JP2020039205A - 電力変換器、可変信号遅延回路及び電力変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 トランジスタの数を増やすことなく特定のトランジスタに過度の負荷が集中することのない電力変換器等を提供することを目的とする。【解決手段】 接続された複数のトランジスタを備える電力変換器であって、パルス幅変調信号を発生させるパルス幅変調信号発生部と、複数の前記トランジスタをそれぞれ駆動させる複数のゲート駆動部と、前記ゲート駆動部に対して、前記パルス幅変調信号に遅延を与えた遅延パルス幅変調信号を出力する複数の可変信号遅延部とを備え、及び／又は、前記ゲート駆動部のゲート抵抗を増大させ、若しくは、前記ゲート駆動部のゲート駆動電圧若しくはゲート電流を減少させることの少なくともいずれかの処理を行う複数のゲート制御部を備える、電力変換器である。【選択図】 図２

Description

本発明は、電力変換器、可変信号遅延回路及び電力変換方法に関し、特に、複数の並列に接続されたトランジスタを備える電力変換器等に関する。

ＩＧＢＴ等の電力用半導体が利用される電力変換器では、年々容量の拡大が進んでおり並列接続されて使われることが多くなっている。また、パワーモジュールといわれるものでもＩＧＢＴのチップが内部で並列されていることが多い。

図１１は、従来の複数のＩＧＢＴ等のパワー半導体素子を駆動するための構成例を示す図である。従来、図１１に示すように、並列に配置されているＩＧＢＴに対しては、１つのＰＷＭ信号発生部１０５が１つのゲート駆動部１０７にＰＷＭ信号を出力し、ゲート駆動部１０７が複数のＩＧＢＴを駆動している。しかし、温度の不均一、寄生インダクタンス、信号の遅延などの理由で、スイッチング時に一部の素子ないし一部のチップに電流が集中することで、発熱や安全動作領域逸脱などの現象により素子が破壊するという課題があった。

このため、実際には定格電流よりも低い電流で動作させるディレーティング（定格値以下で動作させること）をして、十分な余裕をもって使うことがある（非特許文献１等）。

本願発明者は、ＩＧＢＴをはじめとするパワーモジュールの構造や駆動方法について、長年にわたって研究開発を行ってきた（例えば、特許文献１、２、非特許文献２等）。

特開２０１８−６４１１５号公報 特開平０４−２２９６５７号公報

「高圧ＩＧＢＴモジュール アプリケーションマニュアル」（"HIGH VOLTAGE IGBT MODULE Application Manual"）、株式会社日立パワーデバイス（Hitachi Power Semiconductor Device, Ltd.）、2009年、参照番号NO.IGBT-HI-00002 R2 宮崎耕太郎ら、外６名（Koutaro Miyazaki et al.）、"General-Purpose Clocked Gate Driver (CGD) IC with Programmable 63-Level Drivability to Reduce Ic Overshoot and Switching Loss of Various Power Transistors"、IEEE、2016年、p.1640-1645

しかしながら、ＩＧＢＴの数を増やして１個当たりの負荷を軽減するディレーティングを行うことにより、利用するＩＧＢＴの数が増えるためコストが上昇し、小型化が困難になるといった課題があった。この課題は、利用するＩＧＢＴ等の数が増える近年において、特に顕著である。

ゆえに、本発明は、トランジスタの数を増やすことなく特定のトランジスタに過度の負荷が集中することのない電力変換器等を提供することを目的とする。

本発明の第１の観点は、接続された複数のトランジスタを備える電力変換器であって、パルス幅変調信号を発生させるパルス幅変調信号発生部と、複数の前記トランジスタをそれぞれ駆動させる複数のゲート駆動部とを備え、さらに、前記ゲート駆動部に対して、前記パルス幅変調信号に遅延を与えた遅延パルス幅変調信号を出力する複数の可変信号遅延部を備え、及び／又は、前記ゲート駆動部のゲート抵抗を増大させ、若しくは、前記ゲート駆動部のゲート駆動電圧若しくはゲート電流を減少させることの少なくともいずれかの処理を行う複数のゲート制御部を備える、電力変換器である。

本発明の第２の観点は、第１の観点の電力変換器であって、複数の前記可変信号遅延部を備えるものであり、複数の前記可変信号遅延部に対して、個別に遅延時間を指定する遅延指令信号を出力する遅延時間選択部をさらに備え、前記可変信号遅延部は、前記パルス幅変調信号に対して、前記遅延指令信号に応じた遅延を与える。

本発明の第３の観点は、第２の観点の電力変換器であって、複数の前記トランジスタのそれぞれに対応する複数の物理量最大値検出部をさらに備え、前記物理量最大値検出部は、対応する前記トランジスタにおける所定の期間内の電流、電圧、電力又は温度の最大値である個別最大値を検出して前記個別最大値を前記遅延時間選択部に出力し、前記遅延時間選択部は、複数の前記物理量最大値検出部から出力された複数の前記個別最大値のうち最大のものを出力した前記物理量最大値検出部に対応する前記可変信号遅延部が出力する前記パルス幅変調信号の前記遅延時間を、相対的に増加させ、又は、相対的に減少させる前記遅延指令信号を出力する。

本発明の第４の観点は、第２又は第３の観点の電力変換器であって、前記遅延時間選択部で決定される各前記トランジスタの前記遅延時間を一定期間ごとに記憶する遅延時間記憶部と、前記遅延時間記憶部が記憶した複数の前記遅延時間を比較する比較部とをさらに備える。

本発明の第５の観点は、接続された複数のトランジスタを駆動させる複数のゲート駆動部に対して、パルス幅変調信号を出力する可変信号遅延回路であって、入力されたパルス幅変調信号に対して互いに異なる遅延を与えて複数の遅延パルス幅変調信号を出力するディレイラインと、複数の前記遅延パルス幅変調信号のうちから特定の前記遅延パルス幅変調信号を選択する選択部とを備える、可変信号遅延回路である。

本発明の第６の観点は、第５の観点の可変信号遅延回路であって、前記選択部は、前記複数のトランジスタが出力する物理量の値に基づいて外部信号を出力する遅延時間選択部と接続されており、前記外部信号に基づいて前記特定の遅延パルス幅変調信号を選択する。

本発明の第７の観点は、接続された複数のトランジスタを備える電力変換器を用いた電力変換方法であって、前記電力変換器は、パルス幅変調信号を発生させるパルス幅変調信号発生部と、複数の前記トランジスタをそれぞれ駆動させる複数のゲート駆動部と、前記ゲート駆動部に対して、前記パルス幅変調信号を出力し、又は、遅延を与えた遅延パルス幅変調信号を出力する複数の可変信号遅延部とを備え、前記可変信号遅延部が、前記遅延パルス幅変調信号を出力する遅延パルス幅変調信号出力ステップを含む、電力変換方法。

本発明の各観点によれば、トランジスタごとに異なる遅延をパルス幅変調信号に与え、及び／又は、ゲートのスイッチングを個別に遅らせることが可能となる。そのため、トランジスタの数を増やすことなく各トランジスタの負荷を低減することが可能となる。また、一部の素子に発熱が集中することなく、素子の最高温度を下げることができる。結果として、並列接続された電力用半導体素子ないし、並列接続された電力用半導体チップの電流均一化が図られ、電力用半導体素子の故障を防止するとともに、コストを下げ、小型化を実現することができる。

また、本発明の第３の観点によれば、電流、電圧、電力又は温度の最大値が大きなトランジスタに対して優先的に遅延指令信号を出力することとなり、大きな負荷がかかるトランジスタほど優先的に負荷を低減することが可能となる。

ここで、本発明の第３の観点に記載された「所定の期間」には、少なくとも、トランジスタのターンオン期間又はターンオフ期間が該当しうる。また、遅延時間を相対的に増加させることには、対象となる可変信号遅延部に遅延時間を増加させることだけでなく、対象外の可変信号遅延部に遅延時間を減少させることが含まれる。

さらに、本発明の第４の観点によれば、トランジスタの特性変化を遅延時間を通じて把握し、トランジスタの予知保全を行うことが可能となる。

本発明の実施例に係る電力変換方法の概要を示すフロー図である。 本発明の実施例に係る電力変換器１の全体図である。 電流最大値検出部ＰＤの構成例を示す図である。 電流最大値検出部の機能を説明した図である。 遅延時間選択部３の構成例を示す図である。 可変信号遅延部ＤＬの構成例を示す図である。 ターンオン時の電流ピークの抑制と、ターンオフ時の電流ピークの抑制を行う機能を持った、可変信号遅延部５１の構成例を示す図である。 MatlabとFPGA設計ツールによる、ターンオン時のデジタル、アナログ、パワー回路統合シミュレーション結果を示す図である。 ターンオフ時の電流均一化のシミュレーション結果を示す図である。 実際の実験で得られた波形である。 従来の複数のＩＧＢＴを駆動するための構成例を示す図である。

以下、図面を参照して、本願発明の実施例について述べる。なお、本願発明の実施の形態は、以下の実施例に限定されるものではない。また、同種の構成要素が複数あれば符号に添え字を付す場合もあるが、集合的に記述する際には符号の添え字を省略する場合もある。

電力変換器において、大きな出力容量を得るために複数のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やSiC-MOSFETなどのパワー半導体が並列に接続されて変換回路が構成されている。以下、まずは図１を参照しつつ、ＩＧＢＴを例にとって、本発明に係る電力変換方法の要点を説明する。図１は、本発明の実施例に係る電力変換方法の概要を示すフロー図である。

並列接続されているＩＧＢＴ（ＩＧＢＴモジュールの並列接続、またはモジュール内でＩＧＢＴチップ、あるいはモジュール内のサブモジュールとしてＩＧＢＴが実装されたDBC（Direct Bonded Copper）基板などが並列接続されたもの）に、それぞれ対応するゲート駆動回路があり、その出力は対応するＩＧＢＴのゲートに接続されている。各ゲート駆動回路と電力変換器を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号発生器の間に、信号遅延回路が挿入されている。この信号遅延回路は、外部からの選択信号により遅延時間の長さを変化させることができるようになっている。

他方、各ＩＧＢＴのコレクタ電極、あるいはエミッタ電極の配線には電流センサが取り付けられており、電流センサが接続されている回路（電流最大値検出部）により、ターンオン期間、ターンオフ期間の電流の最大値を検出できるようになっている。例えば電流センサには空芯のコイルを用い、その信号を不完全積分回路に通したのち、高速ADコンバータでデジタル信号に変換し、デジタル信号処理で最大値を検出することができる。

また、不完全積分回路の出力に直列にダイオードを入れ、その先に接地との間にコンデンサを入れることで、アナログ回路で最大値を検出してもよい。一般に高速ADコンバータは高価でありパラレル出力を用いているため配線が複雑になり、実装されるプリント基板も高価な多層基板になる。一方、ダイオードを用いたアナログ回路では、高速のADコンバータは不要になり、シリアル出力の安価な低速なADコンバータで機能する。シリアル出力ではピン数が大幅に削減できるため、配線が簡素化され、プリント基板の配線層数を削減でき、低コスト化が可能となる。

空芯コイルは磁気飽和を起こさないので、大容量でもセンサが小型でよく、装置全体の小型化が可能になる。特に大容量では、電流が大きくなるが、磁性部品を用いたセンサー（電流トランスやホール電流センサー）は電流値にほぼ比例して、サイズが大きくなる。一方、空芯コイルでは、電流の変化をとらえるので、大電流になればなるほど、小型なセンサーであっても高いセンサー出力が得られやすいというメリットがある。

ステップＳＴ０１において、ＰＷＭ信号が並列接続されている各ＩＧＢＴに与えられる。ここでは、ターンオン時を例に考える。ステップＳＴ０２において、各ＩＧＢＴから電流最大値検出部回路に電流が出力される。ステップＳＴ０３において、各ＩＧＢＴを流れる電流値の最大値（電流ピーク、本願請求項記載の「個別最大値」の一例）が上記の方法で、電流最大値検出回路からデジタル回路で構成された遅延時間選択回路に送られる。ステップＳＴ０４において、それぞれの電流ピークのうち最大のピークを持つＩＧＢＴを判定する。ステップＳＴ０５において、最大のピークを持つと判定されたＩＧＢＴの可変信号遅延回路には、遅延時間選択回路より遅延時間を増加する信号が与えられる。ステップＳＴ０６において、遅延時間を増加するように設定された可変信号遅延回路では、次のＰＷＭパルスのターンオン信号（例えば０Ｖの電圧が５Ｖに変化する信号）を指定された時間だけ遅延させた遅延ＰＷＭパルス（本願請求項における「遅延パルス幅変調信号」の一例）を出力する（本願請求項における「遅延パルス幅変調信号出力ステップ」の一例）。

このようにすると、次のＰＷＭパルスが与えられてターンオンが行われた際、ターンオン時に大きなピーク電流を持つＩＧＢＴのゲート信号を上記のように遅らせることで、そのＩＧＢＴのピークを低減でき、電流の均一化を図ることができる。

ターンオフの際は、逆に最大のピークを持つＩＧＢＴの遅延を縮小することで同様の効果が得られる。ただし、遅延が縮小できない場合は、他のＩＧＢＴの遅延回路に同一の遅延を与えることで相対的に、最大のピークを持つＩＧＢＴの遅延を縮小することと同等の効果が得られる。ターンオンの遅延とターンオフの遅延は、独立に制御される。

図２は、本発明の実施例に係る電力変換器１（本願請求項における「電力変換器」の一例）の全体図である。電力変換器１は、複数のパワー半導体ＩＧＢＴ_１〜ＩＧＢＴ_ｎ（本願請求項における「トランジスタ」の一例）と、ゲート駆動部ＧＤ_１〜ＧＤ_ｎ（本願請求項における「ゲート駆動部」の一例）と、センサＳ_１〜Ｓ_ｎと、電流最大値検出部ＰＤ_１〜ＰＤ_ｎ（本願請求項における「物理量最大値検出部」の一例）と、遅延時間選択部３（本願請求項における「遅延時間選択部」の一例）と、ＰＷＭ信号発生部５（本願請求項における「パルス幅変調信号発生部」の一例）と、可変信号遅延部ＤＬ_１〜ＤＬ_ｎ（本願請求項における「可変信号遅延部」及び「可変信号遅延回路」の一例）とを備える。パワー半導体ＩＧＢＴ_ｋ（ｋは１からｎまでの自然数）は、コレクタ端子Ｃ_ｋと、エミッタ端子Ｅ_ｋと、ゲート端子Ｇ_ｋとを有する。

図２を参照して、各ＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ_１〜ＩＧＢＴ_ｎ）は、並列に接続されている。すなわち、主電極（コレクタ）端子Ｃ₁〜Ｃ_nが電気的に接続され、もう一方の主電極（エミッタ）端子Ｅ_１〜Ｅ_ｎが電気的に接続されている。ここでは、逆並列のダイオードや、並列接続の配線、インバータの回路構成は省略している。各ＩＧＢＴのゲート端子（Ｇ_１〜Ｇ_ｎ）には、それぞれ対応するゲート駆動部（ゲート駆動回路）ＧＤ_１〜ＧＤ_ｎ）が接続されており、主電極を流れる電流（コレクタ電流）を計測するために、センサＳ_１〜Ｓ_ｎが挿入されている。

センサＳ_１〜Ｓ_ｎからの出力は、電流最大値検出部ＰＤ_１〜ＰＤ_ｎに入力され、あらかじめ定められたスイッチング期間内での、各ＩＧＢＴの電流最大値を検出しその値ｐｖ_１〜ｐｖ_ｎを遅延時間選択部３に入力する。

ＰＷＭ信号発生部５は、ＰＷＭ信号（本願請求項における「パルス幅変調信号」の一例）を可変信号遅延部ＤＬ_１〜ＤＬ_ｎに入力し、各可変信号遅延部ＤＬ_１〜ＤＬ_ｎは、ＰＷＭ信号発生部５から入力されたＰＷＭ信号に、遅延時間選択部３から出力された遅延指令信号ｄｓ_１〜ｄｓ_ｎ（本願請求項における「遅延指令信号」の一例）に応じた遅延を与えた遅延ＰＷＭ信号（本願請求項における「遅延パルス幅変調信号」の一例）をゲート駆動部ＧＤ_１〜ＧＤ_ｎに出力する。

なお、例えば全体の電流が小さく、電流の均一性がさほど問題にならない場合や、信号に遅延を与えるとかえって故障を招く可能性があると判断された場合は、遅延有効化信号に無効信号を与えて、上記の遅延を与える動作を一時的に停止することができる。

また、スイッチングのうち、ターンオンあるいはターンオフのいずれかの場合にのみ遅延を与えるようにする場合には、それ以外の場合には無効信号を与えることで、遅延を与える動作を無効にすることができる。このような機能は、予測されなかった動作を検知した場合に用いることで、より大きな障害を防ぐことができる。

図３は、電流最大値検出部ＰＤの構成例を示す図である。電流最大値検出部ＰＤは、ロゴスキコイル１１と、不完全積分回路１３と、ピーク検出回路１５と、ＡＤコンバータ１７とを備える。不完全積分回路１３は、ＯＰアンプ２１と、キャパシタ２３と、抵抗２５とを有する。不完全積分回路１３において、ＯＰアンプ２１と、キャパシタ２３と、抵抗２５とが並列に接続されている。また、ＯＰアンプ２１の入力の一方は、ロゴスキコイル１１の出力と接続されており、ＯＰアンプ２１の入力の他方は、接地されている。ピーク検出回路１５は、ダイオード２７と、キャパシタ２９と、抵抗３１とを有する。ダイオード２７の出力は、ＡＤコンバータ１７、キャパシタ２９及び抵抗３１に並列に接続されている。キャパシタ２９及び抵抗３１のダイオード２７とは反対側の端子は、接地されている。

図３を参照して、センサには空芯のロゴスキコイル１１を用い、不完全積分回路１３を介して、ダイオード２７とコンデンサ２９で構成されるピーク検出回路１５に送られる。空芯のロゴスキコイル１１と不完全積分回路１３で電流値に対応する電圧がダイオード２７に入力される。その値の最大値はキャパシタ２９に保持され、ADコンバータ１７でデジタル信号に変換され、シリアル信号で遅延時間選択部３に送られる。デジタル信号の送信をシリアル信号にすることで、遅延時間選択部３を構成するICやプリント基板回路に必要とされるピン数や配線数を大幅に削減することができる。なお、回路図にはキャパシタを放電するリセット回路などは省略されている。

図４は電流最大値検出部ＰＤの機能を説明した図である。ここではスイッチングのうちターンオンを例として説明する。

図４（A）は、ＰＷＭ信号発生部５から出力されるＰＷＭ信号と、一つのＩＧＢＴのコレクタ電流の波形と、その波形から検出した電流最大値（電流ピーク）を示している。電流最大値検出部ＰＤは、ＰＷＭ信号のスイッチング信号（LowからHighへのエッジ）の時点から、あらかじめ定められた期間を電流最大値検出期間として、その期間内の最大値を出力する。

この期間はＩＧＢＴの場合、500ナノ秒から10マイクロ秒の範囲で選択するが、スイッチング周波数の逆数の0.5％から2％が望ましい。これは、0.5％未満では、スイッチングが終了していない可能性があることと、2％以上では、ＰＷＭ信号の変調率を高く設定できないという制限が出てくるためである。すなわち、検出期間中に次のスイッチングが開始される可能性があるため、短いパルスが発生される可能性のある、高い変調率を選択することが出来ないためである。

図４（B）は、最大値検出期間中に極大値を持たなかった場合を説明している。このような場合でも、その期間中の最大値を検出するようにすることで、検出値を定義できるだけではなく、図３の回路を特に変更する必要がない。ターンオフの場合も上記と同様にすることにより、最大値を検出できる。

図５は、遅延時間選択部３の構成例を示す図である。遅延時間選択部３は、電流最大値選択部４１と、遅延カウンタＤＣ１〜ＤＣｎと、カウンタ原点復帰部４３とを備える。

図５を参照して、電流最大値検出部ＰＤから与えられた、最大値の信号pv₁〜pv_nが電流最大値選択部４１に入力される。電流最大値選択部４１は、その中での最大値を与えるＩＧＢＴの番号を特定し、対応する番号の出力として対応するレジスタ又はメモリである遅延カウンタＤＣに１を出力し、それ以外の出力として対応する遅延カウンタＤＣに０を出力する。この演算を行うタイミング（最大電流値が格納されているレジスタあるいはメモリを読み込むタイミング）は、対応するターンオンの電流最大値検出期間以降の時間で、次のターンオフが始まる前とする。

こうすることで、電流最大値が格納されているレジスタあるいはメモリが書き換えられる前に、正しく最大値を探すことができる。例えば、ターンオンエッジに電流最大値検出期間よりわずかに長い遅延を与えた信号でトリガをかけるタイミング、すなわち、レジスタあるいはメモリを読み込むタイミングを定めればよい。これらの出力は、ＩＧＢＴの番号に対応した遅延カウンタＤＣにそれぞれ加算される。カウンタがオーバフローしないために、また、遅延時間が必要以上に長くならないようにするために、カウンタ原点復帰部４３は、適宜それぞれの遅延カウンタＤＣから、すべての遅延カウンタＤＣの中の最小値を差し引く。すなわち、カウンタ原点復帰部４３は、各遅延カウンタＤＣに格納されている値から、min(DC1,DC2,…,DCn)を差し引く。

図６は、可変信号遅延部ＤＬの構成例を示す図である。可変信号遅延部ＤＬは、ディレイライン４５と、第１マルチプレクサ４７（本願請求項記載の「選択部」の一例）と、第２マルチプレクサ４９とを備える。

図６を参照して、ここでは遅延時間選択部３から出力された信号ｄｓがk番目に大きいものについてのみ説明するが、1番目からn番目まで同様である。ＰＷＭ信号発生部５から入力されるＰＷＭ信号に対して、複数の遅延信号を発生するディレイライン４５があり、一定値Δtずつ、遅延時間（本願請求項における「遅延時間」の一例）が増加した信号を発生している。遅延時間選択部３から出力された信号ｄｓ_ｋ(k=1〜n)に基づき、ディレイライン４５から出力される信号の中からｋ番目に遅延が大きい信号をマルチプレクサ４７で選択する。なお、ds_kが０の場合はＰＷＭ信号がそのまま、遅延せず選択される。

ディレイライン４５としては、クロック回路とは別にディレイライン用の回路を用意するとしてもよい。例えば、クロック回路は40MHz（25nsec周期）程度の比較的遅いものを用いてコストを抑えつつ、ディレイライン４５用に1nsec程度の回路を用意してもよい。このような回路の例として、CMOSインバータを直列に接続したインバーターチェーンディレイラインやプログラマブル・ディレイ回路を用いてもよい。

第２マルチプレクサ４９には、遅延有効化信号が入力されている。これにより、直前のターンオフ信号の後であってターンオン信号の前には、第２マルチプレクサ４９は、第１マルチプレクサ４７が選択した遅延ＰＷＭ信号が有効となるように選択する。他方、ターンオフ期間中は、第２マルチプレクサ４９は、バイパスから出力される遅延していないＰＷＭ信号を選択する。バイパスは、ディレイライン４５及び第１マルチプレクサ４７を介さずに、ＰＷＭ信号発生部５から直接第２マルチプレクサ４９に接続される信号線である。

以上のような構成により、ターンオン期間に大きな電流ピークを有するＩＧＢＴが故障することを防ぐために、ターンオン動作を遅らせることでそのＩＧＢＴへの電流の突入による電流ピークを減少させることができる。これにより、自動的に電流均一化が進み、ディレーティングをせずに並列に接続されたＩＧＢＴを大きな電流でスイッチング動作をさせることができる。

単位遅延時間Δtは、ＩＧＢＴのゲート容量と、実効的なゲート抵抗とで定まるＣＲ時定数より十分短く、特にミラー期間より短く設定することが必要である。こうすることで、ディレイカウンタが1増えた（ピークを持つ）ＩＧＢＴの電流が大きく減少してしまい、他のＩＧＢＴの電流が過剰に増大することを防ぐことができる。

ここで、ＩＧＢＴのスイッチング時にコレクタ―エミッタ間電圧が変化していると、コレクタ―ゲート間容量を介して、ゲートに電流が流れる。この影響で、コレクタ―エミッタ間電圧が変化している間、ゲート電圧がほぼ一定の値に保たれ、その期間をミラー期間という。コレクターエミッタ電圧は、ミラー期間の間に大きく変化するため、Δｔがミラー期間より長いと、スイッチング時の波形を詳細に制御することができず、電流のピークを抑えるという本発明の目的を達しない。

なお、ディレイが必要のない場合には、遅延有効化信号により、ＰＷＭ信号をそのまま出力するように選択できる。この機能は、予測されなかった動作を検知した場合に用いることで、より大きな障害を防ぐことができる。

また、スイッチングのうち、ターンオンあるいはターンオフのいずれかの場合にのみ遅延を与えるようにする場合には、それ以外の場合には無効信号を与えることで、遅延を与える動作を無効にすることができる。

なお、ターンオフ時の電流のばらつきを抑制するために、遅延時間選択部３を用いることもできる。一般に並列動作では、遅れてターンオフするＩＧＢＴに電流が集中する傾向がある。そこで、図５の場合と異なり、最大値を持つＩＧＢＴに対応する出力には０ゼロを与え、それ以外のＩＧＢＴに対応する出力に１を与えることである。こうすることで、ターンオフ時に電流ピークを有するＩＧＢＴのスイッチングを他より相対的に早めることで、電流のピークを抑えることができる。

図７は、ターンオン時の電流ピークの抑制と、ターンオフ時の電流ピークの抑制を行う機能を持った、可変信号遅延部５１の構成例を示す図である。可変信号遅延部５１は、ディレイライン５３と、第１マルチプレクサ５５と、第２マルチプレクサ５７と、ディレイライン５９と、第３マルチプレクサ６１とを備える。図６に示す可変信号遅延部ＤＬと比較して、ターンオフ時に対応した遅延時間選択部３からの信号ds_off₁〜ds_off_nに基づき、ディレイライン５９の信号を第３マルチプレクサ６１で選択する機能が加わっている。具体的には、第２マルチプレクサ５７は、遅延有効化信号に基づいて、ターンオン時にはディレイライン５３及び第１マルチプレクサ５５を経由した入力Ａを選択し、ターンオフ時にはディレイライン５９及び第３マルチプレクサ６１を経由した入力Ｂを選択し、ディレイを使わない場合にはバイパスを経由した入力Ｃを選択する。こうすることでターンオンの電流集中を抑制する機能に加え、ターンオフ期間の電流集中を抑制する機能を付加することができる。ディレイライン５３は、直列に配列された複数の遅延回路を有する。

なお、単位遅延時間は、ターンオンとターンオフとではそれぞれ別の値に設定できる。一般にターンオンが早い素子は、ターンオフが遅いことがあるため、そのような場合はターンオンの単位遅延時間Δｔonを短く設定し、逆にΔｔoffを長く設定することができる。このようにすることで、より細かで効率的な最適化が可能になる。

図８は、ＭＡＴＬＡＢ（登録商標）とＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）設計ツールによる、ターンオン時のデジタル、アナログ、パワー回路統合シミュレーションの結果である。ＩＧＢＴを２つ並列に接続した条件で、デューティー50％のＰＷＭパルスでＩＧＢＴを駆動し、Ｒ負荷でスイッチング行っている。あらかじめ２つのＩＧＢＴの特性を異なる設定にして、一方のＩＧＢＴに発生する電流ピークが発生する条件でシミュレーションを開始した。最初は並列接続した一方の電流にピークがみられる（ＩＣ２）が、５回程度のパルスの後、本手法により電流が均一化している。

図９は、同様にターンオフ時の電流均一化のシミュレーション結果を示す図である。

図１０は、実際の実験で得られた波形である。図１０（Ａ）は、実験当初の波形、図１０（Ｂ）は、２５回のＰＷＭパルスを入力した後の波形を示す図である。図１０（Ａ）に示すように、実験当初は、アンバランスな波形が見られた。しかし、図１０（Ｂ）に示すように、25回のＰＷＭパルスの後、ほぼ完全に電流が2つのＩＧＢＴに均一に流れ、一方のＩＧＢＴにのみ大きなピークが現れる現象が抑制されている。

以上のように、スイッチング時に一方のＩＧＢＴに電流が偏ることにより、あらかじめＩＧＢＴが有する安全動作領域（ＩＧＢＴチップが動作できる電流と電圧の範囲）を超えた電流がＩＧＢＴに流入することによりＩＧＢＴが破壊することを、本発明では防ぐことができ。インバータや電源回路などの電力変換回路の高信頼化と、電流が偏ることを見越して設定していたディレーティングを不要とすることで、より大きな電流を流せるようになり、機器の大容量化、あるいは小型化を図ることができる。

なお、図２ではセンサがコレクタ側の配線に挿入されているが、センサをエミッタ側に挿入してもよい。電圧の急激な変化による変位電流のノイズを防ぐためには、インバータの出力端子に接続されていない側の配線に挿入するのが望ましい。

また、上記のターンオン時の記載では、電流最大値選択部４１は、最大値の信号pv₁〜pv_nのうち最大値を与えるＩＧＢＴの番号を特定し、遷移カウンタＤＣに１を出力するとした。しかし、最大値に近い他のピーク値がある場合、最大値を与えるもののみ遅延させても他のピーク値が高くなる場合がある。このため、電流最大値選択部４１は、最大値から一定の範囲内のピーク値を与える複数のＩＧＢＴの番号を特定し、対応する遷移カウンタＤＣに１を出力することとしてもよい。さらに具体的には、１０個のＩＧＢＴのうち３つが最大値に近いピーク値を出力した場合、ピーク値のうち最大値を決定した後、一定値を差し引いた基準値を決定して基準値以上のピーク値を与える複数のＩＧＢＴに対応する遷移カウンタＤＣに１を出力することとしてもよい。また、最大のピーク値と各ピーク値との差分を求め、一定値以下の差分しかないピーク値を与えるＩＧＢＴに対応する遷移カウンタＤＣに１を出力することとしてもよい。

さらに、ＩＧＢＴを並列に接続してコレクタ電流又はエミッタ電流のピーク値に基づいて遅延時間を選択する以外にも、ＩＧＢＴを直列に接続して主電極間電圧（コレクタ-エミッタ電圧又はパワーＭＯＳＦＥＴにおけるドレイン-ソース電圧）のピーク値に基づいて選択してもよい。さらに、ＩＧＢＴにおける電力や温度のピーク値に基づいて選択してもよい。温度は、チップ内部の接合温度や、チップのケースの温度を対象としてもよい。電力や温度であれば、ＩＧＢＴを並列／直列のいずれで接続する場合にも採用することができる。

さらに、トランジスタの数を増やすことなく特定のトランジスタに過度の負荷が集中させない手段として、スイッチング時の遅延を大きくする以外にも、ゲート抵抗を増大させ、又は、ゲート駆動電圧若しくはゲート電流を減少させる処理をＩＧＢＴごとに個別に行うゲート制御部（本願請求項記載の「ゲート制御部」の一例）を備えることとしてもよい。

さらに、図５に示す遅延カウンタDC1〜DCnの値をある一定期間ごとにメモリ（本願請求項における「遅延時間記憶部」の一例）に記憶しておくことで、IGBTなどパワー素子の特性の変化を検出できる。例えば、あるIGBTのゲート閾値が低下した場合は、ターンオン時の遅延が、低下する前より長くなる傾向にあり、上昇した場合はその逆になる。ターンオフの場合は、閾値が上昇した場合に遅延が増大する。結果として、特性が変化したIGBTの遅延カウンタの値が、並列接続されている他のIGBTの遅延カウンタの値と相対的に変化する。このように、最適な遅延カウンタの値をモニタリングすることで、IGBTの特性変化を記録し、ある程度以上変化が大きくなった際は、保守担当に自動的に連絡をいれるなどの予知保全に用いることができる。変化の大きさを判定するためには、例えば、電力変換器が備える比較部（本願請求項における「比較部」の一例）が、メモリに記録した複数の遅延時間を比較すればよい。このような機能は、遅延カウンタの値を格納したメモリのデータを、通信（有線LAN、無線LAN等）を用いてサーバに送信し、サーバ上で遅延カウンタの値を分析することで可能となる。この機能が実現すると、定期検査での当該IGBTの交換等を実施することで、故障が起こる確率を低下させることができる。

１・・・電力変換器、３・・・遅延時間選択部、５・・・ＰＷＭ信号発生部、１１・・・ロゴスキコイル、１３・・・不完全積分回路、１５・・・ピーク検出回路、１７・・・ＡＤコンバータ、２１・・・ＯＰアンプ、２３・・・キャパシタ、２５・・・抵抗、２７・・・ダイオード、２９・・・キャパシタ、３１・・・抵抗、４１・・・電流最大値選択部、４３・・・カウンタ原点復帰部、４５・・・ディレイライン、４７・・・第１マルチプレクサ、４９・・・第２マルチプレクサ、５１・・・可変信号遅延部、５３・・・ディレイライン、５５・・・第１マルチプレクサ、５７・・・第２マルチプレクサ、５９・・・ディレイライン、６１・・・第３マルチプレクサ、ＤＬ・・・可変信号遅延部、ＧＤ・・・ゲート駆動部、Ｃ・・・コレクタ電極、Ｅ・・・エミッタ電極、Ｇ・・・ゲート電極、ＰＤ・・・電流最大値検出部

Claims (7)

1. 接続された複数のトランジスタを備える電力変換器であって、
   パルス幅変調信号を発生させるパルス幅変調信号発生部と、
   複数の前記トランジスタをそれぞれ駆動させる複数のゲート駆動部とを備え、
   さらに、前記ゲート駆動部に対して、前記パルス幅変調信号に遅延を与えた遅延パルス幅変調信号を出力する複数の可変信号遅延部を備え、及び／又は、前記ゲート駆動部のゲート抵抗を増大させ、若しくは、前記ゲート駆動部のゲート駆動電圧若しくはゲート電流を減少させることの少なくともいずれかの処理を行う複数のゲート制御部を備える、電力変換器。
2. 複数の前記可変信号遅延部を備えるものであり、
   複数の前記可変信号遅延部に対して、個別に遅延時間を指定する遅延指令信号を出力する遅延時間選択部をさらに備え、
   前記可変信号遅延部は、前記パルス幅変調信号に対して、前記遅延指令信号に応じた遅延を与える、請求項１記載の電力変換器。
3. 複数の前記トランジスタのそれぞれに対応する複数の物理量最大値検出部をさらに備え、
   前記物理量最大値検出部は、対応する前記トランジスタにおける所定の期間内の電流、電圧、電力又は温度の最大値である個別最大値を検出して前記個別最大値を前記遅延時間選択部に出力し、
   前記遅延時間選択部は、複数の前記物理量最大値検出部から出力された複数の前記個別最大値のうち最大のものを出力した前記物理量最大値検出部に対応する前記可変信号遅延部が出力する前記パルス幅変調信号の前記遅延時間を、相対的に増加させ、又は、相対的に減少させる前記遅延指令信号を出力する、請求項２記載の電力変換器。
4. 前記遅延時間選択部で決定される各前記トランジスタの前記遅延時間を一定期間ごとに記憶する遅延時間記憶部と、
   前記遅延時間記憶部が記憶した複数の前記遅延時間を比較する比較部とをさらに備える、請求項２又は３記載の電力変換器。
5. 接続された複数のトランジスタを駆動させる複数のゲート駆動部に対して、パルス幅変調信号を出力する可変信号遅延回路であって、
   入力されたパルス幅変調信号に対して互いに異なる遅延を与えて複数の遅延パルス幅変調信号を出力するディレイラインと、
   複数の前記遅延パルス幅変調信号のうちから特定の前記遅延パルス幅変調信号を選択する選択部とを備える、可変信号遅延回路。
6. 前記選択部は、
   前記複数のトランジスタが出力する物理量の値に基づいて外部信号を出力する遅延時間選択部と接続されており、
   前記外部信号に基づいて前記特定の遅延パルス幅変調信号を選択する、請求項５記載の可変信号遅延回路。
7. 接続された複数のトランジスタを備える電力変換器を用いた電力変換方法であって、
   前記電力変換器は、
   パルス幅変調信号を発生させるパルス幅変調信号発生部と、
   複数の前記トランジスタをそれぞれ駆動させる複数のゲート駆動部と、
   前記ゲート駆動部に対して、前記パルス幅変調信号を出力し、又は、遅延を与えた遅延パルス幅変調信号を出力する複数の可変信号遅延部とを備え、
   前記可変信号遅延部が、前記遅延パルス幅変調信号を出力する遅延パルス幅変調信号出力ステップを含む、電力変換方法。