JP2019054438A - Photoelectric sensor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、IV変換回路(電流電圧変換回路)にクランプ回路が設けられた光電センサに関する。 The present invention relates to a photoelectric sensor in which a clamp circuit is provided in an IV conversion circuit (current-voltage conversion circuit).
従来から、光電センサが有する受光回路では、フォトダイオードPDで発生した電流をIV変換回路で電圧に変換している(例えば特許文献1参照)。
図10に、一般的な受光回路の構成例を示す。受光回路は、図10に示すように、フォトダイオードPD、OPアンプU1、定電圧源V1、抵抗R1及びコンデンサC1を備えている。なお、OPアンプU1、定電圧源V1、抵抗R1及びコンデンサC1はIV変換回路を構成する。
Conventionally, in a light receiving circuit included in a photoelectric sensor, a current generated in a photodiode PD is converted into a voltage by an IV conversion circuit (see, for example, Patent Document 1).
FIG. 10 shows a configuration example of a general light receiving circuit. As shown in FIG. 10, the light receiving circuit includes a photodiode PD, an OP amplifier U1, a constant voltage source V1, a resistor R1, and a capacitor C1. The OP amplifier U1, the constant voltage source V1, the resistor R1, and the capacitor C1 constitute an IV conversion circuit.
フォトダイオードPDは、入射された光に応じた電流を発生する。このフォトダイオードPDは、カソードがOPアンプU1の反転入力端子に接続され、アノードが接地されている。
定電圧源V1は、プラス端子がOPアンプU1の非反転入力端子に接続され、マイナス端子が接地されている。また、抵抗R1は、一端がOPアンプU1の反転入力端子に接続され、他端がOPアンプU1の出力端子に接続されている。また、コンデンサC1は、一端がOPアンプU1の反転入力端子に接続され、他端がOPアンプU1の出力端子に接続されている。
The photodiode PD generates a current corresponding to the incident light. The photodiode PD has a cathode connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1, and an anode grounded.
The constant voltage source V1 has a positive terminal connected to the non-inverting input terminal of the OP amplifier U1, and a negative terminal grounded. The resistor R1 has one end connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1 and the other end connected to the output terminal of the OP amplifier U1. The capacitor C1 has one end connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1 and the other end connected to the output terminal of the OP amplifier U1.
この光電センサでは、通常の使用条件では、入射される光が小さく、図11Aに示すように、OPアンプU1はダイナミックレンジ(線形領域)で動作する。一方、光電センサに過大な光が入射された場合には、図11Bに示すように、OPアンプU1の出力が飽和領域に達し、応答が遅れることがある。すなわち、反転入力端子と非反転入力端子間のバーチャルショートが崩れ電位差が生じることによりバイアスレベルがずれ、信号量(波高値)Pが低下又はゼロになる。この場合、光電センサでは、出力判定誤動作(チャタリング又は出力反転)又は応答速度の低下(信号処理のミスカウント)といった問題が生じる。なお、上記過大な光の入射は、太陽光又は照明光(直流光又はインバータ光)、光沢物体(鏡又は金属等)による反射光、近距離での使用等によって生じる。 In this photoelectric sensor, incident light is small under normal use conditions, and the OP amplifier U1 operates in a dynamic range (linear region) as shown in FIG. 11A. On the other hand, when excessive light is incident on the photoelectric sensor, as shown in FIG. 11B, the output of the OP amplifier U1 may reach a saturation region, and the response may be delayed. That is, a virtual short circuit between the inverting input terminal and the non-inverting input terminal collapses and a potential difference is generated, so that the bias level shifts and the signal amount (crest value) P decreases or becomes zero. In this case, the photoelectric sensor has a problem such as an output determination malfunction (chattering or output inversion) or a decrease in response speed (signal processing miscount). The excessive light incidence is caused by sunlight or illumination light (DC light or inverter light), reflected light from a glossy object (such as a mirror or metal), use at a short distance, or the like.
そこで、図12に示すように、図10に示すIV変換回路に対し、帰還ダイオードD1から成るクランプ回路を追加した光電センサが知られている。帰還ダイオードD1は、カソードがOPアンプU1の反転入力端子に接続され、アノードがOPアンプU1の出力端子に接続されている。このクランプ回路により、図13に示すように、OPアンプU1の出力電圧VOUTが、帰還ダイオードD1間電圧VFでクランプされ、OPアンプU1の出力飽和を防止できる。 Therefore, as shown in FIG. 12, a photoelectric sensor is known in which a clamp circuit including a feedback diode D1 is added to the IV conversion circuit shown in FIG. The feedback diode D1 has a cathode connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1, and an anode connected to the output terminal of the OP amplifier U1. With this clamp circuit, as shown in FIG. 13, the output voltage VOUT of the OP amplifier U1 is clamped by the voltage VF between the feedback diodes D1, and the output saturation of the OP amplifier U1 can be prevented.
しかしながら、図12に示す構成では、帰還ダイオードD1間電圧VFの整数倍の刻みでしか出力電圧VOUTを調整できず、図13に示すVd(<VF)の分だけダイナミックレンジが狭くなる。製品への影響としては、光電センサの距離設定範囲が狭くなってしまい、設置上の制約となることから使い勝手が悪くなる。
なお、抵抗R1の値を切替える(ゲインを切替える)方法もあるが、回路規模が大きくなり、またノイズに弱い回路であるため望ましくはない。
However, with the configuration shown in FIG. 12, the output voltage VOUT can be adjusted only in increments of an integral multiple of the voltage VF between the feedback diodes D1, and the dynamic range is narrowed by Vd (<VF) shown in FIG. As an influence on the product, the distance setting range of the photoelectric sensor becomes narrow, and the installation is restricted, so that the usability is deteriorated.
Although there is a method of switching the value of the resistor R1 (switching the gain), it is not desirable because the circuit scale increases and the circuit is vulnerable to noise.
上記のように、従来の光電センサでは、帰還ダイオードD1間電圧VFの整数倍の刻みでしか出力電圧VOUTを調整できず、ダイナミックレンジが狭くなるという課題があった。 As described above, the conventional photoelectric sensor has a problem that the output voltage VOUT can be adjusted only in an integral multiple of the voltage VF between the feedback diodes D1, and the dynamic range becomes narrow.
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、クランプ回路を設けた場合でも、ダイナミックレンジを広げることができる光電センサを提供することを目的としている。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a photoelectric sensor capable of expanding the dynamic range even when a clamp circuit is provided.
この発明に係る光電センサは、OPアンプを有する電流電圧変換回路と、コレクタ端子がOPアンプの反転入力端子に接続され、エミッタ端子がOPアンプの出力端子に接続されたトランジスタと、プラス端子がトランジスタのベース端子に接続され、マイナス端子が接地された定電圧源とを備えたことを特徴とする。 The photoelectric sensor according to the present invention includes a current-voltage conversion circuit having an OP amplifier, a transistor having a collector terminal connected to an inverting input terminal of the OP amplifier, an emitter terminal connected to an output terminal of the OP amplifier, and a plus terminal being a transistor And a constant voltage source having a negative terminal grounded.
この発明によれば、上記のように構成したので、クランプ回路を設けた場合でも、ダイナミックレンジを広げることができる。 According to this invention, since it comprised as mentioned above, even when a clamp circuit is provided, a dynamic range can be expanded.
以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1に係る光電センサが有する受光回路の構成例を示す図である。
受光回路は、図1に示すように、フォトダイオードPD、OPアンプU1、定電圧源V1、抵抗R1、コンデンサC1、トランジスタQ1及び定電圧源V2を備えている。なお図1において、OPアンプU1、定電圧源V1、抵抗R1及びコンデンサC1はIV変換回路1を構成し、トランジスタQ1及び定電圧源V2はクランプ回路2を構成する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
1 is a diagram showing a configuration example of a light receiving circuit included in a photoelectric sensor according to
As shown in FIG. 1, the light receiving circuit includes a photodiode PD, an OP amplifier U1, a constant voltage source V1, a resistor R1, a capacitor C1, a transistor Q1, and a constant voltage source V2. In FIG. 1, an OP amplifier U1, a constant voltage source V1, a resistor R1, and a capacitor C1 constitute an IV
フォトダイオードPDは、入射された光に応じた電流を発生する。このフォトダイオードPDは、カソードがOPアンプU1の反転入力端子に接続され、アノードが接地されている。 The photodiode PD generates a current corresponding to the incident light. The photodiode PD has a cathode connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1, and an anode grounded.
定電圧源V1は、プラス端子がOPアンプU1の非反転入力端子に接続され、マイナス端子が接地されている。
抵抗R1は、一端がOPアンプU1の反転入力端子に接続され、他端がOPアンプU1の出力端子に接続されている。
コンデンサC1は、一端がOPアンプU1の反転入力端子に接続され、他端がOPアンプU1の出力端子に接続されている。
The constant voltage source V1 has a positive terminal connected to the non-inverting input terminal of the OP amplifier U1, and a negative terminal grounded.
The resistor R1 has one end connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1 and the other end connected to the output terminal of the OP amplifier U1.
One end of the capacitor C1 is connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1, and the other end is connected to the output terminal of the OP amplifier U1.
トランジスタQ1は、コレクタ端子がOPアンプU1の反転入力端子に接続され、エミッタ端子がOPアンプU1の出力端子に接続されている。なお、トランジスタQ1としてPNP型トランジスタを用いる。
定電圧源V2は、プラス端子がトランジスタQ1のベース端子に接続され、マイナス端子が接地されている。
The transistor Q1 has a collector terminal connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1, and an emitter terminal connected to the output terminal of the OP amplifier U1. Note that a PNP transistor is used as the transistor Q1.
The constant voltage source V2 has a positive terminal connected to the base terminal of the transistor Q1, and a negative terminal grounded.
実施の形態1における受光回路では、クランプ回路2により、図2に示すように、OPアンプU1の出力電圧VOUTが、定電圧源V2+トランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧VBEでクランプされ、OPアンプU1の出力飽和を防止できる。
また、定電圧源V2を調整することで、ダイナミックレンジを飽和領域の境界直前まで調整可能となる。
In the light receiving circuit according to the first embodiment, the
Further, by adjusting the constant voltage source V2, the dynamic range can be adjusted to just before the boundary of the saturation region.
なお上記では、フォトダイオードPD(のアノード)が接地された場合を示した。しかしながら、これに限らず、例えば図3に示すように、フォトダイオードPDが定電圧源V3に接続されてもよい。この場合、フォトダイオードPDは、アノードがOPアンプU1の反転入力端子に接続され、カソードが定電圧源V3に接続される。また、クランプ回路2におけるトランジスタQ1としてNPN型トランジスタを用いる。この場合、図4に示すように、OPアンプU1の出力電圧VOUTが、定電圧源V2−トランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧VBEでクランプされ、OPアンプU1の出力飽和を防止できる。
In the above description, the photodiode PD (the anode thereof) is grounded. However, the present invention is not limited to this. For example, as shown in FIG. 3, the photodiode PD may be connected to the constant voltage source V3. In this case, the photodiode PD has an anode connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1, and a cathode connected to the constant voltage source V3. An NPN transistor is used as the transistor Q1 in the
以上のように、この実施の形態1によれば、OPアンプU1を有するIV変換回路1と、コレクタ端子がOPアンプU1の反転入力端子に接続され、エミッタ端子がOPアンプU1の出力端子に接続されたトランジスタQ1と、プラス端子がトランジスタQ1のベース端子に接続され、マイナス端子が接地された定電圧源V2とを備えたので、クランプ回路2を設けた場合でも、ダイナミックレンジを広げることができる。
As described above, according to the first embodiment, the
実施の形態2.
実施の形態1では、図1に示すように、トランジスタQ1及び定電圧源V2から成るクランプ回路2を用いた場合を示した。しかしながら、図1に示す構成のようにV2+VBEでクランプすると、ゲインが増加してしまうという課題がある。
In the first embodiment, as shown in FIG. 1, the case where the
図1に示す構成でのクランプ時のゲインGは下式(1)で表される。式(1)において、AVはOPアンプU1のオープンループゲインであり、RpdはフォトダイオードPDの等価抵抗であり、reはトランジスタQ1のエミッタ抵抗である。なお、図1におけるフォトダイオードPDの等価回路3を図5に示す。
G=AV×Rpd/re (1)
The gain G at the time of clamping in the configuration shown in FIG. 1 is expressed by the following expression (1). In Equation (1), AV is the open loop gain of the OP amplifier U1, Rpd is the equivalent resistance of the photodiode PD, and re is the emitter resistance of the transistor Q1. An
G = AV × Rpd / re (1)
また、エミッタ抵抗reは下式(2)で表される。式(2)において、Vtは熱電圧であり、IcはトランジスタQ1のコレクタ電流である。
re=Vt/Ic (2)
The emitter resistance re is expressed by the following equation (2). In Expression (2), Vt is a thermal voltage, and Ic is a collector current of the transistor Q1.
re = Vt / Ic (2)
また、熱電圧Vtは下式(3)で表される。式(3)において、qは電子の電荷であり、kはボルツマン係数であり、Tは絶対温度である。
Vt=kT/q (3)
The thermal voltage Vt is expressed by the following formula (3). In equation (3), q is the charge of the electrons, k is the Boltzmann coefficient, and T is the absolute temperature.
Vt = kT / q (3)
ここで、q=1.602×10−19[C]であり、k=1.3805×10−23[J/K]であり、T=300[K]とした場合、Vt≒26[mV]となる。
また、フォトダイオードPDに過大な光が入射され、トランジスタQ1のコレクタ電流Icが1[mA]流れた場合には、re≒26[Ω]となる。
Here, when q = 1.602 × 10 −19 [C], k = 1.3805 × 10 −23 [J / K], and T = 300 [K], Vt≈26 [mV] ].
When excessive light is incident on the photodiode PD and the collector current Ic of the transistor Q1 flows 1 [mA], re≈26 [Ω].
図1に示す構成の場合、OPアンプU1の反転入力端子での電圧変化がオープンループゲインAVで増幅され、また、トランジスタQ1のベース電圧は定電圧源V2により固定である。そのため、OPアンプU1の出力端子での電圧変化が、トランジスタQ1のエミッタ抵抗reによって電流に変換されてしまう。その電流が、フォトダイオードPDの等価抵抗Rpdによって電圧に変換される。例えば、トランジスタQ1のコレクタ電流が1[mA]である場合、エミッタ抵抗reは26[Ω]と小さく、上記のような理由により、ゲインGが増幅してしまう。
また、ゲインの増加は、回路シミュレーションでも確認することが可能である。
In the configuration shown in FIG. 1, the voltage change at the inverting input terminal of the OP amplifier U1 is amplified by the open loop gain AV, and the base voltage of the transistor Q1 is fixed by the constant voltage source V2. Therefore, a voltage change at the output terminal of the OP amplifier U1 is converted into a current by the emitter resistance re of the transistor Q1. The current is converted into a voltage by the equivalent resistance Rpd of the photodiode PD. For example, when the collector current of the transistor Q1 is 1 [mA], the emitter resistance re is as small as 26 [Ω], and the gain G is amplified for the above reasons.
The increase in gain can also be confirmed by circuit simulation.
このように、図1に示す構成では、クランプ回路2によりゲインが増加し、OPアンプU1の位相余裕及びゲイン余裕が小さくなり、温度変化、電圧変動又はノイズをトリガにして発振してしまう可能性があり、不安定となる。製品への影響としては、近距離に検出体が有る場合又は光沢物体を検出する場合等に、誤動作してしまう恐れがある。また、太陽光又は照明光が入射される環境下では、検出ができない恐れがある。
As described above, in the configuration shown in FIG. 1, the gain is increased by the
そこで、実施の形態2では、クランプの際でのゲインの増加を抑制する構成について示す。図6はこの発明の実施の形態2に係る光電センサが有する受光回路の構成例を示す図である。この図6に示す実施の形態2に係る光電センサでは、図1に示す実施の形態1に係る光電センサに対し、抵抗R2を追加している。その他の構成は同様であり、同一の符号を付してその説明を省略する。なお実施の形態2では、トランジスタQ1、定電圧源V2及び抵抗R2によりクランプ回路2が構成される。
Therefore, the second embodiment shows a configuration that suppresses an increase in gain at the time of clamping. FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of a light receiving circuit included in the photoelectric sensor according to
抵抗R2は、OPアンプU1の出力端子とトランジスタQ1のエミッタ端子との間に介在して配置されている。 The resistor R2 is disposed between the output terminal of the OP amplifier U1 and the emitter terminal of the transistor Q1.
なお、抵抗R2の抵抗値が大きい場合には、受光回路の安定性は向上するが、クランプ回路2のクランプ性能は低下する。逆に、抵抗R2の抵抗値が低い場合には、受光回路の安定性は低下するが、クランプ回路2のクランプ性能は向上する。そのため、抵抗R2の抵抗値は、受光回路の安定性とクランプ回路2のクランプ性能との関係を考慮して設計される。抵抗R2の抵抗値としては、例えば数100[Ω]程度のものを用いることができる。
When the resistance value of the resistor R2 is large, the stability of the light receiving circuit is improved, but the clamping performance of the
このトランジスタQ1、定電圧源V2及び抵抗R2から成るクランプ回路2により、図7に示すように、OPアンプU1の出力電圧VOUTが、V2+VBE+(Ic×R2)でクランプされ、OPアンプU1の出力飽和を防止できる。
As shown in FIG. 7, the output voltage VOUT of the OP amplifier U1 is clamped by V2 + VBE + (Ic × R2) by the
また、実施の形態1に係る受光回路では、図1に示す構成に対し、OPアンプU1の帰還部分にあるトランジスタQ1のエミッタ端子に抵抗R2が接続されることで、クランプ時のみのゲインを抑えることができる。
実施の形態2に係る受光回路でのクランプ時のゲインGは下式(5)で表される。
G=AV×Rpd/(re+R2) (5)
式(5)に示されるように、トランジスタQ1のエミッタ抵抗reに外付けの抵抗R2が加算されるため、例えばR2=200[Ω]である場合、ゲインGを約1/10に抑制することが可能となる。
また、ゲインの抑制効果は、回路シミュレーションでも確認することが可能である。
Further, in the light receiving circuit according to the first embodiment, the gain at the time of clamping is suppressed by connecting the resistor R2 to the emitter terminal of the transistor Q1 in the feedback portion of the OP amplifier U1 in the configuration shown in FIG. be able to.
The gain G at the time of clamping in the light receiving circuit according to the second embodiment is expressed by the following equation (5).
G = AV × Rpd / (re + R2) (5)
As shown in the equation (5), since the external resistor R2 is added to the emitter resistance re of the transistor Q1, for example, when R2 = 200 [Ω], the gain G is suppressed to about 1/10. Is possible.
Further, the effect of suppressing the gain can be confirmed by circuit simulation.
このように、クランプ時のみのゲインを下げることができるため、OPアンプU1の帯域幅及びオープンループゲイン等を変えることなく、簡単に安定性を確保することが可能である。近距離に検出体がある場合や、光沢物(金属等)を検出時、太陽光又は照明光が入射される環境下でも、発振することなく安定した検出が可能となる。 In this way, since the gain only at the time of clamping can be lowered, it is possible to easily ensure stability without changing the bandwidth and open loop gain of the OP amplifier U1. Stable detection is possible without oscillation even when there is a detection object at a short distance or when an object is exposed to sunlight or illumination light when detecting a glossy object (metal or the like).
なお上記では、フォトダイオードPD(のアノード)が接地された場合を示した。しかしながら、これに限らず、例えば図8に示すように、フォトダイオードPDが定電圧源V3に接続されてもよい。この場合、フォトダイオードPDは、アノードがOPアンプU1の反転入力端子に接続され、カソードが定電圧源V3に接続される。また、クランプ回路2におけるトランジスタQ1としてNPN型トランジスタを用いる。この場合、図9に示すように、OPアンプU1の出力電圧VOUTが、V2−VBE−(Ic×R2)でクランプされ、OPアンプU1の出力飽和を防止できる。
In the above description, the photodiode PD (the anode thereof) is grounded. However, the present invention is not limited to this. For example, as shown in FIG. 8, the photodiode PD may be connected to the constant voltage source V3. In this case, the photodiode PD has an anode connected to the inverting input terminal of the OP amplifier U1, and a cathode connected to the constant voltage source V3. An NPN transistor is used as the transistor Q1 in the
以上のように、この実施の形態2によれば、OPアンプU1の出力端子とトランジスタQ1のエミッタ端子との間に介在された抵抗R2を備えたので、実施の形態1における効果に加え、クランプの際でのゲインの増大を抑制でき、安定性が改善される。 As described above, according to the second embodiment, since the resistor R2 interposed between the output terminal of the OP amplifier U1 and the emitter terminal of the transistor Q1 is provided, in addition to the effect in the first embodiment, the clamp In this case, an increase in gain can be suppressed, and stability is improved.
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
1 IV変換回路
2 クランプ回路
3 等価回路
1
Claims (2)
コレクタ端子が前記OPアンプの反転入力端子に接続され、エミッタ端子が前記OPアンプの出力端子に接続されたトランジスタと、
プラス端子が前記トランジスタのベース端子に接続され、マイナス端子が接地された定電圧源と
を備えた光電センサ。 A current-voltage conversion circuit having an OP amplifier;
A transistor having a collector terminal connected to the inverting input terminal of the OP amplifier and an emitter terminal connected to the output terminal of the OP amplifier;
A constant voltage source having a positive terminal connected to the base terminal of the transistor and a negative terminal grounded.
ことを特徴とする請求項1記載の光電センサ。 The photoelectric sensor according to claim 1, further comprising a resistor interposed between an output terminal of the OP amplifier and an emitter terminal of the transistor.
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