JP2020108252A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低消費電力モードにおいて、安価に出力電圧の電圧精度を向上させること。【解決手段】交流電圧を変換して、２４Ｖ、又は５．２Ｖを出力するＡＣ／ＤＣコンバータ２００と、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００から出力された直流電圧が入力され、５．２Ｖを出力する動作をＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１により起動、又は停止するＤＣ／ＤＣコンバータ３００と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００に並列に接続され、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００から出力された直流電圧が入力され、５．２Ｖを出力する動作をレギュレータ起動信号４０１により起動、又は停止するレギュレータ４００と、を備え、レギュレータ４００は、ＦＥＴ３８５を有し、ＦＥＴ３８５により出力電圧を５．２Ｖに維持し、レギュレータ起動信号４０１は、ＦＥＴ３８５の消費電力がＦＥＴ３８５の許容電力を超えないタイミングでレギュレータ４００に入力される。【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置及び電源装置を備える画像形成装置に関し、特に低消費電力モードにおける出力電圧の電圧精度向上に関する。

プリンタなどの画像形成装置が備える電源装置では、スリープ状態の消費電力を低減するために、例えば、特許文献１では次のような電源装置が提案されている。同期整流方式の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧を下げ、ハイサイドＦＥＴのオンデューティを１００％に設定し入力電圧をそのまま出力することで、低消費電力モードでのＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失を低減する電源装置が提案されている。

特開２０１０−１４２０７１号公報

しかしながら、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を下げ、ハイサイドＦＥＴのオンデューティを１００％にした場合でも、ハイサイドＦＥＴにＰチャンネルのＦＥＴを使用した場合には、次のようなことが懸念される。すなわち、ＦＥＴのオン抵抗やコイルの抵抗成分によって出力電圧が低下してしまい、目標電圧に対する出力電圧の電圧精度が低下してしまうおそれがある。また、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、効率を向上させるため、ＰチャンネルＦＥＴよりオン抵抗が小さいＮチャンネルＦＥＴをハイサイドＦＥＴとして用いる場合には、次のような制約がある。すなわち、ハイサイドＦＥＴのオンデューティを１００％にするためには、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧より高い電圧でハイサイドＦＥＴを駆動する必要がある。そのためには、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧より高い電圧を生成する別の電源回路がなければ、ハイサイドＦＥＴをオンデューティ１００％でＯＮすることができない。このため、入力電圧が出力電圧の目標電圧に近く、かつ別の電源回路が設けられていない場合には、出力電圧が低下して目標とする出力電圧が得られず、目標電圧に対する出力電圧の電圧精度が低下してしまうおそれがある。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、低消費電力モードにおいて、安価に出力電圧の電圧精度を向上させることを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明では、以下の構成を備える。

（１）交流電圧を直流電圧に変換する電源装置であって、交流電圧を変換して、第一の直流電圧、又は前記第一の直流電圧よりも低い第二の直流電圧を出力する第一の電源部と、前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力され、前記第二の直流電圧を出力する動作を第一の起動信号により起動、又は停止する第二の電源部と、前記第二の電源部に並列に接続され、前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力され、前記第二の直流電圧を出力する動作を第二の起動信号により起動、又は停止する第三の電源部と、を備え、前記第二の電源部は、前記第二の直流電圧よりも高い直流電圧を前記第二の直流電圧に変換する電源部であり、前記第三の電源部は、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子により出力電圧を前記第二の直流電圧に維持するレギュレータであり、前記第二の起動信号は、前記スイッチ素子の消費電力が前記スイッチ素子の許容電力を超えないタイミングで前記第三の電源部に入力されることを特徴とする電源装置。

（２）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。

（３）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、交流電圧を直流電圧に変換する電源装置と、を備える画像形成装置であって、前記電源装置は、交流電圧を変換して、第一の直流電圧、又は前記第一の直流電圧よりも低い第二の直流電圧を出力する第一の電源部と、前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力され、前記第二の直流電圧を出力する動作を第一の起動信号により起動、又は停止する第二の電源部と、前記第二の電源部に並列に接続され、前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力され、前記第二の直流電圧を出力する動作を第二の起動信号により起動、又は停止する第三の電源部と、を備え、前記第二の電源部は、前記第二の直流電圧よりも高い直流電圧を前記第二の直流電圧に変換する電源部であり、前記第三の電源部は、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子により出力電圧を前記第二の直流電圧に維持するレギュレータであり、前記第二の起動信号は、前記スイッチ素子の消費電力が前記スイッチ素子の許容電力を超えないタイミングで前記第三の電源部に入力されることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、低消費電力モードにおいて、安価に出力電圧の電圧精度を向上させることができる。

実施例１〜３のレーザビームプリンタの構成を示す概略断面図 実施例１の電源装置の構成を示すブロック図 実施例１の第１の電源部の構成を示す回路図 実施例１の第２の電源部及び第３の電源部の構成を示す回路図 実施例１の電源装置の動作を説明するタイミングチャート 実施例２の電源装置の構成を示すブロック図 実施例２の第２の電源部、第３の電源部、及び電源制御部の構成を示す回路図 実施例２の電源装置の動作を説明するタイミングチャート 実施例３の電源装置の動作を説明するタイミングチャート

以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。

［レーザビームプリンタの説明］
図１は、実施例１の電源装置が適用される画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタ１００（以下、プリンタ１００という）の構成を示す概略構成図である。プリンタ１００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム１０１、感光ドラム１０１の表面を一様の電位に帯電する帯電部１０２、感光ドラム１０１上に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部１０３を備えている。プリンタ１００は、感光ドラム１０１上に形成されたトナー像を転写部１０５でカセット１０４から供給された記録材であるシート（不図示）に転写し、シートに転写されたトナー像を定着器１０６でシートに定着させた後、シートをトレイ１０７に排出する。このようにシートに画像形成を行う感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３、転写部１０５が、画像形成部（画像形成手段）を構成している。また、プリンタ１００は、電源装置１０８を備え、電源装置１０８は、モータ等の駆動部と制御部８００へ電力を供給している。制御部８００（制御手段）はＣＰＵ（不図示）を有しており、ＣＰＵは画像形成部による画像形成動作やシートの搬送動作等を制御する。ＣＰＵの要求電圧精度から、本実施例の電圧精度の規格は、５Ｖ±５％（最小電圧Ｖｍｉｎ＝４．７５〜最大電圧Ｖｍａｘ＝５．２５Ｖ）とする。プリンタ１００は、プリント動作が終了し所定時間が経過すると、プリント動作をすぐに実行可能なスタンバイ状態に遷移する。更に、プリンタ１００は、スタンバイ状態に遷移し、スタンバイ状態が所定時間継続した後、待機時の消費電力を低減させるため、低消費電力モードであるスリープ状態に遷移する。このように、プリンタ１００は、スリープ状態、スタンバイ状態、プリント状態の３つの状態を有し、制御部８００は、プリンタ１００をそれぞれの状態に遷移させる。

［電源装置の説明］
図２は、交流電圧を直流電圧に変換する電源装置１０８の構成の一例を示すブロック図である。電源装置１０８は、第１の電源部であるＡＣ／ＤＣコンバータ２００、第２の電源部であるＤＣ／ＤＣコンバータ３００、第３の電源部であるレギュレータ４００、制御部５００、ロードＳＷ（ロードスイッチ）６００を有している。電源装置１０８において、商用交流電源１１０から入力された交流電圧は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００に入力され、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００によって降圧された直流の出力電圧２１８が生成され、出力される。出力電圧２１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００に入力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００によって降圧された直流の出力電圧３１８が生成され、出力される。レギュレータ４００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の入力端と出力端との間に並列に接続されている。制御部５００（第一の制御部）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００、ロードＳＷ６００に制御信号を出力することにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００、ロードＳＷ６００を制御する。ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１は、制御部５００からＡＣ／ＤＣコンバータ２００に出力され、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００が出力する出力電圧２１８の目標電圧の切替えを行う。ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１（第一の起動信号）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００に入力されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の動作又は動作停止を制御する。レギュレータ起動信号４０１（第二の起動信号）は、レギュレータ４００に入力されており、レギュレータ４００の動作又は動作停止を制御する。ロードＳＷ制御信号６０１は、制御部５００からロードＳＷ６００に出力され、出力電圧５１８の出力を制御する。また、制御部５００には、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００で生成された出力電圧３１８が供給される。ロードＳＷ６００には、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００から出力電圧３１８が入力される。また、ロードＳＷ６００には、制御部５００からロードＳＷ制御信号６０１が入力され、ロードＳＷ制御信号６０１に応じて、ロードＳＷ６００のスイッチ素子はオン状態又はオフ状態に設定される。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００から入力された出力電圧３１８を接続されている負荷に出力する、又は出力を遮断することにより、出力電圧５１８の出力を制御する。

［ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の構成］
図３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の構成の一例を示す回路図である。まず、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の回路構成について説明する。図３において、商用交流電源１１０から入力された交流電圧は、回路保護用の電流ヒューズ２０３と整流ダイオードブリッジ２０４を介して全波整流され、一次平滑コンデンサ２０５（以下、平滑コンデンサ２０５という）により平滑され、直流電圧となる。そして、平滑コンデンサ２０５に充電された直流電圧は、起動抵抗２０６を介し、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００を制御する電源ＩＣ２０９のＳＴ端子に供給され、供給された電圧が電源ＩＣ２０９の起動電圧に達すると、電源ＩＣ２０９が起動される。電源ＩＣ２０９は、スイッチング素子である電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）２０７のスイッチング制御を行う。電源ＩＣ２０９は起動されると、ＤＲＶ端子から抵抗２１０を介してＦＥＴ２０７のゲート端子に駆動パルスを出力する。駆動パルスのハイ（Ｈｉｇｈ）レベルの期間では、ＦＥＴ２０７が導通状態（オン状態ともいう）になり、トランス２０８の一次巻線Ｎｐの両端に平滑コンデンサ２０５の直流電圧が印加される。このとき、トランス２０８の二次巻線Ｎｓ側にも電圧が誘起されるが、ダイオード２１６のアノード端子側を負とする電圧であるため、ダイオード２１６は導通状態とならず、トランス２０８の二次側にエネルギーは伝達されない。同様に、トランス２０８の補助巻線Ｎｂ側にも電圧が誘起されるが、ダイオード２１１のアノード端子側を負とする電圧であるため、ダイオード２１１は導通状態とはならず、補助巻線Ｎｂにもエネルギーは伝達されない。したがって、トランス２０８の一次巻線Ｎｐを流れる電流はトランス２０８の励磁電流だけで、トランス２０８には励磁電流の二乗に比例したエネルギーが蓄積される。なお、励磁電流は、時間に比例して増大する。

次に、電源ＩＣ２０９のＤＲＶ端子からロー（Ｌｏｗ）レベルの駆動パルスが出力されると、駆動パルスのローレベルの期間では、ＦＥＴ２０７は、導通状態から非導通状態となる。ＦＥＴ２０７が非導通状態になると、トランス２０８の二次巻線Ｎｓ、補助巻線Ｎｂには、ＦＥＴ２０７が導通時のときとは逆極性の電圧が誘起される。その結果、トランス２０８の二次巻線Ｎｓには、ダイオード２１６のアノード端子側を正とする電圧が誘起され、ダイオード２１６が導通状態となる。そして、トランス２０８に蓄積されたエネルギーにより誘起された電圧が、ダイオード２１６と平滑コンデンサ２１７により構成される整流平滑回路により整流、平滑され、直流電圧として出力電圧２１８が生成される。一方、補助巻線Ｎｂには、ダイオード２１１のアノード端子側を正とする電圧が誘起され、ダイオード２１１が導通状態となる。そして、補助巻線Ｎｂに誘起された電圧は、ダイオード２１１を介してコンデンサ２１３に充電され、コンデンサ２１３に充電された直流電圧は、電源ＩＣ２０９のＶＣＣ端子に供給される。

［ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧の制御］
次に、出力電圧２１８の電圧制御について説明する。ＡＣ／ＤＣコンバータ２００では、出力電圧２１８の電圧制御は次のように行われる。まず、トランス２０８の二次側に生成された出力電圧２１８は、レギュレーション抵抗２２３、抵抗２２４、抵抗２２６の直列接続された抵抗で分圧され、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子に入力される。そして、シャントレギュレータ２２５では、ＲＥＦ端子に入力された電圧レベルに応じたフィードバック信号がＫ端子（カソード端子）から出力される。シャントレギュレータ２２５のＫ端子は、フォトカプラ２１５のＬＥＤ（発光ダイオード）と接続されている。シャントレギュレータ２２５のＫ端子から出力されたフィードバック信号は、フォトカプラ２１５のＬＥＤを導通状態にし、フォトカプラ２１５のフォトトランジスタをオンして、フィードバック信号に応じた電圧が、電源ＩＣ２０９のＦＢ端子に入力される。抵抗２２１は、フォトカプラ２１５のＬＥＤに流れる電流を制限するための抵抗である。そして、電源ＩＣ２０９は、ＦＢ端子に入力されたフィードバック信号に応じた電圧に基づいて、ＤＲＶ端子から駆動パルスを出力し、ＦＥＴ２０７のスイッチング制御を行うことで、安定した出力電圧の制御を行うことができる。なお、図１の電源ＩＣ２０９内の符号ＳＴ、ＤＲＶ、ＶＣＣ、ＦＢは、各端子の名称である。

出力電圧２１８の電圧には、スタンバイ状態及びプリント状態において必要な電圧と、スリープ状態において必要な電圧の２種類の電圧がある。出力電圧２１８の電圧は、制御部５００からＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１により、各状態に応じて切り替えることができる。スリープ状態で出力電圧２１８を切り替える理由は、スリープ状態ではモータ等の駆動部や画像形成部を駆動させる必要がなく、スリープ時に必要な出力電圧３１８が出力できればよいためである。そのため、本実施例では、スリープ状態の場合には、出力電圧２１８の目標電圧を、できるだけ出力電圧３１８の目標電圧に近い電圧に設定し、電源装置１０８の効率を向上させている。また、出力電圧２１８は、図２に示すロードＳＷ６００とは別のロードＳＷ（不図示）を介して、モータ等の駆動部や画像形成部である感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３、転写部１０５に供給される。ロードＳＷ（不図示）は、制御部５００の制御により、スタンバイ状態及びプリント状態時にはオン状態となり、モータ等の駆動部や画像形成部へ電力供給を行い、スリープ状態時にはオフ状態となって電力供給を遮断し、消費電力を低減させる。

出力電圧２１８の電圧切替え制御は次のように行われる。電源装置１０８は、プリンタ１００がスタンバイ状態及びプリント状態の場合には、出力電圧２１８をモータ等の駆動部や画像形成部へ供給している。このとき、制御部５００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１をハイレベルに設定し、抵抗２２８と抵抗２２９で分圧された電圧がＦＥＴ２２７のゲート端子へ印加される。すると、ＦＥＴ２２７がオン（ＯＮ）状態となって、ＦＥＴ２２７のドレイン端子−ソース端子間が導通するので、抵抗２２６が無視できる状態（抵抗２２４に接続されていない状態）となる。シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子に入力される電圧を電圧Ｖｒｅｆ、抵抗２２３の抵抗値を抵抗値Ｒ_２２３、抵抗２２４の抵抗値を抵抗値Ｒ_２２４、抵抗２２６の抵抗値を抵抗値Ｒ_２２６とする。なお、計算の簡略化のためＦＥＴ２２７のオン抵抗を無視できる程小さいものとする。プリンタ１００のスタンバイ状態及びプリント状態における出力電圧２１８の電圧Ｖ_２４Ｖは、以下の（式１）で表される。

本実施例では、具体的な数値の設定例として、プリンタ１００のスタンバイ状態及びプリント状態における出力電圧２１８の電圧Ｖ_２４Ｖ＝２４Ｖ（第一の直流電圧）とする。

一方、プリンタ１００のスリープ状態において、制御部５００がＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１をローレベル（電圧０Ｖ）に設定すると、ＦＥＴ２２７はオフ（ＯＦＦ）状態となって、ＦＥＴ２２７のドレイン端子−ソース端子間は非導通となる。その結果、抵抗２２６は電気的に無視できない状態、すなわち抵抗２２４と接続されている状態となる。計算の簡略化のため、ＦＥＴ２２７のオフ（ＯＦＦ）時に流れる電流を０Ａとすると、スリープ状態における出力電圧２１８の電圧Ｖ_５Ｖは、以下の（式２）で表される。

本実施例では、具体的な数値の設定例として、スリープ状態における出力電圧２１８の電圧Ｖ_５Ｖ＝５．２Ｖ（第二の直流電圧）とする。なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータでもよい。

［ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の構成］
図４は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ３００、レギュレータ４００の回路構成の一例を示す回路図である。まず、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ３００の回路構成について説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００は、ハイサイドＦＥＴ３６０、ローサイドＦＥＴ３５１、電源ＩＣ３５８（スイッチング制御部）、インダクタ３５２、コンデンサ３５３、抵抗３５４、３５５、３５９、３６１を有している。ハイサイドＦＥＴ３６０（第一のスイッチング素子）のドレイン端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８が入力される入力端と接続され、ソース端子は、インダクタ３５２の一端、及びローサイドＦＥＴ３５１のドレイン端子と接続されている。また、ハイサイドＦＥＴ３６０のゲート端子は、抵抗３５９を介して、電源ＩＣ３５８のＤＲＶＨ端子と接続されている。ローサイドＦＥＴ３５１（第二のスイッチング素子）のドレイン端子は、インダクタ３５２の一端、及びハイサイドＦＥＴ３６０のソース端子と接続され、ソース端子は、グランド（ＧＮＤ）と接続されている。また、ローサイドＦＥＴ３５１のゲート端子は、抵抗３６１を介して、電源ＩＣ３５８のＤＲＶＬ端子と接続されている。コイルであるインダクタ３５２は、一端がハイサイドＦＥＴ３６０のソース端子及びローサイドＦＥＴ３５１のドレイン端子と接続され、他端は、コンデンサ３５３の一端、及びＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力端と接続されている。コンデンサ３５３は、一端がインダクタ３５２及びＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力端と接続され、他端はグランドに接続されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３００は、スイッチング素子であるＮチャンネルのハイサイドＦＥＴ３６０がオン（ＯＮ）している間は、インダクタ３５２を介してコンデンサ３５３に電流が流れる。一方、ハイサイドＦＥＴ３６０がオフ（ＯＦＦ）している間は、インダクタ３５２に蓄えられたエネルギーは、ＮチャンネルのローサイドＦＥＴ３５１を介して出力される。なお、ハイサイドＦＥＴ３６０はＰチャンネルＦＥＴでもよい。また、ローサイドＦＥＴ３５１は、ここではＮチャンネルのＦＥＴを使用しているが、例えばＰチャンネルのＦＥＴ又は整流ダイオードであってもよい。電源ＩＣ３５８は、ＰＷＭ制御によってハイサイドＦＥＴ３６０、ローサイドＦＥＴ３５１を交互にオン（ＯＮ）させて、出力電圧３１８の電圧が目標電圧になるように、ハイサイドＦＥＴ３６０とローサイドＦＥＴ３５１のオンデューティを制御する。電源ＩＣ３５８の電源端子であるＶＣＣ端子には、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８が入力されている。

電源ＩＣ３５８のＤＲＶＨ端子は、抵抗３５９を介してハイサイドＦＥＴ３６０のゲート端子と接続され、ＤＲＶＬ端子は、抵抗３６１を介してローサイドＦＥＴ３５１のゲート端子と接続されている。また、電源ＩＣ３５８のＦＢ端子には、出力電圧３１８を抵抗３５４と抵抗３５５とで分圧した電圧が入力される。電源ＩＣ３５８は、ＦＢ端子に入力された電圧と電源ＩＣ３５８の内部の基準電圧とを比較し、出力電圧３１８が目標電圧になるように、ＤＲＶＨ端子及びＤＲＶＬ端子から、それぞれハイサイドＦＥＴ３６０、ローサイドＦＥＴ３５１に駆動信号を出力している。電源ＩＣ３５８は、出力電圧３１８が目標電圧よりも低い場合にはハイサイドＦＥＴ３６０のオンデューティが高くなるようにＤＲＶＨ端子から駆動信号を出力する。一方、電源ＩＣ３５８は、出力電圧３１８が目標電圧よりも高い場合には、ローサイドＦＥＴ３５１のオンデューティが高くなるようにＤＲＶＬ端子から駆動信号を出力する。電源ＩＣ３５８のＥＮ端子は、電源ＩＣ３５８の起動及び停止を制御する端子であり、抵抗３３０を介してＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１が入力される。電源ＩＣ３５８は、ＥＮ端子にハイレベルのＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１が入力されると起動され、ＥＮ端子にローレベルのＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１が入力されると停止する。なお、ローサイドＦＥＴ３５１をダイオードに置き換えて構成することも可能である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３００によって制御される出力電圧３１８を電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}とし、電源ＩＣ３５８内部の基準電圧を電圧Ｖ_{ＦＢ（ＤＣＤＣ）}、抵抗３５４、抵抗３５５の抵抗値をそれぞれＲ_３５４、Ｒ_３５５とする。すると、電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}は、以下の（式３）で表される。

本実施例では、具体的な数値の例として、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００によって制御される出力電圧３１８の電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖとする。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００によって制御される出力電圧３１８の電圧である５．２１Ｖは、後述するレギュレータ４００によって制御される出力電圧３１８の電圧５．２Ｖ（所定の直流電圧）よりも高い、５．２Ｖ近傍の電圧である。

次に、入力電圧の違いによるＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の電圧精度について説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の入力電圧が高い（出力電圧２１８が２４Ｖ）場合、すなわちプリンタ１００がスタンバイ状態及びプリント状態の場合には、出力電圧２１８と出力電圧３１８の電圧差が大きい。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００のオンデューティ（オン状態の期間）が短く、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００のスイッチング時のハイサイドＦＥＴ３６０のオフ（ＯＦＦ）状態の期間が長い。これにより、電源ＩＣ３５８の内部に設けられたブートストラップ回路（不図示）内のコンデンサへの充電期間が十分ある。その結果、コンデンサの電圧はハイサイドＦＥＴ３６０を駆動するのに必要な電圧まで昇圧され、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動することができる。すなわち、入力電圧が高い場合では、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動できるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００は、出力電圧３１８を目標電圧に制御することができる。

一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００へ入力される出力電圧２１８が低い（出力電圧２１８が５．２Ｖ）場合、すなわちプリンタ１００がスリープ状態の場合には、出力電圧２１８と出力電圧３１８の電圧差が小さい。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００のオンデューティが大きくなる（長くなる）ため、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００のスイッチング時のハイサイドＦＥＴ３６０のオフ（ＯＦＦ）状態の期間が短い。そのため、電源ＩＣ３５８の内部にあるブートストラップ回路（不図示）内のコンデンサへの充電期間が不十分になり、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動するのに必要な電圧まで昇圧できず、ハイサイドＦＥＴ３６０を十分に駆動することができない。すなわち、出力電圧２１８が低い場合では、ハイサイドＦＥＴ３６０を十分に駆動することができないため、出力電圧３１８を目標電圧に制御することができず、出力電圧３１８が低下してしまう。また、ハイサイドＦＥＴ３６０のオンデューティを１００％で駆動するためには、ハイサイドＦＥＴ３６０のオフ状態の期間がないため、電源ＩＣ３５８の内部にあるブートストラップ回路（不図示）内のコンデンサへの充電ができない。そのため、新たに別の電源回路が必要となってしまい、高価な電源ＩＣが必要となってしまう。また、安価な電源ＩＣでは、別の電源回路を有していないため、ハイサイドＦＥＴ３６０の最大オンデューティには制限が設けられてしまう。本実施例では、電源ＩＣ３５８の最大オンデューティは、８０％に制限されているものとする。

最大オンデューティの制限がある電源ＩＣを用いる場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００に入力される出力電圧２１８が低下し、電源ＩＣ３５８のオンデューティが最大オンデューティに達すると、ハイサイドＦＥＴを１００％でオンすることができない。その結果、出力電圧３１８が低下してしまい、要求される出力電圧精度を満足することができない。そこで、本実施例の電源装置１０８では、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００に並列に接続されたレギュレータ４００を設けている。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００が最大オンデューティに達して出力電圧３１８が低下してしまう際に、レギュレータ４００を動作させて、出力電圧３１８の低下を防ぐことができる。

［レギュレータ４００の構成］
次に、レギュレータ４００の回路構成について説明する。本実施例のレギュレータ４００はシリーズレギュレータであり、シャントレギュレータ３８７、トランジスタ３８２、ＦＥＴ３８５（スイッチ素子）、ツェナーダイオード３９４、抵抗３７４、３７６、３８０、３８１、３８３、３９３を有している。レギュレータ４００は、ＰチャンネルのＦＥＴ３８５のゲート端子−ソース端子間電圧により、ＦＥＴ３８５のドレイン端子−ソース端子間に印加される電圧を制御して、出力電圧３１８を定電圧に維持する。出力電圧３１８は、レギュレーション抵抗３７４、及び抵抗３７６で分圧され、分圧された電圧がシャントレギュレータ３８７のＲＥＦ端子に入力される。そして、フィードバック部であるシャントレギュレータ３８７のＲＥＦ端子に入力された電圧レベルに応じたフィードバック信号である電圧がシャントレギュレータ３８７のＫ（カソード）端子から出力される。シャントレギュレータ３８７のＫ端子は、抵抗３８０を介して出力電圧２１８でプルアップされ、ツェナーダイオード３９４のカソード端子と接続されている。ツェナーダイオード３９４のアノード端子は、抵抗３８３の一端と接続され、抵抗３８３の他端は、抵抗３９３とトランジスタ３８２のベース端子とに接続されている。なお、トランジスタ３８２のベース端子には、シャントレギュレータ３８７のＫ端子から出力された電圧がツェナーダイオード３９４を介して、抵抗３８３、及び抵抗３９３で分圧された電圧が入力される。

抵抗３８１は、ＦＥＴ３８５のゲート端子−ソース端子間に接続され、ゲート端子−ソース端子間の電位安定のために設けられている。トランジスタ３８２のコレクタ端子は、ＦＥＴ３８５のゲート端子に接続され、シャントレギュレータ３８７のＫ端子から出力される電圧に応じて、ＦＥＴ３８５のゲート端子に印加される電圧を調整している。ＰチャンネルのＦＥＴ３８５のソース端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８が入力される入力端と接続され、ドレイン端子は、レギュレータ４００の出力端と接続されている。なお、シャントレギュレータ３８７は、出力電圧３１８を目標電圧に制御できるような素子、例えばコンパレータやオペアンプ等でもよい。ツェナーダイオード３９４は、シャントレギュレータ３８７のＫ端子から出力される電圧を降圧し、トランジスタ３８２を確実にオン、オフさせるために設けられている。したがって、シャントレギュレータ３８７のＫ端子から出力される電圧範囲が狭い場合には、Ｋ端子の電圧（以下、Ｋ端子電圧ともいう）を降圧せずにトランジスタ３８２のベース端子に入力することができるため、ツェナーダイオード３９４は削除してもよい。なお、トランジスタ３８２の暗電流が小さい場合は、暗電流によってＦＥＴ３８５がオンしてしまうおそれがない。そのため、トランジスタ３８２のベース端子に入力される電圧を抵抗３９３、３８３で分圧する必要がなく、抵抗３９３を削除してもよい。

［レギュレータ４００の定電圧制御］
次に、レギュレータ４００の定電圧制御について説明する。レギュレータ４００では、出力電圧３１８が目標電圧よりも高い場合には、シャントレギュレータ３８７のＲＥＦ端子に入力される電圧が高くなるため、Ｋ端子電圧が下がる。その結果、トランジスタ３８２のベース端子に入力される電流が低下するので、トランジスタ３８２のコレクタ端子に流れるコレクタ電流も低下する。そのため、ＦＥＴ３８５のゲート端子−ソース端子間電圧が低下し、ＦＥＴ３８５のドレイン端子−ソース端子間のオン抵抗が上昇するので、出力電圧３１８が低下することになる。なお、出力電圧３１８がＤＣ／ＤＣコンバータ３００によってレギュレータ４００の目標電圧よりも高い電圧に制御されている場合は、ＦＥＴ３８５はオフ（ＯＦＦ）状態（オン抵抗が最大）となり、レギュレータ４００は動作を停止する。一方、出力電圧３１８が目標電圧よりも低い場合は、シャントレギュレータ３８７のＲＥＦ端子に入力される電圧が低くなるため、Ｋ端子電圧が上がる。その結果、トランジスタ３８２のベース端子に入力されるベース電流が上昇するので、トランジスタ３８２のコレクタ端子に流れるコレクタ電流も上昇する。そのため、ＦＥＴ３８５のゲート端子−ソース端子間電圧が上昇し、ＦＥＴ３８５のドレイン端子−ソース端子間のオン抵抗が低下するので、出力電圧３１８が上昇することになる。

レギュレータ４００によって制御される出力電圧３１８を電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}とし、シャントレギュレータ３８７の基準電圧を基準電圧Ｖ_{ＲＥＦ（ＲＥＧ）}、抵抗３７４、抵抗３７６の抵抗値をそれぞれＲ_３７４、Ｒ_３７６とする。すると、電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}は、以下の（式４）で表される。

本実施例では、具体的な数値の例として、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖとする。

［レギュレータ４００の動作］
次に、レギュレータ４００の動作について説明する。まず、入力電圧が高い場合、すなわち入力電圧であるＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８が出力電圧３１８の目標電圧より高い場合には、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ３００は出力電圧３１８を目標電圧に制御できる。そのため、レギュレータ４００は、上述したように、ＦＥＴ３８５をオフ（ＯＦＦ）するように制御する。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００が出力電圧を目標電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖ）で制御しているときは、レギュレータ４００はＤＣ／ＤＣコンバータ３００が出力した出力電圧３１８と、レギュレータ４００の出力電圧の目標電圧とを比較する。そして、レギュレータ４００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００が出力した出力電圧３１８の電圧が、レギュレータ４００の出力電圧の目標電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖ）より高いと判断し、上述したようにＦＥＴ３８５の動作をオフするように制御する。

一方、入力電圧が低い場合、すなわちＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８が電圧Ｖ_５Ｖ＝５．２Ｖの場合は、次のようになる。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであるため、出力電圧３１８を目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖに維持する制御ができなくなり、その結果、出力電圧３１８が目標電圧よりも低下する。出力電圧３１８がレギュレータ４００の出力電圧の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖ以下（所定の直流電圧以下）になると、レギュレータ４００が起動される。そして、シャントレギュレータ３８７のＫ端子から出力された電圧が、トランジスタ３８２のベース端子に出力される。これにより、トランジスタ３８２がオンし、ＦＥＴ３８５がオンされて、ＦＥＴ３８５により出力電圧３１８が目標電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖ）となるように、定電圧制御が行われる。

次に、レギュレータ４００の出力電圧３１８の目標電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖ）をＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖよりも低くしている理由について説明する。レギュレータ４００がＦＥＴ３８５をオンする制御を行う場合には、レギュレータ４００への入力電圧である出力電圧２１８と出力電圧３１８の電圧差が小さい、又はほとんど電圧差がない状態であり、ＦＥＴ３８５による損失を低減させる必要がある。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧に制御している間は、レギュレータ４００への入力電圧も高い状態であり、この状態でレギュレータ４００がＦＥＴ３８５をオンさせてしまうと、ＦＥＴ３８５による損失が大きくなってしまうことになる。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧に制御できる場合、すなわちレギュレータ４００への入力電圧が高い場合には、ＦＥＴ３８５がオンしないようにレギュレータ４００を起動する必要がない。そこで、レギュレータ４００の出力電圧３１８の目標電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧の目標電圧よりも低く設定することにより、ＦＥＴ３８５をオフするようにしている。

［レギュレータ４００の効果］
次に、レギュレータ４００を設けていることによる効果について説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００は、入力電圧が低下した場合には、前述したようにハイサイドＦＥＴ３６０のオンデューティが高くなり、電源ＩＣ３５８が出力できる最大オンデューティ（本実施例では８０％）に達する。電源ＩＣ３５８が出力できる最大オンデューティに達した状態では、出力電圧３１８をスイッチング状態では目標電圧に保つことができず、出力電圧３１８は目標電圧よりも低下してしまう。具体的には、出力電圧３１８に接続された負荷がなく、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧の目標電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}）を５．２１Ｖとする。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００への入力電圧（ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧Ｖ_５Ｖ）が５．２Ｖ付近まで低下していった場合には、ハイサイドＦＥＴ３６０をオンデューティ１００％で駆動できない。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}）が５．２１Ｖ以下に低下してしまう。このまま、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００への入力電圧が低下していくと、出力電圧３１８も低下する。その結果、前述した電圧精度の規格を満足することができず、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}は、最小電圧Ｖｍｉｎ（＝４．７５Ｖ）より低下してしまう。そこで、レギュレータ４００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００への入力電圧が低下していった場合には、ＦＥＴ３８５によって、出力電圧３１８の定電圧制御を行う。具体的には、出力電圧３１８に接続された負荷がなく、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧の目標電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}）を５．２１Ｖとする。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００への入力電圧（ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧Ｖ_５Ｖ）が５．２Ｖ付近まで低下していった場合には、ハイサイドＦＥＴ３６０をオンデューティ１００％で駆動できない。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}）は、５．２１Ｖ以下に低下する。ところが、レギュレータ４００は、出力電圧３１８の電圧をフィードバックし、フィードバック結果に応じて、ＦＥＴ３８５が出力電圧３１８を定電圧に制御する。そのため、レギュレータ４００の出力電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖ）の電圧精度を満足することができる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００への入力電圧が低下していく場合においても、前述した電圧精度の規格、すなわち最小電圧Ｖｍｉｎ＜Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＜最大電圧Ｖｍａｘの関係を満足することができる。

レギュレータ起動信号４０１は、レギュレータ４００の定電圧制御に関係なく、ＦＥＴ３８５を強制的にオフ（ＯＦＦ）状態に設定する信号である。ローレベルのレギュレータ起動信号４０１が入力されると、抵抗７８４、ツェナーダイオード３９４を介した後の電圧が抵抗３８３及び抵抗３９３で分圧され、分圧された電圧がトランジスタ３８２のベース端子に印加され、トランジスタ３８２はオフ状態となる。そのため、ＦＥＴ３８５のゲート端子−ソース端子間には電圧が印加されなくなるので、ＦＥＴ３８５はオフ（ＯＦＦ）し、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５を強制的にオフ状態に設定することができる。一方、ハイレベルのレギュレータ起動信号４０１が入力されると、シャントレギュレータ３８７のＫ（カソード）端子から電圧が出力されている状態と同様の状態となる。そのため、抵抗７８４、ツェナーダイオード３９４、抵抗３８３を介して、トランジスタ３８２のベース端子にハイレベルの信号が入力されることにより、トランジスタ３８２がオンする。その結果、ＦＥＴ３８５のゲート端子−ソース端子間には、電圧が印加されるので、ＦＥＴ３８５はオン状態に設定される。このように、トランジスタ３８２がオンし、ＦＥＴ３８５がオン状態に設定されることによって、出力電圧３１８の定電圧制御が行われる。

［制御動作の説明］
図５は、プリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合と、スリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作を示すタイミングチャートである。図５において、（ｉ）はＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１の出力レベルを示し、Ｈｉｇｈはハイレベルの出力を示し、Ｌｏｗはローレベルの出力を示す。（ｉｉ）は、出力電圧２１８の電圧を示す電圧波形であり、２４Ｖ、５．２Ｖは、出力電圧２１８の電圧値である。（ｉｉｉ）は、レギュレータ起動信号４０１の出力レベル（ＯＮ、ＯＦＦ）を示す信号波形であり、（ｉｖ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１の出力レベル（ＯＮ、ＯＦＦ）を示す信号波形である。（ｖ）は、ロードＳＷ制御信号６０１の出力レベル（ＯＮ、ＯＦＦ）を示す信号波形である。また、図５の横軸は経過時間ｔを示す。Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄ，Ｔｅ，Ｔｆはタイミング（時間）を示す。

まず、プリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。タイミングＴａは、プリンタ１００がスタンバイ状態に遷移してから、プリント状態に遷移することなく、所定時間である時間ｔ１が経過したタイミングを示している。前述したように、プリンタ１００はスタンバイ状態に遷移してから所定時間が経過すると、制御部５００はプリンタ１００の消費電力を低減するために、プリンタ１００をスリープ状態に遷移させる。そのため、制御部５００は、タイミングＴａにおいて、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１をハイ（Ｈｉｇｈ）レベルからロー（Ｌｏｗ）レベルに切り替える。そして、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１がローレベルのときには、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、出力電圧２１８が５．２Ｖとなるように出力電圧を制御する。その結果、出力電圧２１８は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて、２４Ｖから５．２Ｖに遷移する。

タイミングＴｂは、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルからロー（Ｌｏｗ）レベルに切り替わってから所定時間ｔ２が経過したタイミングを示している。所定時間ｔ２は、レギュレータ４００の負荷電流が最大の条件において、ＦＥＴ３８５を動作させてもＦＥＴ３８５の許容電力を超えない電圧まで出力電圧２１８が低下していると推定される時間を設定している。ここで、ＦＥＴ３８５の入出力電圧差は、出力電圧３１８と出力電圧２１８の電圧差であり、入出力電圧差と負荷電流の積がＦＥＴ３８５で消費される電力である。また、出力電圧２１８の推移は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の応答時間に加え、出力電圧２１８の負荷電流によっても変化し、出力電圧２１８の負荷電流が大きいほど、出力電圧２１８は、より早く５．２Ｖへ遷移する。そのため、所定時間ｔ２は、ロードＳＷ６００がオン状態において、出力電圧２１８の負荷電流が最も小さい条件、すなわち出力電圧２１８の推移が最も遅い条件を考慮して設定される。

タイミングＴｂ、すなわちＦＥＴ３８５で消費する電力がＦＥＴ３８５の許容電力を超えないタイミングで、レギュレータ４００を起動することにより、ＦＥＴ３８５には許容電力の小さい安価なＦＥＴを使用することが可能となる。レギュレータ４００が起動されると、出力電圧３１８はレギュレータ４００により定電圧に制御される。したがって、スリープ状態での消費電力を低減させるために、制御部５００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１をオン（ＯＮ）からオフ（ＯＦＦ）へ切替え、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の動作を停止させる。

タイミングＴｃでは、プリント状態及びスタンバイ状態で動作する負荷への電力供給を遮断するために、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号６０１をオン（ＯＮ）からオフ（ＯＦＦ）に切り替えて、ロードＳＷ６００をオフ状態に設定する。プリンタ１００のスリープ状態では、スリープ状態の動作に不要な負荷への電力供給を遮断することで、消費電力が低減される。

次に、プリンタ１００がスリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。制御部５００は、例えばパーソナルコンピュータ等の外部機器（不図示）からプリント指示を受信すると、プリント動作を行うために、プリンタ１００をスリープ状態からスタンバイ状態に遷移させる。タイミングＴｄにおいて、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号６０１をオフ（ＯＦＦ）状態からオン（ＯＮ）状態に切り替えて、ロードＳＷ６００をオン状態に設定することで、出力電圧５１８を負荷に供給する。続いて、タイミングＴｅにおいて、制御部５００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１をロー（Ｌｏｗ）レベルからハイ（Ｈｉｇｈ）レベルに切り替える。ＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルのときには、出力電圧２１８が２４Ｖとなるように制御する。その結果、出力電圧２１８は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて５．２Ｖから２４Ｖに遷移する。

タイミングＴｆは、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１がロー（Ｌｏｗ）レベルからハイ（Ｈｉｇｈ）レベルに切り替わってから所定時間ｔ３が経過したタイミングを示している。所定時間ｔ３は、レギュレータ４００の負荷電流が最大の条件において、ＦＥＴ３８５を動作させてもＦＥＴ３８５の許容電力を超えない最大電圧まで出力電圧２１８が上昇すると推定される時間以下に設定される。また、所定時間ｔ３は、所定時間ｔ２と同様に、出力電圧２１８の推移が最も遅い条件を考慮して設定される。

タイミングＴｆにおいて、制御部５００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１をオフ（ＯＦＦ）からオン（ＯＮ）に切替え、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００を起動させる。そして、レギュレータ起動信号４０１をオン（ＯＮ）からオフ（ＯＦＦ）に切替え、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５を強制的にオフ状態に設定する。タイミングＴｂと同様に、ＦＥＴ３８５で消費する電力が、ＦＥＴ３８５の許容電力を超えないタイミングでＦＥＴ３８５をオフ状態に設定することで、ＦＥＴ３８５には許容電力の小さい安価なＦＥＴを使用することが可能となる。 以上説明したように、本実施例の電源装置１０８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００への入力電圧を下げてスイッチング損失を低減する低消費電力モードにおいて、安価に出力電圧３１８の電圧精度を向上させることができる。すなわち、ＦＥＴ３８５で消費される電力が小さいと推定されるタイミングで、ＦＥＴ３８５をオン状態に設定してレギュレータ４００を起動する。これにより、ＦＥＴ３８５には許容電力の小さい安価なＦＥＴを用いることができるため、出力電圧３１８の電圧精度を安価に向上させることができる。

以上説明したように、本実施例によれば、低消費電力モードにおいて、安価に出力電圧の電圧精度を向上させることができる。

実施例１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１、及びレギュレータ起動信号４０１は制御部５００から出力され、制御部５００がＤＣ／ＤＣコンバータ３００、及びレギュレータ４００の起動・停止を制御していた。実施例２では、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１及びレギュレータ起動信号４０１を出力し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００及びレギュレータ４００の起動・停止を制御する電源制御部７００について説明する。なお、電源装置１０８において、実施例１と同様の回路については、同じ符号を付すことによりここでの説明を省略する。

［電源装置の構成］
図６は、本実施例の電源装置１０８の構成の一例を示すブロック図である。本実施例の電源装置１０８の構成は、実施例１の図２に示す電源装置１０８と比べて、電源制御部７００が追加され、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１及びレギュレータ起動信号４０１が電源制御部７００から出力されている点が異なる。図６において、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８が電源制御部７００に入力される。電源制御部７００は、出力電圧２１８の電圧に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１をＤＣ／ＤＣコンバータ３００へ出力し、レギュレータ起動信号４０１をレギュレータ４００へ出力する。なお、電源制御部７００を駆動する電源電圧は、ロードＳＷ６００から出力される出力電圧５１８より供給される。

［電源制御部の構成及び動作］
図７は、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ３００、レギュレータ４００、電源制御部７００の回路構成の一例を示す回路図である。なお、実施例１の図４と同じ回路については、同じ符号を付し、説明は省略する。

電源制御部７００は、比較器６０５、ＰチャンネルのＦＥＴ６０７、ＮチャンネルのＦＥＴ６０９、抵抗６０２、６０３、６０４、６０６、６０７、６０８，６１２を有している。比較器６０５には、電源電圧としてロードＳＷ６００の出力電圧である出力電圧５１８が供給される。比較器６０５の反転入力端子（−）には、出力電圧２１８を抵抗６１２、６０２で分圧された電圧が入力され、非反転入力端子（＋）には、出力電圧５１８を抵抗６０３、６０４で分圧した基準電圧が入力される。比較器６０５の出力端子は、ＦＥＴ６０７のゲート端子に接続され、ＦＥＴ６０７のソース端子は出力電圧２１８と接続されている。また、ＦＥＴ６０７のドレイン端子は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の電源ＩＣ３５８のＥＮ端子、ＦＥＴ６０９のゲート端子、及び抵抗６０８を介してグランドと接続されている。ＦＥＴ６０９のドレイン端子は、レギュレータ起動信号４０１を出力する端子としてレギュレータ４００に接続され、ソース端子は、グランドに接続されている。

続いて、電源制御部７００の動作について説明する。比較器６０５は、非反転入力端子（＋）に入力される、出力電圧５１８を抵抗６０３と抵抗６０４によって分圧した基準電圧６１１と、反転入力端子に入力される、出力電圧２１８を抵抗６１２と抵抗６０２によって分圧した検知電圧６１０とを比較する。そして、電源制御部７００は、比較器６０５による比較結果に応じて、次のように動作する。

非反転入力端子（＋）に入力される基準電圧６１１よりも、反転入力端子（−）に入力される検知電圧６１０の方が大きい場合には、比較器６０５の出力端子からローレベルが出力され、ＦＥＴ６０７のゲート端子の電圧が下がり、ＦＥＴ６０７がオンする。ＦＥＴ６０７がオンすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の電源ＩＣ３５８のＥＮ端子には、ハイレベル（ＯＮ）のＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１が出力され、実施例１で説明したように、電源ＩＣ３５８が起動される。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１がハイレベル（ＯＮ）の場合には、ＦＥＴ６０９のゲート端子に印加される電圧が上がることにより、ＦＥＴ６０９がオンし、レギュレータ４００にはローレベル（ＯＦＦ）のレギュレータ起動信号４０１が出力される。ローレベル（ＯＦＦ）のレギュレータ起動信号４０１が出力されると、抵抗３８４、ツェナーダイオード３９４、抵抗３８３を介して、トランジスタ３８２のベース端子に流れる電流が下がり、トランジスタ３８２がオフする。トランジスタ３８２がオフすると、ＦＥＴ３８５のゲート端子に印加される電圧は抵抗３８１を介して出力電圧２１８が印加されるため、ＦＥＴ３８５はオフ状態となり、レギュレータ４００はスイッチング動作を停止する。

一方、非反転入力端子（＋）に入力される基準電圧６１１よりも。反転入力端子（−）に入力される検知電圧６１０の方が小さい場合には、比較器６０５の出力はハイインピーダンス状態となるため、ＦＥＴ６０７のゲート端子には、抵抗６０６を介して出力電圧２１８が印加され、ＦＥＴ６０７はオフ（ＯＦＦ）する。ＦＥＴ６０７がオフ（ＯＦＦ）状態の場合には、電源ＩＣ３５８のＥＮ端子には、ローレベル（ＯＦＦ）のＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１が入力され、実施例１で説明したように、電源ＩＣ３５８は動作を停止する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１がローレベル（ＯＦＦ）の場合には、ＦＥＴ６０９のゲート端子に印加される電圧が下がるためにＦＥＴ６０９がオフ（ＯＦＦ）し、レギュレータ起動信号４０１にはＯＮ（ハイインピーダンス）が出力される。レギュレータ起動信号４０１がＯＮの場合には、レギュレータ４００が起動され、出力電圧３１８の定電圧制御が行われる。

また、ロードＳＷ制御信号６０１をオフ（ＯＦＦ）することによりロードＳＷ６００がオフ状態となり、電源制御部７００へ電力（電源電圧である出力電圧５１８）が供給されない場合、出力電圧５１８を電源電圧とする比較器６０５は動作しない。このとき、比較器６０５の出力はハイインピーダンス状態となるため、上述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１がローレベル（ＯＦＦ）、レギュレータ起動信号４０１がハイレベル（ＯＮ）となる。したがって、この場合には、電源ＩＣ３５８は動作を停止し、レギュレータ４００が起動される。

［制御動作の説明］
図８は、実施例２における、プリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合と、スリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作を示すタイミングチャートである。図８において、（ｉ）はＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１の出力レベルを示し、Ｈｉｇｈはハイレベルの出力を示し、Ｌｏｗはローレベルの出力を示す。（ｉｉ）は、出力電圧２１８の電圧を示す電圧波形であり、２４Ｖ、５．２Ｖは、出力電圧２１８の電圧値である。（ｉｉｉ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１の出力レベル（ＯＮ、ＯＦＦ）を示す信号波形であり、（ｉｖ）は、レギュレータ起動信号４０１の出力レベル（ＯＮ、ＯＦＦ）を示す信号波形である。（ｖ）は、ロードＳＷ制御信号６０１の出力レベル（ＯＮ、ＯＦＦ）を示す信号波形である。また、図８の横軸は経過時間ｔを示す。Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄ，Ｔｅ，Ｔｆはタイミング（時間）を示す。

まず、プリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。タイミングＴａは、プリンタ１００がスタンバイ状態に遷移してから、プリント状態に遷移することなく、所定時間である時間ｔ１が経過したタイミングを示している。前述したように、プリンタ１００はスタンバイ状態に遷移してから所定時間が経過すると、制御部５００はプリンタ１００の消費電力を低減するために、プリンタ１００をスリープ状態に遷移させる。そのため、制御部５００は、タイミングＴａにおいて、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１をハイ（Ｈｉｇｈ）レベルからロー（Ｌｏｗ）レベルに切り替える。そして、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１がローレベルのときには、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、出力電圧２１８が５．２Ｖとなるように出力電圧を制御する。その結果、出力電圧２１８は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて、２４Ｖから５．２Ｖに遷移する。

タイミングＴｂにおいて、電源制御部７００は、比較器６０５が検知電圧６１０によって出力電圧２１８が所定値を下回ったことを検知した場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１の出力をＯＦＦ、レギュレータ起動信号４０１の出力をＯＮにする。この場合の所定値は、レギュレータ４００の負荷電流が最大の条件において、ＦＥＴ３８５を動作させてもＦＥＴ３８５の許容電力を超えない最大電圧以下に設定されている。本実施例では、所定値を７Ｖとする。ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１のＯＦＦ（ローレベル）出力、レギュレータ起動信号４０１のＯＮ（ハイインピーダンス）出力により、電源ＩＣ３５８は動作を停止し、出力電圧３１８はレギュレータ４００によって定電圧制御が行われる。実施例１で説明したように、出力電圧２１８の電圧の推移は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の応答時間に加え、出力電圧２１８の負荷電流によっても変化する。本実施例では、出力電圧２１８を検知した結果に基づいて、レギュレータ起動信号４０１によりＦＥＴ３８５を動作させることにより、出力電圧２１８の負荷電流に依らず、適切なタイミングでレギュレータ４００を起動することできる。これにより、ＦＥＴ３８５は許容電力の小さい安価なＦＥＴを使用することができ、タイミングＴａからＦＥＴ３８５を動作させるタイミングＴｂまでの時間を必要以上に長くすることを防ぐことができる。

タイミングＴｃでは、制御部５００は、プリント状態及びスタンバイ状態で動作する負荷への電力供給を遮断するために、ロードＳＷ制御信号６０１をオン（ＯＮ）からオフ（ＯＦＦ）に切替え、ロードＳＷ６００をオフ状態に設定する。スリープ状態の動作に不要な負荷への電力供給を遮断することで、スリープ状態における消費電力を低減させることができる。このとき、電源制御部７００への電力供給も遮断される。上述したように電源制御部７００に電力、すなわち電源電圧として出力電圧５１８が供給されている場合には、電源制御部７００は、出力電圧２１８に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１及びレギュレータ起動信号４０１の出力を制御する。ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１の切替えは、ロードＳＷ６００がオン状態で行われる。したがって、ロードＳＷ６００がオフ状態の場合には、出力電圧２１８を検知し、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１及びレギュレータ起動信号４０１の出力信号を制御するという電源制御部７００の機能は不要となる。そのため、ロードＳＷ６００がオフ状態の場合には、電源制御部７００への電力供給が停止されることで、スリープ状態において電源制御部７００の抵抗６０３、６０４、及び比較器６０５が消費していた電力を低減させることができる。また、前述したように、電源制御部７００への電力供給が行われていない場合の出力電圧３１８は、レギュレータ４００によって定電圧制御が行われ、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の電源ＩＣ３５８は停止した状態が維持される。

次に、プリンタ１００がスリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。タイミングＴｄにおいて、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号６０１をオフ（ＯＦＦ）状態からオン（ＯＮ）状態に切り替えて、ロードＳＷ６００をオン状態に設定することで、出力電圧５１８を負荷に供給する。これにより、電源制御部７００にも電力、すなわち電源電圧としての出力電圧５１８が供給され、電源制御部７００は、出力電圧２１８を検知し、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１及びレギュレータ起動信号４０１の出力信号を制御することが可能となる。

続いて、タイミングＴｅにおいて、制御部５００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１をロー（Ｌｏｗ）レベルからハイ（Ｈｉｇｈ）レベルに切り替える。前述したように、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルのときには、出力電圧２１８が２４Ｖとなるように制御する。その結果、出力電圧２１８は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて５．２Ｖから２４Ｖに遷移する。 タイミングＴｆにおいて、電源制御部７００は、比較器６０５に入力される検知電圧６１０によって、出力電圧２１８が所定値の７Ｖを上回ったことを検知した場合には、次の信号を出力する。すなわち、電源制御部７００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１の出力をオン（ＯＮ）し、レギュレータ起動信号４０１の出力をオフ（ＯＦＦ）にする。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の電源ＩＣ３５８を起動し、レギュレータ４００の動作を停止させることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００によって出力電圧３１８を定電圧に制御する状態を維持する。電源制御部７００は、上述したタイミングＴｂの場合と同様に、出力電圧２１８の検知結果に基づいて、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５を動作させることで、ＦＥＴ３８５は許容電力の小さい安価なＦＥＴを使用することができる。更に、スリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する時間を必要以上に長くすることを防ぐことができる。

以上説明したように、本実施例の電源装置１０８は、出力電圧２１８に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ３００及びレギュレータ４００を制御する電源制御部７００を備えることにより、安価に出力電圧３１８の電圧精度を向上することができる。すなわち、電源制御部７００は、出力電圧２１８に応じて、ＦＥＴ３８５で消費される電力が小さいと推定されるタイミングでＦＥＴ３８５をオン（ＯＮ）し、レギュレータ４００を起動する。これにより、ＦＥＴ３８５は許容電力の小さい安価なＦＥＴを使用することが可能になり、更に出力電圧３１８の電圧精度を向上させることができる。また、出力電圧２１８を検知した結果に基づいてＦＥＴ３８５を動作させることにより、出力電圧２１８の負荷電流に依らず、適切なタイミングでＦＥＴ３８５をオン（ＯＮ）することができる。これにより、スリープ状態とスタンバイ状態との間の遷移を短くすることができる。なお、実施例１、２では、制御部５００は電源装置１０８に設けられた制御装置として説明したが、例えば、図１で説明したレーザビームプリンタの制御部８００が制御部５００の代わりに、電源装置１０８を制御する構成であってもよい。

以上説明したように、本実施例によれば、低消費電力モードにおいて、安価に出力電圧の電圧精度を向上させることができる。

実施例１、２では、ロードＳＷ制御信号６０１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１、及びレギュレータ起動信号４０１とは異なるタイミングで出力されていた。実施例３では、ロードＳＷ制御信号６０１が、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１、及びレギュレータ起動信号４０１とは同じタイミングで出力される実施例について説明する。なお、電源装置１０８の構成は実施例１と同様であり、ここでの説明は省略する。

［制御動作の説明］
図９は、実施例３における、プリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合と、スリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作を示すタイミングチャートである。図９において、（ｉ）はＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１の出力レベルを示し、Ｈｉｇｈはハイレベルの出力を示し、Ｌｏｗはローレベルの出力を示す。（ｉｉ）は、出力電圧２１８の電圧を示す電圧波形であり、２４Ｖ、５．２Ｖは、出力電圧２１８の電圧値である。（ｉｉｉ）は、レギュレータ起動信号４０１の出力レベル（ＯＮ、ＯＦＦ）を示す信号波形であり、（ｉｖ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１の出力レベル（ＯＮ、ＯＦＦ）を示す信号波形である。（ｖ）は、ロードＳＷ制御信号６０１の出力レベル（ＯＮ、ＯＦＦ）を示す信号波形である。また、図９の横軸は経過時間ｔを示す。Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄはタイミング（時間）を示す。

まず、プリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。前述した実施例１と同様に、タイミングＴａにおいて、制御部５００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１をハイ（Ｈｉｇｈ）レベルからロー（Ｌｏｗ）レベルに切り替える。これにより、出力電圧２１８は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて、２４Ｖから５．２Ｖに遷移する。

タイミングＴｂにおいて、制御部５００は、プリント状態及びスタンバイ状態で動作する負荷への電力供給を遮断するために、ロードＳＷ制御信号６０１をオン（ＯＮ）からオフ（ＯＦＦ）に切替え、ロードＳＷ６００をオフ状態に設定する。また、制御部５００は、同時に、レギュレータ起動信号４０１をオフ（ＯＦＦ）からオン（ＯＮ）へ切り替える。ロードＳＷ６００をオフ状態に設定することにより、レギュレータ４００の負荷電流が小さくなるため、ＦＥＴ３８５での消費電力も小さくなる。したがって、ロードＳＷ６００をオフ状態に設定してＦＥＴ３８５を動作させるようにすれば、ＦＥＴ３８５は許容電力の小さい安価なＦＥＴを使用することが可能となる。更に、制御部５００は、同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１もオン（ＯＮ）からオフ（ＯＦＦ）へ切り替える。レギュレータ４００が起動されると、出力電圧３１８はレギュレータ４００により定電圧に制御される。したがって、スリープ状態での消費電力を低減させるために、制御部５００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１をオン（ＯＮ）からオフ（ＯＦＦ）へ切替え、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の動作を停止させる。

次に、プリンタ１００がスリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。タイミングＴｃにおいて、制御部５００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧切替信号２０１をロー（Ｌｏｗ）レベルからハイ（Ｈｉｇｈ）レベルに切り替える。これにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００は、出力電圧２１８が５．２Ｖから２４Ｖとなるように制御する。出力電圧２１８は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて５．２Ｖから２４Ｖに遷移する。

タイミングＴｄにおいて、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号６０１をオフ（ＯＦＦ）からオン（ＯＮ）に切替え、ロードＳＷ６００をオン状態に設定することで、負荷に出力電圧５１８を供給する。また、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号６０１のオフ（ＯＦＦ）への切替と同時に、レギュレータ起動信号４０１をオン（ＯＮ）からオフ（ＯＦＦ）に切替え、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５を強制的にオフ（ＯＦＦ）状態に設定する。上述したタイミングＴｂと同様に、ＦＥＴ３８５で消費する電力が小さいタイミングでＦＥＴ３８５をオフ状態に設定することで、ＦＥＴ３８５は許容電力の小さい安価なＦＥＴを使用することが可能となる。また、制御部５００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号３０１をオフ（ＯＦＦ）からオン（ＯＮ）に切替え、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００を起動する。

なお、ＦＥＴ３８５をオン又はオフするタイミングを、本実施例では、ロードＳＷ６００のオン状態、又はオフ状態によってレギュレータ４００の負荷電流状態で判断したが、ロードＳＷ６００の入出力間の電圧降下から負荷電流を推定して判断してもよい。また、実施例２のように出力電圧２１８を検知し、レギュレータ４００の負荷電流と出力電圧２１８からＦＥＴ３８５での消費電力を求め、求めた消費電量からＦＥＴ３８５をオン又はオフするタイミングを判断してもよい。

以上説明したように、本実施例の電源装置１０８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００への入力電圧を下げ、スイッチング損失を低減する低消費電力モードにおいて、安価に出力電圧３１８の電圧精度を向上させることができる。すなわち、レギュレータ４００の負荷電流状態から、ＦＥＴ３８５での消費電力が小さいと推定されるタイミングで、ＦＥＴ３８５をオン（ＯＮ）させてレギュレータ４００を起動する。これにより、ＦＥＴ３８５に許容電力の小さい安価なＦＥＴを用いて、出力電圧３１８の電圧精度を安価に向上させることができる。

以上説明したように、本実施例によれば、低消費電力モードにおいて、安価に出力電圧の電圧精度を向上させることができる。

２００ ＡＣ／ＤＣコンバータ
３００ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３０１ ＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号
３８５ 電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）
４００ レギュレータ
４０１ レギュレータ起動信号

Claims (21)

1. 交流電圧を直流電圧に変換する電源装置であって、
   交流電圧を変換して、第一の直流電圧、又は前記第一の直流電圧よりも低い第二の直流電圧を出力する第一の電源部と、
   前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力され、前記第二の直流電圧を出力する動作を第一の起動信号により起動、又は停止する第二の電源部と、
   前記第二の電源部に並列に接続され、前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力され、前記第二の直流電圧を出力する動作を第二の起動信号により起動、又は停止する第三の電源部と、
   を備え、
   前記第二の電源部は、前記第二の直流電圧よりも高い直流電圧を前記第二の直流電圧に変換する電源部であり、
   前記第三の電源部は、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子により出力電圧を前記第二の直流電圧に維持するレギュレータであり、
   前記第二の起動信号は、前記スイッチ素子の消費電力が前記スイッチ素子の許容電力を超えないタイミングで前記第三の電源部に入力されることを特徴とする電源装置。
2. 前記第一の電源部、前記第二の電源部、及び前記第三の電源部を制御する制御部を備え、
   前記制御部は、前記第一の電源部の出力電圧を前記第一の直流電圧、又は前記第二の直流電圧に切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記第二の電源部は、
   前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力される第一のスイッチング素子と、
   前記第一のスイッチング素子と直列に接続された第二のスイッチング素子又はダイオードと、
   一端が前記第一のスイッチング素子、及び前記第二のスイッチング素子又は前記ダイオードに接続され、他端が前記第二の電源部の出力端に接続されたコイルと、
   一端が前記コイルの前記他端に接続され、他端がグランドに接続されたコンデンサと、
   前記第二の電源部から出力される直流電圧に応じて、前記第一のスイッチング素子及び前記第二のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御部と、
   を有することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第三の電源部は、
   前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力される前記スイッチ素子と、
   前記第三の電源部の出力電圧に応じたフィードバック信号を出力するフィードバック部と、を有し、
   前記スイッチ素子は、前記フィードバック信号に応じてオン又はオフし、
   前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力される入力端は、前記第二の電源部の入力端と接続され、
   前記第三の電源部の出力電圧が出力される出力端は、前記第二の電源部の前記出力端と接続されていることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記第二の電源部又は前記第三の電源部から出力される前記第二の直流電圧の負荷への供給、又は供給を遮断するロードスイッチを備え、
   前記制御部は、前記ロードスイッチの切替えを行うことを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記第一の起動信号及び前記第二の起動信号は、前記制御部から出力されることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記制御部は、前記第二の起動信号により前記第三の電源部の前記動作を起動する場合には、前記第一の起動信号により前記第二の電源部の前記動作を停止し、前記第二の起動信号により前記第三の電源部の前記動作を停止する場合には、前記第一の起動信号により前記第二の電源部の前記動作を起動することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記制御部は、前記第二の起動信号を、前記第三の電源部の負荷電流が最大の場合に前記第一の電源部から出力される直流電圧が前記スイッチ素子の前記許容電力を超えない電圧であるときに出力することを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
9. 前記スイッチ素子は、前記第三の電源部の前記出力端の電圧が前記第二の直流電圧以下のときにオンし、前記第三の電源部の前記出力端の電圧が前記第二の直流電圧より高いときにはオフすることを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
10. 前記スイッチング制御部は、前記第二の電源部の前記出力端に出力される直流電圧が前記第二の直流電圧よりも高い近傍の電圧になるように、前記第一のスイッチング素子及び前記第二のスイッチング素子のスイッチング動作を制御することを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
11. 前記制御部は、
    前記第一の電源部の出力電圧を前記第一の直流電圧から前記第二の直流電圧に切り替える場合には、前記第一の電源部の出力電圧を前記第一の直流電圧から前記第二の直流電圧に切り替えた後に、前記第二の起動信号により前記第三の電源部の前記動作を起動し、前記第一の起動信号により前記第二の電源部の前記動作を停止し、その後、前記ロードスイッチの切替えを行い、前記第二の直流電圧の前記負荷への供給を停止し、
    前記第一の電源部の出力電圧を前記第二の直流電圧から前記第一の直流電圧に切り替える場合には、前記第二の直流電圧を前記負荷へ供給するように前記ロードスイッチの切替えを行い、前記第一の電源部の出力電圧を前記第二の直流電圧から前記第一の直流電圧に切り替えた後に、前記第一の起動信号により前記第二の電源部の前記動作を起動し、前記第二の起動信号により前記第三の電源部の前記動作を停止させることを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
12. 前記制御部は、
    前記第一の電源部の出力電圧を前記第一の直流電圧から前記第二の直流電圧に切り替える場合には、前記第一の電源部の出力電圧を前記第一の直流電圧から前記第二の直流電圧に切り替えた後に、前記ロードスイッチの切替えを行い前記第二の直流電圧の前記負荷への供給を停止するとともに、前記第二の起動信号により前記第三の電源部の前記動作を起動し、前記第一の起動信号により前記第二の電源部の前記動作を停止させ、
    前記第一の電源部の出力電圧を前記第二の直流電圧から前記第一の直流電圧に切り替える場合には、前記第一の電源部の出力電圧を前記第二の直流電圧から前記第一の直流電圧に切り替えた後、前記第二の直流電圧を前記負荷へ供給するように前記ロードスイッチの切替えを行うとともに、前記第一の起動信号により前記第二の電源部の前記動作を起動し、前記第二の起動信号により前記第三の電源部の前記動作を停止させることを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
13. 前記第一の電源部から出力される前記直流電圧を検知し、検知された前記直流電圧に応じて前記第一の起動信号及び前記第二の起動信号を出力する電源制御部を備え、
    前記電源制御部は、前記第一の電源部から出力される前記直流電圧が所定の電圧よりも高い場合には、前記第二の電源部の前記動作を起動する前記第一の起動信号、及び前記第三の電源部の前記動作を停止する前記第二の起動信号を出力し、前記第一の電源部から出力される前記直流電圧が所定の電圧以下の場合には、前記第二の電源部の前記動作を停止する前記第一の起動信号、及び前記第三の電源部の前記動作を起動する前記第二の起動信号を出力することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
14. 前記所定の電圧は、前記第三の電源部の負荷電流が最大の場合に前記第一の電源部から出力される直流電圧が前記スイッチ素子の前記許容電力を超えない電圧であることを特徴とする請求項１３に記載の電源装置。
15. 前記制御部は、
    前記第一の電源部の出力電圧を前記第一の直流電圧から前記第二の直流電圧に切り替える場合には、前記第一の電源部の出力電圧を前記第一の直流電圧から前記第二の直流電圧に切り替え、前記電源制御部が前記第二の起動信号により前記第三の電源部の前記動作を起動し、前記第一の起動信号により前記第二の電源部の前記動作を停止させた後、前記ロードスイッチの切替えを行い、前記第二の直流電圧の前記負荷への供給を停止し、
    前記第一の電源部の出力電圧を前記第二の直流電圧から前記第一の直流電圧に切り替える場合には、前記第二の直流電圧を前記負荷へ供給するように前記ロードスイッチの切替えを行い、前記第一の電源部の出力電圧を前記第二の直流電圧から前記第一の直流電圧に切り替えた後に、前記電源制御部が前記第一の起動信号により前記第二の電源部の前記動作を起動し、前記第二の起動信号により前記第三の電源部の前記動作を停止させることを特徴とする請求項１４に記載の電源装置。
16. 前記電源制御部は、前記ロードスイッチを介して供給される前記第二の直流電圧により駆動されることを特徴とする請求項１５に記載の電源装置。
17. 前記スイッチング制御部が前記第一のスイッチング素子のオンデューティを制御するとき、前記オンデューティは１００％より低い値に制限されていることを特徴とする請求項３から請求項１６のいずれか１項に記載の電源装置。
18. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    請求項１から請求項１７のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。
19. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    請求項１１、請求項１２、請求項１５のいずれか１項に記載の電源装置と、
    前記画像形成手段を制御して記録材に画像形成を行うプリント状態と、前記プリント状態に遷移が可能なスタンバイ状態と、消費電力を低減するスリープ状態とを切り替え可能な制御手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、前記制御部を制御して、前記プリント状態及び前記スタンバイ状態では前記第一の電源部から前記第一の直流電圧を出力し、前記スリープ状態では前記第一の電源部から前記第二の直流電圧を出力することを特徴とする画像形成装置。
20. 前記制御手段は、前記制御部により前記ロードスイッチを制御して、前記プリント状態及び前記スタンバイ状態では前記負荷に前記第二の直流電圧を出力し、前記スリープ状態では前記負荷に前記第二の直流電圧を出力しないことを特徴とする請求項１９に記載の画像形成装置。
21. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    交流電圧を直流電圧に変換する電源装置と、
    を備える画像形成装置であって、
    前記電源装置は、
    交流電圧を変換して、第一の直流電圧、又は前記第一の直流電圧よりも低い第二の直流電圧を出力する第一の電源部と、
    前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力され、前記第二の直流電圧を出力する動作を第一の起動信号により起動、又は停止する第二の電源部と、
    前記第二の電源部に並列に接続され、前記第一の電源部から出力された直流電圧が入力され、前記第二の直流電圧を出力する動作を第二の起動信号により起動、又は停止する第三の電源部と、
    を備え、
    前記第二の電源部は、前記第二の直流電圧よりも高い直流電圧を前記第二の直流電圧に変換する電源部であり、
    前記第三の電源部は、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子により出力電圧を前記第二の直流電圧に維持するレギュレータであり、
    前記第二の起動信号は、前記スイッチ素子の消費電力が前記スイッチ素子の許容電力を超えないタイミングで前記第三の電源部に入力されることを特徴とする画像形成装置。

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