUSCH与数据一起发送(捎带)待被发送到PUCCH的上行链路控制信息(UCI)。

由于可以如上所述不同时发送PUCCH和PUSCH，因此现有的LTE终端使用将上行链路控制信息(UCI)(CQI/PMI、HARQ-ACK、RI等)复用到发送PUSCH的子帧中的PUSCH区域的方法。

作为一个示例，当需要在被分配以发送PUSCH的子帧中发送信道质量指示符(CQI)和/或预编码矩阵指示符(PMI)时，在DFT扩展之后复用UL-SCH数据和CQI/PMI以发送控制信息和数据这两者。在这种情况下，通过考虑CQI/PMI资源来速率匹配UL-SCH数据。此外，使用诸如HARQ ACK、RI等的控制信息删余(puncture)待被复用到PUSCH区域的UL-SCH数据的方案。

图12是图示在可以应用本发明的无线通信系统中的传输信道的上行链路共享信道的信号处理过程的一个示例的图。

其中，可以将上行链路共享信道(在下文中称为“UL-SCH”)的信号处理过程应用于一个或多个传输信道或控制信息类型。

参考图12，每一个传输时间间隔(TTI)，UL-SCH以传输块(TB)的形式，将数据传输到编译单元一次。

CRC奇偶校验比特p₀,p₁,p₂,p₃,...,p_L-1被附接到从上层接收的传输块的比特a₀,a₁,a₂,a₃,...,a_A-1(S12010)。在这种情况下，A表示传输块的大小以及L表示奇偶校验比特的数目。以b₀,b₁,b₂,b₃,...,b_B-1示出附接CRC的输入比特。在这种情况下，B表示包括CRC的传输块的比特数。

根据TB的大小，b₀,b₁,b₂,b₃,...,b_B-1被分割成多个代码块(CB)，并且CRC附接到多个分割的CB(S12020)。以

示出代码块分割和CRC附接之后的比特。其中，r表示代码块的编号(r＝0,…,C-1)，并且Kr表示取决于代码块r的比特数。此外，C表示代码块的总数。

接着，执行信道编译(S12030)。以

示出信道编译之后的输出比特。在这种情况下，i表示编码流索引并且可以具有0,1或2的值。Dr表示用于代码块r的第i个编码流的比特数。r表示代码块编号(r＝0,…,C-1)以及C表示代码块的总数。通过turbo编译来编码每个代码块。

接着，执行速率匹配(S12040)。以

示出速率匹配之后的比特。在这种情况下，r代表代码块编号(r＝0,…,C-1)以及C表示代码块的总数。Er表示第r个代码块的速率匹配比特的数目。

接着，再次执行代码块之间的级联(S12050)。以f₀,f₁,f₂,f₃,...,f_G-1示出执行代码块级联之后的比特。在这种情况下，G表示为传输而编码的比特的总数，并且当与UL-SCH复用控制信息时，不包括用于发送控制信息的比特数。

同时，当在PUSCH中发送控制信息时，独立地执行作为控制信息的CQI/PMI、RI和ACK/NACK的信道编译(S12070、S12080和S12090)。由于不同编码的符号被分配用于发送每条控制信息，所以各个控制信息具有不同的编译速率。

在时分双工(TDD)中，作为ACK/NACK反馈模式，上层配置支持ACK/NACK绑定和ACK/NACK复用两种模式。用于ACK/NACK绑定的ACK/NACK信息比特由1比特或2比特构成，并且用于ACK/NACK复用的ACK/NACK信息比特由1至4比特构成。

在步骤S12050中的代码块之间的级联之后，复用UL-SCH数据的编码比特f₀,f₁,f₂,f₃,...,f_G-1和CQI/PMI的编码比特

(S12060)。以

示出数据和CQI/PMI的复用结果。在这种情况下，

表示具有长度(Q_m·N_L)的列向量。H＝(G+N_L·Q_CQI)和H′＝H/(N_L·Q_m)。

N_L表示映射到UL-SCH传输块的层数，以及H表示被分配给映射用于UL-SCH数据和CQI/PMI信息的传输块的N_L传输块的编码比特的总数。

随后，复用的数据和CQI/PMI、信道编译的RI和ACK/NACK被信道交织以生成输出信号(S12100)。

多输入多输出(MIMO)

MIMO技术不使用迄今为止通常已经使用的单个发射天线和单个接收天线，而是使用多个发射(Tx)天线和多个接收(Rx)天线。换句话说，MIMO技术是在无线通信系统的发射端或者接收端中使用多输入/输出天线来提高容量或者增强性能的技术。在下文中，MIMO被称作“多输入/输出天线”。

更具体地说，多输入/输出天线技术不取决于单个天线路径以便接收单个总的消息以及通过收集经由数个天线接收的多个数据块来完成总的数据。因此，多输入/输出天线技术能够增加在特定系统范围内的数据传送速率，并且还能够通过特定数据传送速率增加系统范围。

期待将会使用高效的多输入/输出天线技术，因为下一代移动通信需要比现有的移动通信的速率更高的数据传送速率。在这样的情形下，MIMO通信技术是下一代移动通信技术，其可以在移动通信UE和中继节点中被广泛地使用，并且作为可以克服由数据通信的扩展而引起的另一移动通信的传送速率的限制的技术已经引起了公众的注意。

同时，正在开发的各种传输效率改进技术的多输入/输出天线(MIMO)技术，作为即使在没有额外的频率的分配或者功率增加的情况下也能够显著地提升通信容量和发送/接收性能的方法已经引起了广泛关注。

图13是一般多输入多输出(MIMO)通信系统的配置图。

参考图13，当发射天线的数量增加到NT并且接收天线的数量同时增加到NR时，因为理论信道传输容量与天线的数量成比例地增加，与仅在发送器或者接收器中使用多个天线的情况不同，可以改善传输速率并且能够大大提高频率效率。在这种情况下，取决于信道传输容量的增加的传输速率理论上可以增加到通过将使用一个天线的情况下的最大传输速率(Ro)乘以下面给出的速率增加速率(Ri)而获得的值。

[等式1]

R_i＝min(N_T,N_R)

也就是说，例如，在使用4个发射天线和4个接收天线的MIMO通信系统中，与单个天线系统相比，理论上能够获得四倍的传送速率。

这样的多输入/输出天线技术可以被划分为使用经过各种信道路径的符号来增加传输可靠性的空间分集方法，和通过使用多个发射天线同时发送多个数据符号来提升传送速率的空间复用方法。此外，近来正在对通过组合该两种方法来适当地获得两种方法的优点的方法进行积极研究。

将在下面更详细地描述该方法中的每个。

首先，空间分集方法包括同时使用分集增益和编译增益的空时块编译系列方法和空时Trelis编译系列方法。通常，就误比特率改进性能和码生成自由度而言，Trelis码系列方法是较好的，而空时块码系列方法具有低的运算复杂度。这样的空间分集增益可以对应于与发射天线的数目(NT)和接收天线的数目(NR)的乘积(NT×NR)相对应的量。

其次，空间复用方案是在发射天线中发送不同的数据流的方法。在这种情况下，在接收机中，在由发射机同时发送的数据之间产生互干扰。接收机使用适当的信号处理方案除去干扰，并且接收该数据。在这种情况下使用的噪声去除方法可以包括最大似然检测(MLD)接收机、迫零(ZF)接收机、最小均方误差(MMSE)接收机、对角的贝尔实验室分层空时码(D-BLAST)和垂直的贝尔实验室分层空时码(V-BLAST)。尤其是，如果发送端能够知道信道信息，则可以使用奇异值分解(SVD)的方法。

第三，存在使用空间分集和空间复用的组合的方法。如果仅要获得空间分集增益，则根据分集差异的增加的性能提升增益逐渐地饱和。如果仅使用空间复用增益，则在无线电信道中的传输可靠性被恶化。解决该问题并获得两种增益的方法已经被研究，并且可以包括双空时发送分集(双STTD)方法和空时比特交织编码调制(STBICM)。

为了描述多输入/输出天线系统中的通信方法，如上所述，更详细地，通信方法可以经由数学建模被如下地表示。

首先，如图13所示，假设存在NT个发射天线和NR个接收天线。

首先，在下面描述传输信号。如果存在如上所述的NT个发射天线，则能够发送的信息的最大条目是NT，其可以使用以下的矢量表示。

[等式2]

同时，发射功率可以在传输信息s_1、s_2、...、s_NT的每一条中是不同的。在这种情况下，如果各个发射功率是P_1、P_2、...、P_NT，则具有控制的发射功率的传输信息可以使用以下的矢量来表示。

[等式3]

此外，

可以如下所述表示为传输功率的对角矩阵P。

[等式4]

同时，在等式4中具有控制的发射功率的信息矢量乘以加权矩阵W，从而形成实际地发送的NT个传输信号x_1、x_2、...、x_NT。在这种情况下，加权矩阵用于根据传输信道状况向天线适当地分布传输信息。可以使用传输信号x_1、x_2、...、x_NT来表示下述等式。

[等式5]

在这样的情况下，w_ij表示在第i个发射天线和第j个传输信息之间的权重，并且W是权重的矩阵的表达式。这样的矩阵W被称作加权矩阵或者预编码矩阵。

同时，诸如如上所述的传输信号x可以被考虑以在使用空间分集的情形下和使用空间复用的情形下使用。

如果使用空间复用，则因为不同的信号被复用和发送，所以所有信息矢量s的元素具有不同的值。相比之下，如果使用空间分集，则因为通过几个信道路径发送相同的信号，所以所有信息矢量s的元素具有相同的值。

可以考虑混合空间复用和空间分集的方法。换句话说，例如，可以通过3个发射天线使用空间分集发送相同的信号，并且剩余的不同的信号可以被空间复用并发送。

如果存在NR个接收天线，则使用矢量y如下地表示各个天线的接收信号y_1、y_2、...、y_NR。

[等式6]

同时，如果在多输入/输出天线通信系统中的信道被建模，则可以按照发射/接收天线索引分类信道。从发射天线j通过接收天线i的信道被表示为h_ij。在这种情况下，要注意的是，按照h_ij的索引的顺序，接收天线的索引首先出现，并且发射天线的索引随后出现。

数个信道可以被分组，并且以矢量和矩阵形式表示。例如，在下面描述矢量表达式。

图14是示出从多个发射天线到单个接收天线的信道的图。

如图14所示，从总共NT个发射天线到接收天线i的信道可以被如下地表示。

[等式7]

此外，如果通过矩阵表示从NT个发射天线到NR个接收天线的所有信道，诸如等式7，则它们可以被如下地表示

[等式8]

同时，在实际的信道经历信道矩阵H之后，加性高斯白噪声(AWGN)被增加给实际的信道。因此，使用矢量如下地表示分别被添加给N_R个接收天线的AWGN n_1、n_2、...、n_NR。

[等式9]

在多输入/输出天线通信系统中的发送信号、接收信号、信道和AWGN可以通过诸如如上所述的发送信号、接收信号、信道和AWGN的建模表示为具有以下的关系。

[等式10]

同时，指示信道的状态的信道矩阵H的行和列的数目由发射/接收天线的数目确定。在信道矩阵H中，如上所述，行的数目变为等于接收天线的数目N_R，并且列的数目变为等于发射天线的数目N_T。也就是说，信道矩阵H变为N_R×N_T矩阵。

通常，矩阵的秩被定义为独立的行或者列的数目中的最小数。因此，矩阵的秩不大于行或者列的数目。就表现形式而论，例如，信道矩阵H的秩被如下地限制。

[等式11]

rank(H)≤min(N_T,N_R)

此外，如果矩阵经历本征值分解，则秩可以被定义为本征值的数目，其属于本征值并且不是0。同样地，如果秩经历奇异值分解(SVD)，则其可以被定义为除0以外的奇异值的数目。因此，在信道矩阵中的秩的物理意义可以被说成是可以在给定信道中发送的不同的信息的最大数。

在本说明书中，用于MIMO传输的“秩”指示通过其信号可以在特定时间点和特定频率资源上被独立地发送的路径的数目。“层数”指示通过每个路径发送的信号流的数目。通常，除非另外描述的，秩具有与层的数目相同的意义，因为发射端发送对应于在信号传输中使用的秩的数目的层数。

参考信号(RS)

在无线通信系统中，信号可能在传输期间失真，因为通过无线电信道发送数据。为了使用户设备准确地接收失真信号，需要使用信道信息来校正接收到的信号的失真。为了检测信道信息，主要使用一种使用信号传输方法的失真程度和当它们通过信道发送时传输侧和接收侧都已知的信号来检测信道信息的方法。上述信号被称为导频信号或参考信号(RS)。

此外，最近在大多数移动通信系统中发送分组时，能够通过采用多发射天线和多接收天线而不是使用一个发射天线和一个接收天线来增强传输和接收数据效率的方法被使用。当使用多个输入和输出天线发送和接收数据时，必须检测发射天线和接收天线之间的信道状态，以便于精确地接收信号。因此，每个发射天线必须具有单独的参考信号。

在移动通信系统中，RS可以根据其目的基本上分为两种类型。存在用于信道信息获取的RS和用于数据解调的RS。前者必须在宽带中发送，因为其用于UE获得朝向下行链路的信道信息，并且其必须由甚至不在特定子帧中接收下行链路数据的UE接收和测量。此外，前者还被用于测量，诸如切换。后者是当基站发送下行链路时也在相应的资源中发送的RS，并且UE能够通过接收相应的RS来执行信道估计，从而能够解调数据。该RS需要在发送数据的区域中被发送。

下行链路参考信号包括用于由小区内的所有用户设备共享的信道状态的信息获取并且用于切换的测量的一个公共参考信号(CRS)和被用于仅针对特定用户设备的数据解调的专用参考信号(DRS)。可以使用这样的参考信号来提供用于解调和信道测量的信息。也就是说，DRS仅用于数据解调，并且CRS用于信道信息获取和数据解调的两个目的。

接收侧(即，UE)基于CRS来测量信道状态，并馈送与信道质量有关的指示符(诸如信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)和/或秩指示符(RI))返回到传输侧(即，eNB)。CRS也称为小区特定的RS。相反，与信道状态信息(CSI)的反馈相关的参考信号可以被定义为CSI-RS。

如果需要解调PDSCH上的数据，则可以通过资源元素发送DRS。用户设备可以通过较高层接收关于DRS是否存在的信息，并且仅当已经映射对应的PDSCH时DRS才有效。DRS还可以被称为UE特定RS或解调RS(DMRS)。

参考图15，下行链路资源块对，即，映射参考信号的单元，可以表示为时域中的一个子帧×频域中的12个子载波。也就是说，在时间轴(x轴)中，一个资源块对在正常循环前缀(CP)中具有14个OFDM符号的长度(在图5(a)的情况下)并且在扩展循环前缀(扩展CP)中具有12个OFDM符号(在图5(b)的情况下)的长度。在资源块网格中，指示为“0”、“1”、“2”和“3”的资源元素(RE)意指各个天线端口索引“0”、“1”、“2”和“3”的CRS的位置。指示为“D”的资源元素意指DRS的位置。

在下文中，更具体地描述CRS。CRS是用于估计物理天线的信道的参考信号，并且可以由位于小区内的所有用户设备共同接收。CRS分布在全频带中。也就是说，CRS是小区特定信号，并且相对于宽带在每个子帧上发送。此外，CRS可以被用于信道质量信息(CSI)和数据解调。

基于传输侧(基站)上的天线阵列以各种格式定义CRS。在3GPP LTE系统(例如，版本-8)中，取决于基站的发射天线的数量，发送用于最多4个天线端口的RS。下行链路信号传输侧具有三种类型的天线阵列，诸如单个发射天线、两个发射天线和四个发射天线。例如，如果基站的发射天线的数量是2，则发送用于编号0和1的天线端口的CRS。如果基站的发射天线的数量是4，则分别发送编号0至3的天线端口的CRS。

如果基站使用单个发射天线，则排列用于单个天线端口的参考信号。

当基站使用两个发送天线时，通过使用时分复用(TDM)方案和/或频分复用(FDM)方案来排列用于两个发射天线端口的参考信号。也就是说，不同的时间资源和/或不同的频率资源被分配给两个彼此区分的天线端口的参考信号。

此外，当基站使用四个发射天线时，通过使用TDM和/或FDM方案来排列用于四个发射天线端口的参考信号。通过下行链路信号接收侧(终端)测量的信道信息可以被用于解调通过使用诸如单发射天线传输、传输分集、闭环空间复用、开环空间复用或多用户MIMO的传输方案发送的数据。

在支持MIMO天线的情况下，当从特定天线端口发送参考信号时，根据参考信号的模式将参考信号发送到特定资源元素的位置并且不将该参考信号发送到用于另一天线端口的特定资源元素的位置。也就是说，不同天线当中的参考信号彼此不重复。

将CRS映射到资源块的规则定义如下。

[等式12]

k＝6m+(v+v_shift)mod6

在等式12中，k和l分别表示子载波索引和符号索引，并且p表示天线端口。

表示一个下行链路时隙中的OFDM符号的数量，并且

表示分配给下行链路的无线电资源的数量。ns表示时隙索引并且，

表示小区ID。mod表示模运算。参考信号的位置取决于频域中的v_shift值而变化。因为v_shift从属于小区ID，所以参考信号的位置根据小区具有各种频移值。

更详细地，可以根据小区在频域中移位CRS的位置，以便于通过CRS改善信道估计性能。例如，当参考信号以三个子载波的间隔定位时，一个小区中的参考信号被分配给第3k个子载波，并且另一个小区中的参考信号被分配给第3k+1个子载波。就一个天线端口而言，参考信号在频域中以六个资源元素的间隔排列，并且以三个资源元素的间隔与分配给另一个天线端口的参考信号分离。

在时域中，参考信号从每个时隙的符号索引0以恒定间隔排列。根据循环移位长度不同地定义时间间隔。在正常循环移位的情况下，参考信号被定位在时隙的符号索引0和4处，并且在扩展CP的情况下，参考信号被定位在时隙的符号索引0和3处。在一个OFDM符号中定义用于在两个天线端口之间具有最大值的天线端口的参考信号。因此，在四个发射天线的传输的情况下，用于参考信号天线端口0和1的参考信号被定位在符号索引0和4(在扩展CP的情况下的符号索引0和3)处和用于天线端口的参考信号2和3被定位在时隙的符号索引1处。用于频域中的天线端口2和3的参考信号的位置在第二时隙中彼此交换。

在下文中，当更详细地描述DRS时，DRS被用于解调数据。在没有变化的情况下使用被用于MIMO天线传输中的特定终端的预编码权重，以便于当终端接收参考信号时估计与在每个发射天线中发送的传输信道相关联并且与其相对应的信道。

3GPP LTE系统(例如，版本-8)支持最多四个发射天线，并且用于秩1波束成形的DRS被定义。用于秩1波束成形的DRS还意指用于天线端口索引5的参考信号。

将DRS映射到资源块的规则定义如下。等式2示出正常CP的情况，并且等式13示出扩展CP的情况。

[等式13]

[等式14]

在等式13和14中，k和l分别表示子载波索引和符号索引，并且p表示天线端口。

表示频域中的资源块的大小，并被表达为子载波的数量。n_PRB表示物理资源块的数量。

表示用于PDSCH传输的资源块的频带。ns表示时隙索引并

在LTE系统的演进形式的LTE-A系统中，需要执行设计以在基站的下行链路中支持最多8个发射天线。因此，还必须支持用于最多8个发射天线的RS。在LTE系统中，仅已经定义用于最多4个天线端口的下行链路RS。如果基站在LTE-A系统中具有4个或最多8个下行链路发射天线，则需要另外定义和设计用于这种天线端口的RS。关于用于最多8个发射天线端口的RS，必须设计用于信道测量的上述RS和用于数据解调的上述RS。

设计LTE-A系统的一个重要考虑因素是向后兼容性。也就是说，LTE用户设备必须在没有任何困难的情况下在LTE-A系统中良好地运行，并且系统必须支持这一点。从RS传输的观点来看，必须在时频域中另外定义用于最多8个发射天线端口的RS，其中在全频带中每个子帧发送在LTE中定义的CRS。在LTE-A系统中，如果每个子帧使用诸如现有LTE的CRS的方法将用于最大8个发射天线的RS模式添加到全频带，则RS开销过度增加。

因此，在LTE-A系统中新设计的RS可以基本上划分成两种类型，即，用于选择MCS、PMI等的信道测量的RS(信道状态信息-RS、信道状态指示-RS(CSI-RS))和用于在8个发射天线中发送的数据解调的数据解调-RS。

现有的CRS被用于信道测量、切换测量等以及用于数据解调，而用于信道测量的CSI-RS被设计用于面向信道测量的目的。此外，用于信道测量的CSI-RS还可以用于切换的测量。因为CSI-RS仅用于获得关于信道状态的信息，所以与CRS不同，不需要每个子帧发送。为了减少CSI-RS的开销，在时间轴上间歇地发送CSI-RS。

DMRS被专门发送到在相应的时频域中调度的UE以进行数据解调。也就是说，特定UE的DM-RS仅在其中调度相应UE的区域中被发送，即，仅在接收数据的时频域中被发送。

在LTE-A系统中，eNB不得不为所有天线端口发送CSI-RS。为了发送用于最多8个发射天线端口的CSI-RS，每个子帧的缺点在于开销太大。因此，没有每个子帧发送CSI-RS，而是需要在时间轴上间歇地发送CSI-RS，以便于减少相应的开销。也就是说，CSI-RS可以在一个子帧的倍数的周期中周期性地发送，或者可以以特定的传输模式发送。在这种情况下，可以由eNB配置发送CSI-RS的周期或模式。

为了测量CSI-RS，UE必须意识到UE所属的小区的每个CSI-RS天线端口的CSI-RS的传输子帧索引、传输子帧内的CSI-RS资源元素(RE)时频位置、以及关于CSI-RS序列的信息。

在LTE-A系统中，eNB需要针对最多8个天线端口中的每一个发送CSI-RS。用于不同天线端口的CSI-RS传输的资源需要是正交的。当一个eNB发送用于不同天线端口的CSI-RS时，其可以通过将用于各个天线端口的CSI-RS映射到不同的RE来根据FDM/TDM方案正交地分配资源。可替选地，eNB可以根据用于将CSI-RS映射到正交码的CDM方案来发送用于不同天线端口的CSI-RS。

当eNB向其自己的小区UE通知关于CSI-RS的信息时，首先，其不得不向UE通知关于用于每个天线端口的CSI-RS被映射到的时频的信息。具体地，该信息包括发送CSI-RS的子帧号或发送CSI-RS的周期、发送CSI-RS的子帧偏移、发送特定天线的CSI-RS RE的OFDM符号号、频率间隔、频率轴中RE的偏移或移位值等等。

使用超高频带的通信系统

在长期演进(LTE)/LTE高级(LTE-A)系统中，用户设备和基站的振荡器的误差值被调节为要求并且描述如下。

-UE侧频率误差(在TS 36.101中)

与从E-UTRA节点B接收的载波频率相比，UE调制的载波频率应精确到在一个时隙(0.5ms)的周期内观察到的±0.1PPM内。

-eNB侧频率误差(在TS 36.104中)

频率误差是实际BS发射频率与指配的频率之间的差的量度。

同时，在表9中描述取决于基站类型的振荡器精度。

[表9]

BS类别	精度
		广域BS	±0.05ppm
局域BS	±0.1ppm
		本地BS	±0.25ppm

因此，当基站和用户设备之间的振荡器的最大差是±0.1ppm并且在一个方向上发生错误时，可能出现最大0.2ppm的偏移值。通过将偏移值乘以中心频率，将这种偏移值转换成适合于每个中心频率的Hz单位。

同时，在OFDM系统中，基于频率音调间隔不同地出现CFO值。通常，尽管CFO值很大，但是对具有足够大的频率音调间隔的OFDM系统的影响相对较小。因此，实际CFO值(绝对值)需要被表示为影响OFDM系统的相对值，其被称为归一化的CFO。归一化的CFO表示为通过将CFO值除以频率音调间隔而获得的值。表10示出每个中心频率和振荡器的误差值的CFO和归一化的CFO。

[表10]

在表10中，当中心频率是2GHz(例如，LTE版本-8/9/10)时，假设频率音调间隔(15kHz)。当中心频率是30GHz、60GHz时，使用104.25kHz的频率音调间隔来防止其中考虑针对每个中心频率的多普勒影响的性能劣化。表2是一个简单的示例，并且显然的是，不同的频率音调间隔可以用于中心频率。

同时，在用户设备高速移动的情况或用户设备在高频带中移动的情况下，发生大的多普勒扩展现象。多普勒扩展导致频域扩展。结果，从接收器的角度来看，这会产生接收信号的失真。多普勒扩展可以表示为f_doppler＝(v/λ)cosθ。在这种情况下，v是用户设备的移动速度，并且λ意指发送的无线电波的中心频率的波长。θ意指接收的无线电波与用户设备的移动方向之间的角度。将θ为0的情况描述为前提条件。

在这种情况下，相干时间与多普勒扩展成反比。如果相干时间被定义为其中时域中信道响应的相关值为50％或更大的时间间隔，则其被表示为

在无线通信系统中，主要使用等式15，其指示用于多普勒扩展的等式与用于相干时间的等式之间的几何平均值。

[等式15]

新无线电接入技术系统

随着越来越多的通信设备需要更大的通信容量，与现有的无线电接入技术(RAT)相比，需要增强的移动宽带通信。此外，还考虑通过连接多个设备和物品随时随地提供各种服务的大规模机器类型通信(MTC)。此外，讨论考虑对可靠性和延迟时间敏感的服务/UE的通信系统设计。

讨论一种其中考虑如上所述的增强型移动宽带通信、大规模MTC以及超可靠和低延迟通信(URLLC)的新无线电接入技术的引入。在本发明中，为了方便起见，将相应的技术称为新RAT(以下称为NR)。

相位跟踪参考信号(PTRS)

在下文中，详细描述PTRS。

PTRS可以被称为相位(噪声)补偿参考信号(PCRS)或相位噪声参考信号(PDNS)。

DL PTRS过程

当UE在其预期子帧n中检测到具有DCI格式B1或B2的xPDCCH时，UE在相应子帧中在DCI中指示的PTRS天线端口中接收DL PTRS。

UL PTRS过程

除了下述条件(条件1和条件2)之外，当UE在其预期子帧n中检测到具有DCI格式A1或A2的xPDCCH时，UE使用与在DCI中指示的分配的DM-RS天线端口相同的一个或两个PTRS天线端口在子帧n+4+m+1中发送UL PTRS。

-条件1：如果检测到的DCI的双PTRS字段被设置为“1”并且分配给xPUSCH的DM-RS端口的数量是“1”，则UE使用与具有与分配的DM-RS天线端口相同的子载波位置的附加的PTRS天线端口相同的PTRS端口和在DCI中指示的特定PTRS天线端口在子帧n+4+m+1中发送UL PTRS。

-条件2：PTRS和xPUSCH之间的相对传输功率比由表3定义的传输方法确定。

表11示出给定层上的PTRS和xPUSCH的相对发射功率比的示例。

[表11]

传输万案	相对发射功率比
		单层传输	3dB
双层传输	6dB

在下文中，更具体地描述PTRS。

与xPUSCH相关联的PTRS是(1)在天线端口(p)p∈{40,41,42,43}中被发送，(2)仅当PTRS存在并且xPUSCH传输与相应的天线端口相关时用于相位噪声补偿的有效准则，并且(3)相应的xPUSCH被映射到的物理资源块和符号上被发送。

序列生成

针对给定天线端口即，p∈{40,41,42,43}，参考信号序列r(m)被定义像等式16一样。

[等式16]

伪随机序列c(i)由长度为31的Gold序列定义，并且伪随机序列生成器在每个子帧的开始处被初始化，如等式17中那样。

[等式17]

数量(i＝0,1)被如下给出。

-如果针对

更高层没有给出任何值，则

-如果针对

更高层给出值，则

除非另有说明，否则n_SCID的值为0。对于xPUSCH传输，由与xPUSCH传输相关联的DCI格式给出n_SCID。

映射到资源元素

在具有针对相对于天线端口p∈{40,41,42,43}的相应xPUSCH传输而分配的频域索引n_PRB的物理资源块中，根据

参考信号序列r(m)的一部分被映射到子帧中的对应xPUSCH符号的复值调制符号

针对xPUSCH物理资源分配的起始物理资源块索引

和xPΜSCH物理资源块的数量

类似于等式18给出用于一个子帧的资源元素(k，l′)。

[等式18]

在等式18中，m＝0,1,2，...,

l’指示一个子帧内的符号索引，并且

指示给定子帧的xPUSCH的最后符号索引。

用于在集合S中的给定天线端口上来自于一个UE的UE特定PTRS的传输的资源元素(k，l)不被用于在相同的子帧中的给定天线端口上的xPUSCH的传输。

在这种情况下，S是{40}，{41}，{42}。

载波频率偏移(CFO)效应

由于在振荡器中发生的载波频率，由传输级(例如，基站)发送的基带信号移位到通带。通过载波频率发送的信号在接收级(例如，用户设备)中通过相同的载波频率被转换为基带信号。

在这种情况下，由接收级接收的信号可以包括与载波有关的失真。

作为这种失真的示例，可能存在由于传输级的载波频率与接收级的载波频率之间的差异而发生的失真现象。

发生这种载波频率偏移的原因是在传输级和接收级中使用的振荡器不相同或者由于用户设备的移动而发生多普勒频移。

在这种情况下，多普勒频率与用户设备的移动速度和载波频率成比例，并且如等式19中一样定义。

[等式19]

在等式19中，f_c,f_d,v,c顺序地指示载波频率、多普勒频率、用户设备的移动速度和光速。

此外，归一化的载波频率偏移(ε)如等式20一样被定义。

[等式20]

在等式20中，f_offset,Δf,ε顺序地指示子载波间隔处的载波频率偏移、子载波间隔和归一化的载波频率偏移。

如果存在载波频率偏移，则时域中的接收信号是发送信号和相位旋转的乘积的结果。频域中的接收信号是频域中发送信号的移位的结果。

在这种情况下，由于所有其他子载波的影响，发生载波间干扰(ICI)。

也就是说，当发生十进制多载波频率偏移时，频域中的接收信号被表示，如等式21一样。

等式21示出在频域中具有CFO的接收信号。

[等式21]

在等式21中，k,l,N,Y[·],X[·],H[·],I[·],Z[·]顺序地指示子载波索引、符号索引、FFT大小、接收信号、发送信号、频率响应和可归因于CFO的ICI、以及白噪声。

如等式21中所定义的，可以看出，如果存在载波频率偏移，则第k个子载波的幅度和相位失真，并且发生可归因于邻近子载波的干扰。

在这种情况下，如果存在载波频率偏移，则可以如等式22那样给出可归因于邻近子载波的干扰。

等式22示出由CFO引起的ICI。

[等式22]

相位噪声效应

如上所述，由传输级发送的基带信号通过从振荡器产生的载波频率移位到通带。通过载波频率发送的信号在接收级中被相同的载波频率转换成基带信号。

这种失真现象的示例可以包括因为在传输级和接收级中使用的振荡器的特性不稳定而发生的相位噪声。

这种相位噪声意指频率在载波频率附近随时间变化。

这种相位噪声被建模为维纳过程，即，具有平均值0的随机过程，并且影响OFDM系统。

这种相位噪声具有基于相同的功率谱密度确定振荡器的特性的趋势。

图16是示出可以应用本发明的子帧结构的示例的图。

在图16中，斜线区域(例如，符号索引＝0)指示下行链路控制区域，并且黑色区域(例如，符号索引＝13)指示上行链路控制区域。其他区域(例如，符号索引＝1～12)可以被用于下行链路数据传输，并且可以用于上行链路数据传输。

在该结构的这种特性中，可以在一个子帧内顺序地执行DL传输和UL传输，并且可以在一个子帧内发送和接收DL数据，并且还可以发送和接收相应的UL ACK/NACK。结果，这种结构减少当发生数据传输错误时数据重传所花费的时间，并且因此能够最小化最终数据传输的延迟时间。

在这种自包含子帧结构中，为了使基站和UE从传输模式切换到接收模式或从接收模式切换到传输模式，给定时间长度的时间间隙是必要。为此，在自包含子帧结构中，在从DL切换到UL的时间点处的一些OFDM符号可以被配置为保护周期(GP)。

在上述详细描述中，已经将自包含子帧结构图示为包括DL控制区域和UL控制区域两者，但是控制区域可以选择性地包括在自包含子帧结构中。换句话说，除了如在图6中包括DL控制区域和UL控制区域两者的情况之外，根据本发明的子包含子帧结构可以包括仅包括DL控制区域或UL控制区域的情况。

OFDM参数集

新RAT系统使用OFDM传输方法或类似于OFDM传输方法的传输方法。在这种情况下，新RAT系统可以代表性地具有OFDM参数集，诸如表12。

[表12]

参数	值
		子载波间隔(Δf)	75kHz
OFDM符号长度	13.33μs
		循环前缀(CP)长度	1.04μs/0/94μs
系统BW	100MHz
		可用的子载波的数量	1200
子帧长度	0.2ms
		每个子帧的OFDM符号的数量	14个符号

可替选地，新RAT系统使用OFDM传输方法或类似于OFDM传输方法的传输方法，并且可以使用从多个OFDM参数集中选择的OFDM参数集，诸如表13。具体地，如表13中所公开的，新RAT系统可以基于LTE系统中使用的15kHz子载波间隔使用具有具有与15kHz子载波间隔的倍数关系的30、60和120kHz子载波间隔的OFDM参数集。

在这种情况下，表13中公开的循环前缀、系统带宽(BW)和可用子载波的数量仅是可应用于根据本发明的新RAT系统的示例，并且这些值可以取决于实现方法来改变。代表性地，在60kHz子载波间隔的情况下，系统带宽可以配置为100MHz。在这种情况下，可用子载波的数量可以具有大于1500且小于1666的值。

此外，表13中公开的每子帧的子帧长度和OFDM符号的数量仅是可应用于根据本发明的新RAT系统的示例，并且这些值可以取决于实现方法来改变。

[表13]

图17是示出可以应用本发明的使用毫米波的通信系统中使用的资源区域结构的示例的图。

使用诸如毫米波的超高频带的通信系统使用具有与传统LTE/LTE-A通信系统的物理特性不同的物理特性的频带。因此，在使用超高频带的通信系统中，讨论与传统通信系统中使用的资源区域的结构不同的形式的资源结构。图16示出新通信系统的下行链路资源结构的示例。

当考虑在水平轴中配置有14个正交频分复用(OFDM)符号并且在垂直轴中配置有12个频率音调的资源块(RB)对时，将前两个(或三个)OFDM符号1610分配给如在传统技术中那样的控制信道(例如，物理下行链路控制信道(PDCCH))，解调参考信号(DMRS)被分配给下一个或两个OFDM符号1620，并且数据信道(例如，物理下行链路共享信道(PDSCH))可以被分配给剩余的OFDM符号1630。

同时，在资源区域结构中，诸如图17，可以在分配数据信道的区域1730的一些资源元素(RE)上承载用于CPE(或CFO)估计的上述PCRS或PNRS或PTRS，并将其发送到用户设备。这种信号是用于估计相位噪声的信号，并且可以是如上所述的导频信号，并且可以是从数据信号改变或复制的信号。

本发明提出一种在下行链路或上行链路中发送用于信道估计的DMRS的方法。

图18和19是本说明书中提出的解调参考信号的模式的示例。

参考图18和19，取决于天线端口的数量，用于估计信道的解调参考信号可以被映射到一个符号或两个符号。

具体地，可以根据以下方法生成上行链路DMRS和下行链路DMRS，并且可以将其映射到资源区域。图18示出根据类型1映射到物理资源的上行链路或下行链路DMRS的示例，并且图19示出根据类型2映射到物理资源的上行链路或下行链路DMRS的示例。

通过将解调参考序列映射到OFDM符号来生成用于估计上行链路数据或下行链路数据的解调参考信号。

解调参考信号序列可以根据如在图18和图19中所示的映射类型被映射到一个或两个OFDM符号，并且CDM方案可以应用于解调参考信号序列以进行端口复用。

在下文中，划分并详细描述用于上行链路数据的DMRS和用于下行链路数据的DMRS。

用于PUSCH的解调参考信号

如果不允许用于PUSCH的变换预编码，则通过等式23生成用于生成下行链路DMRS的参考信号序列r(m)。

在这种情况下，作为不允许用于PUSCH的变换预编码的情况的示例，可能存在生成CP-OFDM方案的传输信号的情况。

[公式23]

在这种情况下，c(i)意指伪随机序列。

如果允许用于PUSCH的变换预编码，则通过等式24生成参考信号序列r(m)。

在这种情况下，作为允许用于PUSCH的变换预编码的情况的示例，可能存在生成DFT-S-OFDM方案的传输信号的情况。

[等式24]

根据由较高层参数给出的类型1或类型2，将生成的PUSCH的DMRS映射到物理资源，如图18和图19中所示。

在这种情况下，取决于天线端口的数量，DMRS可以被映射到单个符号或双符号。

如果不允许变换预编码，则可以根据等式25将参考信号序列r(m)映射到物理资源。

[等式25]

k′＝0，1

在等式25中，在PUSCH传输开始时l被相对定义，并且w_f(k′)、w_t(l′)和Δ由下面的表14和表15给出。

表14示出针对类型1的PUSCH的DMRS的参数的示例。

[表14]

表15示出针对类型2的PUSCH的DMRS的参数的示例。

[表15]

表16示出根据更高层参数UL_DMRS_dur的时域索引l′和支持的天线端口p的示例。

[表16]

表17示出PUSCH的DMRS的起始位置

的示例。

[表17]

用于PDSCH的解调参考信号

通过等式26生成用于生成下行链路DMRS的参考信号序列r(m)。

[等式26]

在这种情况下，c(i)意指伪随机序列。

根据由较高层参数给出的类型1或类型2，将生成的PDSCH的DMRS映射到物理资源，如图18和图19中所示。

在这种情况下，参考信号序列r(m)可以通过等式27映射到物理资源。

[等式27]

k′＝0，1

在等式27中，在时隙的开始处l被相对定义，并且w_f(k′)、w_t(l′)以及Δ由表21和表22给出。

时间轴索引l'和支持的天线端口p取决于DL_DMRS_dur，即，表20中的更高层参数而不同。取决于映射类型，

值取决于表21中给出的更高层参数DL_DMRS_add_pos而不同。

-关于PDSCH映射类型A：如果更高层参数DL_DMRS_typeA_pos等于3，则l₀＝3。如果不，则l₀＝2。

-关于PDSCH映射类型B：l₀被映射到已经调度DMRS的PDSCH资源内的第一OFDM符号。

表18示出PDSCH的DMRS配置类型1的参数的示例。

[表18]

表19示出PDSCH的DMRS配置类型2的参数的示例。

[表19]

表20示出l'的示例，即，PDSCH DMRS的持续时间。

[表20]

表21示出PDSCH的DMRS的起始位置

的示例。

[表21]

如图20中所示，DMRS端口索引可以取决于DMRS的映射类型而不同。

具体地，如果DMRS的映射类型是上述类型1，则给出DMRS端口索引，像图20(a)和表22一样。

[表22]

如果DMRS的映射类型是上述类型2，则给出DMRS端口索引，像图20(b)和表23一样。

[表23]

如图18和图19中所述，如果DMRS被配置在OFDM符号单元中，则如果DMRS被配置在用于快速解码速度的符号当中的前侧符号中，则在信道补偿中可能存在问题。

也就是说，在高多普勒环境的情况下，难以仅使用在前侧的符号中配置的DMRS来执行适当的信道补偿，因为在一个时隙(或子帧)内信道变化很大。

因此，为了克服这样的问题，可以通过在后侧的OFDM符号中配置DMRS来补偿信道。

在下文中，在本发明中，基本配置的DMRS被称为第一DMRS或前载DMRS，并且另外配置的DMRS被称为第二DMRS或附加DMRS。

图21是示出用于映射本说明书中提出的PTRS的方法的示例的图。

参考图21，可以基于PDSCH(或PUSCH)或DMRS中的至少一个将PTRS映射到OFDM符号。

具体地，如果PTRS被映射在CP-OFDM和DFT-s-OFDM中，则PTRS可以从时隙的包括PDSCH或PUSCH的第一符号开始映射每个特定符号。

在这种情况下，如果存在DMRS被映射到的符号，则如图21(a)中所示，可以基于第一DMRS被映射到的符号将PTRS映射到每个特定符号。例如，可以基于第一DMRS映射到的符号将PTRS映射到每一个、两个或四个符号。

如果第一DMRS被映射到的两个符号邻接，则可以基于第一DMRS已被映射到的两个符号中的一个将PTRS映射到每个特定符号。

如果除了第一DMRS之外还映射第二DMRS，则可以使用第二DMRS被映射到的符号中的第二DMRS来估计相位旋转。因此，PTRS可以不被映射到第二DMRS被映射到的符号的资源元素。

可以基于OFDM符号将PTRS映射到每个特定符号，被定位在PTRS被映射到的OFDM符号的索引之前的最接近的DMRS被映射到该OFDM符号。

例如，如图21(b)中所示，如果在其中定义PTRS的OFDM符号之前存在第一DMRS或第二DMRS被映射到的符号，则可以基于其中第一DMRS或第二DMRS被映射到的符号当中的最接近的符号将PTRM映射到每两个符号。

也就是说，基于第一DMRS已经被映射的符号直到从第一DMRS已经被映射到的符号开始第二DMRS已经被映射到的符号之前的符号，PTRS可以被映射到每两个符号。基于第二DMRS已经被映射到的符号之后的第二DMR S已经被映射到的符号，PTRS可以被映射到每两个符号。

在本发明的另一个实施例中，可以基于第二DMRS被映射到的OFDM符号的数量来确定是否发送PTRS。

例如，当用户设备以快速移动时，可以将第二DMRS映射到多个OFDM符号。

在这种情况下，由于信道快速改变的信道的时变现象，多普勒的影响可能相对于相位噪声对信道估计性能的影响占主导地位。相位噪声可能对信道估计性能没有很大影响。

此外，用户设备可以在时域中应用2D滤波器或插值方案，以便于改善信道估计性能。然而，如果在时域中使用2D滤波器或插值方案来改善信道估计性能，则可能难以将使用PTRS估计的CPE值适当地应用于信道补偿过程。

因此，用户设备可以通过在不发送PTRS的情况下通过DMRS补偿多普勒效应来估计信道。在这种情况下，存在能够减少RS开销的效应，因为不发送PTRS。

在这种情况下，当第一DMRS和第二DMRS已经被映射到的OFDM符号的数量是特定数量或更多时，基站可以不发送PTRS。

自包含子帧可以在时域中不使用2D滤波器或插值方案。在这种情况下，传输PTRS可能是必需的。

其中不发送PTRS的实施例可以仅应用于非自包含子帧。

基站可以向用户设备发送并且从用户设备接收与是否发送PTRS和映射图案有关的信息。

具体地，基站可以通过半静态方法配置是否映射PTRS。也就是说，基站可以向用户设备发送指示是否映射PTRS的较高层信令。用户设备可以通过基站发送的较高层信令识别PTRS是否被映射到OFDM符号。

例如，如果基站通过较高层信令针对用户设备配置PTRS可以映射到OFDM符号，则可以根据将在下面描述的特定规则来确定实际是否发送PTRS并且确定映射图案。相反，如果基站通过较高层信令针对用户设备配置PTRS未被映射到OFDM符号，则可以假设实际上不发送PTRS，不管稍后将描述的特定规则如何。

如果PTRS被映射到OFDM符号，则可以根据以下PTRS配置方法将PTRS映射到OFDM符号。

也就是说，如果较高层信令指示PTRS被映射到OFDM符号，则可以根据如下的特定规则基于时间轴和频率轴中的特定图案来映射PTRS。

时间轴映射图案：是否发送PTRS和时间轴映射图案可以根据在用户设备中动态配置的调制和编译方案(MCS)来动态地配置。

例如，如果在用户设备中配置具有非常低调制阶数的MCS(例如，QPSK)，则可以不映射PTRS。如果在用户设备中配置具有相对低调制阶数的MCS(例如，16QAM)，则PTRS可以被配置为具有低时间轴密度的映射图案(例如，4符号单元)。

然而，如果在用户设备中配置具有高调制阶数的MCS(例如，64QAM，256QAM)，则PTRS可以被配置为具有高时间轴密度的映射图案(例如，2个符号单元或每个符号单元)。

频率轴映射图案：PTRS的频率轴映射图案以及是否发送PTRS可以基于在用户设备中动态配置的调度带宽(BW)来配置。例如，如果在用户设备中配置非常小的调度BW，则可以不将PTRS发送到用户设备。如果在用户设备中配置小调度BW，则PTRS可以被配置为具有低频轴密度的映射图案，以便于减少RS开销。

也就是说，随着在用户设备中配置的调度BW增加，PTRS的映射图案可以被配置为在频率轴上具有更高的密度。

基站可以通过较高层信令在用户设备中配置指示是否发送PTRS的指示符、确定PTRS的时间轴映射图案的MCS、或用于确定频率轴映射图案的调度BW中的至少一个。

除了上述PTRS配置方法之外，可以在基站和用户设备之间另外定义通过其基于第二DMRS被映射到的OFDM符号的数量来确定是否发送PTRS的规则。

基站可以基于上述半静态方法通过较高层信令针对用户设备指示是否映射PTRS，并且可以根据特定规则针对用户设备配置是否发送PTRS、时间轴映射图案和频率轴映射图案。

此外，为了基于第二DMRS的时间轴密度来确定是否发送PTRS，基站可以与用户设备一起配置给定规则，并且可以基于第二DMRS被映射到的OFDM符号的数量来配置是否映射PTRS。

在这种情况下，可以通过较高层信令和/或DCI信令从基站向用户设备配置是否应用第二DMRS被映射到的OFDM符号的数量来确定是否发送PTRS以及基于第二DMRS被映射到的OFDM符号的数量来确定是否发送PTRS的附加规则。

可替选地，基站和用户设备可以被预先配置以根据给定规则和/或附加规则进行操作，并且可以在没有显式信令的情况下执行与PTRS的传输有关的操作。

例如，如果用于确定是否发送PTRS的第二DMRS被映射到的OFDM符号的数量被定义为“3”并且在用户设备中配置的第二DMRS被映射到的OFDM符号的数量是“3”或更多，则根据上述PTRS配置方法不映射PTRS，但是可以配置为不发送PTRS。

在这种情况下，当第二DMRS被映射到两个或更少的OFDM符号时，通过上述PTRS配置方法配置PTRS。当第二DMRS被映射到三个或更多个OFDM符号时，PTRS不通过上述PTRS配置方法映射并且不被发送。

图22至图24是示出在本说明书中提出的用于映射PTRS的方法的其他示例的图。

参考图22至图24，如果PDSCH(或PUSCH)已经被映射到的OFDM符号中的第一符号被定位在第一DMRS已经被映射到的OFDM符号之前，则可以基于PDSCH(或PUSCH)已经被映射到的OFDM符号中的第一符号或者第一DMRS已经被映射到的OFDM符号来映射PTRS。

具体地，当PDSCH(或PUSCH)已经被映射到的OFDM符号中的第一符号被定位在第一DMRS已经被映射到的OFDM符号之前时，可以基于PDSCH(或者PUSCH)已经被映射到的OFDM符号中的第一符号来映射PTRS。

例如，如图22中所示，如果PDSCH被映射到的OFDM符号被定位在第一DMRS被映射到的OFDM符号之前，则PTRS可以从PDSCH被映射到的OFDM符号(其被定位在第一DMRS被映射到的OFDM符号之前)中的第一OFDM符号开始以给定的符号间隔被映射。

图22示出每个符号映射PTRS的情况的示例。

可替选地，当PDSCH(或PUSCH)已经被映射到的OFDM符号中的第一符号被定位在第一DMRS已经被映射到的OFDM符号之前时，PTRS可以从在第一DMRS已经被映射到的OFDM符号后面的OFDM符号开始以给定的符号间隔被映射。

在这种情况下，可以根据PTRS的时间轴映射图案基于第一DMRS被映射到的第一OFDM符号的位置来配置PTRS被映射到的OFDM符号之间的符号间隔。

例如，如果以两个符号的间隔映射PTRS，则如图23(a)和23(b)中所示，PTRS可以定义在PDSCH的起始位置处。如果PDSCH的起始位置与第一DMRS位置之间的间隔是特定数量的符号或更少(例如，1个符号或更少)，则可以不在PDSCH的起始位置和第一DMRS位置之间配置PTRS。如图23(c)中所示。

图24(a)至24(d)示出以四个符号的间隔映射PTRS的情况的示例。

如图24(a)和24(c)中所示，当PDSCH被映射到的OFDM符号被定位在第一DMRS被映射到的OFDM符号之前时，可以从PDSCH被映射到的OFDM符号(其被定位在第一DMRS被映射到的OFDM符号之前)中的第一OFDM符号开始映射PTRS。

在这种情况下，如果被定位在第一DMRS被映射到的OFDM符号之前的PDSCH被映射到的OFDM符号之间的间隔是特定数量的符号或更少，则可以在第一DMRS被映射到的OFDM符号和PDSCH被映射到的OFDM符号之间不配置PTRS。

例如，如图24(b)和24(d)中所示，当PDSCH与第一DMRS之间的符号间隔是2个符号或1个符号或更少时，可以不在PDSCH与第一DMRS之间配置PTRS。

可替选地，如果PTRS以4个符号间隔被配置，则PTRS可以不映射到第一DMRS被映射到的OFDM符号之前的符号。

用户设备可以通过一个子帧接收基于如上所述的特定图案映射的下行链路数据、DMRS和PTRS。

用户设备可以使用DMRS和PTRS估计其中发送下行链路数据的信道以便检测接收到的下行链路数据。

具体地，用户设备可以使用接收到的DMRS来估计信道补偿所需的信道值，并且可以使用PTRS来估计通过DMRS估计的信道与实际信道之间的相位差。

此后，用户设备使用使用DMRS估计的信道值和使用PTRS估计的相位差来估计实际信道值，并使用估计的信道值补偿针对接收到的下行链路数据的信道。

此后，用户设备通过执行解调和解码处理来检测由基站发送的下行链路数据。

图25是图示在本说明书中提出的由用户设备接收PTRS并执行相位跟踪的方法的示例的流程图。

参考图25，用户设备从基站接收与相位跟踪参考信号(PTRS)有关的配置信息(S25010)。

在这种情况下，配置信息可以包括指示PTRS是否被映射的指示符、与PTRS的时间轴映射图案有关的第一图案信息、或者与PTRS的频率轴映射图案有关的第二图案信息，如图21至图24中所示。

第一图案信息可以直接指示PTRS的时间轴映射图案，但是可以隐含地指示用于使用户设备能够识别如上所述的PTRS的时间轴映射图案的MCS信息。

此外，第二图案信息可以直接指示PTRS的频率轴映射图案，但是可以隐含地指示用于使用户设备能够识别如上所述的PTRS的频率轴映射图案的调度带宽信息。

此后，用户设备基于接收到的配置信息来接收第一解调参考信号(DMRS)和相位跟踪参考信号(S25020)。

可以根据特定图案以给定符号间隔将相位跟踪参考信号映射到至少一个OFDM符号，如图21至图24中所述。

此后，用户设备可以通过基于第一解调参考信号或相位跟踪参考信号中的至少一个来执行用于数据的解调的相位跟踪来解调和解码接收到的数据(S25030)。

在这种情况下，无线设备可以是eNB和用户设备，并且eNB包括宏eNB和小eNB。

如图26中所示，eNB 2610和UE 2620分别包括通信单元(或传输/接收单元或射频(RF)单元)2613和2623、处理器2611和2621、以及存储器2612和2622。

另外，eNB和UE中的每一个还可以包括输入单元和输出单元。

通信单元2613、2623；处理器2611、2621；输入单元；输出单元和存储器2612、2622在功能上耦合，以便于执行本说明书中提出的方法。

当接收由物理层(PHY)协议产生的信息时，通信单元(或传输/接收单元或RF单元)2613、2623将接收的信息移动到RF频谱，对该信息执行滤波和放大，并将信号发送到天线。此外，通信单元将从天线接收到的RF信号移动到可以在PHY协议中处理的频带，并对RF信号执行滤波。

此外，通信单元可以具有用于改变这种传输和接收功能的切换功能。

处理器2611、2621实现本说明书中提出的功能、过程和/或方法。无线电接口协议的层可以由处理器实现。

处理器可以表示为控制单元、控制器、控制单元或计算机。

存储器2612、2622连接到处理器2611、2621并存储用于执行上行链路资源分配方法的协议或参数。

处理器2611、2621可以包括专用集成电路(ASIC)、其他芯片组、逻辑电路和/或数据处理设备。存储器可以包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、闪存、存储卡、存储介质和/或其他存储设备。通信单元可以包括用于处理无线电信号的基带电路。当实施例以软件实现时，该方法可以实现为用于执行功能的模块过程或功能。

模块可以存储在存储器中并且可以由处理器执行。存储器可以被定位在处理器内部或外部，并且可以通过众所周知的手段连接到处理器。

输出单元(或显示单元或指示单元)由处理器控制，并且输出由处理器输出的信息以及从键输入单元产生的键输入信号和来自处理器的各种信息信号。

此外，为了便于描述，已经划分和描述附图，但是可以合并参考附图描述的实施例以实现新的实施例。此外，本发明的范围还包括设计计算机可读记录介质，其中根据本领域的技术人员的需要已经编写用于执行上述实施例的程序。

根据本说明书的用于发送和接收参考信号的方法不限于应用于前述实施例的配置和方法，而是可以选择性地组合和配置一些或所有实施例，使得实施例以各种方式被修改。

同时，根据本说明书的用于发送和接收参考信号的方法可以以包括在网络设备中的处理器可读的记录介质中以处理器可读的代码的形式实现。处理器可读记录介质包括存储处理器可读数据的所有类型的记录设备。例如，处理器可读记录介质可以包括ROM、RAM、CD-ROM、磁带、软盘和光学数据存储器。此外，处理器可读记录介质可以以载波的形式实现，诸如通过因特网传输。此外，处理器可读记录介质可以分布到通过网络连接的计算机系统，并且处理器可读的代码可以存储在处理器可读记录介质中并以分布式方式执行。

此外，尽管上面已经图示和描述此实施例的优选实施例，但是本说明书不限于上述特定实施例，并且本发明所属的本领域的普通技术人员可以在不脱离权利要求中的本发明的主旨的情况下以各种方式修改本发明。不应从本发明的技术精神或前景中单独理解这些修改的实施例。

此外，在本说明书中，已经描述装置发明和方法发明，但是如果需要，可以互补地应用两个发明的描述。

工业实用性

本发明的无线通信系统中的RRC连接方法已经被图示为被应用于3GPP LTE/LTE-A系统，但是除了3GPP LTE/LTE之外还可以应用于各种无线通信系统。

Claims

1.一种在无线通信系统中由用户设备执行相位跟踪的方法，所述方法包括：

接收第一解调参考信号(DMRS)、第二DMRS和相位跟踪参考信号(PTRS)，

其中，第一DMRS被映射到的OFDM符号在时域中位于所述第二DMRS被映射到的第二OFDM符号之前，以及

其中，所述PTRS在时域中基于特定图案以特定符号间隔被映射到多个OFDM符号；

对于位于所述第二DMRS被映射到的OFDM符号之前的OFDM符号，从所述第一DMRS被映射到的OFDM符号，每2个符号将所述PTRS映射到所述OFDM符号，以及

对于位于所述第二DMRS被映射到的OFDM符号之后的OFDM符号，(i)从所述第二DMRS被映射到的OFDM符号，每2个符号将所述PTRS映射到所述OFDM符号，以及(ii)所述PTRS被映射到的OFDM符号的第一符号的索引等于(a)所述第二DMRS被映射到的OFDM符号的索引和(b)2的和；以及

基于所述第一DMRS、所述第二DMRS或所述PTRS中的至少一个来执行用于解调数据的相位跟踪。

2.根据权利要求1所述的方法，

其中，基于在其中发送所述数据的多个OFDM符号当中的第一OFDM符号来映射所述PTRS。

3.根据权利要求1所述的方法，

其中，当所述第一DMRS被映射到两个OFDM符号时，基于所述两个OFDM符号中的最后OFDM符号来映射所述PTRS。

4.根据权利要求1所述的方法，

其中，所述PTRS被映射到除了所述第二DMRS已经被映射到的OFDM符号之外的OFDM符号。

5.根据权利要求4所述的方法，

其中，当所述第二DMRS被映射到特定数量的OFDM符号或更少时，所述PTRS被映射到所述多个OFDM符号。

6.根据权利要求1所述的方法，

其中，当所述数据被映射到的第一OFDM符号被定位在所述第一DMRS被映射到的所述OFDM符号之前时，基于所述第一OFDM符号来映射所述PTRS。

7.根据权利要求1所述的方法，还包括：

接收与所述PTRS有关的配置信息，

其中，所述配置信息包括指示是否已经配置所述PTRS的指示符、指示所述PTRS的时间轴映射图案的第一映射图案信息或指示所述PTRS的频率轴映射图案的第二映射图案信息中的至少一个。

8.一种在无线通信系统中执行相位跟踪的用户设备，所述用户设备包括：

通信单元，所述通信单元向外部发送无线电信号并且从外部接收无线电信号；以及

处理器，所述处理器在功能上被耦合到所述通信单元，

其中，所述处理器被配置成：

其中，所述PTRS在时域中基于特定图案以特定符号间隔被映射到多个OFDM符号；以及

9.根据权利要求8所述的用户设备，

10.根据权利要求8所述的用户设备，

11.根据权利要求8所述的用户设备，

12.根据权利要求11所述的用户设备，

13.根据权利要求8所述的用户设备，

14.根据权利要求8所述的用户设备，

其中，所述处理器被进一步配置成：

接收与所述PTRS有关的配置信息，