JP2019147246A - 液体吐出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動信号の波形精度の高くし、液体の吐出精度の低下を抑える。【解決手段】駆動回路１２２ａは、元駆動信号Ｃａの電圧と駆動信号Ｃｏｍ−Ａの帰還信号の電圧とを比較するコンパレーター１２０４と、トランジスター２３１および２３２と、トランジスター２３１へのゲート信号Ｇｐおよびトランジスター２３２へのゲート信号Ｇｎを生成する制御信号生成回路１２６と、を有する。制御信号生成回路１２６は、トランジスター２３１および２３２が交互にオンするように制御するとともに、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧の振動中心値の変化に応じて、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧の振動幅を切り替える。【選択図】図７

Description

本発明は、例えば液体吐出装置に関する。

液体吐出装置の一例としては、インクを吐出して画像や文書を印刷するインクジェットプリンターが知られている。インクジェットプリンターでは、インクを吐出させるために圧電素子（例えばピエゾ素子）が用いられ、圧電素子は、プリントヘッドにおいて複数のノズルのそれぞれに対応して設けられる。圧電素子の各々が駆動信号にしたがって駆動されることにより、ノズルから所定のタイミングで所定量のインクが吐出されて、ドットが形成される。圧電素子は、電気的にみればキャパシターのような容量性負荷であるので、各ノズルの圧電素子を動作させるためには十分な電流を供給する必要がある。

このため、インクジェットプリンターは、駆動信号の元となる元駆動信号を増幅回路で増幅し、駆動信号としてプリントヘッドに供給して、圧電素子を駆動する構成となっている。増幅回路としては、元駆動信号をＡＢ級などで電流増幅する方式（リニア増幅方式、例えば、特許文献１参照）が挙げられる。
ただし、リニア増幅方式では消費電力が大きく、エネルギー効率が悪いので、近年では、Ｄ級増幅方式について提案されている（例えば、特許文献２参照）。Ｄ級増幅方式は、端的にいえば、元駆動信号をパルス変調するとともに、電源電圧間において直列に挿入されたハイサイドトランジスターおよびローサイドトランジスターを該パルス変調した信号にしたがってスイッチングし、このスイッチングによる出力信号をローパスフィルターで濾波することで、元駆動信号を増幅する、というものである。

Ｄ級増幅方式では、リニア増幅方式と比較してエネルギー効率が高いものの、ローパスフィルターで消費される電力が無視できない。このため、消費電力をさらに改善する目的で、新たな方式の駆動回路が提案されている（特許文献３参照）。

特開２００９−１９０２８７号公報 特開２０１０−１１４７１１号公報 特開２０１７−１４９０６４号公報

しかしながら、上記新たな方式の駆動回路では、消費電力を改善できるものの、高速印刷や高精細印刷の要求に応えるために、ノズル数（圧電素子数）が大幅に増加する場合には、駆動信号の波形精度が悪化して、液体の吐出精度が低下する、という課題があった。

上記課題の一つを解決するために、本発明の一態様に係る液体吐出装置は、ノズルと、駆動信号が印加されることにより変位する圧電素子と、を含み、前記圧電素子の変位により前記ノズルから液体を吐出するプリントヘッドと、元駆動信号の電圧と前記駆動信号が帰還された信号である帰還信号の電圧とを比較するコンパレーターと、第１トランジスターおよび第２トランジスターを含み、前記駆動信号を出力するトランジスター対と、前記コンパレーターの出力信号が入力され、前記第１トランジスターのスイッチング動作を制御する第１制御信号及び前記第２トランジスターのスイッチング動作を制御する第２制御信号を、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンするように生成する制御信号生成回路と、を備え、前記駆動信号は、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンして、前記駆動信号の電圧が上昇する第１領域と、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンして、前記駆動信号の電圧が下降する第２領域と、前記第１領域と前記第２領域との間であって、前記第２領域に続く第３領域と、前記第１領域と前記第２領域との間であって、前記第１領域に続く第４領域と、を有し、前記第１領域または前記第２領域における前記駆動信号の電圧の第１振動幅は、前記第３領域または前記第４領域における前記駆動信号の電圧の第２振動幅よりも大きい、ことを特徴とする。

上記一態様に係る液体吐出装置では、元駆動信号の電圧と駆動信号の帰還信号の電圧との比較結果に基づいて、第１トランジスターおよび第２トランジスターが交互にオンするので、駆動信号の電圧が上昇と下降を交互に繰り返す、すなわち、振動することになる。ここで、帰還信号の電圧が元駆動信号の電圧よりも高くなると速やかに第２トランジスターがオンして、駆動信号の電圧が下降し、帰還信号の電圧が元駆動信号の電圧よりも低くなると速やかに第１トランジスターがオンして駆動信号の電圧が上昇する。したがって、上記一態様に係る液体吐出装置によれば、元駆動信号に対する駆動信号の電圧追従性が高まるので、駆動信号の波形精度とともに、液体の吐出精度を向上させることができる。
さらに、駆動信号の電圧が下降する第１領域（または上昇する第２領域）からほぼ一定となる第３領域（または第４領域）に転じるときに、振動幅が小さくなるので、振動幅を変化させない構成と比較して、駆動信号の波形精度をさらに向上させることができる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記制御信号生成回路は、前記第１制御信号を生成する第１論理回路群と、前記第２制御信号を生成する第２論理回路群と、を有し、前記駆動信号の電圧が前記第１領域または前記第２領域にある場合における前記第１論理回路群における入出力特性は、前記駆動信号の電圧が前記第３領域または前記第４領域にある場合における前記第１論理回路群における入出力特性と異なり、前記駆動信号の電圧が前記第１領域または前記第２領域にある場合における前記第２論理回路群における入出力特性は、前記駆動信号の電圧が前記第３領域または前記第４領域にある場合における前記第２論理回路群における入出力特性と異なる構成としてもよい。
コンパレーターの出力信号の電圧変化に対して第１トランジスターおよび第２トランジスターが双方ともにオフとなる電圧範囲を不感帯と表現した場合、上記構成について具体的には、駆動信号の電圧が第１領域または第２領域にある場合の不感帯を、駆動信号の電圧が第３領域または第４領域にある場合の不感帯よりも大きくなるように、第１論理回路群が第１制御信号を生成し、第２論理回路群が第２制御信号を生成してもよい。
この構成によれば、駆動信号の波形精度が高まり、液体の吐出精度を向上させるための制御信号生成回路が実現できる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記制御信号生成回路は、前記コンパレーターの入力信号の反転信号を出力する第１インバーターと、前記コンパレーターの入力信号の反転信号を出力する第２インバーターと、前記第１インバーターにおける第１閾値は、
前記駆動信号の電圧が前記第１領域または前記第２領域にある場合と、前記第３領域または前記第４領域にある場合とで異なり、前記第２インバーターにおける第２閾値は、前記駆動信号の電圧が前記第１領域または前記第２領域にある場合と、前記第３領域または前記第４領域にある場合とで異なり、前記第１インバーターによる反転信号に基づいて前記第１制御信号が出力され、前記第２インバーターによる反転信号に基づいて前記第２制御信号が出力される構成としてもよい。
この構成において、制御信号生成回路は、駆動信号の電圧が第１領域または前記第２領域にある場合の不感帯を、駆動信号の電圧が第３領域または第４領域にある場合の不感帯よりも大きくなるように、第１論理回路群が第１制御信号を生成し、第２論理回路群が第２制御信号を生成する。この構成によれば、制御信号生成回路を集積化して実現することができる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記第１振動幅は、前記第１領域または前記第２領域において前記第１トランジスターがオンしたときの前記駆動信号の電圧極大値と、続いて前記第２トランジスターがオンしたときの前記駆動信号の電圧極小値との差であり、前記第２振動幅は、前記第３領域または前記第４領域において前記第１トランジスターがオンしたときの前記駆動信号の電圧極大値と、続いて前記第２トランジスターがオンしたときの前記駆動信号の電圧極小値との差である構成としてもよい。
振動幅については、駆動信号の電圧のうち、第１トランジスターのオンによる極大値同士を結んだ直線と、第２トランジスターのオンによる極小値同士を結んだ直線との電圧差でみることもできるが、簡易的には、第１トランジスターがオンしたときの駆動信号の電圧極大値と、続いて第２トランジスターがオンしたときの駆動信号の電圧極小値との差と同視することができる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記第４領域における前記駆動信号の電圧は、前記第３領域における前記駆動信号の電圧よりも高く、前記第３領域における第２振動幅は、前記第４領域における第２振動幅よりも小さい構成としてもよい。
圧電素子によっては、印加電圧が低い場合の方が、印加電圧が高い場合よりも、同じ電圧差での変位量が大きくなる（変位の効率がよい）場合がある。逆にいえば、このような圧電素子では、印加電圧が低い場合、わずかな電圧差でも変位量が大きくなるので、高い波形精度が要求される。この構成によれば、電圧が低い第３領域の振動幅は、電圧の高い第４領域での振動幅よりも小さいので、駆動信号の波形精度が高まり、液体の吐出精度を向上させることができる。

上記課題の一つを解決するために、本発明の別態様に係る液体吐出装置は、ノズルと、駆動信号が印加されることにより変位する圧電素子と、を含み、前記圧電素子の変位により前記ノズルから液体を吐出するプリントヘッドと、元駆動信号の電圧と前記駆動信号が帰還された信号である帰還信号の電圧とを比較するコンパレーターと、第１トランジスターおよび第２トランジスターを含み、前記元駆動信号の電圧が第１範囲にある場合に、前記駆動信号を出力する第１トランジスター対と、第３トランジスターおよび第４トランジスターを含み、前記元駆動信号の電圧が前記第１範囲よりも高い第２範囲にある場合に、前記駆動信号を出力する第２トランジスター対と、前記コンパレーターの出力信号が入力され、前記第１トランジスターまたは前記第３トランジスターのスイッチング動作を制御する第１制御信号及び前記第２トランジスターまたは前記第４トランジスターのスイッチング動作を制御する第２制御信号を、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが、または、前記第３トランジスターと前記第４トランジスターとが、交互にオンするように生成する制御信号生成回路と、を備え、前記元駆動信号の電圧が第１範囲にある場合における前記駆動信号の電圧の振動幅は、前記元駆動信号の電圧が第２範囲にある場合における前記駆動信号の電圧の振動幅よりも小さいことを特徴とする。
上記別態様に係る液体吐出装置によれば、上記一態様に係る液体吐出装置と同様に、元駆動信号に対する駆動信号の電圧追従性が高まるので、駆動信号の波形精度とともに、液体の吐出精度を向上させることができる。さらに、上記別態様に係る液体吐出装置によれば、上記一態様に係る液体吐出装置と比較して、コンパレーターや、制御信号生成回路における構成素子の耐圧が低くて済むので、素子サイズの肥大化などを抑制することができる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記第３領域における第２振動幅は、前記第４領域における第２振動幅よりも小さい構成としてもよい。
圧電素子によっては、印加電圧が低い場合の方が、印加電圧が高い場合よりも、同じ電圧差での変位量が大きくなる（変位の効率がよい）場合がある。逆にいえば、このような圧電素子では、印加電圧が低い場合、わずかな電圧差でも変位量が大きくなるので、高い波形精度が要求される。この構成によれば、電圧が低い第３領域の振動幅は、電圧の高い第４領域での振動幅よりも小さいので、駆動信号の波形精度が高められる結果、液体の吐出精度を向上させることができる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記元駆動信号の電圧が上昇する期間において、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンする構成としてもよい。
この構成によれば、駆動信号の電圧が元駆動信号の電圧に追従して上昇していくときに、帰還信号の電圧が元駆動信号の電圧よりも高くなると駆動信号の電圧が速やかに上昇から下降に転じ、帰還信号の電圧が元駆動信号の電圧よりも低くなると駆動信号の電圧が速やかに下降から上昇に転じるので、駆動信号に発生するリップルが低減される。したがって、上記構成では、駆動信号の波形精度が高まり、液体の吐出精度を向上させることができる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記元駆動信号の電圧が下降する期間において、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンする構成としてもよい。
この構成によれば、駆動信号の電圧が元駆動信号の電圧に追従して下降していくときに、帰還信号の電圧が元駆動信号の電圧よりも低くなると駆動信号の電圧が速やかに下降から上昇に転じ、帰還信号の電圧が元駆動信号の電圧よりも高くなると駆動信号の電圧が速やかに上昇から下降に転じるので、駆動信号に発生するリップルが低減される。したがって、上記構成では、駆動信号の波形精度が高まり、液体の吐出精度を向上させることができる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記元駆動信号の電圧が一定の期間において、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンする構成としてもよい。
この構成によれば、元駆動信号の電圧がほぼ一定であるとき、帰還信号の電圧が元駆動信号の電圧よりも高くなると駆動信号の電圧が速やかに上昇から下降に転じ、帰還信号の電圧が元駆動信号の電圧よりも低くなると駆動信号の電圧が速やかに下降から上昇に転じるので、駆動信号の電圧と元駆動信号の電圧に応じた所望の電圧との誤差が低減される。したがって、上記構成では、駆動信号の波形精度が高まり、液体の吐出精度を向上させることができる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記プリントヘッドは、１インチ当たり３００個以上の密度で並べられた６００個以上の前記ノズルを含む構成としてもよい。
ヘッドが１インチ当たり３００個以上の密度で並べられた６００個以上のノズルを含む構成では、駆動回路の負荷が増加して電流Ｉが大きくなるため、駆動信号には寄生インダクタンスＬと電流Ｉの変化率との積（Ｌ×ｄＩ／ｄｔ）に比例した大きさのノイズが重畳し、大きなリップルが発生しやすい状況になる。この構成による液体吐出装置では、元駆動信号の電圧が上昇又は下降する期間においても、元駆動信号の電圧に対する駆動信号の電圧の追従性が高いので、駆動される圧電素子の個数が多くなって負荷が大きくなっても、駆動信号に発生するリップルを小さく保つことができる。したがって、上記構成では、駆動信号の波形精度が高まり、液体の吐出精度を向上させることができる。

上記課題の一つを解決するために、本発明のさらに別の態様に係る液体吐出装置は、ノズルと、駆動信号が印加されることにより変位する圧電素子と、を含み、前記圧電素子の変位により前記ノズルから液体を吐出するプリントヘッドと、元駆動信号の電圧と前記駆動信号が帰還された信号である帰還信号の電圧とを比較するコンパレーターと、第１トランジスターおよび第２トランジスターを含み、前記駆動信号を出力するトランジスター対と、前記コンパレーターの出力信号が入力され、前記第１トランジスターのスイッチング動作を制御する第１制御信号及び前記第２トランジスターのスイッチング動作を制御する第２制御信号を、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンするように生成する制御信号生成回路と、を備え、前記駆動信号は、前記駆動信号の電圧の振動中心値が上昇する第１領域と、前記駆動信号の電圧の振動中心値が下降する第２領域と、前記第１領域と前記第２領域との間である第３領域と、前記第１領域の後であって、前記第３領域よりも電圧の振動中心値が高い第４領域と、を有し、前記第１領域または前記第２領域における前記駆動信号の電圧の第１振動幅は、前記第３領域または前記第４領域における前記駆動信号の電圧の第２振動幅よりも大きいことを特徴とする。
上記さらに別の態様に係る液体吐出装置によれば、上記一態様に係る液体吐出装置と同様に、元駆動信号に対する駆動信号の電圧追従性が高まるので、駆動信号の波形精度とともに、液体の吐出精度を向上させることができる。

実施形態に係るインクジェットプリンターを示す斜視図である。 インクジェットプリンターの内部構成を示す図である。 ノズル配列の一例を示す図である。 アクチュエーターモジュールの構成を示す断面図である。 インクジェットプリンターの電気的な構成を示すブロック図である。 駆動部およびプリントヘッドの構成を示すブロック図である。 駆動回路の構成を示す図である。 制御信号生成回路の構成の一例を示す図である。 駆動回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。 制御信号生成回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。 制御信号生成回路の動作を説明するための図である。 駆動信号等の波形を示す図である。 駆動信号の波形を一部拡大して示す図である。 駆動信号の波形を一部拡大して示す図である。 第１応用例に係る駆動回路の構成を示す図である。 第１応用例に係る駆動回路の動作を説明するための図である。 第２応用例に係る駆動回路の動作を説明するための図である。 第２応用例の駆動回路により生成される駆動信号の波形の一部拡大図である。 圧電素子における印加電圧−変位の特性の一例を示す図である。 制御信号生成回路における他の構成例を示す図である。 従来の駆動回路の動作を説明するための図である。 従来の駆動回路の構成を示す図である。 従来の駆動回路により生成される駆動信号の波形の一部拡大図である。 従来の駆動回路により生成される駆動信号の波形の一部拡大図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。なお、各図において、各部の寸法および縮尺は、実際のものと適宜に異ならせてある。また、以下に述べる実施の形態は、本発明の好適な具体例であるから、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、以下の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。

図１は、実施形態に係る液体吐出装置の一例であるインクジェットプリンター１の構成を示す図である。
このインクジェットプリンター１は、液体の一例であるインクを媒体Ｐに吐出することで、媒体Ｐの表面に画像を印刷する。媒体Ｐは、インクの吐出対象となる用紙やフィルムなどである。インクジェットプリンター１は、国際標準規格でＡ３以上の大判サイズの媒体Ｐに印刷が可能な印刷装置（ＬＦＰ：Large Format Printer）であり、図に示されるように、筐体１２と脚部１４とを有する。

筐体１２は、媒体Ｐの幅方向に相当するＸ方向に沿って長尺な構造体である。筐体１２には、本実施形態では、相異なる種類のインクを貯留する複数の液体容器１６が装着される。脚部１４は、筐体１２を所定の高さに支持する。
なお、複数の液体容器１６には、同種類のインクを貯留する構成としてもよい。

以下の説明では、鉛直方向、すなわち重力の作用方向をＺ方向と表記し、ＸＺ平面に垂直な方向、すなわち媒体Ｐの送り方向をＹ方向と表記する。また、図において、蓋部材２２は、Ｘ方向に平行な回転軸２３に軸支されたカバーであり、利用者は蓋部材２２を手動で開閉可能である。

図２は、インクジェットプリンター１の内部構成を示す図である。
この図に示されるように、インクジェットプリンター１の内部では、制御モジュール１０と、キャリッジ１８と、搬送機構８０と、移動機構９０とが収容される。キャリッジ１８には、本実施形態では、複数個のプリントヘッド３０からなるヘッドモジュール２０が搭載される。
制御モジュール１０は、外部のホストコンピューターから画像データが供給されたときに、該画像データで規定された画像を媒体Ｐに印刷するために、インクジェットプリンター１における各要素、具体的には、プリントヘッド３０、搬送機構８０、移動機構９０を制御する。

搬送機構８０は、媒体ＰをＹ方向に搬送する。具体的には、搬送機構８０は、回転軸がＸ方向に平行な搬送ローラー８１と、搬送ローラー８１を制御モジュール１０による制御のもとで回転させる駆動部（例えばモーター）８２とを具備する。なお、媒体Ｐが巻回されたロールを回転させて、筐体１２の内部に供給する機構としてもよいし、筐体１２から排出された媒体Ｐを巻取る機構としてもよい。

キャリッジ１８は、ヘッドモジュール２０を搭載し、移動機構９０によってＸ方向に沿って往復動する。具体的には、移動機構９０は、Ｘ方向に沿って架設された無端ベルト９４と、キャリッジ１８の移動をＸ方向とほぼ平行な方向に規制するガイド軸９６と、無端ベルト９４を制御モジュール１０による制御のもとで駆動する駆動部（例えばモーター）９２とを具備する。
なお、ヘッドモジュール２０には、制御モジュール１０から各種の駆動信号や制御信号などが、可撓性を有するＦＦＣ（Flexible Flat Cable）１９０を介して供給される。本実施形態に係るインクジェットプリンター１は、上述したように大判印刷に対応するので、キャリッジ１８の稼働領域が長大化する。
キャリッジ１８の稼働領域が長大化すると、ＦＦＣ１９０も長大化させる必要がある。本実施形態では、インクジェットプリンター１が印刷可能な媒体ＰのサイズをＡ３以上としているが、その上限値については７５インチを目途としている。媒体Ｐのサイズが７５インチを超えると、ＦＦＣ１９０における各配線のインピーダンス成分が大きくなりすぎて、駆動信号の電圧降下が大きくなり、印刷精度や印刷安定性が低下し、インクの誤吐出等が生じる可能性が高くなるためである。
また、ヘッドモジュール２０には、ＦＦＣ１９０のほか、液体容器１６から各色のインクがチューブを介して供給されるが、該チューブについては図示が省略されている。

図３は、ヘッドモジュール２０におけるインクの吐出面を媒体Ｐからみた場合の構成を示す図である。この図に示されるように、ヘッドモジュール２０は、Ｘ方向に沿って並んで配列した複数個のプリントヘッド３０を有する。１個のプリントヘッド３０は、媒体Ｐからみた場合に、Ｙ方向に長尺であり、Ｘ方向で離間する２列のノズル列Ｌ１、Ｌ２を有し、１つのノズル列Ｌ１またはＬ２は、Ｙ方向に沿ってピッチＰyにてノズルＮが配列する。
図の例では、ノズル列Ｌ１に属するノズルＮと、ノズル列Ｌ２に属するノズルＮとは、Ｙ方向の座標がピッチＰyのほぼ半分だけズレた構成となっているが、Ｙ方向の位置がほぼ一致するような配列でもよい。
１つのノズル列Ｌ１またはＬ２におけるノズルＮの個数をｍ（ｍは２以上の整数）とすると、１個のプリントヘッド３０において、ノズルＮの個数は「２ｍ」となる。

ここで、本実施形態では、実際には１つのノズル列Ｌ１またはＬ２におけるノズルＮは、１インチあたり３００個以上の密度で１インチ以上の長さで設けられる。このため、１個のプリントヘッド３０において、ノズルＮは、ノズル列Ｌ１およびＬ２の２列で６００個以上設けられることになる。

複数個のプリントヘッド３０には、例えばブラック、シアン、マゼンタ、イエローのうち１つの色が割り当てられ、１個のプリントヘッド３０は、割り当てられた一色のインクをノズルＮから吐出する。なお、１個のプリントヘッド３０におけるノズル列Ｌ１、Ｌ２において異なる色のインクがノズルＮから吐出される構成でもよい。

１個のプリントヘッド３０は、電気的にみれば、後述するように圧電素子等を含むアクチュエーターモジュールと、各圧電素子への駆動信号を選択するＩＣモジュールとに大別される。そこでまず、プリントヘッド３０におけるアクチュエーターモジュールについて説明する。

図４は、アクチュエーターモジュール４０の構造を示す断面図である。詳細には図３におけるプリントヘッド３０のうちアクチュエーターモジュールをｇ−ｇ線で破断した場合の断面（ＺＸ面にほぼ沿って破断した断面）を示す図である。
図４に示されるように、アクチュエーターモジュール４０では、流路基板４２のうち、Ｚ方向の負側の面上に圧力室基板４４と振動板４６と封止体５２と支持体５４とが設けられ、Ｚ方向の正側の面上にノズル板６２とコンプライアンス部６４とを設置した構造体である。アクチュエーターモジュール４０についても、プリントヘッド３０と同様に、概略的にはＹ方向に長尺な略平板状の部材であり、例えば接着剤を利用して互いに固定される。また、流路基板４２および圧力室基板４４は、例えばシリコンの単結晶基板で形成される。

ノズルＮは、ノズル板６２に形成される。図３で概略説明したように、プリントヘッド３０では、ノズル列Ｌ１に属するノズルＮと、ノズル列Ｌ２に属するノズルＮに対応する構造とは、Ｗ１方向にピッチＰyの半分だけシフトした関係にあるが、それ以外では、略対称に形成されるので、以下においてはノズル列Ｌ１に着目して説明することにする。

流路基板４２は、インクの流路を形成する平板材であり、開口部４２２と供給流路４２４と連通流路４２６とが形成される。供給流路４２４および連通流路４２６は、ノズル毎に形成され、開口部４２２は、同色のインクを吐出する複数のノズルにわたって連続するように形成される。

流路基板４２のうちＺ方向の負側の表面には、支持体５４が固定される。この支持体５４には、収容部５４２と導入流路５４４とが形成される。収容部５４２は、平面視で（すなわちＺ方向からみて）、流路基板４２の開口部４２２に対応した外形の凹部（窪み）であり、導入流路５４４は、収容部５４２に連通する流路である。
流路基板４２の開口部４２２と支持体５４の収容部５４２とを互いに連通させた空間が、液体貯留室（リザーバー）Ｓｒとして機能する。液体貯留室Ｓｒは、液体容器１６（図１参照）および導入流路５４４を通過したインクを貯留する。なお、液体貯留室Ｓｒは、インクの色毎に互いに独立して形成される場合もあるが、本実施形態では、説明の簡略化のため、１個のプリントヘッド３０（アクチュエーターモジュール４０）では、同色のインクを２ｍ個のノズルＮにわたって共通に貯留する。

この液体貯留室Ｓｒの底面を構成し、当該液体貯留室Ｓｒと内部流路とにおけるインクの圧力変動を抑制（吸収）する要素がコンプライアンス部６４である。コンプライアンス部６４は、例えばシート状に形成された可撓性の部材を含んで構成され、具体的には、流路基板４２における開口部４２２と各供給流路４２４とを閉塞するように流路基板４２の表面に固定される。

圧力室基板４４のうち流路基板４２とは反対側の表面に振動板４６が設置される。振動板４６は、弾性的に振動可能な平板状の部材であり、例えば酸化シリコン等の弾性材料で形成された弾性膜と、酸化ジルコニウム等の絶縁材料で形成された絶縁膜との積層で構成される。振動板４６と流路基板４２とは、圧力室基板４４の各開口部４４２の内側で互い間隔をあけて対向する。各開口部４４２の内側で流路基板４２と振動板４６とに挟まれた空間は、インクに圧力を付与する圧力室Ｓｃとして機能する。各圧力室Ｓｃは、流路基板４２の連通流路４２６を介してノズルＮに連通する。
振動板４６のうち圧力室基板４４とは反対側の表面には、ノズルＮ（圧力室Ｓｃ）に対応する圧電素子Ｐztが形成される。

圧電素子Ｐztは、振動板４６の面上に圧電素子Ｐzt毎に個別に形成された駆動電極７２と、当該駆動電極７２の面上に形成された圧電体７４と、当該圧電体７４の面上に形成された共通の駆動電極７６とを包含する。なお、駆動電極７２、７６によって圧電体７４を挟んで対向する領域が圧電素子Ｐztとして機能する。

圧電体７４は、例えば加熱処理（焼成）を含む工程で形成される。具体的には、複数の駆動電極７２が形成された振動板４６の表面に塗布された圧電材料を、焼成炉内での加熱処理により焼成してから圧電素子Ｐzt毎に成形（例えばプラズマを利用したミーリング）することで圧電体７４が形成される。

駆動電極７２の一部は、封止体５２および支持体５４から露出しており、この露出部分において、配線基板３４の一端が接着材で固着される。
配線基板３４は、ポリイミドなどの絶縁性および可撓性を有するベースフィルム３４２に、複数の配線３４４をパターニングしたものであって、図示省略した半導体チップが実装されている。なお、配線基板２４に半導体チップが実装された状態で、上記ＩＣモジュールが構成される。

また、駆動電極７２は、配線基板３４の配線３４４に電気的に接続され、この接続によって、圧電素子Ｐztの一端には、後述する駆動信号Ｖoutが個別に印加される構成となっている。
一方、駆動電極７６は、図４では詳細について示されていないが、複数の圧電素子Ｐztにわたって共通接続されるとともに、封止体５２および支持体５４から露出部分まで引き回されて、配線基板３４における別の配線３４４に電気的に接続される。この接続によって、複数の圧電素子Ｐztの他端には、後述する電圧ＶBSが共通に印加される構成となっている。

このような構成の圧電素子Ｐztにあっては、駆動電極７２、７６で印加された電圧に応じて、当該駆動電極７２、７６および振動板４６とともに、図４において、周辺に対して中央部分が両端部分に対して上または下方向に撓む。具体的には、本実施形態において圧電素子Ｐztへの印加電圧（電圧ＶBSに対する駆動信号Ｖoutの電圧）が低いと、上方向に撓み、印加電圧が高くなるにつれて、徐々にフラットに向かい、さらに印加電圧が高くなると、下方向に撓む構成となっている。

ここで、上方向に撓めば、圧力室Ｓｃの内部容積が拡大するので、インクが液体貯留室Ｓｒから引き込まれる一方、下方向に撓めば、圧力室Ｓｃの内部容積が縮小するので、縮小の程度によっては、インク滴がノズルＮから吐出される。
このように、圧電素子Ｐztに適切な駆動信号が印加されると、当該圧電素子Ｐztの変位によって、インクがノズルＮから吐出される構成となっている。

図５は、インクジェットプリンター１の電気的な構成を示すブロック図である。
この図に示されるように、インクジェットプリンター１は、制御モジュール１０にヘッドモジュール２０がＦＦＣ１９０を介して接続された構成となっている。

制御モジュール１０は、制御部１１０と、複数の駆動部１２０と、定電圧生成回路１３０とを含む。
制御部１１０は、ＣＰＵや、ＲＡＭ、ＲＯＭなどを有する一種のマイクロコンピューターであり、印刷対象となる画像データがホストコンピューター等から供給されたときに、所定のプログラムを実行して各部を制御するための各種の制御信号等を出力する。
駆動部１２０は、例えばプリントヘッド３０と一対一に対応して設けられる。
定電圧生成回路１３０は、電圧ＶBSの定電圧信号を生成して、ＦＦＣ１９０を介してヘッドモジュール２０に供給する。
なお、制御部１１０は、搬送機構８０および移動機構９０を制御するための信号も出力するが、その制御のための構成については既知であるので省略する。

インクジェットプリンター１では、駆動部１２０およびプリントヘッド３０の複数組が、移動機構９０によるキャリッジ１８の主走査および搬送機構８０による媒体Ｐの副走査に合わせてそれぞれ独立に制御される。
複数組の動作については、吐出されるインクの色および吐出タイミング以外に異なることがないので、以下においては便宜的に１組の駆動部１２０およびプリントヘッド３０について着目して説明することにする。

図６は、駆動部１２０およびプリントヘッド３０の１組分の構成を示すブロック図である。
駆動部１２０には、駆動回路１２２ａおよび１２２ｂが含まれる。
駆動回路１２２ａは、詳細には後述するが、制御部１１０から供給されるデータｄＡおよび信号Ｆltaに基づいて駆動信号Ｃｏｍ−Ａを生成する。データｄＡは、台形波形である駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧をデジタルで規定し、信号Ｆltaは、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇または下降させる場合に例えばＬレベルとなり、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を時間的に一定の状態（ほぼ一定とみなせる状態を含む）にさせる場合にＨレベルとなる。
駆動回路１２２ｂは、制御部１１０から供給されるデータｄＢおよび信号Ｆltbに基づいて駆動信号Ｃｏｍ−Ｂを生成する。データｄＢは、台形波形である駆動信号Ｃｏｍ−Ｂの電圧をデジタルで規定し、信号Ｆltbは、駆動信号Ｃｏｍ−Ｂの電圧を上昇または下降させる場合に例えばＬレベルとなり、駆動信号Ｃｏｍ−Ｂの電圧を時間的に一定にさせる場合にＨレベルとなる。

駆動回路１２２ａによって生成された駆動信号Ｃｏｍ−Ａと、駆動回路１２２ｂによって生成された駆動信号Ｃｏｍ−Ｂと、制御部１１０から供給された制御信号Ｃtrとは、ＦＦＣ１９０を介してプリントヘッド３０に供給される。なお、制御信号Ｃtrには、印刷信号ＳＩ、信号ＬＡＴ、ＣＨ、クロック信号等が含まれる。
このうち、印刷信号ＳＩは、インクの吐出による形成されるドットの大きさを、ノズルＮ毎に規定するデータである。本実施形態では、１つのノズルＮによって、ドットの大きさが、４段階で、すなわち大ドット、中ドット、小ドット、非記録（ドット無し）の４階調で規定される。このため、印刷信号ＳＩは、ノズルＮの１個に対して、２ビットで階調をするとして説明する。
また、信号ＬＡＴ、ＣＨは、プリントヘッド３０における印刷の制御期間やタイミング等を規定する信号である。

プリントヘッド３０には、アクチュエーターモジュール４０およびＩＣモジュール５０が含まれる。ＩＣモジュール５０は、選択制御部５１０と、圧電素子Ｐztに一対一に対応した選択部５２０と、を有する。
このうち、選択制御部５１０は、選択部５２０の各々における選択をそれぞれ制御する。詳細には、選択制御部５１０は、制御部１１０からクロック信号に同期して供給される印刷信号ＳＩを、プリントヘッド３０におけるノズルＮ（圧電素子Ｐzt）の個数である２ｍ個分だけ一旦蓄積するとともに、各選択部５２０に対し、信号ＬＡＴ、ＣＨで規定される印刷の制御期間毎に、蓄積した印刷信号ＳＩにしたがって駆動信号Ｃｏｍ−ＡまたはＣｏｍ−Ｂを選択させる。

選択部５２０は、選択制御部５１０による指示にしたがって、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ、Ｃｏｍ−Ｂのいずれかを選択し（または、いずれも選択せずに）、該選択した駆動信号をアクチュエーターモジュール４０における圧電素子Ｐztの一端（駆動電極７２、図４参照）に印加する。なお、選択部５２０によって選択されて、圧電素子Ｐztの一端に印加される駆動信号の電圧をＶoutと表記している。
このように駆動信号Ｃｏｍ−Ａ、Ｃｏｍ−Ｂは、ＦＦＣ１９０、ＩＣモジュール５０、アクチュエーターモジュール４０における配線や回路等を介して、圧電素子Ｐztの一端に印加される。
アクチュエーターモジュール４０では、上述したようにノズルＮ毎に圧電素子Ｐztが１個ずつ設けられる。圧電素子Ｐztの各々における他端である駆動電極７６は、共通接続されて、当該他端には定電圧生成回路１３０によって生成された電圧ＶBSが共通に印加される。

本実施形態において、１つのドットについては、１つのノズルＮからインクが最多で２回吐出されることで、大ドット、中ドット、小ドットおよび非記録の４階調が表現される。この４階調を表現するために、本実施形態では、２種類の駆動信号Ｃｏｍ−ＡおよびＣｏｍ−Ｂが用意されるとともに、駆動信号Ｃｏｍ−ＡおよびＣｏｍ−Ｂの１周期がそれぞれ前半期間と後半期間とに分けられている。そして、１周期のうち、前半期間および後半期間において駆動信号Ｃｏｍ−ＡまたはＣｏｍ−Ｂが、表現すべき階調に応じた選択されて（または選択されないで）、圧電素子Ｐztの一端に印加される構成となっている。
そこで、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ、Ｃｏｍ−Ｂについて説明し、この後、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）を生成する駆動回路１２２ａ（１２２ｂ）の詳細について説明する。

図９は、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ、Ｃｏｍ−Ｂの波形等を示す図である。なお、駆動回路１２２ａ（１２２ｂ）により実際に生成される駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）の電圧は、後述するように振動するので、ここで示される波形は、理想的なものである。
図９に示されるように、駆動信号Ｃｏｍ−Ａは、印刷周期Ｔａのうち、信号ＬＡＴが出力されてから信号ＣＨが出力されるまでの制御期間Ｔ１に配置された台形波形Ａｄｐ１と、印刷周期Ｔａのうち、信号ＣＨが出力されてから次の信号ＬＡＴが出力されるまでの制御期間Ｔ２に配置された台形波形Ａｄｐ２とが繰り返される波形となっている。
台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２とは、互いにほぼ同一の波形であり、仮にそれぞれが圧電素子Ｐztの一端である駆動電極７２に印加されたとしたならば、当該圧電素子Ｐztに対応するノズルＮから中程度の量のインクをそれぞれ吐出させる波形である。

駆動信号Ｃｏｍ−Ｂは、制御期間Ｔ１に配置された台形波形Ｂｄｐ１と、制御期間Ｔ２に配置された台形波形Ｂｄｐ２とが繰り返される波形となっている。
台形波形Ｂｄｐ１、Ｂｄｐ２とは、互いに異なる波形である。このうち、台形波形Ｂｄｐ１は、ノズルＮ付近のインクを微振動させてインクの粘度の増大を防止するための波形である。このため、仮に台形波形Ｂｄｐ１が圧電素子Ｐztの一端に印加されたとしても、当該圧電素子Ｐztに対応するノズルＮからインク滴が吐出されない。また、台形波形Ｂｄｐ２は、仮にそれが圧電素子Ｐztの一端に印加されたとしたならば、当該圧電素子Ｐztに対応するノズルＮから上記中程度の量よりも少ない小程度の量のインクを吐出させる波形である。
なお、ここでいう中程度、小程度は、相対的な概念であって、インクの量を絶対値で規定するものではない。

台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２、Ｂｄｐ１、Ｂｄｐ２の開始タイミングでの電圧と、終了タイミングでの電圧とは、いずれも電圧Ｖcenで共通である。すなわち、台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２、Ｂｄｐ１、Ｂｄｐ２の各々は、いずれも電圧Ｖcenで開始し、電圧Ｖcenで終了する波形となっている。
また、便宜的に台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２の電圧の最大値をＶmaxと表記し、台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２の電圧の最小値をＶminと表記している。

印刷信号ＳＩによって、あるノズルＮについて大ドットの形成が指定された場合、該ノズルＮに対応する選択部５２０では、例えば制御期間Ｔ１およびＴ２において駆動信号Ｃｏｍ−Ａを選択するように選択制御部５１０が制御する。この制御によって選択された台形波形Ａｄｐ１および台形波形Ａｄｐ２が圧電素子Ｐztの一端に印加されると、当該圧電素子Ｐztに対応したノズルＮから、中程度の量のインクが２回にわけて吐出される。このため、媒体Ｐにはそれぞれのインクが着弾し合体して、結果的に、印刷信号ＳＩで規定される通りの大ドットが形成されることになる。
印刷信号ＳＩによって、あるノズルＮについて中ドットの形成が指定された場合、該ノズルＮに対応する選択部５２０では、例えば制御期間Ｔ１において駆動信号Ｃｏｍ−Ａを選択するように、続く制御期間Ｔ２において駆動信号Ｃｏｍ−Ｂを選択するように、選択制御部５１０がそれぞれ制御する。この制御によって選択された台形波形Ａｄｐ１および台形波形Ｂｄｐ２が圧電素子Ｐztの一端に印加されると、当該圧電素子Ｐztに対応したノズルＮから、中程度および小程度の量のインクが２回にわけて吐出される。このため、媒体Ｐには、それぞれのインクが着弾して合体し、結果的に、印刷信号ＳＩで規定された通りの中ドットが形成されることになる。
印刷信号ＳＩによって、あるノズルＮについて小ドットの形成が指定された場合、該ノズルＮに対応する選択部５２０では、例えば制御期間Ｔ１において駆動信号Ｃｏｍ−Ａおよび駆動信号Ｃｏｍ−Ｂのいずれも選択せず、続く制御期間Ｔ２において駆動信号Ｃｏｍ−Ｂを選択するように、選択制御部５１０が制御する。この制御によって選択された台形波形Ｂｄｐ２のみが圧電素子Ｐztの一端に印加されると、当該圧電素子Ｐztに対応したノズルＮから、小程度の量のインクが１回だけ吐出される。このため、媒体Ｐには、結果的に、印刷信号ＳＩで規定された通りの小ドットが形成されることになる。
なお、駆動信号Ｃｏｍ−Ａおよび駆動信号Ｃｏｍ−Ｂのいずれも選択されない場合、圧電素子Ｐztの一端は、電気的にどの部分にも接続されない状態になるが、圧電素子Ｐztでは、自己が有する容量性によって電圧（Ｖcen−ＶBS）が保持されるので、不定とはならない。
印刷信号ＳＩによって、あるノズルＮについて非記録が指定された場合、該ノズルＮに対応する選択部５２０では、例えば制御期間Ｔ１において駆動信号Ｃｏｍ−Ｂを選択するように、続く制御期間Ｔ２において駆動信号Ｃｏｍ−Ａおよび駆動信号のいずれも選択しないように、選択制御部５１０が制御する。この制御によって台形波形Ｂｄｐ１のみが圧電素子Ｐztの一端に印加されると、ノズルＮ付近のインクが微振動するのみであり、インクは吐出されないので、結果的に、印刷データＳＩで規定された通りの非記録になる。
なお、制御部１１０は、信号ＦltaおよびＦltbを上述したように論理レベルで出力する点は、上述した通りである。

次に、駆動回路１２２ａ、１２２ｂの詳細について説明する。

図７は、駆動回路１２２ａおよび１２２ｂ等の構成を示す図である。
この図に示されるように、駆動回路１２２ａは、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）１２０２と、コンパレーター１２０４と、制御信号生成回路１２６と、ハイサイドのトランジスター２３１と、ローサイドのトランジスター２３２と、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２とを含む。
ＤＡＣ１２０２は、制御部１１０から供給されたデータｄＡを、アナログの元駆動信号Ｃａに変換する。ここで、駆動回路１２２ａは、元駆動信号Ｃａの電圧を例えば１０倍に増幅して、ノードＵ１から駆動信号Ｃｏｍ−Ａとして出力する。

元駆動信号Ｃａは、コンパレーター１２０４の負入力端（−）に供給される。コンパレーター１２０４の正入力端（＋）には、駆動信号Ｃｏｍ−Ａを、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２によって電圧増幅率の逆比である１／１０に降圧した信号が帰還される。すなわち、コンパレーター１２０４の正入力端（＋）には、ノートＵ１から出力される駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を１／１０に降圧した信号が帰還信号として帰還される。

コンパレーター１２０４は、正入力端（＋）の電圧が負入力端（−）の電圧以上であれば、Ｈレベルの信号Ｃｍｐを出力し、正入力端（＋）の電圧が負入力端（−）の電圧未満であれば、Ｌレベルの信号Ｃｍｐを出力する。
制御信号生成回路１２６は、詳細については後述するが、トランジスター２３１のスイッチング動作を制御するゲート信号（第１制御信号）Ｇｐと、トランジスター２３２のスイッチング動作を制御するゲート信号（第２制御信号）Ｇｎとを、信号Ｃｍｐおよび信号Ｆltaに基づいて生成する。

トランジスター（第１トランジスター）２３１およびトランジスター（第２トランジスター）２３２によってトランジスター対が構成される。このうち、ハイサイドのトランジスター２３１は、例えばＰチャネル型の電界効果トランジスターであり、ソース端子には電源の高位側電圧Ｖ_Ｄが印加され、ゲート端子にはゲート信号Ｇｐが供給されている。ローサイドのトランジスター２３２は、例えばＮチャネル型の電界効果トランジスターであり、ゲート端子にはゲート信号Ｇｎが供給され、ソース端子が電源の低位側となるグランドＧndに接地されている。
トランジスター２３１および２３２のドレイン端子同士は、ノードＵ１に接続されており、該ノードＵ１から駆動信号Ｃｏｍ−Ａが出力される。

なお、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの最高電圧は例えば４０Ｖ（ボルト）程度であるので、トランジスター対の電源の高位側電圧Ｖ_Ｄは例えば４２Ｖ程度である。
このため、図７におけるコンパレーター１２０４および制御信号生成回路１２６の電源は、特に図示しないが、高位側が電圧Ｖ_Ｄとなっている。
また、上述したように、駆動回路１２２ａでは、元駆動信号Ｃａが電圧１０倍に増幅して駆動信号Ｃｏｍ−Ａとして出力する構成としているので、元駆動信号Ｃａの電圧範囲は０〜４．２Ｖ程度である。

駆動回路１２２ｂについても、供給される信号および出力される信号以外、駆動回路１２２ａと同様である。詳細には、駆動回路１２２ｂは、制御部１１０から供給されたデータｄＢをＤＡＣ１２０２によってアナログの元駆動信号Ｃｂに変換し、元駆動信号Ｃｂを電圧１０倍に増幅して駆動信号Ｃｏｍ−Ｂとして出力する構成となっている。
駆動回路１２２ａによる駆動信号Ｃｏｍ−Ａと、駆動回路１２２ｂによる駆動信号Ｃｏｍ−Ｂとは、ＦＦＣ１９０を介して、プリントヘッド３０に供給されるが、図７において、ＦＦＣ１９０等の寄生インダクタンスをＬと表記している。

図８は、駆動回路１２２ａにおける制御信号生成回路１２６の一例を示す図である。図８に示されるように、制御信号生成回路１２６は、第１論理回路群ＪＬ１と、第２論理回路群ＪＬ２と、スイッチＳｗとを含む。

このうち、第１論理回路群ＪＬ１は、２つのバッファ回路Ｂ１、Ｂ２を有する。バッファ回路Ｂ１は、コンパレーター１２０４による信号Ｃｍｐを反転するインバーター（ＮＯＴ回路）１２６１と、該インバーター１２６１による反転信号を再反転して信号Ｐ１として出力するインバーター１２６２とを含み、バッファ回路Ｂ２は、信号Ｃｍｐを反転するインバーター１２６３と、該インバーター１２６３による反転信号を再反転して信号Ｐ２として出力するインバーター１２６４とを含む。

第２論理回路群ＪＬ２は、２つのバッファ回路Ｂ３、Ｂ４を有する。バッファ回路Ｂ３は、信号Ｃｍｐを反転するインバーター１２６５と、該インバーター１２６５による反転信号を再反転して信号Ｎ１として出力するインバーター１２６６とを含み、バッファ回路Ｂ４は、信号Ｃｍｐを反転するインバーター１２６７と、該インバーター１２６７による反転信号を再反転して信号Ｎ２として出力するインバーター１２６８とを含む。

スイッチＳｗは、入力端ａ、ｂおよび共通接続端ｃを有する双投スイッチを、２極有する。スイッチＳｗの極の各々において、共通接続端ｃには、信号ＦltaがＨレベルであれば入力端ａが接続され、信号ＦltaがＬレベルであれば入力端ｂが接続される。
２極のうちの一方の極においては、入力端ａに信号Ｐ１が供給され、入力端ｂに信号Ｐ２が供給され、共通出力端ｃがトランジスター２３１のゲート端子に接続される。また、２極のうちの他方の極においては、入力端ａに信号Ｎ１が供給され、入力端ｂに信号Ｎ２が供給され、共通出力端ｃがトランジスター２３２のゲート端子に接続される。
したがって、制御信号生成回路１２６では、信号ＦltaがＨレベルであれば、ゲート信号Ｇｐとして信号Ｐ１が出力され、ゲート信号Ｇｎとして信号Ｎ１が出力される。また、制御信号生成回路１２６では、信号ＦltaがＬレベルであれば、ゲート信号Ｇｐとして信号Ｐ２が出力され、ゲート信号Ｇｎとして信号Ｎ２が出力される。

バッファ回路Ｂ１〜Ｂ４の各々は、入力である信号Ｃｍｐと同じレベルの論理信号を出力する動作（バッファリング）を実行するものである。ただし、バッファ回路Ｂ１〜Ｂ４では、信号Ｃｍｐの電圧変化に対し、同じ論理レベルとなるように切り替わる電圧の基準（閾値）が異なっている。

図１０および図１１は、信号Ｃｍｐの電圧変化に対して信号Ｐ１、Ｎ１、Ｐ２、Ｎ２の論理レベルがどのように変化を示す図である。なお、図１０は、横軸を時間とし、図１１は、横軸を信号Ｃｍｐの電圧としている。
これらの図において、Ｂ１_thは、バッファ回路Ｂ１における閾値であり、Ｂ２_thは、バッファ回路Ｂ２における閾値であり、Ｂ３_thは、バッファ回路Ｂ３における閾値であり、Ｂ４_thは、バッファ回路Ｂ４における閾値である。本実施形態では、各閾値の高低関係が次のように設定されている。
Ｂ２_th＜Ｂ１_th＜Ｂ３_th＜Ｂ４_th

このように閾値が設定されていると、信号ＣｍｐがＨレベルに相当する電圧Ｖ_ＤからＬレベルに相当するグランドＧnd（電圧ゼロ）まで徐々に下降する場合に、バッファ回路Ｂ１〜Ｂ４の出力信号がＨレベルからＬレベルに変化する順番は、
信号Ｎ２→信号Ｎ１→信号Ｐ１→信号Ｐ２
となる。
逆に、信号ＣｍｐがＬレベルに相当する電圧ゼロからＨレベルに相当する電圧Ｖ_Ｄまで徐々に上昇する場合に、バッファ回路Ｂ１〜Ｂ４の出力信号がＬレベルからＨレベルに変化する順番は、
信号Ｐ２→信号Ｐ１→信号Ｎ１→信号Ｎ２
となる。

トランジスター２３１は、信号Ｐ１またはＰ２がＬレベルであればオンし、トランジスター２３２は、信号Ｎ１またはＮ２がＨレベルであればオンする。
信号ＦltaがＨレベルであれば、トランジスター２３１のゲート信号Ｇｐが信号Ｐ１となり、トランジスター２３２のゲート信号Ｇｎが信号Ｎ１となる。
したがって、信号ＦltaがＨレベルであって、信号ＣｍｐがＨレベルからＬレベルに徐々に下降する場合、信号Ｎ１がＬレベルになってトランジスター２３２がオフした後に、信号Ｐ１がＬレベルになってトランジスター２３１がオンすることになる。一方、信号ＣｍｐがＬレベルからＨレベルに徐々に上昇する場合、信号Ｐ１がＨレベルになってトランジスター２３１がオフした後に、信号Ｎ１がＨレベルになってトランジスター２３２がオンすることになる。
また、信号ＦltaがＬレベルであれば、トランジスター２３１のゲート信号Ｇｐが信号Ｐ２となり、トランジスター２３２のゲート信号Ｇｎが信号Ｎ２となる。
したがって、信号ＦltaがＬレベルであって、信号ＣｍｐがＨレベルからＬレベルに徐々に下降する場合、信号Ｎ２がＬレベルになってトランジスター２３２がオフした後に、信号Ｐ２がＬレベルになってトランジスター２３１がオンすることになる。一方、信号ＦltaがＬレベルであって、信号ＣｍｐがＬレベルからＨレベルに徐々に上昇する場合、信号Ｐ２がＨレベルになってトランジスター２３１がオフした後に、信号Ｎ２がＨレベルになってトランジスター２３２がオンすることになる。

このため、本実施形態では、信号Ｃｍｐの電圧が変化する場合においては、信号Ｆltaの論理レベルにかかわらず、トランジスター２３１または２３２の一方がオンからオフに切り替わった後に、他方がオフからオンに切り替わり、かつ、トランジスター２３１、２３２が同時にオンになることはない。
換言すれば、信号Ｃｍｐの論理レベルが変化する場合において、トランジスター２３１および２３２のいずれもがオフする状態が存在する。トランジスター２３１および２３２のいずれもがオフする状態では、ノードＵ１における電圧（駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧）が上昇方向にも下降方向にも制御されないことを意味する。このため、トランジスター２３１および２３２のいずれもがオフする信号Ｃｍｐの電圧範囲を、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御されない（できない）範囲という意味で不感帯（またはデッドバンド）と称することにする。
なお、本実施形態では、トランジスター２３１、２３２が同時にオンすることがないので、貫通電流が流れてしまうことが防止される。

バッファ回路Ｂ１〜Ｂ４における閾値は上記のように設定されているので、信号ＦltaがＨレベルである場合の不感帯Ｄb_Ｈは、信号ＦltaがＬレベルである場合の不感帯Ｄb_Ｌに含まれ、かつ、電圧範囲よりも狭くなる。

なお、図１０は、横軸を時間として、信号Ｃｍｐの電圧変化に対して信号Ｐ１、Ｎ１、Ｐ２、Ｎ２の論理レベルがどのように変化を示すための図であって、本実施形態において、信号Ｃｍｐが実際に図に示されるように変化することを意味しているわけではない。

図１２は、駆動回路１２２ａの動作を説明するための各部における電圧波形を示す図である。
上述したように、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（元駆動信号Ｃａ）は、印刷周期Ｔａにおいて２つの同じ台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２が繰り返された波形であるので、台形波形Ａｄｐ１で代表させて説明することにする。また、駆動信号Ｃｏｍ−Ａは、元駆動信号Ｃａの電圧を１０倍に増幅した関係にあるので、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧Ｖcen、Ｖmax、Ｖminは、元駆動信号Ｃａでは、それぞれ電圧Ｖcen／１０、Ｖmax／１０、Ｖmin／１０に対応することになる。

図１２において、期間Ｋ１は、元駆動信号Ｃａが、電圧Ｖcen／１０から電圧Ｖmin／１０まで下降する期間であり、該期間Ｋ１に続く期間Ｋ２は、元駆動信号Ｃａが電圧Ｖmin／１０で一定となる期間であり、該期間Ｋ２に続く期間Ｋ３は、元駆動信号Ｃａが電圧Ｖmin／１０から電圧Ｖmax／１０まで上昇する期間である。また、該期間Ｋ３に続く期間Ｋ４は、元駆動信号Ｃａが電圧Ｖmax／１０で一定となる期間であり、該期間Ｋ４に続く期間Ｋ５は、元駆動信号Ｃａが電圧Ｖmax／１０から電圧Ｖcen／１０まで下降する期間であり、該期間Ｋ５に続く期間Ｋ６は、元駆動信号Ｃａが電圧Ｖcen／１０で一定となる期間である。

まず、期間Ｋ１は、元駆動信号Ｃａの電圧下降期間であるので、信号ＦltaがＬレベルとなる。このため、ゲート信号Ｇｐは信号Ｐ２となり、ゲート信号Ｇｎは信号Ｎ２となる。
ここで、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を１／１０に分圧した電圧、すなわち帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧よりも低いと仮定する。この仮定において、信号ＣｍｐはＬレベルとなるので、信号Ｐ２、Ｎ２がともにＬレベルとなる。このため、トランジスター２３１はオンし、トランジスター２３２がオフするので、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇させる制御が実行される。
駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇させる制御の結果、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧よりも高くなる過程では、信号ＣｍｐがＬレベルからＨレベルに上昇する。この上昇過程では、上述したように、信号Ｐ２がＨレベルになってトランジスター２３１がオフした後、信号Ｎ２がＨレベルになってトランジスター２３２がオンするので、今度は、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を下降させる制御が実行される。
駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を下降させる制御の結果、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧よりも低くなる過程では、信号ＣｍｐはＨレベルからＬレベルに下降する。この下降過程では、上述したように、信号Ｎ２がＬレベルになってトランジスター２３２がオフした後、信号Ｐ２がＬレベルになってトランジスター２３１がオンするので、再び、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇させる制御が実行される。
結局、期間Ｋ１では、トランジスター２３１および２３２の交互オンを繰り返すことによって、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧下降に追従するように制御される。このような制御の結果、期間Ｋ１では、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が、元駆動信号Ｃａの１０倍した目標電圧に対して振動しながら、下降することになる。

期間Ｋ２は、元駆動信号Ｃａが電圧Ｖmin／１０で一定となる期間であるので、信号ＦltaがＨレベルとなる。このため、ゲート信号Ｇｐは信号Ｐ１となり、ゲート信号Ｇｎは信号Ｎ１となる。
帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧よりも低い場合、信号ＣｍｐはＬレベルとなるので、信号Ｐ１、Ｎ１がともにＬレベルとなる。このため、トランジスター２３１はオンし、トランジスター２３２がオフするので、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇させる制御が実行される。
駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇させる制御により、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧よりも高くなる過程では、信号ＣｍｐがレベルからＨレベルに上昇する。この上昇過程では、上述したように、信号Ｐ１がＨレベルになってトランジスター２３１がオフした後、信号Ｎ１がＨレベルになってトランジスター２３２がオンするので、今度は、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を下降させる制御が実行される。
駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を下降させる制御により、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧よりも低くなる過程では、信号ＣｍｐはＨレベルからＬレベルに下降する。この下降過程では、信号Ｎ１がＬレベルになってトランジスター２３２がオフした後、信号Ｐ１がＬレベルになってトランジスター２３１がオンするので、再び、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇させる制御が実行される。
結局、期間Ｋ２では、トランジスター２３１および２３２の交互オンを繰り返すことによって、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧Ｖmin／１０で一定となるように制御される。このような制御の結果、期間Ｋ２では、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が、目標電圧Ｖminに対して振動しながら、おおよそ一定に保たれる。

期間Ｋ３は、元駆動信号Ｃａの電圧上昇期間であるので、信号ＦltaがＬレベルとなる。このため、ゲート信号Ｇｐは信号Ｐ２となり、ゲート信号Ｇｎは信号Ｎ２となる。
ここで、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧よりも低い場合、信号ＣｍｐはＬレベルとなるので、信号Ｐ２、Ｎ２がともにＬレベルとなる。このため、トランジスター２３１はオンし、トランジスター２３２がオフするので、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇させる制御が実行される。
駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇させる制御の結果、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧よりも高くなる過程では、信号ＣｍｐがレベルからＨレベルに上昇する。この上昇過程では、信号Ｐ１がＨレベルになってトランジスター２３１がオフした後、信号Ｎ１がＨレベルになってトランジスター２３２がオンするので、今度は、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を下降させる制御が実行される。
駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を下降させる制御の結果、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧よりも低くなる過程では、信号ＣｍｐはＨレベルからＬレベルに下降する。この下降過程では、信号Ｎ１がＬレベルになってトランジスター２３２がオフした後、信号Ｐ１がＬレベルになってトランジスター２３１がオンするので、再び、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を上昇させる制御が実行される。
結局、期間Ｋ３では、トランジスター２３１および２３２の交互オンを繰り返すことによって、帰還信号の電圧が元駆動信号Ｃａの電圧上昇に追従するように制御される。このような制御の結果、期間Ｋ３では、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が、目標電圧に対して振動しながら、上昇することになる。

期間Ｋ４は、元駆動信号Ｃａが電圧Ｖmax／１０で一定となる期間であるので、元駆動信号Ｃａの電圧以外、期間Ｋ２の動作と異なるところはない。すなわち、期間Ｋ４では、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が、目標電圧Ｖmaxに対して振動しながら、おおよそ一定に保たれる。
期間Ｋ５は、元駆動信号Ｃａの電圧下降期間であるので、期間Ｋ１と同様な動作となる。すなわち、期間Ｋ５では、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が、目標電圧に対して振動しながら、下降することになる。
期間Ｋ６は、元駆動信号Ｃａが電圧Ｖcen／１０で一定となる期間であるので、元駆動信号Ｃａの電圧以外、期間Ｋ２、Ｋ４の動作と異なることはない。すなわち、期間Ｋ６では、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が、目標電圧Ｖcenに対して振動しながら、おおよそ一定に保たれる。

このように、期間Ｋ１〜Ｋ６では、いずれもトランジスター２３１および２３２の交互オンを繰り返すことによって、目標電圧に対して振動しながら、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御される。
ここで、本実施形態において、トランジスター２３１および２３２の交互オンを繰り返すことによる効果を説明する前に、従来の駆動回路について説明する。

図２１は、特許文献３に記載された従来の駆動回路の構成を示す図であり、図２２は、該駆動回路における動作を説明するための図である。
図２１に示される駆動回路が、図７に示される駆動回路１２２ａと相違する点は、図７におけるコンパレーター１２０４が差動増幅器２２１に置き換わっている点、および、制御信号生成回路１２６がセレクター２２３に置き換わって、信号ＯＣａが供給されている点にある。なお、便宜的にトランジスター２３１へのゲート信号をＧt１に改称し、トランジスター２３２へのゲート信号をＧt２と改称している。
なお、図２１では、比較のために１つの駆動回路のみについて簡易的に示している。また、図２１に示される駆動回路では、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２を含んでいないが、信号ＣＡがＤＡＣにおいて１０倍化されて差動増幅器２２１の負入力端（−）に供給されると考えればよい。

差動増幅器２２１は、正入力端（＋）に供給されるノードＵ１からの帰還信号（駆動信号Ｃｏｍ）に対する信号ＣＡの電圧差に応じた信号Ｏｐを出力する。すなわち、差動増幅器２２１は、比較結果を出力するコンパレーターではなく、電圧差に応じた信号を出力する演算増幅器である。
信号ＯＣａは、図２２に示されるように、信号ＣＡの電圧が上昇する期間と、信号ＣＡが電圧Ｖth以上の電圧で一定となる期間においてＬレベルとなり、他の期間ではＨレベルとなる。
なお、電圧Ｖthは、抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２で定まる電源電圧Ｖ_Ｄの分圧電圧におおよそ等しい。
セレクター２２３は、信号ＯＣａがＬレベルであれば、ゲート信号Ｇt１として差動増幅器２２１の出力信号を選択し、トランジスター２３１のゲート端子に供給するとともに、ゲート信号Ｇt２としてＬレベルを選択し、トランジスター２３２のゲート端子に供給する。一方、セレクター２２３は、信号ＯＣａがＨレベルであれば、ゲート信号Ｇt１としてＨレベルを選択し、トランジスター２３１のゲート端子に供給するとともに、ゲート信号Ｇt２として差動増幅器２２１の出力信号を選択し、トランジスター２３２のゲート端子に供給する。

信号ＣＡの電圧上昇期間では、信号ＯＣａがＬレベルになるので、セレクター２２３は、ゲート信号Ｇt２としてＬレベルを選択する結果、トランジスター２３２がオフする。また、信号ＣＡの電圧上昇期間では、セレクター２２３は、ゲート信号Ｇt１として信号Ｏｐを選択する。
信号ＣＡの電圧上昇期間では、信号ＣＡの電圧が、ノードＵ１における電圧よりも先んじて上昇するので、ゲート信号Ｇt１として選択される差動増幅器２２１の出力信号の電圧は、両者の差電圧に応じて低くなり、ほぼＬレベルに振れる。ゲート信号Ｇt１がＬレベルになると、トランジスター２３１がオンするので、ノードＵ１における電圧が上昇する。なお、ノードＵ１の電圧は、容量性を有する圧電素子Ｐztなどにより、実際には、一気に電圧Ｖ_Ｄに上昇することはなく、緩慢に上昇する。
ノードＵ１の電圧が信号ＣＡの電圧以上になると、ゲート信号Ｇt２がＨレベルになり、トランジスター２３１がオフする。トランジスター２３１がオフすると、ノードＵ１における電圧の上昇は停止するが、信号ＣＡの電圧が上昇しているので、再びノードＵ１の電圧が信号ＣＡの電圧よりも低くなる。このため、ゲート信号Ｇt１がＬレベルとなって、トランジスター２３１が再びオンすることになる。
このため、信号ＣＡの電圧上昇期間では、トランジスター２３２がオフした状態で、トランジスター２３１がオンオフを繰り返す、すなわちスイッチング動作をする。このスイッチング動作により、ノードＵ１の電圧、すなわち駆動信号Ｃｏｍの電圧を、信号ＣＡの電圧の上昇に追従させる制御が実行されることになる。
なお、トランジスター２３１は、条件次第であるがスイッチング動作ではなく、リニア動作となる場合もある。

信号ＣＡの電圧下降期間では、信号ＯＣａがＨレベルになるので、セレクター２２３は、ゲート信号Ｇt１としてＨレベルを選択する結果、トランジスター２３１はオフする。また、信号ＣＡの電圧下降期間では、セレクター２２３は、ゲート信号Ｇt１として信号Ｏｐを選択する。
したがって、信号ＣＡの電圧下降期間では、電圧上昇期間とは逆に、トランジスター２３１がオフした状態で、トランジスター２３２がオンオフを繰り返す、すなわちスイッチング動作をする。このスイッチング動作により、駆動信号Ｃｏｍの電圧を、信号ＣＡの電圧の下降に追従させる制御が実行されることになる。
なお、トランジスター２３２は、条件次第であるがスイッチング動作ではなく、リニア動作となる場合もある。

信号ＣＡが図２２における閾値Ｖth未満で一定の期間であれば、信号ＯＣａがＨレベルになるので、セレクター２２３は、ゲート信号Ｇt１としてＨレベルを選択し、ゲート信号Ｇt２として信号Ｏｐを選択する。
この期間において、ノードＵ１の電圧が信号ＣＡの電圧に対して高ければ、差動増幅器２２１の出力電圧も高くなるので、ゲート信号Ｇt２の電圧、すなわちトランジスター２３２のソース・ドレイン間の抵抗が小さくなり、ノードＵ１の電圧を下降させるように働く。一方、ノードの電圧が信号ＣＡの電圧に対して低ければ、ゲート信号Ｇt２の電圧も低くなるので、トランジスター２３２のソース・ドレイン間の抵抗が大きくなり、ノードＵ１の電圧を、電圧Ｖthに近づくように上昇させる方向に働く。すなわち、トランジスター２３２はリニア動作をする。
したがって、この期間では、ノードＵ１の電圧を下降させる方向と上昇させる方向とが均衡するような制御、具体的には、信号ＣＡの電圧ＶminまたはＶcenで一定となるように制御にされる。

信号ＣＡが図２２における閾値Ｖth以上で一定の期間であれば、信号ＯＣａがＬレベルになるので、セレクター２２３は、ゲート信号Ｇt１として信号Ｏｐを選択し、ゲート信号Ｇt２としてＬレベルを選択する。
この期間において、ノードＵ１の電圧が信号ＣＡの電圧に対して高ければ、ゲート信号Ｇt１の電圧も高くなるので、トランジスター２３１のソース・ドレイン間の抵抗が小さくなり、ノードＵ１の電圧を、電圧Ｖthに近づくように下降させる方向に働く。
一方、ノードの電圧が信号ＣＡの電圧に対して低ければ、ゲート信号Ｇt１の電圧も低くなるので、トランジスター２３１のソース・ドレイン間の抵抗が大きくなり、ノードＵ１の電圧を上昇させる方向に働く。すなわち、トランジスター２３１はリニア動作をする。
したがって、この期間においても、信号ＣＡの電圧Ｖmaxで一定となるように制御にされる。

しかしながら、従来の駆動回路では、負荷が大きいと、駆動信号Ｃｏｍの波形精度が低下して、インクの吐出に悪影響を及ぼす点が指摘されている。
特に、近年では、高速印刷や高精細印刷の要求が高まっており、当該要求に応えるためにはノズル数を大幅に増加することが必要となり、その結果、同時に駆動される圧電素子の数も大幅に増加することになる。圧電素子Ｐztが駆動される個数が多いと、駆動回路と、該駆動回路に対する圧電素子群との間で流れる電流Ｉが大幅に増加する。
また、大判サイズの媒体Ｐに印刷が可能なＬＦＰでは、ＦＦＣ１９０が長大化する。このため、ＦＦＣ１９０や基板配線の寄生インダクタンスＬが大きくなる。

電流Ｉが増加し、基板配線の寄生インダクタンスＬが大きい状況において、圧電素子を駆動する駆動信号Ｃｏｍには、寄生インダクタンスＬと電流Ｉの変化率との積（Ｌ×ｄＩ／ｄｔ）に比例した大きさのノイズが重畳して、大きなリップルが発生する。
具体的には、従来の駆動回路において、元駆動信号ＣＡの電圧上昇期間にトランジスター２３１がオンからオフに変化した直後では、寄生インダクタンスＬの影響によって電流Ｉは直ちにゼロにはならず、また、トランジスター２３１がオフからオンに変化した直後では、寄生インダクタンスＬの影響によって電流Ｉが瞬時には流れ始めない。
このため、元駆動信号ＣＡの電圧上昇期間では、トランジスター２３１のオン／オフに対して、駆動信号の電流は直ちに該オン／オフを反映しない。元駆動信号ＣＡの電圧下降期間においても、同様であり、トランジスター２３２のオン／オフに対して、駆動信号の電圧は直ちに該オン／オフを反映しない。
このように、従来の駆動回路では、駆動信号Ｃｏｍの電流が、トランジスター２３１または２３２のオンオフ通りに流れず、遅延気味となる結果、駆動信号Ｃｏｍには、大きなリップルが発生する。

また、従来の駆動回路では、元駆動信号ＣＡの電圧一定期間において、トランジスター２３１または２３２は、オンオフのスイッチング動作ではなく、リニア動作となる。このため、元駆動信号ＣＡが電圧変化期間から電圧一定期間に移行した直後では、誤差を伴いやすくなる。
具体的には、元駆動信号ＣＡの電圧上昇期間から電圧一定期間に転じるとき、駆動信号Ｃｏｍの電圧は、図２３に示されるように、誤差ΔＶ１を伴うことになり、元駆動信号ＣＡの下降期間から一定期間に転じるとき、駆動信号Ｃｏｍの電圧は、図２４に示されるように、誤差ΔＶ２を伴うことになる。

このため、従来の駆動回路では、同時に駆動される圧電素子の数が多い場合や、ＦＦＣ１９０が長大化する場合に、駆動信号Ｃｏｍの波形精度が低下して、インクの吐出に悪影響を及ぼすことになる。

これに対して、本実施形態では、元駆動信号Ｃａの電圧変化期間および電圧一定期間において、トランジスター２３１および２３２が交互オンを繰り返しているので、次のような効果がある。
詳細には、本実施形態の駆動回路１２２ａにおいても、寄生インダクタンスＬが大きければ、トランジスター２３１（２３２）がオンからオフに変化した直後に、電流Ｉが直ちにゼロにはならない。ただし、トランジスター２３１（２３２）がオフした後に、トランジスター２３２（２３１）がオンして、逆向きに流れようとするので、電流Ｉを迅速に低下させることができる。
したがって、本実施形態では、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が、元駆動信号Ｃａの電圧１０倍に高精度に追従するので、同時に駆動される圧電素子の数が多い場合や、ＦＦＣ１９０が長大化する場合であっても、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形精度を高く保つことができる。よって、本実施形態では、インクの高精度な吐出が可能となる。

さらに、本実施形態では、元駆動信号Ｃａの電圧変化する期間Ｋ１、Ｋ３、Ｋ５と、元駆動信号Ｃａの電圧が変化しない期間Ｋ２、Ｋ４、Ｋ６とでは、ゲート信号Ｇｐ、Ｇｎとして用いられる信号が互いに異なる。具体的には、期間Ｋ１、Ｋ３、Ｋ５では、信号ＦltaがＬレベルとなるので、ゲート信号Ｇｐとして信号Ｐ２が、ゲート信号Ｇｎとして信号Ｎ２が、それぞれ用いられるのに対し、期間Ｋ２、Ｋ４、Ｋ６では、信号ＦltbがＨレベルとなるので、ゲート信号Ｇｐとして信号Ｐ１が、ゲート信号Ｇｎとして信号Ｎ１が、それぞれ用いられる。
そこで次に、ゲート信号Ｇｐ、Ｇｎとして用いられる信号が切り替えられると、どうなるのか、という点について説明する。

上述したように、信号ＦltaがＨレベルである場合における信号Ｐ１、Ｎ１での不感帯Ｄb_Ｈは、信号ＦltaがＬレベルである場合における信号Ｐ２、Ｎ２での不感帯Ｄb_Ｌに含まれ、かつ、電圧範囲が狭くなっている。
不感帯は、信号Ｃｍｐの電圧範囲のうち、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が目標電圧からズレていても、トランジスター２３１、２３２が双方ともオフして、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御されない範囲である。
本実施形態では、トランジスター２３１および２３２が交互にオンするので、駆動信号Ｃｏｍ−Ａでは、電圧の上昇および下降が繰り返される。すなわち、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧は、元駆動信号Ｃａの電圧を１０倍した目標電圧を中心にして振動することになる。
不感帯が狭いと、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が目標電圧からズレる幅、すなわち振動幅も狭くなるので、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形精度を確保する、という観点では、好ましいと言える。
ただし、目標電圧が変化する場合に、不感帯が狭いと、トランジスター２３１、２３２が交互にオンする間隔が短くなり過ぎて、トランジスター２３１、２３２の応答が追い付かなくなる、または、トランジスター２３１、２３２に高速応答が要求される等の問題が生じる場合がある。

そこで、本実施形態では、入力である元駆動信号Ｃａの電圧が変化して、出力である駆動信号Ｃｏｍ−Ａを電圧変化させる場合には、信号ＦltaのＬレベルによって幅大（広）の不感帯Ｄb_Ｌとする一方、元駆動信号Ｃａの電圧が一定であり、駆動信号Ｃｏｍ−Ａを電圧一定で出力すべき場合には、信号ＦltaをＨレベルによって幅小（狭）の不感帯Ｄb_Ｈとしている。
これにより、図１２に示されるように、期間Ｋ１、Ｋ３、Ｋ５における駆動信号Ｃｏｍ−Ａの振動幅は、期間Ｋ２、Ｋ４、Ｋ６における振動幅よりも、大きくなる。

ここで、説明便宜上、図１２に示されるように、元駆動信号Ｃａの電圧が上昇する期間Ｋ３における駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形部分を第１領域とする。駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧は、上述したように目標電圧に対して振動するので、第１領域については、該駆動信号Ｃｏｍ−Ａにおける電圧の振動中心値が上昇する領域と言い換えることができる。
また、元駆動信号Ｃａの電圧が下降する期間Ｋ１における駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形部分を第２領域とする。第２領域については、該駆動信号Ｃｏｍ−Ａにおける電圧の振動中心値が下降する領域と言い換えることができる。
駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形部分のうち、第１領域と第２領域との間を第３領域とし、第２領域後であって、元駆動信号Ｃａの電圧が一定となる場合における駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形部分を第４領域とする。
なお、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形部分は、時系列でいえば、第２領域、第３領域、第１領域および第４領域の順となる。

図１３および図１４は、図１２における駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形の一部を拡大した図である。詳細には、図１３は、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形部分のうち、第１領域から第４領域に変化する部分の拡大図であり、図１４は、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形部分のうち、第２領域から第４領域に変化する部分の拡大図である。

図１３に示されるように、第１領域における振動幅ｔol_１は、第４領域における振動幅ｔol_４よりも大きい。ここで、振動幅ｔol_１は、第１領域においてトランジスター２３１がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極大値Ｍ１１と、その後に続いてトランジスター２３２がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極小値Ｍ１２との電圧差である。厳密にいえば、振動幅ｔol_１については、電圧極大値Ｍ２１から電圧極小値Ｍ２２までの時間差Δｔにおける目標電圧の上昇量を考慮しなければならない。具体的には、第１領域における振動幅については、極大値同士を結んだ直線と、極小値同士を結んだ直線との電圧差ｔol_１ｂでみる必要がある。ただし、実際には、時間差Δにおける目標電圧の上昇量は、電圧極大値Ｍ１２と電圧極小値Ｍ１２との電圧差と比較して十分に小さいので、本例において、振動幅ｔol_１は、電圧差ｔol_１ｂと同視できる。
なお、トランジスター２３１がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極大値同士を結んだ直線と、トランジスター２３２がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極小値同士を結んだ直線とに対して等距離の関係にある直線（一点鎖線、目標電圧）が、振動中心値の時間的変化を示すことになる。
また、振動幅ｔol_４は、第４領域においてトランジスター２３１がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極大値Ｍ４１と、その後に続いてトランジスター２３２がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極小値Ｍ４２との電圧差である。

図１４に示されるように、第２領域における振動幅ｔol_２は、第３領域における振動幅ｔol_３よりも大きい。
ここで、振動幅ｔol_２は、第２領域においてトランジスター２３１がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極大値Ｍ２１と、続いてトランジスター２３２がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極小値Ｍ２２との電圧差である。振動幅ｔol_２については、振動幅ｔol_１と同様に、電圧極大値Ｍ２１から電圧極小値Ｍ２２までの時間差における目標電圧の下降量が無視できるので、電圧差ｔol_２ｂと同視できる。
また、振動幅ｔol_３は、第３領域においてトランジスター２３１がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極大値Ｍ３１と、続いてトランジスター２３２がオンしたときの駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧極小値Ｍ３２との電圧差である。

なお、本実施形態では、目標電圧が変化する場合の振動幅ｔol_１および振動幅ｔol_２は、ほぼ同じである。これは、目標電圧が変化する場合には、不感帯Ｄb_Ｌが共通に適用されるためである。また、本実施形態では、目標電圧が一定である場合の振動幅ｔol_３および振動幅ｔol_４は、ほぼ同じである。これは、目標電圧が一定である場合には、不感帯Ｄb_Ｈが共通に適用されるためである。
このため、振動幅ｔol_１または振動幅ｔol_２を第１振動幅と概念し、振動幅ｔol_３または振動幅ｔol_４を第２振動幅と概念したとき、第１振動幅は第２振動幅よりも大きいことになる。

駆動信号Ｃｏｍ−Ａにおいて、電圧の振動中心値が下降または上昇する領域から一定となる領域に転じるときの波形精度は、インクの吐出に影響を与えやすい。具体的には、インクは、駆動信号Ｃｏｍ−Ａが第１領域から第４領域に転じるタイミングで吐出されるので、該タイミングにおける台形波形の角度が設計通りとなっていないと、インクの吐出精度が低下するためである。
トランジスター２３１、２３２の交互オンにより、駆動信号Ｃｏｍ−Ａが目標電圧に対して振動する場合に、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が変化する領域から一定の領域に転じるときに、振動幅が大きいと、それだけ誤差が大きくなるので、波形精度が低下しやすい。
本実施形態によれば、振動幅ｔol_１（または振動幅ｔol_２）が、振動幅ｔol_３（または振動幅ｔol_４）よりも小さくなっているので、駆動信号Ｃｏｍ−Ａにおける台形波形の精度については、振動幅が変化しない構成と比較して、高くすることができる。したがって、本実施形態では、インクの吐出精度が低下するのを抑えることができる。

なお、ここでは駆動信号Ｃｏｍ−Ａを生成する駆動回路１２２ａで説明したが、駆動信号Ｃｏｍ−Ｂを生成する駆動回路１２２ｂについても入力信号および出力信号が異なる以外、同様な動作となる。

上述した駆動回路１２２ａ（１２２ｂ）では、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）を生成するのに一対のトランジスター２３１、２３２が電源電圧（Ｖ_Ｄ−Ｇnd）で動作する構成である。上述したように電圧Ｖ_Ｄを４２ボルトとしているので、制御信号生成回路１２６等に高耐圧が要求される。その理由は、トランジスター２３１のゲート端子にゲート信号Ｇｐを供給するとともに、トランジスター２３２のゲート端子にゲート信号Ｇｎを供給する必要があるからである。
そこで次に、この点を改善した駆動回路について説明する。

図１５は、第１応用例に係る駆動回路の構成を示す図である。
この図に示されるように、第１応用例に係る駆動回路１２２ａは、ＤＡＣ１２０２、コンパレーター１２０４のほか、４つの基準電源Ｅと、レベルシフター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃ、２７０ｄと、セレクター２８０と、４つのトランジスター対と、キャパシターＣ１およびＣ２とを含む。
この図に示されるように、第１応用例に係る駆動回路１２２ａは、４つの基準電源Ｅと、レベルシフター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃ、２７０ｄと、セレクター２８０と、４つのトランジスター対と、キャパシターＣ１およびＣ２とを含む。
第１応用例では、電圧Ｅを出力する基準電源の４段直列接続によって電圧Ｅ、２Ｅ、３Ｅ、４Ｅがそれぞれ電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、Ｖ_Ｄを出力する。基準電源Ｅが例えば１０．５Ｖを出力する場合、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、Ｖ_Ｄの各々は、それぞれ１０．５Ｖ、２１．０Ｖ、３１．５Ｖ、４２．０Ｖである。
第１応用例では、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、Ｖ_Ｄによりのような電圧範囲が規定される。
すなわち、図１６に示されるように、電圧ゼロのグランドＧnd以上電圧Ｖ_Ａ／１０未満の範囲が第１範囲として規定され、電圧Ｖ_Ａ／１０以上電圧Ｖ_Ｂ／１０未満の範囲が第２範囲として規定され、電圧Ｖ_Ｂ／１０以上電圧Ｖ_Ｃ／１０未満の範囲が第３範囲として規定され、電圧Ｖ_Ｃ／１０以上電圧Ｖ_Ｄ／１０未満の範囲が第４範囲として規定される。

図１５において、コンパレーター１２０４の負入力端（−）には、信号Ｃａが供給される一方、正入力端（＋）には、ノードＵ１から出力される駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧を、抵抗素子Ｒ１および抵抗素子Ｒ２により１／１０に降圧した信号が帰還信号として帰還される。
制御信号生成回路１２６は、コンパレーター１２０４による信号Ｃｍｐと制御部１１０から供給される信号Ｆltaとに基づいてゲート信号ＧｐおよびＧｎを生成する。
なお、第１応用例において、コンパレーター１２０４の電源電圧は、実施形態（図７参照）とは異なり、高位側を電圧Ｖ_Ａとしている。このため、ゲート信号Ｇｐ、Ｇｎの各Ｈレベルは、電圧Ｖ_Ａとなる。

セレクター２８０は、制御部１１０から供給されるデータｄＡから、元駆動信号Ｃａの電圧範囲を判別し、当該判別の結果に応じて、それぞれ次のように選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄを出力する。
詳細には、セレクター２８０は、データｄＡで規定される元駆動信号Ｃａの電圧が上記第１範囲に含まれる場合、すなわち、元駆動信号Ｃａを電圧１０倍で増幅した駆動信号Ｃｏｍ−ＡがグランドＧnd以上電圧Ｖ_Ａ未満の範囲となる場合、選択信号ＳａのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓｂ、Ｓｃ、ＳｄをＬレベルとする。
また、セレクター２８０は、元駆動信号Ｃａの電圧が上記第２範囲に含まれる場合、すなわち、駆動信号Ｃｏｍ−Ａが電圧Ｖ_Ａ以上電圧Ｖ_Ｂ未満の範囲となる場合、選択信号ＳｂのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓａ、Ｓｃ、ＳｄをＬレベルとする。同様に、セレクター２８０は、元駆動信号Ｃａの電圧が上記第３範囲に含まれる場合、すなわち、駆動信号Ｃｏｍ−Ａが電圧Ｖ_Ｂ以上電圧Ｖ_Ｃ未満の範囲となる場合、選択信号ＳｃのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓａ、Ｓｂ、ＳｄをＬレベルとする。また、セレクター２８０は、元駆動信号Ｃａの電圧が上記第４範囲に含まれる場合、すなわち、駆動信号Ｃｏｍ−Ａが電圧Ｖ_Ｃ以上電圧Ｖ_Ｄ未満の範囲となる場合、選択信号ＳｄのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓａ、Ｓｂ、ＳｃをＬレベルとする。

説明の便宜上、４つのトランジスター対について説明する。
この例において、４つのトランジスター対は、トランジスター２３１ａ、２３２ａの対と、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂの対と、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃの対と、トランジスター２３１ｄ、２３２ｄの対とによって構成される。
各トランジスター対のうち、ハイサイドのトランジスター２３１ａ、２３１ｂ、２３１ｃ、２３１ｄは、例えばＰチャネル型の電界効果トランジスターであり、ローサイドのトランジスター２３２ａ、２３２ｂ、２３２ｃ、２３２ｄは、例えばＮチャネル型の電界効果トランジスターである。

ハイサイドのトランジスター２３１ａについては、ソース端子に電圧Ｖ_Ａが印加され、ドレイン端子がノードＵ１に接続される。ローサイドのトランジスター２３２ａについては、ソース端子がグランドＧndに接地され、ドレイン端子がノードＵ１に接続される。同様に、ハイサイドのトランジスター２３１ｂ（２３１ｃ、２３１ｄ）については、ソース端子に電圧Ｖ_Ｂ（Ｖ_Ｃ、Ｖ_Ｄ）が印加され、ドレイン端子がノードＵ１に接続される。ローサイドのトランジスター２３２ｂ（２３２ｃ、２３２ｄ）については、ソース端子に電圧Ｖ_Ａ（Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ）が印加され、ドレイン端子がノードＵ１に接続される。

なお、例えばトランジスター２３１ａを第１トランジスターとし、トランジスター２３２ａを第２トランジスターとして、トランジスター２３１ａ、２３２ａを第１トランジスター対とした場合、トランジスター２３１ｂが第３トランジスターとなり、トランジスター２３２ｂが第４トランジスターとなって、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂが第２トランジスター対となる。

詳細については後述するが、トランジスター２３１ａ、２３２ａは、レベルシフター２７０ａがイネーブルされたときに、電圧Ｖ_ＡとグランドＧndとを電源電圧として駆動信号Ｃｏｍ−Ａを出力し、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂは、レベルシフター２７０ｂがイネーブルされたときに、電圧Ｖ_Ｂと電圧Ｖ_Ａとを電源電圧として駆動信号Ｃｏｍ−Ａを出力する。同様に、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃは、レベルシフター２７０ｃがイネーブルされたときに、電圧Ｖ_Ｃと電圧Ｖ_Ｂとを電源電圧として駆動信号Ｃｏｍ−Ａを出力し、トランジスター２３１ｄ、２３２ｄは、レベルシフター２７０ｄがイネーブルされたときに、電圧Ｖ_Ｄと電圧Ｖ_Ｃとを電源電圧として駆動信号Ｃｏｍ−Ａを出力する構成となっている。
この構成では、トランジスター２３１ａ、２３２ａの電源電圧、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂの電源電圧、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃの電源電圧、および、トランジスター２３１ｄ、２３２ｄの電源電圧は、それぞれ１０．５Ｖとなる。

レベルシフター２７０ａは、入力端Ｅnbに供給された選択信号ＳａがＨレベルになってイネーブルされたときに、制御信号生成回路１２６から出力されるゲート信号Ｇｐ、ＧｎのＨレベルを電圧Ｖ_Ａに、ＬレベルをグランドＧndに、それぞれレベルシフトして、トランジスター２３１ａ、２３２ａのゲート端子に供給する。なお、レベルシフター２７０ａに限っていえば、信号Ｇｐ、ＧｎのＨおよびＬレベルは、電圧Ｖ_ＡおよびグランドＧndに一致しているので、イネーブルされたときに、信号Ｇｐ、Ｇｎをそのままトランジスター２３１ａ、２３２ａのゲート端子に供給する。
レベルシフター２７０ｂは、選択信号ＳｂのＨレベルによってイネーブルされたときに、ゲート信号Ｇｐ、ＧｎのＨレベルを電圧Ｖ_Ｂに、Ｌレベルを電圧Ｖ_Ｃに、それぞれレベルシフトして、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂのゲート端子に供給する。すなわち、レベルシフター２７０ｂに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇｐ、Ｇｎにそれぞれ１０．５Ｖを上乗せして、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂのゲート端子に供給する。
同様に、レベルシフター２７０ｃは、選択信号ＳｃのＨレベルによってイネーブルされたときに、入力端Ｅnbに供給された選択信号ＳｂがＨレベルになってイネーブルされたときに、ゲート信号Ｇｐ、ＧｎのＨレベルを電圧Ｖ_Ｃに、Ｌレベルを電圧Ｖ_Ｂに、それぞれレベルシフトして、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃのゲート端子に供給する。すなわち、レベルシフター２７０ｃに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇｐ、Ｇｎにそれぞれ２１．０Ｖを上乗せして、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃのゲート端子に供給する。
レベルシフター２７０ｄについても同様に、選択信号ＳｄのＨレベルによってイネーブルされたときに、ゲート信号Ｇｐ、ＧｎのＨレベルを電圧Ｖ_Ｄに、Ｌレベルを電圧Ｖ_Ｃに、それぞれレベルシフトして、トランジスター２３１ｄ、２３２ｄのゲート端子に供給する。すなわち、レベルシフター２７０ｄに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇｐ、Ｇｎにそれぞれ３１．５Ｖを上乗せして、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃのゲート端子に供給する。

なお、レベルシフター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃ、２７０ｄは、それぞれの入力端Ｅnbに供給された選択信号がＬレベルになってディセーブルされたとき、それぞれに対応する２つのトランジスターをそれぞれオフとさせる信号を出力する。すなわち、レベルシフター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃ、２７０ｄは、ディセーブルにされると、信号Ｇｐを強制的にＨレベルに変換し、信号Ｇｎを強制的にＬレベルに変換する。
ここでいうＨ、Ｌレベルは、レベルシフター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃ、２７０ｄのそれぞれにおける電源電圧の高位側電圧、低位側電圧である。例えば、レベルシフター２７０ｂは、電圧Ｖ_Ｂと電圧Ｖ_Ａとを電源電圧とするので、高位側の電圧Ｖ_ＢがＨレベルであり、低位側の電圧Ｖ_ＡがＬレベルである。

なお、抵抗素子Ｒ１に並列に接続されたキャパシターＣ２と、抵抗素子Ｒ２に並列に接続されたキャパシターＣ１とは、駆動信号Ｃｏｍ−Ａを帰還するにあたって位相を補償するために設けられている。
また、ダイオードｄ１、ｄ２は逆流防止するために設けられている。ダイオードｄ１の順方向は、トランジスター２３１ａ、２３１ｂ、２３１ｃのドレイン端子からノードＵ１に向かう方向であり、ダイオードｄ２の順方向は、ノードＵ１からトランジスター２３１ｂ、２３１ｃ、２３１ｄのドレイン端子に向かう方向である。ここで、ノードＵ１の電圧は電圧Ｖ_Ｄよりも高くならないので、逆流を考慮する必要がない。このため、トランジスター２３１ｄにはダイオードｄ１が設けられていない。同様にノードＵ１の電圧は電圧ゼロのグランドＧndよりも低くならないので、トランジスター２３２ａにはダイオードｄ２が設けられていない。

次に、第１応用例の駆動回路の動作について、元駆動信号Ｃａの電圧波形が、図１６に示されるように範囲に属するものとして説明する。

まず、セレクター２８０は、元駆動信号の電圧がタイミングｔ１よりも前において第３範囲であるとデータｄＡから判別した場合、選択信号ＳｃのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓａ、Ｓｂ、ＳｄをＬレベルとする。このため、レベルシフター２７０ｃがイネーブルされ、他のレベルシフター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｄがディセーブルされるので、電圧Ｖ_Ｃ、Ｖ_Ｂを電源として用いたトランジスター２３１ｃ、２３２ｃの交互オンによって、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御される。

次に、駆動信号Ｃａの電圧がタイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間にわたって第２範囲となったとき、セレクター２８０は、選択信号ＳｂのみをＨレベルとし、他の選択信号Ｓａ、Ｓｃ、ＳｄをＬレベルとする。このため、レベルシフター２７０ｂがイネーブルされ、他のレベルシフター２７０ａ、２７０ｃ、２７０ｄがディセーブルされるので、電圧Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ａを電源として用いたトランジスター２３１ｂ、２３２ｂの交互オンによって、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御される。
元駆動信号Ｃａの電圧がタイミングｔ２からタイミングｔ３までの期間にわたって第１範囲となったとき、セレクター２８０は、選択信号ＳａのみをＨレベルとし、この結果、レベルシフター２７０ａのみがイネーブルされるので、電圧Ｖ_Ａ、グランドＧndを電源として用いたトランジスター２３１ａ、２３２ａの交互オンによって、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御される。

以降については簡単に説明すると、タイミングｔ３からタイミングｔ４までの期間では、レベルシフター２７０ｂのみがイネーブルされるので、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂの交互オンによって駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御される。タイミングｔ４からタイミングｔ５までの期間では、レベルシフター２７０ｃのみがイネーブルされるので、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃの交互オンによって駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御される。タイミングｔ５からタイミングｔ６までの期間では、レベルシフター２７０ｄのみがイネーブルされるので、電圧Ｖ_Ｄ、Ｖ_Ｃを電源として用いたトランジスター２３１ｄ、２３２ｄの交互オンによって駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御される。そして、タイミングｔ６からは、レベルシフター２７０ｃのみがイネーブルされるので、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃの交互オンによって駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が制御される。

なお、第１応用例においても、信号Ｆltaのレベルに応じて不感帯Ｄb_ＨまたはＤb_Ｌが切り替えられる。このため、駆動信号Ｃｏｍ−Ａにおける電圧の振動幅は、元駆動信号Ｃａの電圧が一定である場合には小さくなる一方、元駆動信号Ｃａの電圧が変化する場合には大きくなる。
このため、第１応用例においても、同時に駆動される圧電素子の数が多い場合や、ＦＦＣ１９０が長大化する場合であっても、各トランジスター対における交互オンおよび不感帯の切り替えによって、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの波形精度を高くした状態でインクを吐出することが可能となる。
また、第１応用例では、トランジスター対が４組存在するが、交互オンするトランジスター対は、常に１組であり、他のトランジスター対はオフしているので、低消費電力化を図ることができる。さらに、第１応用例によれば、コンパレーター１２０４、制御信号生成回路１２６については、電源としては比較的低い電圧（Ｖ_Ａ−Ｇnd）で動作するので、実施形態と比較して耐圧が低くなり、構成素子のサイズの肥大化などを抑制することができる。

なお、第１応用例においては、駆動信号Ｃｏｍ−Ａを生成する駆動回路１２２ａを例にとって説明したが、駆動信号Ｃｏｍ−Ｂを生成する駆動回路１２２ｂについても同様な構成および動作となる。第１応用例の駆動回路１２２ｂには、次のような信号Ｆltbが制御部１１０から供給される。すなわち、信号Ｆltbは、信号Ｃｂの電圧が変化する期間ではＬレベルとなり、信号Ｃｂの電圧が一定となる期間ではＨレベルとなる。

図１９は、圧電素子Ｐztにおいて、電圧Ｖに対する変位Ｓの特性の一例を示す図である。電圧Ｖは、圧電素子Ｐztにおける駆動電極７２、７６（図４参照）に印加される電圧差、すなわち（Ｖout−ＶBS）であり、変位Ｓは、電圧Ｖの印加時において一定の電圧変化を与えたときの圧電素子Ｐztの変位量（Ｚ方向）である。
図１９に示される特性では、圧電素子Ｐztの変位Ｓは、印加電圧が低いほど、大きく得られる。換言すれば、圧電素子Ｐztは、印加電圧が低い場合には、微小の電圧変化で大きな変位が得られる。このため、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）で圧電素子Ｐztを駆動する場合に、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）の電圧が低いほど、波形精度が要求される。具体的には、駆動信号Ｃｏｍ−Ａでいえば、第４領域よりも第３領域の方が、波形精度が要求されることになる。

そこで、駆動信号Ｃｏｍ−Ａの電圧が低い場合に、波形精度を向上させた第２応用例の駆動回路について説明する。
第２応用例の駆動回路は、第１応用例の駆動回路（図１５参照）の構成と同一である。ただし、第２応用例では、第１応用例の駆動回路自体の構成を変更せずに、制御部１１０は、信号Ｆltaを、図１７に示されるように信号Ｃａの電圧が第１範囲に含まれる場合のみＨレベルとする構成となっている。
第２応用例では、元駆動信号Ｃａの電圧が第１範囲であれば、不感帯ＤL_Ｈに切り替えられ、元駆動信号Ｃａの電圧が第２範囲、第３範囲、第４範囲のいずれかであれば、不感帯ＤL_Ｌに切り替えられる。
したがって、第２応用例によれば、元駆動信号Ｃａの電圧が第１範囲にある場合の振動幅は、第２範囲、第３範囲、第４範囲のいずれかである場合の振動幅によりも小さくなるので、電圧が低い領域での波形精度を高く保つことができる。

具体的には、図１８に示されるように、駆動信号Ｃｏｍ−Ａは、第３領域において電圧Ｖmaxを中心にした振動幅ｔol_１３で振動し、第４領域において電圧Ｖminを中心にした振動幅ｔol_１４で振動する。振動幅ｔol_１４は、振動幅ｔol_１４よりも小さくなるので、電圧が低い領域での波形精度を高く保つことができ、インクの吐出精度を高めることができる。

なお、第２応用例において、元駆動信号Ｃａの電圧が第１範囲にある場合に信号ＦltaがＨレベルになると、元駆動信号Ｃａの電圧が上昇または下降している場合であっても不感帯が切り替えられるので、切り替えに伴うノイズの影響が発生する可能性がある。
そこで、信号Ｆltaについては、図１７において破線で示されるように、駆動信号Ｃａの電圧が第１範囲にある場合であって、一定となる場合のみ、Ｈレベルとしてもよい。信号ＦltaがＨレベルとなる期間を変更すると、元駆動信号Ｃａの電圧が上昇または下降している場合であっても不感帯が切り替えられずに、第４領域の振動幅のみが小さくなるので、電圧が低い領域で一定期間に変化するときの波形精度を高く保つことができる。

第２応用例においては、駆動信号Ｃｏｍ−Ａを生成する駆動回路１２２ａを例にとって説明したが、駆動信号Ｃｏｍ−Ｂを生成する駆動回路１２２ｂについても同様な構成および動作となる。第２応用例の駆動回路１２２ｂには、次のような信号Ｆltbが制御部１１０から供給される。すなわち、信号Ｆltbは、データｄＢを変換した元駆動信号Ｃｂの電圧が第１範囲にある場合に、または、駆動信号Ｃｂの電圧が第１範囲にある場合であって一定の場合に、Ｈレベルとなる。

なお、第１応用例または第２応用例については、トランジスター対の個数を「４」として説明したが、耐圧を下げるという観点でいえば、「２」以上であればよい。また、各トランジスター対における電源電圧は、互いに等しくなくてもよい。
また、第１応用例または第２応用例においては、不感帯を切り替える機能を、トランジスターに近いレベルシフター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃ、２７０ｄに負わせてもよい。

制御信号生成回路１２６については、信号Ｆlta（Ｆltb）によって不感帯Ｄb-ＨまたはＤb-Ｌが切り替え可能であれば、図８以外の構成であってもよい。

図２０は、制御信号生成回路１２６における他の構成例を示す図である。
この図に示される制御信号生成回路１２６は、インバーターＩnv１、１２、２２と、第１インバーターＩnv１１と、第２インバーターＩnv２１とを含む。これらのインバーターは、回路構成が一部簡略化されているが、いずれも相補型のインバーターである。
なお、相補側の第１インバーターＩnv１１におけるＰチャネル型トランジスターをｐ１と表記し、Ｎチャネル型トランジスターをｎ１と表記している。同様に、相補側の第２インバーターＩnv２１におけるＰチャネル型トランジスターをｐ２と表記し、Ｎチャネル型トランジスターをｎ２と表記している。
第１インバーターＩnv１１とインバーターＩnv１２とは、信号Ｃｍｐをバッファリングして、ゲート信号Ｇｐとして出力し、第２インバーターＩnv２１とインバーターＩnv２２とは、信号Ｃｍｐをバッファリングして、ゲート信号Ｇｎとして出力する。

制御信号生成回路１２６は、またトランジスターｎ１１、ｎ１２、ｐ１１、ｐ１２を有する。
このうち、トランジスターｎ１１については、ソース端子がグランドＧndに接地され、ゲート端子には、インバーターＩnv１によって論理レベルが反転された信号Ｆltaが供給され、ドレイン端子が、トランジスターｎ１２のソース端子に接続されている。トランジスターｎ１２については、基板電極がグランドＧndに接地され、ドレイン端子が、第１インバーターＩnv１１の出力端（インバーターＩnv１２の入力端）に接続されている。このため、トランジスターｎ１２については実質的に抵抗として機能する。
ここで、トランジスターｎ１１、ｎ１２が存在しない場合における第１インバーターＩnv１の閾値がＶ_Ｄ／２であるとする。

信号ＦltaがＨレベルである場合、トランジスターｎ１１がオフするので、第１インバーターＩnv１１のトランジスターｐ１においてドレイン端子とグランドＧndとの間には、比較的大きな抵抗値の抵抗（トランジスターｎ１１のオフ抵抗と、トランジスターｎ１２の抵抗との合成抵抗）が介挿された状態と等価となる。このため、信号ＦltaがＨレベルである場合、第１インバーターＩnv１１の閾値は、Ｖ_Ｄ／２よりも上昇する。
信号ＦltaがＬレベルである場合、トランジスターＮ１１がオンするので、トランジスターｐ１においてドレイン端子とグランドＧndとの間には、比較的小さな抵抗値の抵抗（トランジスターｎ１１のオン抵抗と、トランジスターｎ１２の抵抗との合成抵抗）が介挿された状態と等価となる。このため、信号ＦltaがＨレベルである場合、第１インバーターＩnv１１の閾値は、信号ＦltaがＨレベルである場合もよりも、さらに上昇する。

このため、第１インバーターＩnv１１の出力信号は、信号ＣｍｐがＨレベルからＬレベルに変化する場合であれば、信号ＦltaがＨレベルであるときより、信号ＦltaＬレベルであるときの方が先にＬレベルからＨレベルに変化する。一方、第１インバーターＩnv１１の出力信号は、信号ＣｍｐがＬレベルからＨレベルに変化する場合であれば、信号ＦltaがＨレベルであるときより、信号ＦltaＬレベルであるときの方が後にＨレベルからＬレベルに変化する。
したがって、第１インバーターＩnv１１の出力信号をインバーターＩnv１２で再反転したゲート信号Ｇｐは、信号ＦltaがＨレベルである場合、図１０に示された信号Ｐ１のような波形となり、信号ＦltaがＬレベルである場合、信号Ｐ２のような波形となる。

トランジスターｐ１１については、ソース端子には電圧Ｖ_Ｄが印加され、ゲート端子には、信号Ｆltaが供給され、ドレイン端子が、トランジスターｐ１２のソース端子に接続されている。トランジスターＰ１２については、基板電極に電圧Ｖ_Ｄが印加され、ドレイン端子が、第２インバーターＩnv２１の出力端（インバーターＩnv２２の入力端）に接続されている。このため、トランジスターｐ１２については実質的に抵抗として機能する。
ここで、トランジスターｐ１１、ｐ１２が存在しない場合における第２インバーターＩnv２１の閾値がＶ_Ｄ／２であるとする。

信号ＦltaがＨレベルである場合、トランジスターｐ１１がオフするので、第２インバーターＩnv２１のトランジスターｎ２においてドレイン端子と電圧Ｖ_Ｄの給電端との間には、比較的大きな抵抗値の抵抗が介挿された状態と等価となる。このため、信号ＦltaがＨレベルである場合、第２インバーターＩnv２１の閾値は、Ｖ_Ｄ／２よりも下降する。
信号ＦltaがＬレベルである場合、トランジスターｐ１２がオンするので、トランジスターｎ２においてドレイン端子と電圧Ｖ_Ｄの給電端との間には、比較的小さな抵抗値の抵抗が介挿された状態と等価となる。このため、信号ＦltaがＨレベルである場合、第２インバーターＩnv２１の閾値は、信号ＦltaがＨレベルである場合もよりも、さらに下降する。

このため、第２インバーターＩnv２１の出力信号は、信号ＣｍｐがＨレベルからＬレベルに変化する場合であれば、信号ＦltaがＨレベルであるときより、信号ＦltaＬレベルであるときの方が先にＬレベルからＨレベルに変化する。一方、第２インバーターＩnv２１の出力信号は、信号ＣｍｐがＬレベルからＨレベルに変化する場合であれば、信号ＦltaがＨレベルであるときより、信号ＦltaＬレベルであるときの方が後にＨレベルからＬレベルに変化する。
したがって、第２インバーターＩnv２１の出力信号をインバーターＩnv２２で再反転したゲート信号Ｇｎは、信号ＦltaがＨレベルである場合には、図１０に示された信号Ｎ１のような波形となり、信号ＦltaがＬレベルである場合には、信号Ｎ２のような波形となる。

結局、図２０に示される制御信号生成回路１２６による不感帯ついても、すなわち信号ＦltaがＨレベルのときの不感帯Ｄb_Ｈと、信号ＦltaがＬレベルのときの不感帯Ｄb_Ｌとについても、図１０および図１１に示されたものと同様となる。

図２０に示される制御信号生成回路１２６は、相補型であるので、集積化しやすく、消費電力を抑えることができるほか、不感帯を次のように設計することができる。
具体的には、不感帯Ｄb_Ｈの負側（電圧Ｖ_Ｄ／２よりも低位側）については、トランジスターｎ１１のオフ抵抗およびトランジスターｎ１２の抵抗で設計することができ、不感帯Ｄb_Ｈの正側（電圧Ｖ_Ｄ／２よりも高位側）については、トランジスターｐ１１のオフ抵抗およびトランジスターｐ１２の抵抗で設計することができる。同様に、不感帯Ｄb_Ｌの負側については、トランジスターｎ１１のオン抵抗およびトランジスターｎ１２の抵抗で設計することができ、不感帯Ｄb_Ｌの正側については、トランジスターｐ１１のオン抵抗およびトランジスターｐ１２の抵抗で設計することができる。

このように、本実施形態、第１応用例または第２応用例（以下、実施形態等という）に係るインクジェットプリンター１によれば、元駆動信号Ｃａ（Ｃｂ）の電圧に対する駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）の電圧追従性が高く、電圧誤差が低減されるので、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）の波形精度が向上し、液体を高精度に吐出させることができる。

実施形態等では、プリントヘッド３０は、１インチ当たり３００個以上の密度で並べられた６００個以上のノズルＮを有しているため、ノズルＮのピッチＰy（図３参照）が非常に狭くなっている。具体的には、前述の通り、各ノズルプレート６３２に設けられているノズル列Ｌ１、Ｌ２では、１インチ当たり３００個以上の密度で並べられたノズルＮが副走査の方向ＹにピッチＰyの半分だけシフトした関係となっており、６００ｄｐｉ以上の高精細な印刷を行うことが可能である。本実施形態では、ピッチＰyが非常に狭いため、ノズルＮに対応して設けられている圧力室Ｓｃの横幅（方向Ｙに沿う方向の幅）は狭くならざるを得ない。圧力室Ｓｃは、横幅が狭いため上下方向への変形がしづらく、ノズルＮから所定量のインクを吐出させるためには、圧力室の縦幅（主走査の方向Ｘに沿う方向の幅）を十分大きくせざるを得ない。そして、ノズルＮから所定量のインクを吐出させるためには、圧力室Ｓｃの面積（横幅×縦幅）は、横幅が狭いほど（ピッチＰyが狭いほど）大きくなり、これに伴って圧電素子Ｐztの面積Ｓも大きくなる。さらに、ノズルＮから所定量のインクを吐出させるためには、圧電素子Ｐztの変位量を大きくする必要があるため、圧電素子ＰztのＺ方向の厚みを小さくしなければならない。要するに、高精細な印刷を行うためにノズルＮが高密度に並べられるほど、圧電素子Ｐztの面積Ｓが大きくなるとともに厚みが小さくなるため、圧電素子Ｐztの容量が大きくなる。その結果、駆動回路１２２ａ（１２２ｂ）の負荷容量が増加し、電流Ｉが大きくなるため、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）には、ＦＦＣ１９０などにおける配線の寄生インダクタンスＬと負荷電流Ｉの変化率との積（Ｌ×ｄＩ／ｄｔ）に比例した大きさのノイズが重畳し、大きなリップルが発生しやすい状況になる。
駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）に大きなリップルが生じると、液体の吐出精度が低下するだけでなく、最悪の場合、駆駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）の電圧が許容範囲を超えてしまい、圧電素子Ｐztの変位量が異常に大きくなって振動板４６（図４参照）が破損する事態も生じ得る。
これに対して、実施形態等によれば、元駆動信号Ｃａ（Ｃｂ）の電圧が上昇又は下降する期間においても、元駆動信号Ｃａ（Ｃｂ）の電圧に対する駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）の電圧に対する追従性が高いので、負荷容量が大きくなっても、駆動信号Ｃｏｍ−Ａ（Ｃｏｍ−Ｂ）に発生するリップルの大きさを小さく保つことができる。このように、本実施形態に係るインクジェットプリンター１は、高精細な印刷を行う場合に特に顕著な効果を奏する。

なお、実施形態等において、トランジスター２３１をＰチャネル型とし、トランジスター２３２をＮチャネル型としたが、いずれかのチャネルで揃えてもよい。ゲート信号Ｇｐ、Ｇｎの論理レベルについては、トランジスター２３１、２３２のチャネル型と密接に関係する。このため、図８および図２０に示される制御信号生成回路１２６については、トランジスター２３１、２３２のチャネル型によっては、インバーターの段数が、奇数の場合もあれば、偶数の場合もあり得る。
例えば、トランジスター２３１をＮチャネル型とする場合には、図８の制御信号生成回路１２６でいえば、バッファ回路Ｂ１、Ｂ３におけるインバーターの段数を奇数（例えば「１」）とすればよいし、図２０の制御信号生成回路１２６でいえば、インバーターの段数を奇数、例えば「１」とするために、インバーターＩnv１２を省略してもよい。

なお、信号Ｆlta（Ｆltb）については、制御部１１０が供給するのではなく、検出回路を別途設けて、該検出回路が、データｄＡ（ｄＢ）で規定される電圧の変化を検出し、当該変化に有無に応じて、信号Ｆlta（Ｆltb）を出力する構成としてもよい。
また、データｄＡ（ｄＢ）で判定するのではなく、アナログに変換された信号Ｃａ（Ｃｂ）で判定する構成としても良い。

１…インクジェットプリンター、３０…プリントヘッド、Ｎ…ノズル、Ｐzt…圧電素子、１９０…ＦＦＣ、１２０４…コンパレーター、１２６…制御信号生成回路、２３１…トランジスター（第１トランジスター）、２３２…トランジスター（第２トランジスター）、ＪＬ１…第１論理回路群、ＪＬ２…第２論理回路群、Ｉnv１１…第１インバーター、Ｉnv１２…第２インバーター、ｔol_１、ｔol_２…振動幅（第１振動幅）、ｔol_３、ｔol_４…振動幅（第２振動幅）。

Claims (11)

1. ノズルと、駆動信号が印加されることにより変位する圧電素子と、を含み、前記圧電素子の変位により前記ノズルから液体を吐出するプリントヘッドと、
   元駆動信号の電圧と前記駆動信号が帰還された信号である帰還信号の電圧とを比較するコンパレーターと、
   第１トランジスターおよび第２トランジスターを含み、前記駆動信号を出力するトランジスター対と、
   前記コンパレーターの出力信号が入力され、前記第１トランジスターのスイッチング動作を制御する第１制御信号及び前記第２トランジスターのスイッチング動作を制御する第２制御信号を、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンするように生成する制御信号生成回路と、
   を備え、
   前記駆動信号は、
   前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンして、前記駆動信号の電圧が上昇する第１領域と、
   前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンして、前記駆動信号の電圧が下降する第２領域と、
   前記第１領域と前記第２領域との間であって、前記第２領域に続く第３領域と、
   前記第１領域と前記第２領域との間であって、前記第１領域に続く第４領域と、
   を有し、
   前記第１領域または前記第２領域における前記駆動信号の電圧の第１振動幅は、前記第３領域または前記第４領域における前記駆動信号の電圧の第２振動幅よりも大きい、
   ことを特徴とする液体吐出装置。
2. 前記制御信号生成回路は、
   前記第１制御信号を生成する第１論理回路群と、
   前記第２制御信号を生成する第２論理回路群と、
   を有し、
   前記駆動信号の電圧が前記第１領域または前記第２領域にある場合における前記第１論理回路群における入出力特性は、前記駆動信号の電圧が前記第３領域または前記第４領域にある場合における前記第１論理回路群における入出力特性と異なり、
   前記駆動信号の電圧が前記第１領域または前記第２領域にある場合における前記第２論理回路群における入出力特性は、前記駆動信号の電圧が前記第３領域または前記第４領域にある場合における前記第２論理回路群における入出力特性と異なる
   ことを特徴とする請求項１に記載の液体吐出装置。
3. 前記制御信号生成回路は、
   前記コンパレーターの入力信号の反転信号を出力する第１インバーターと、
   前記コンパレーターの入力信号の反転信号を出力する第２インバーターと、
   前記第１インバーターにおける第１閾値は、
   前記駆動信号の電圧が前記第１領域または前記第２領域にある場合と、前記第３領域または前記第４領域にある場合とで異なり、
   前記第２インバーターにおける第２閾値は、前記駆動信号の電圧が前記第１領域または前記第２領域にある場合と、前記第３領域または前記第４領域にある場合とで異なり、
   前記第１インバーターによる反転信号に基づいて前記第１制御信号が出力され、
   前記第２インバーターによる反転信号に基づいて前記第２制御信号が出力される
   ことを特徴とする請求項１に記載の液体吐出装置。
4. 前記第１振動幅は、
   前記第１領域または前記第２領域において前記第１トランジスターがオンしたときの前記駆動信号の電圧極大値と、続いて前記第２トランジスターがオンしたときの前記駆動信号の電圧極小値との差であり、
   前記第２振動幅は、
   前記第３領域または前記第４領域において前記第１トランジスターがオンしたときの前記駆動信号の電圧極大値と、続いて前記第２トランジスターがオンしたときの前記駆動信号の電圧極小値との差である
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の液体吐出装置。
5. 前記第４領域における前記駆動信号の電圧は、前記第３領域における前記駆動信号の電圧よりも高く、
   前記第３領域における第２振動幅は、前記第４領域における第２振動幅よりも小さい
   ことを特徴とする請求項４に記載の液体吐出装置。
6. ノズルと、駆動信号が印加されることにより変位する圧電素子と、を含み、前記圧電素子の変位により前記ノズルから液体を吐出するプリントヘッドと、
   元駆動信号の電圧と前記駆動信号が帰還された信号である帰還信号の電圧とを比較するコンパレーターと、
   第１トランジスターおよび第２トランジスターを含み、前記元駆動信号の電圧が第１範囲にある場合に、前記駆動信号を出力する第１トランジスター対と、
   第３トランジスターおよび第４トランジスターを含み、前記元駆動信号の電圧が前記第１範囲よりも高い第２範囲にある場合に、前記駆動信号を出力する第２トランジスター対と、
   前記コンパレーターの出力信号が入力され、前記第１トランジスターまたは前記第３トランジスターのスイッチング動作を制御する第１制御信号及び前記第２トランジスターまたは前記第４トランジスターのスイッチング動作を制御する第２制御信号を、
   前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが、または、前記第３トランジスターと前記第４トランジスターとが、交互にオンするように生成する制御信号生成回路と、
   を備え、
   前記元駆動信号の電圧が第１範囲にある場合における前記駆動信号の電圧の振動幅は、前記元駆動信号の電圧が第２範囲にある場合における前記駆動信号の電圧の振動幅よりも小さい
   ことを特徴とする、液体吐出装置。
7. 前記元駆動信号の電圧が上昇する期間において、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンする
   ことを特徴とする請求項１に記載の液体吐出装置。
8. 前記元駆動信号の電圧が下降する期間において、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンする
   ことを特徴とする、請求項１または２に記載の液体吐出装置。
9. 前記元駆動信号の電圧が一定の期間において、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンする
   ことを特徴とする請求項１、７または８に記載の液体吐出装置。
10. 前記プリントヘッドは、１インチ当たり３００個以上の密度で並べられた６００個以上の前記ノズルを含む
    ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の液体吐出装置。
11. ノズルと、駆動信号が印加されることにより変位する圧電素子と、を含み、前記圧電素子の変位により前記ノズルから液体を吐出するプリントヘッドと、
    元駆動信号の電圧と前記駆動信号が帰還された信号である帰還信号の電圧とを比較するコンパレーターと、
    第１トランジスターおよび第２トランジスターを含み、前記駆動信号を出力するトランジスター対と、
    前記コンパレーターの出力信号が入力され、前記第１トランジスターのスイッチング動作を制御する第１制御信号及び前記第２トランジスターのスイッチング動作を制御する第２制御信号を、前記第１トランジスターと前記第２トランジスターとが交互にオンするように生成する制御信号生成回路と、
    を備え、
    前記駆動信号は、
    前記駆動信号の電圧の振動中心値が上昇する第１領域と、
    前記駆動信号の電圧の振動中心値が下降する第２領域と、
    前記第１領域と前記第２領域との間である第３領域と、
    前記第１領域の後であって、前記第３領域よりも電圧の振動中心値が高い第４領域と、
    を有し、
    前記第１領域または前記第２領域における前記駆動信号の電圧の第１振動幅は、前記第３領域または前記第４領域における前記駆動信号の電圧の第２振動幅よりも大きい、
    ことを特徴とする液体吐出装置。
    

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