JP2018085831A - 無線給電装置、無線受電装置、無線電力伝送システム、及び無線給電装置の電流測定方法 - Google Patents

Abstract

【目的】低電力損失にて駆動電流を測定することが可能な無線給電装置、無線受電装置、無線電力伝送システム、及び無線給電装置の電流測定方法を提供することを目的とする。【構成】送電コイルの一端に接続されている電源ライン及び接地ライン間に並列に接続されており、発振信号に応じて、夫々が駆動ラインに電流を供給する第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のスイッチング素子と、電源ライン及び接地ライン間において第１のスイッチング素子と直列に接続されている第１の抵抗と、第１の抵抗の一端の電位に基づき駆動電流の電流量を表す第１の測定電流信号を生成する電流測定回路と、を含む。【選択図】図２

Description

本発明は、非接触で電力を供給する無線給電装置、非接触で電力の供給を受ける無線受電装置、これら無線給電装置及び無線受電装置を含む無線電力伝送システム、並びに無線給電装置の電流測定方法に関する。

近年、時計等のウェアラブル機器やＩＣカード（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等へ電力を供給するにあたり、非接触で電力を伝送する無線電力伝送システムが提案されている。かかる無線電力伝送システムでは、送電装置側のコイル（送電コイル）と受電装置側のコイル（受電コイル）とを対向するように配置して電力の伝送を行う。

また、現在、このような無線電力伝送を行う際の交流磁界の周波数として、６．７８ＭＨｚや、１３．５６ＭＨｚ等の各種周波数が採用されている。ところで、例えば１３．５６ＭＨｚの交流磁界に共鳴して給電を受ける受電装置を含むＩＣカードと、送電装置との間に異物が存在すると、このＩＣカードが発熱して破壊する虞がある。

そこで、送電装置側において、送電コイルに流れる電流を検出し、その検出した電流値が所定の閾値を上回る場合には送電を停止するようにした非接触電力伝送装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。

特開２０１６−９２９２１号公報

しかしながら、上記した非接触電力伝送装置では、送電コイルに流れる電流を検出する為に、電源ライン及び送電回路間に直列に電流センサを設けているので、当該電流センサ自体で電力損失が生じる。

そこで、本発明では、低電力損失にて回路に流れる電流を測定できるようにした無線給電装置、無線受電装置、無線電力伝送システム、及び無線給電装置の電流測定方法を提供することを目的とする。

本発明に係る無線給電装置は、発振信号に基づく駆動電流を送電コイルに供給して交流磁界を発生させることにより無線給電を行う無線給電装置であって、前記送電コイルの一端に接続されている駆動ラインと、電源ライン及び接地ライン間に並列に接続されており、前記発振信号に応じて、夫々が前記駆動ラインに電流を供給する第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のスイッチング素子と、前記電源ライン及び前記接地ライン間において前記第１のスイッチング素子と直列に接続されている第１の抵抗と、前記第１の抵抗の一端の電位に基づき前記駆動電流の電流量を表す第１の測定電流信号を生成する電流測定回路と、を含む。

本発明に係る無線受電装置は、交流磁界を受けた受電コイルにて得られた交流電圧を整流した電圧を受給電圧として受け、前記受給電圧に基づき所定の電圧値を有する出力電圧を生成する無線受電装置であって、前記受給電圧を受ける第１のラインと、前記第１のラインの前記受給電圧に基づき前記交流磁界の強度を表す磁界強度信号を生成すると共に前記交流磁界の強度が所定強度よりも高い場合に前記第１のラインの電圧値を所定電圧に固定する過大磁界保護回路と、前記第１のラインに流れる電流の電流量を測定して前記電流量を表す測定電流信号を生成する電流検出部と、前記第１のラインに流れる過大電流を検出して前記過大電流を表す過大電流検出信号を生成する過大電流検出部と、前記出力電圧の電圧値を測定して前記電圧値を表す測定電圧信号を生成する電圧検出部と、前記測定電流信号、前記過大電流検出信号及び前記測定電圧信号のうちで最大の強度を有する信号の電位と基準電位との差分に基づいて前記第１のラインの電圧値を調整した電圧を前記出力電圧として出力する電圧調整部と、を含む安定化回路と、を有する。

本発明に係る無線電力伝送システムは、発振信号に基づく駆動電流を生成する送電回路及び前記駆動電流を受けて交流磁界を発生させる送電コイルを含む無線給電装置と、前記交流磁界を受けて交流電圧を生成する受電コイル、前記交流電圧を整流した電圧を受給電圧として得る整流回路及び前記受給電圧に基づき所定の電圧値を有する出力電圧を生成する受電回路を含む無線受電装置と、を有する無線電力伝送システムであって、前記送電回路は、前記送電コイルの一端に接続されている駆動ラインと、電源ライン及び接地ライン間に並列に接続されており、前記発振信号に応じて、夫々が前記駆動ラインに電流を供給する第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のスイッチング素子と、前記電源ライン及び前記接地ライン間において前記第１のスイッチング素子と直列に接続されている第１の抵抗と、前記第１の抵抗の一端の電位に基づき前記駆動電流の電流量を表す第１の測定電流信号を生成する電流測定回路と、を含み、
前記受電回路は、前記受給電圧を受ける第１のラインと、前記第１のラインの前記受給電圧に基づき前記交流磁界の強度を表す磁界強度信号を生成すると共に前記交流磁界の強度が所定強度よりも高い場合に前記第１のラインの電圧値を所定電圧に固定する過大磁界保護回路と、前記第１のラインに流れる電流の電流量を測定して前記電流量を表す測定電流信号を生成する電流検出部と、前記第１のラインに流れる過大電流を検出して前記過大電流を表す過大電流検出信号を生成する過大電流検出部と、前記出力電圧の電圧値を測定して前記電圧値を表す測定電圧信号を生成する電圧検出部と、前記測定電流信号、前記過大電流検出信号及び前記測定電圧信号のうちで最大の強度を有する信号の電位と基準電位との差分に基づいて前記第１のラインの電圧値を調整した電圧を前記出力電圧として出力する電圧調整部と、を含む安定化回路と、を有する。

本発明に係る無線給電装置の電流検出方法は、発振信号に基づく駆動電流を送電コイルに供給して交流磁界を発生させることにより無線給電を行う無線給電装置の電流測定方法であって、前記発振信号に応じて第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のスイッチング素子の各々から断続的に電流を出力させ、前記第１〜第Ｎのスイッチング素子の各々から出力された電流を合成した合成電流を前記駆動電流として前記送電コイルに供給し、前記第１〜第Ｎのスイッチング素子のうちの第１のスイッチング素子のみに直列に接続されている抵抗の一端の電位に基づき、前記駆動電流の電流量を表す測定電流信号を生成する。

本発明では、並列接続されたＮ個のスイッチング素子から出力された電流を合成した合成電流を駆動電流として送電コイルに供給する。そして、Ｎ個のスイッチング素子のうちの１つのスイッチング素子に電流検出用の抵抗を直列に接続し、当該抵抗の一端の電位に基づき駆動電流の電流量を表す測定電流信号を生成する。これにより、電流検出用の抵抗に流れる電流を駆動電流の１／Ｎにすることができるので、電流検出用抵抗での電力損失が低減される。よって、本発明によれば、低電力損失にて、送電コイルに流れる駆動電流の電流量を測定することが可能となる。

本発明に係る無線給電装置１００及び無線受電装置２００を含む無線電力伝送システム３００の概略構成を示すブロック図である。 送電回路１０の内部構成の一例を示す回路図である。 電流測定回路１０５ｂの内部構成の他の一例を示す回路図である。 受電回路２３の内部構成を示すブロック図である。 過大磁界保護回路２３１の一例を示す回路図である。 過大磁界保護回路２３１の電圧電流特性を示す図である。 過大磁界保護回路２３１の他の一例を示す回路図である。 安定化回路２３２の構成を示す回路図である。 温度測定回路２３３の構成を示す回路図である。 温度測定回路２３３のダイオードＤ１４及びＤ１５の形成位置を表す図である。

以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１は、本発明に係る無線給電装置１００及び無線受電装置２００を含む無線電力伝送システム３００の概略構成を示すブロック図である。無線電力伝送システム３００では、無線給電装置１００に設けられている送電コイル１２と、無線受電装置２００に設けられている受電コイル２０との間の磁気結合によって、無線給電装置１００側から無線受電装置２００に電力を伝送する。

以下に、無線給電装置１００及び無線受電装置２００の順に夫々の具体的な内部構成について説明する。
［無線給電装置１００］
無線給電装置１００は、送電回路１０、共振キャパシタ１１、送電コイル１２、セレクタ１３、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄｉｇｉｔａｌ）コンバータ１４、制御回路１５、コンパレータ１６及び１７を含む。尚、送電回路１０、セレクタ１３、ＡＤコンバータ１４、制御回路１５、コンパレータ１６及び１７は、例えば単一の半導体ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）チップ、或いは複数の半導体ＩＣチップに分割して形成されていても良いし、ディスクリート部品で構成されていても良い。

送電回路１０は、並列接続された共振キャパシタ１１及び送電コイル１２からなる共振回路の自己発振周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）と略等しい周波数の高周波の交流駆動電流を生成し、駆動ラインＬ１及びＬ２を介して当該共振キャパシタ１１及び送電コイル１２に供給する。かかる交流駆動電流を受けることにより共振キャパシタ１１及び送電コイル１２は交流磁界を発生する。尚、送電回路１０は、制御回路１５から電源遮断信号ＳＴＰ１が供給された場合には、共振キャパシタ１１及び送電コイル１２への電流供給を停止する。

また、送電回路１０は、上記した交流駆動電流の電流量を測定し、測定した電流量を表す測定電流信号ＧＣ１をセレクタ１３及びコンパレータ１６に供給する。更に、送電回路１０は、自身に含まれる素子（後述する）の温度を測定し、測定した温度を表す測定温度信号ＳＭ１をセレクタ１３及びコンパレータ１７に供給する。

セレクタ１３は、測定電流信号ＧＣ１及び測定温度信号ＳＭ１のうちから、選択信号ＳＥ１によって指定された方を選択してＡＤコンバータ１４に供給する。

ＡＤコンバータ１４は、測定電流信号ＧＣ１又は測定温度信号ＳＭ１によって表されるアナログの電流値又は温度を、ディジタルの電流データ又は温度データに変換して制御回路１５に供給する。

制御回路１５は、例えばマイクロコンピュータ等からなり、プログラムに従った制御により、以下のような電流又は温度の異常判定を行う。すなわち、制御回路１５は、ＡＤコンバータ１４から電流データが供給された場合には、当該電流データによって示される電流量が所定の過電流閾値Ｉ１よりも大きいか否かを判定し、大きいと判定した場合には過電流であると判断して、電源遮断を促す電源遮断信号ＳＴＰ１を送電回路１０に供給する。また、制御回路１５は、ＡＤコンバータ１４から温度データが供給された場合には、当該温度データによって示される温度が所定の高温閾値Ｔ１よりも大きいか否かを判定し、大きいと判定した場合には異常発熱であると判断して、上記した電源遮断信号ＳＴＰ１を送電回路１０に供給する。

コンパレータ１６は、測定電流信号ＧＣ１で示される電流量が所定の過電流閾値Ｉ２（Ｉ１＜Ｉ２）よりも大きいか否かを判定し、大きいと判定した場合に過電流検出信号ＥＣ１を制御回路１５に供給する。コンパレータ１７は、測定温度信号ＳＭ１で示される温度が所定の高温閾値Ｔ２（Ｔ１＜Ｔ２）よりも大きいか否かを判定し、大きいと判定した場合に高温検出信号ＥＳ１を制御回路１５に供給する。制御回路１５は、過電流検出信号ＥＣ１又は高温検出信号ＥＳ１が供給された場合に、上記した電源遮断信号ＳＴＰ１を送電回路１０に供給する。

尚、高温閾値Ｔ１及び過電流閾値Ｉ１は、制御回路１５が正常に動作可能な温度環境にある際に得られる電流値及び温度に設定される。また、高温閾値Ｔ２及び過電流閾値Ｉ２は、制御回路１５がプログラムの暴走を招くことになる温度環境にある際に得られる電流値及び温度に設定される。

すなわち、制御回路１５がプログラムを正常に実施可能な温度環境にある場合には、この制御回路１５によって電流又は温度の異常判定を行う。一方、制御回路１５がプログラムの暴走を招くような温度環境にある場合には、コンパレータ１７及び１８によって電流又は温度の異常判定を行う。よって、制御回路１５が正常動作しなくなる温度状態にあっても、送電回路１０に対して電源遮断制御を行うことが可能となる。

図２は、送電回路１０の内部構成の一例を示す回路図である。図２に示すように、送電回路１０は、発振部１０１、インバータ１０２、出力インバータ１０３及び１０４、電流測定回路１０５ａ、１０５ｂ、及び温度測定回路１０６を含む。

発振部１０１は、共振回路（１１、１２）の自己発振周波数、例えば１３．５６ＭＨｚの発振信号ｆｃを生成し、これをインバータ１０２、出力インバータ１０３及び電流測定回路１０５ｂに供給する。尚、発振部１０１は、図１に示す制御回路１５から電源遮断信号ＳＴＰ１が供給された場合には、発振信号ｆｃの生成動作を停止する。

インバータ１０２は、発振信号ｆｃの位相を反転させた反転発振信号ｆｃＢを出力インバータ１０４に供給する。

出力インバータ１０３は、発振信号ｆｃに応じて駆動電流ＰＧを生成し、これを駆動ラインＬ１に印加する。出力インバータ１０４は、反転発振信号ｆｃＢに応じて駆動電流ＮＧを生成し、これを駆動ラインＬ２に印加する。これにより、出力インバータ１０３及び１０４は、交流の駆動電流（ＰＧ、ＮＧ）を駆動ラインＬ１及びＬ２を介して送電コイル１２に供給する。

電流測定回路１０５ａは、出力インバータ１０３及び１０４が駆動ラインＬ１、Ｌ２に供給する駆動電流ＰＧ及びＮＧの実成分を測定し、その実成分を表す測定電流信号ＧＣ１ｒを生成する。

電流測定回路１０５ｂは、かかる駆動電流ＰＧ及びＮＧの複素成分を測定し、その複素成分を表す測定電流信号ＧＣ１ｉを生成する。

温度測定回路１０６は、出力インバータ１０３及び１０４が発する熱の温度を測定し、その温度を表す測定温度信号ＳＭ１を生成する。

以下に、出力インバータ１０３及び１０４、電流測定回路１０５ａ及び１０５ｂ、温度測定回路１０６各々の構成について詳細に説明する。

出力インバータ１０３は、並列接続されたｐチャネルＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型のトランジスタＰ１〜Ｐ３、並列接続されたｎチャネルＭＯＳ型のトランジスタＮ１〜Ｎ３、及び電流検出用の抵抗Ｒ１を含む。トランジスタＰ１〜Ｐ３及びＮ１〜Ｎ３各々のドレインは駆動ラインＬ１に接続されており、各々のゲートには発振信号ｆｃが供給されている。トランジスタＮ１〜Ｎ３各々のソースには接地ラインＧＬを介して接地電位ＧＮＤが印加されている。トランジスタＰ１及びＰ２各々のソースには電源ラインＶＬを介して電源電位ＶＤＤが印加されており、トランジスタＰ３のソースには電源ラインＶＬ及び抵抗Ｒ１を介して電源電位ＶＤＤが印加されている。

出力インバータ１０４は、並列接続されたｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＰ４〜Ｐ６、並列接続されたｎチャネルＭＯＳ型のトランジスタＮ４〜Ｎ６、電流検出用の抵抗Ｒ２及びＲ３を含む。トランジスタＰ４〜Ｐ６及びＮ４〜Ｎ６各々のドレインは駆動ラインＬ２に接続されており、各々のゲートには反転発振信号ｆｃＢが供給されている。トランジスタＮ１〜Ｎ３各々のソースはノードｎ３によって抵抗Ｒ３の一端に接続されている。抵抗Ｒ３の他端には接地ラインＧＬを介して接地電位ＧＮＤが印加されている。トランジスタＰ４及びＰ５各々のソースには電源ラインＶＬを介して電源電位ＶＤＤが印加されており、トランジスタＰ６のソースには電源ラインＶＬ及び抵抗Ｒ２を介して電源電位ＶＤＤが印加されている。

電流測定回路１０５ａは、出力インバータ１０３に含まれる抵抗Ｒ１と、ダイオードＤ１及びＤ２と、キャパシタＣ１とを有する。ダイオードＤ１のアノードは、トランジスタＰ３のソース及び抵抗Ｒ１の一端を接続するノードｎ１に接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、トランジスタＰ６のソース及び抵抗Ｒ２の一端間を接続するノードｎ２に接続されている。ダイオードＤ１及びＤ２のカソード、及びキャパシタＣ１の一端は互いに接続されている。キャパシタＣ１の他端には電源電位ＶＤＤが印加されている。

上記した構成により、発振信号ｆｃが所定値よりも低レベルにある間は、出力インバータ１０３のトランジスタＰ１〜Ｐ３が全てオン状態になると共に、出力インバータ１０４のトランジスタＮ４〜Ｎ６が全てオン状態になる。これにより、出力インバータ１０３のトランジスタＰ１〜Ｐ３の各々から電流が送出され、各電流を合成した合成電流が駆動電流ＰＧとして、図２の太線矢印にて示すように、駆動ラインＬ１を介して送電コイル１２に流れ込む。

ここで、トランジスタＰ１〜Ｐ３のサイズ（ゲート幅、ゲート長）を同一とし、電流検出用の抵抗Ｒ１の抵抗値がトランジスタＰ１〜Ｐ３のオン抵抗に比べて小さい場合には、トランジスタＰ１〜Ｐ３の各々には駆動電流ＰＧの１／３の電流が流れる。よって、電流検出用抵抗Ｒ１にも駆動電流ＰＧの１／３の電流が流れる。

そこで、抵抗Ｒ１に流れた電流（ＰＧ／３）を電流測定回路１０５ａのダイオードＤ１によって検波し、更にキャパシタＣ１にて平滑化することにより、駆動電流ＰＧの実成分に対応した電圧値を有する測定電流信号ＧＣ１ｒが得られる。

一方、発振信号ｆｃが所定値よりも高レベルにある間は、出力インバータ１０３のトランジスタＮ１〜Ｎ３が全てオン状態になると共に、出力インバータ１０４のトランジスタＰ４〜Ｐ６が全てオン状態になる。これにより、出力インバータ１０４のトランジスタＰ４〜Ｐ６の各々から電流が送出され、各電流を合成した合成電流が駆動電流ＮＧとして、図２の太線矢印にて示すように駆動ラインＬ２を介して送電コイル１２に流れ込む。

ここで、トランジスタＰ４〜Ｐ６のサイズ（ゲート幅、ゲート長）を同一とし、電流検出用の抵抗Ｒ２の抵抗値がトランジスタＰ４〜Ｐ６のオン抵抗に比べて小さい場合には、トランジスタＰ４〜Ｐ６の各々には駆動電流ＮＧの１／３の電流が流れる。よって、抵抗Ｒ２にも駆動電流ＮＧの１／３の電流が流れる。

そこで、抵抗Ｒ２に流れた電流（ＮＧ／３）を電流測定回路１０５ａのダイオードＤ２によって検波し、更にキャパシタＣ１にて平滑化することにより、駆動電流ＮＧの実成分に対応した電圧値を有する測定電流信号ＧＣ１ｒが得られる。

上述したように、出力インバータ１０３（１０４）では、単一のｐチャネル型トランジスタによって駆動電流ＰＧ（ＮＧ）を生成するのではなく、並列接続された３つのトランジスタＰ１〜Ｐ３（Ｐ４〜Ｐ６）から出力される電流を合成して駆動電流ＰＧ（ＮＧ）を生成するようにしている。また、電流測定回路１０５ａでは、３つのトランジスタＰ１〜Ｐ３（Ｐ４〜Ｐ６）のうちの１つのトランジスタＰ３（Ｐ６）だけに電流検出用の抵抗Ｒ１（Ｒ２）を直列に接続している。電流測定回路１０５ａでは、当該電流検出用抵抗の電圧降下分を検波及び平滑化することにより、駆動電流ＰＧ（ＮＧ）の実成分の１／３の電流量を表す測定電流信号ＧＣ１ｒを生成する。この際、測定電流信号ＧＣ１ｒによって表される電流量を３倍すれば、駆動電流ＰＧ（ＮＧ）の実成分の電流量が求められる。

よって、出力インバータ１０３（１０４）及び電流測定回路１０５ａによれば、電流検出用の抵抗Ｒ１（Ｒ２）には当該駆動電流ＰＧ（ＮＧ）の１／３の電流しか流れないので、電流検出用の抵抗Ｒ１（Ｒ２）での電力損失が低減される。

次に、図２に示される電流測定回路１０５ｂについて説明する。

電流測定回路１０５ｂは、遅延回路ＤＬ、乗算回路ＭＰ、ダイオードＤ３及びキャパシタＣ２を含む。遅延回路ＤＬは、発振信号ｆｃを受けこれを所定遅延時間だけ遅延させた信号を遅延発振信号ｆｃＤとして乗算回路ＭＰに供給する。尚、所定遅延時間は、インバータ２の素子遅延と出力インバータ１０４の素子遅延との総遅延時間と等しい。乗算回路ＭＰは、出力インバータ１０４の抵抗Ｒ３の一端の電位、つまり図に示すノードｎ３の電位に遅延発振信号ｆｃＤを乗算することにより、駆動電流ＰＧ（ＮＧ）の複素成分を表す複素成分信号Ｂｉを生成する。具体的には、乗算回路ＭＰは、自身のソースがノードｎ３に接続されており、且つ遅延発振信号ｆｃＤが自身のゲートに供給されているｎチャネルＭＯＳ型のトランジスタＮＴからなる。トランジスタＮＴは、遅延発振信号ｆｃＤが所定値よりも低レベルにある間はオフ状態となる一方、遅延発振信号ｆｃＤが所定値以上の高レベルにある間はオン状態となり、遅延発振信号ｆｃＤの電位を自身のドレインから出力する。当該トランジスタＮＴは、自身のドレインに生じた電位を駆動電流ＰＧ（ＮＧ）の複素成分を表す複素成分信号Ｂｉとし、これをダイオードＤ３のアノードに供給する。ダイオードＤ３のカソードはキャパシタＣ２の一端に接続されている。キャパシタＣ２の他端には接地電位ＧＮＤが印加されている。よって、複素成分信号ＢｉをダイオードＤ３によって検波し、更にキャパシタＣ２によって平滑化することにより、駆動電流ＰＧ（ＮＧ）の複素成分に対応した電圧値を有する測定電流信号ＧＣ１ｉが得られる。

このように、電流測定回路１０５ｂによれば、駆動電流ＰＧ（ＮＧ）の複素成分を量的に測定することが可能となる。よって、駆動電流ＰＧ（ＮＧ）の複素成分を表す測定電流信号ＧＣ１ｒに基づき、送電コイル１２及び受電コイル２０間の結合係数の変化、受電側の負荷抵抗の変化、送電コイル１２及び受電コイル２０間の異物の存在等を検知することが可能となる。

例えば、受電側の負荷抵抗がｒ１、送電コイル１２及び受電コイル２０間の結合係数がｋ１である（状態Ａと称する）ときに、駆動電流の実成分を表す測定電流信号ＧＣｒのレベルがＸ１、その複素成分を表す測定電流信号ＣＧｉのレベルがＹ１とする。

ここで、上記した状態Ａから、結合係数がｋ１からｋ２に変化すると（状態Ｂと称する）、測定電流信号ＧＣｒのレベルはレベルＸ１からレベルＸ２に遷移し、測定電流信号ＣＧｉのレベルはレベルＹ１からレベルＹ２に遷移する。

一方、上記した状態Ａから、負荷抵抗がｒ１からｒ２に変化すると（状態Ｃと称する）、測定電流信号ＧＣｒのレベルはレベルＸ１からレベルＸ２に遷移し、測定電流信号ＣＧｉのレベルはレベルＹ１からレベルＹ３に遷移する。つまり、状態Ａから状態Ｂ（結合係数が変化した状態）に遷移した場合と、状態Ａから状態Ｃ（負荷抵抗が変化した状態）に遷移した場合とで、駆動電流の実成分を表す測定電流信号ＧＣｒのレベルは共にレベルＸ２となる場合がある。よって、測定電流信号ＧＣｒからでは、負荷抵抗の変化と、結合係数の変化とを区別して判断することは出来ない。しかしながら、上述したように、測定電流信号ＧＣｉのレベルは、状態Ａから状態Ｂ（結合係数が変化した状態）に遷移した場合にはレベルＹ２となり、状態Ａから状態Ｃ（負荷抵抗が変化した状態）に遷移した場合には、レベルＹ２とは異なるレベルＹ３となる。よって、駆動電流の複素成分を表す測定電流信号ＧＣｉによれば、負荷抵抗の変化と、結合係数の変化とを区別して判断することが可能となる。

尚、図２に示す電流測定回路１０５ｂの構成では、発振信号ｆｃを遅延した信号を乗算回路ＭＰのトランジスタＮＴのゲートに供給しているが、送電コイル１２に印加される電圧の振幅値をトランジスタＮＴのゲートに供給するようにしても良い。

図３は、かかる点に鑑みて為された電流測定回路１０５ｂの内部構成の他の一例を示す回路図である。尚、図３では、電流測定回路１０５ｂの内部構成を除く他の構成は図２に示されるものと同一である。また、図３に示す電流測定回路１０５ｂの構成についても、図２に示される遅延回路ＤＬに代えてキャパシタＣ３及び電圧振幅検出素子ＡＭを採用した点を除く他の構成は図２に示すものと同一である。つまり、図３に示される電流測定回路１０５ｂでは、電圧振幅検出素子ＡＭが、駆動ラインＬ２の電圧をキャパシタＣ３を介して受け、その電圧の振幅値をトランジスタＮＴのゲートに供給する。

尚、電流測定回路１０５ｂに含まれる乗算回路ＭＰの具体的な構成としては、トランジスタＮＴに代えて、２つの差動回路の出力電流を合成するギルバートセルを採用しても良い。

次に、図２又は図３に示される温度測定回路１０６について説明する。

温度測定回路１０６は電流源Ａ１、スイッチ素子ＳＷ１、抵抗Ｒ４、温度センサとしてのＰＮ接合のダイオードＤ４及びＤ５を含む。

抵抗Ｒ４は、電源電位ＶＤＤに基づくバイアス電流を、ラインＬｍを介してダイオードＤ４及びＤ５各々のアノードに供給する。

ダイオードＤ４は、出力インバータ１０３の近傍に形成し、トランジスタＰ１〜Ｐ３及びＮ１〜Ｎ３のうちの少なくとも１つと熱的に結合させる。ダイオードＤ５は、出力インバータ１０４の近傍に形成し、トランジスタＰ４〜Ｐ６及びＮ４〜Ｎ６のうちの少なくとも１つと熱的に結合させる。すなわち、出力インバータ１０３及び１０４、温度測定回路１０６を単一の半導体ＩＣチップ内に形成する場合には、ダイオードＤ４（Ｄ５）をトランジスタＰ１〜Ｐ３及びＮ１〜Ｎ３（Ｐ４〜Ｐ６及びＮ４〜Ｎ６）のうちの少なくとも１つに隣接して形成する。また、出力インバータ１０３及び１０４、温度測定回路１０６の各素子をディスクリート部品で構成する場合には、ダイオードＤ４（Ｄ５）をトランジスタＰ１〜Ｐ３及びＮ１〜Ｎ３（Ｐ４〜Ｐ６及びＮ４〜Ｎ６）のうちの少なくとも１つと接触させるようにしても良い。

ここで、ＰＮ接合のダイオードＤ４及びＤ５としては、例えば順方向電圧が０．７ボルトであり、温度特性が−１．５［ｍＶ／℃］を有するものを採用する。これにより、ダイオードＤ４及びＤ５の各々に抵抗Ｒ４を介してバイアス電流を流すと、ダイオードＤ４及びＤ５各々のアノードの電圧、つまりラインＬｍの電圧が、トランジスタＰ１〜Ｐ３及びＮ１〜Ｎ３（Ｐ４〜Ｐ６及びＮ４〜Ｎ６）のうちの少なくとも１つが発する熱の温度に応じて変化する。そこで、温度測定回路１０６は、ラインＬｍの電圧を測定温度として表す測定温度信号ＳＭ１として出力する。尚、測定温度は、ダイオードＤ４及びＤ５のうちで高い温度に晒された方の温度となる。よって、温度測定回路１０６によれば、出力インバータ１０３及び１０４のうちで発熱の高い方の温度が測定されるため安全上好ましい。また、温度測定回路１０６は、出力インバータ（１０３、１０４）とは電気的に絶縁されているので、当該出力インバータに流れる大電流の高周波の駆動電流（ＰＧ、ＮＧ）による雑音の影響をうけず、確実に動作させることができる。

更に、温度測定回路１０６には、自身の温度測定が正常であるのか、異常であるのかをテストする為のテスト回路として、電流源Ａ１及びスイッチ素子ＳＷ１が設けられている。電流源Ａ１は、電源電位ＶＤＤを受けてテスト用のバイアス電流を生成する。スイッチ素子ＳＷ１は、制御回路１５から供給された温度センサテスト信号に応じてオン・オフ制御される。例えば、制御回路１５は、通常動作時にはスイッチオフ固定を促す温度センサテスト信号をスイッチ素子ＳＷ１に供給する一方、温度センサをテストする際にはスイッチオン又はスイッチオフを促す温度センサテスト信号をスイッチ素子ＳＷ１に供給する。スイッチ素子ＳＷ１は、オン状態に設定されている間に亘り、電流源Ａ１にて生成されたテスト用のバイアス電流を、ラインＬｍを介してダイオードＤ４及びＤ５各々のアノードに供給する。ここで、温度センサテスト時には、制御回路１５は、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態時に得られた測定温度信号ＳＭ１の値と、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態時に得られた測定温度信号ＳＭ１の値とを取り込み、両者が不一致であれば正常、一致していれば異常であると判定する。よって、かかるテスト回路（Ａ１、ＳＷ１）によれば、温度測定回路の正常性を、周辺の温度を変化させずに判断することができる。

また、上記した測定温度信号ＳＭ１に基づき、トランジスタ（Ｐ１〜Ｐ６、Ｎ１〜Ｎ６）に印加される電圧及び電流を推定することができる。従って、測定温度信号ＳＭ１に基づき無線給電装置１００の電力損失を求めることが可能となる。これにより、制御回路１５は、測定温度信号ＳＭ１に基づき電力損失が所定の損失量よりも少ないと推定した場合には、良好な電力伝送が行われていると判断する。一方、電力損失が所定の損失量よりも大であると推定した場合には、制御回路１５は、電力伝送の効率が悪化していると判断してマッチング変更などの制御を送電回路１０に施すことが可能となる。さらに、測定温度信号ＳＭ１に基づき電力損失が過大であると判断した場合には、制御回路１５は、安全のため、電源遮断信号ＳＴＰ１を送電回路１０に供給することにより当該送電回路１０の動作を強制的に停止させる等の保護処理を行うことが可能となる。

よって、温度測定回路１０６を設けることにより、無線給電装置１００の高効率化及び省電力化を図ると共に、その動作の安全を確保することが可能となる。

尚、上記した温度測定回路１０６では、温度センサとしてＰＮ接合型のダイオードＤ４及びＤ５を出力インバータ１０３及び１０４の各々の近傍に設けているが、出力インバータ１０３及び１０４のうちの一方のみに設けるようにしても良い。また、出力インバータ１０３及び１０４の各々の近傍に、温度センサとしてのダイオードを２つ以上の複数個形成するようにしても良い。また、ＰＮ接合のダイオードに代えて、二次電池の温度測定用サーミスタ回路を採用しても良い。

また、図２に示す出力インバータ１０３及び１０４の各々では、ｐチャネル側のトランジスタを、並列接続された３つのｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタで構成しているが、並列接続するトランジスタの数は３つに限定されるものではない。つまり、出力インバータ１０３及び１０４のｐチャネル側のトランジスタとしては、並列接続されたＮ（Ｎは２以上の整数）個のｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタを採用しても良い。また、各ｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタのサイズ（ゲート幅、ゲート長）を１：Ｎの整数比としても良いし、或いは整数比でなくても良い。尚、送電コイル１２に供給する駆動電流をＩｔｘ（アンペア）とし、電流検出用の抵抗Ｒ１及びＲ２各々の抵抗値をＲｍｅａｓ（オーム）とした場合、測定電流信号ＧＣ１ｒの電圧Ｖｄｅｔ（ボルト）は、
Ｖｄｅｔ＝Ｉｔｘ＊（１／Ｎ）＊Ｒｍｅａｓ
にて表される。

ここで、各トランジスタのサイズ（ゲート幅、ゲート長）がＭ倍（Ｍは実数）になると、測定電流信号ＧＣ１ｒの電圧Ｖｄｅｔ（ボルト）は、
Ｖｄｅｔ＝Ｉｔｘ＊［１／（Ｎ＊Ｍ）］＊Ｒｍｅａｓ
となる。

つまり、出力インバータ１０３及び１０４を為すｐチャネル側の各トランジスタのサイズがＭ倍になると、駆動電流もＭ倍程度となる。しかしながら、出力インバータ１０３（１０４）及び電流測定回路１０５ａの構成によれば、測定電流信号ＧＣ１ｒの電圧Ｖｄｅｔ自体は大幅に変化しない。よって、電流測定回路１０５ａの動作範囲を超える、或いは、逆にレベルが小さすぎて分解能の低下を招くようなことが回避され、最適な測定精度が得られる。

要するに、図１〜図３に示されるような、交流の駆動電流（ＮＧ又はＰＧ）を送電コイル（１２）に供給して交流磁界を発生させることにより無線給電を行う無線給電装置（１００）としては、以下の第１〜第Ｎのスイッチング素子、電流測定用の抵抗及び電流測定回路を備えたものであれば良いのである。つまり、第１〜第Ｎのスイッチング素子（例えばＰ１〜Ｐ３、又はＰ４〜Ｐ６）の各々は、送電コイルの一端に接続されている駆動ライン（Ｌ１又はＬ２）及び電源ライン（ＶＬ）間に並列に接続されており、発振信号（ｆｃ又はｆｃＢ）に応じて夫々個別に駆動ラインに電流を供給する。電流測定用の抵抗（Ｒ１又はＲ２）は、電源ライン及び駆動ライン間において第１のスイッチング素子（Ｐ３又はＰ６）と直列に接続されている。電流測定回路（１０５ａ）は、抵抗（Ｒ１又はＲ２）の一端の電位に基づき駆動電流の電流量を表す測定電流信号（ＧＣ１ｒ）を生成する。

これにより、電流検出用の抵抗には駆動電流の１／Ｎの電流しか流れないので、この電流検出用の抵抗での電力損失が低減される。
［無線受電装置２００］
次に、図１に示す無線受電装置２００の構成について説明する。

無線受電装置２００は、受電コイル２０、共振キャパシタ２１、整流回路２２、受電回路２３、負荷回路２４、セレクタ２５、ＡＤコンバータ２６、制御回路２７、コンパレータ２８及び２９を含む。尚、受電回路２３、セレクタ２５、ＡＤコンバータ２６、制御回路２７、コンパレータ２８及び２９は、例えば単一の半導体ＩＣチップ、或いは複数の半導体ＩＣチップに分割して形成されていても良いし、ディスクリート部品で構成されていても良い。

受電コイル２０及び共振キャパシタ２１は、送電コイル１２が発生する交流磁界に磁気結合し、当該交流磁界に対応した電圧値を有する交流電圧をラインＬ３及びＬ４に印加する。

整流回路２２は、例えば図１に示すように４つの整流用のダイオードが接続されたダイオードブリッジ及び平滑用のキャパシタを含み、駆動ラインＬ３及びＬ４の交流電圧を全波整流した電圧を平滑化した直流の電圧（以下、受給電圧と称する）をラインＬ５及びＬ６を介して受電回路２３に供給する。

受電回路２３は、ラインＬ５及びＬ６の受給電圧の電圧値を所定電圧値に一定化した電圧を出力電圧Ｖｇとして生成し、これを負荷回路２４に供給する。尚、負荷回路２４とは、例えば二次電池を充電する充電回路、或いはＩＣカード等の各種電子機器の電源回路である。

更に、受電回路２３は、無線給電装置１００から発せられた交流磁界の強度の測定、過大交流磁界からの保護、受給電圧の電圧値の測定、負荷回路２４に供給される電流及び電圧の測定、受電回路２３が発する熱の温度の測定、及び過電圧保護等の各種処理を行う。受電回路２３は、例えば測定した電流の電流量を表す測定電流信号ＧＣ２をセレクタ２５及びコンパレータ２８に供給する。更に、受電回路２３は、測定した温度を表す測定温度信号ＳＭ２をセレクタ２５及びコンパレータ２９に供給する。

セレクタ２５は、測定電流信号ＧＣ２及び測定温度信号ＳＭ２のうちから、選択信号ＳＥ２によって指定された方を選択してＡＤコンバータ２６に供給する。

ＡＤコンバータ２６は、測定電流信号ＧＣ２又は測定温度信号ＳＭ２によって表されるアナログの電流値又は温度をディジタルの電流データ又は温度データに変換して制御回路２７に供給する。

制御回路２７は、例えばマイクロコンピュータ等からなり、プログラムに従った制御により、以下のような電流又は温度の異常判定を行う。すなわち、制御回路２７は、ＡＤコンバータ２６から電流データが供給された場合には、当該電流データによって示される電流量が所定の過電流閾値Ｉ１よりも大きいか否かを判定し、大きいと判定した場合には過電流であると判断して、負荷回路２４への電源電圧の供給を遮断させるように受電回路２３を制御（電源遮断制御）する。また、制御回路２７は、ＡＤコンバータ２６から温度データが供給された場合には、当該温度データによって示される温度が所定の高温閾値Ｔ１よりも大きいか否かを判定し、大きいと判定した場合には異常発熱であると判断して、上記した電源遮断制御を受電回路２３に施す。また、制御回路２７は、ＡＤコンバータ２６から供給された温度データ又は電流データに基づき、受電回路２３の動作を設定（後述する）する為の制御信号を当該受電回路２３に供給する。

コンパレータ２８は、測定電流信号ＧＣ２で示される電流量が所定の過電流閾値Ｉ２（Ｉ１＜Ｉ２）よりも大きいか否かを判定し、大きいと判定した場合に過電流検出信号ＥＣ２を制御回路２７に供給する。コンパレータ２９は、測定温度信号ＳＭ２で示される温度が所定の高温閾値Ｔ２（Ｔ１＜Ｔ２）よりも大きいか否かを判定し、大きいと判定した場合に高温検出信号ＥＳ２を制御回路２７に供給する。制御回路２７は、過電流検出信号ＥＣ２又は高温検出信号ＥＳ２が供給された場合に、上記した電源遮断処理を受電回路２３に施す。

尚、高温閾値Ｔ１及び過電流閾値Ｉ１は、制御回路２７が正常に動作可能な温度環境にある際に得られる電流値及び温度に設定される。また、高温閾値Ｔ２及び過電流閾値Ｉ２は、制御回路２７がプログラムの暴走を招くことになる温度環境にある際に得られる電流値及び温度に設定される。

すなわち、制御回路２７がプログラムを正常に実施可能な温度環境にある場合には、この制御回路２７によって電流又は温度の異常判定を行う。一方、制御回路２７がプログラムの暴走を招くような温度環境にある場合には、コンパレータ２８及び２９によって電流又は温度の異常判定を行う。よって、制御回路２７が正常動作しなくなる温度状態にあっても、受電回路２３に対して電源遮断制御を行うことが可能となる。

図４は、受電回路２３の内部構成を示すブロック図である。図４に示すように、受電回路２３は、ラインＬ５及びＬ６間の電圧を受ける過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２と、温度測定回路２３３と、を含む。尚、ラインＬ６は接地電位ＧＮＤが印加されている、いわゆる接地ラインである。

図５は、過大磁界保護回路２３１の一例を示す回路図である。図５において、ツェナーダイオードＺＤのカソードはラインＬ５に接続されており、アノードが接地ラインとしてのラインＬ６に接続されている。また、ツェナーダイオードＺＤには、分圧抵抗としての抵抗Ｒ５及びＲ６が並列に接続されている。図５に示される構成では、ラインＬ５及びＬ６間の電圧を抵抗Ｒ５及びＲ６によって分圧して得られた分圧電圧を、無線給電装置１００側の送電コイル１２による交流磁界の強度を表す磁界強度信号ＭＧとして出力する。

図６は、ラインＬ５を介して供給された受給電圧に対する、ツェナーダイオードＺＤのカソード及びアノード間に流れる電流の特性を表す図である。図６に示すように受給電圧がツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧Ｖｚより低い場合には、当該ツェナーダイオードＺＤに流れる電流量は微量である。つまり、受電側の共振回路（２０、２１）に対する負荷インピーダンスが高い状態にある。よって、受給電圧はラインＬ５を介して次段の安定化回路２３２に供給される。一方、受給電圧がブレイクダウン電圧Ｖｚを超えると、ツェナーダイオードＺＤに電流が流れ、負荷インピーダンスが急激に低下する。この際、ラインＬ５の電圧値はツェナーダイオードＺＤのブレイクダウン電圧Ｖｚと等しくなり、電圧値がこのブレイクダウン電圧Ｖｚに固定された受給電圧がラインＬ５を介して安定化回路２３２に供給される。すなわち、送電コイル１２による交流磁界の強度が所定の強度よりも高いが故に受給電圧が過電圧となる場合には、ツェナーダイオードＺＤは、受給電圧の電圧値を強制的にブレイクダウン電圧Ｖｚに固定することにより、安定化回路２３２を過電圧から保護するのである。

更に、送電コイル１２による交流磁界の強度が所定の強度よりも高い場合には、過大磁界保護回路２３１が上記したように負荷インピーダンスを低下させる。これにより、無線給電装置１００の共振回路（１１、１２）のインピーダンスが増加し、送電コイル１２による交流磁界の強度が低下する。

例えば、
発振信号ｆｃの周波数：１３．５６ＭＨｚ
送電コイル１２のインダクタンス：１マイクロヘンリー
送電コイル１２の抵抗：１オーム
共振キャパシタ１１の静電容量：１３７ピコファラド
受電コイル２０のインダクタンス：１マイクロヘンリー
受電コイル２０の抵抗：１オーム
共振キャパシタ２１の静電容量：１３７ピコファラド
駆動回路（１０３、１０４）の出力電圧：３．５Ｖｒｍｓ
駆動回路（１０３、１０４）の抵抗：１０オーム
送電コイル１２及び受電コイル２０間の結合係数：ｋ＝０．１
負荷インピーダンス：ＲＬオーム
とした場合に、
条件１（ｋ＝０．１、ＲＬ＝１０００オーム）では、無線給電装置１００側の駆動点における絶対値インピーダンスは７４９．８オームとなる。

また、条件２（ｋ＝０．１、ＲＬ＝２００オーム）では、無線給電装置１００側の 駆動点における絶対値インピーダンスは２２５０オームとなる。

つまり、無線給電装置１００による送電電力が小さいときには、過大磁界保護回路２３１でのラインＬ５及びＬ６間の電圧が低いので、上記１の条件では、無線給電装置１００側の駆動点における絶対値インピーダンスは７４９．８オームである。一方、送電電力が大きくなり、それ故に過大磁界保護回路２３１でのラインＬ５及びＬ６間の電圧が高くなってその電圧値がブレイクダウン電圧Ｖｚを超えると、上記条件２のように、無線給電装置１００側の駆動点における絶対値インピーダンスは２２５０オームに増大する。これにより、無線給電装置１００側でのこれ以上の送電電力の増加を抑制することが可能となるため、無線受電装置２００側でのこれ以上の受電電力増大を抑制し、過大入力を防ぎ安全な動作が確保されるようになる。

尚、過大磁界保護回路２３１としては、図５に示す構成に代えて図７に示す構成を採用しても良い。

図７に示す構成では、過大磁界保護回路２３１は、第１のカレントミラー回路を為すｎチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ１及びＭＮ２と、第２のカレントミラー回路を為すｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＰ１及びＭＰ２と、分圧抵抗としての抵抗Ｒ５及びＲ６と、電流を電圧に変換する為の抵抗Ｒ７と、を含む。分圧抵抗としての抵抗Ｒ５及びＲ６は図５に示される構成と同様に、ラインＬ５及びＬ６間に接続されている。これら抵抗Ｒ５及びＲ６によってラインＬ５及びＬ６間の電圧を分圧した分圧電圧が、第１のカレントミラー回路を為すトランジスタＭＮ１及びＭＮ２各々のゲートに供給される。ここで、トランジスタＭＮ１のサイズ（ゲート幅、ゲート長）は例えばトランジスタＭＮ２の１／１００である。よって、上記した分圧電圧に対応した電流がトランジスタＭＮ２に流れると、この電流の１／１００の電流がトランジスタＭＮ１に流れ、第２のカレントミラー回路の入力側のトランジスタＭＰ１に流れる。これにより、トランジスタＭＰ１に流れた電流と等しい電流がトランジスタＭＰ２に流れ、この電流を抵抗Ｒ７によって電圧に変換して得られた信号が、磁界強度信号ＭＧとして出力される。

尚、図７に示される構成では、図６に示される非線形特性を実現する為のブレイクダウン電圧Ｖｚに対応した電圧Ｖは、
Ｖ＝Ｖｔｈ＊（Ｒ５＋Ｒ６）／Ｒ６
Ｖｔｈ：トランジスタＭＮ１及びＭＮ２の閾値電圧
となる。

以上のように、安定化回路２３２の前段に設けた過大磁界保護回路２３１により、無線給電装置１００側の送電コイル１２による交流磁界の強度（送電電力量）を検出し、その強度を表す磁界強度信号ＭＧを生成する。よって、かかる磁界強度信号ＭＧを、図１に示すようなコンパレータ（２８、２９）又はＡＤコンバータ（２６）を介して、制御回路（２７）に取り込むことにより、当該制御回路において交流磁界の強度に基づく各種の動作制御を行うことが可能となる。また、過大磁界保護回路２３１は、受電コイル２０が所定強度以上の交流磁界を受けた場合には、ラインＬ５及びＬ６間の電圧を一定電圧（Ｖｚ）に固定することにより、後段の安定化回路２３２を過大な電圧から保護する。更に、過大磁界保護回路２３１は、受電コイル２０が所定強度よりも大きな強度の交流磁界を受けた場合には、負荷インピーダンスを低下させることにより、無線給電装置１００の共振回路（１１、１２）のインピーダンスを増加させる。よって、過大磁界保護回路２３１によれば、安定化回路２３２での電力損失を抑え、且つ無線給電装置１００側の無駄な送電を抑えて省電力を実現すると共に、過大入力を防ぎ安全な動作を確保することが可能となる。

図８は、安定化回路２３２の構成を示す回路図である。安定化回路２３２は、ラインＬ５及びＬ６を介して供給された受給電圧に基づき所定の一定の電圧値を有する出力電圧Ｖｇを生成して、負荷回路２４に供給する。

図８に示すように、安定化回路２３２は、出力電圧調整用のｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＱＰ０、負帰還制御部ＦＢＣ、出力電流検出部ＩＤＥ及び出力電圧検出部ＶＤＥを有する。

トランジスタＱＰ０は、ラインＬ５を介して供給された受給電圧の電圧値を、自身のゲートに供給されたに応じて調整した電圧を出力電圧Ｖｇとして、ラインインＬ０を介して負荷回路２４に供給する。

出力電圧検出部ＶＤＥは、直列に接続された抵抗ＲＤ１〜ＲＤｎ（ｎは２以上の整数）によってラインＬ０の電圧値、つまり出力電圧Ｖｇの電圧値を分圧するラダー抵抗と、当該ラダー抵抗の分圧比を変更する分圧比設定スイッチＳＪと、を含む。分圧比設定スイッチＳＪは、分圧比を指定する分圧比設定信号ＶＳＥを受け、抵抗ＲＤ１〜ＲＤｎにおける抵抗同士の接続点の各々のうちから当該分圧比設定信号ＶＳＥにて示される分圧比に対応した接続点の電圧を選択し、その電圧を有する測定電圧信号ＧＶを生成する。

出力電流検出部ＩＤＥは、ｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＱＰ３〜ＱＰ７、スイッチ素子ＳＷ２〜ＳＷ５、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４を含む。トランジスタＱＰ３〜ＱＰ７の各々のゲートには、負帰還制御部ＦＢＣで生成された帰還電圧ＦＶが供給されており、夫々のソースはラインＬ５に接続されている。

ここで、トランジスタＱＰ３〜ＱＰ６は、夫々のゲートに供給された帰還電圧ＦＶに対応した電流を夫々のドレインから出力する。つまり、ラインＬ５に流れる出力電流をトランジスタＱＰ３〜ＱＰ５によって分流する。ここで、トランジスタＱＰ３及びＱＰ４から出力された電流は合成され，スイッチ素子ＳＷ２を介して検出電流ラインＤＬＬに送出される。また、トランジスタＱＰ５から出力された電流はスイッチ素子ＳＷ３を介して検出電流ラインＤＬＬに送出される。また、トランジスタＱＰ６から出力された電流はそのまま検出電流ラインＤＬＬに送出される。よって、例えばスイッチ素子ＳＷ２及びＳＷ３のうちのＳＷ２だけがオン状態に設定されている場合には、トランジスタＱＰ３、ＱＰ４及びＱＰ６の各々から出力された電流の合成電流が検出電流ラインＤＬＬに送出される。また、スイッチ素子ＳＷ２及びＳＷ３が共にオフ状態に設定されている場合には、トランジスタＱＰ６から出力された電流だけが検出電流ラインＤＬＬに送出される。すなわち、出力電流検出部ＩＤＥでは、例えば制御回路２７によって実施されるスイッチ素子ＳＷ２及びＳＷ３のオン・オフ制御により、検出電流ラインＤＬＬに送出する電流量を変更できるようにしている。

接地ラインとしてのラインＬ６と検出電流ラインＤＬＬとの間には、電流電圧変換回路として、抵抗Ｒ１１〜抵抗Ｒ１３、スイッチ素子ＳＷ４及びＳＷ５が設けられている。抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３各々の一端にはラインＬ６を介して接地電位ＧＮＤが印加されている。抵抗Ｒ１１の他端は検出電流ラインＤＬＬに接続されている。抵抗Ｒ１２の他端はスイッチ素子ＳＷ５を介して検出電流ラインＤＬＬに接続されている。抵抗Ｒ１３の他端はスイッチ素子ＳＷ４を介して検出電流ラインＤＬＬに接続されている。当該電流電圧変換回路では、スイッチ素子ＳＷ４及びＳＷ５が共にオフ状態に設定されている場合には、検出電流ラインＤＬＬに送出された電流は、抵抗Ｒ１１の抵抗値に対応した電圧値に変換される。また、スイッチ素子ＳＷ４及びＳＷ５が共にオン状態に設定されている場合には、検出電流ラインＤＬＬに送出された電流は、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３の合成抵抗値に対応した電圧値に変換される。また、スイッチ素子ＳＷ４及びＳＷ５のうちのＳＷ４だけがオン状態に設定されている場合には、検出電流ラインＤＬＬに送出された電流は、抵抗Ｒ１１及びＲ１３の合成抵抗値に対応した電圧値に変換される。すなわち、電流電圧変換回路（Ｒ１１〜Ｒ１３、ＳＷ４、ＳＷ５）は、出力電流の電流量を電圧値に変換し、その電圧値を有する測定電流信号ＧＣ２を生成する。尚、電流電圧変換回路では、例えば制御回路２７によって実施されるスイッチ素子ＳＷ４及びＳＷ５のオン・オフ制御により、測定電流信号ＧＣ２の電圧値を変更できるようにしている。

トランジスタＱＰ７は、自身のゲートに供給された帰還電圧ＦＶに対応した電流を抵抗Ｒ１４の一端に供給する。抵抗Ｒ１４の他端にはラインＬ６を介して接地電位ＧＮＤが印加されている。よって、抵抗Ｒ１４の一端には、この抵抗Ｒ１４の抵抗値と、トランジスタＱＰ７から送出された電流とによって決定する電圧が生じる。この際、抵抗Ｒ１４の一端の電圧は、出力電流が所定電流値よりも高い過電流の状態にある場合に所定レベルを超えるように、その抵抗値が設定されている。出力電流検出部ＩＤＥでは、この抵抗Ｒ１４の一端の電圧を過電流検出信号ＢＣとして出力する。

負帰還制御部ＦＢＣは、ｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＱＰ１及びＱＰ２、ｎチャネルＭＯＳ型のトランジスタＱＮ１〜ＱＮ４、電流源Ａ２、ループフィルタとしての抵抗Ｒ１０及びキャパシタＣ４を含む。トランジスタＱＰ１及びＱＰ２はラインＬ５を介して供給された受給電圧を受けて動作するカレントミラー回路である。トランジスタＱＮ１〜ＱＮ３各々のドレインはトランジスタＱＰ１のゲート及びドレインに接続されており、これらトランジスタＱＮ１〜ＱＮ３各々のソースは電流源Ａ２に接続されている。ここで、トランジスタＱＮ１のゲートには測定電圧信号ＧＶが供給されており、トランジスタＱＮ３のゲートには過電流検出信号ＢＣが供給されている。また、トランジスタＱＮ２のゲートにはループフィルタ（Ｃ４、Ｒ１０）を介して測定電流信号ＧＣ２が供給されている。トランジスタＱＮ４のソースは電流源Ａ２に接続されており、そのゲートには基準電位ＶＣが印加されている。トランジスタＱＮ４のドレインはトランジスタＱＰ２のドレインに接続されており、その接続点の電圧が帰還電圧ＦＶとして生成される。

かかる構成により、負帰還制御部ＦＢＣは、測定電圧信号ＧＶ、測定電流信号ＧＣ２及び過電流検出信号ＢＣのうちで最大の強度を有する信号の電位と、所定の基準電位ＶＣとの差分を求め、当該差分を表す電圧を上記した帰還電圧ＦＶとしてトランジスタＱＰ０、ＱＰ３〜ＱＰ７各々のゲートに印加する。

よって、図８に示す安定化回路２３２は、測定電圧信号ＧＶ、測定電流信号ＧＣ２及び過電流検出信号ＢＣのうちで最も高電圧の信号のレベルを所定の基準電位ＶＣと等しくさせるように受給電圧の電圧値をトランジスタＱＰ０で調整した電圧を、出力電圧Ｖｇとして出力する。

これにより、例えば無負荷、或いは高抵抗の負荷の場合には、測定電流信号ＧＣ２及び過電流検出信号ＢＣは共に低電圧となり、測定電圧信号ＧＶが最も高電圧となる。よって、この際、安定化回路２３２のトランジスタＱＰ０では、測定電圧信号ＧＶのレベルを基準電位ＶＣと等しくさせる電圧調整が為され、その結果、出力電圧Ｖｇの電圧値が一定に維持される。また、例えば負荷抵抗が小さくなり、出力電流が増大すると、測定電流信号ＧＣ２が最も高電圧となる。よって、この際、安定化回路２３２のトランジスタＱＰ０では、測定電流信号ＧＣ２のレベルを基準電位ＶＣと等しくさせる電圧調整が為され、その結果、出力電圧Ｖｇの電圧値が一定に維持される。また、負荷短絡等で大電流が流れる場合には、測定電流信号ＧＣ２のみならず過電流検出信号ＢＣの電圧値も上昇するが、この際、過電流検出信号ＢＣの電圧値を基準電位ＶＣと等しくさせる電圧調整が為されるので、その結果、過電流が抑制される。

また、図８に示す構成では、スイッチ（ＳＪ、ＳＷ２〜ＳＷ５）のオン・オフ状態を制御することにより、測定電流信号ＧＣ２及び測定電圧信号ＧＶのレベルを変更できるようにしている。これにより、電圧及び電流の測定範囲(レンジ)も同時に切り替えることが可能となる。

無線電力伝送では、磁界強度の変動に追従させて電圧及び電流の安定化が必要となり、且つ二次電池等の各種の負荷に供給される電圧及び電流の測定が必要となる。図８に示す安定化回路では、電圧測定を行う出力電圧検出部ＶＤＥ及び電流測定を行う出力電流検出部ＩＤＥを、本来、安定化回路の負帰還信号を生成する為に設ける回路と兼用しているので、無駄な電力消費が抑えられ且つ回路規模の小規模化を図ることが可能となる。

また、図８に示す安定化回路２３２では測定電圧又は測定電流のレベルを変更又は設定するにあたり、その測定範囲も追従して切り替えられるので、測定範囲および分解能、測定精度を所望値に維持させることが可能となる。

更に、安定化回路２３２では過電流検出部（ＱＰ７、Ｒ１４）を設け、この過電流検出部で生成された過電流検出信号ＢＣも、出力電圧を調整する為の負帰還制御経路に加えることで、過電流が発生するような異常時にも早期に安全を図る調整が施されるようになる。尚、図８に示す一例では、測定電流用の帰還経路に、安定化の為にループフィルタ（Ｃ４、Ｒ１０）による時定数回路を設けているが、急激な短絡などの場合には時定数回路による遅延が問題となる。しかしながら、図８に示す構成では、測定電流用の帰還経路とは別に設けた過電流検出用の帰還経路（ループフィルタ無し）により、急激な短絡等に迅速に追従させた電流制限が為される。

以上、詳述したように、無線受電装置２００では、整流後に得られた受給電圧に対して、図４に示す過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２を介してから、その受給電圧に対応した出力電圧Ｖｇを負荷回路２４に供給するようにしている。この際、例えば制御回路２７では、過大磁界保護回路２３１にて生成された磁界強度信号ＭＧに基づき入力電力を求め、安定化回路２３２で測定された測定電流信号ＧＣ２及び測定電圧信号ＧＶに基づき出力電力を求め、両者の差を算出することにより余剰電力を求めることができる。よって、かかる余剰電力を示す情報を用いて、無線給電装置１００側の電力抑制制御を行えば、システム全体の省電力化を図ることが可能となる。

要するに、上記したような、交流磁界を受けた受電コイル（２０）にて得られた交流電圧を整流した電圧を受給電圧として受け、受給電圧に基づき所定の電圧値を有する出力電圧（Ｖｇ）を生成する無線受電装置（２００）は、以下の過大磁界保護回路と、安定化回路とを含むものである。すなわち、過大磁界保護回路（２３１）は、第１のライン（Ｌ５）で受けた受給電圧に基づき交流磁界の強度を表す磁界強度信号（ＭＧ）を生成すると共に交流磁界の強度が所定強度よりも高い場合に第１のライン及び接地ライン間の電圧値を所定電圧（Ｖｚ）に固定する。安定化回路（２３２）は、以下の電流検出部、過大電流検出部、電圧検出部、及び電圧調整部を含む。つまり、電流検出部（ＩＤＥ）は、第１のラインに流れる電流の電流量を測定してこの電流量を表す測定電流信号（ＧＣ２）を生成する。過大電流検出部（ＱＰ７、Ｒ１４）は、第１のラインに流れる過大電流を検出して過大電流を表す過大電流検出信号（ＢＣ）を生成する。電圧検出部（ＶＤＥ）は、出力電圧（Ｖｇ）の電圧値を測定してこの電圧値を表す測定電圧信号（ＧＶ）を生成する。電圧調整部（ＦＢＣ、ＱＰ０）は、これら測定電流信号、過大電流検出信号及び測定電圧信号のうちで最大の強度を有する信号の電位と基準電位（ＶＣ）との差分に基づいて第１のラインの電圧値を調整した電圧を出力電圧（Ｖｇ）として出力する。

次に、図４に示す温度測定回路２３３について説明する。図９は温度測定回路２３３の構成を示す回路図である。

図９に示すように、温度測定回路２３３は、抵抗Ｒ1４、温度センサとしてのＰＮ接合のダイオードＤ１４及びＤ１５を含む。

抵抗Ｒ１４は、電源電位ＶＤＤに基づくバイアス電流をダイオードＤ１４及びＤ１５各々のアノードに供給する。ダイオードＤ１４は、例えば図１０に示すように、過大磁界保護回路２３１の近傍に形成し、過大磁界保護回路２３１を構成する各素子のうちの少なくとも１つと熱的に結合させる。ダイオードＤ１５は、例えば図１０に示すように、安定化回路２３２の近傍に形成し、当該安定化回路２３２を構成する各素子のうちの少なくとも１つと熱的に結合させる。すなわち、過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２を１つのＩＣチップ内に形成する場合には、ダイオードＤ１４（Ｄ１５）を、過大磁界保護回路２３１（安定化回路２３２）を構成する各素子のうちの少なくとも１つに隣接して形成する。また、過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２の各素子をディスクリート部品で構成する場合には、ダイオードＤ１４（Ｄ１５）を上記した各素子のうちの少なくとも１つと接触させるようにしても良い。

ここで、ＰＮ接合のダイオードＤ１４及びＤ１５としては、例えば順方向電圧が０．７ボルトであり、温度特性が−１．５［ｍＶ／℃］を有するものを採用する。これにより、ダイオードＤ１４及びＤ１５の各々に抵抗Ｒ１４を介してバイアス電流を流すと、ダイオードＤ１４及びＤ１５各々のアノードの電圧が、過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２が発する熱の温度に応じて変化する。そこで、温度測定回路２３３は、ダイオードＤ１４及びＤ１５各々のアノードの電圧を測定温度として表す測定温度信号ＳＭ２として出力する。尚、測定温度は、ダイオードＤ１４及びＤ１５のうちで高い温度に晒された方の温度となる。よって、温度測定回路２３３によれば、過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２のうちで発熱の高い方の温度が測定されるため安全上好ましい。また、温度測定回路２３３は、過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２とは電気的に絶縁されているので、当該過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２に流れる高周波の電流による雑音の影響をうけず、確実に動作させることができる。

また、温度測定回路２３３によって生成された測定温度信号ＳＭ２に基づき、過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２に形成されているトランジスタ又はダイオードに掛かる電圧及び電流を推定することができる。従って、測定温度信号ＳＭ２に基づき無線受電装置２００の電力損失を求めることが可能となる。これにより、制御回路２７は、測定温度信号ＳＭ２に基づき、電力損失が所定の損失量よりも少ないと推定した場合には、良好な電力伝送が行われていると判断する。一方、電力損失が所定の損失量よりも大であると推定した場合には、制御回路２７は、電力伝送の効率が悪化していると判断してマッチング変更などを促す指示を無線給電装置１００側に通知することが可能となる。さらに、測定温度信号ＳＭ２に基づき電力損失が過大であると判断した場合には、制御回路２７は、安全のため、ラインＬ５及び受電回路２３間の電気的接続を遮断させる等の保護処理を行うことが可能となる。

よって、温度測定回路２３３を設けることにより、無線受電装置２００の高効率化及び省電力化を図ると共に、その動作の安全を確保することが可能となる。

尚、温度測定回路２３３では、温度センサとしてＰＮ接合型のダイオードＤ１４及びＤ１５を、過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２各々の近傍に設けているが、過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２のうちの一方のみに設けるようにしても良い。また、過大磁界保護回路２３１及び安定化回路２３２各々の近傍に、温度センサとしてのダイオードを２つ以上形成するようにしても良い。また、ＰＮ接合のダイオードに代えて、二次電池の温度測定用サーミスタ回路を採用しても良い。

尚、図１〜図３に示す構成では、送電コイル１２の一端及び他端に夫々駆動回路（１０３、１０４）を接続し、受電コイル２０の両端に整流回路を接続する構成を採用している。しかしながら、送電コイル１２の一端を接地電位ＧＮＤとし、他端に駆動回路を接続すると共に、受電コイル２０の一端を接地電位ＧＮＤとし、他端に整流回路を接続する構成を採用しても良い。

また、図１に示す一例では、送電コイル１２と並列に共振キャパシタ１１を接続し、受電コイル２０と並列に共振キャパシタ２１を接続した、いわゆる並列共振回路を採用しているが、共振キャパシタをコイルと直列に接続した直列共振回路等の他の回路方式を採用しても良い。

また、図２又は図３に示す一例では、電流測定用の抵抗Ｒ１を出力インバータ１０３のｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＰ３のソースに接続し、電流測定用の抵抗Ｒ２を出力インバータ１０４のｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＰ６のソースに接続している。しかしながら、電流測定用の抵抗については、出力インバータ１０３及び１０４のうちのいずれか一方だけに設けるようにしても良く、或いは複数のｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタ各々のソースに個別に接続するようにしても良い。また、また、当該電流測定用の抵抗をｎチャネルＭＯＳ型のトランジスタのソースに接続するようにしても良い。

要するに、無線給電装置１００としては、以下の第１〜第Ｎのスイッチング素子、電流測定用の抵抗及び電流測定回路を備えたものであれば良いのである。つまり、第１〜第Ｎのスイッチング素子（例えばＰ１〜Ｐ６又はＮ１〜ＮＴ６）の各々は、電源ライン（ＶＬ）及び接地ライン（ＧＬ）間に並列に接続されており、発振信号（ｆｃ又はｆｃＢ）に応じて夫々個別に、送電コイル（１２）の一端に接続されている駆動ライン（Ｌ１、Ｌ２）に電流を供給する。電流測定用の抵抗（Ｒ１又はＲ２）は、電源ライン及び接地ライン間において第１のスイッチング素子（例えばＰ３、Ｐ６、Ｎ３、ＮＴ６）と直列に接続されている。電流測定回路（１０５ａ）は、抵抗（Ｒ１又はＲ２）の一端の電位に基づき駆動電流の電流量を表す測定電流信号（ＧＣ１ｒ）を生成する。

また、図１に示す整流回路２２では、ダイオードにより高周波信号を整流・検波しているが、駆動回路のトランジスタは片方向にのみ電流を流しているので等価的に整流・検波を行う場合がある、よって、その場合には整流回路２２のダイオードを省略するようにしても良い。

また、温度測定回路（１０６、２３３）の温度センサとしては、ＰＮ接合型のダイオードのほか、複数のＰＮ接合型ダイオード、バイポーラトランジスタ、或いはＭＯＳの閾値を利用したものを採用しても良い。更に、ＰＴＡＴ回路(絶対温度比例回路)、抵抗の温度特性を用いるもの、サーミスタ等を温度センサとして利用しても良い。

また、図８に示される安定化回路２３２では、ｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＱＰ０のゲート電圧制御によるシリーズレギュレータ回路(リニアレギュレータ)を採用しているが、これに代えて負帰還制御を持つスイッチングレギュレータを採用しても良い。

１０ 送電回路
１２ 送電コイル
２０ 受電コイル
２３ 受電回路
１０３、１０４ 出力インバータ
１０５ａ、１０５ｂ 電流測定回路
１０６、２３３ 温度測定回路
２３１ 過大磁界保護回路
２３２ 安定化回路
３００ 無線電力伝送システム

Claims (10)

1. 発振信号に基づく駆動電流を送電コイルに供給して交流磁界を発生させることにより無線給電を行う無線給電装置であって、
   前記送電コイルの一端に接続されている駆動ラインと、
   電源ライン及び接地ライン間に並列に接続されており、前記発振信号に応じて、夫々が前記駆動ラインに電流を供給する第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のスイッチング素子と、
   前記電源ライン及び前記接地ライン間において前記第１のスイッチング素子と直列に接続されている第１の抵抗と、
   前記第１の抵抗の一端の電位に基づき前記駆動電流の電流量を表す第１の測定電流信号を生成する電流測定回路と、を含むことを特徴とする無線給電装置。
2. 前記第１〜第Ｎのスイッチング素子は夫々がｐチャネルＭＯＳ型の第１〜第Ｎのｐチャネルトランジスタであり、前記第１〜第Ｎのｐチャネルトランジスタ各々のゲートに前記発振信号が供給されていることを特徴とする請求項１に記載の無線給電装置。
3. 前記電源ライン及び前記接地ライン間に接続されており、夫々がｎチャネルＭＯＳ型の第１〜第Ｎのｎチャネルトランジスタを含み、
   前記第１〜第Ｎのｎチャネルトランジスタ各々のゲートに前記発振信号が供給されていることを特徴とする請求項２に記載の無線給電装置。
4. 前記電源ライン及び前記接地ライン間において前記第１のｎチャネルトランジスタと直列に接続されている第２の抵抗を含み、
   前記電流測定回路は、前記第２の抵抗の一端の電位に前記発振信号を乗算した値に基づき前記駆動電流の複素成分を表す第２の測定電流信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の無線給電装置。
5. 前記電源ライン及び前記接地ライン間において前記第１のｎチャネルトランジスタと直列に接続されている第２の抵抗を含み、
   前記電流測定回路は、前記第２の抵抗の一端の電位に前記駆動ラインの電位を乗算した結果に基づき前記駆動電流の複素成分を表す第２の測定電流信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の無線給電装置。
6. 前記第１〜第Ｎのスイッチング素子のうちの少なくとも１つのスイッチング素子に接触又は近接して形成されており、前記少なくとも１つのスイッチング素子の温度を測定して温度信号を生成する温度測定回路を含むことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１に記載の無線給電装置。
7. 交流磁界を受けた受電コイルにて得られた交流電圧を整流した電圧を受給電圧として受け、前記受給電圧に基づき所定の電圧値を有する出力電圧を生成する無線受電装置であって、
   前記受給電圧を受ける第１のラインと、
   前記第１のラインの前記受給電圧に基づき前記交流磁界の強度を表す磁界強度信号を生成すると共に前記交流磁界の強度が所定強度よりも高い場合に前記第１のラインの電圧値を所定電圧に固定する過大磁界保護回路と、
   前記第１のラインに流れる電流の電流量を測定して前記電流量を表す測定電流信号を生成する電流検出部と、前記第１のラインに流れる過大電流を検出して前記過大電流を表す過大電流検出信号を生成する過大電流検出部と、前記出力電圧の電圧値を測定して前記電圧値を表す測定電圧信号を生成する電圧検出部と、前記測定電流信号、前記過大電流検出信号及び前記測定電圧信号のうちで最大の強度を有する信号の電位と基準電位との差分に基づいて前記第１のラインの電圧値を調整した電圧を前記出力電圧として出力する電圧調整部と、を含む安定化回路と、を有することを特徴とする無線受電装置。
8. 前記過大磁界保護回路は、
   前記第１のライン及び接地ライン間に接続されたツェナーダイオードと、
   前記第１のライン及び接地ライン間の電圧を分圧した分圧電圧を前記磁界強度信号として生成する分圧抵抗と、を有することを特徴とする請求項７に記載の無線受電装置。
9. 発振信号に基づく駆動電流を生成する送電回路及び前記駆動電流を受けて交流磁界を発生させる送電コイルを含む無線給電装置と、前記交流磁界を受けて交流電圧を生成する受電コイル、前記交流電圧を整流した電圧を受給電圧として得る整流回路及び前記受給電圧に基づき所定の電圧値を有する出力電圧を生成する受電回路を含む無線受電装置と、を有する無線電力伝送システムであって、
   前記送電回路は、
   前記送電コイルの一端に接続されている駆動ラインと、
   電源ライン及び接地ライン間に並列に接続されており、前記発振信号に応じて、夫々が前記駆動ラインに電流を供給する第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のスイッチング素子と、
   前記電源ライン及び前記接地ライン間において前記第１のスイッチング素子と直列に接続されている第１の抵抗と、
   前記第１の抵抗の一端の電位に基づき前記駆動電流の電流量を表す第１の測定電流信号を生成する電流測定回路と、を含み、
   前記受電回路は、
   前記受給電圧を受ける第１のラインと、
   前記第１のラインの前記受給電圧に基づき前記交流磁界の強度を表す磁界強度信号を生成すると共に前記交流磁界の強度が所定強度よりも高い場合に前記第１のラインの電圧値を所定電圧に固定する過大磁界保護回路と、
   前記第１のラインに流れる電流の電流量を測定して前記電流量を表す測定電流信号を生成する電流検出部と、前記第１のラインに流れる過大電流を検出して前記過大電流を表す過大電流検出信号を生成する過大電流検出部と、前記出力電圧の電圧値を測定して前記電圧値を表す測定電圧信号を生成する電圧検出部と、前記測定電流信号、前記過大電流検出信号及び前記測定電圧信号のうちで最大の強度を有する信号の電位と基準電位との差分に基づいて前記第１のラインの電圧値を調整した電圧を前記出力電圧として出力する電圧調整部と、を含む安定化回路と、を有することを特徴とする無線電力伝送システム。
10. 発振信号に基づく駆動電流を送電コイルに供給して交流磁界を発生させることにより無線給電を行う無線給電装置の電流測定方法であって、
    前記発振信号に応じて第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のスイッチング素子の各々から断続的に電流を出力させ、前記第１〜第Ｎのスイッチング素子の各々から出力された電流を合成した合成電流を前記駆動電流として前記送電コイルに供給し、
    前記第１〜第Ｎのスイッチング素子のうちの第１のスイッチング素子のみに直列に接続されている抵抗の一端の電位に基づき、前記駆動電流の電流量を表す測定電流信号を生成することを特徴とする無線給電装置の電流測定方法。

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