JP2019062626A - Motor drive system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、オープン巻線構造モータを駆動するシステムに関する。 Embodiments of the present invention relate to a system for driving an open wound motor.
例えば永久磁石同期モータ等の交流モータを駆動する際には、インバータを用いて直流電源を3相交流電力に変換する必要がある。しかし、モータが大容量化するのに伴いインバータに流れる電流も増加するので、インバータを構成するパワーデバイスに発熱等の問題が発生する。 For example, when driving an AC motor such as a permanent magnet synchronous motor, it is necessary to convert DC power to three-phase AC power using an inverter. However, as the capacity of the motor increases, the current flowing to the inverter also increases, which causes a problem such as heat generation in the power device constituting the inverter.
この問題に対して、非特許文献1や特許文献1等では、3相モータの巻線をスター状に結線することなくオープン状態として、3相巻線の両端にそれぞれインバータを接続して駆動するシステムが提案されている。このシステムによれば、2台のインバータを用いることで、3相巻線の両端に印加できる電圧が2倍程度に拡張できるため、モータをより高速に駆動できる。または、巻線の巻数を増やすことで、少ない電流で高いトルクを出力するモータを駆動できる。 In order to solve this problem, in Non-Patent Document 1 and Patent Document 1 etc., the three-phase motor windings are opened without connecting them in a star shape, and inverters are connected to both ends of the three-phase winding to drive. A system has been proposed. According to this system, by using two inverters, the voltage that can be applied to both ends of the three-phase winding can be expanded to about twice, and thus the motor can be driven at higher speed. Alternatively, by increasing the number of turns of the winding, it is possible to drive a motor that outputs high torque with less current.
オープン巻線モータの駆動システムは、その回路構成により図8から図10に示す3つの形態をとることが多い。図8に示す構成は、互いに絶縁された直流電源を2つ設ける必要があるが、インバータの直流電圧を2倍にでき、3相の巻線に共通に流れる零軸電流が原理上は流れないという利点がある。図9に示す構成は、2台のインバータが直流リンク電圧を共有している。この構成は、電源は1つで良いが、零軸電流が互いのインバータの直流部を介して流れる問題がある。図10に示す構成は、一方のインバータの電源をコンデンサで構成しているので、やはり電源は1つで良い。しかし、前記コンデンサを充電するために無効電力の制御が必要となる。 The drive system of the open winding motor often takes three forms shown in FIGS. 8 to 10 depending on the circuit configuration. In the configuration shown in FIG. 8, although it is necessary to provide two DC power supplies isolated from each other, the DC voltage of the inverter can be doubled and the zero axis current commonly flowing in the three phase windings does not flow in principle It has the advantage of In the configuration shown in FIG. 9, two inverters share a DC link voltage. Although this configuration requires only one power supply, there is a problem that zero-axis current flows through the DC parts of the inverters of each other. In the configuration shown in FIG. 10, the power supply of one of the inverters is composed of a capacitor, so there may be only one power supply. However, control of reactive power is required to charge the capacitor.
図8に示す構成では、絶縁された直流電源を2つ生成するための回路が大型化する問題がある。また、図9に示す直流リンクを共有する構成では、電圧利用率を向上させるため一般的な3相インバータで行われている3次高調波の印加を行うと、3相に同一方向の電流、すなわち零軸電流が流れる問題がある。そのため、電圧利用率が直流電圧の86.6%に制限されてしまう。また、図10に示す構成では、2次側のコンデンサを充電するために無効電力を制御する際に、1次側―2次側インバータ間の電圧を最大化する180度位相差ではコンデンサが充電できず、実効的な電圧が低下してしまう問題がある。 In the configuration shown in FIG. 8, there is a problem that the circuit for generating two isolated DC power supplies becomes large. Further, in the configuration sharing the DC link shown in FIG. 9, when the application of the third harmonic performed in a general three-phase inverter to improve the voltage utilization rate, currents in the same direction in three phases, That is, there is a problem that the zero axis current flows. Therefore, the voltage utilization rate is limited to 86.6% of the DC voltage. Further, in the configuration shown in FIG. 10, when controlling the reactive power to charge the capacitor on the secondary side, the capacitor charges with a 180 degree phase difference that maximizes the voltage between the primary and secondary inverters. There is a problem that it can not be done and the effective voltage decreases.
そこで、オープン巻線構造モータを駆動する際に、電源回路を大型化させることなく効率を向上させることができるモータ駆動システムを提供する。 Therefore, a motor drive system is provided that can improve the efficiency without increasing the size of the power supply circuit when driving an open-winding motor.
実施形態のモータ駆動システムは、3相巻線がそれぞれ独立であり、6つの出力端子を備えるオープン巻線構造のモータと、
交流電源の交流電圧を直流に変換する交流直流変換回路と、
前記モータの6つの出力端子のうち3つの出力端子に接続され、前記交流直流変換回路により変換された直流電圧が供給される1次側インバータと、
前記モータの出力端子の残り3つの出力端子に接続され、正側電源線又は負側電源線の一方が前記1次側インバータと共通に接続される2次側インバータと、
この2次側インバータの正側電源線と負側電源線との間に接続されるコンデンサと、
PWM制御における前記1次側及び2次側インバータそれぞれの線間デューティ比に基づいて、前記モータに通電する電流及び回転速度を制御すると共に、前記1次側及び2次側インバータの全相について共通のデューティ比に基づいて、前記コンデンサの充電電圧を制御する制御部とを備える。
In the motor drive system of the embodiment, an open-winding motor having three independent three-phase windings and six output terminals,
An AC-DC converter circuit that converts an AC voltage of an AC power supply to DC,
A primary side inverter connected to three of the six output terminals of the motor and supplied with a DC voltage converted by the AC-DC converter circuit;
A secondary side inverter connected to the remaining three output terminals of the output terminal of the motor, wherein one of a positive side power supply line or a negative side power supply line is connected in common to the primary side inverter;
A capacitor connected between the positive side power supply line and the negative side power supply line of the secondary side inverter;
The current and rotation speed to be supplied to the motor are controlled based on the line duty ratio of each of the primary side and secondary side inverters in PWM control, and common to all phases of the primary side and secondary side inverters And a control unit that controls the charging voltage of the capacitor based on the duty ratio of
(第1実施形態)
以下、第1実施形態について図1から図5を参照して説明する。図1は、本実施形態のモータ駆動システムの回路構成を示す図である。モータMは、3相の永久磁石同期モータや誘導機などが想定されるが、本実施形態では永久磁石同期モータとする。モータMの3相巻き線は、それぞれが互いに結線されず両端子がオープン状態となっている。つまり、モータMは6つの巻線端子Ua,Va,Wa,Ub,Vb,Wbを備えている。
First Embodiment
The first embodiment will be described below with reference to FIGS. 1 to 5. FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive system according to the present embodiment. The motor M is assumed to be a three-phase permanent magnet synchronous motor or an induction machine, but in the present embodiment, a permanent magnet synchronous motor is used. The three-phase windings of the motor M are not connected to each other, and both terminals are in an open state. That is, the motor M includes six winding terminals Ua, Va, Wa, Ub, Vb, and Wb.
1次側インバータ1及び2次側インバータ2はそれぞれ、スイッチング素子であるNチャネルMOSFET3を3相ブリッジ接続して構成されている。1次側インバータ1の正側電源線,負側電源線には直流電源4が接続されている。直流電源4は、交流電源を直流に変換したものでも良い。2次側インバータ1の正側電源線,負側電源線にはコンデンサ5が接続されている。そして、1次側インバータ1の負側電源線と2次側インバータ2の負側電源線とが共通に接続されている。インバータ1の各相出力端子はモータMの巻線端子Ua,Va,Waにそれぞれ接続され、インバータ2の各相出力端子はモータMの巻線端子Ub,Vb,Wbにそれぞれ接続されている。
The primary side inverter 1 and the
位置センサ6は、モータMのロータ回転位置や回転速度を検出するセンサであり、電流センサ7(U,V,W)は、モータMの各相電流Iu,Iv,Iwを検出するセンサである。電圧センサ8,9は、それぞれ直流電源4の電圧VDC1,コンデンサ5の電圧VDC2を検出する。
The
制御装置11には、モータを駆動するシステムにおける上位の制御装置から速度指令値ωRefが与えられ、速度指令値ωRefに検出したモータ速度ωが一致するように制御を行う。制御装置11は、電流センサ7が検出した各相電流Iu,Iv,Iwと、電圧センサ8,9が検出した直流電圧VDC1,VDC2とに基づいて、インバータ1及び2を構成する各FET3のゲートに与えるスイッチング信号を生成する。
The
電流検出・座標変換部12は、各相電流Iu,Iv,Iw検出した電流を、ベクトル制御に用いるd,q及び0の各軸座標の電流Id,Iq,I0に(1)式により変換する。
速度・位置検出部13は、位置センサ6が検出した信号からモータ速度ωとロータ回転位置θを検出する。回転位置θは、電流検出・座標変換部12及びdq0/3相変換部17に入力される。また、速度・位置検出部13は、モータMの電圧・電流から速度及び位置を推定する構成でも良い。速度制御部14は、入力された速度指令ωRefと速度ωとから、例えば両者の差をPI演算することでq軸電流指令IqRefを出力する。d軸電流指令生成部15は、弱め界磁制御のためのd軸電流指令値IdRefを、直流電圧VDC1とdq軸の電圧振幅Vdqから、例えば同様に両者の差をPI演算することで生成する。
The speed /
電流制御部16は、入力されるd,q,0軸の電流指令IdRef,IqRef,I0Refと、検出した電流Id,Iq,I0からd,q,0軸電圧指令Vq,Vd,V0を出力する。dq0/3相変換部17は、各軸電圧指令Vq,Vd,V0を、2つのインバータ1及び2の3相電圧指令値Vu1,Vv1,Vw1,Vu2,Vv2,Vw2に(2)式により変換する。
2次側直流電圧制御部18は、2次側インバータ2の直流電圧,すなわちコンデンサ5の電圧VDC2が、入力される直流電圧指令値VDC2Refに追従するように、インバータ1及びインバータ2の3相電圧指令値Vu1,Vv1,Vw1,Vu2,Vv2,Vw2を調整し、直流電圧VDC2で除して後述するように補正を行い、各相のデューティDu1’,Dv1’,Dw1’,Du2’,Dv2’,Dw2’として出力する。デューティDu1’〜Dw2’は、変調部19に入力される。変調部19は、入力されたデューティDu1’〜Dw2’より、インバータ1及び2を構成する各FET3のゲートに与えるスイッチング信号,PWM信号U1±,V1±,W1±,U2±,V2±,W2±を生成して出力する。
The secondary DC
次に本実施形態の作用について図2から図5を参照して説明する。オープン巻線モータMを動作させるには、2つのインバータ1及び2により各端子Ua,Va,Wa,Ub,Vb,Wbに電圧を印加する。速度制御及び電流制御の結果得られた電圧は、dq0/3相変換部17でインバータ1及び2への電圧指令に(2)式で分割される。(2)式においてθinv2=0で変換した電圧が、1次側インバータ1への電圧指令Vu1,Vv1,Vw1となる。そして、例えば逆位相であるθinv2=πで変換した電圧が、2次側インバータ2への電圧指令Vu2,Vv2,Vw2となる。これら6つの電圧指令値を、変調部19で上下アームに対する計12のスイッチング信号に変換する。このようにして、2つのインバータ1及び2でモータMに逆位相の電圧を印加することで1相当たりの電圧振幅を増加でき、より高速で回転させることができる。
Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. 2 to 5. In order to operate the open winding motor M, voltages are applied to the terminals Ua, Va, Wa, Ub, Vb and Wb by the two
ここで、本実施形態における2次側インバータの直流電圧VDC2の制御について説明する。図2に示すように、オープン巻線モータMの3相インダクタンスのコモンモード成分をLCMとする。このインダクタンスLCMは、モータの巻線構造にもよるが、1相当たりのインダクタンスの数%〜10%程度である。 Here, control of the DC voltage V DC2 of the secondary side inverter in the present embodiment will be described. As shown in FIG. 2, the common mode component of the 3-phase inductance of the open-winding motor M and L CM. The inductance L CM is about several% to 10% of one inductance, although it depends on the motor winding structure.
インバータ1及び2の3相が同一の電圧を出力するタイミング,すなわち同時スイッチングを行う場合の等価回路を考えると、図3に示すコモンモード等価回路となる。1次側インバータ1の上側FET3が同時スイッチングを行う場合、インダクタンスLCMを用いた降圧チョッパ回路を構成する。また、2次側インバータ2の下側FET3が同時スイッチングを行う場合、インダクタンスLCMを用いた昇圧チョッパ回路を構成する。
Considering the timing at which the three phases of
そして、これら2つのチョッパ回路により昇降圧された電圧が2次側インバータ2のコンデンサ5を充電し、電圧VDC2となる。図3における降圧チョッパを構成する1次側インバータ1の上側スイッチングデューティをDback,昇圧チョッパを構成する2次側インバータ2のスイッチングデューティをDboostと定義すると、コンデンサ5の電圧VDC2は、(3)式で表される。
VDC2=VDC1Dback/(1−Dboost) …(3)
Dback=Dboost=0.5のときにVDC2=VDC1となり、インバータ1及び2に供給される電圧は等しくなり、Dback及びDboostが増加するのに伴い2次側電圧VDC2が昇圧されていく。このように、1次側インバータ1の3相同時スイッチング量と、2次側インバータ2の3相同時スイッチング量を変化させることで、コンデンサ5の電圧VDC2を制御できる。
Then, the voltage boosted and lowered by these two chopper circuits charges the
V DC2 = V DC1 D back / (1-D boost ) (3)
When D back = D boost = 0.5, V DC2 = V DC1 , the voltages supplied to
次に、電圧VDC2の制御方法について説明する。図4は、2次側直流電圧制御部18の内部構成を示す。2次側直流電圧制御部18は、PI演算部18a,デューティ生成部18b,加算器18c及び減算器18dを備えている。PI演算部18aは、2次側電圧指令値VDCRef2と2次側電圧VDC2との差をPI(Proportional-Integral)演算することで、デューティ補正値ΔDを生成する。
Next, a control method of the voltage V DC2 will be described. FIG. 4 shows an internal configuration of the secondary side DC
デューティ生成部18bは、dq0/3相変換部17で生成された1次側,2次側インバータ1,2の3相電圧指令値Vu1,Vv1,Vw1,Vu2,Vv2,Vw2を、それぞれの直流電圧VDC1,VDC2で除すことで,各相ディーティ指令値Du1,Dv1,Dw1,Du2,Dv2,Dw2を演算する。そして、1次側インバータ1のデューティ指令値には、加算器18cによりデューティ補正値ΔDを加算して指令値Du1’,Dv1’,Dw1’とする。これにより、図3で示した1次側インバータ1のコモンモードインダクタンスLCMで構成される降圧チョッパのデューティDbackを増加させる。一方、2次側インバータ2のデューティ指令値Du2,Dv2,Dw2については、デューティ補正値ΔDを減算することで指令値Du2’,Dv2’,Dw2’とする。これにより、2次側インバータ2の下側FET3のスイッチングデューティを増加させる。すると、図3に示す昇圧チョッパのデューティDboostが増加して、2次側電圧VDC2が昇圧される。
The
図5は、本実施形態の構成でオープン巻線モータMを駆動すると共に、2次側のコンデンサ電圧VDC2を制御した状態シミュレーションした波形である。1次側電圧VDC1は約280Vであり、2次側の電圧指令値VDCRef2は400Vに設定している。このように、電圧VDC2を昇圧させながらモータMも駆動もできている。インバータ1及び2のU相デューティDu1’,Du2’をみるとDu1’の方が振幅が大きい。これは、インバータ2の直流電圧VDC2は昇圧されているが、インバータ1の直流電圧VDC1は昇圧されないからである。また、インバータ2のU相デューティDu2’は、昇圧制御により直流電圧VDC2が400Vに達することで平均的に低下している。
FIG. 5 shows simulated waveforms in which the open winding motor M is driven in the configuration of the present embodiment and the capacitor voltage V DC2 on the secondary side is controlled. The primary side voltage V DC1 is about 280 V, and the voltage command value V DCRef2 of the secondary side is set to 400 V. Thus, the motor M can also be driven while boosting the voltage V DC2 . Looking at the U-phase duties Du1 'and Du2 ' of the
以上の作用により、2次側インバータ2に供給するコンデンサ電圧VDC2を昇圧することで、オープン巻線モータMにより高い電圧を印加して、モータMをより高速まで回転させることができる。
By the operation described above, by boosting the capacitor voltage V DC2 supplied to the
以上のように本実施形態によれば、3相巻線がそれぞれ独立であり、6つの出力端子Ua〜Wbを備えるオープン巻線構造のモータMを、1次側インバータ1及び2次側インバータ2により駆動する構成において、1次側インバータ1に直流電源4を接続し、2次側インバータ2にコンデンサ5を接続する。制御装置11は、PWM制御におけるインバータ1及び2それぞれの線間デューティ比に基づいて、モータMに通電する電流及び回転速度を制御すると共に、インバータ1及び2の全相について共通のデューティ比に基づいてコンデンサ5の電圧VDC2を制御する。このように構成すれば、モータMを駆動制御しながら2次側電圧VDC2を昇圧制御することができ、モータMをより高速まで回転させることができる。
As described above, according to the present embodiment, the motor M having an open-winding structure, in which three-phase windings are independent of one another and has six output terminals Ua to Wb, is used as the primary side inverter 1 and the
具体的には、制御装置11は、コンデンサ5の電圧の検出値VDC2と入力される電圧指令値VDCRef2との差に基づいて、共通のデューティ比としての補正値ΔDを演算すると、1次側インバータ1に出力するPWM信号のデューティ比に補正値ΔDを加算し、2次側インバータ2に出力するPWM信号のデューティ比より補正値ΔDを減算する。これにより、2次側電圧VDC2を補正値ΔDに応じて昇圧制御できる。
Specifically, when
(第2実施形態)
以下、第1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。第1実施形態では、1次側インバータ1の負側電源線と2次側インバータ2の負側電源線とが共通に接続されていた。これに対して、図6に示す第2実施形態のモータ駆動システムは、インバータ1及び2の正側電源線が共通に接続されている。その他の構成は第1実施形態と同様である。
以上のように構成される第2実施形態によれば、基準となる直流電圧が負側から正側に替わるだけであり、第1実施形態と同様の効果が得られる。
Second Embodiment
Hereinafter, the same parts as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Only different parts will be described. In the first embodiment, the negative power supply line of the primary inverter 1 and the negative power supply line of the
According to the second embodiment configured as described above, the DC voltage as the reference only changes from the negative side to the positive side, and the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
(第3実施形態)
図7は、本実施形態のモータ駆動システムを適用した空調機30の構成を示す。ヒートポンプシステム31を構成する圧縮機32は、圧縮部33とモータMを同一の鉄製密閉容器35内に収容して構成され、モータMのロータシャフトが圧縮部33に連結されている。そして、圧縮機32、四方弁36、室内側熱交換器37、減圧装置38、室外側熱交換器39は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機32は、例えばロータリ型の圧縮機である。空気調和機30は、上記のヒートポンプシステム31を有して構成されている。
Third Embodiment
FIG. 7 shows the configuration of the
暖房時には、四方弁36は実線で示す状態にあり、圧縮機32の圧縮部33で圧縮された高温冷媒は、四方弁36から室内側熱交換器37に供給されて凝縮し、その後、減圧装置38で減圧され、低温となって室外側熱交換器39に流れ、ここで蒸発して圧縮機32へと戻る。一方、冷房時には、四方弁36は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機32の圧縮部33で圧縮された高温冷媒は、四方弁6から室外側熱交換器39に供給されて凝縮し、その後、減圧装置38で減圧され、低温となって室内側熱交換器37に流れ、ここで蒸発して圧縮機32へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器37,39には、それぞれファン40,41により送風が行われ、その送風によって各熱交換器37,39と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。
At the time of heating, the four-
本実施形態のモータ駆動システムを空調機30に適用することで、室温を急激に上げ下げする高出力運転では、2次側電圧VDC2を昇圧することでモータMを高速で回転させる。一方、室温が指定した温度に達した状態での低出力運転では、2次側電圧VDC2を1次側電圧VDC1と同様にする。これにより、空調運転を高効率で行うことができる。
By applying the motor drive system of the present embodiment to the
(その他の実施形態)
電流センサ7を2相分のみ配置し、残り1相の電流は演算で求めても良い。
電流センサ7は、シャント抵抗でもCTでも良い。
交流電源は単相であっても良い。
スイッチング素子はMOSFETに限ることなく、その他IGBT,パワートランジスタ、SiC,GaN等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。
空調機に限ることなく、その他の製品等に適用しても良い。
(Other embodiments)
The
The
The AC power supply may be single phase.
The switching element is not limited to the MOSFET, and other IGBT, power transistor, wide gap semiconductor such as SiC, GaN or the like may be used.
The present invention is not limited to the air conditioner, and may be applied to other products.
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 While certain embodiments of the present invention have been described, these embodiments have been presented by way of example only, and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, substitutions, and modifications can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and the gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalent scope thereof.
図面中、Mはオープン構造巻線モータ、1は1次側インバータ1,2は2次側インバータ、5は開閉器、11は制御部、30は空調機を示す。
In the drawings, M is an open structure winding motor, 1 is a
Claims (2)
交流電源の交流電圧を直流に変換する交流直流変換回路と、
前記モータの6つの出力端子のうち3つの出力端子に接続され、前記交流直流変換回路により変換された直流電圧が供給される1次側インバータと、
前記モータの出力端子の残り3つの出力端子に接続され、正側電源線又は負側電源線の一方が前記1次側インバータと共通に接続される2次側インバータと、
この2次側インバータの正側電源線と負側電源線との間に接続されるコンデンサと、
PWM制御における前記1次側及び2次側インバータそれぞれの線間デューティ比に基づいて前記モータに通電する電流及び回転速度を制御すると共に、前記1次側及び2次側インバータの全相について共通のデューティ比に基づいて、前記コンデンサの充電電圧を制御する制御部とを備えるモータ駆動システム。 An open-winding motor having three independent three-phase windings and six output terminals;
An AC-DC converter circuit that converts an AC voltage of an AC power supply to DC,
A primary side inverter connected to three of the six output terminals of the motor and supplied with a DC voltage converted by the AC-DC converter circuit;
A secondary side inverter connected to the remaining three output terminals of the output terminal of the motor, wherein one of a positive side power supply line or a negative side power supply line is connected in common to the primary side inverter;
A capacitor connected between the positive side power supply line and the negative side power supply line of the secondary side inverter;
The current and rotation speed to be supplied to the motor are controlled based on the line duty ratio of each of the primary side and secondary side inverters in PWM control, and common to all phases of the primary side and secondary side inverters And a control unit configured to control a charging voltage of the capacitor based on a duty ratio.
前記1次側インバータに出力するPWM信号のデューティ比に前記共通のデューティ比を加算し、
前記2次側インバータに出力するPWM信号のデューティ比より前記共通のデューティを減算する請求項1記載のモータ駆動システム。 When the control unit calculates the common duty ratio based on a difference between a detected value of the voltage of the capacitor and a command value of the input voltage,
The common duty ratio is added to the duty ratio of the PWM signal output to the primary side inverter,
The motor drive system according to claim 1, wherein the common duty is subtracted from a duty ratio of a PWM signal output to the secondary side inverter.
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