JP2019143998A - 容量検出回路、半導体装置、それを用いた入力装置、電子機器、ならびに容量検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の課題の少なくともひとつを解決可能な容量検出回路を提供する。【解決手段】制御信号発生器１１０は、制御信号を生成する。駆動回路１２０は、プッシュプル形式の出力段１２２を有し、制御信号発生器１１０が生成した制御信号に応じた駆動電圧を静電容量Ｃｓに印加する。電流検出回路１３０は、駆動回路１２０の出力段１２２に流れる電流のレプリカである検出電流を生成する。積分回路１４０は、検出電流を積分し、検出電圧を生成する。【選択図】図３

Description

本発明は、静電容量の検出技術に関する。

近年のコンピュータやスマートホン、タブレット端末、ポータブルオーディオ機器などの電子機器には、ユーザインタフェースとして、タッチ式の入力装置が搭載される。タッチ式の入力装置としては、タッチパッド、ポインティングデバイスなどが知られており、指やスタイラスを接触あるいは近接することにより様々な入力が可能となっている。

タッチ式入力装置は大きく、抵抗膜方式と静電容量方式に分類される。静電容量方式は、ユーザ入力に応じて、センサ電極が形成する静電容量（以下、単に容量ともいう）の変化を電気信号に変換することにより、ユーザ入力の有無、座標を検出する。

静電容量測定には、自己容量（Self Capacitance）方式と、相互容量(Mutual Capacitance)方式がある。特許文献２には、自己容量方式の容量検出回路が開示される。図１は、従来の自己容量方式の容量検出回路１０の基本構成を示す回路図である。容量検出回路１０は、Ｃ／Ｖ（容量／電圧）変換回路であり、センス端子ＳＮＳに接続される検出対象の静電容量Ｃｓに応じた検出電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。

容量検出回路１０は主として、充電回路２０および積分回路３０を含む。充電回路２０は、静電容量Ｃｓを充電しながら、そのときの充電電流Ｉ_ＣＨＧに応じた検出電流Ｉ_Ｓを出力する。積分回路３０は、検出電流Ｉ_Ｓを積分し、検出電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。

充電回路２０は、第１トランジスタＭ_１、第２トランジスタＭ_２、リセットスイッチＳＷ_１、センススイッチＳＷ_２を含む。リセットスイッチＳＷ_１は、静電容量Ｃｓの電荷を初期化する。第１トランジスタＭ_１およびセンススイッチＳＷ_２は、電源ラインＶ_ＤＤと静電容量Ｃｓの間に直列に設けられる。第１トランジスタＭ_１および第２トランジスタＭ_２はカレントミラー回路を形成している。

積分回路３０は、第２トランジスタＭ_２に流れる検出電流Ｉ_Ｓを積分し、検出電圧Ｖ_ＯＵＴに変換する。たとえば積分回路３０は、検出電流Ｉ_Ｓに応じて充放電される積分用キャパシタＣ_ＩＮＴを含む。

静電容量測定の動作を説明する。図２は、図１の容量検出回路１０の動作波形図である。
１． 初期化フェーズφ_１
はじめに、リセットスイッチＳＷ_１がオンとなり、静電容量Ｃｓの電荷がゼロリセットされ、静電容量Ｃｓの電圧Ｖ_ＳＮＳがゼロとなる。リセットスイッチＳＷ_１は、初期化が完了するとターンオフする。

２． センスフェーズφ_２
続いてセンススイッチＳＷ_２がターンオンする。このとき第１トランジスタＭ_１を介して静電容量Ｃｓに対して、充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れ、静電容量Ｃｓの電圧Ｖ_ＳＮＳが上昇する。電圧Ｖ_ＳＮＳが、電源電圧近傍のある上限電圧Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}に達すると、充電が停止する。センスフェーズにおいて静電容量Ｃｓに供給される電荷量Ｑは、以下の式で表される。
Ｑ＝Ｃｓ×Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}

充電中、第２トランジスタＭ_２によって充電電流Ｉ_ＣＨＧがコピーされ、検出電流Ｉ_Ｓが生成される。検出電流Ｉ_Ｓの積分量である検出電圧Ｖ_Ｓは静電容量Ｃｓの充電電荷量Ｑを表す。
Ｖ_Ｓ＝Ｑ＝Ｃｓ×Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}
上限電圧Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}は定数として扱うことができるから、検出電圧Ｖ_Ｓは、静電容量Ｃｓの容量値を表す。

特開２００１−３２５８５８号公報 特開２０１２−１８２７８１号公報

本発明者は、図１の容量検出回路１０について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

・第１の課題
図１の容量検出回路１０では、第１トランジスタＭ_１のゲートドレイン間が結線されており、したがって上限電圧Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}は、Ｖ_ＤＤ−Ｖ_ＨＲとなる。Ｖ_ＨＲはヘッドルーム電圧であり、図１の回路では、第１トランジスタＭ_１のゲートドレイン電圧のしきい値（ダイオードの順方向電圧Ｖ_Ｆ）によって規定され、たとえば０．６Ｖ程度となる。電源電圧Ｖ_ＤＤが十分に高い場合にはそれほど問題とならないが、電源電圧Ｖ_ＤＤが低くなると、ヘッドルーム電圧Ｖ_ＨＲの影響が大きくなる。

・第２の課題
図１の充電回路２０に流れる充電電流Ｉ_ＣＨＧは、図２に示すように非常に急峻であり、非常に高い周波数成分を含む。一方で、検出電流Ｉ_Ｓが流れる電流には、図示しない寄生容量が存在し、寄生のローパスフィルタを形成している。このローパスフィルタによって、検出電流Ｉ_Ｓの高周波成分が除去されると、図２の充電電流Ｉ_ＣＨＧのピーク部分の情報が失われるため、容量検出の精度が低下する。

・第３の課題
センスフェーズ中に、充電回路２０は充電動作のみ可能であり、非対称性を有する。この非対称性により、センス端子ＳＮＳに交流のノイズが入力されたとき、検出電流Ｉ_Ｓは、ノイズのうち半波の影響を受けることとなり、ノイズ成分であるか、容量変化に起因する成分であるかの判定が難しくなる。

・第４の課題
図１の容量検出回路１０では、充電動作のみによって、静電容量Ｃｓが検出される。初期化フェーズφ_１における放電は、センシングには寄与しないため、無駄な電力を消費することとなる。

本発明はかかる状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、上述の課題の少なくともひとつを解決可能な容量検出回路の提供にある。

本発明のある態様は、静電容量を測定する容量検出回路に関する。容量測定装置は、制御信号を生成する制御信号発生器と、プッシュプル形式の出力段を有し、制御信号に応じた駆動電圧を静電容量に印加する駆動回路と、駆動回路の出力段に流れる電流のレプリカである検出電流を生成する電流検出回路と、検出電流を積分し、検出電圧を生成する積分回路と、を備える。

なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、あるいは本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、上述の課題の少なくとも一つを解決できる。

従来の自己容量方式の容量検出回路の基本構成を示す回路図である。 図１の容量検出回路の動作波形図である。 実施の形態に係る容量検出回路の回路図である。 図４（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路の回路図である。 図３の容量検出回路の第１の動作例を示す波形図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、電圧波形および電流波形の拡大図である。 図３の容量検出回路の第２の動作例を示す波形図である。 第２の動作例に対応する積分回路の回路図である。 変形例に係る容量検出回路の回路図である。 容量検出回路を備える入力装置を示す図である。 図１０の半導体装置の一部の回路図である。 図１０の入力装置を備える電子機器のブロック図である。

（実施の形態の概要）
本明細書に開示される一実施の形態は、静電容量を測定する容量検出回路に関する。容量測定装置は、制御信号を生成する制御信号発生器と、プッシュプル形式の出力段を有し、制御信号に応じた駆動電圧を静電容量に印加する駆動回路と、駆動回路の出力段に流れる電流のレプリカである検出電流を生成する電流検出回路と、検出電流を積分し、検出電圧を生成する積分回路と、を備える。

この実施の形態によれば、以下の少なくともひとつの利点を享受できる。
・出力段のトランジスタを、ダイオード接続する必要がなくなるため、ヘッドルームを小さくでき、容量検出の精度を高めることができる。
・駆動回路の応答遅れにより、静電容量の電圧をわずかに鈍らせることが可能である。これにより、充電電流、放電電流の急峻な変化を抑制できるため、信号の伝搬経路上の寄生容量の影響を低減できる。
・駆動回路は、プッシュプル動作が可能であるから、交流ノイズが入力したときに、交流ノイズの影響がそのまま検出電流に現れる。このノイズは、フィルタにより除去しやすく、また、１周期分を積分すればゼロとなるため、ノイズの耐性を高めることができる。
・充電動作と放電動作の両方をセンシングに割り当てることができるため、無駄な電力消費を低減できる。またセンシングの精度を高め、あるいはセンシングの周波数を高めることが可能となる。

制御信号はパルス信号であり、駆動回路は、パルス信号を増幅するアンプを含んでもよい。アンプは、バッファ（ボルテージフォロア）、非反転アンプ、反転アンプのいずれであってもよい。

積分回路は、充電中に得られた検出電流と、放電中に得られた検出電流と、を積分してもよい。

充電中に得られた検出電圧と、放電中に得られた検出電圧と、の差分を演算することにより、静電容量を取得してもよい。

駆動回路は、駆動回路の出力電圧に応じたフィードバック信号が、制御信号と一致するように、出力段のハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタを制御する差動入力段と、ハイサイドトランジスタと制御端子が共通に接続される第１トランジスタと、ローサイドトランジスタと制御端子が共通に接続される第２トランジスタと、を含んでもよい。検出電流は、第１トランジスタに流れる電流と第２トランジスタに流れる電流の差分に応じていてもよい。

容量検出回路は、一端が積分回路の入力に接続されるオフセット用のキャパシタをさらに備えてもよい。オフセット用のキャパシタの他端に制御信号に応じた補正信号が印加されてもよい。これにより、検出信号をオフセットすることができる。

容量検出回路は、ひとつの半導体集積回路上に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本明細書に開示される別の実施の形態は、複数の静電容量を測定可能な半導体装置に関する。半導体装置は、複数の静電容量が接続される複数のセンス端子と、複数のセンス端子に対応する、複数の容量検出回路と、を備えてもよい。

半導体装置は、複数の容量検出回路において得られる複数の検出電流の平均電流を生成する電流平均化回路をさらに備えてもよい。各容量検出回路の積分回路は、対応する検出電流と平均電流の差分を積分してもよい。これにより、各静電容量の相対的な変化量を検出できる。

本明細書に開示される別の実施の形態は、入力装置に関する。入力装置は、複数のセンサ電極を含み、ユーザの接触した座標近傍のセンサ電極の静電容量が変化するタッチ式センサと、複数のセンサ電極の容量を測定する半導体装置と、を備えてもよい。

（実施の形態）
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図３は、実施の形態に係る容量検出回路１００の回路図である。容量検出回路１００は自己容量（Self Capacitance）方式によって静電容量Ｃｓを測定し、静電容量Ｃｓを示す検出電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。容量検出回路１００は、ひとつの半導体基板に集積化され、センス端子（センスピン）ＳＮＳに静電容量Ｃｓが接続される。

制御信号発生器１１０は、制御信号Ｓ_ＣＴＲＬを生成する。制御信号Ｓ_ＣＴＲＬは、パルスを用いることができるがその限りでなく、台形波などを用いてもよい。

駆動回路１２０は、プッシュプル形式の出力段１２２を有する。駆動回路１２０は、制御信号Ｓ_ＣＴＲＬに応じた駆動電圧Ｖ_ＤＲＶを静電容量Ｃｓに印加する。出力段１２２には静電容量Ｃｓの電圧（センス端子の電圧）の変化に応じた駆動電流Ｉ_ＤＲＶが流れる。駆動電流Ｉ_ＤＲＶは、出力段１２２のハイサイドトランジスタ１２４に流れるソース電流Ｉ_ＳＲＣと、ローサイドトランジスタ１２６に流れるシンク電流Ｉ_ＳＩＮＫの差分である。

駆動回路１２０は、前段の差動入力段１２８と後段の出力段１２２を含むオペアンプで構成することができる。差動入力段１２８は、駆動電圧Ｖ_ＤＲＶに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢが、制御信号Ｓ_ＣＴＲＬと一致するように、出力段１２２のハイサイドトランジスタ１２４とローサイドトランジスタ１２６それぞれを制御する。

図４（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路１２０の回路図である。図４（ａ）の駆動回路１２０は、バッファアンプ（ボルテージフォロア）であり、オペアンプＯＰＡＭＰ１の出力と反転入力端子が接続され、非反転入力端子に制御信号Ｓ_ＣＴＲＬが入力される。

図４（ｂ）の駆動回路１２０は非反転アンプであり、オペアンプＯＰＡＭＰ１に加えて、フィードバック抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を含む。図４（ｃ）の駆動回路１２０は反転アンプであり、オペアンプＯＰＡＭＰ１に加えて、抵抗Ｒ_３，Ｒ_４を含む。なお、駆動回路１２０の構成はここで例示したものに限定されない。

図３に戻る。電流検出回路１３０は、駆動回路１２０の出力段に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶのレプリカである検出電流Ｉ_Ｓを生成する。検出電流Ｉ_Ｓは、駆動電流Ｉ_ＤＲＶと等しくてもよいし、スケーリングしてもよい。

電流検出回路１３０は、第１トランジスタ１３２、第２トランジスタ１３４を含む。第１トランジスタ１３２は、ハイサイドトランジスタ１２４と同型のＰチャンネルＭＯＳトランジスタであり、制御端子（ゲート）が共通に接続される。第１トランジスタ１３２には、ハイサイドトランジスタ１２４に流れるソース電流Ｉ_ＳＲＣに比例した電流Ｉ_ＳＲＣ’＝ｋ×Ｉ_ＳＲＣが流れる。第２トランジスタ１３４は、ローサイドトランジスタ１２６と同型であり、制御端子（ゲート）が共通に接続される。第２トランジスタ１３４には、ローサイドトランジスタ１２６に流れるシンク電流Ｉ_ＳＩＮＫに比例した電流Ｉ_ＳＩＮＫ’＝ｋ×Ｉ_ＳＩＮＫが流れる。

第１トランジスタ１３２のドレインと第２トランジスタ１３４のドレインは、電流検出回路１３０の出力ノードに接続される。電流検出回路１３０が生成する検出電流Ｉ_Ｓは、以下の式で表される。
Ｉ_Ｓ＝Ｉ_ＳＲＣ’−Ｉ_ＳＩＮＫ’

積分回路１４０は、検出電流Ｉ_Ｓを積分し、検出電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。積分回路１４０の構成は特に限定されないが、たとえば積分回路１４０は、積分用キャパシタＣ_ＩＮＴと、オペアンプ１４２を含む。積分用キャパシタＣ_ＩＮＴは、オペアンプ１４２の出力と反転入力端子の間に設けられる。

以上が容量検出回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。

（第１の動作例）
図５は、図３の容量検出回路１００の第１の動作例を示す波形図である。第１の動作例では、充電中（放電中）に得られた検出電圧Ｖ_ＯＵＴ［ｉ］と、放電中（充電中）に得られた検出電圧Ｖ_{ＯＵＴ［ｉ＋１］}と、の差分を演算することにより、静電容量Ｃｓ［ｉ］を取得する。以下、詳しく説明する。

制御信号Ｓ_ＣＴＲＬは、ハイとローを繰り返すパルス信号である。駆動回路１２０は、制御信号Ｓ_ＣＴＲＬに応じた駆動電圧Ｖ_ＤＲＶを、センス端子に発生させる。センス端子に生ずる駆動電圧Ｖ_ＤＲＶは、駆動回路１２０の応答遅れにより、制御信号Ｓ_ＣＴＲＬより鈍った波形となりうる。

駆動電圧Ｖ_ＤＲＶが上昇するとき、駆動回路１２０は、出力電流Ｉ_ＤＲＶをソースする（Ｉ_ＤＲＶ＞０）。駆動電圧Ｖ_ＤＲＶが低下するとき、駆動回路１２０は、出力電流Ｉ_ＤＲＶをシンクする（Ｉ_ＤＲＶ＜０）。

電流検出回路１３０によって、出力電流Ｉ_ＤＲＶのレプリカである検出電流Ｉ_Ｓが生成される。検出電流Ｉ_Ｓは、後段の積分回路１４０によって積分され、検出電圧Ｖ_ＯＵＴに変換される。制御信号Ｓ_ＣＴＲＬのエッジ毎に発生する検出電圧Ｖ_ＯＵＴの変化幅ΔＶ_ＯＵＴは、１回の充電動作（あるいは放電動作）において、静電容量Ｃｓに供給される電荷量Ｑを表す。

一方で、１回の充電動作（あるいは放電動作）における駆動電圧Ｖ_ＤＲＶの変動幅ΔＶ_ＤＲＶは、ΔＶ_ＤＲＶ＝Ｖ_ＤＤ−Ｖ_ＨＲ−Ｖ_ＦＲで表され、定数とみなすことができる。Ｖ_ＨＲは主としてハイサイドトランジスタ１２４の飽和電圧で定まるヘッドルーム電圧であり、Ｖ_ＦＲは主としてローサイドトランジスタ１２６の飽和電圧で定まるフットルーム電圧である。

ｉ回目の充電（あるいは放電）時における静電容量をＣｓ［ｉ］とするとき、充電電荷量（あるいは放電電荷量）Ｑ［ｉ］は、Ｑ［ｉ］＝Ｃｓ［ｉ］×ΔＶ_ＤＲＶである。ｉ回目の充電（あるいは放電）において得られる出力電圧Ｖ_ＯＵＴの変化幅ΔＶ_ＯＵＴ［ｉ］は、充電電荷量（放電電荷量）を表すから、式（１）が成り立つ。
ΔＶ_ＯＵＴ［ｉ］＝Ｃｓ［ｉ］×ΔＶ_ＤＲＶ …（１）
ΔＶ_ＤＲＶは定数であるから、ΔＶ_ＯＵＴ［ｉ］は、静電容量Ｃｓ［ｉ］を表す。

以上が容量検出回路１００の第１の動作例である。

続いて容量検出回路１００の利点を説明する。図６（ａ）、（ｂ）は、電圧波形および電流波形の拡大図である。

・第１の利点
図６（ａ）には、センス端子の駆動電圧Ｖ_ＤＲＶが示される。比較のために、図１の容量検出回路１０におけるセンス端子の電圧Ｖ_ＳＮＳを一点鎖線で示す。センス端子の電圧Ｖ_ＳＮＳのヘッドルーム電圧は、トランジスタＭ_１のゲートソース間電圧で規定され０．６Ｖ程度であり、電源電圧Ｖ_ＤＤが１．５Ｖとすると、センス端子の電圧変化幅ΔＶ_ＳＮＳはＶ_ＤＤ−Ｖ_ＨＲ＝０．９Ｖである。

これに対して、図３の容量検出回路１００における駆動電圧Ｖ_ＤＲＶのヘッドルーム電圧Ｖ_ＨＲは０．１Ｖ程度まで小さくできる。同程度のフットルーム電圧Ｖ_ＦＲが導入されるが、それであっても駆動電圧Ｖ_ＤＲＶの変化幅ΔＶ_ＤＲＶは、Ｖ_ＤＤ−Ｖ_ＨＲ−Ｖ_ＦＲ＝１．５Ｖ−０．１Ｖ−０．１Ｖ＝１．３Ｖとなり、図１に比べて拡大される。

式（１）から明らかなように、静電容量Ｃｓの検出感度は、ΔＶ_ＤＲＶが大きいほど高くなる。したがって図３の容量検出回路１００によれば、検出感度を高めることができる。

・第２の利点
図６（ｂ）には、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが示される。比較のために、図１の充電回路２０に流れる充電電流Ｉ_ＣＨＧを一点鎖線で示す。この充電電流Ｉ_ＣＨＧは非常に急峻であり、高い周波数成分を含む。高周波成分は、充電電流Ｉ_ＣＨＧを検出信号Ｉ_Ｓに変換し、さらに検出信号Ｖ_ＯＵＴに変換する過程において寄生のローパスフィルタによりフィルタリングされ、検出精度の低下を招く。

一方、図３の容量検出回路１００では、駆動回路１２０の応答速度の影響で、駆動電圧Ｖ_ＤＲＶの変化速度（スルーレート）が制限されており、駆動電流Ｉ_ＤＲＶに含まれる周波数成分が、低周波数側にシフトしている。そのため、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを検出信号Ｉ_Ｓに変換し、さらに検出信号Ｖ_ＯＵＴに変換する過程において、フィルタリングにより失われる成分が少なくなり、検出精度の低下を抑制することができる。なお、制御信号Ｓ_ＣＴＲＬの傾きを制限することで、この効果をさらに高めてもよい。

・第３の効果
図１では、充電回路２０は充電動作のみ可能であり、非対称性を有する。この非対称性により、センス端子ＳＮＳに交流のノイズＮが入力されたとき、検出電流Ｉ_Ｓは、ノイズのうち半波の影響を受けることとなり、したがって、検出電圧Ｖ_ＯＵＴにも、ノイズの半波分の影響が現れ、ノイズ成分のフィルタリングが難しくなる。

これに対して、図３では、駆動回路１２０は、プッシュプル動作が可能であるから、交流ノイズが入力したときに、交流ノイズの影響がそのまま検出電流Ｉ_Ｓに現れる。検出電流Ｉ_Ｓに含まれるノイズは、フィルタにより除去しやすく、また、１周期分を積分すればゼロとなる。したがって図３の容量検出回路１００によれば、ノイズの耐性を高めることができる。

・第４の効果
図１の容量検出回路１０では、放電はリセットに利用されており、無駄な電力を消費していた。これに対して、図３の容量検出回路１００によれば、図５のように動作させることにより、充電動作と、放電動作それぞれにおいて、静電容量Ｃｓを検出できる。したがって、無駄な電力消費を低減できる。

・第５の効果
また、充電と放電それぞれで静電容量Ｃｓを検出することにより、センシングの周波数を２倍に高めることが可能である。

・第６の効果
駆動回路１２０の出力インピーダンスは、図１の容量検出回路１０における充電回路の出力インピーダンスよりも低くなる。これにより、ノイズ耐性を高めることが可能である。

（第２の動作例）
図７は、図３の容量検出回路１００の第２の動作例を示す波形図である。第２の動作例では、充電と放電の１セットが、１回の検出サイクルとなる。積分回路１４０は、充電中の検出電流Ｉ_Ｓと、放電中の検出電流Ｉ_Ｓを、同じ極性で積分する。

１回の充電と１回の放電によって発生する検出電圧Ｖ_ＯＵＴの変動幅ΔＶ_ＯＵＴは、静電容量Ｃｓを表す。この例では、１回の検出サイクルごとに、検出電圧Ｖ_ＯＵＴを変化させる方向を反転している。

図８は、第２の動作例に対応する積分回路１４０の回路図である。積分回路１４０には、複数のスイッチＳＷ_１１〜ＳＷ_１４が追加されている。スイッチＳＷ_１１〜ＳＷ_１４は、積分用キャパシタＣ_ＩＮＴと、オペアンプ１４２の接続を切りかえることができる。

検出電圧Ｖ_ＯＵＴを増加させる検出サイクルでは、充電フェーズφ_１において、スイッチＳＷ_１１，ＳＷ_１４がオンとなり、残りのスイッチＳＷ_１２，ＳＷ_１３がオフとなる。反対に放電フェーズφ_２において、スイッチＳＷ_１１，ＳＷ_１４がオフとなり、残りのスイッチＳＷ_１２，ＳＷ_１３がオンとなる。

検出電圧Ｖ_ＯＵＴを低下させる検出サイクルでは、スイッチの状態を逆とすればよい。

図７では、１回の検出サイクルごとに、検出電圧Ｖ_ＯＵＴを変化させる方向を反転しているがその限りでない。１回の検出サイクルが完了するごとに、積分用キャパシタＣ_ＩＮＴの電荷を初期化し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴをゼロリセットすることで、検出電圧Ｖ_ＯＵＴを常に同じ方向に方向させることも可能である。

図９は、変形例に係る容量検出回路１００Ａの回路図である。容量検出回路１００Ａは、図３の容量検出回路１００に加えて、オフセット用のキャパシタＣ_ＯＦＳをさらに備える。オフセット用キャパシタＣ_ＯＦＳの一端は、積分回路１４０の入力に接続され、その他端には、制御信号Ｓ_ＣＴＲＬに応じた補正信号が印加される。

オフセット用キャパシタＣ_ＯＦＳを設けることにより、検出信号Ｖ_ＯＵＴを、オフセット用キャパシタＣ_ＯＦＳに応じた電圧幅、オフセットすることができる。

たとえば後述するタッチパネルのようなアプリケーションでは、静電容量Ｃｓの容量自体でなく、基準値からの変位量を取得したい場合がある。したがってオフセット用キャパシタＣ_ＯＦＳの容量値を、基準値に対応して規定することにより、変位量を示す検出信号Ｖ_ＯＵＴを得ることができる。

あるいは、センス端子ＳＮＳには、静電容量Ｃｓのほか、寄生容量が接続され、その影響を除去したい場合がある。そこで寄生容量に応じてオフセット用キャパシタＣ_ＯＦＳの容量を規定することにより、寄生容量の影響を低減できる。

図１０は、容量検出回路を備える入力装置２００を示す図である。入力装置２００は、タッチ式センサ２１０と、半導体装置３００を備える。たとえばタッチ式センサ２１０は、タッチパネルであり、半導体装置３００は、タッチパネルコントローラであってもよい。

タッチ式センサ２１０は、複数のセンサ電極２１２を含む。ユーザの接触した座標近傍のセンサ電極２１２の静電容量Ｃｓが変化する。半導体装置３００は、複数のセンサ電極２１２それぞれの静電容量Ｃｓを測定し、タッチされたセンサ電極２１２を特定する。

半導体装置３００は、複数のセンス端子ＳＮＳと、複数の容量検出回路１００Ｂと、Ａ／Ｄコンバータ３０２を備える。

容量検出回路１００Ｂ＿＃（＃＝１〜Ｎ）は、対応する静電容量Ｃｓ＃の容量を測定する。Ａ／Ｄコンバータ３０２は、容量検出回路１００Ｂの出力電圧Ｖ_ＯＵＴ＃をデジタル値に変換する。

半導体装置３００はさらに、電流平均化回路３１０を備える。電流平均化回路３１０は、複数の容量検出回路１００Ｂにおいて得られる複数の検出電流Ｉ_Ｓの平均電流Ｉ_ＡＶＥを生成する。平均電流Ｉ_ＡＶＥは、複数の容量検出回路１００Ｂに戻される。

容量検出回路１００Ｂ＃の積分回路１４０は、対応する検出電流Ｉ_Ｓ＃と平均電流Ｉ_ＡＶＥの差分を積分し、検出電圧Ｖ_ＯＵＴ＃を生成する。容量検出回路１００Ｂは、図３の容量検出回路１００を基本と構成することができる。

検出電圧Ｖ_ＯＵＴ１〜Ｖ_ＯＵＴＮは、Ａ／Ｄコンバータ３０２によってデジタル値Ｄ_ＯＵＴ１〜Ｄ_ＯＵＴＮに変換される。Ａ／Ｄコンバータ３０２の前段にマルチプレクサ３０４を配置し、時分割でチャンネルを切り替えることで、Ａ／Ｄコンバータ３０２の個数を減らすことができる。

以上が半導体装置３００の構成である。チャンネル数Ｎが大きいとき、タッチの有無にかかわらず、複数のセンサ電極２１２の容量Ｃｓ１〜ＣｓＮの平均値は一定と近似することができ、したがってタッチの有無にかかわらず、平均電流Ｉ_ＡＶＥも一定とみなすことができる。したがって検出電流Ｉ_Ｓ＃と平均電流Ｉ_ＡＶＥの差分は、静電容量Ｃｓ＃の非タッチ状態における値（基準値）からの変動量に応じたものとなり、検出電圧Ｖ_ＯＵＴ＃は、静電容量Ｃｓ＃の基準値からの変動量を示す。

平均電流Ｉ_ＡＶＥを利用することにより、静電容量Ｃｓの変化量を、高精度に検出することができる。

図１１は、図１０の半導体装置３００の一部の回路図である。電流平均化回路３１０は、駆動回路１２０のソース電流Ｉ_ＳＲＣの平均電流Ｉ_{ＳＲＣ（ＡＶＥ）}を生成する第１回路３１２と、シンク電流Ｉ_ＳＩＮＫの平均電流Ｉ_{ＳＩＮＫ（ＡＶＥ）}を生成する第２回路３１４と、を含む。

第１回路３１２は、トランジスタＭ_１１，Ｍ_１２，Ｍ_１３を含む。トランジスタＭ_１１の制御端子は、ハイサイドトランジスタ１２４の制御端子と共通に接続され、ソース電流Ｉ_ＳＲＣに比例した検出電流Ｉ_ＳＲＣ”を生成する。検出電流Ｉ_ＳＲＣ”は、トランジスタＭ_１２，Ｍ_１３を含むカレントミラー回路３１３の入力側に供給される。カレントミラー回路３１３の制御端子（ゲート）は、他のチャンネルの対応する端子と共通に接続される。その結果、カレントミラー回路３１３の出力側のトランジスタＭ_１３には、全チャンネルの検出電流Ｉ_ＳＲＣ”の平均電流（ソース平均電流）Ｉ_{ＳＲＣ（ＡＶＥ）}が流れる。ソース平均電流Ｉ_{ＳＲＣ（ＡＶＥ）}は、電流検出回路１３０の出力ノードからシンクされる。

第２回路３１４は、トランジスタＭ_２１，Ｍ_２２，Ｍ_２３を含む。トランジスタＭ_２１の制御端子は、ローサイドトランジスタ１２６の制御端子と共通に接続され、シンク電流Ｉ_ＳＩＮＫに比例した検出電流Ｉ_ＳＩＮＫ”を生成する。検出電流Ｉ_ＳＩＮＫ”は、トランジスタＭ_２２，Ｍ_２３を含むカレントミラー回路３１５の入力側に供給される。カレントミラー回路３１５の制御端子（ゲート）は、他のチャンネルの対応する端子と共通に接続される。その結果、カレントミラー回路３１５の出力側のトランジスタＭ_２３には、全チャンネルの検出電流Ｉ_ＳＩＮＫ”の平均電流（シンク平均電流）Ｉ_{ＳＩＮＫ（ＡＶＥ）}が流れる。シンク平均電流Ｉ_{ＳＩＮＫ（ＡＶＥ）}は、電流検出回路１３０の出力ノードにソースされる。

電流検出回路１３０および電流平均化回路３１０により生成される差分電流Ｉ_{Ｓ（ＤＩＦＦ）}は、以下の式で与えられる。
Ｉ_{Ｓ（ＤＩＦＦ）}＝（Ｉ_ＳＲＣ’−Ｉ_ＳＩＮＫ’）−（Ｉ_{ＳＲＣ（ＡＶＥ）}−Ｉ_{ＳＩＮＫ（ＡＶＥ）}）
ここで、右辺第１項は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの検出電流Ｉ_Ｓ＝Ｉ_ＳＲＣ’−Ｉ_ＳＲＣ’である。また右辺第２項は、検出電流Ｉ_Ｓの平均電流Ｉ_{Ｓ（ＡＶＥ）}である。したがって、図１１の構成によれば、各チャンネルにおいて、検出電流Ｉ_Ｓと、全チャンネルの検出電流Ｉ_Ｓの平均値Ｉ_{Ｓ（ＡＶＥ）}の差分電流Ｉ_{Ｓ（ＤＩＦＦ）}にもとづく容量検出が可能となる。

図１２は、図１０の入力装置２００を備える電子機器９００のブロック図である。電子機器６００は、携帯電話端末、パーソナルコンピュータ、タブレット端末、デジタルスチルカメラ、ポータブル音楽プレイヤ−、リモコンなど、が例示される。

電子機器９００は、入力装置２００に加えて、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）９０２およびＬＣＤ（Liquid Crystal Display）９０４を備える。入力装置２００は、タッチパネルであるタッチ式センサ２１０と、タッチパネルの制御ＩＣである半導体装置３００を備える。タッチ式センサ２１０は、規則的に配置された複数のセンサ電極（図１２には不図示）を含む。たとえばセンサ電極は、Ｙ方向に伸び、Ｘ方向に隣接する複数のＸ側電極と、Ｘ方向に伸び、Ｙ方向に隣接する複数のＹ側電極と、を含む。半導体装置３００は、複数のＸ側電極の容量変化にもとづいて、タッチされた点のＸ座標を判定し、複数のＹ側電極の容量変化にもとづいて、タッチされた点のＹ座標を判定する。タッチされた点の座標情報はＤＳＰ９０２に供給される。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

実施の形態においては、容量検出回路１００を静電容量の変化を利用した入力装置に適用した場合について説明したが、容量検出回路１００の用途はこれに限定されるものではない。たとえば、キャパシタ型マイクロフォンなど、ダイアフラム電極とバックプレート電極によってキャパシタが形成され、音圧によりキャパシタの静電容量が変化するようなマイクロフォンに適用することができる。

１００ 容量検出回路
１１０ 制御信号発生器
１２０ 駆動回路
１２２ 出力段
１２４ ハイサイドトランジスタ
１２６ ローサイドトランジスタ
１２８ 差動入力段
１３０ 電流検出回路
１３２ 第１トランジスタ
１３４ 第２トランジスタ
１４０ 積分回路
１４２ オペアンプ
２００ 入力装置
２１０ タッチ式センサ
２１２ センサ電極
３００ 半導体装置
９００ 電子機器
９０２ ＤＳＰ
９０４ ＬＣＤ
Ｃｓ 静電容量
Ｃ_ＩＮＴ 積分用キャパシタ

Claims (15)

1. 静電容量を測定する容量検出回路であって、
   制御信号を生成する制御信号発生器と、
   プッシュプル形式の出力段を有し、前記制御信号に応じた駆動電圧を前記静電容量に印加する駆動回路と、
   前記駆動回路の前記出力段に流れる電流のレプリカである検出電流を生成する電流検出回路と、
   前記検出電流を積分し、検出電圧を生成する積分回路と、
   を備えることを特徴とする容量検出回路。
2. 前記制御信号はパルス信号であり、
   前記駆動回路は、前記パルス信号を受けるアンプを含むことを特徴とする請求項１に記載の容量検出回路。
3. 充電中に得られた前記検出電圧と、放電中に得られた前記検出電圧と、の差分を演算することにより、前記静電容量を取得することを特徴とする請求項１または２に記載の容量検出回路。
4. 前記積分回路は、充電中に得られた前記検出電流と、放電中に得られた前記検出電流と、を積分することを特徴とする請求項１または２に記載の容量検出回路。
5. 前記駆動回路は、
   前記駆動回路の出力電圧に応じたフィードバック信号が、前記制御信号と一致するように、前記出力段のハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタを制御する差動入力段をさらに含み、
   前記電流検出回路は、
   前記ハイサイドトランジスタと制御端子が共通に接続される第１トランジスタと、
   前記ローサイドトランジスタと制御端子が共通に接続される第２トランジスタと、
   を含み、
   前記検出電流は、前記第１トランジスタに流れる電流と前記第２トランジスタに流れる電流の差分に応じていることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の容量検出回路。
6. 一端が前記積分回路の入力に接続され、他端に前記制御信号に応じた補正信号が印加されるオフセット用キャパシタをさらに備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の容量検出回路。
7. ひとつの半導体集積回路上に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の容量検出回路。
8. 複数の静電容量を測定可能な半導体装置であって、
   前記複数の静電容量が接続される複数のセンス端子と、
   前記複数のセンス端子に対応する複数の容量検出回路と、
   を備え、
   前記容量検出回路は、
   制御信号を生成する制御信号発生器と、
   プッシュプル形式の出力段を有し、前記制御信号に応じた駆動電圧を前記静電容量に印加する駆動回路と、
   前記駆動回路の前記出力段に流れる電流のレプリカである検出電流を生成する電流検出回路と、
   前記検出電流を積分し、検出電圧を生成する積分回路と、
   を備えることを特徴とする半導体装置。
9. 前記複数の容量検出回路において得られる複数の前記検出電流の平均電流を生成する電流平均化回路をさらに備え、
   各容量検出回路の前記積分回路は、対応する検出電流と前記平均電流の差分を積分することを特徴とする請求項８に記載の半導体装置。
10. 複数のセンサ電極を含み、ユーザの接触した座標近傍のセンサ電極の静電容量が変化するタッチパネルと、
    前記複数のセンサ電極の容量を測定する請求項８または９に記載の半導体装置と、
    を備えることを特徴とする入力装置。
11. 請求項１０に記載の入力装置を備えることを特徴とする電子機器。
12. 静電容量の検出方法であって、
    制御信号を生成するステップと、
    プッシュプル形式の出力段を有する駆動回路を利用して、前記制御信号に応じて前記静電容量を充電および放電するステップと、
    前記出力段の電流のレプリカである検出電流を積分し、検出電圧を生成するステップと、
    を備えることを特徴とする検出方法。
13. 前記制御信号はパルス信号であり、
    前記駆動回路は、前記パルス信号を受けるアンプを含むことを特徴とする請求項１２に記載の検出方法。
14. 充電中に得られた前記検出電圧と、放電中に得られた前記検出電圧と、の差分を演算するステップをさらに備えることを特徴とする請求項１２または１３に記載の検出方法。
15. 充電中に得られた前記検出電流と、放電中に得られた前記検出電流と、を積分することにより、前記検出電圧を生成することを特徴とする請求項１２または１３に記載の検出方法。

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