JP2019135740A - レーザ駆動回路及び光送信器 - Google Patents

Abstract

【課題】光送信器において不要な電流の発生を防止して消費電力の低減を図ること。【解決手段】ＬＤ駆動回路７は、入力端子１１ａ及び出力端子１１ｂを有し、電源電圧ＶＣＣを印加され、入力端子１１ａにて入力電圧信号を受け、入力電圧信号の平均電圧を調整し、調整された入力電圧信号を出力端子１１ｂから出力する電圧調整回路１１と、ベース、コレクタ、及びエミッタを有し、ＬＤ３のアノードにコレクタが電気的に接続され、ＬＤ３のカソード及びグラウンドにエミッタが電気的に接続され、電圧調整回路１１の出力端子１１ｂにベースが電気的に接続されたトランジスタ９と、を備え、電圧調整回路１１は、トランジスタ９のコレクタにおける電圧と閾値電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータ１３を含み、コンパレータ１３の出力に応じて、入力電圧信号の平均電圧を増減させる。【選択図】図１

Description

本発明は、光通信用のレーザ駆動回路及び光送信器に関するものである。

強度変調された光信号を生成するレーザダイオード（以下、ＬＤとも言う）に接続される駆動回路の構成としては、複数の形態が知られている。例えば、下記特許文献１には、ドレインがＬＤのアノード電極に接続され、ソースがＬＤのカソード電極に接続され、ゲートに変調信号が供給されるトランジスタを含むシャント方式の駆動回路が開示されている。このような駆動回路では、バイアス回路からＬＤのアノード電極からカソード電極に向けて供給されるバイアス電流が変調信号に応じてスイッチングされることにより、ＬＤによって生成される光信号が強度変調される。また、下記特許文献２にも同様な駆動回路の構成が開示されている。

特開２００５−３３０１９号公報 特開２００７−２６６４９３号公報

上記の従来のシャント方式の駆動回路においては、光信号をシャットダウン（停止）するためにＬＤに供給するバイアス電流をオフにすることがある。バイアス電流をオフにすると、レーザ発振に必要な電流量が得られなくなり、ＬＤは光信号の出力を停止する。その際に、駆動回路のトランジスタにおいて、ゲート（ベース）から半導体基板あるいはソース（エミッタ）に向けて不要な電流が流れる場合がある。そのため、駆動回路において無駄な消費電力が発生する傾向にあった。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、不要な電流の発生を防止して消費電力の低減を図ることが可能なレーザ駆動回路及び光送信器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の一側面に係るレーザ駆動回路は、光信号を生成するためのレーザダイオードを駆動するレーザ駆動回路であって、入力端子及び出力端子を有し、電源電圧を印加され、入力端子にて入力電圧信号を受け、入力電圧信号の平均電圧を調整し、調整された入力電圧信号を出力端子から出力する調整回路と、制御端子、第1の電流端子、及び第２の電流端子を有し、レーザダイオードのアノードに第１の電流端子が電気的に接続され、レーザダイオードのカソード及びグラウンドに第２の電流端子が電気的に接続され、調整回路の出力端子に制御端子が電気的に接続されたトランジスタと、を備え、調整回路は、トランジスタの第１の電流端子における電圧と閾値電圧とを比較するコンパレータを含み、コンパレータの出力に応じて、入力電圧信号の平均電圧を増減させる。

あるいは、本発明の他の側面に係る光送信器は、上記レーザ駆動回路と、レーザダイオードと、電源電圧が印加された電源線とレーザダイオードのアノードとの間に接続され、電源線からレーザダイオードのアノードに向けて電流を供給する電流源と、を備える。

本発明によれば、不要な電流の発生を防止して消費電力の低減を図ることができる。

実施形態に係る光送信器の構成を示す回路図である。 （ａ）は、ＬＤ駆動回路７に含まれるトランジスタ９の各端子の電圧の時間変化の一例を示すグラフ、（ｂ）は、ＬＤ３及びトランジスタ９を流れる電流の時間変化の一例を示すグラフである。 トランジスタ９のベース−エミッタ間電圧の平均電圧とＬＤ３を流れる電流の平均値及びトランジスタ９を流れる電流の平均値との関係を示すグラフである。 トランジスタ９におけるベース−エミッタ間電圧とシャント電流との関係を示すグラフである。 ＬＤ３に供給される駆動電流と光出力パワーとの関係を示すグラフである。 電圧調整回路１１の回路構成の一例を示す回路図である。 図６の電流源回路２７の概略構成を示す回路図である。 図７の電流源回路２７の回路構成の具体例を示す回路図である。 図６の電流源回路２７の別の構成を示す回路図である。 実施形態にかかるトランジスタ９において、コレクタ電圧Ｖｃ_ＳＨの平均電圧Ｖｃ_{ＳＨａｖｅ}とトランジスタ９を流れる各電流との関係を示すグラフである。 変形例にかかるＬＤ駆動回路７Ａの構成を示す回路図である。 変形例にかかる電圧調整回路１１Ａの構成を示す回路図である。 図１２のレベルシフト回路４３の別の構成を示す回路図である。 比較例に係るＬＤ駆動回路９０７の構成を示す回路図である。 比較例のトランジスタ９において、ベース電圧Ｖｂ_ＳＨを固定した状態でのコレクタ電圧Ｖｃ_ＳＨの平均電圧Ｖｃ_{ＳＨａｖｅ}とトランジスタ９を流れる各電流との関係を示すグラフである。

実施形態の一側面に係るレーザ駆動回路は、光信号を生成するためのレーザダイオードを駆動するレーザ駆動回路であって、入力端子及び出力端子を有し、電源電圧を印加され、入力端子にて入力電圧信号を受け、入力電圧信号の平均電圧を調整し、調整された入力電圧信号を出力端子から出力する調整回路と、制御端子、第1の電流端子、及び第２の電流端子を有し、レーザダイオードのアノードに第１の電流端子が電気的に接続され、レーザダイオードのカソード及びグラウンドに第２の電流端子が電気的に接続され、調整回路の出力端子に制御端子が電気的に接続されたトランジスタと、を備え、調整回路は、トランジスタの第１の電流端子における電圧と閾値電圧とを比較するコンパレータを含み、コンパレータの出力に応じて、入力電圧信号の平均電圧を増減させる。

あるいは、実施形態の他の側面に係る光送信器は、上記レーザ駆動回路と、レーザダイオードと、電源電圧が印加された電源線とレーザダイオードのアノードとの間に接続され、電源線からレーザダイオードのアノードに向けて電流を供給する電流源と、を備える。

上記側面のレーザ駆動回路あるいは光送信器によれば、ＬＤのアノードからカソードに向けて供給される駆動電流が、トランジスタの制御端子に調整回路から入力される入力電圧信号に応じてスイッチングされ、その結果ＬＤによって生成される光信号が変調される。このとき、調整回路はＬＤのアノードの電圧と閾値電圧との比較結果に応じて、トランジスタの制御端子に入力される入力電圧信号の平均電圧を増減させることができる。これにより、ＬＤに供給される駆動電流がオフされた際のトランジスタの制御端子の平均電圧を調整することが可能となり、トランジスタの制御端子から半導体基板あるいは第２の電流端子に向かう不要な電流を低減することができる。その結果、不要な電流の発生を防止して消費電力の低減を図ることができる。

上述した側面においては、調整回路は、コンパレータの出力が、第１の電流端子における電圧が閾値電圧よりも高いことを示すときには、出力端子から出力される電圧信号の平均電圧を増加させ、第１の電流端子における電圧が閾値電圧よりも低いことを示すときには、出力端子から出力される電圧信号の平均電圧を減少させる、ことが好適である。このような構成によれば、調整回路はＬＤのアノードの電圧が駆動電流のオフによって低下した際に、トランジスタの制御端子に入力される電圧信号の平均電圧を減少させることができる。これにより、ＬＤに供給される駆動電流がオフされた際に、トランジスタにおける不要な電流を確実に低減することができる。

また、調整回路は、可変の電流値の電流を供給する電流源回路と、一端に電源電圧が印加され、他端に電流源回路を介してグラウンド電圧が印加される抵抗素子と、を有し、抵抗素子の他端が出力端子に電気的に接続され、電流源回路は、コンパレータの出力に応じて電流値を増減させる、ことも好適である。こうすれば、コンパレータの出力に応じて抵抗素子の一端から他端に向かう電流を増減させることで、トランジスタの制御端子に入力される電圧信号の平均電圧を適切に増減させることができる。

さらに、調整回路は、入力端子と出力端子との間で電圧信号の平均電圧をシフト量だけシフトするレベルシフト回路を有し、レベルシフト回路は、コンパレータの出力に応じてシフト量を増減させる、ことも好適である。かかる構成を備えれば、トランジスタの制御端子に入力される電圧信号の平均電圧を、コンパレータの出力に応じて適切に増減させることができる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図面の説明において同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
［光送信器の構成］

図１は、実施形態に係る光送信器１の構成を示す回路図である。同図に示す光送信器１は、光通信で用いられ、入力信号（データ信号）を基に強度変調された光信号を生成するための装置である。光送信器１は、ＬＤ３と、ＬＤ３にバイアス電流を供給する電流源５と、ＬＤ３を駆動するＬＤ駆動回路（レーザ駆動回路）７とを備えて構成される。

電流源５は、電源電圧ＶＣＣが印加された電源線とＬＤ３のアノードとの間に接続されている。電流源５の一端には電源線を介して外部から電源電圧ＶＣＣが印加される。電流源５の他端にはインダクタンス成分を有するボンディングワイヤＬ１を介してＬＤのアノードが電気的に接続されている。この電流源５は、所定値のバイアス電流ＩｂｉａｓをＬＤ３のアノードに向けて供給する。バイアス電流は、通常の動作時には一定値に設定され、一端から他端に向けて流れる。バイアス電流Ｉｂｉａｓは例えば６０ｍＡに設定される。

ＬＤ駆動回路７は、第１の端子Ｔ１と、第２の端子Ｔ２と、入力端子（第３の端子）Ｔ_ＩＮと、グラウンド端子Ｔ_ＧＮＤとを有している。第１の端子Ｔ１は、ＬＤ３のアノードにインダクタンス成分を有するボンディングワイヤＬ２を介して電気的に接続される。第２の端子Ｔ２は、ＬＤのカソードにインダクタンス成分を有するボンディングワイヤＬ３を介して電気的に接続される。入力端子（第３の端子）Ｔ_ＩＮは、光出力を変調するための入力電圧信号Ｖ_ＩＮが入力される。グラウンド端子Ｔ_ＧＮＤは、グラウンド（接地電位）に接続され、ＬＤ駆動回路７にグラウンド電圧が与えられる。このＬＤ駆動回路７は、例えば、トランジスタ９、電圧調整回路１１、及びコンパレータ１３を含んで構成されている。

ＬＤ駆動回路７のトランジスタ９は、ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）等のバイポーラトランジスタであってもよいし、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）であってもよい。トランジスタ９は、バイポーラトランジスタの場合は、スイッチング動作を制御するための制御端子としてベースを有し、電流が入出力される２つの電流端子（第１及び第２の電流端子）として、コレクタ及びエミッタを有する。一方、トランジスタ９は、電界効果トランジスタの場合は、制御端子としてゲートを有し、電流が入出力される２つの電流端子として、ドレイン及びソースを有する。以下では、トランジスタ９がバイポーラトランジスタである場合を例として説明する。

トランジスタ９のコレクタは、第１の端子Ｔ１に電気的に接続されている。トランジスタ９のエミッタは、第２の端子Ｔ２及びグラウンド端子Ｔ_ＧＮＤに、抵抗素子１５を介して電気的に接続されている。抵抗素子１５をエミッタ抵抗という。さらに、トランジスタ９のベースは、電圧調整回路１１の出力端子１１ｂに電気的に接続されている。すなわち、トランジスタ９は、エミッタ接地回路を構成する。

コンパレータ１３は、非反転入力１３ａと反転入力１３ｂの２つの入力と、出力１３ｃとを有し、非反転入力１３ａに入力された電圧と反転入力１３ｂに入力された電圧とを比較した比較電圧を出力１３ｃに出力する。すなわち、コンパレータ１３は、非反転入力１３ａに入力された電圧が反転入力１３ｂに入力された電圧よりも高い場合にはハイ電圧（例えば、電源電圧ＶＣＣ）を出力する。コンパレータ１３は、非反転入力１３ａに入力された電圧が反転入力１３ｂに入力された電圧よりも低い場合にはロー電圧（例えば、０Ｖ）を出力する。コンパレータ１３の非反転入力１３ａには既定の閾値電圧Ｖｒｅｆが印加され、コンパレータ１３の反転入力１３ｂには、抵抗素子１７を介してトランジスタ９のコレクタが電気的に接続されている。コンパレータ１３は、例えば、オペアンプ（差動増幅器）によって構成される。コンパレータ１３に印加される閾値電圧Ｖｒｅｆは、一定の電圧であり、通常動作しているときのトランジスタ９のコレクタの平均電圧（例えば、１．５Ｖ）よりも小さい値（例えば、０．５Ｖ）に設定される。

コンパレータ１３における閾値電圧Ｖｒｅｆを生成するための構成は、例えば、電源電圧ＶＣＣを抵抗分圧回路によって分圧する構成が採用される。このような構成により、回路の単純化、消費電力の低減が可能とされる。なお、コンパレータ１３は、数１０ＧＨｚ等の周波数で高速で変動するトランジスタ９のコレクタ電圧に追従できる構成である必要はなく、コレクタ電圧の中間電圧（平均電圧）を検出可能な構成であれば応答速度がマイクロ秒オーダーの構成でよい。コンパレータ１３の反転入力１３ｂが抵抗素子１７を介してトランジスタ９のコレクタに接続される構成により、光出力の高周波特性への悪影響を防止できる。すなわち、抵抗素子１７の抵抗値を適度に大きくすることによって、トランジスタ９のコレクタからコンパレータ１３を見たときのインピーダンスを大きくして、コンパレータ１３の反転入力１３ｂの入力容量（キャパシタンス）等がトランジスタ９のコレクタのスイッチング動作へ影響するのを抑制することができる。例えば、抵抗素子１７の抵抗値は、コレクタ電圧の検出を数ＭＨｚ以下で行うような場合、数ＫΩ以上に設定してもよい。

電圧調整回路１１は、入力端子１１ａ、出力端子１１ｂ、及び制御端子１１ｃを有する。入力端子１１ａは、入力端子Ｔ_ＩＮに電気的に接続されている。出力端子１１ｂは、トランジスタ９のベースに電気的に接続されている。制御端子１１ｃは、コンパレータ１３の出力１３ｃに電気的に接続されている。この電圧調整回路１１は、ＬＤ３の光出力を調整するためにトランジスタ９におけるコレクタとエミッタとの間を流れるシャント電流Ｉ_ＳＨの平均電流を既定値に設定するように、入力電圧信号Ｖ_ＩＮの平均電圧を調整する。この電圧調整回路１１は、平均電圧が調整された入力電圧信号Ｖ_ＩＮを、調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨとして出力端子１１ｂから出力しトランジスタ９のベースに印加する。

さらに、電圧調整回路１１は、コンパレータ１３から出力された比較電圧に応じて平均電圧を増減させるように調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨを生成する。詳細には、電圧調整回路１１は、コンパレータ１３の出力がハイ電圧の場合には調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧を減少させ、コンパレータ１３の出力がロー電圧の場合は調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧を増加させる。より具体的には、電圧調整回路１１は、コンパレータ１３の出力がロー電圧の場合は、トランジスタ９が通常動作を行い、シャント電流Ｉ_ＳＨの平均電流を既定値に設定するように、調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧を設定する。一方、コンパレータ１３の出力がハイ電圧の場合は、調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧を所定電圧（例えば、０．４Ｖ）に設定する。すなわち、コンパレータ１３の出力がハイ電圧のときの調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧は、コンパレータ１３の出力がロー電圧のときの調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧よりも低く設定される。

図２（ａ）には、ＬＤ駆動回路７に含まれるトランジスタ９の各端子の電圧の時間変化の一例、図２（ｂ）には、ＬＤ３及びトランジスタ９を流れる電流の時間変化の一例が示されている。図３には、トランジスタ９のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ_ＳＨの平均値Ｖｂｅ_{ＳＨａｖｅ}とＬＤ３及びトランジスタ９を流れる電流の平均値との関係がされている。

上記構成の光送信器１においては、電流源５からＬＤ３及びＬＤ駆動回路７の第１の端子Ｔ１に向けてバイアス電流Ｉｂｉａｓが供給される。このバイアス電流Ｉｂｉａｓは、ＬＤ駆動回路７のトランジスタ９のコレクタ−エミッタ間を流れるシャント電流Ｉ_ＳＨと、ＬＤ３のアノード−カソード間を流れる駆動電流Ｉ_ＬＤとに分流される。すなわち、Ｉｂｉａｓ＝Ｉ_ＳＨ＋Ｉ_ＬＤの関係が成り立つ。光送信器１が光信号の送信を行うとき、バイアス電流Ｉｂｉａｓは、一定の値に設定されている。従って、そのときに、シャント電流Ｉ_ＳＨが増加すると、駆動電流Ｉ_ＬＤは減少する。また、シャント電流Ｉ_ＳＨが減少すると、駆動電流Ｉ_ＬＤは増加する。この関係を、論理値のハイレベル（電流値が大きい状態）、ローレベル（電流値が小さい状態）によって説明すると、シャント電流Ｉ_ＳＨがハイレベルのとき駆動電流Ｉ_ＬＤはローレベルとなり、シャント電流Ｉ_ＳＨがローレベルのとき駆動電流Ｉ_ＬＤはハイレベルとなる。すなわち、駆動電流Ｉ_ＬＤは、シャント電流Ｉ_ＳＨと論理値が反転した関係となっている。このとき、光送信器１が送信するデータ信号に応じて電圧値が変化する入力電圧信号Ｖ_ＩＮが、調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨに調整されてからトランジスタ９のベースに印加されることによって（図２（ａ））、シャント電流Ｉ_ＳＨがそれに応じて変化し、それとともに駆動電流Ｉ_ＬＤが入力電圧信号Ｖ_ＩＮに応じて変化する結果（図２（ｂ））、ＬＤ３の生成する光出力が変調される。例えば、論理値のハイレベル（以下、ハイと省略する）とローレベル（以下、ローと省略する）で各信号の動作の関係を説明すると、調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨがロー（又はハイ）のとき、シャント電流Ｉ_ＳＨはロー（又はハイ）になるため、駆動電流Ｉ_ＬＤがハイ（又はロー）となり、光出力がデータ“１”（又は“０”）の状態になる。ここで、“１”はＬＤから出力される光出力のパワーが大きい状態（発光状態）を表し、“０”はＬＤから出力される光出力のパワーが小さい状態（消光状態）を表す。トランジスタ９のコレクタの電圧Ｖｃ_ＳＨも、駆動電流Ｉ_ＬＤに連動して変化し、トランジスタ９のエミッタの電圧Ｖｅ_ＳＨもシャント電流Ｉ_ＳＨに連動して変化する。この際、トランジスタ９のコレクタ電圧Ｖｃ_ＳＨ、ベース電圧Ｖｂ_ＳＨ、及びエミッタ電圧Ｖｅ_ＳＨに関するそれぞれの平均電圧は、Ｖｃ_{ＳＨａｖｅ}、Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}、Ｖｅ_{ＳＨａｖｅ}とされ、シャント電流Ｉ_ＳＨ及び駆動電流Ｉ_ＬＤに関するそれぞれの平均電流は、Ｉ_{ＳＨａｖｅ}、Ｉ_{ＬＤａｖｅ}とされる。

ＬＤ駆動回路７の電圧調整回路１１は、バイアス電流Ｉｂｉａｓの上述の分流比を調整する機能を持っている。つまり、トランジスタ９のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ_ＳＨ（〜調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨ）の平均電圧Ｖｂｅ_{ＳＨａｖｅ}（〜調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}）が大きくなるように調整されるほどシャント電流Ｉ_ＳＨの平均値Ｉ_{ＳＨａｖｅ}が大きくなる結果、上述した反転関係により、逆に駆動電流Ｉ_ＬＤの平均値Ｉ_{ＬＤａｖｅ}が小さくなる。また、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ_ＳＨの平均電圧Ｖｂｅ_{ＳＨａｖｅ}が小さくなるように調整されるほどシャント電流Ｉ_ＳＨの平均値Ｉ_{ＳＨａｖｅ}が小さくなる結果、上述した反転関係により、逆に駆動電流Ｉ_ＬＤの平均値Ｉ_{ＬＤａｖｅ}が大きくなる（図３）。このように、電圧調整回路１１は、調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}を調整してシャント電流Ｉ_ＳＨの平均値Ｉ_{ＳＨａｖｅ}を規定することにより光出力を調整することができる。

図４には、トランジスタ９におけるベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ_ＳＨとシャント電流Ｉ_ＳＨとの関係を示し、図５には、駆動電流Ｉ_ＬＤと光出力パワーＰｏとの関係を示している。

入力電圧信号Ｖ_ＩＮの変化に応じて、トランジスタ９のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ_ＳＨが最低電圧Ｖｂｅ_{ＳＨＬＯＷ}と最高電圧Ｖｂｅ_{ＳＨＨＩＧＨ}との間で変化し、それに応じてシャント電流Ｉ_ＳＨが最低電流Ｉ_{ＳＨＬＯＷ}と最高電流Ｉ_{ＳＨＨＩＧＨ}との間で変化する。このとき、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ_ＳＨの平均電圧Ｖｂｅ_{ＳＨａｖｅ}に対応して、シャント電流Ｉ_ＳＨの平均電流Ｉ_{ＳＨａｖｅ}が設定される。

シャント電流Ｉ_ＳＨの変化に応じて、駆動電流Ｉ_ＬＤが最低電流Ｉｂｉａｓ−Ｉ_{ＳＨＨＩＧＨ}と最高電流Ｉｂｉａｓ−Ｉ_{ＳＨＬＯＷ}との間で変化し、それに応じて光出力パワーＰｏが最低値ＰｏＬと最高値ＰｏＨ間で変化する。このとき、シャント電流Ｉ_ＳＨの平均値に対応して、光出力パワーＰｏの平均値Ｐｏ_ａｖｅが所望の値に設定される。

ここで、電圧調整回路１１の回路構成の具体例について説明する。図６は、電圧調整回路１１の回路構成の一例を示す回路図である。電圧調整回路１１の構成は、ＬＤ駆動回路７の前段の回路方式あるいは入力電圧信号Ｖ_ＩＮの方式（例えば、出力回路の回路構成など）に応じて様々な種類が考えられる。図６に示す構成は、入力電圧信号Ｖ_ＩＮが互いに相補的な（逆位相の）正相信号Ｖ_ＩＮＰ及び逆相信号Ｖ_ＩＮＮを含む差動入力である場合に対応した構成である。ここで、相補的とは、例えば、２つの信号の一方（正相信号）が増加するときには、２つの信号の他方（逆相信号）は減少し、２つの信号の一方が減少するときには、２つの信号の他方は増加する状態を意味する。また、２つの信号が相補的なときには、一方の信号が最大値（ピーク値）であるときに他方の信号が最小値（ボトム値）となり、反対に、一方の信号が最小値（ボトム値）であるときに他方の信号が最大値（ピーク値）となる。正相信号Ｖ_ＩＮＰの振幅は、逆相信号Ｖ_ＩＮＮの振幅にほぼ等しく、正相信号Ｖ_ＩＮＰの平均電圧は、逆相信号Ｖ_ＩＮＮの平均電圧にほぼ等しい。

すなわち、電圧調整回路１１は、入力端子１１ａとして、逆相信号Ｖ_ＩＮＮが入力される入力端子１１ａｎと正相信号Ｖ_ＩＮＰが入力される入力端子１１ａｐとを有し、キャパシタ２１、抵抗素子２３，２５ｎ，２５ｐ、電流源回路２７、及びエミッタフォロア回路２９によって構成されている。

キャパシタ２１の一端及び抵抗素子２３の一端には電源線を介して電源電圧ＶＣＣが印加され、これらの他端には２つの抵抗素子２５ｎ，２５ｐの一端が電気的に接続されるとともに電流源回路２７を介してグラウンド電圧に接続されている。２つの抵抗素子２５ｎ，２５ｐの他端のそれぞれは、入力端子１１ａｎ，１１ａｐに電気的に接続されるとともに、エミッタフォロア回路２９にも電気的に接続されている。

電流源回路２７は、トランジスタ９のシャント電流Ｉ_ＳＨの平均電流を既定値に設定するように、抵抗素子２３に流れる電流値Ｉｃｏｍｍを可変に調整可能なように構成されている。抵抗素子２５ｎ，２５ｐは、それぞれ、入力端子１１ａｎ，１１ａｐに接続される伝送線路の特性インピーダンスと電圧調整回路１１の入力インピーダンスとを整合させるための抵抗である。電圧調整回路１１に含まれる電流源は公知の様々な回路構成で実現できるが、以降の説明では、電流源はＨＢＴによって実現されたものを例示する。

エミッタフォロア回路２９は、２つのバイポーラトランジスタ等のトランジスタ３１ｎ，３１ｐと電流源３３ｎ，３３ｐを含んでいる。トランジスタ３１ｎ，３１ｐのコレクタには電源電圧ＶＣＣが電源線を介して印加されている。トランジスタ３１ｎ，３１ｐのベースには、それぞれ、入力端子１１ａｎ，１１ａｐ及び抵抗素子２５ｎ，２５ｐの他端が電気的に接続されている。また、トランジスタ３１ｎ，３１ｐのエミッタは、それぞれ、電流源３３ｎ，３３ｐを介してグラウンド電圧に接続されており、トランジスタ３１ｎのエミッタは出力端子１１ｂにも電気的に接続されている。このエミッタフォロア回路２９は、抵抗素子２５ｎの他端に生じた電位を調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨとして出力端子１１ｂに出力する。

図７には、電流源回路２７の概略構成を示し、図８には、図７の電流源回路２７の回路構成の具体例を示している。

図７に示すように、電流源回路２７は、スイッチ３５と、２つの電流源３７，３９とによって構成されている。電流源３７は、可変の電流値Ｉｃｏｍｍの電流を生成し、電流源３９は、電流値Ｉｃｏｍｍよりも大きい電流値Ｉｓｈｕｔの電流を生成する。スイッチ３５は、２つの電流源３７，３９と抵抗素子２３の他端との間に接続され、２つの電流源３７，３９をコンパレータ１３の出力する比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔに応じて切り替えていずれかの電流値Ｉｃｏｍｍ，Ｉｓｈｕｔの電流を抵抗素子２３から引き込むように動作する。具体的には、スイッチ３５は、比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔがロー電圧の場合に電流源３７側に切り替え、比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔがハイ電圧の場合に電流源３９側に切り替える。

電流源回路２７は、例えば、図８に示すように、ｐ型ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタによって実現できる。この例では、スイッチ３５が２つのＭＯＳトランジスタ３５ａ，３５ｂから構成され、ＭＯＳトランジスタ３５ａ，３５ｂのソースが抵抗素子２３の他端に電気的に接続され、ＭＯＳトランジスタ３５ａ，３５ｂのドレインがそれぞれ電流源３７，３９を介してグラウンド電圧に接続されている。そして、コンパレータ１３がハイ電圧の比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔとして状態“１”を出力し、ロー電圧の比較電圧として状態“０”を出力するとした場合に、ＭＯＳトランジスタ３５ａは、比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔの状態に応じてオンするように構成され、ＭＯＳトランジスタ３５ａは、比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔの状態を反転した状態に応じてオンするように構成される。このような構成により、比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔの状態に応じて抵抗素子２３に接続される電流源を電流源３７，３９のうちのどちらか一方に設定できる。

上記構成の電圧調整回路１１は、次のように動作する。

電流源５のバイアス電流Ｉｂｉａｓがオンされておりコンパレータ１３が比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔとしてロー電圧を出力している際には、抵抗素子２３に電流Ｉｃｏｍｍが流れる。このとき、抵抗素子２３の抵抗値をＲｃｏｍｍ、トランジスタ３１ｎのベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ_ＥＦとすると、電圧調整回路１１の出力する調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均値Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}は、下記式；
Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}＝ＶＣＣ−Ｒｃｏｍｍ×Ｉｃｏｍｍ−Ｖｂｅ_ＥＦ
によって表される。一方で、電流源５のバイアス電流Ｉｂｉａｓがオフされておりコンパレータ１３が比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔとしてハイ電圧を出力している際には、抵抗素子２３に電流Ｉｓｈｕｔが流れる。このときは、電圧調整回路１１の出力する調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均値Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}は、下記式；
Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}＝ＶＣＣ−Ｒｃｏｍｍ×Ｉｓｈｕｔ−Ｖｂｅ_ＥＦ
によって表される。

電流値Ｉｓｈｕｔは電流値Ｉｃｏｍｍよりも大きくなるように設定されているので、電流源５のバイアス電流Ｉｂｉａｓがオフされている際の調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均値Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}を小さく（例えば、約０．４Ｖになるように）することができる。この２つの電流値Ｉｃｏｍｍ，Ｉｓｈｕｔを適切に設定することでＬＤ駆動回路７のトランジスタ９における不要な電流を低減できる。また、電流値Ｉｓｈｕｔを大きく設定することでエミッタフォロア回路２９の電流源３３ｎ，３３ｐのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの低下により電流が小さくなるため、電圧調整回路１１の低消費電力化が可能となる。なお、電流源３７，３９のうちスイッチ３５によってオフされた側の電流源は、電流源を構成するバイポーラトランジスタのコレクタがオープンとなるためコレクタ電流は流れない。

なお、電流源回路２７は、図９に示すような構成であってもよい。すなわち、電流源３７が抵抗素子２３の他端に電気的に接続され、電流源３９のみがスイッチ４１を介して抵抗素子２３の他端に電気的に接続されるように構成されてもよい。スイッチ４１は、比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔがロー電圧の場合にオフし、比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔがハイ電圧の場合にオンするように構成されている。この構成によれば、抵抗素子２３に常に電流Ｉｃｏｍｍが安定して流れるため、スイッチの切り替えタイミング時に平均値Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}が不意に高くなるという事態を防ぐことができる。
［光送信器の作用効果］

以上説明した本実施形態の光送信器１によれば、ＬＤ３のアノードからカソードに向けて供給される駆動電流Ｉ_ＬＤが、トランジスタ９のベースに電圧調整回路１１から入力される調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨに応じてスイッチングされ、その結果ＬＤ３によって生成される光信号が変調される。このとき、電圧調整回路１１はＬＤ３のアノードの電圧と閾値電圧Ｖｒｅｆとの比較結果に応じて、トランジスタ９のベースに入力される調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}を増減させることができる。これにより、ＬＤ３に供給されるバイアス電流ＩｂｉａｓがオフされてＬＤ３のアノードの電圧が低下した際のトランジスタ９のベースの平均電圧を減少させるように調整することが可能となり、トランジスタ９のベースから半導体基板あるいはエミッタに向かう不要な電流を低減することができる。その結果、不要な電流の発生を防止して消費電力の低減を図ることができる。

本実施形態の作用効果を、比較例と比較しつつ具体的に説明する。

比較例にかかるＬＤ駆動回路９０７として、図１４に示すような構成を想定する。このＬＤ駆動回路９０７は、実施形態に係るＬＤ駆動回路７との相違点として、コンパレータ１３を備えておらず、電圧調整回路９１１はトランジスタ９のコレクタ電圧に応じてシャント電流Ｉ_ＳＨの平均値を増減する機能も有していない。このようなＬＤ駆動回路９０７においては、ＬＤ３に供給されるバイアス電流Ｉｂｉａｓがオフにされると、トランジスタ９のコレクタ電圧Ｖｃ_ＳＨが０Ｖ近くにまで低下する。このとき、電圧調整回路９１１からトランジスタ９のベースに通常動作時と同様な平均電圧（例えば、０．９Ｖ）の電圧Ｖｂ_ＳＨが印加されるため、トランジスタ９のベース−エミッタ間に数ｍＡの大きな電流Ｉｂが流れてしまう。このような電流Ｉｂに対してトランジスタ９のベース配線の信頼性を確保するためにはベース配線を太くする必要があり、その結果寄生容量が大きくなって光送信器の高速動作を阻害することになる。加えて、トランジスタ９のベース−コレクタ間が順方向にバイアスされるため、Ｐ型半導体を基板として用いるシリコン系のＨＢＴプロセスによって製造されたトランジスタ９においては、ベース／コレクタ／基板によって寄生ＰＮＰトランジスタＴＲｐが形成され、この寄生ＰＮＰトランジスタＴＲｐがオンされてベースから基板に向けて流れる基板電流Ｉｓｕｂが発生する。この基板電流Ｉｓｕｂによってもトランジスタ９に不要な電流が発生する。

図１５には、比較例のトランジスタ９において、ベース電圧Ｖｂ_ＳＨの平均値を０．９Ｖに固定してバイアス電流Ｉｂｉａｓを変化させた状態でのコレクタ電圧Ｖｃ_ＳＨの平均電圧Ｖｃ_{ＳＨａｖｅ}とトランジスタ９を流れる各電流との関係を示している。ここでは、電源電圧ＶＣＣ＝２．５Ｖ、抵抗値Ｒｃｏｍｍ＝８００Ω、電流値Ｉｃｏｍｍ＝０．７６ｍＡと想定されている。比較例においては、ベース電流Ｉｂも基板電流Ｉｓｕｂも、平均電圧Ｖｃ_{ＳＨａｖｅ}が通常値（＞１．０Ｖ）の場合に比較して、Ｉｂｉａｓをオフした場合（Ｖｃ_{ＳＨａｖｅ}〜０．１Ｖ）に数桁大きい電流値になっていることがわかる。

図１０には、本実施形態のトランジスタ９において、バイアス電流Ｉｂｉａｓを変化させた状態でのコレクタ電圧Ｖｃ_ＳＨの平均電圧Ｖｃ_{ＳＨａｖｅ}とトランジスタ９を流れる各電流との関係を示している。ここでは、電源電圧ＶＣＣ＝２．５Ｖ、抵抗値Ｒｃｏｍｍ＝８００Ω、電流値Ｉｃｏｍｍ＝０．７６ｍＡ、電流値Ｉｓｈｕｔ＝１．６４ｍＡと想定されている。本実施形態においては、コレクタ電圧Ｖｃ_ＳＨ＝０．５Ｖを境に抵抗素子２３を流れる電流が増減されている。このように、本実施形態ではコレクタ電圧Ｖｃ_ＳＨ＜０．５Ｖにおいてベース電圧の平均値Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}を０．３Ｖ以下まで減少させることによって、ベース電流Ｉｂも基板電流Ｉｓｕｂもほぼ完全にオフすることができる。

以上、好適な実施の形態において本発明の原理を図示し説明してきたが、本発明は、そのような原理から逸脱することなく配置および詳細において変更され得ることは、当業者によって認識される。本発明は、本実施の形態に開示された特定の構成に限定されるものではない。したがって、特許請求の範囲およびその精神の範囲から来る全ての修正および変更に権利を請求する。

図１１には、変形例にかかるＬＤ駆動回路７Ａの構成を示している。ＬＤ駆動回路７Ａは第３の端子Ｔ３をさらに有し、コンパレータ１３の反転入力１３ｂは抵抗素子１７を介して第３の端子Ｔ３に電気的に接続され、第３の端子Ｔ３は、ワイヤＬ４，Ｌ１を介してＬＤ３のアノードに電気的に接続されるように構成される。このような変形例によれば、トランジスタ９のコレクタにコレクタ電圧の平均電位を検出するための回路が電気的に接続されないので、光出力の高周波特性への影響をさらに低減することができる。

図１２には、変形例にかかる電圧調整回路１１Ａの構成を示している。電圧調整回路１１Ａは、上述した実施形態の電圧調整回路１１と異なり、キャパシタ２１、抵抗素子２３、及び電流源回路２７を備えておらず、抵抗素子２５ｎ，２５ｐの一端に電源電圧ＶＣＣが電源線を介して印加された構成を有している。また、エミッタフォロア回路２９においてトランジスタ３１ｎのエミッタに接続される電流源３３ｎＡは、コンパレータ１３の出力する比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔに応じて変化幅Ｉ_ＬＳで増減可能に電流を生成する。さらに、エミッタフォロア回路２９は、トランジスタ３１ｎのエミッタがレベルシフト回路４３を介して出力端子１１ｂに接続された構成を有する。

電圧調整回路１１Ａに含まれるレベルシフト回路４３は、入力端子１１ａｎと出力端子１１ｂとの間で信号の平均電圧をレベルシフトする回路であり、コンパレータ１３の出力する比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔに応じてレベルシフトする直流電圧のシフト量を増減させるように構成されている。詳細には、レベルシフト回路４３は、電流源４５、キャパシタ４７、及び抵抗素子４９を有している。電流源４５の一端には電源線を介して電源電圧ＶＣＣが供給され、電流源４５の出力がキャパシタ４７及び抵抗素子４９の一端と出力端子１１ｂに電気的に接続され、キャパシタ４７及び抵抗素子４９の他端が電流源３３ｎＡを経由してグラウンド電圧に接続される。電流源４５は、電流源３３ｎＡの動作と同期して、比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔに応じて変化幅Ｉ_ＬＳで増減可能に電流を生成する。

このような変形例においては、例えば、バイアス電流Ｉｂｉａｓがオフされて比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔがハイ電圧の場合には、電流源４５，３３ｎＡで生成する電流を変化幅Ｉ_ＬＳほど減少させることにより、抵抗素子４９の抵抗値をＲ_ＬＳと設定した場合に、電圧調整回路１１Ａの出力する調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧を、Ｉ_ＬＳ×Ｒ_ＬＳだけ低下させたシフト量でレベルシフトすることができる。これにより、トランジスタ９のベースに入力される調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧を、コンパレータ１３の出力する比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔに応じて適切に増減させることができる。本変形例では、同じ調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧を得るための電源電圧ＶＣＣが低く抑えられるという利点がある。

なお、電圧調整回路１１Ａに含まれるレベルシフト回路４３は、図１３に示す構成に変更されてもよい。すなわち、キャパシタ４７及び抵抗素子４９の両端に接続されたＭＯＳトランジスタ等で構成されるスイッチ５１を備えていてもよい。このスイッチ５１は、比較電圧Ｃｏｍ_ｏｕｔがハイ電圧の場合にキャパシタ４７及び抵抗素子４９の両端をショートさせる機能を有する。このような構成によれば、バイアス電流Ｉｂｉａｓがオフされた際に調整電圧信号Ｖｂ_ＳＨの平均電圧Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}がレベルシフトされないため、その平均電圧Ｖｂ_{ＳＨａｖｅ}を低下させることができる。このスイッチ５１は、スイッチング速度がナノ秒オーダー以下であってよい。

１…光送信器、３…ＬＤ、５…電流源、７，７Ａ…ＬＤ駆動回路（レーザ駆動回路）、９…トランジスタ、１１，１１Ａ…電圧調整回路、１１ａ，１１ａｎ，１１ａｐ…入力端子、１１ｂ…出力端子、１３…コンパレータ、２３…抵抗素子、２７…電流源回路、４３…レベルシフト回路、Ｉ_ＬＤ…駆動電流、Ｔ１…第１の端子、Ｔ２…第２の端子、Ｔ_ＩＮ…入力端子（第３の端子）、Ｖ_ＩＮ…入力電圧信号、Ｖｒｅｆ…閾値電圧。

Claims (5)

1. 光信号を生成するためのレーザダイオードを駆動するレーザ駆動回路であって、
   入力端子及び出力端子を有し、電源電圧を印加され、前記入力端子にて入力電圧信号を受け、前記入力電圧信号の平均電圧を調整し、調整された前記入力電圧信号を前記出力端子から出力する調整回路と、
   制御端子、第1の電流端子、及び第２の電流端子を有し、前記レーザダイオードのアノードに前記第１の電流端子が電気的に接続され、前記レーザダイオードのカソード及びグラウンドに前記第２の電流端子が電気的に接続され、前記調整回路の前記出力端子に前記制御端子が電気的に接続されたトランジスタと、を備え、
   前記調整回路は、
   前記トランジスタの前記第１の電流端子における電圧と閾値電圧とを比較するコンパレータを含み、前記コンパレータの出力に応じて、前記入力電圧信号の平均電圧を増減させる、
   レーザ駆動回路。
2. 前記調整回路は、前記コンパレータの出力が、前記第１の電流端子における電圧が前記閾値電圧よりも高いことを示すときには、前記出力端子から出力される電圧信号の平均電圧を増加させ、前記第１の電流端子における電圧が前記閾値電圧よりも低いことを示すときには、前記出力端子から出力される電圧信号の平均電圧を減少させる、
   請求項１記載のレーザ駆動回路。
3. 前記調整回路は、
   可変の電流値の電流を供給する電流源回路と、
   一端に前記電源電圧が印加され、他端に前記電流源回路を介してグラウンド電圧が印加される抵抗素子と、を有し、
   前記抵抗素子の前記他端が前記出力端子に電気的に接続され、
   前記電流源回路は、前記コンパレータの出力に応じて前記電流値を増減させる、
   請求項１又は２に記載のレーザ駆動回路。
4. 前記調整回路は、
   前記入力端子と前記出力端子との間で電圧信号の平均電圧をシフト量だけシフトするレベルシフト回路を有し、
   前記レベルシフト回路は、前記コンパレータの出力に応じて前記シフト量を増減させる、
   請求項１又は２に記載のレーザ駆動回路。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載のレーザ駆動回路と、
   前記レーザダイオードと、
   前記電源電圧が印加された電源線と前記レーザダイオードのアノードとの間に接続され、前記電源線から前記レーザダイオードのアノードに向けて電流を供給する電流源と、
   を備える光送信器。

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