JP2020118524A - フラックスゲートセンサおよびフラックスゲートセンサの位相調整方法 - Google Patents
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Abstract
Description
検出コイルが巻かれた強磁性体のコアと、
所定の周波数の周期信号を出力する発振回路と、
前記周期信号を用いて前記コアを励磁する励磁回路と、
前記周期信号を用いて前記検出コイルの出力から前記所定の周波数の成分に応じた信号を出力する検知回路と、
前記励磁回路および前記検知回路のうちの少なくともいずれか一方に対して供給される前記周期信号の位相を調整する位相調整回路と、
を備えたことを特徴とする。
前記検知回路は、
前記検出コイルの出力の交流成分と前記周期信号とを掛け合わせる乗算回路を有するものであり、
前記位相調整回路は、
前記乗算回路の出力のレベルに基づいて位相を調整するものであってもよい。
前記励磁回路は、
前記所定の周波数の交流電流に対して該交流電流の振幅以上の大きさのバイアス電流を重畳した励磁電流により、前記コアを励磁するものであってもよい。
上記フラックスゲートセンサを外部磁界がない状態に配置し、前記位相調整回路を用いて位相を調整することを特徴とする。
図1は、本実施形態のフラックスゲートセンサ1の構成を示すブロック図である。以下このブロック図で示される回路について、3つに分けて説明する。
このフラックスゲートセンサ1では、発振器101からの周波数2fHzの信号が分周器103に入力され、この分周器103で1/2に分周されて周波数fHz(例えば、数kHz〜数MHz)の信号が出力される。分周器103からの出力は増幅器104によって電流が増幅され、強磁性体(例えば、スーパーマロイ、アモルファス、等)の細長いコア105に励磁電流として供給される。コア105に供給される励磁電流は、矩形波、正弦波、三角波など特に限定されるものではない。この励磁電流によって、コア105内部の軸方向の磁束が周期的に変化する。
コア105には、検出コイル111が巻かれており、コア105の軸方向の磁束の変化によって検出コイル111に誘起電圧が生じる。具体的にはコア105の軸方向に外部磁場が存在する場合に、励磁電流によってコア105が励磁されると、コア105の軸方向の磁束が変化し、この変化に応じて励磁電流の周波数の2倍の周波数成分(周波数2fHz)の誘起電圧が検出コイル111から出力される。従って、検出コイル111から出力される信号のうち励磁電流の周波数の2倍の周波数成分に基づいて、外部磁場の強さを測定できる(図3、図4を用いて後述)。
上記説明した乗算器114からの出力は、積分器116の他に増幅器121にも入力される。そして、増幅器121で増幅された後、レベル検出器122に入力される。このレベル検出器122では、入力信号のピークピーク値が出力される。なお、ピークピーク値に限らず、例えばRMSであってもよく、入力信号のレベルに応じた出力が得られるものであればよい。レベル検出器122からの出力はAD変換器123でデジタル信号に変換され、マイクロコンピュータ124に入力される。
図3は、フラックスゲートセンサ1のコア105の状態の変化の一例を示すモデル図である。また図4は、励磁電流と、これに伴うコア105の軸方向の磁場および検出コイル111の出力電圧の変化の一例を示す図である。なお、以下の説明では、コア105の軸方向に沿って(図3では下から上に向かう方向)外部磁界が印加されているものとする。
フラックスゲートセンサ1では、増幅器113の出力に含まれるノイズが乗算器114において発振器101からの信号と掛け合わされるため、乗算器114の出力にはノイズに起因する成分が含まれることになる。この乗算器114の出力には検出コイル111からの誘起電圧に応じた成分も含まれるが、この成分は外部磁界が小さければより小さくなり、誘起電圧中のノイズ起因する成分の割合が大きくなる。よって、フラックスゲートセンサ1を外部磁界がない状態に配置することで、乗算器114から出力のうちノイズに起因する成分の割合を高めることができる。この状態では、発振器101からの信号の位相を変化させつつ乗算器114からの出力(ノイズに起因する成分の割合が高い)を観測することで、ノイズの影響を最小化するのに適切な位相の変位量を導出することができる。
本実施形態のフラックスゲートセンサ1では、コア105に印加された外部磁界によって励磁電流の2倍の周波数の成分が検出コイル111に生じるが、励磁電流の極性をプラスあるいはマイナスのいずれか一方に偏らせることで、励磁電流と同じ周波数の成分が検出コイル111に生じる構成にすることができる。以下、この変形例について図5を用いて説明する。同図は、図1に示すフラックスゲートセンサ1の変形例を示す概略図である。
図1に示すフラックスゲートセンサ1では、励磁電流の一周期に対し、コア105における磁束の変化が二周期分生じる(図4参照)。図3を例に説明すると、励磁電流がプラスの状態では、図3の矢印(1)(2)に示す変化が生じ(以下、この期間を前半部分とする)、励磁電流がマイナスの状態では、図3の矢印(3)(4)に示す変化が生じる(以下、この期間を後半部分とする)。ここで、前半部分と後半部分を比較すると、コア105において周方向に励磁された磁界の向きが逆になっていること以外は同様の挙動になる。しかし実際にはコア105における異方性等の影響により磁界の向きが完全に逆にならない場合がある。この場合、検出コイル111の誘起電圧の前半部分と後半部分の変化が一致せずにずれが生じ、フラックスゲートセンサ1の出力が不安定になる。
上記[励磁電流の位相の調整方法]では、ノイズの影響を最小化する方法について説明したが、この方法を実行するにあたっても図5に示すフラックスゲートセンサ2を採用することが好ましい。以下、この理由について説明する。
上記の説明では直交型のフラックスゲートセンサを用いているが、平行型のフラックスゲートセンサであっても[[励磁電流の位相を調整する回路]]で説明した構成を採用することができる。すなわち、位相シフタ125に対する位相の変位量を自動で調整し、ノイズの影響を最小化する構成を採用するにあたり、フラックスゲートセンサの方式が限定されるものではない。
以下、上記説明した発明の構成について記載する。なお、発明の構成と対応する上記実施形態の構成については括弧書きで記載する。
検出コイル(例えば、検出コイル111)が巻かれた強磁性体のコア(例えば、コア105)と、
所定の周波数の周期信号を出力する発振回路(例えば、発振器101)と、
前記周期信号を用いて前記コアを励磁する励磁回路(例えば、図1では分周器103からコア105までの回路、図5ではバイアス回路201からコア105までの回路)と、
前記周期信号を用いて前記検出コイルの出力から前記所定の周波数の成分に応じた信号を出力する検知回路(例えば、検出コイル111からノイズ除去フィルタ117までの回路)と、
前記励磁回路および前記検知回路のうちの少なくともいずれか一方に対して供給される前記周期信号の位相を調整する位相調整回路(例えば、マイクロコンピュータ124および位相シフタ125)と、
を備えたことを特徴とするフラックスゲートセンサ、が記載されている。
前記検知回路は、
前記検出コイルの出力の交流成分と前記周期信号とを掛け合わせる乗算回路(例えば、乗算器114)を有するものであり、
前記位相調整回路は、
前記乗算回路の出力のレベルに基づいて位相を調整するものである(例えば、図2の処理)、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサ、が記載されている。
前記励磁回路は、
前記所定の周波数の交流電流に対して該交流電流の振幅以上の大きさのバイアス電流を重畳した励磁電流により、前記コアを励磁するものである(例えば、図5のフラックスゲートセンサ2)、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサ、が記載されている。
ことを特徴とするフラックスゲートセンサの位相調整方法、が記載されている。
101 発振器
105 コア
111 検出コイル
114 乗算器
124 マイクロコンピュータ
125 位相シフタ
Claims (4)
- 検出コイルが巻かれた強磁性体のコアと、
所定の周波数の周期信号を出力する発振回路と、
前記周期信号を用いて前記コアを励磁する励磁回路と、
前記周期信号を用いて前記検出コイルの出力から前記所定の周波数の成分に応じた信号を出力する検知回路と、
前記励磁回路および前記検知回路のうちの少なくともいずれか一方に対して供給される前記周期信号の位相を調整する位相調整回路と、
を備えたことを特徴とするフラックスゲートセンサ。 - 請求項1に記載のフラックスゲートセンサであって、
前記検知回路は、
前記検出コイルの出力の交流成分と前記周期信号とを掛け合わせる乗算回路を有するものであり、
前記位相調整回路は、
前記乗算回路の出力のレベルに基づいて位相を調整するものである、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサ。 - 請求項1または2に記載の直交型フラックスゲートセンサであって、
前記励磁回路は、
前記所定の周波数の交流電流に対して該交流電流の振幅以上の大きさのバイアス電流を重畳した励磁電流により、前記コアを励磁するものである、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサ。 - 請求項1から3のいずれか一項に記載のフラックスゲートセンサを外部磁界がない状態に配置し、前記位相調整回路を用いて位相を調整する、
ことを特徴とするフラックスゲートセンサの位相調整方法。
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