JP2020195226A - 電力変換装置及び可変速揚水発電システム - Google Patents

Abstract

【課題】長寿命化や信頼性向上を解決することができる高効率な電力変換装置及び可変速揚水発電システムを提供する。【解決手段】交流—直流変換する変換器と直流—交流変換する変換器を備えて交流—交流変換する周波数変換器にバイパススイッチが並列接続された電力変換装置であって、周波数変換器の制御装置は、周波数変換器に流れる交流電流を制御する交流電流制御手段と、周波数変換器に流れる直流電流を制御する直流電流制御手段と、バイパススイッチに流れる零相電流を制御する零相電流制御手段を備え、零相電流制御手段は、バイパススイッチと周波数変換器の切替時に作動されることを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置及び可変速揚水発電システムに係り、特に電力変換装置に並列回路が接続された電力変換装置及び可変速揚水発電システムに関する。

水車と連結した回転機と電力系統が周波数変換器を介して連系する揚水発電システムは、回転機（以降では、特に発電電動機として扱う）の上部と下部に調整池を設置し、下部調整池から上部調整池へくみ上げた水を、上部調整池からAQ下部調整池に流すことで発電する発電システムである。揚水発電システムは、始動、停止時間が火力発電に比べて短く、需給バランスの調整用電源として優れるという特長がある。

揚水発電システムは、水車回転速度の可変速化による高効率化を目的として、発電機の一次巻線、もしくは、二次巻線と電力系統との間に周波数変換器を接続する形態がある。周波数変換器は、ＩＧＢＴなどの電力用半導体スイッチング素子を用いた自励式電圧型変換装置（以降では、自励式変換器と称す）が用いられる。自励式変換器は、例えばパルス幅変調方式を用いて交流と直流間の電力を変換する電力変換装置である。

発電電動機の一次巻線に周波数変換器を接続する一次励磁方式は、二次巻線に周波数変換器を接続する二次励磁方式に比べて、可変速運転範囲が広いことや、系統安定化に寄与できることなどの特長があるため注目を集めている。しかし、一次励磁方式は、発電電動機と電力系統の周波数が一致する同期速度運転領域においても、周波数変換器に全負荷電流が通流し電力変換損失が発生するため、可変速運転領域での高効率化を同期速度運転領域における効率低下で相殺してしまう課題がある。

このような課題に対して、特許文献１では、バイパススイッチと周波数変換器を並列接続し、発電機と電力系統が同期速度で運転している場合は、バイパススイッチを閉動作させて、電力系統と発電機間で直接電力を融通する手段が開示されている。このように構成すると、同期速度運転においては周波数変換器をバイパスできるため、電力変換損失が発生せず発電効率を高めることができるとしている。

特開２００３−８８１９０号公報

特許文献１は、電力変換装置（周波数変換器）に並列回路（バイパススイッチ）が接続された構成を採用している。係る構成の特許文献１においては、同期速度運転時にバイパススイッチを閉動作させ、電力系統と発電電動機で直接電力を融通する場合、周波数変換器（または、バイパススイッチ）に流れている負荷電流を他方に連続的に転流させるために転流期間を設け、シームレスに運転モードを切り替えることが望ましい。

しかし、この転流期間においてバイパススイッチに零相電流が流れ、負荷電流の転流を終えても零相電流が残留してしまう課題がある。この零相電流は、周波数変換器として用いる自励式変換器のデッドタイム等が影響で発生する電流成分である。

上述の零相電流が残留した状態で運転モードを切り替えるには、電流が流れている状態でバイパススイッチを開路できなければならない。つまり、バイパススイッチとして、事故電流遮断が可能な遮断器や、負荷電流を開閉可能な負荷開閉器を用いる必要がある。

揚水発電システムは、系統安定化や需給調整を担うことから、頻繁に運転モードを切り替えて運用することが考えられる。その際、零相電流がバイパススイッチに流れた状態で頻繁に開閉動作すると、バイパススイッチとして用いる遮断器、負荷開閉器の接触部、電極が摩耗して交換周期が短くなる課題がある。そのため、バイパススイッチに流れる電流を概ね零電流にしてから開閉動作できることがバイパススイッチの長寿命化や信頼性向上の観点から望ましい。

本発明の目的は、長寿命化や信頼性向上を解決することができる高効率な電力変換装置及び可変速揚水発電システムを提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明は、交流―直流変換する変換器と直流―交流変換する変換器を備えて交流―交流変換する周波数変換器にバイパススイッチが並列接続された電力変換装置であって、周波数変換器の制御装置は、周波数変換器に流れる交流電流を制御する交流電流制御手段と、周波数変換器に流れる直流電流を制御する直流電流制御手段と、バイパススイッチに流れる零相電流を制御する零相電流制御手段を備え、零相電流制御手段は、バイパススイッチと周波数変換器の切替時に作動されることを特徴とする。

また本発明は、電力変換装置の交流側に、揚水運転と発電運転を行う可変速揚水発電電動機を接続する可変速揚水発電システムとしたことを特徴とする。

本発明によれば、運転モード切り替え時にバイパススイッチに流れる電流を概ね零電流にしてからバイパススイッチを開動作できるので、零相電流が通流している場合の電流開閉による接触部、電極摩耗を抑制しつつ、シームレスに運転モードを切り替えることができる。

本発明の実施例１に係る可変速揚水発電システムの全体構成例を示す図。 周波数変換器１０４を構成する変換回路１０６の具体的な構成例を示す図。 周波数変換器制御装置１０９の制御ブロック例を示す図。 本発明の実施例1に係る可変速揚水発電システムの運転シーケンスを示す図。 本発明の零相電流制御を導入しない場合の各部電流波形を示す図。 本発明の零相電流制御を導入した場合の各部電流波形を示す図。 本発明の実施例２に係る可変速揚水発電システムの全体構成例を示す図。 本発明の実施例２の自励式変換器の回路構成例を示す図。 本発明の実施例２の自励式変換器の別の回路構成例を示す図。 本発明の実施例２の自励式変換器のさらに別の回路構成例を示す図 本発明の実施例２に係る別の可変速揚水発電システムの全体構成例を示す図。 本発明の実施例２に係る他の単相自励式変換器の回路構成例を示す図。

以下図面を参照して本発明の実施例について説明する。

図１を参照して、本発明の実施例１に係る可変速揚水発電システムの全体構成例を説明する。

図１の可変速揚水発電システムは、水車１００と連結している発電電動機１０１が、並列接続されたバイパススイッチ１０３と周波数変換器１０４を介して電力系統１０２に連系している。また周波数変換器１０４は、周波数変換器制御装置１０９により制御されている。

このうちバイパススイッチ１０３は、遮断器、または負荷開閉器を用い、発電電動機１０１と電力系統１０２が同期速度で運転している場合はバイパススイッチ１０３を閉路して周波数変換器１０２をバイパスする。そして、バイパススイッチ１０３は主回路の開路、閉路状態を確認して開閉信号ＬＳ＊を周波数変換器制御装置１０９に出力する。ＬＳ＊＝０の場合は「開」状態で、ＬＳ＊＝１の場合は「閉」状態である。

周波数変換器１０４は、２つの自励式変換器１０５ａ、１０５ｂで構成される。２つの自励式変換器１０５ａ、１０５ｂの直流端子間が接続されることにより、一方の自励式変換器で交流を直流に変換し、他方の自励式変換器で直流を交流に変換する、いわゆる直流回路型の電力変換装置を形成しており、発電電動機１０１と電力系統１０２の間での周波数変換機能を実現している。

自励式変換器１０５ａ、１０５ｂは、発電電動機１０１側の自励式変換器１０５ａの構成例を図１に図示したように、ダブルスター形モジュラー・マルチレベル変換器（以降では、ＤＳ−ＭＭＣと称す）で構成する。ＤＳ−ＭＭＣは、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の６つの変換回路１０６（１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮ）と、限流リアクトル１０７（１０７ＵＰ、１０７ＵＮ、１０７ＶＰ、１０７ＶＮ、１０７ＷＰ、１０７ＷＮ）と、各相のアーム電流（ＩＵＰ、ＩＵＮ、ＩＶＰ、ＩＶＮ、ＩＷＰ、ＩＷＮ）を検出するための電流検出器１０８（１０８ＵＰ、１０８ＵＮ、１０８ＶＰ、１０８ＶＮ、１０８ＷＰ、１０８ＷＮ）で構成される。なお電力系統１０２側の自励式変換器１０５ｂも同様に構成され、同様に制御されているので、以降の説明は自励式変換器１０５ａについて説明するものとする。

係るスター形結線では、変換回路１０６と限流リアクトル１０７の直列回路によりアームを構成し、上下アームを直列接続することによりレグを構成し、３組のレグの上下アームの接続点を三相交流の各相端子とし、３組のレグの上下端をそれぞれ共通接続して直流の正負端子とする。

ここで使用される限流リアクトル１０７（１０７ＵＰ、１０７ＵＮ、１０７ＶＰ、１０７ＶＮ、１０７ＷＰ、１０７ＷＮ）は、三相対称回路における正相回路、逆相回路のインピーダンスに加えて、零相回路に対してもインピーダンスを有するリアクトルである。

また電流検出器１０８（１０８ＵＰ、１０８ＵＮ、１０８ＶＰ、１０８ＶＮ、１０８ＷＰ、１０８ＷＮ）は、正相、逆相電流の検出に加えて零相電流も検出できる電流検出器である。

Ｕ、Ｖ、Ｗ相の６つの変換回路１０６のうち、１０６ＵＰ、１０６ＶＰ、１０６ＷＰの出力端子（ｂ）、および、１０６ＵＮ、１０６ＶＮ、１０６ＷＮの出力端子（ａ）は、それぞれ限流リアクトル１０７（１０７ＵＰ、１０７ＵＮ、１０７ＶＰ、１０７ＶＮ、１０７ＷＰ、１０７ＷＮ）を介して交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗ点とそれぞれ接続している。Ｕ、Ｖ、Ｗ相の６つの変換回路１０６のうち、１０６ＵＰ、１０６ＶＰ、１０６ＷＰの出力端子（ａ）、および、１０６ＵＮ、１０６ＶＮ、１０６ＷＮの出力端子（ｂ）は、直流回路の直流端子Ｐ、Ｎ点とそれぞれ接続し、直流回路を介して他端子の自励式変換器１０５ｂに接続している。

周波数変換器制御装置１０９は、電流検出器１０８（１０８ＵＰ、１０８ＵＮ、１０８ＶＰ、１０８ＶＮ、１０８ＷＰ、１０８ＷＮ）で検出したアーム電流ＩＵＰ、ＩＵＮ、ＩＶＰ、ＩＶＮ、ＩＷＰ、ＩＷＮを入力している。また図２を参照して後述するが単位変換器内の直流電圧検出器にて検出した直流コンデンサ電圧ＶＣＵＰ、ＶＣＵＮ、ＶＣＶＰ、ＶＣＶＮ、ＶＣＷＰ、ＶＣＷＮを入力している。さらに位相検出器１１０で検出した発電電動機１０１の回転位相θと、周波数変換器１０４のゲートデブロック指令ＧＤＢ＊と、直流電圧基準値ＶＤＣｎｏｍと、有効電力指令Ｐ＊と、ｄｑ軸上交流電流指令ＩＤ＊、ＩＱ＊、同期検定器信号Ｓｙｎｃ＊を入力している。

これらの入力による演算により周波数変換器制御装置１０９は、それぞれの変換回路１０６（１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮ）の単位変換器に与えるゲート指令ｇＵＰ、ｇＵＮ、ｇＶＰ、ｇＶＮ、ｇＷＰ、ｇＷＮを出力する。

なお図１において、交流電圧検出器１１１ａ、１１１ｂはバイパススイッチ１０３の両端子のＵＶ間線間電圧ＶＵＶ１、ＶＵＶ２を検出し同期検定器１１２に出力する。同期検定器１１２は、バイパススイッチ１０３の両端子の同期、非同期を電圧振幅、位相、周波数から判定し、同期検定器信号Ｓｙｎｃ＊を周波数変換器制御装置１０９に出力する。Ｓｙｎｃ＊＝０の場合は非同期速度運転（バイパススイッチ１０３両端の電圧振幅、位相、周波数が不一致）で、Ｓｙｎｃ＊＝１の場合は同期速度運転（バイパススイッチ１０３両端の電圧振幅、位相、周波数が一致）である。

図２は周波数変換器１０４を構成する変換回路１０６の具体的な構成例を示している。変換回路１０６は、単位変換器２００を複数直列接続した回路で構成されており、単位変換器として双方向チョッパ回路を用いる。

単位変換器２００は、環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子２０１、２０２を２つ直列接続したスイッチング回路２０３と、エネルギーバッファである直流コンデンサ２０４と、直流電圧検出器２０５をそれぞれ並列接続した構成である。図２のａ端子とｂ端子は、変換回路１０６の出力端子であり図１と対応している。

直流電圧検出器２０５は、直流コンデンサ２０４の端子電圧ＶＣＵＰ、ＶＣＵＮ、ＶＣＶＰ、ＶＣＶＮ、ＶＣＷＰ、ＶＣＷＮを検出し、検出電圧を周波数変換器制御装置１０９へ伝送する。

ゲート駆動回路２０６は、周波数変換器制御装置１０９から各アームの単位変換器２００へ伝送されるゲート指令ｇ（ｇＵＰ、ｇＵＮ、ｇＶＰ、ｇＶＮ、ｇＷＰ、ｇＷＮ）が入力される。ゲート駆動回路２０６は、前記ゲート指令ｇに応じて、各スイッチング素子２０１、２０２のオン、オフを切り替えるゲート駆動信号を生成し、各スイッチング素子２０１、２０２に与える。

図３を参照して、周波数変換器制御装置１０９の制御ブロック例の図を説明する。周波数変換器制御装置１０９は、交流電流制御手段３０１、直流電流制御手段３０２、零相電流制御手段３０３、指令値加算手段３０４、ゲート信号生成手段３０５で構成されている。図３の例では自励式変換器１０５ａに対する周波数変換器制御装置１０９を図示しているが、同様の装置が自励式変換器１０５ｂに対しても別途備えられている。なお本発明は、零相電流制御手段３０３を新たに追加設置したものである。

このうち交流電流制御手段３０１は、図３の例では自励式変換器１０５ａに流れる交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを交流電流指令値（ｄｑ軸上交流電流指令ＩＤ＊、ＩＱ＊）に追従させる制御手段である。この回路構成によれば、各相の変換回路１０６（１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮ）の電流検出器１０８（１０８ＵＰ、１０８ＵＮ、１０８ＶＰ、１０８ＶＮ、１０８ＷＰ、１０８ＷＮ）で検出したアーム電流ＩＵＰ、ＩＵＮ、ＩＶＰ、ＩＶＮ、ＩＷＰ、ＩＷＮは、相ごとに減算器Ｓ１において差電流を求めることで、相ごとの交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷとなる。つまり、交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷは（１）式から（３）式で求めることができる。

次に（１）式から（３）式にて演算した自励式変換器１０５ａに流れる交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷは、αβ軸座標変換手段３０６でα軸電流Ｉα、β軸電流Ｉβに変換される。αβ変換演算は（４）式で表すことができる。なお、（４）式の√（２／３）は絶対変換の係数である。

αβ軸座標変換手段３０６のα軸電流Ｉα、β軸電流Ｉβと位相検出器１１０で検出した発電電動機１０１の回転位相θはｄｑ軸座標変換手段３０７でｄ軸電流ＩＤ、ｑ軸電流ＩＱに変換される。ｄｑ変換演算は（５）式で表すことができる。

ここで、ＩＤは自励式変換器１０５ａと発電電動機１０１間に流れる有効電流、ＩＱは自励式変換器１０５ａと発電電動機１０１に流れる無効電流を示す。

周波数変換器制御装置１０９の外部から与えられるｄ軸電流指令ＩＤ＊、ｑ軸電流指令ＩＱ＊と、ｄｑ軸座標変換手段３０７の出力である有効電流ＩＤ、無効電流ＩＱは、それぞれ減算器Ｓ２に出力され、その電流偏差が交流電流制御器３０８、３０９に出力される。交流電流制御器３０８、３０９は比例積分制御器で構成され、減算器により算出された電流偏差をゼロに近づけるようｄ軸電圧指令値ＶＤ＊、ｑ軸電圧指令値ＶＱ＊を算出する。

交流電流制御器３０８、３０９で求めたｄ軸電圧指令値ＶＤ＊、ｑ軸電圧指令値ＶＱ＊は、逆ｄｑ軸座標変換手段３１０によりα軸電圧指令Ｖα＊、β軸電圧指令Ｖβ＊に変換される。逆ｄｑ変換演算は（６）式で表すことができる。

逆ｄｑ軸座標変換手段３１０のα軸電圧指令Ｖα＊、β軸電圧指令Ｖβ＊は逆αβ軸座標変換手段３１１で交流電圧指令ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊に変換される。逆αβ変換演算は（７）式で表すことができる。（７）式の√（２／３）は絶対変換の係数である。

ここで、交流電流制御手段３０１における上記制御は、三相対称回路における正相電流Ｉ１と逆相電流Ｉ２を制御したのと同じことである。ただし、この制御では三相対称回路における零相電流Ｉ０を制御することができない。このため本発明では、後述するところの零相電流制御手段３０３の機能を追加設置したものである。

次に直流電流制御手段３０２は、２つの自励式変換器１０５ａ、１０５ｂ間を流れる直流電流ＩＤＣを直流電流指令値ＩＤＣ＊に追従させる制御手段である。直流電流ＩＤＣは、各アームのアーム電流から演算可能であり（８）式で求めることができる。

他方、直流電流指令値ＩＤＣ＊は、周波数変換器制御装置１０９の外部から与えられる有効電力指令Ｐ＊から直流電圧基準値ＶＤＣｎｏｍを除算器３１２で除することで求めることができる。直流電流指令値ＩＤＣ＊と直流電流ＩＤＣは、減算器Ｓ３に出力され、その電流偏差が直流電流制御器３１３に出力される。直流電流制御器３１３は比例積分制御器で構成され、減算器Ｓ３により算出された電流偏差を零に近づけるよう電圧指令値を算出する。電圧指令値は、加算器ａｄ１により直流電圧基準値ＶＤＣｎｏｍと加算され、直流電圧指令ＶＤＣ＊を算出する。

直流電圧指令ＶＤＣ＊は直流端子Ｐ、Ｎ間の直流電圧指令値である。従って、Ｐ側アーム、Ｎ側アームにＶＤＣ＊を１／２ずつ与えると、直流端子Ｐ、Ｎ点でＶＤＣ＊に追従する直流電圧ＶＤＣが出力されるため、ＶＤＣ＊に１／２を乗じることでＰ側アーム、Ｎ側アーム直流電圧指令値ＶＤＣ２＊を生成する。

次に本発明により追加設置された零相電流制御手段３０３は、バイパススイッチ１０３に流れる零相電流ＩＡＣ０を零相電流指令値に追従させる制御手段である。零相電流ＩＡＣ０は、交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを用いて（９）式で求めることができる。（９）式は加算器ａｄ２で実行される。

本発明で抑制する零相電流は、周波数変換器として用いる自励式変換器のデッドタイム等が影響で発生する特定周波数の零相電流成分である。従って、零相電流ＩＡＣ０を特定周波数抽出手段３１４にて特定周波数成分のみを検出する。特定周波数成分ｆ０ｒｅｆの抽出にはフーリエ級数展開を用いる。特定周波数ｆ０ｒｅｆを余弦波信号と正弦波信号に分解したときの振幅ＩＡＣ０ａとＩＡＣ０ｂは（１０）式、（１１）式で求めることができる。ただしここでω０ｒｅｆは特定周波数ｆ０ｒｅｆの角周波数であり、Ｔ０ｒｅｆは特定周波数ｆ０ｒｅｆの周期である。

（１０）式、（１１）式の振幅ＩＡＣ０ａとＩＡＣ０ｂは、余弦波信号と正弦波信号に分離した際の振幅であるため、それらを合成した振幅ＩＡＣ０２は（１２）式で表すことができる。振幅ＩＡＣ０２は、特定周波数抽出手段３１４で求められる。

振幅ＩＡＣ０２は減算器S4に出力され、零相電流指令値＝０との電流偏差が零相電流制御器３１５に出力される。零相電流制御器３１５は比例積分制御器で構成され、減算器S4により算出された電流偏差を零に近づけるよう零相電圧指令ＶＡＣ０＊を算出する。

零相電流制御器３１５のＶＡＣ０＊は、交流波形生成手段３１６により交流電圧指令ＶＡＣ０ｃ＊を生成する。交流波形は（１３）式で求めることができる。

（１３）式においてθｃは、位相遅れ補償量である。零相電流制御の制御対称はリアクタンス成分が支配的である。零相電流制御の入力ＩＡＣ０２は検出した零相電流ＩＡＣ０から演算した値であることから、補正電圧出力で流れる零相電流補正値は原理的に約９０度遅れる。つまり、θｃは制御系の安定度を向上させるために導入し、補正電圧に原理的に発生する位相遅れを補償する。

零相電圧指令ＶＡＣ０ｃ＊は、零相電流出力指令ＧＡＣ０＊で制御され、ＧＡＣ０＊＝０の場合は出力停止で、ＧＡＣ０＊＝１の場合は出力である。零相電流出力指令ＧＡＣ０＊は、周波数変換器制御装置１０９の外部から与えられるゲートデブロック指令ＧＤＢ＊とバイパススイッチ開閉信号ＬＳ＊の論理積で与えられる。

図３の回路構成において指令値加算手段３０４は、交流電圧指令値ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊、直流電圧指令値ＶＤＣ２＊、零相電圧指令値ＶＡＣ０ｃ＊を、各相のアーム１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮ毎にそれぞれ加算器ａｄ５，ａｄ６において加算し、アーム電圧指令値ＶＵＰ＊、ＶＵＮ＊、ＶＶＰ＊、ＶＶＮ＊、ＶＷＰ＊、ＶＷＮ＊を生成する。

ゲート信号生成手段３０５は、指令値加算手段３０４の出力であるアーム電圧指令値ＶＵＰ＊、ＶＵＮ＊、ＶＶＰ＊、ＶＶＮ＊、ＶＷＰ＊、ＶＷＮ＊と、直流コンデンサ電圧ＶＣＵＰ、ＶＣＵＮ、ＶＣＶＰ、ＶＣＶＮ、ＶＣＷＰ、ＶＣＷＮを用いてＰＷＭ演算器３１７ＵＰ、３１７ＵＮ、３１７ＶＰ、３１７ＶＮ、３１７ＷＰ、３１７ＷＮにてＰＷＭ演算することで、各アームの単位変換器に与えるゲート指令g(ｇＵＰ、ｇＵＮ、ｇＶＰ、ｇＶＮ、ｇＷＰ、ｇＷＮ)を生成する。ゲート指令g(ｇＵＰ、ｇＵＮ、ｇＶＰ、ｇＶＮ、ｇＷＰ、ｇＷＮ)は、周波数変換器制御装置１０９の外部から与えられるゲートデブロック指令ＧＤＢ＊で制御され、ＧＤＢ＊＝０の場合はゲート指令出力停止（ゲートブロック）で、ＧＤＢ＊＝１の場合はゲート指令出力（ゲートデブロック）である。

図４を参照して、本発明の実施例1に係る可変速揚水発電システムの運転シーケンスを説明する。

図４は、バイパススイッチ１０３と周波数変換器１０４が並列接続された電力変換装置において、バイパススイッチ１０３に通電しているバイパス運転から、周波数変換器１０４に通電している変換器運転に移行し、再度バイパススイッチ１０３に通電するバイパス運転に戻るまでの一連の時系列的な動作を示している。

図４では横軸に時間を表記し、縦軸には上からバイパススイッチ１０３に流れる交流電流の振幅値、周波数変換器１０４に流れる交流電流の振幅値、ゲートデブロック指令ＧＤＢ＊、バイパススイッチ１０３の開閉信号ＬＳ＊、同期検定器信号Ｓｙｎｃ＊、零相電流制御手段３０３の零相電流出力指令ＧＡＣ０＊を示している。

まず、図４のｔ０からｔ４の期間を用いてバイパススイッチ１０３に流れている負荷電流を周波数変換器１０４に連続的に転流させる方法を述べる。

図４の時刻ｔ０では、バイパススイッチ１０３の開閉信号ＬＳ＊＝１（バイパススイッチ１０３「閉」状態）、自励式変換器１０５ａ、１０５ｂのゲート指令出力停止（ＧＤＢ＊＝０）でバイパススイッチ１０３を介して負荷電流が通流しているとする。本運転条件をバイパス運転と称す。バイパス運転は発電電動機１０１と電力系統１０２がバイパススイッチ１０３を介して直結しており、発電電動機１０１と電力系統１０２は同期速度運転である。

時刻ｔ１にて、負荷電流をバイパススイッチ１０３から周波数変換器１０４に連続的に転流する転流期間に移行する。なお時刻ｔ１は、別途図示せぬ装置（例えば可変速揚水発電システムであれば揚水運転と発電運転の起動停止及び制御切替えを制御する制御装置）により指示されているものとする。

転流期間ではまず時刻ｔ２にて、自励式変換器１０５ａ、１０５ｂのゲートデブロック指令ＧＤＢ＊を０から１に切り替えてゲートデブロックする。ゲートデブロックすると同時に、零相電流出力指令ＧＡＣ０＊が０から１に切り替わり、零相電流制御手段３０３から交流電圧指令ＶＡＣ０ｃ＊が出力される。

時刻ｔ３にて、負荷電流をバイパススイッチ１０３から周波数変換器１０４に連続的に転流開始する。

負荷電流をバイパススイッチ１０３から周波数変換器１０４に転流した後、時刻ｔ４にて、バイパススイッチ１０３を閉から開に切り替える。この過渡場面において、零相電流制御手段３０３が作動し、バイパススイッチ１０３に流れる零相電流を抑制する。また負荷電流についても、バイパススイッチ１０３から周波数変換器１０４に連続的に転流することで、電流を概ね零にしてからバイパススイッチ１０３を閉から開に切り替えることが可能である。バイパススイッチ１０３を開動作後（ＬＳ＊＝０）は、バイパススイッチ１０３と周波数変換器１０４間で形成された零相電流経路が切り離され、零相電流出力指令ＧＡＣ０＊が１から０に切り替わり、零相電流制御手段３０３の出力を停止する。

次に、図４のｔ５からｔ７を用いて周波数変換器１０４に流れている負荷電流をバイパススイッチ１０３に連続的に転流させる方法を述べる。

図４の時刻ｔ４からｔ５までの期間は、バイパススイッチ１０３の開閉信号ＬＳ＊＝０（バイパススイッチ１０３「開」状態）、自励式変換器１０５ａ、１０５ｂのゲート指令出力（ＧＤＢ＊＝１）で周波数変換器１０４に負荷電流が通流しているとする。本条件を変換器運転と称す。変換器運転は発電電動機１０１と電力系統１０２が周波数変換器１０４を介して接続されており、非同期速度で運転することが多い。発電電動機１０１と電力系統１０２は非同期運転であるが、周波数変換器１０４が可変速運転することで双方の電力融通が可能である。また、時刻ｔ５になる前には、同期検定器信号Ｓｙｎｃ＊＝１（同期運転）となるように周波数変換器の出力を変更する。

時刻ｔ５にて、負荷電流を周波数変換器１０４からバイパススイッチ１０３に連続的に転流する転流期間に移行する。なお時刻ｔ５も、別途図示せぬ装置により指示されているものとする。時刻ｔ５までに、同期検定器信号Ｓｙｎｃ＊＝１（同期運転）となるようにしたことで、バイパススイッチ１０３を開から閉に切り替えることができる。バイパススイッチ１０３を閉動作後（バイパススイッチ１０３の開閉信号ＬＳ＊＝１）は、バイパススイッチ１０３と周波数変換器１０４間で零相電流経路が形成され、零相電流出力指令ＧＡＣ０＊が０から１に切り替わり、零相電流制御手段３０３の出力が再開される。この過渡場面でも、零相電流制御手段３０３が作動し、バイパススイッチ１０３に流れる零相電流を抑制する。

時刻ｔ６にて、負荷電流を周波数変換器１０４からバイパススイッチ１０３に転流開始する。時刻ｔ７にて自励式変換器１０５ａ、１０５ｂのゲートデブロック指令ＧＤＢ＊を１から０に切り替えてゲートブロックし、バイパス運転期間に移行する。自励式変換器１０５ａ、１０５ｂがゲートブロックするため、零相電流出力指令ＧＡＣ０＊が１から０に切り替わり、零相電流制御手段３０３の出力も停止する。

次に、図５を参照して、本発明の零相電流制御手段３０３を適用しない場合の波形例を示す。また、図６を参照して、本発明の零相電流制御手段３０３を適用した場合の波形例を示す。図５、図６は、図４のバイパススイッチ１０３に流れている負荷電流を周波数変換器１０４に連続的に転流させる転流期間（ｔ２からｔ４の期間）を示している。

図５、図６は上からバイパススイッチ１０３に流れる交流電流ＩＵＬＳ、ＩＶＬＳ、ＩＷＬＳ、周波数変換器１０４に流れる交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ、バイパススイッチ１０３の開閉信号ＬＳ＊である。

まず、図５は零相電流制御手段３０３を適用しない場合の例である。時刻ｔ２にて、自励式変換器１０５ａ、１０５ｂのゲートデブロック指令ＧＤＢ＊を０から１に切り替えてゲートデブロックする。時刻ｔ３にて、負荷電流をバイパススイッチ１０３から周波数変換器１０４に連続的に転流する。しかし、負荷電流ではない３次高調波電流がバイパススイッチ１０３に流れる交流電流ＩＵＬＳ、ＩＶＬＳ、ＩＷＬＳに残留している。３次高調波電流は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相で位相が等しいことから零相電流成分であり、周波数変換器として用いる自励式変換器のデッドタイム等が影響で発生する電流成分である。

３次零相電流が残留した状態で、時刻ｔ４にて、バイパススイッチを閉から開に切り替え、転流期間が終了する。零相電流がバイパススイッチに流れた状態で頻繁に開閉動作すると、バイパススイッチとして用いる負荷開閉器の接触部、電極が摩耗して交換周期が短くなる課題がある。そのため、バイパススイッチに流れる電流を概ね零にしてから開閉動作できることがバイパススイッチの長寿命化や信頼性向上の観点から望ましい。

次に、図６は零相電流制御手段３０３を適用した場合の例である。時刻ｔ２にて、自励式変換器１０５ａ、１０５ｂのＧＤＢ＊を０から１に切り替えてゲートデブロックする。ゲートデブロックすると同時に、零相電流出力指令ＧＡＣ０＊が０から１に切り替わり、零相電流制御手段３０３から交流電圧指令ＶＡＣ０ｃ＊が出力される。このように構成することで、バイパススイッチ１０３と周波数変換器１０４間に流れる零相電流ＩＡＣ０を概ね零に制御する。時刻ｔ３にて、負荷電流をバイパススイッチ１０３から周波数変換器１０４に連続的に転流する。図６は、図５で流れていた３次零相電流の発生を抑制し、バイパススイッチに流れる電流を概ね零に抑制できていることが分かる。

３次零相電流が概ね零の状態で、時刻ｔ４にて、バイパススイッチを閉から開に切り替え、転流期間が終了する。

以上で説明した動作により、転流期間にバイパススイッチ１０３に流れる零相電流を概ね零にしてからバイパススイッチ１０３を開閉動作できることを示した。本実施例によれば、零相電流が通流している場合の電流開閉による接触部、電極摩耗防止とシームレスな運転モード切替を両立できる。

図７を参照して、本発明の実施例２に係る可変速揚水発電システムの全体構成を説明する。図１と重複する図番号は同じ意味であるので説明を省略する。

周波数変換器７０１は、２つの自励式変換器７０２ａ、７０２ｂで構成される。実施例２は、実施例１と比較して、図１の電流検出器に相当する機能１０８を、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗ点の外側に配置している点が異なる。

周波数変換器制御装置７０３は、電流検出器７０４Ｕ、７０４Ｖ、７０４Ｗで検出した交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ、直流電圧ＶＤＣ、位相検出器１１０で検出した発電電動機１０１の回転位相θ、周波数変換器７０１のゲートデブロック指令ＧＤＢ＊、直流電圧基準値ＶＤＣｎｏｍ、有効電力指令Ｐ＊、ｄｑ軸上交流電流指令ＩＤ＊、ＩＱ＊を入力として、それぞれのスイッチング素子に与えるゲート指令ｇＵＰ、ｇＵＮ、ｇＶＰ、ｇＶＮ、ｇＷＰ、ｇＷＮを出力する。電流検出器７０４Ｕ、７０４Ｖ、７０４Ｗは、正相、逆相電流の検出に加えて零相電流も検出できる電流検出器である。

図８を参照して、本発明の実施例２の自励式変換器７０２ａの回路構成例を説明する。自励式変換器７０２ａは、２レベル変換器８０１と高調波フィルタ回路８０２から構成される。高調波フィルタ回路８０２は、２レベル変換器８０１が出力する高調波電流を抑制するために接続される。高調波フィルタ回路８０２のフィルタリアクトルには、正相回路、逆相回路に対するインダクタンスに加えて、零相回路に対してもインダクタンスを有する。

図９を参照して、本発明の実施例２の別の形態を示す自励式変換器７０２ａの回路構成例を説明する。図９の自励式変換器７０２ａは、中性点クランプ形３レベル変換器９０１と高調波フィルタ回路９０２から構成される。高調波フィルタ回路９０２は、３レベル変換器９０１が出力する高調波電流を抑制するために接続される。高調波フィルタ回路９０２のフィルタリアクトルには、正相回路、逆相回路に対するインダクタンスに加えて、零相回路に対してもインダクタンスを有する。

図１０を参照して、本発明の実施例２のさらに別の形態を示す自励式変換器７０２ａの回路構成例を説明する。自励式変換器７０２ａは、文献（長谷川勇，濱田鎮教，小堀賢司，庄司豊：「トランスレスマルチレベル高圧インバータの開発」，明電時報，通巻３５２号，２０１６年，Ｎｏ．３，ｐｐ．３４〜３９）に開示されている５レベル変換器１００１と高調波フィルタ回路１００２から構成される。高調波フィルタ回路１００２は、５レベル変換器１００１が出力する高調波電流を抑制するために接続される。高調波フィルタ回路１００２のフィルタリアクトルには、正相回路、逆相回路に対するインダクタンスに加えて、零相回路に対してもインダクタンスを有する。

図１１を参照して、本発明の実施例２に係る別の可変速揚水発電システムの全体構成を説明する。図１、図７と重複する図番号は同じ意味であるので説明を省略する。周波数変換器１１０１は、２つの単相自励式変換器１１０２ａ、１１０２ｂで構成される。単相自励式変換器１１０２ａ、１１０２ｂは、それぞれ単相自励式変換器１１０２Ｕａ、１１０２Ｖａ、１１０２Ｗａ、１１０２Ｕｂ、１１０２Ｖｂ、１１０２Ｗｂで構成される。

図１２を参照して、本発明の実施例２に係る他の単相自励式変換器１１０２ａの回路構成を説明する。単相自励式変換器１１０２ａは、文献（Ｍ．Ａ Ｍａｍｕｎ，Ｍ．Ｔｓｕｋａｋｏｓｈｉ， Ｋ．Ｈａｓｈｉｍｕｒａ， Ｈ．Ｈｏｓｏｄａ， Ｓ．Ｃ． Ｐｅａｋ：「Ｉｎｎｏｖａｔｉｏｎ ｏｆ ａ ｌａｒｇｅ ｃａｐａｃｉｔｙ ５−ｌｅｖｅｌ ＩＧＢＴ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｏｉｌ ａｎｄ Ｇａｓ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ」，２０１１ ＩＥＥＥ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｎｇｒｅｓｓ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ，２０１１年，ｐｐ．１９６４〜１９７１）に開示されている５レベル変換器で構成された各相の単相自励式変換器１１０２Ｕａ、１１０２Ｖａ、１１０２Ｗａと高調波フィルタ回路１２０１から構成される。高調波フィルタ回路１２０１は、単相自励式変換器１１０２Ｕａ、１１０２Ｖａ、１１０２Ｗａ が出力する高調波電流を抑制するために接続される。高調波フィルタ回路１２０１のフィルタリアクトルには、正相回路、逆相回路に対するインダクタンスに加えて、零相回路に対してもインダクタンスを有する。

以上、実施例２では電流検出器７０４Ｕ、７０４Ｖ、７０４Ｗで零相電流を検出し、高調波フィルタのフィルタリアクトルが零相インダクタンスを有することで、転流期間中に流れる零相電流ＩＡＣ０を零相電流制御手段で抑制することができる。

実施例２によれば、電流検出器を交流側に配置することで、実施例１に比べて電流検出器の数を６個から３個に削減できる。２レベル変換器、３レベル変換器、５レベル変換器は、キャリア周波数が同じ場合、流出する高調波電流がマルチレベル変換器よりも多くなるため、交流側に高調波フィルタを接続する。そのため、実施例２では、高調波フィルタに零相回路に対するインダクタンスを付加することで、実施例１に必要な限流リアクトルを削減できる。

なお実施例１、実施例２の回路構成を有する電力変換装置は、そのいずれもが直流回路内にエネルギーバッファ（コンデンサ）を備えており、蓄積されたエネルギーによる過渡的な電流による障害の程度を過大にする傾向がある。

以上詳細に説明した本発明によれば、電力変換装置の主回路構成が相違していたとしても、バイパススイッチ１０３と周波数変換器１０４の切り替え過程で発生する零相電流による障害（バイパススイッチの寿命、信頼性の低下）を、改善、除去することが可能である。

１００：水車
１０１：発電電動機
１０２：電力系統
１０３：バイパススイッチ
１０４、７０１、１１０１：周波数変換器
１０５ａ、１０５ｂ、７０２ａ、７０２ｂ：自励式変換器
１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮ：変換回路
１０７ＵＰ、１０７ＵＮ、１０７ＶＰ、１０７ＶＮ、１０７ＷＰ、１０７ＷＮ：限流リアクトル
１０８ＵＰ、１０８ＵＮ、１０８ＶＰ、１０８ＶＮ、１０８ＷＰ、１０８ＷＮ、７０４Ｕ、７０４Ｖ、７０４Ｗ：電流検出器
１０９、７０３：周波数変換器制御装置
１１０：位相検出器
１１１ａ、１１１ｂ：交流電圧検出器
１１２：同期検定器
２０１、２０２：スイッチング素子
２０３：スイッチング回路
２０４：直流コンデンサ
２０５：直流電圧検出器
２０６：ゲート駆動回路
３０１：交流電流制御手段
３０２：直流電流制御手段
３０３：零相電流制御手段
３０４：指令値加算手段
３０５：ゲート信号生成手段
３０６：αβ軸座標変換手段
３０７：ｄｑ軸座標変換手段
３０８、３０９：交流電流制御器
３１０：逆ｄｑ軸座標変換手段
３１１：逆αβ軸座標変換手段
３１２：除算器
３１３：直流電流制御器
３１４：特定周波数抽出手段
３１５：零相電流制御器
３１６：交流波形生成手段
３１７ＵＰ、３１７ＵＮ、３１７ＶＰ、３１７ＶＮ、３１７ＷＰ、３１７ＷＮ：ＰＷＭ演算器
８０１：２レベル変換器
８０２、９０２、１００２、１２０１：高調波フィルタ回路
９０１：中性点クランプ形３レベル変換器
１００１：５レベル変換器
１１０２Ｕａ、１１０２Ｖａ、１１０２Ｗａ、１１０２Ｕｂ、１１０２Ｖｂ、１１０２Ｗｂ：単相自励式変換器

Claims (15)

1. 交流―直流変換する変換器と直流―交流変換する変換器を備えて交流―交流変換する周波数変換器にバイパススイッチが並列接続された電力変換装置であって、
   前記周波数変換器の制御装置は、周波数変換器に流れる交流電流を制御する交流電流制御手段と、前記周波数変換器に流れる直流電流を制御する直流電流制御手段と、前記バイパススイッチに流れる零相電流を制御する零相電流制御手段を備え、
   前記零相電流制御手段は、前記バイパススイッチと前記周波数変換器の切替時に作動されることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項1に記載の電力変換装置であって、
   前記変換器は、変換回路と限流リアクトルの直列回路によりアームを構成し、上下アームを直列接続することによりレグを構成し、３組のレグの上下アームの接続点を三相交流の各相端子とし、３組のレグの上下端をそれぞれ共通接続して直流の正負端子とすることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記変換回路は、変換素子に並列接続されたコンデンサを備えることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項２または請求項３に記載の電力変換装置であって、
   前記零相電流または、および前記交流電流は、前記アームに設けられた電流検出器で計測した電流から求められていることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記交流が三相交流であって、前記零相電流または、および前記交流電流は、前記三相交流の各相に設けられた電流検出器で計測した電流から求められていることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記変換器は、変換回路によりアームを構成し、上下アームを直列接続することによりレグを構成し、３組のレグの上下アームの接続点を三相交流の各相端子とし、３組のレグの上下端をそれぞれ共通接続して直流の正負端子とするとともに、三相交流の各相に高調波フィルタ回路を備えることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記変換器は、中性点クランプ形３レベル変換器で構成されているとともに、三相交流の各相に高調波フィルタ回路を備えることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記変換器は、５レベル変換器で構成されているとともに、三相交流の各相に高調波フィルタ回路を備えることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記周波数変換器は、三相交流の各相に交流―直流変換する変換器と直流―交流変換する変換器を備えて、相ごとに交流―交流変換することを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
    前記直流電流制御手段は、正相電流及び逆相電流を制御していることを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
    前記零相電流制御手段は、零相電流の特定周波数成分の振幅値をフーリエ級数展開を用いて検出し、前記振幅値と零相電流指令値の偏差が解消される方向に制御することを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
    前記零相電流制御手段は、前記バイパススイッチの開路、閉路状態を示す開閉信号と前記変換器のゲート出力信号の論理積により出力開始、出力停止を決定することを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
    前記前記零相電流制御手段は、出力の位相遅れを補償する機能を備えることを特徴とする電力変換装置。
14. 前記請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置の交流側に、揚水運転と発電運転を行う可変速揚水発電電動機を接続する可変速揚水発電システム。
15. 請求項１４に記載の可変速揚水発電システムであって、
    前記バイパススイッチと前記周波数変換器の経路上に前記バイパススイッチに流れる零相電流を検出する電流検出器と、零相インピーダンスを有するリアクトルを備えことを特徴とする可変速揚水発電システム。

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