JP2020031460A - モータドライバ装置及び半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ウィンドウレス方式によるブラシレス直流モータのスイッチング駆動において、駆動制御信号の分解能と電流極性検出の分解能の双方を良好とする。【解決手段】三相ブラシレス直流モータに対するモータドライバ装置は、所定相のコイルに流れる電流の極性判定タイミングの検出結果に基づき、パルス幅変調された駆動制御信号を相ごとに生成し、各駆動制御信号に応じた駆動電圧を各コイルに供給することで、当該モータをスイッチング駆動する。検出済みの２以上の極性反転タイミングに基づき次回の極性反転タイミングを予測して検出予測区間を設定し、可変対象周波数としてのＰＷＭ周波数を検出予測区間内において検出予測区間外よりも高める周波数可変制御を実行する。パルス幅変調の代わりにパルス密度変調が用いられ得る。【選択図】図１１

Description

本発明は、モータドライバ装置及び半導体装置に関する。

ブラシレス直流モータなど、ブラシによる転流機構を有しないモータでは、ロータの位置に応じて、コイルに供給する電流の向きを切り替える必要がある。ブラシレス直流モータの駆動方式として、ホール素子から得られるロータの位置情報を利用する方式と、ホール素子を利用せずにコイルに生ずる逆起電力（誘起電圧）のゼロクロス点に基づいてロータの位置を推定するセンサレス方式と、が広く知られている。

三相ブラシレスモータの制御方法としては、１２０度通電方式（矩形波駆動）と１８０度通電方式（正弦波駆動）が広く用いられる。１２０度通電方式は相対的に制御が容易であるという利点を持つのに対し、１８０度通電方式は相対的に静粛性及び振動特性が良いという利点を持つ。

センサレス方式において逆起電力を検出するためにはコイルに流れる電流をゼロにする必要がある。１２０度通電方式では、各相のコイルに対し非通電区間が設定されるため、それを利用することで容易に逆起電力を検出可能である。これに対し、１８０度通電方式では各コイルに常に電流が流れているため、１２０度通電方式のように非通電区間を利用することができない。そこで、１８０度通電方式では、逆起電力のゼロクロス点が発生するであろう時刻を含むウィンドウ区間を設定し、ウィンドウ区間においてドライバの出力を強制的にハイインピーダンス状態とする方法が用いられる。しかしながら、ウィンドウ区間の設定は１８０度通電方式の本来の利点である静粛性等を損なうおそれがある。

これを考慮し、ドライバの出力を強制的にハイインピーダンス状態とする必要の無い方式（以下、便宜上、ウィンドウレス方式と称する）も提案されており、ウィンドウレス方式では、少なくともコイルの端子電圧を利用して、コイルの流れる電流の極性反転タイミング（電流の流れる向きが反転するタイミング）を検出する（下記特許文献１及び２参照）。電流の極性を周期的に検出（サンプリング）することで電流の位相情報を取得して、取得した位相情報を元にパルス幅変調された駆動制御信号を生成できる。そして、駆動制御信号に基づくデューティを有する駆動電圧を各相のコイルに供給することでモータをセンサレス駆動することが可能である。

特許第６２３１３５７号公報 特開平１０−３４１５８８号公報

上記のウィンドウレス方式における電流の極性検出のためのサンプリング周波数は、原理上、駆動制御信号の周波数であるＰＷＭ周波数に依存する。即ち、ＰＷＭ周波数の増減に伴ってサンプリング周波数も増減する。故に、ＰＷＭ周波数を増大させればサンプリング周波数も増大して電流の極性検出の分解能が増大することになるが、単純にＰＷＭ周波数を増大させると駆動制御信号の分解能の低下を招く。

これについて、図１８を参照して説明を加える。今、説明の具体化のため、駆動制御信号が２０ＭＨｚの基準クロックを元に生成される場合を考える。この場合、駆動制御信号のパルス幅は２０ＭＨｚの逆数である５０ｎｓ（ナノ秒）を最小の調整単位にして可変されることになる。このとき、ＰＷＭ周波数が１００ｋＨｚであるときと１ＭＨｚであるときを比較する。１００ｋＨｚの逆数は１０μｓ（マイクロ秒）であるから、ＰＷＭ周波数が１００ｋＨｚであるとき、駆動制御信号のパルス幅の調整分解能は“５０ｎｓ／１０μｓ＝０．５％”となる。これに対し、１ＭＨｚの逆数は１μｓ（マイクロ秒）であるから、ＰＷＭ周波数が１ＭＨｚであるとき、駆動制御信号のパルス幅の調整分解能は“５０ｎｓ／１μｓ＝５％”となる。

このように、電流の極性検出の分解能を上げるべく単純にＰＷＭ周波数を増大させると、駆動制御信号の分解能が低下することになる。駆動制御信号の分解能低下は、モータのトルクリプルの増大等に繋がる。故に、駆動制御信号の分解能低下を抑制しつつ、電流の極性検出の分解能（換言すれば極性反転タイミングの検出分解能）を高める方式の提案が切望される。尚、パルス幅変調を用いて駆動制御信号を生成することを想定して背景技術等を上述したが、パルス密度変調を用いて駆動制御信号を生成する場合にも同様の事情が存在する。

本発明は、駆動制御信号の分解能低下を抑制しつつ電流の極性検出の分解能（換言すれば極性反転タイミングの検出分解能）の向上に寄与するモータドライバ装置及び半導体装置を提供することを目的とする。

本発明に係るモータドライバ装置は、複数相分のコイルを有して構成されるブラシレス直流モータをスイッチング駆動するモータドライバ装置において、所定相のコイルの一端に生じる端子電圧に基づき、前記所定相のコイルに流れる電流の極性反転タイミングを検出する検出部と、前記検出部の検出結果に基づき、パルス幅変調又はパルス密度変調された駆動制御信号を相ごとに生成する駆動制御信号生成部と、相ごとに前記駆動制御信号に応じた駆動電圧を、対応するコイルに対して供給する駆動電圧供給部と、を備え、前記駆動制御信号生成部は、検出済みの２以上の極性反転タイミングに基づいて検出予測区間を設定する予測処理部を有し、前記パルス幅変調による前記駆動制御信号の周波数又は前記パルス密度変調による前記駆動制御信号の最小のパルス幅の逆数を可変対象周波数とし、前記可変対象周波数を前記検出予測区間内において前記検出予測区間外よりも高める周波数可変制御を実行可能であることを特徴とする。

具体的には例えば、前記モータドライバ装置において、前記駆動制御信号生成部は、前記周波数可変制御において、前記可変対象周波数を前記検出予測区間外にて所定の第１周波数に設定する一方で前記検出予測区間内にて前記第１周波数よりも高い所定の第２周波数に設定し、前記検出予測区間の開始後、前記極性反転タイミングが検出されると、その検出を契機に前記可変対象周波数を前記第２周波数から前記第１周波数に戻すと良い。

この際例えば、前記モータドライバ装置において、前記駆動制御信号生成部は、前記検出予測区間の開始後、前記極性反転タイミングが検出されずに前記検出予測区間が終了すると、その終了を契機に前記可変対象周波数を前記第２周波数から前記第１周波数に戻すと良い。

また例えば、前記モータドライバ装置において、前記駆動制御信号生成部は、前記検出予測区間の設定後、設定された前記検出予測区間が開始される前に前記極性反転タイミングが検出された場合、当該検出予測区間において前記可変対象周波数を前記第１周波数に維持すると良い。

また例えば、前記モータドライバ装置において、前記駆動電圧供給部は、前記駆動制御信号に応じたパルス列から成り且つ所定のデッドタイムが挿入された電圧を前記駆動電圧として相ごとに生成し、前記検出部は、前記駆動電圧の供給を受けて前記所定相のコイルの一端に生じる前記端子電圧のパルス幅と、前記所定相に対して生成された前記駆動制御信号のパルス幅との関係に基づき、前記極性反転タイミングを検出すると良い。

ここで例えば、前記モータドライバ装置において、前記駆動電圧供給部は、互いに直列接続されたハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタから成るハーフブリッジ回路を相ごとに有して、相ごとに前記ハイサイドトランジスタ及び前記ローサイドトランジスタ間の接続ノードから対応するコイルに対し前記駆動電圧を供給し、各相において前記デッドタイムでは前記ハイサイドトランジスタ及び前記ローサイドトランジスタが共にオフ状態とされて良い。

或いは例えば、前記モータドライバ装置において、前記駆動電圧供給部は、互いに直列接続されたハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタから成るハーフブリッジ回路を相ごとに有して、相ごとに前記ハイサイドトランジスタ及び前記ローサイドトランジスタ間の接続ノードから対応するコイルに対し前記駆動電圧を供給し、少なくとも前記所定相について、前記ハイサイドトランジスタがオフ状態であるか否かを検出するハイサイドオフ検出回路、前記ローサイドトランジスタがオフ状態であるか否かを検出するローサイドオフ検出回路、及び、前記ハイサイドトランジスタ及び前記ローサイドトランジスタ間の接続ノードの電圧を所定電圧と比較する電圧比較回路が、当該モータドライバ装置に設けられ、前記検出部は、前記ハイサイドオフ検出回路の検出結果、前記ローサイドオフ検出回路の検出結果及び前記電圧比較回路の比較結果に基づき、前記極性反転タイミングを検出しても良い。

また例えば、前記モータドライバ装置において、前記予測処理部は、検出済みの２以上の極性反転タイミングに基づき、検出前の極性反転タイミングが到来するタイミングを予測して、予測タイミングを含む区間を前記検出予測区間として設定すると良い。

また例えば、前記モータドライバ装置は、磁気ディスク装置の磁気ディスクを回転させるスピンドルモータを前記ブラシレス直流モータとしてスイッチング駆動するものであって良い。

本発明に係る半導体装置は、前記モータドライバ装置を形成する半導体装置であって、前記モータドライバ装置は集積回路を用いて形成されることを特徴とする。

本発明によれば、駆動制御信号の分解能低下を抑制しつつ電流の極性検出の分解能（換言すれば極性反転タイミングの検出分解能）の向上に寄与するモータドライバ装置及び半導体装置を提供することが可能となる。

本発明の実施形態に係るハードディスク装置の機構に関わる概略構成図である。 本発明の実施形態に係るハードディスク装置の電気的な概略ブロック図である。 本発明の実施形態に係るハードディスク装置に搭載されるドライバＩＣの外観斜視図である。 本発明の実施形態に係るＳＰＭ及びＳＰＭドライバの構成図である。 駆動制御信号生成回路における駆動制御信号の生成に関わる機能ブロック図である。 Ｕ相に関する変調前信号及び駆動制御信号の概略波形図である。 ＳＰＭドライバに関わる幾つかの信号及び電圧の波形図である。 デッドタイム区間におけるコイル電流の流れを示す図である。 複数の極性反転タイミングの関係図である。 本発明の第１実施例に係り、極性反転予測タイミング及び検出予測区間の説明図である。 本発明の第１実施例に係り、周波数可変制御の説明図である。 本発明の第１実施例に係り、波数可変制御に関わる第１ケースの動作説明図である。 本発明の第１実施例に係り、波数可変制御に関わる第２ケースの動作説明図である。 本発明の第１実施例に係り、波数可変制御に関わる第３ケースの動作説明図である。 本発明の第２実施例に係り、駆動制御信号生成回路における駆動制御信号の生成に関わる機能ブロック図である。 本発明の第２実施例に係り、Ｕ相に関する変調前信号及び駆動制御信号の概略波形図である。 本発明の第３実施例に係り、Ｕ相のハーフブリッジ回路と周辺回路の構成図である。 従来技術に係り、ＰＷＭ周波数と電流極性の検出分解能と駆動制御信号の分解能との関係図である。

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“ＴｒＨ”によって参照されるハイサイドトランジスタは、ハイサイドトランジスタＴｒＨと表記されることもあるし、トランジスタＴｒＨと略記されることもあるが、それらは全て同じものを指す。

まず本実施形態で用いられる幾つかの用語について説明を設ける。
本実施形態において、レベルとは電位のレベルを指し、任意の信号又は電圧についてハイレベルはローレベルよりも高い電位を有する。グランドは０Ｖ（ゼロボルト）の基準電位を有する導電部を指す又は基準電位そのものを指す。本実施形態において、特に基準を設けずに示される電圧は、グランドから見た電位を表す。
後述のトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬを含むＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタについて、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。オン状態、オフ状態を、単にオン、オフと表現することもある。
任意の信号又は電圧において、ローレベルからハイレベルへの切り替わりをアップエッジと称し、ローレベルからハイレベルへの切り替わりのタイミングをアップエッジタイミングと称する。同様に、任意の信号又は電圧において、ハイレベルからローレベルへの切り替わりをダウンエッジと称し、ハイレベルからローレベルへの切り替わりのタイミングをダウンエッジタイミングと称する。
周期的にレベルがローレベルとハイレベルとの間で切り替わる任意の信号又は電圧について、当該信号又は電圧の１周期分の区間の長さに対する、当該信号又は電圧のレベルがハイレベルとなる区間の長さの割合を、デューティと称する。

図１は、本発明の実施形態に係る磁気ディスク装置としてのハードディスク装置（以下ＨＤＤ装置と称する）１の機構に関わる概略構成図である。

ＨＤＤ装置１は、記録媒体である磁気ディスク１０と、磁気ディスク１０に対して情報の書き込み及び読み込みを行う磁気ヘッド１１（以下ヘッド１１とも称されうる）と、磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０の半径方向に対して移動自在に支持するアーム１２と、磁気ディスク１０を支持及び回転させるスピンドルモータ１３（以下ＳＰＭ１３とも称されうる）と、アーム１２を回転駆動及び位置決めすることで磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０の半径方向に対して移動させ且つ位置決めするボイスコイルモータ１４（以下ＶＣＭ１４とも称されうる）と、を備える。

ＨＤＤ装置１は、更に、一対の圧電素子１５と、ロードビーム１６と、磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０から離間した所定の退避位置に保持するランプ部１７と、を備える。アーム１２の先端にロードビーム１６が取り付けられ、ロードビーム１６の先端に磁気ヘッド１１が取り付けられる。アーム１２の先端部におけるロードビーム１６の取り付け部付近に一対の圧電素子１５が配置される。一対の圧電素子１５に対して互いに逆位相の電圧を加えることで、一対の圧電素子１５が互いに逆位相で伸縮し、ロードビーム１６の先端の磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０の半径方向において変位させることができる。

このように、ＨＤＤ装置１では、いわゆる２段アクチュエータ方式が採用されている。ＶＣＭ１４は、アーム１２を駆動することで磁気ディスク１０上において磁気ヘッド１１を荒く位置決めする（相対的に荒い分解能で位置決めする）粗動アクチュエータとして機能し、一対の圧電素子１５は、アーム１２の位置を基準にして磁気ヘッド１１の位置を調整することで磁気ディスク１０上において磁気ヘッド１１を精密に位置決めする（ＶＣＭ１４よりも細かい分解能で位置決めする）微動アクチュエータとして機能する。以下では、一対の圧電素子１５から成るアクチュエータを、マイクロアクチュエータの略称“ＭＡ”を用い、ＭＡ１５と称する。

磁気ディスク１０と、磁気ヘッド１１と、ＭＡ１５及びロードビーム１６が取り付けられたアーム１２と、ＳＰＭ１３と、ＶＣＭ１４と、ランプ部１７は、ＨＤＤ装置１の筐体内に収められる。尚、ＶＣＭ１４又はＭＡ１５による磁気ヘッド１１の移動、変位に関し、磁気ディスク１０の半径方向における移動、変位とは、円盤形状を有する磁気ディスク１０の外周と中心とを結ぶ方向における移動、変位を意味するが、ＶＣＭ１４又はＭＡ１５による磁気ヘッド１１の移動、変位が、磁気ディスク１０の半径方向における移動、変位に加えて、他の方向（例えば磁気ディスク１０の外周の接線方向）における移動、変位の成分を含むこともある。

図２は、ＨＤＤ装置１の電気的な概略ブロック図である。ＨＤＤ装置１には、電気的な構成部品として、ドライバＩＣ３０、信号処理回路２１、ＭＰＵ（micro-processing unit）２２及び電源回路２３が設けられている。電源回路２３は、ドライバＩＣ３０及び信号処理回路２１、ＭＰＵ２２を駆動するための電源電圧を、それらに供給する。ＭＰＵ２２は、信号処理回路２１及びドライバＩＣ３０の夫々に対し、双方向通信が可能な形態で接続されている。

信号処理回路２１は、磁気ディスク１０への情報の書き込み時には、当該情報を書き込むための記録信号を磁気ヘッド１１に出力し、磁気ディスク１０から情報を読み出す時には、磁気ディスク１０から読み出された信号に対して必要な信号処理を施し、これによって得られた信号をＭＰＵ２２に送る。ＭＰＵ２２は、信号処理回路２１の制御を通じて磁気ヘッド１１による情報の書き込み動作及び読み込み動作を制御する。

ドライバＩＣ３０は、図３に示すような、半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品（ドライバ装置）である。尚、図３に示されるドライバＩＣ３０のピン数（外部端子の数）は例示に過ぎない。ドライバＩＣ３０には、ＳＰＭ１３を駆動制御するためのＳＰＭドライバ３３、ＶＣＭ１４を駆動制御するためのＶＣＭドライバ３４及びＭＡ１５を駆動制御するためのＭＡドライバ３５が設けられる他、ＭＰＵ２２及びドライバＩＣ３０間の双方向通信を可能とするためのＩＦ回路（インターフェース回路）３２や、ＩＦ回路３２を通じてＭＰＵ２２から受けた制御データに基づきドライバ３３〜３５の動作を制御する制御回路３１などが設けられる。

ＭＰＵ２２は、ドライバＩＣ３０のＳＰＭドライバ３３を制御することによりＳＰＭ１３の駆動制御を通じて磁気ディスク１０の回転制御を行い、ドライバＩＣ３０のＶＣＭドライバ３４及びＭＡドライバ３５を制御することによりＶＣＭ１４及びＭＡ１５の駆動制御を通じて磁気ヘッド１１の移動制御及び位置決めを行う。磁気ディスク１０の各箇所には磁気ディスク１０上の各々の位置を示す位置情報が記録されており、磁気ディスク１０上に磁気ヘッド１１が位置しているとき、この位置情報は磁気ヘッド１１により読み取られて、信号処理回路２１を通じてＭＰＵ２２に伝達される。ＭＰＵ２２は当該位置情報に基づいてＶＣＭドライバ３４及びＭＡドライバ３５を制御でき、この制御を通じて、ＶＣＭドライバ３４がＶＣＭ１４に必要な駆動電流を供給することで磁気ヘッド１１の第１段階の位置決めが実現され且つＭＡドライバ３５がＭＡ１５に必要な電圧を供給することで磁気ヘッド１１の第２段階の位置決めが実現される。尚、磁気ヘッド１１が磁気ディスク１０上に位置しているとは、磁気ヘッド１１が微小な空間を隔てて磁気ディスク１０の上方に位置していることを意味する。

磁気ヘッド１１が磁気ディスク１０の外周の外側に位置している場合など、磁気ヘッド１１にて位置情報が読み出されていない状態においては、ＭＰＵ２２は、位置情報に頼らずにＶＣＭドライバ３４及びＭＡドライバ３５を制御できる。例えば、磁気ヘッド１１をランプ部１７における退避位置から磁気ディスク１０上に移動させる場合、ＭＰＵ２２は、その移動に適した所定の駆動電流をＶＣＭ１４に供給することを指示する信号をドライバＩＣ３０に出力すれば良く、これによりＶＣＭドライバ３４は当該信号に基づく所定の駆動電流をＶＣＭ１４に供給する。磁気ヘッド１１にて位置情報が読み出されていない状態において、磁気ヘッド１１の精密な位置制御は不要となるため、一対の圧電素子１５に対する供給電圧はゼロとされて良い又は固定電圧とされて良い。

図４に、ＳＰＭ１３及びＳＰＭドライバ３３の内部構成とそれらの接続関係を示す。ドライバＩＣ３０に設けられた外部端子には、端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗが含まれる。ＳＰＭ１３は、スター結線されたＵ相のコイル１３ｕ、Ｖ相のコイル１３ｖ及びＷ相のコイル１３ｗから成る三相ブラシレス直流モータである。ＳＰＭ１３は、ステータと永久磁石を備えたロータとを有し、ステータにコイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗが設けられる。コイル１３ｕの一端、コイル１３ｖの一端、コイル１３ｗの一端は、夫々、外部端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに接続され、コイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗの他端同士は中性点１３ｎにて共通接続されている。外部端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗは出力端子とも称され得る。尚、以下の説明において、単にロータと記した場合、それはＳＰＭ１３のロータを指すものとする。

ＳＰＭドライバ３３は、Ｕ相のハーフブリッジ回路５０ｕと、Ｖ相のハーフブリッジ回路５０ｖと、Ｗ相のハーフブリッジ回路５０ｗと、プリドライバ回路５１と、駆動制御信号生成回路５２と、電流極性検出回路５３とを備え、ウィンドウレス方式にてＳＰＭ１３をセンサレス駆動する。この際、ＳＰＭドライバ３３はＳＰＭ１３を１８０度通電方式（正弦波駆動）にて駆動して良い。

ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗの夫々は、電源電圧ＶＰＷＲが加わるラインとグランドとの間に直列に接続されたハイサイドトランジスタＴｒＨ及びローサイドトランジスタＴｒＬから成る。トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field effect transistor)として構成されている。電源電圧ＶＰＷＲは所定の正の直流電圧であり、ここでは例として１２Ｖ（ボルト）であるとする。

より具体的には、ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗの夫々において、トランジスタＴｒＨのドレインは、電源電圧ＶＰＷＲが印加される第１電源端子に接続されて電源電圧ＶＰＷＲの供給を受け、トランジスタＴｒＨのソースとトランジスタＴｒＬのドレインはノードＮＤにて共通接続され、トランジスタＴｒＬのソースは第２電源端子として機能するグランドに接続されている。ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ、５０ｗにおけるノードＮＤは、夫々、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに接続される。故に、ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ、５０ｗにおけるノードＮＤは、夫々、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗを介して、コイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの一端に接続されることになる。コイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの一端における電圧に相当する、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに加わる電圧を、夫々、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗにて表す。プリドライバ回路５１並びにハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗにより、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、夫々、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相用の駆動電圧としてコイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗに供給されることになる。

ＳＰＭ１３のセンサレス駆動を実現するため、電流極性検出回路５３は、電圧Ｖｕに基づいてコイル１３ｕに流れる電流の極性を検出するＵ相極性検出処理、電圧Ｖｖに基づいてコイル１３ｖに流れる電流の極性を検出するＶ相極性検出処理、及び、電圧Ｖｗに基づいてコイル１３ｗに流れる電流の極性を検出するＷ相極性検出処理の内の少なくとも１つの極性検出処理を実行する。極性検出処理による検出結果は、極性検出信号Ｓａとして駆動制御信号生成回路５２に送られる。

出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗを通じてコイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗに流れる電流を、コイル電流と称し、夫々、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにて参照する。コイル電流Ｉｕについて、ハーフブリッジ回路５０ｕのノードＮＤから出力端子ＯＵＴｕを介しコイル１３ｕに向けて流れるコイル電流Ｉｕの極性を正と定義し、その逆の極性を負と定義する。コイル電流Ｉｖ及びＩｗについても同様に極性を定義する。コイル電流の正の向きはソース方向とも称され、コイル電流の負の向きはシンク方向とも称される。

図４では、電流極性検出回路５３に対し出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗが接続される様子が示されているが、それらの内、１又は２つの出力端子のみが電流極性検出回路５３に接続される構成であっても良い。例えば、電流極性検出回路５３にてＵ相極性検出処理のみを実行する場合には、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗの内、出力端子ＯＵＴｕのみを電流極性検出回路５３に接続すれば足る。

駆動制御信号生成回路５２は、コイル電流の位相情報（換言すればロータの位置情報）を内包する極性検出信号Ｓａに基づいて、ハーフブリッジ回路５０ｕに対する駆動制御信号ＤＲＶｕ、ハーフブリッジ回路５０ｖに対する駆動制御信号ＤＲＶｖ及びハーフブリッジ回路５０ｗに対する駆動制御信号ＤＲＶｗを生成及び出力する。ＳＰＭ１３にて発生されるべきトルクを指定するトルク指令信号Ｔｒｑ^＊が駆動制御信号生成回路５２に与えられており、生成回路５２は、トルク指令信号Ｔｒｑ^＊にて指定されたトルクがＳＰＭ１３にて発生するよう、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成する。この際、所定の波形データを参照して、コイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗに正弦波状の電流が流れるよう、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成して良い。駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ、ＤＲＶｗの夫々はパルス幅が可変の二値信号であり、ハイレベル又はローレベルをとる。尚、生成回路５２から電流極性検出回路５３に送られる制御パルス幅信号Ｓｂ、並びに、生成回路５２に内包される予測処理部５４及び周波数制御部５５については後述される。

プリドライバ回路５１は、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗに従ってハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗ内の各トランジスタのゲート電位を制御することで各ハーフブリッジ回路の状態を制御する。これにより、電源電圧ＶＰＷＲを駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗに従ってスイッチングした電圧が駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗとして出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに加わって、ＳＰＭ１３がスイッチング駆動されることになる。ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗの内の任意の１つである対象ハーフブリッジ回路において、トランジスタＴｒＨがオンであって且つトランジスタＴｒＬがオフとなっている状態を出力ハイ状態と称し、トランジスタＴｒＨがオフであって且つトランジスタＴｒＬがオンとなっている状態を出力ロー状態と称する。トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬのオン抵抗がゼロであると仮定すると、例えばハーフブリッジ回路５０ｕにおいて、出力ハイ状態であればハイサイドトランジスタＴｒＨを介して電源電圧ＶＰＷＲが出力端子ＯＵＴｕに加わり、出力ロー状態であればローサイドトランジスタＴｒＬを介してグランドの電位が出力端子ＯＵＴｕに加わる（但し過渡状態を無視）。ハーフブリッジ回路５０ｖ及び５０ｗについても同様である。

今、駆動制御信号生成回路５２が、パルス幅変調された信号を駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗとして生成する場合を例に挙げて、ＳＰＭドライバ３３の詳細な動作等を説明する。また、ここでは、電流極性検出回路５３にてＵ相極性検出処理が行われるものとする。

図５に、生成回路５２における駆動制御信号の生成に関わる機能ブロック図を例示する。生成回路５２は、極性検出信号Ｓａ、トルク指令信号Ｔｒｑ^＊及び所定の波形データに基づいて変調前信号Ｖｕｃ、Ｖｖｃ及びＶｗｃを生成し、当該変調前信号Ｖｕｃ、Ｖｖｃ及びＶｗｃをパルス幅変調することで駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成する。変調前信号Ｖｕｃ、Ｖｖｃ及びＶｗｃは、夫々、正弦波状のコイル電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを流すために出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに印加すべき電圧を示し、信号Ｔｒｑ^＊に応じた振幅を有する。

図６に、変調前信号Ｖｕｃとパルス幅変調された駆動制御信号ＤＲＶｕの概略的な波形を示す。駆動制御信号ＤＲＶｕは所定のＰＷＭ周波数を有するパルス幅変調信号であり、ＰＷＭ周波数の逆数を周期とする二値信号となる。駆動制御信号ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗについても同様である。

プリドライバ回路５１は、相ごとに、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗに応じたデューティを有するパルス列から成り且つ所定のデッドタイムＴ_Ｄが挿入された駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを生成し、駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗ（即ちコイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗの一端）に供給する。各相において、デッドタイムＴ_Ｄにおいては（デッドタイムＴ_Ｄ分の時間長を有するデッドタイム区間では）トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬが共にオフ状態とされる。

図７に、駆動制御信号ＤＲＶｕと、Ｕ相のハーフブリッジ回路５０ｕのトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬのゲートに供給されるゲート信号Ｖ_ＧＨ及びＶ_ＧＬと、駆動電圧Ｖｕの波形を示す。本実施形態では、駆動制御信号ＤＲＶｕの各周期において、ゲート信号Ｖ_ＧＨは、駆動制御信号ＤＲＶｕがハイレベルとなる時間よりもデッドタイムＴ_Ｄ分短い時間だけハイレベルとなり、ゲート信号Ｖ_ＧＬは、駆動制御信号ＤＲＶｕがローレベルとなる時間よりもデッドタイムＴ_Ｄ分短い時間だけハイレベルとなるものとする。Ｕ相のハーフブリッジ回路５０ｕにおいて、ゲート信号Ｖ_ＧＨがハイレベルであるときハーフブリッジ回路５０ｕは出力ハイ状態となり、ゲート信号Ｖ_ＧＬがハイレベルであるときハーフブリッジ回路５０ｕは出力ロー状態となる。

駆動制御信号ＤＲＶｕ及びゲート信号Ｖ_ＧＨがローレベルであって且つゲート信号Ｖ_ＧＬがハイレベルである出力ロー区間を起点にして説明する。出力ロー区間においてトランジスタＴｒＨ、ＴｒＬは、夫々、オフ状態、オン状態である。出力ロー区間を起点として駆動制御信号ＤＲＶｕにアップエッジが生じることで出力ロー区間から第１デッドタイム区間に遷移する。第１デッドタイム区間では、駆動制御信号ＤＲＶｕがハイレベルであり、それを受けてゲート信号Ｖ_ＧＬがローレベルとなるが、ゲート信号Ｖ_ＧＨはローレベルのままである。第１デッドタイム区間の開始からデッドタイムＴ_Ｄが経過すると、駆動制御信号ＤＲＶｕ及びゲート信号Ｖ_ＧＨがハイレベルであって且つゲート信号Ｖ_ＧＬがローレベルである出力ハイ区間に移行する。出力ハイ区間においてトランジスタＴｒＨ、ＴｒＬは、夫々、オン状態、オフ状態である。その後、駆動制御信号ＤＲＶｕにダウンエッジが生じることで出力ハイ区間から第２デッドタイム区間に遷移する。第２デッドタイム区間では、駆動制御信号ＤＲＶｕがローレベルであり、それを受けてゲート信号Ｖ_ＧＨがローレベルとなるが、ゲート信号Ｖ_ＧＬはローレベルのままである。第２デッドタイム区間の開始からデッドタイムＴ_Ｄが経過すると、出力ロー区間に移行する。このように、出力ロー区間、第１デッドタイム区間、出力ハイ区間、第２デッドタイム区間が、この順番で繰り返し訪れる。第１及び第２デッドタイム区間の夫々の時間長が所定のデッドタイムＴ_Ｄに一致し、第１及び第２デッドタイム区間ではトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬが共にオフ状態とされる。

時間Ｔａは、駆動制御信号ＤＲＶｕのパルス幅を表し、駆動制御信号ＤＲＶｕの各周期において駆動制御信号ＤＲＶｕがハイレベルとなる時間に等しい。一方、時間Ｔｂは、電圧Ｖｕのパルス幅を表し、電圧Ｖｕの各周期において電圧Ｖｕがハイレベルとなる時間（電圧Ｖｕが所定の閾値電圧以上となる時間）に等しい。ここで、図８（ａ）に示す如く、コイル電流Ｉｕの極性が正であるときには、各デッドタイム区間において、ハーフブリッジ回路５０ｕのトランジスタＴｒＬの寄生ダイオードを介してハーフブリッジ回路５０ｕからコイル１３ｕに電流が流れ出すため（ソース方向に電流が流れるため）、コイル１３ｕの一端の端子電圧Ｖｕは０Ｖよりも寄生ダイオードの順方向電圧だけ低くなる。結果、時間Ｔｂは時間Ｔａよりも短くなる。一方、図８（ｂ）に示す如く、コイル電流Ｉｕの極性が負であるときには、各デッドタイム区間において、コイル１３ｕからハーフブリッジ回路５０ｕにコイル電流Ｉｕが流れ込み、当該コイル電流ＩｕはトランジスタＴｒＨの寄生ダイオードを介して電源電圧ＶＰＷＲが加わる端子へと流れるため（シンク方向に電流が流れるため）、コイル１３ｕの一端の端子電圧Ｖｕは電源電圧ＶＰＷＲよりも寄生ダイオードの順方向電圧だけ高くなる。結果、時間Ｔｂは時間Ｔａよりも長くなる。

この特性を利用し、駆動制御信号ＤＲＶｕのパルス幅（即ち時間Ｔａ）と電圧Ｖｕのパルス幅（即ち時間Ｔｂ）とを比較することで、コイル電流Ｉｕの極性を検出できる。具体的には、電流極性検出回路５３は、上記比較を行って“Ｔｂ＜Ｔａ”であればコイル電流Ｉｕの極性が正であると判定してハイレベルの極性検出信号Ｓａを出力し、“Ｔｂ＞Ｔａ”であればコイル電流Ｉｕの極性が負であると判定してローレベルの極性検出信号Ｓａを出力する。

尚、駆動制御信号ＤＲＶｕのパルス幅及び電圧Ｖｕのパルス幅として、駆動制御信号ＤＲＶｕがローレベルとなる時間Ｔｃ及び電圧Ｖｕがローレベルとなる時間Ｔｄを用いて、コイル電流Ｉｕの極性を検出しても良い。駆動制御信号ＤＲＶｕのパルス幅（時間Ｔａ又はＴｃ）を示す信号が制御パルス幅信号Ｓｂとして駆動制御信号生成回路５２から電流極性検出回路５３に送られ（図４参照）、検出回路５３は信号Ｓｂに基づいて駆動制御信号ＤＲＶｕのパルス幅を認識する。また検出回路５３は、電圧Ｖｕと所定の閾値電圧（０Ｖ以上且つ電源電圧ＶＰＷＲ以下の電圧であって例えば１Ｖ）を比較するコンパレータを用いて時間Ｔｂ又はＴｄを取得することができる。

極性検出信号Ｓａのレベルの切り替わりは、コイル電流Ｉｕの極性が反転するタイミング（以下、極性反転タイミングと称する）を表している。極性反転タイミングは、コイル電流Ｉｕの値がゼロを交差するゼロクロスタイミングでもある。コイル電流Ｉｕの極性反転はコイル電流Ｉｕの位相の１８０°ごとに生じるので、極性検出信号Ｓａはコイル電流Ｉｕの位相を示す信号となる。故に、極性検出信号Ｓａに基づいてＳＰＭ１３をセンサレスにて駆動することが可能となる。電流極性検出回路５３は、極性反転タイミングを検出して、その検出の結果を信号Ｓａのアップエッジ又はダウンエッジにて示す回路であると言える。

極性反転タイミングには、コイル電流Ｉｕの極性が正から負に遷移する負遷移タイミングと、コイル電流Ｉｕの極性が負から正に遷移する正遷移タイミングとがある。電流極性検出回路５３は、負遷移タイミングと正遷移タイミングの双方を極性反転タイミングとして検出しても良いし、それらの一方のみを極性反転タイミングとして検出しても良いが、以下では、正遷移タイミングのみが極性反転タイミングとして検出されるものとする。そうすると、極性検出信号Ｓａのアップエッジタイミングが極性反転タイミングとして検出されることになる。

上述の内容を基本とするＨＤＤ装置１（特に駆動制御信号生成回路５２及び電流極性検出回路５３）についての詳細な構成例、動作例、応用例及び変形例を、以下の第１〜第５実施例の中で説明する。特に記述無き限り且つ矛盾無き限り、本実施形態において上述した事項が後述の第１〜第５実施例に適用され、第１〜第５実施例において上述の内容と矛盾する事項については、第１〜第５実施例での記載が優先される。また矛盾無き限り、以下に述べる第１〜第５実施例の内、任意の実施例に記載した事項を、他の任意の実施例に適用することもできる（即ち第１〜第５実施例の内の任意の２以上の実施例を組み合わせることも可能である）。

＜＜第１実施例＞＞
第１実施例を説明する。駆動制御信号生成回路５２には、所定のクロック周波数を有する所定の基準クロックが供給され、基準クロックを用いてデジタル領域で駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成する。即ち、クロック周波数の逆数を単位にして各駆動制御信号のパルス幅を調整する。ここでは、説明の具体化のため、クロック周波数は２０ＭＨｚ（メガヘルツ）であると考える。そうすると、各駆動制御信号のパルス幅は、２０ＭＨｚの逆数である５０ｎｓ（ナノ秒）を最小の調整単位にして可変される。

一方、電流極性検出回路５３による電流の極性検出のためのサンプリング周波数は、原理上、生成回路５２でのパルス幅変調の周波数であるＰＷＭ周波数に依存する。ここにおけるＰＷＭ周波数は駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗの周波数に相当する。図１８を参照して上述したように、ＰＷＭ周波数を増大させると、電流の極性検出のためのサンプリング周波数が増大するため、電流の極性検出の分解能（換言すれば極性反転タイミングの検出分解能）が増大する。しかしながら、単純にＰＷＭ周波数を増大させると各駆動制御信号の分解能が低下する。駆動制御信号の分解能低下はＳＰＭ１３のトルクリプルの増大等に繋がる。

これを考慮し、本実施形態に係る駆動制御信号生成回路５２は、駆動制御信号の分解能低下を抑制しつつ電流の極性検出の分解能を向上させる特徴的な制御を行う。この特徴的な制御について説明する。

図９に示す如く、今、第ｉ番目に訪れる極性反転タイミングを“Ｔ［ｉ］”にて表す（ｉは整数）。そうすると、時間の進行につれて、極性反転タイミングＴ［１］、Ｔ［２］、Ｔ［３］、・・・、Ｔ［ｎ−２］、Ｔ［ｎ−１］、Ｔ［ｎ］が順次訪れる（ｎは３以上の整数）。ＳＰＭ１３の回転の定常状態において、時間的に隣接する２つの極性反転タイミングの間隔（以下、極性反転間隔と称する）は実質的に一定であるため、検出済みの複数の極性反転タイミングに基づけば、将来到来するであろう極性反転タイミングを予測することが可能である。

予測処理部５４により上記予測が行われる。予測処理部５４は、検出済みの２以上の極性反転タイミングに基づいて次回の極性反転が生じるタイミングを予測する。より詳細には、予測処理部５４は、直近過去ＶＡＬ_Ａ回分の極性反転間隔と直近過去に検出された極性反転タイミングとに基づき、検出される前の次回の極性反転タイミングを予測すれば良い（ＶＡＬ_Ａは１以上の整数）。ここで予測されたタイミングを極性反転予測タイミングと称し、第ｉ番目の極性反転タイミングについての極性反転予測タイミングを“Ｔ_ＥＳＴ［ｉ］”にて表す。

典型的には例えば、直近過去ＶＡＬ_Ａ回分の極性反転間隔の平均値を求め、直近過去に検出された極性反転タイミングより、その平均値分の時間だけ後のタイミングを、極性反転予測タイミングとして導出すれば良い。つまり、図１０（ａ）を参照し、例えば“ＶＡＬ_Ａ＝３”であるならば、極性反転タイミングＴ［ｎ−３］〜Ｔ［ｎ−１］の検出後、極性反転タイミングＴ［ｎ］の到来前において、予測処理部５４は、タイミングＴ［ｎ−３］及びＴ［ｎ−２］間の間隔とタイミングＴ［ｎ−２］及びＴ［ｎ−１］間の間隔との平均値を求め、タイミングＴ［ｎ−１］より、その平均値分の時間だけ後のタイミングを、極性反転予測タイミングＴ_ＥＳＴ［ｎ］として導出する。

予測処理部５４は、極性反転予測タイミングを導出した後、極性反転予測タイミングを中心とし且つ“２×ＷＤ”分の時間幅を持った検出予測区間を設定する。ＷＤは、極性反転間隔よりも十分に短い時間として予め定められる時間（時間長）である。極性反転予測タイミングＴ_ＥＳＴ［ｉ］を中心とする検出予測区間を“Ｐ_ＥＳＴ［ｉ］”にて表す。図１０（ａ）及び（ｂ）には検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］が示されており、図１０（ｂ）は検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］の拡大図である。

周波数制御部５５は、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗの周波数であるＰＷＭ周波数を可変対象周波数として、周波数可変制御を行うことができる。図１１に示す如く、周波数可変制御は、検出予測区間外において可変対象周波数（ここではＰＷＭ周波数）を所定の周波数ｆ_Ｌとする一方で検出予測区間内において可変対象周波数を周波数ｆ_Ｌよりも高い所定の周波数ｆ_Ｈに設定する制御を指す。上述の基準クロックが２０ＭＨｚである場合、例えば、周波数ｆ_Ｌは１５０ｋＨｚとされ且つ周波数ｆ_Ｈは４００ｋＨｚとされる。勿論、周波数ｆ_Ｌ及びｆ_Ｈの具体的数値は様々に変更可能である。

検出予測区間内にて実際の極性反転タイミングが検出される可能性が高いため、周波数可変制御により電流の極性検出の分解能を実質的に高められる。また、検出予測区間内に限り可変対象周波数が高められるため、一律に可変対象周波数が高められる場合よりも、駆動制御信号の分解能低下は抑制される。つまり、駆動制御信号の分解能低下を抑制しつつ、電流の極性検出の分解能を高めることが可能となる。

周波数制御部５５は、周波数可変制御を基礎としつつ、以下の如く動作すると良い。即ち、周波数制御部５５は、検出予測区間内にて可変対象周波数を周波数ｆ_Ｈに設定している状態において実際に極性反転タイミングが検出されると、その検出を契機に可変対象周波数を周波数ｆ_Ｈから周波数ｆ_Ｌに切り替えると良い（後述の第１ケース；図１２参照）。また、検出予測区間が開始される前に、その検出予測区間内で検出されることが予測されていた極性反転タイミングが検出された場合には、その検出予測区間に対する周波数可変制御の実行を取りやめ、その検出予測区間内において可変対象周波数を周波数ｆ_Ｌに維持すると良い（後述の第３ケース；図１４参照）。

図１２〜図１４を参照して、周波数可変制御に関わる第１〜第３ケースの動作について説明する。第１〜第３ケースでは、極性反転タイミングＴ［ｎ−１］の検出後、極性反転タイミングＴ［ｎ］の到来前において、予測処理部５４により極性反転予測タイミングＴ_ＥＳＴ［ｎ］及び検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］が設定された状態が想定されており、検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］の開始タイミング、終了タイミングを、夫々、“Ｔ_Ｓ［ｎ］”、“Ｔ_Ｅ［ｎ］”にて表す。極性反転タイミングＴ［ｎ−１］の検出の後であって且つタイミングＴ_Ｓ［ｎ］よりも前のタイミング６１０を起点にして、第１〜第３ケースの動作を説明する。タイミング６１０において極性検出信号Ｓａはローレベルであり、タイミング６１０は検出予測区間外のタイミングであるため、タイミング６１０における可変対象周波数は周波数ｆ_Ｌである。

図１２は、周波数可変制御に関わる第１ケースの動作説明図である。第１ケースでは、検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］内のタイミング６１１にて極性検出信号Ｓａにアップエッジが生じ、タイミング６１１が実際の極性反転タイミングＴ［ｎ］として検出される。

第１ケースにおいて、周波数制御部５５は周波数可変制御によりタイミングＴ_Ｓ［ｎ］にて可変対象周波数を周波数ｆ_Ｌから周波数ｆ_Ｈへと増加させ、その後、タイミング６１１にて実際の極性反転タイミングＴ［ｎ］が検出されたことを契機として可変対象周波数を周波数ｆ_Ｈから周波数ｆ_Ｌへと戻し、以後は、次回の検出予測区間が到来するまで可変対象周波数を周波数ｆ_Ｌに維持する。実際の極性反転タイミングが検出された後は可変対象周波数を高めておく必要がないからであり、可変対象周波数を速やかに周波数ｆ_Ｌに戻すことで駆動制御信号の分解能低下の抑制が図られる。

図１３は、周波数可変制御に関わる第２ケースの動作説明図である。第２ケースでは、タイミング６１０及びタイミングＴ_Ｓ［ｎ］間においても且つ検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］内においても極性反転タイミングＴ［ｎ］が訪れず、検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］の終了後のタイミング６１２にて極性検出信号Ｓａにアップエッジが生じて、タイミング６１２が実際の極性反転タイミングＴ［ｎ］として検出される。

第２ケースにおいて、周波数制御部５５は周波数可変制御によりタイミングＴ_Ｓ［ｎ］にて可変対象周波数を周波数ｆ_Ｌから周波数ｆ_Ｈへと増加させ、タイミングＴ_Ｅ［ｎ］まで可変対象周波数を周波数ｆ_Ｈに維持した後、タイミングＴ_Ｅ［ｎ］を境に可変対象周波数を周波数ｆ_Ｈから周波数ｆ_Ｌに戻す。以後は、次回の検出予測区間が到来するまで可変対象周波数を周波数ｆ_Ｌに維持する。即ち、周波数制御部５５は、検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］の開始後、極性反転タイミングＴ［ｎ］が検出されずに検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］が終了すると、その終了を契機に可変対象周波数を周波数ｆ_Ｈから周波数ｆ_Ｌに戻す。予測が外れて検出予測区間内に実際の極性反転タイミングが検出されないこともあるが、可変対象周波数を高めた状態を長時間続けると駆動制御信号の分解能にとって望ましくないため、検出予測区間の終了をもって、可変対象周波数を周波数ｆ_Ｌに戻すようにしている。

図１４は、周波数可変制御に関わる第３ケースの動作説明図である。第３ケースでは、タイミング６１０の後、検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］の開始タイミングＴ_Ｓ［ｎ］よりも前のタイミング６１３にて極性検出信号Ｓａにアップエッジが生じて、タイミング６１３が実際の極性反転タイミングＴ［ｎ］として検出される。

第３ケースにおいて、周波数制御部５５は検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］に対して周波数可変制御を実行せずに検出予測区間Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］内において可変対象周波数を周波数ｆ_Ｌに維持する。実際の極性反転タイミングが検出されたのであれば、その後に可変対象周波数を高める必要がないからである。

＜＜第２実施例＞＞
第２実施例を説明する。第１実施例を含む上述の説明では、パルス幅変調を利用して駆動制御信号を生成することを想定しているが、パルス密度変調を利用して駆動制御信号を生成するようにしても良い。第２実施例では、パルス密度変調を利用して駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗが生成されるものとする。そして、第２実施例に係る駆動制御信号生成回路５２は、パルス密度変調における周波数（以下、ＰＤＭ周波数と称する）を変化させることが可能に構成されている。パルス密度変調はＰＤＭと略記されることがある。パルス密度変調を利用する場合、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗの夫々は二値信号としての粗密波（１ビットの粗密波）となるが、その粗密波における最小のパルス幅の逆数がＰＤＭ周波数に相当する（後述の図１６参照）。

図１５に、生成回路５２における駆動制御信号の生成に関わる機能ブロック図を例示する。生成回路５２は、極性検出信号Ｓａ、トルク指令信号Ｔｒｑ^＊及び所定の波形データに基づいて変調前信号Ｖｕｃ、Ｖｖｃ及びＶｗｃを生成し、当該変調前信号Ｖｕｃ、Ｖｖｃ及びＶｗｃをパルス密度変調することで駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成する。変調前信号Ｖｕｃ、Ｖｖｃ及びＶｗｃは、夫々、正弦波状のコイル電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを流すために出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに印加すべき電圧を示し、信号Ｔｒｑ^＊に応じた振幅を有する。

図１６に、変調前信号Ｖｕｃとパルス密度変調された駆動制御信号ＤＲＶｕの概略的な波形を示す。駆動制御信号ＤＲＶｕはＰＤＭ周波数の逆数を最小のパルス幅として持つパルス密度変調信号となる。駆動制御信号ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗについても同様である。パルス幅変調を利用する場合と同様に、生成回路５２は、所定のクロック周波数を有する所定の基準クロックの供給を受け、基準クロックを用いてデジタル領域で駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成する。即ち、第２実施例では、クロック周波数がＰＤＭ周波数として利用される。クロック周波数が２０ＭＨｚ（メガヘルツ）であれば、各駆動制御信号のパルス幅は、２０ＭＨｚの逆数である５０ｎｓ（ナノ秒）を最小の調整単位にして可変されることになる。

一方、電流極性検出回路５３による電流の極性検出のためのサンプリング周波数は、原理上、ＰＤＭ周波数に依存することになる。パルス幅変調を利用する場合と同様、ＰＤＭ周波数を増大させると、電流の極性検出のためのサンプリング周波数が増大するため、電流の極性検出の分解能（換言すれば極性反転タイミングの検出分解能）が増大する。しかしながら、単純にＰＤＭ周波数を増大させると各駆動制御信号の分解能が低下する。

そこで、第２実施例では、ＰＤＭ周波数を可変対象周波数とした上で、上述の周波数可変制御を含む第１実施例と同様の動作を行えば良く、極性反転予測タイミング及び検出予測区間の設定方法並びに第１ケース〜第３ケースの動作は、パルス幅変調を利用する場合とパルス密度変調を利用する場合とで共通である。

＜＜第３実施例＞＞
第３実施例を説明する。コイル電流Ｉｕの極性検出の方法は上述したものに限定されない。第３実施例では、コイル電流Ｉｕの極性検出の他の方法について説明する。ＳＰＭドライバ３３は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内、少なくとも１つの相のハーフブリッジ回路に対し、トランジスタＴｒＨがオフ状態であるか否かを検出するハイサイドオフセンサ（ハイサイドオフ検出回路）と、トランジスタＴｒＬがオフ状態であるか否かを検出するローサイドオフセンサ（ローサイドオフ検出回路）と、トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬ間の接続ノードの電圧を所定電圧と比較する出力センサ（電圧比較回路）と、を備える。

図１７を参照し、ここでは、それらのセンサがＵ相のハーフブリッジ回路５０ｕに対して設けられている場合を考える。即ち、ＳＰＭドライバ３３には、ハーフブリッジ回路５０ｕに対するセンサとしてセンサ６１〜６３が設けられる。ハイサイドオフセンサ６１は、トランジスタＴｒＨのゲート信号Ｖ_ＧＨのレベルに基づき（即ちトランジスタＴｒＨのゲート電位に基づき）トランジスタＴｒＨがオフ状態であるか否かを検出して検出結果を示す信号Ｓｉｇ６１を出力し、ローサイドオフセンサ６２は、トランジスタＴｒＬのゲート信号Ｖ_ＧＬのレベルに基づき（即ちトランジスタＴｒＬのゲート電位に基づき）トランジスタＴｒＬがオフ状態であるか否かを検出して検出結果を示す信号Ｓｉｇ６２を出力し、出力センサ６３は、出力端子ＯＵＴｕにおける電圧Ｖｕを所定電圧と比較して比較結果を示す信号Ｓｉｇ６３を出力する。第３実施例に係る電流極性検出回路５３は、信号Ｓｉｇ６１〜Ｓｉｇ６３に基づいてコイル電流Ｉｕの極性を検出して極性検出信号Ｓａを生成及び出力する。

具体的には、出力センサ６３は、電圧Ｖｕを電源電圧ＶＰＷＲよりも低い正の所定電圧Ｖ_ＲＥＦ１（例えば０．５Ｖ）と比較し、電流極性検出回路５３は、トランジスタＴｒＬがオフ状態であるときに電圧Ｖｕが所定電圧Ｖ_ＲＥＦ１以下となっているタイミングが存在する場合に、コイル電流Ｉｕの極性は正であると判定する（コイル電流Ｉｕがソース方向に流れていると判定する）。コイル電流Ｉｕがシンク方向に流れている状態においてトランジスタＴｒＬがオフであれば電圧Ｖｕが十分に高くなるので、トランジスタＴｒＬがオフであるときに電圧Ｖｕが所定電圧Ｖ_ＲＥＦ１より低ければ、シンク方向の逆、即ちソース方向にコイル電流Ｉｕが流れていると考えられる（図８（ａ）参照）。

また出力センサ６３は、電圧Ｖｕを電源電圧ＶＰＷＲよりも低い正の所定電圧Ｖ_ＲＥＦ２（例えば１１．５Ｖ）と比較し、電流極性検出回路５３は、トランジスタＴｒＨがオフ状態であるときに電圧Ｖｕが所定電圧Ｖ_ＲＥＦ２以上となっているタイミングが存在する場合に、コイル電流Ｉｕの極性は負であると判定する（コイル電流Ｉｕがシンク方向に流れていると判定する）。シンク方向にコイル電流Ｉｕに流れている状態では、トランジスタＴｒＨがオフであってもＳＰＭ１３側からの電流の流れにより電圧Ｖｕが所定電圧Ｖ_ＲＥＦ２以上となるタイミングが存在するからである（図８（ｂ）参照）。

所定電圧Ｖ_ＲＥＦ１及びＶ_ＲＥＦ２として互いに異なる電圧が用いられ、典型的には、“ＶＰＷＲ＞Ｖ_ＲＥＦ２＞Ｖ_ＲＥＦ１＞０”とされる。但し、所定電圧Ｖ_ＲＥＦ１及びＶ_ＲＥＦ２を共通の電圧（例えば電源電圧ＶＰＷＲの半分の電圧）とすることも可能である。

尚、特許文献１（特開平１０−３４１５８８号公報）に示す如く、トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬの双方がオフ状態であるときの電圧Ｖｕに基づいてコイル電流Ｉｕの極性の検出及び極性反転タイミングの検出を行うようにしても良い。

電流極性検出回路５３は、一旦コイル電流Ｉｕの極性が正であると判定すると、コイル電流Ｉｕの極性が負であると判定するまでは極性検出信号Ｓａをハイレベルに維持し（ラッチし）、その後、コイル電流Ｉｕの極性が負であると判定すると極性検出信号Ｓａをハイレベルからローレベルに切り替えて、次回、電流Ｉｕの極性が正であると判定するまで極性検出信号Ｓａをローレベルに維持する（ラッチする）。即ち、その後、コイル電流Ｉｕの極性が正であると判定された時点で、極性検出信号Ｓａをローレベルからハイレベルに切り替える。このような構成及び動作により、極性検出信号Ｓａのアップエッジタイミング又はダウンエッジタイミングを極性反転タイミングとして利用することができるが、かかる構成及び動作においても、コイル電流Ｉｕの極性が反転したかどうかの判定は、ハーフブリッジ回路５０ｕの状態変化の周波数に依存する間隔でしか実行できない。即ち、電流の極性検出（極性反転検出）のためのサンプリング周波数は、ＰＷＭ周波数又はＰＤＭ周波数に依存することになる。

＜＜第４実施例＞＞
第４実施例を説明する。上述の周波数ｆ_Ｌ及びｆ_Ｈ並びに時間ＷＤの夫々は、可変設定されるものであって良い。即ち例えば、ドライバＩＣ３０には、様々な設定情報を不揮的に記憶するための、不揮発性メモリにて構成されたメモリ（不図示）が設けられる。ＭＰＵ２２は、所定の信号をドライバＩＣ３０に送信することで、上記メモリ内に保持される第１周波数制御データ、第２周波数制御データ及び検出予測区間長データを変更及び設定することができる。

ＳＰＭドライバ３３では、周波数ｆ_Ｌの候補として互いに異なる複数の低側周波数が予め設定されており、周波数制御部５５は、第１周波数制御データに従って、その複数の低側周波数の１つを周波数ｆ_Ｌに設定する。
同様に、ＳＰＭドライバ３３では、周波数ｆ_Ｈの候補として互いに異なる複数の高側周波数が予め設定されており、周波数制御部５５は、第２周波数制御データに従って、その複数の高側周波数の１つを周波数ｆ_Ｈに設定する。
同様に、ＳＰＭドライバ３３では、時間ＷＤの候補として互いに異なる複数の時間が予め設定されており、予測処理部５４は、検出予測区間長データに従って、その複数の時間の１つを時間ＷＤに設定する。

また、ＭＰＵ２２は上述の周波数可変制御を無効とすることをドライバＩＣ３０に指示できても良く、その指示が行われた場合、可変対象周波数は常に周波数ｆ_Ｌに維持されることになる。

＜＜第５実施例＞＞
第５実施例を説明する。

上述の如く、電流極性検出回路５３は、所定相のコイルの一端に生じる端子電圧に基づき、所定相のコイルに流れる電流の極性反転タイミング（換言すればゼロクロスタイミング）を検出することができ、所定相として、上述の説明では特にＵ相に注目したが、所定相はＶ相又はＷ相であっても良いし、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内の２以上の相の夫々が所定相であっても良い。

トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬから成るハーフブリッジ回路において、トランジスタＴｒＨのドレインは第１電源端子に接続され、トランジススタＴｒＬのソースは第２電源端子に接続されることになるが、第１電源端子及び第２電源端子は固定された電位を有する端子であれば任意である。但し、第１電源端子における電位は第２電源端子における電位よりも高い。また、各ハーフブリッジ回路において、トランジスタＴｒＨの寄生ダイオードとは別に、ノードＮＤから第１電源端子に向かう方向を順方向とするダイオードがトランジスタＴｒＨに並列接続されていても良く、トランジスタＴｒＬの寄生ダイオードとは別に、第２電源端子からノードＮＤに向かう方向を順方向とするダイオードがトランジスタＴｒＬに並列接続されていても良い。

駆動制御信号生成回路５２は、極性検出信号Ｓａとトルク指令信号Ｔｒｑ^＊に基づいて駆動制御信号（ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ、ＤＲＶｗ）を生成するようにしているが、ＳＰＭ１３にて発生されるべきトルクが予め定まっているようなケースでは、トルク指令信号Ｔｒｑ^＊は不要となりうる。

ＳＰＭ１３が３相分のコイルにて構成される例を上述したが、ＳＰＭ１３が３相とは異なる複数相分のコイルにて構成されることがあっても良い。

ドライバＩＣ３０の各構成要素は半導体集積回路の形態で形成され、当該半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置が構成される。但し、複数のディスクリート部品を用いてドライバＩＣ３０内の回路と同等の回路を構成するようにしても良い。また、ＳＰＭドライバ３３単体を半導体集積回路の形態で形成し、当該半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置を構成するようにいても良い。

上述の実施形態では、ＨＤＤ装置１のＳＰＭ１３に対するモータドライバ装置（ドライバＩＣ３０）に本発明を適用する例を挙げているが、モータを駆動する任意のモータドライバ装置に本発明を広く適用可能であり、例えば空冷用のファンモータを駆動するためのモータドライバ装置に本発明を適用しても良い。

トランジスタＴｒＨがＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴにて構成されるように各ハーフブリッジ回路を変形しても良い。トランジスタＴｒＬをＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴにすることも可能ではある。

上述の各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述されたトランジスタを、上述の主旨を損なわない態様で、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。

＜＜本発明の考察＞＞
上述の実施形態にて具体化された本発明について考察する。

本発明に係る一側面に係るモータドライバ装置Ｗ_Ａは、複数相分のコイルを有して構成されるブラシレス直流モータをスイッチング駆動するモータドライバ装置において、
所定相のコイルの一端に生じる端子電圧（例えばＶｕ）に基づき、前記所定相のコイルに流れる電流の極性反転タイミングを検出する検出部（５３）と、前記検出部の検出結果に基づき、パルス幅変調又はパルス密度変調された駆動制御信号を相ごとに生成する駆動制御信号生成部（５２）と、相ごとに前記駆動制御信号に応じた駆動電圧を、対応するコイルに対して供給する駆動電圧供給部（５１、５０ｕ、５０ｖ、５０ｗ）と、を備え、
前記駆動制御信号生成部は、検出済みの２以上の極性反転タイミングに基づいて検出予測区間（Ｐ_ＥＳＴ［ｎ］）を設定する予測処理部（５４）を有し、前記パルス幅変調による前記駆動制御信号の周波数（ＰＷＭ周波数）又は前記パルス密度変調による前記駆動制御信号の最小のパルス幅の逆数（ＰＤＭ周波数）を可変対象周波数とし、前記可変対象周波数を前記検出予測区間内において前記検出予測区間外よりも高める周波数可変制御を実行可能であることを特徴とする。

検出済みの２以上の極性反転タイミングに基づけば、次回の極性反転タイミングを予測して検出予測区間を設定することができ、検出予測区間内にて可変対象周波数を高めれば電流の極性検出の分解能（換言すれば極性反転タイミングの検出分解能）を高めることが可能となる。可変対象周波数を高めることで駆動制御信号の分解能低下が懸念されるが、周波数可変制御では検出予測区間外において可変対象周波数が相対的に低くされるため駆動制御信号の分解能低下は抑制される。

本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。

１ ＨＤＤ装置
１３ ＳＰＭ（スピンドルモータ）
１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ コイル
３３ ＳＰＭドライバ
５０ｕ、５０ｖ、５０ｗ ハーフブリッジ回路
５１ プリドライバ回路
５２ 駆動制御信号生成回路
５３ 電流極性検出回路
５４ 予測処理部
５５ 周波数制御部

Claims (10)

1. 複数相分のコイルを有して構成されるブラシレス直流モータをスイッチング駆動するモータドライバ装置において、
   所定相のコイルの一端に生じる端子電圧に基づき、前記所定相のコイルに流れる電流の極性反転タイミングを検出する検出部と、
   前記検出部の検出結果に基づき、パルス幅変調又はパルス密度変調された駆動制御信号を相ごとに生成する駆動制御信号生成部と、
   相ごとに前記駆動制御信号に応じた駆動電圧を、対応するコイルに対して供給する駆動電圧供給部と、を備え、
   前記駆動制御信号生成部は、検出済みの２以上の極性反転タイミングに基づいて検出予測区間を設定する予測処理部を有し、前記パルス幅変調による前記駆動制御信号の周波数又は前記パルス密度変調による前記駆動制御信号の最小のパルス幅の逆数を可変対象周波数とし、前記可変対象周波数を前記検出予測区間内において前記検出予測区間外よりも高める周波数可変制御を実行可能である
   ことを特徴とするモータドライバ装置。
2. 前記駆動制御信号生成部は、
   前記周波数可変制御において、前記可変対象周波数を前記検出予測区間外にて所定の第１周波数に設定する一方で前記検出予測区間内にて前記第１周波数よりも高い所定の第２周波数に設定し、
   前記検出予測区間の開始後、前記極性反転タイミングが検出されると、その検出を契機に前記可変対象周波数を前記第２周波数から前記第１周波数に戻す
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータドライバ装置。
3. 前記駆動制御信号生成部は、前記検出予測区間の開始後、前記極性反転タイミングが検出されずに前記検出予測区間が終了すると、その終了を契機に前記可変対象周波数を前記第２周波数から前記第１周波数に戻す
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータドライバ装置。
4. 前記駆動制御信号生成部は、前記検出予測区間の設定後、設定された前記検出予測区間が開始される前に前記極性反転タイミングが検出された場合、当該検出予測区間において前記可変対象周波数を前記第１周波数に維持する
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載のモータドライバ装置。
5. 前記駆動電圧供給部は、前記駆動制御信号に応じたパルス列から成り且つ所定のデッドタイムが挿入された電圧を前記駆動電圧として相ごとに生成し、
   前記検出部は、前記駆動電圧の供給を受けて前記所定相のコイルの一端に生じる前記端子電圧のパルス幅と、前記所定相に対して生成された前記駆動制御信号のパルス幅との関係に基づき、前記極性反転タイミングを検出する
   ことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のモータドライバ装置。
6. 前記駆動電圧供給部は、互いに直列接続されたハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタから成るハーフブリッジ回路を相ごとに有して、相ごとに前記ハイサイドトランジスタ及び前記ローサイドトランジスタ間の接続ノードから対応するコイルに対し前記駆動電圧を供給し、
   各相において前記デッドタイムでは前記ハイサイドトランジスタ及び前記ローサイドトランジスタが共にオフ状態とされる
   ことを特徴とする請求項５に記載のモータドライバ装置。
7. 前記駆動電圧供給部は、互いに直列接続されたハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタから成るハーフブリッジ回路を相ごとに有して、相ごとに前記ハイサイドトランジスタ及び前記ローサイドトランジスタ間の接続ノードから対応するコイルに対し前記駆動電圧を供給し、
   少なくとも前記所定相について、前記ハイサイドトランジスタがオフ状態であるか否かを検出するハイサイドオフ検出回路、前記ローサイドトランジスタがオフ状態であるか否かを検出するローサイドオフ検出回路、及び、前記ハイサイドトランジスタ及び前記ローサイドトランジスタ間の接続ノードの電圧を所定電圧と比較する電圧比較回路が、当該モータドライバ装置に設けられ、
   前記検出部は、前記ハイサイドオフ検出回路の検出結果、前記ローサイドオフ検出回路の検出結果及び前記電圧比較回路の比較結果に基づき、前記極性反転タイミングを検出する
   ことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のモータドライバ装置。
8. 前記予測処理部は、検出済みの２以上の極性反転タイミングに基づき、検出前の極性反転タイミングが到来するタイミングを予測して、予測タイミングを含む区間を前記検出予測区間として設定する
   ことを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載のモータドライバ装置。
9. 磁気ディスク装置の磁気ディスクを回転させるスピンドルモータを前記ブラシレス直流モータとしてスイッチング駆動する
   ことを特徴とする請求項１〜８の何れかに記載のモータドライバ装置。
10. 請求項１〜９の何れかに記載のモータドライバ装置を形成する半導体装置であって、
    前記モータドライバ装置は集積回路を用いて形成される
    ことを特徴とする半導体装置。

Images