JP2018195997A - 光信号対雑音比を測定する装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】周期的に固定パターンを含む光信号のＯＳＮＲを精度よく測定する装置および方法を提供する。【解決手段】光信号対雑音比測定装置は、所定の周期で固定パターンを含む光信号の光信号対雑音比を測定する。この光信号対雑音比測定装置は、所定の周期と同じまたはほぼ同じ長さの測定周期の中の複数の異なる時間領域においてそれぞれ光信号の光信号対雑音比を測定する測定部と、測定部により得られる複数の測定値から最も悪い測定値を除く１または複数の測定値を選択し、選択した１または複数の測定値に基づいて光信号の光信号対雑音比を決定する決定部と、を備える。【選択図】図４

Description

本発明は、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ：optical signal-to-noise ratio）を測定する装置および方法に係わる。

光ネットワークの各ノードにおいてリアルタイムでＯＳＮＲをモニタすることが求められている。例えば、波長分割多重（ＷＤＭ：wavelength division multiplexed）光信号を伝送する光ネットワークにおいては、各波長チャネルのＯＳＮＲがモニタされる。そして、ＯＳＮＲのモニタ結果に応じて、波長チャネルごとに柔軟に光パスが制御される。

ただし、各ノードにおいてＯＳＮＲをモニタする場合、光ネットワークを構築するコストを抑制するためには、光スペクトラムアナライザのような高価な測定装置は好ましくない。これに加えて、チャネル間の周波数間隔が狭いＷＤＭ伝送システム（例えば、スーパーチャネル伝送システム）においては、光スペクトラムアナライザで雑音成分を測定することは困難である。

このため、高価な光学機器を用いることなく、また、チャネル間の周波数間隔が狭いＷＤＭ伝送システムにおいても、ＯＳＮＲを測定できる構成および方法が求められている。一例として、電気信号処理によりＯＳＮＲを推定する方法が提案されている。この方法においては、受光器を用いて受信光信号が電気信号に変換され、この電気信号を用いて直流電力および交流電力が測定される。そして、測定された直流電力および交流電力に基づいてＯＳＮＲが推定される。なお、特許文献１〜２および非特許文献１に関連技術が記載されている。

特開２０１６−２０８４８２号公報 米国特許第６４３３８６４号

S. Oda et al. Optical performance monitoring for dynamic and flexible photonic networks, SPIE Photonics West 2015, 9388-13

多くの光ネットワークにおいて、データは、所定のフォーマットのフレームを利用して伝送される。フレームは、一般に、ペイロードおよびヘッダから構成される。ペイロードには、データが格納される。ヘッダには、データ信号の伝送を制御するための制御情報が格納される。また、ヘッダ内には、固定パターンが設定されることがある。この固定パターンは、予め決められたデータまたはビット列から構成され、フレーム同期を確立するために使用される。また、この固定パターンは、光ファイバリンクの分散を測定するために使用されることもある。

ところで、光信号の伝送容量を大きくする技術の１つとして偏波多重が実用化されている。偏波多重は、互いに直交する１組の偏波を利用して信号を伝送することができる。以下の記載では、互いに直交する１組の偏波を「Ｘ偏波」および「Ｙ偏波」と呼ぶことがある。

偏波多重光伝送においては、図１に示すように、１組の偏波を利用して伝送されるフレームは互いに同期している。ここで、上述した固定パターンは、各フレーム内の予め指定された位置に設定される。即ち、Ｘ偏波の固定パターンおよびＹ偏波の固定パターンは同時に伝送される。このとき、Ｘ偏波およびＹ偏波で同一の固定パターンが伝送されると、偏波多重光信号の偏波は固定される。一方、ペイロード部のビットパターンはランダムなので、ペイロード部の偏波状態はランダムである。この結果、通常の偏波依存損失（ＰＤＬ：polarization-dependent loss）を持つ光伝送路でこの光信号を伝送すると、固定パターン部の光パワーとペイロード部の光パワーが異なるので、ＯＳＮＲモニタにおいて受光器により受信光信号が電気信号に変換されると、その電気信号において固定パターンに対応するスパイクノイズが発生する。また、固定パターン部の光パワーがペイロード部の光パワーと異なるような固定パターンを使用した場合であっても、同様にスパイクノイズが発生し得る。なお、スパイクノイズは、瞬時的に電力が大きく変動する状態に相当する。

図２（ａ）は、受信光信号を電気信号に変換する受光器の出力信号の一例を示す。この例では、光信号により伝送される各フレームは、図１に示すように、固定パターンを含んでいる。この場合、図２（ａ）に示すように、受光器の出力信号において、固定パターンに対応するスパイクノイズが発生する。ところが、スパイクノイズは、平均電力レベルに対して正側または負側のいずれか一方に発生する。図２（ａ）に示す例では、スパイクノイズは、負側のみに発生している。また、スパイクノイズの大きさはランダムなので、このスパイクノイズに起因して低い周波数のホワイトノイズが発生する。そして、正負非対称であり、かつランダムな強度を持つスパイクノイズは、ローパスフィルタでは除去できない。このため、受信光信号の直流電力および交流電力を正しく測定することは困難である。

たとえば、図２（ｂ）において、スペクトルＡは、固定パターンが挿入された光信号のスペクトルを表す。即ち、スペクトルＡは、図２（ａ）に示す信号のスペクトルを表す。スペクトルＢは、ペイロードのみが伝送されたときのスペクトルを表す。即ち、スペクトルＢは、固定パターンが挿入されていない光信号のスペクトルを表す。ここで、交流電力は、所定の周波数領域（例えば、100kHz〜500kHz）でスペクトルを積分することで算出される。ところが、図２（ｂ）に示すように、光信号に固定パターンが挿入されると、平均電力レベルが増加する。しかも、固定パターンに起因する平均電力レベルの増加量は、ＰＤＬに依存する。したがって、ペイロードが伝送されるときの交流電力は正しく測定されず、ＯＳＮＲの推定値も大きな誤差を含むことになる。

本発明の１つの側面に係わる目的は、周期的に固定パターンを含む光信号のＯＳＮＲを精度よく測定する装置および方法を提供することである。

本発明の１つの態様の光信号対雑音比測定装置は、所定の周期で固定パターンを含む光信号の光信号対雑音比を測定する。この光信号対雑音比測定装置は、前記所定の周期と同じまたはほぼ同じ長さの測定周期の中の複数の異なる時間領域においてそれぞれ前記光信号の光信号対雑音比を測定する測定部と、前記測定部により得られる複数の測定値から最も悪い測定値を除く１または複数の測定値を選択し、選択した１または複数の測定値に基づいて前記光信号の光信号対雑音比を決定する決定部と、を備える。

上述の態様によれば、周期的に固定パターンを含む光信号のＯＳＮＲを精度よく測定できる。

固定パターンが設定されるフレームの一例を示す図である。 従来技術の課題を説明する図である。 光ネットワークの一例を示す図である。 本発明の実施形態に係わるＯＳＮＲモニタの一例を示す図である。 ＷＤＭ光信号の一例を示す図である。 ＯＳＮＲ測定部の一例を示す図である。 ＰＤ出力信号および受信光信号のパワースペクトルの一例を示す図である。 実施形態に係る光ネットワークにおいて伝送されるフレームの構成の一例を示す図である。 測定周期および測定期間の一例を示す図である。 ＯＳＮＲモニタの動作例を示す図である。 ＯＳＮＲ決定部の処理の一例を示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係わるＯＳＮＲモニタの一例を示す図である。

図３は、本発明の実施形態に係わる光ネットワークの一例を示す。この実施例では、光ネットワークは、ＷＤＭ光信号を伝送する。よって、光ネットワークの各ノードには、光分岐挿入装置（ＲＯＡＤＭ：reconfigurable optical add drop multiplexer）１が実装されている。ＲＯＡＤＭ１は、ＷＤＭ光信号から所望の波長の光信号を分岐することができる。また、ＲＯＡＤＭ１は、ＷＤＭ光信号の空チャネルに光信号を挿入することができる。

各ノードには、ＯＳＮＲモニタ２が実装されている。そして、ＯＳＮＲモニタ２は、光ファイバリンクを介して伝送されるＷＤＭ光信号の各波長チャネルのＯＳＮＲをモニタする。なお、ＯＳＮＲモニタ２は、光信号対雑音比を測定する光信号対雑音比測定装置の一例である。

図４は、本発明の実施形態に係わるＯＳＮＲモニタ２の一例を示す。ＯＳＮＲモニタ２は、図３に示すように、光ネットワークの各ノードに実装される。各ノードにおいて、ＲＯＡＤＭ１は、ＷＤＭ光信号を処理する。また、ＲＯＡＤＭ１は、図４に示すように、ＷＤＭ光信号を分岐する光カプラ１１を備える。そして、ＷＤＭ光信号は、光カプラ１１により分岐されてＯＳＮＲモニタ２に導かれる。

ＷＤＭ光信号中には、複数の波長チャネルが多重化されている。図５に示す例では、波長チャネルｎ−１、ｎ、ｎ＋１、．．．が多重化されている。なお、ＷＤＭ光信号のチャネル間隔は、各波長チャネルのスペクトルが隣接チャネルのスペクトルと重複する程度に狭くてもよい。また、ＡＳＥ（amplified spontaneous emission）雑音は、波長に依存するため、各波長チャンネルで異なる強度を持つ。

ＯＳＮＲモニタ２は、光帯域通過フィルタ（光ＢＰＦ：optical bandpass filter）２１、受光器（ＰＤ：photo detector）２２、切替え指示生成部２３、スイッチ２４、ＯＳＮＲ測定部２５（２５ａ、２５ｂ）、ＯＳＮＲ決定部２６を備える。ただし、ＯＳＮＲモニタ２は、図４に示していない他の機能または回路要素を備えていてもよい。例えば、ＯＳＮＲモニタ２は、ＯＳＮＲモニタ２の測定処理を制御するコントローラを備える。

光ＢＰＦ２１は、不図示のコントローラから与えられるチャネル指示に応じて、モニタ対象波長チャネルの光パワーの一部を抽出する。すなわち、光ＢＰＦ２１の透過帯の中心波長は、チャネル指示に応じて制御される。図５に示す例では、光ＢＰＦ２１は、波長チャネルｎの光パワーの一部を抽出する。このとき、光ＢＰＦ２１により抽出される光パワーは、信号成分および雑音成分を含む。なお、光ＢＰＦ２１の透過帯の幅は、例えば、ＷＤＭ光信号中に多重化されている各光信号のビットレートおよび変調方式等に基づいて決定される。

受光器２２は、光ＢＰＦ２１の出力光を電気信号に変換する。すなわち、受光器２２から出力される電気信号は、モニタ対象波長チャネルの光パワーを表す。この光パワーは、図５に示すように、信号成分および雑音成分を含む。したがって、受光器２２から出力される電気信号は、モニタ対象波長チャネルの信号成分および雑音成分を含む。なお、以下の記載では、受光器２２の出力信号を「ＰＤ出力信号」と呼ぶことがある。また、受光器２２の出力側にＰＤ出力信号を平均化する平均化器が実装されていてもよい。この場合、平均化器は、例えば、アンチエイリアスフィルタとして使用される低域通過フィルタにより実現される。

切替え指示生成部２３は、切替え指示を生成する。なお、切替え指示については、後で詳しく説明する。スイッチ２４は、切替え指示生成部２３により生成される切替え指示に応じて、ＰＤ出力信号（または、平均化されたＰＤ出力信号）をＯＳＮＲ測定部２５ａまたはＯＳＮＲ測定部２５ｂに導く。

ＯＳＮＲ測定部２５（２５ａ、２５ｂ）は、ＰＤ出力信号に基づいて、モニタ対象波長チャネルのＯＳＮＲを測定する。以下の記載では、ＯＳＮＲ測定部２５ａおよびＯＳＮＲ測定部２５ｂにより測定されるＯＳＮＲ測定値を、それぞれＯＳＮＲ＿ａおよびＯＳＮＲ＿ｂと呼ぶことがある。ＯＳＮＲ決定部２６は、ＯＳＮＲ測定部２５ａ、２５ｂによる測定結果に基づいて、モニタ対象波長チャネルのＯＳＮＲを決定する。例えば、ＯＳＮＲ決定部２６は、モニタ対象波長チャネルのＯＳＮＲとして、ＯＳＮＲ＿ａおよびＯＳＮＲ＿ｂのうちの良好な特性を表す測定値を出力する。

切替え指示生成部２３、スイッチ２４、ＯＳＮＲ測定部２５（２５ａ、２５ｂ）、ＯＳＮＲ決定部２６は、例えば、デジタル信号処理回路により実現される。この場合、デジタル信号処理回路は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）またはＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）で実現してもよい。また、切替え指示生成部２３、スイッチ２４、ＯＳＮＲ測定部２５、ＯＳＮＲ決定部２６は、プロセッサエレメントおよびメモリを含むプロセッサシステムで実現してもよい。或いは、切替え指示生成部２３、スイッチ２４、ＯＳＮＲ測定部２５、ＯＳＮＲ決定部２６は、ソフトウェアおよびハードウェアの組合せで実現してもよい。なお、ＯＳＮＲ測定部２５がデジタル信号処理回路またはプロセッサシステムで実現される場合、受光器２２により生成されるＰＤ出力信号は、不図示のＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換される。

図６は、ＯＳＮＲ測定部２５の一例を示す。図６に示すＯＳＮＲ測定部２５は、図４に示すＯＳＮＲ測定部２５ａ、２５ｂに相当する。よって、ＯＳＮＲ測定部２５には、ＰＤ出力信号が入力される。すなわち、受信光信号の電力を表す電気信号がＯＳＮＲ測定部２５に与えられる。また、図６では、図４に示すスイッチ２４は省略されている。

ＯＳＮＲ測定部２５は、図６に示すように、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３１、直流電力測定部３２、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３３、交流電力測定部３４、ＯＳＮＲ計算部３５を備える。そして、ＯＳＮＲ測定部２５には、図７（ａ）に示すＰＤ出力信号が入力される。ＰＤ出力信号は、受光器２２により生成され、受信光信号の電力（又は、強度）を表す。

ＬＰＦ３１は、入力電気信号の直流成分を抽出する。すなわち、ＬＰＦ３１は、ＰＤ出力信号の直流成分を抽出する。したがって、ＬＰＦ３１のカットオフ周波数は、例えば、1kHz程度であってもよい。直流電力測定部３２は、ＬＰＦ３１により抽出された直流成分の電力を測定する。ここで、直流成分の電力は、受信光信号の総光パワーの平均に相当する。すなわち、ＬＰＦ３１および直流電力測定部３２により、図７（ａ）に示す平均光パワーＰ_totalが測定される。

ＢＰＦ３３は、入力電気信号から所定の周波数成分を抽出する。すなわち、ＢＰＦ３３は、ＰＤ出力信号から所定の周波数成分を抽出する。このとき、ＢＰＦ３３は、直流成分を除去する。すなわち、ＢＰＦ３３は、所定の交流成分を抽出する。一例としては、ＢＰＦ３３は、100kHz〜500kHzの周波数成分を抽出する。交流電力測定部３４は、ＢＰＦ３３により抽出された交流成分の電力、すなわち雑音交流電力Ｐ_BPFを測定する。

ＢＰＦ３３の通過帯の周波数は、上述の実施例に限定されるものではない。ただし、ＢＰＦ３３の通過帯の低周波数側のカットオフ周波数は、直流成分が除去されるように決定される。また、ＢＰＦ３３の通過帯の高周波数側のカットオフ周波数は、例えば、ＯＳＮＲモニタ２の内部で発生する雑音成分（例えば、スイッチング電源のスイッチング雑音）が除去されるように決定される。

平均光パワーＰ_totalと雑音交流電力Ｐ_BPFとＯＳＮＲとの間には、（１）式の関係が成立する。ここで、Ｐ_sigは、信号光の光パワーを表し、Ｐ_ASEは、ＡＳＥの光パワーを表し、Ｃ₁〜Ｃ₆は、予め測定により決定される校正係数を表す。

よって、ＯＳＮＲ測定部２５は、平均光パワーＰ_totalおよび雑音交流電力Ｐ_BPFを測定することにより、受信光信号のＯＳＮＲを計算することができる。

ＢＰＦ３３および交流電力測定部３４は、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：fast Fourier transform）を利用して雑音交流電力Ｐ_BPFを計算してもよい。この場合、受光器２２により生成されるＰＤ出力信号は、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換され、複数の異なるタイミングにおいてサンプリングされる。そして、サンプリングされた複数の値に対してＦＦＴ演算を実行することにより、受信光信号のパワースペクトルが生成される。図７（ｂ）は、受信光信号のパワースペクトルの一例を示す。さらに、所定の周波数領域（例えば、100kHz〜500kHz）においてこのパワースペクトルを積分することにより、雑音交流電力Ｐ_BPFが計算される。なお、パワースペクトルを積分する周波数領域は、ＢＰＦ３３の通過帯に相当する。

ＬＰＦ３１および直流電力測定部３２も、ＦＦＴを利用して平均光パワーＰ_totalが測定してもよい。この場合、所定の周波数領域（例えば、ゼロ〜1kHz）において図７（ｂ）に示すパワースペクトルを積分することにより、平均光パワーＰ_totalが計算される。

図８は、本発明の実施形態に係る光ネットワークにおいて伝送されるフレームの構成の一例を示す。この実施例では、フレームの長さは、１μ秒である。また、各フレーム内の所定の位置に固定パターンが設定される。よって、図６に示すフレームが連続して伝送されるとき、１μ秒間隔で固定パターンが伝送されることになる。固定パターンの長さは、例えば、１０ｎ秒程度である。なお、固定パターンは、予め決められたデータまたはビット列から構成され、フレーム同期を確立するために使用される。また、固定パターンは、光ファイバリンクの分散を測定するために使用されることもある。

この実施例では、光ネットワークにおいてＷＤＭ光信号が伝送される。そして、各波長チャネルを介して偏波多重光信号が伝送される。この場合、各偏波多重光信号の１組の偏波（Ｘ偏波およびＹ偏波）を利用して伝送されるフレームは、図１に示すように、互いに同期している。したがって、Ｘ偏波の固定パターンおよびＹ偏波の固定パターンは同時に伝送される。なお、Ｘ偏波の固定パターンおよびＹ偏波の固定パターンは、互いに同じビット列であってもよい。

図９は、測定周期および各測定周期内に設定される測定期間の一例を示す。なお、図９に示すＰＤ出力信号は、ＯＳＮＲモニタ２が図８に示す光信号を受信したときの受光器２２の出力信号を表す。ここで、図８に示す光信号の各フレームには、固定パターンが挿入されている。そして、固定パターンとして、Ｘ偏波およびＹ偏波により互いに同じビット列が伝送されるときは、光信号の偏波は固定されている。よって、ＰＤＬを持つ光伝送路を介して伝送された後に、ＯＳＮＲモニタ２において受光器２２により受信光信号が電気信号に変換されると、ペイロード部と固定パターン部とで光パワーが異なるため、ＰＤ出力信号において固定パターンに対応するスパイクノイズが発生する。すなわち、ＰＤ出力信号の電力は、固定パターンに応じて瞬時的に大きく変動する。図９に示す例では、定期的に、ＰＤ出力信号の平均レベルに対して負側にスパイクノイズが発生している。

スパイクノイズが発生する周期Ｔ_Sは、フレーム周期と実質的に同じである。したがって、図８に示すフレームが伝送される場合、スパイクノイズが発生する周期Ｔ_Sも１μ秒である。すなわち、この場合、１μ秒間隔でスパイクノイズが発生する。ただし、スパイクノイズの大きさは、一定ではなく、実質的にランダムである。

切替え指示生成部２３は、フレーム周期に対応する測定周期Ｔ_setで切替え信号を生成する。この例では、測定周期Ｔ_setは、フレーム周期と実質的に同じである。すなわち、測定周期Ｔ_setは、スパイクノイズが発生する周期Ｔ_Sと実質的に同じである。

測定周期Ｔ_setは、複数の時間領域に分割される。この例では、測定周期Ｔ_setは、測定期間Ａ、測定期間Ｂ、および２つのギャップ期間Ｇに分割される。一方のギャップ期間Ｇは、各測定周期内で測定期間Ａと測定期間Ｂとの間に設けられる。他方のギャップ期間Ｇは、ある測定周期内の測定期間Ｂと次の測定周期内の測定期間Ａとの間に設けられる。なお、測定期間Ａおよび測定期間Ｂの長さは、互いに実質的に同じであることが好ましい。また、ギャップ期間Ｇの長さは、測定期間Ａまたは測定期間Ｂと比較して十分に短い。

切替え指示生成部２３は、測定期間Ａ、測定期間Ｂ、ギャップ期間Ｇの切替えタイミングを指示する切替え指示を生成する。切替え指示は、測定期間Ａ、測定期間Ｂ、ギャップ期間Ｇの開始タイミングを表すパルス信号であってもよい。

スイッチ２４は、切替え指示に応じて、ＰＤ出力信号（即ち、受光器２２の出力信号）を図４に示すＯＳＮＲ測定部２５ａまたはＯＳＮＲ測定部２５ｂに導く。具体的には、測定期間Ａにおいては、スイッチ２４は、ＰＤ出力信号をＯＳＮＲ測定部２５ａに導く。また、測定期間Ｂにおいては、スイッチ２４は、ＰＤ出力信号をＯＳＮＲ測定部２５ｂに導く。なお、ギャップ期間Ｇにおいては、スイッチ２４は、ＰＤ出力信号を廃棄する。したがって、ギャップ期間Ｇにおいては、ＯＳＮＲ測定部２５ａ、２５ｂはいずれもＰＤ出力信号を受信しない。

尚、この実施例では、ＯＳＮＲモニタ２は、１つの波長チャネルのＯＳＮＲを測定するために、Ｎセットのサンプリングを実行する。ここで、Ｎは、上述したＦＦＴ演算の入力値の個数を表し、特に限定されるものではないが、例えば４０９６である。したがって、図９においてＡ₁およびＢ₁は、最初の測定周期における測定期間Ａおよび測定期間Ｂを表す。同様に、Ａ₂およびＢ₂は、２回目の測定周期における測定期間Ａおよび測定期間Ｂを表し、Ａ_NおよびＢ_Nは、最後の測定周期における測定期間Ａおよび測定期間Ｂを表す。

測定周期Ｔ_setの開始時刻は、受信フレームの開始時刻と同期している必要はない。すなわち、切替え指示生成部２３は、フレーム同期を確立することなく切替え指示を生成することができる。図９に示す例では、スパイクノイズが測定期間Ｂにおいて含まれるように、測定周期Ｔ_setが設定されている。ただし、上述したように、測定周期Ｔ_setは、フレーム周期（すなわち、スパイクノイズが発生する周期Ｔ_S）と実質的に同じである。したがって、図９に示すように、ある測定周期の測定期間Ｂにおいてスパイクノイズが含まれる場合、すべての測定周期において測定期間Ｂ内でスパイクノイズが含まれることになる。この場合、いずれの測定周期においても、測定期間Ａ内でスパイクノイズが含まれることはない。

このようにして生成される切替え指示は、スイッチ２４に与えられる。そうすると、スイッチ２４は、その切替え指示に応じてＰＤ出力信号をＯＳＮＲ測定部２５ａ、２５ｂへ導く。

図１０は、ＯＳＮＲモニタ２の動作例を示す。この実施例では、受光器２２により生成されるＰＤ出力信号に対して図９に示すサンプリングが行われるものとする。すなわち、Ｎセットのサンプリングが実行される。

ＰＡ_iは、ｉ番目の測定周期の測定期間Ａにおいて検出された電力の平均値を表す。例えば、信号ＰＡ₁は、最初の測定周期の測定期間Ａ（Ａ₁）において検出された電力の平均値を表し、信号ＰＡ₂は、２番目の測定周期の測定期間Ａ（Ａ₂）において検出された電力の平均値を表し、信号ＰＡ_Nは、最後の測定周期の測定期間Ａ（Ａ_N）において検出された電力の平均値を表す。「測定期間Ａにおいて検出された電力の平均値」は、測定期間Ａにおいて複数回のサンプリングを行うことで得られる複数の電力値の平均を計算することで得られる。同様に、ＰＢ_jは、ｊ番目の測定周期の測定期間Ｂにおいて検出された電力の平均値を表す。

具体的には、最初の測定周期では、測定期間Ａ₁における測定に基づいて生成される測定値ＰＡ₁がＯＳＮＲ測定部２５ａに与えられ、測定期間Ｂ₁における測定に基づいて生成される測定値ＰＢ₁がＯＳＮＲ測定部２５ｂに与えられる。続いて、２番目の測定周期では、測定期間Ａ₂における測定に基づいて生成される測定値ＰＡ₂がＯＳＮＲ測定部２５ａに与えられ、測定期間Ｂ₂における測定に基づいて生成される測定値ＰＢ₂がＯＳＮＲ測定部２５ｂに与えられる。以下同様に、各測定周期において生成される測定値ＰＡおよび測定値ＰＢがそれぞれＯＳＮＲ測定部２５ａおよびＯＳＮＲ測定部２５ｂに与えられる。そして、最後の測定周期で、測定期間Ａ_Nにおける測定に基づいて生成される測定値ＰＡ_NがＯＳＮＲ測定部２５ａに与えられ、測定期間Ｂ_Nにおける測定に基づいて生成される測定値ＰＢ_NがＯＳＮＲ測定部２５ｂに与えられる。

ＯＳＮＲ測定部２５ａにおいて、平均化器４１は、ＰＡ₁〜ＰＡ_Nの平均を計算することにより、測定系列Ａ（Ａ₁〜Ａ_N）における平均光パワーＰ_{total_a}を計算する。なお、平均化器４１は、図６に示すＬＰＦ３１および直流電力測定部３２に相当する。ＦＦＴ演算器４２は、ＰＡ₁〜ＰＡ_Nに対してＦＦＴ演算を実行することにより、測定系列Ａにおける受信光信号のパワースペクトルを生成する。ＢＰＦ４３は、ＦＦＴ演算器４２により生成されるパワースペクトルから所定の周波数成分を抽出する。この実施例では、図７（ｂ）に示すように、100kHz〜500kHzの交流成分が抽出される。積分器４４は、ＢＰＦ４３により抽出される交流成分を積分することにより、測定系列Ａにおける雑音交流電力Ｐ_{BPF_a}を計算する。なお、ＦＦＴ演算器４２、ＢＰＦ４３、積分器４４は、図６に示すＢＰＦ３３および交流電力測定部３４に相当する。ＯＳＮＲ計算部３５は、平均光パワーＰ_{total_a}および雑音交流電力Ｐ_{BPF_a}に基づいて、測定系列ＡにおけるＯＳＮＲ測定値を表すＯＳＮＲ＿ａを計算する。このとき、ＯＳＮＲ計算部３５は、上述した（１）式を利用してＯＳＮＲを計算する。

同様にＯＳＮＲ測定部２５ｂは、ＰＢ₁〜ＰＢ_Nに基づいて、測定系列Ｂ（Ｂ₁〜Ｂ_N）における平均光パワーＰ_{total_b}および雑音交流電力Ｐ_{BPF_b}を計算する。そして、ＯＳＮＲ測定部２５ｂは、Ｐ_{total_b}およびＰ_{BPF_b}に基づいて、測定系列ＢにおけるＯＳＮＲ測定値を表すＯＳＮＲ＿ｂを計算する。

ＯＳＮＲ決定部２６は、ＯＳＮＲ測定部２５ａおよび２５ｂにより計算されるＯＳＮＲ＿ａおよびＯＳＮＲ＿ｂに基づいて、モニタ対象波長チャネルのＯＳＮＲを決定する。ここで、スパイクノイズが発生する周期Ｔ_Sおよび測定周期Ｔ_SETは、互いに実質的に同じである。このため、図９に示すように、最初の測定周期の測定期間Ｂ₁においてスパイクノイズが含まれる場合、以降の各測定期間Ｂ₂〜Ｂ_Nにおいてもスパイクノイズが含まれることになる。一方、各測定期間Ａ₁〜Ａ_Nにおいてスパイクノイズが含まれることはない。したがって、各測定期間Ａ₁〜Ａ_Nにおけるサンプリングに基づいて算出されるＯＳＮＲ＿ａは、スパイクノイズの影響のないＯＳＮＲと考えられる。

但し、測定周期Ｔ_setの開始時刻が受信フレームの開始時刻と同期していないケースでは、測定系列Ａ₁〜Ａ_Nまたは測定系列Ｂ₁〜Ｂ_Nのいずれにおいてスパイクノイズが含まれるのかは既知でない。ところが、例えば、測定系列Ｂ₁〜Ｂ_Nにおいてスパイクノイズが含まれるときは、測定系列Ａ₁〜Ａ_Nにおけるサンプリングに基づいて算出されるＯＳＮＲ＿ａと比較して、測定系列Ｂ₁〜Ｂ_Nにおけるサンプリングに基づいて算出されるＯＳＮＲ＿ｂが悪くなる（値が低くなる）はずである。この場合、ＯＳＮＲ決定部２６は、ＯＳＮＲ＿ｂがスパイクノイズの影響を受けていると判定する。よって、ＯＳＮＲ決定部２６は、モニタ対象波長チャネルのＯＳＮＲとして、値が良い方（値が高い方）のＯＳＮＲ（この例では、ＯＳＮＲ＿ａ）を出力する。この結果、スパイクノイズの影響を受けていないＯＳＮＲが得られる。

なお、上述の実施例では、スパイクノイズ周期Ｔ_Sおよび測定周期Ｔ_SETは、互いに実質的に同じである。ただし、測定周期Ｔ_SETをスパイクノイズ周期Ｔ_Sに完全に一致させることができないケースもある。そして、スパイクノイズ周期Ｔ_Sと測定周期Ｔ_SETとの間の差分がゼロでないときは、各測定周期内でスパイクノイズが含まれるタイミングがシフトしてゆくことになる。このため、Ｎ回のサンプリングが実行されるときに、ある測定周期では測定期間Ａにおいてスパイクノイズが含まれ、他の測定周期では測定期間Ｂにおいてスパイクノイズが含まれるかも知れない。この場合、測定期間Ａ、Ｂのいずれにおいてもスパイクノイズの影響が発生してしまう。

ギャップ期間Ｇは、この問題を解決するために設定される。ただし、ギャップ期間Ｇの長さは、下記の条件を満足するように決定される。なお、Ｔ_SNは、固定パターンに起因して発生するスパイクノイズの時間幅を表す。Ｎは、ＦＦＴの次数を表す。ΔＴは、スパイクノイズ周期Ｔ_Sと測定周期Ｔ_SETとの間の差分を表す。

Ｇ＞Ｔ_SN＋Ｎ×ΔＴ

たとえば、スパイクノイズの時間幅Ｔ_SNが１０ｎ秒、ＦＦＴの次数Ｎが４０９６、スパイクノイズ周期と測定周期との間の差分ΔＴが１０ｐ秒であるものとする。この場合、ギャップ期間Ｇの長さは、50.96ｎ秒よりも長く設定することが求められる。そして、このようなギャップ期間Ｇを設定すれば、測定期間Ａ、Ｂのいずれか一方では、スパイクノイズの影響が発生しない。すなわち、このようなギャップ期間Ｇを設定すれば、スパイクノイズの影響のないＯＳＮＲが得られる。

＜測定期間のバリエーション＞
図９に示す実施例では、各測定周期内に２個の測定期間（Ａ、Ｂ）が設定される。この場合、２個のＯＳＮＲ値（ＯＳＮＲ＿ａ、ＯＳＮＲ＿ｂ）が算出され、そのうちの一方が選択される。ただし、本発明は、この方法に限定されるものではない。

例えば、図９〜図１０に示す実施例において、ギャップ期間Ｇ内にスパイクノイズが発生するときは、２個のＯＳＮＲ値（ＯＳＮＲ＿ａ、ＯＳＮＲ＿ｂ）は、いずれもスパイクノイズの影響を受けない。この場合、ＯＳＮＲ＿ａおよびＯＳＮＲ＿ｂは、互いに実質的に同じなので、ＯＳＮＲ決定部２６は、ＯＳＮＲ＿ａまたはＯＳＮＲ＿ｂのいずれを出力してもよい。

また、各測定周期内に３個以上の測定期間を設定してもよい。例えば、各測定周期内に５個の測定期間を設定すれば、５個のＯＳＮＲ値が生成される。この場合、ＯＳＮＲ決定部２６は、例えば、５個のＯＳＮＲ値のうちから最も悪いＯＳＮＲ値を除外し、残りのＯＳＮＲ値のうちの任意の１つを出力する。あるいは、ＯＳＮＲ決定部２６は、５個のＯＳＮＲ値のうちから最も悪いＯＳＮＲ値を除外し、残りのＯＳＮＲ値の平均を出力してもよい。さらに、ＯＳＮＲ決定部２６は、５個のＯＳＮＲ値のうちから最も良好なＯＳＮＲ値を出力してもよい。

尚、各測定周期内に２個の測定期間が設定されるケースでは、ＯＳＮＲモニタ２は、２個のＯＳＮＲ測定部２５（２５ａ、２５ｂ）を備え、２個のＯＳＮＲ値（ＯＳＮＲ＿ａ、ＯＳＮＲ＿ｂ）を算出する。これに対して、各測定周期内にＫ個の測定期間が設定されるケースでは、ＯＳＮＲモニタ２は、Ｋ個のＯＳＮＲ測定部２５を備え、Ｋ個のＯＳＮＲ値を算出する。

図１１は、ＯＳＮＲ決定部２６の処理の一例を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、モニタ対象波長チャネルについて複数のＯＳＮＲ値が生成されたときに実行される。複数のＯＳＮＲ値は、図４または図１０に示す例では、ＯＳＮＲ測定部２５ａ、２５ｂにより生成される。

Ｓ１において、ＯＳＮＲ決定部２６は、複数の測定系列においてそれぞれ測定されるＯＳＮＲ測定値を取得する。複数の測定系列は、図９に示す例では、測定期間Ａ₁〜Ａ_NおよびＢ₁〜Ｂ_Nに相当する。複数のＯＳＮＲ測定値は、図４または図１０に示す例では、ＯＳＮＲ測定部２５ａ、２５ｂによりそれぞれ生成されるＯＳＮＲ＿ａ、ＯＳＮＲ＿ｂに相当する。

Ｓ２において、ＯＳＮＲ決定部２６は、複数のＯＳＮＲ測定値の中から最も悪い（すなわち、最も低い）ＯＳＮＲ測定値を除外する。換言すれば、ＯＳＮＲ決定部２６は、複数のＯＳＮＲ測定値の中から最も悪いＯＳＮＲ測定値を除く１または複数のＯＳＮＲ測定値を選択する。例えば、図９〜図１０に示す例において、各測定期間Ａ₁〜Ａ_Nにおけるサンプリングに基づいて算出されるＯＳＮＲ＿ａよりも、各測定期間Ｂ₁〜Ｂ_Nにおけるサンプリングに基づいて算出されるＯＳＮＲ＿ｂの方が低いものとする。この場合、２個のＯＳＮＲ測定値のうちからＯＳＮＲ＿ｂが除外され、ＯＳＮＲ＿ａが選択される。

なお、Ｓ１において３個以上のＯＳＮＲ測定値を取得するときは、ＯＳＮＲ決定部２６は、最も悪い１個のＯＳＮＲ測定値を除外してよいし、最も悪いＯＳＮＲ測定値から順番に２個以上のＯＳＮＲ測定値を除外してもよい。この場合、１または複数のＯＳＮＲ測定値が選択されることになる。

Ｓ３において、ＯＳＮＲ決定部２６は、Ｓ２で選択した１または複数のＯＳＮＲ測定値に基づいて、モニタ対象波長チャネルのＯＳＮＲを決定する。Ｓ２において１個のＯＳＮＲ測定値のみを選択したときは、ＯＳＮＲ決定部２６は、モニタ対象波長チャネルのＯＳＮＲとして、その選択したＯＳＮＲ測定値を出力する。一方、Ｓ２において複数のＯＳＮＲ測定値を選択したときは、ＯＳＮＲ決定部２６は、下記のいずれかの方法でモニタ対象波長チャネルのＯＳＮＲを決定する。

（１）Ｓ２で選択した複数のＯＳＮＲ測定値の中から任意の１個を選択して出力する
（２）Ｓ２で選択した複数のＯＳＮＲ測定値の平均を計算して出力する

なお、図９に示す実施例では、各測定周期内で測定期間どうしの間にギャップ期間Ｇが設けられているが、本発明はこの方法に限定されるものではない。すなわち、各測定周期内に必ずしもギャップ期間Ｇを設けなくてもよい。例えば、測定周期Ｔ_setをフレーム周期またはスパイクノイズが発生する周期Ｔ_Sに精度よく一致させることができる場合には、ギャップ期間Ｇを設けなくてもよい。

＜他の実施形態＞
図４に示す実施形態では、各測定系列（Ａ、Ｂ）に対してそれぞれＯＳＮＲ測定部２５が実装される。これに対して、他の実施形態では、複数の測定系列に対して１個のＯＳＮＲ測定部２５が実装される。そして、ＯＳＮＲ測定部２５は、時間分割多重で複数の測定系列に対する測定を実行する。

図１２は、本発明の他の実施形態に係わるＯＳＮＲモニタの一例を示す。なお、光ＢＰＦ２１、受光器２２、切替え指示生成部２３、スイッチ２４、ＯＳＮＲ決定部２６は、図４に示す実施形態および図１２に示す他の実施形態において実質的に同じである。

平均化器５１は、受光器２２の出力信号（すなわち、ＰＤ出力信号）を平均化する。平均化器５１は、例えば、アンチエイリアスフィルタとして使用される低域通過フィルタにより実現される。

スイッチ２４は、切替え指示生成部２３により生成される切替え指示に応じて、平均化されたＰＤ出力信号をメモリ５２ａまたは５２ｂに導く。図９に示す実施例では、測定期間Ａ₁〜Ａ_Nにおいてそれぞれ検出される電力値ＰＡ₁〜ＰＡ_Nがメモリ５２ａに格納され、測定期間Ｂ₁〜Ｂ_Nにおいてそれぞれ検出される電力値ＢＡ₁〜ＢＡ_Nがメモリ５２ｂに格納される。

メモリ５２ａ、５２ｂにそれぞれＮ個の電力値が格納されると、読出し回路５３は、メモリ５２ａ、５２ｂから電力値を読み出す。具体的には、読出し回路５３は、まず、メモリ５２ａから電力値ＰＡ₁〜ＰＡ_Nを読み出してＯＳＮＲ測定部２５に渡す。これにより、ＯＳＮＲ測定部２５においてＯＳＮＲ＿ａが生成される。つづいて、読出し回路５３は、メモリ５２ｂから電力値ＰＢ₁〜ＰＢ_Nを読み出してＯＳＮＲ測定部２５に渡す。これにより、ＯＳＮＲ測定部２５においてＯＳＮＲ＿ｂが生成される。そして、ＯＳＮＲ決定部２６は、ＯＳＮＲ＿ａおよびＯＳＮＲ＿ｂに基づいて、モニタ対象波長チャネルのＯＳＮＲを決定する。

このように、図１２に示す実施形態では、複数の測定系列に対して１個のＯＳＮＲ測定部２５が実装される。すなわち、１個のＯＳＮＲ測定部２５が複数の測定系列により共有され、ＯＳＮＲ測定部２５は、時間分割多重で、複数の測定系列のＯＳＮＲ測定値を生成する。したがって、ＯＳＮＲ測定部２５がデジタル信号処理回路により実現されるケースでは、図４に示す構成と比較すると、ＯＳＮＲ測定部２５を実装するための回路の面積を削減できる。

２ ＯＳＮＲモニタ
２１ 光ＢＰＦ
２２ 受光器（ＰＤ）
２３ 切替え指示生成部
２４ スイッチ
２５（２５ａ、２５ｂ） ＯＳＮＲ測定部
２６ ＯＳＮＲ決定部
３１ ＬＰＦ
３２ 直流電力測定部
３３ ＢＰＦ
３４ 交流電力測定部
３５ ＯＳＮＲ計算部
４１ 平均化器
４２ ＦＦＴ演算器
４３ ＢＰＦ
４４ 積分器
５２ａ、５２ｂ メモリ
５３ 読出し回路

Claims (7)

1. 所定の周期で固定パターンを含む光信号の光信号対雑音比を測定する光信号対雑音比測定装置であって、
   前記所定の周期と同じまたはほぼ同じ長さの測定周期の中の複数の異なる時間領域においてそれぞれ前記光信号の光信号対雑音比を測定する測定部と、
   前記測定部により得られる複数の測定値から最も悪い測定値を除く１または複数の測定値を選択し、選択した１または複数の測定値に基づいて前記光信号の光信号対雑音比を決定する決定部と、
   を備える光信号対雑音比測定装置。
2. 前記光信号を電気信号に変換する受光器をさらに備え、
   前記測定部は、前記複数の異なる時間領域それぞれにおいて、前記測定周期で前記電気信号を繰り返しサンプリングすることにより得られる複数の値に基づいて前記光信号の光信号対雑音比を測定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の光信号対雑音比測定装置。
3. 前記測定部は、前記測定周期内の２つの異なる時間領域においてそれぞれ前記光信号の光信号対雑音比を測定し、
   前記決定部は、前記光信号の光信号対雑音比として、前記測定部により得られる２個の測定値のうちで良好な特性を表す測定値を出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の光信号対雑音比測定装置。
4. 前記測定周期は、第１の時間領域、前記第１の時間領域に隣接する第２の時間領域、前記第２の時間領域に隣接する第３の時間領域、および前記第３の時間領域に隣接する第４の時間領域から構成され、
   前記測定部は、前記第１の時間領域および前記第３の時間領域それぞれにおいて前記光信号の光信号対雑音比を測定し、
   前記決定部は、前記光信号の光信号対雑音比として、前記測定部により得られる２個の測定値のうちで良好な特性を表す測定値を出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の光信号対雑音比測定装置。
5. 前記光信号を電気信号に変換する受光器をさらに備え、
   前記測定部は、前記第１の時間領域および前記第３の時間領域それぞれにおいて、前記測定周期で前記電気信号をＮ回繰り返しサンプリングすることにより得られるＮ個の値に基づいて前記光信号の光信号対雑音比を測定し、
   前記第２の時間領域および前記第４の時間領域の長さは、それぞれ、前記固定パターンに起因する雑音成分の時間幅に前記所定の周期と前記測定周期との間の差分のＮ倍を加算した時間よりも長い
   ことを特徴とする請求項４に記載の光信号対雑音比測定装置。
6. 前記測定部は、時間分割多重で、前記複数の異なる時間領域における光信号対雑音比の測定を実行する
   ことを特徴とする請求項１に記載の光信号対雑音比測定装置。
7. 所定の周期で固定パターンを含む光信号の光信号対雑音比を測定する光信号対雑音比測定方法であって、
   前記所定の周期と同じまたはほぼ同じ長さの測定周期の中の複数の異なる時間領域においてそれぞれ前記光信号の光信号対雑音比を測定して複数の測定値を生成し、
   前記複数の測定値から最も悪い測定値を除く１または複数の測定値を選択し、選択した１または複数の測定値に基づいて前記光信号の光信号対雑音比を決定する
   ことを特徴とする光信号対雑音比測定方法。