CN108092415B - 无线供电装置、无线受电装置、无线电力传输系统和无线供电装置的电流测定方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线供电装置、无线受电装置、无线电力传输系统、以及无线供电装置的电流测定方法。目的在于提供一种能够以低电力损失测定驱动电流的无线供电装置、无线受电装置、无线电力传输系统、以及无线供电装置的电流测定方法。包含：在连接于输电线圈的一端的电源线和接地线间并联连接而根据振荡信号每一个向驱动线供给电流的第一个~第N个（N为2以上的整数）开关元件、在电源线和接地线间与第一个开关元件串联连接的第一电阻、以及基于第一电阻的一端的电位来生成表示驱动电流的电流量的第一测定电流信号的电流测定电路。

Description

无线供电装置、无线受电装置、无线电力传输系统和无线供电 装置的电流测定方法

技术领域

本发明涉及通过非接触供给电力的无线供电装置、通过非接触接收电力的供给的无线受电装置、包含这些无线供电装置和无线受电装置的无线电力传输系统以及无线供电装置的电流测定方法。

背景技术

近年来，提出了在向时钟等穿戴式设备或IC卡（Integrated Circuit，集成电路）等供给电力时通过非接触传输电力的无线电力传输系统。在这样的无线电力传输系统中，以将输电装置侧的线圈（输电线圈）与受电装置侧的线圈（受电线圈）相向的方式配置来进行电力的传输。

此外，当前，作为进行这样的无线电力传输时的交流磁场的频率，采用6.78MHz或13.56MHz等各种频率。可是，当在包含与例如13.56MHz的交流磁场共鸣来接收供电的受电装置的IC卡与输电装置之间存在异物时，存在该IC卡发热而破坏的可能性。

因此，提出了在输电装置侧对在输电线圈中流动的电流进行检测而在该检测的电流值超过规定的阈值的情况下停止输电的非接触电力传输装置（例如参照专利文献1）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2016-92921号公报。

发明要解决的课题

可是，在上述的非接触电力传输装置中，为了检测在输电线圈中流动的电流而在电源线和输电电路间串联地设置有电流传感器，因此，在该电流传感器自身产生电力损失。

发明内容

因此，在本发明中，目的在于提供一种能够以低电力损失对在电路中流动的电流进行测定的无线供电装置、无线受电装置、无线电力传输系统和无线供电装置的电流测定方法。

用于解决课题的方案

本发明的无线供电装置是，一种无线供电装置，通过将基于振荡信号的驱动电流向输电线圈供给而使交流磁场产生，从而进行无线供电，所述无线供电装置包含：驱动线，连接于所述输电线圈的一端；第一个~第N个开关元件，在电源线和接地线间并联连接，根据所述振荡信号，每一个向所述驱动线供给电流，其中，N为2以上的整数；第一电阻，在所述电源线和所述接地线间与所述第一个开关元件串联连接；以及电流测定电路，基于所述第一电阻的一端的电位来生成表示所述驱动电流的电流量的第一测定电流信号。

本发明的无线受电装置是，一种无线受电装置，接收对由接收交流磁场的受电线圈得到的交流电压进行整流后的电压来作为受供电压，基于所述受供电压来生成具有规定的电压值的输出电压，所述无线受电装置具有：第一线，接收所述受供电压；过大磁场保护电路，基于所述第一线的所述受供电压来生成表示所述交流磁场的强度的磁场强度信号，并且，在所述交流磁场的强度比规定强度高的情况下将所述第一线的电压值固定为规定电压；以及稳定化电路，包含：对在所述第一线中流动的电流的电流量进行测定来生成表示所述电流量的测定电流信号的电流检测部、对在所述第一线中流动的过大电流进行检测来生成表示所述过大电流的过大电流检测信号的过大电流检测部、对所述输出电压的电压值进行测定来生成表示所述电压值的测定电压信号的电压检测部、以及输出基于在所述测定电流信号、所述过大电流检测信号和所述测定电压信号之中具有最大的强度的信号的电位与基准电位的差分来对所述第一线的电压值进行调整后的电压来作为所述输出电压的电压调整部。

本发明的无线电力传输系统是，一种无线电力传输系统，具有无线供电装置以及无线受电装置，所述无线供电装置包含生成基于振荡信号的驱动电流的输电电路、以及接收所述驱动电流来使交流磁场产生的输电线圈，所述无线受电装置包含接收所述交流磁场来生成交流电压的受电线圈、得到对所述交流电压进行整流后的电压来作为受供电压的整流电路、以及基于所述受供电压来生成具有规定的电压值的输出电压的受电电路，所述输电电路包含：驱动线，连接于所述输电线圈的一端；第一个~第N个开关元件，在电源线和接地线间并联连接，根据所述振荡信号，每一个向所述驱动线供给电流，其中，N为2以上的整数；第一电阻，在所述电源线和所述接地线间与所述第一个开关元件串联连接；以及电流测定电路，基于所述第一电阻的一端的电位来生成表示所述驱动电流的电流量的第一测定电流信号，所述受电电路具有：第一线，接收所述受供电压；过大磁场保护电路，基于所述第一线的所述受供电压来生成表示所述交流磁场的强度的磁场强度信号，并且，在所述交流磁场的强度比规定强度高的情况下将所述第一线的电压值固定为规定电压；以及稳定化电路，包含：对在所述第一线中流动的电流的电流量进行测定来生成表示所述电流量的测定电流信号的电流检测部、对在所述第一线中流动的过大电流进行检测来生成表示所述过大电流的过大电流检测信号的过大电流检测部、对所述输出电压的电压值进行测定来生成表示所述电压值的测定电压信号的电压检测部、以及输出基于在所述测定电流信号、所述过大电流检测信号和所述测定电压信号之中具有最大的强度的信号的电位与基准电位的差分来对所述第一线的电压值进行调整后的电压来作为所述输出电压的电压调整部。

本发明的无线供电装置的电流测定方法是，一种无线供电装置的电流测定方法，所述无线供电装置通过将基于振荡信号的驱动电流向输电线圈供给而使交流磁场产生，从而进行无线供电，所述方法根据所述振荡信号从第一个~第N个开关元件的每一个间歇性地输出电流，将对从所述第一个~第N个开关元件的每一个输出的电流进行合成后的合成电流作为所述驱动电流向所述输电线圈供给，其中，N为2以上的整数，基于仅与所述第一个~第N个开关元件之中的第一个开关元件串联连接的电阻的一端的电位，生成表示所述驱动电流的电流量的测定电流信号。

发明效果

在本发明中，向输电线圈供给将从并联连接的N个开关元件输出的电流合成后的合成电流来作为驱动电流。而且，将电流检测用的电阻与N个开关元件之中的1个开关元件串联连接，基于该电阻的一端的电压来生成表示驱动电流的电流量的测定电流信号。由此，能够使在电流检测用的电阻中流动的电流为驱动电流的1/N，因此，减少电流检测用电阻中的电力损失。因此，根据本发明，能够以低电力损失来测定在输电线圈中流动的驱动电流的电流量。

附图说明

图1是示出包含本发明的无线供电装置100和无线受电装置200的无线电力传输系统300的概略结构的框图。

图2是示出输电电路10的内部结构的一个例子的电路图。

图3是示出电流测定电路105b的内部结构的另一例子的电路图。

图4是示出受电电路23的内部结构的框图。

图5是示出过大磁场保护电路231的一个例子的电路图。

图6是示出过大磁场保护电路231的电压电流特性的图。

图7是示出过大磁场保护电路231的另一例子的电路图。

图8是示出稳定化电路232的结构的电路图。

图9是示出温度测定电路233的结构的电路图。

图10是表示温度测定电路233的二极管D14和D15的形成位置的图。

具体实施方式

以下，参照附图并对本发明的实施例详细地进行说明。

图1是示出包含本发明的无线供电装置100和无线受电装置200的无线电力传输系统300的概略结构的框图。在无线电力传输系统300中，利用设置于无线供电装置100的输电线圈12与设置于无线受电装置200的受电线圈20之间的磁耦合，从无线供电装置100侧向无线受电装置200传输电力。

在以下，按照无线供电装置100和无线受电装置200的顺序对各个具体的内部结构进行说明。

[无线供电装置100]

无线供电装置100包含：输电电路10、谐振电容器11、输电线圈12、选择器13、AD（Analog-to-digital，模拟到数字）转换器14、控制电路15、以及比较器16和17。再有，输电电路10、选择器13、AD转换器14、控制电路15、比较器16和17也可以被分割形成于例如单一的半导体IC（Integrated Circuit，集成电路）芯片或多个半导体IC芯片，也可以由分立（discrete）部件构成。

输电电路10生成与由并联连接的谐振电容器11和输电线圈12构成的谐振电路的自激振荡频率（例如13.56MHz）大致相等的频率的高频的交流驱动电流，将其经由驱动线L1和L2向该谐振电容器11和输电线圈12供给。通过接收这样的交流驱动电流，从而谐振电容器11和输电线圈12产生交流磁场。再有，输电电路10在被从控制电路15供给电源切断信号STP1的情况下，停止向谐振电容器11和输电线圈12的电流供给。

此外，输电电路10对上述的交流驱动电流的电流量进行测定，将表示所测定的电流量的测定电流信号GC1向选择器13和比较器16供给。进而，输电电路10对自身所包含的元件（后述）的温度进行测定，将表示所测定的温度的测定温度信号SM1向选择器13和比较器17供给。

选择器13从测定电流信号GC1和测定温度信号SM1之中选择由选择信号SE1指定的一个并向AD转换器14供给。

AD转换器14将由测定电流信号GC1或测定温度信号SM1表示的模拟的电流值或温度变换为数字的电流数据或温度数据并向控制电路15供给。

控制电路15由例如微型计算机等构成，利用按照程序的控制进行以下那样的电流或温度的异常判定。即，控制电路15在被从AD转换器14供给电流数据的情况下，判定由该电流数据表示的电流量是否比规定的过电流阈值I1大，在判定为大的情况下判断为过电流，将促使电源切断的电源切断信号STP1向输电电路10供给。此外，控制电路15在被从AD转换器14供给温度数据的情况下，判定由该温度数据表示的温度是否比规定的高温阈值T1大，在判定为大的情况下判断为异常发热，将上述的电源切断信号STP1向输电电路10供给。

比较器16判定由测定电流信号GC1表示的电流量是否比规定的过电流阈值I2（I1<I2）大，在判定为大的情况下将过电流检测信号EC1向控制电路15供给。比较器17判定由测定温度信号SM1表示的温度是否比规定的高温阈值T2（T1<T2）大，在判定为大的情况下将高温检测信号ES1向控制电路15供给。控制电路15在被供给过电流检测信号EC1或高温检测信号ES1的情况下将上述的电源切断信号STP1向输电电路10供给。

再有，高温阈值T1和过电流阈值I1被设定为在控制电路15处于能够正常工作的温度环境时得到的电流值和温度。此外，高温阈值T2和过电流阈值I2被设定为在控制电路15处于招致程序的失控的温度环境时得到的电流值和温度。

即，在控制电路15处于能够正常实施程序的温度环境的情况下，通过该控制电路15进行电流或温度的异常判定。另一方面，在控制电路15处于招致程序的失控那样的温度环境的情况下，通过比较器17和18进行电流或温度的异常判定。因此，即使控制电路15处于不进行正常工作的温度状态，也能够对输电电路10进行电源切断控制。

图2是示出输电电路10的内部结构的一个例子的电路图。如图2所示，输电电路10包含振荡部101、反相器102、输出逆变器（output inverter）103和104、电流测定电路105a、105b、以及温度测定电路106。

振荡部101生成谐振电路（11、12）的自激振荡频率例如13.56MHz的振荡信号fc，将其向反相器102、输出逆变器103和电流测定电路105b供给。再有，振荡部101在被从图1所示的控制电路15供给电源切断信号STP1的情况下，停止振荡信号fc的生成工作。

反相器102将使振荡信号fc的相位反相后的反相振荡信号fcB向输出逆变器104供给。

输出逆变器103根据振荡信号fc来生成驱动电流PG，并将其向驱动线L1施加。输出逆变器104根据反相振荡信号fcB来生成驱动电流NG，并将其向驱动线L2施加。由此，输出逆变器103和104经由驱动线L1和L2向输电线圈12供给交流的驱动电流（PG、NG）。

电流测定电路105a对输出逆变器103和104向驱动线L1、L2供给的驱动电流PG和NG的实分量（ real component）进行测定，生成表示该实分量的测定电流信号GC1r。

电流测定电路105b对这样的驱动电流PG和NG的复分量（complex component）进行测定，生成表示该复分量的测定电流信号GC1i。

温度测定电路106对输出逆变器103和104所发出的热的温度进行测定，生成表示该温度的测定温度信号SM1。

在以下，对输出逆变器103和104、电流测定电路105a和105b、温度测定电路106各自的结构详细地进行说明。

输出逆变器103包含并联连接的p沟道MOS（Metal-Oxide-Semiconductor，金属-氧化物-半导体）型的晶体管P1~P3、并联连接的n沟道MOS型的晶体管N1~N3、以及电流检测用的电阻R1。晶体管P1~P3和N1~N3各自的漏极连接于驱动线L1，向各个栅极供给振荡信号fc。向晶体管N1~N3各自的源极经由接地线GL施加接地电位GND。向晶体管P1和P2各自的源极经由电源线VL施加电源电位VDD，向晶体管P3的源极经由电源线VL和电阻R1施加电源电位VDD。

输出逆变器104包含并联连接的p沟道MOS型的晶体管P4~P6、并联连接的n沟道MOS型的晶体管N4~N6、电流检测用的电阻R2和R3。晶体管P4~P6和N4~N6各自的漏极连接于驱动线L2，向各个栅极供给反相振荡信号fcB。晶体管N1~N3各自的源极通过节点n3连接于电阻R3的一端。向电阻R3的另一端经由接地线GL施加接地电位GND。向晶体管P4和P5各自的源极经由电源线VL施加电源电位VDD，向晶体管P6的源极经由电源线VL和电阻R2施加电源电位VDD。

电流测定电路105a具有输出逆变器103所包含的电阻R1、二极管D1和D2、以及电容器C1。二极管D1的阳极连接于将晶体管P3的源极和电阻R1的一端连接的节点n1。二极管D2的阳极连接于将晶体管P6的源极和电阻R2的一端间连接的节点n2。二极管D1和D2的阴极以及电容器C1的一端彼此连接。向电容器C1的另一端施加电源电位VDD。

根据上述的结构，在振荡信号fc与规定值相比处于低电平的期间，输出逆变器103的晶体管P1~P3全部为导通状态，并且，输出逆变器104的晶体管N4~N6全部为导通状态。由此，从输出逆变器103的晶体管P1~P3的每一个送出电流，合成各电流后的合成电流作为驱动电流PG如由图2的粗线箭头示出那样经由驱动线L1流入到输电线圈12中。

在此，在使晶体管P1~P3的尺寸（栅极宽度、栅极长度）相同而电流检测用的电阻R1的电阻值与晶体管P1~P3的导通电阻相比小的情况下，在晶体管P1~P3的每一个中流动驱动电流PG的1/3的电流。因此，在电流检测用电阻R1中也流动驱动电流PG的1/3的电流。

因此，利用电流测定电路105a的二极管D1对在电阻R1中流动的电流（PG/3）进行检波，进而使用电容器C1将其平滑化，由此，得到具有与驱动电流PG的实分量对应的电压值的测定电流信号GC1r。

另一方面，在振荡信号fc与规定值相比处于高电平的期间，输出逆变器103的晶体管N1~N3全部为导通状态，并且，输出逆变器104的晶体管P4~P6全部为导通状态。由此，从输出逆变器104的晶体管P4~P6的每一个送出电流，合成各电流后的合成电流作为驱动电流NG如由图2的粗线箭头示出那样经由驱动线L2流入到输电线圈12中。

在此，在使晶体管P4~P6的尺寸（栅极宽度、栅极长度）相同而电流检测用的电阻R2的电阻值与晶体管P4~P6的导通电阻相比小的情况下，在晶体管P4~P6的每一个中流动驱动电流NG的1/3的电流。因此，在电阻R2中也流动驱动电流NG的1/3的电流。

因此，利用电流测定电路105a的二极管D2对在电阻R2中流动的电流（NG/3）进行检波，进而使用电容器C1将其平滑化，由此，得到具有与驱动电流NG的实分量对应的电压值的测定电流信号GC1r。

如上述那样，在输出逆变器103（104）中，并不是通过单一的p沟道型晶体管生成驱动电流PG（NG），而是将从并联连接的3个晶体管P1~P3（P4~P6）输出的电流合成来生成驱动电流PG（NG）。此外，在电流测定电路105a中，仅将电流检测用的电阻R1（R2）与3个晶体管P1~P3（P4~P6）之中的1个晶体管P3（P6）串联连接。在电流测定电路105a中，对该电流检测用电阻的电压降的量进行检波和平滑化，由此，生成表示驱动电流PG（NG）的实分量的1/3的电流量的测定电流信号GC1r。此时，只要使由测定电流信号GC1r表示的电流量为3倍，则求取驱动电流PG（NG）的实分量的电流量。

因此，根据输出逆变器103（104）和电流测定电路105a，在电流检测用的电阻R1（R2）中仅流动该驱动电流PG（NG）的1/3的电流，因此，减少电流检测用的电阻R1（R2）中的电力损失。

接着，对图2所示的电流测定电路105b进行说明。

电流测定电路105b包含延迟电路DL、乘法运算电路MP、二极管D3以及电容器C2。延迟电路DL接收振荡信号fc并将使其延迟规定延迟时间后的信号作为延迟振荡信号fcD向乘法运算电路MP供给。再有，规定延迟时间与反相器2的元件延迟和输出逆变器104的元件延迟的总延迟时间相等。乘法运算电路MP对输出逆变器104的电阻R3的一端的电位即在图中示出的节点n3的电位乘以延迟振荡信号fcD，由此，生成表示驱动电流PG（NG）的复分量的复分量信号Bi。具体地，乘法运算电路MP由自身的源极连接于节点n3并且向自身的栅极供给延迟振荡信号fcD的n沟道MOS型的晶体管NT构成。晶体管NT在延迟振荡信号fcD与规定值相比处于低电平的期间为截止状态，另一方面，在延迟振荡信号fcD处于规定值以上的高电平的期间为导通状态，将延迟振荡信号fcD的电位从自身的漏极输出。该晶体管NT将在自身的漏极产生的电位作为表示驱动电流PG（NG）的复分量的复分量信号Bi，并将其向二极管D3的阳极供给。二极管D3的阴极连接于电容器C2的一端。向电容器C2的另一端施加接地电位GND。因此，通过二极管D3对复分量信号Bi进行检波，进而通过电容器C2将其平滑化，由此，得到具有与驱动电流PG（NG）的复分量对应的电压值的测定电流信号GC1i。

像这样，根据电流测定电路105b，能够在数量上测定驱动电流PG（NG）的复分量。因此，能够基于表示驱动电流PG（NG）的复分量的测定电流信号GC1r，对输电线圈12和受电线圈20间的耦合系数的变化、受电侧的负载电阻的变化、输电线圈12和受电线圈20间的异物的存在等进行感测。

例如，在受电侧的负载电阻为r1而输电线圈12和受电线圈20间的耦合系数为k1（称为状态A）时，表示驱动电流的实分量的测定电流信号GCr的电平为X1，表示其复分量的测定电流信号CGi的电平为Y1。

在此，当从上述的状态A起耦合系数从k1变化为k2时（称为状态B），测定电流信号GCr的电平从电平X1转变为电平X2，测定电流信号CGi的电平从电平Y1转变为电平Y2。

另一方面，当从上述的状态A起负载电阻从r1变化为r2时（称为状态C），测定电流信号GCr的电平从电平X1转变为电平X2，测定电流信号CGi的电平从电平Y1转变为电平Y3。也就是说，在从状态A转变为状态B（耦合系数发生变化后的状态）的情况以及从状态A转变为状态C（负载电阻发生变化后的状态）的情况下，存在表示驱动电流的实分量的测定电流信号GCr的电平都为电平X2的情况。因此，根据测定电流信号GCr不能区别判断负载电阻的变化和耦合系数的变化。可是，如上述那样，测定电流信号GCi的电平在从状态A转变为状态B（耦合系数发生变化后的状态）的情况下为电平Y2，在从状态A转变为状态C（负载电阻发生变化后的状态）的情况下为与电平Y2不同的电平Y3。因此，根据表示驱动电流的复分量的测定电流信号GCi，能够区别判断负载电阻的变化和耦合系数的变化。

再有，在图2所示的电流测定电路105b的结构中，向乘法运算电路MP的晶体管NT的栅极供给将振荡信号fc延迟后的信号，但是，也可以向晶体管NT的栅极供给施加到输电线圈12的电压的振幅值。

图3是示出鉴于这样的方面而完成的电流测定电路105b的内部结构的另一例子的电路图。再有，在图3中，除了电流测定电路105b的内部结构之外的其他的结构与图2所示的结构相同。此外，关于图3所示的电流测定电路105b的结构，除了代替图2所示的延迟电路DL而采用电容器C3和电压振幅检测元件AM的方面之外的其他的结构也与图2所示的结构相同。也就是说，在图3所示的电流测定电路105b中，电压振幅检测元件AM经由电容器C3接收驱动线L2的电压，将该电压的振幅值向晶体管NT的栅极供给。

再有，作为电流测定电路105b所包含的乘法运算电路MP的具体的结构，也可以代替晶体管NT而采用将2个差动电路的输出电流合成的吉尔伯特单元（Gilbert cell）。

接着，对图2或图3所示的温度测定电路106进行说明。

温度测定电路106包含电流源A1、开关元件SW1、电阻R4、作为温度传感器的PN结的二极管D4和D5。

电阻R4将基于电源电位VDD的偏置电流经由线Lm向二极管D4和D5各自的阳极供给。

二极管D4形成在输出逆变器103的附近，与晶体管P1~P3和N1~N3之中的至少1个热耦合。二极管D5形成在输出逆变器104的附近，与晶体管P4~P6和N4~N6之中的至少1个热耦合。即，在将输出逆变器103和104、温度测定电路106形成在单一的半导体IC芯片内的情况下，与晶体管P1~P3和N1~N3（P4~P6和N4~N6）之中的至少1个邻接地形成二极管D4（D5）。此外，在通过分立部件构成输出逆变器103和104、温度测定电路106的各元件的情况下，也可以使二极管D4（D5）与晶体管P1~P3和N1~N3（P4~P6和N4~N6）之中的至少1个接触。

在此，作为PN结的二极管D4和D5，采用例如顺方向电压为0.7伏特且温度特性具有-1.5[mV/℃]的二极管。由此，当经由电阻R4将偏置电流流向二极管D4和D5的每一个时，二极管D4和D5各自的阳极的电压即线Lm的电压根据晶体管P1~P3和N1~N3（P4~P6和N4~N6）之中的至少1个所发出的热的温度发生变化。因此，温度测定电路106将线Lm的电压作为表示为测定温度的测定温度信号SM1输出。再有，测定温度为在二极管D4和D5之中在高的温度下暴露的一个的温度。因此，根据温度测定电路106，测定在输出逆变器103和104之中发热高的一个的温度，因此，安全上优选。此外，温度测定电路106与输出逆变器（103、104）电绝缘，因此，能够在不受到由在该输出逆变器中流动的大电流的高频的驱动电流（PG、NG）造成的噪声的影响的情况下使其可靠地工作。

进而，在温度测定电路106中，作为用于对自身的温度测定是正常还是异常进行测试（test）的测试电路，设置有电流源A1和开关元件SW1。电流源A1接收电源电位VDD来生成测试用的偏置电流。根据从控制电路15供给的温度传感器测试信号对开关元件SW1进行接通、关断控制。例如，控制电路15在通常工作时将促使开关关断固定的温度传感器测试信号向开关元件SW1供给，另一方面，在对温度传感器进行测试时将促使开关接通或开关关断的温度传感器测试信号向开关元件SW1供给。开关元件SW1遍及被设定为接通状态的期间将由电流源A1生成的测试用的偏置电流经由线Lm向二极管D4和D5各自的阳极供给。在此，在温度传感器测试时，控制电路15导入在开关元件SW1为接通状态时得到的测定温度信号SM1的值和在开关元件SW1为关断状态时得到的测定温度信号SM1的值，只要两者为不一致，则判定为正常，只要一致，则判定为异常。因此，根据这样的测试电路（A1、SW1），能够在不使周边的温度发生变化的情况下判断温度测定电路的正常性。

此外，能够基于上述的测定温度信号SM1来估计向晶体管（P1~P6、N1~N6）施加的电压和电流。因此，能够基于测定温度信号SM1来求取无线供电装置100的电力损失。由此，控制电路15在基于测定温度信号SM1而估计为电力损失比规定的损失量少的情况下，判断为进行了良好的电力传输。另一方面，在估计为电力损失比规定的损失量大的情况下，控制电路15判断为电力传输的效率恶化，能够对输电电路10实施匹配变更等控制。进而，在基于测定温度信号SM1而判断为电力损失过大的情况下，控制电路15为了安全而将电源切断信号STP1向输电电路10供给，由此，能够进行使该输电电路10的工作强制性地停止等保护处理。

因此，通过设置温度测定电路106，从而能够谋求无线供电装置100的高效率化和省电力化，并且，确保其工作的安全。

再有，在上述的温度测定电路106中，将作为温度传感器的PN结型的二极管D4和D5设置在输出逆变器103和104的各个的附近，但是，也可以仅设置在输出逆变器103和104之中的一个。此外，也可以在输出逆变器103和104的每一个的附近形成2个以上的多个作为温度传感器的二极管。此外，代替PN结的二极管，也可以采用二次电池的温度测定用热敏电阻电路。

此外，在图2所示的输出逆变器103和104的每一个中，通过并联连接的3个p沟道MOS型的晶体管构成p沟道侧的晶体管，但是，并联连接的晶体管的数量并不限定于3个。也就是说，作为输出逆变器103和104的p沟道侧的晶体管，也可以采用并联连接的N（N为2以上的整数）个p沟道MOS型的晶体管。此外，使各p沟道MOS型的晶体管的尺寸（栅极宽度、栅极长度）为1∶N的整数比也可，或者，不为整数比也可。再有，在将向输电线圈12供给的驱动电流设为Itx（安培）而将电流检测用的电阻R1和R2各自的电阻值设为Rmeas（欧姆）的情况下，测定电流信号GC1r的电压Vdet（伏特）由

表示。

在此，当各晶体管的尺寸（栅极宽度、栅极长度）变为M倍（M为实数）时，测定电流信号GC1r的电压Vdet（伏特）为：

。

也就是说，当形成输出逆变器103和104的p沟道侧的各晶体管的尺寸变为M倍时，驱动电流也变为M倍左右。可是，根据输出逆变器103（104）和电流测定电路105a的结构，测定电流信号GC1r的电压Vdet自身不会大幅度地发生变化。因此，避免超过电流测定电路105a的工作范围或者反而电平过于小而招致分辨率降低那样的情况，得到最佳的测定精度。

总之，作为图1~图3所示那样的、通过将交流的驱动电流（NG或PG）向输电线圈（12）供给来使交流磁场产生来进行无线供电的无线供电装置（100），只要为具备以下的第一个~第N个开关元件、电流测定用的电阻和电流测定电路的装置即可。也就是说，第一个~第N个开关元件（例如P1~P3或P4~P6）的每一个在与输电线圈的一端连接的驱动线（L1或L2）和电源线（VL）间并联连接，根据振荡信号（fc或fcB）分别个别地向驱动线供给电流。电流测定用的电阻（R1或R2）在电源线和驱动线间与第一开关元件（P3或P6）串联连接。电流测定电路（105a）基于电阻（R1或R2）的一端的电位来生成表示驱动电流的电流量的测定电流信号（GC1r）。

由此，在电流检测用的电阻中仅流动驱动电流的1/N的电流，因此，减少该电流检测用的电阻中的电力损失。

[无线受电装置200]

接着，对图1所示的无线受电装置200的结构进行说明。

无线受电装置200包含受电线圈20、谐振电容器21、整流电路22、受电电路23、负载电路24、选择器25、AD转换器26、控制电路27、比较器28和29。再有，受电电路23、选择器25、AD转换器26、控制电路27、比较器28和29也可以被分割形成于例如单一的半导体IC芯片或多个半导体IC芯片，也可以由分立部件构成。

受电线圈20和谐振电容器21与输电线圈12所产生的交流磁场磁耦合，将具有与该交流磁场对应的电压值的交流电压向线L3和L4施加。

整流电路22例如如图1所示那样包含连接有4个整流用的二极管的二极管桥和平滑用的电容器，经由线L5和L6向受电电路23供给将对驱动线L3和L4的交流电压进行全波整流后的电压平滑化后的直流的电压（以下，称为受供电压）。

受电电路23生成将线L5和L6的受供电压的电压值固定化为规定电压值后的电压来作为输出电压Vg，并将其向负载电路24供给。再有，负载电路24是指对例如二次电池进行充电的充电电路或IC卡等各种电子设备的电源电路。

进而，受电电路23进行从无线供电装置100发出的交流磁场的强度的测定、从过大交流磁场的保护、受供电压的电压值的测定、向负载电路24供给的电流和电压的测定、受电电路23所发出的热的温度的测定、以及过电压保护等各种处理。受电电路23将例如表示所测定的电流的电流量的测定电流信号GC2向选择器25和比较器28供给。进而，受电电路23将表示所测定的温度的测定温度信号SM2向选择器25和比较器29供给。

选择器25从测定电流信号GC2和测定温度信号SM2之中选择由选择信号SE2指定的一个并向AD转换器26供给。

AD转换器26将由测定电流信号GC2或测定温度信号SM2表示的模拟的电流值或温度变换为数字的电流数据或温度数据并向控制电路27供给。

控制电路27由例如微型计算机等构成，利用按照程序的控制进行以下那样的电流或温度的异常判定。即，控制电路27在被从AD转换器26供给电流数据的情况下，判定由该电流数据表示的电流量是否比规定的过电流阈值I1大，在判定为大的情况下判断为过电流，以使向负载电路24的电源电压的供给切断的方式对受电电路23进行控制（电源切断控制）。此外，控制电路27在被从AD转换器26供给温度数据的情况下，判定由该温度数据表示的温度是否比规定的高温阈值T1大，在判定为大的情况下判断为异常发热，对受电电路23实施上述的电源切断控制。此外，控制电路27基于从AD转换器26供给的温度数据或电流数据，将用于设定（后述）受电电路23的工作的控制信号向该受电电路23供给。

比较器28判定由测定电流信号GC2表示的电流量是否比规定的过电流阈值I2（I1<I2）大，在判定为大的情况下将过电流检测信号EC2向控制电路27供给。比较器29判定由测定温度信号SM2表示的温度是否比规定的高温阈值T2（T1<T2）大，在判定为大的情况下将高温检测信号ES2向控制电路27供给。控制电路27在被供给过电流检测信号EC2或高温检测信号ES2的情况下对受电电路23实施上述的电源切断处理。

再有，高温阈值T1和过电流阈值I1被设定为在控制电路27处于能够正常工作的温度环境时得到的电流值和温度。此外，高温阈值T2和过电流阈值I2被设定为在控制电路27处于招致程序的失控的温度环境时得到的电流值和温度。

即，在控制电路27处于能够正常实施程序的温度环境的情况下，通过该控制电路27进行电流或温度的异常判定。另一方面，在控制电路27处于招致程序的失控那样的温度环境的情况下，通过比较器28和29进行电流或温度的异常判定。因此，即使控制电路27处于不进行正常工作的温度状态，也能够对受电电路23进行电源切断控制。

图4是示出受电电路23的内部结构的框图。如图4所示，受电电路23包含接收线L5和L6间的电压的过大磁场保护电路231和稳定化电路232以及温度测定电路233。再有，线L6为被施加接地电位GND的所谓的接地线。

图5是示出过大磁场保护电路231的一个例子的电路图。在图5中，齐纳二极管ZD的阴极连接于线L5，阳极连接于作为接地线的线L6。此外，作为分压电阻的电阻R5和R6与齐纳二极管ZD并联连接。在图5所示的结构中，将利用电阻R5和R6对线L5和L6间的电压进行分压而得到的分压电压作为表示由无线供电装置100侧的输电线圈12产生的交流磁场的强度的磁场强度信号MG输出。

图6是表示相对于经由线L5供给的受供电压的、在齐纳二极管ZD的阴极和阳极间流动的电流的特性的图。如图6所示，在受供电压比齐纳二极管ZD的齐纳电压Vz低的情况下，在该齐纳二极管ZD中流动的电流量为微量。也就是说，针对受电侧的谐振电路（20、21）的负载阻抗处于高的状态。因此，将受供电压经由线L5向下级的稳定化电路232供给。另一方面，当受供电压超过击穿电压Vz时，在齐纳二极管ZD中流动电流，负载阻抗急剧地降低。此时，线L5的电压值与齐纳二极管ZD的击穿电压Vz相等，将电压值被固定为该击穿电压Vz的受供电压经由线L5向稳定化电路232供给。即，在由于由输电线圈12产生的交流磁场的强度比规定的强度高所以受供电压为过电压的情况下，齐纳二极管ZD将受供电压的电压值强制性地固定为击穿电压Vz，由此，从过电压保护稳定化电路232。

进而，在由输电线圈12产生的交流磁场的强度比规定的强度高的情况下，过大磁场保护电路231如上述那样使负载阻抗降低。由此，无线供电装置100的谐振电路（11、12）的阻抗增加，由输电线圈12产生的交流磁场的强度降低。

例如，在采用

振荡信号fc的频率：13.56MHz

输电线圈12的电感：1微亨利

输电线圈12的电阻：1欧姆

谐振电容器11的静电电容：137皮可法拉（picofarad）

受电线圈20的电感：1微亨利

受电线圈20的电阻：1欧姆

谐振电容器21的静电电容：137皮可法拉

驱动电路（103、104）的输出电压：3.5Vrms

驱动电路（103、104）的电阻：10欧姆

输电线圈12和受电线圈20间的耦合系数：k=0.1

负载阻抗：RL欧姆

的情况下，

在条件1（k=0.1、RL=1000欧姆）下，无线供电装置100侧的驱动点处的绝对值阻抗为749.8欧姆。

此外，在条件2（k=0.1、RL=200欧姆）下，无线供电装置100侧的驱动点处的绝对值阻抗为2250欧姆。

也就是说，在利用无线供电装置100的输电电力较小时，过大磁场保护电路231中的线L5和L6间的电压低，因此，在上述1的条件下，无线供电装置100侧的驱动点处的绝对值阻抗为749.8欧姆。另一方面，当输电电力变大而因此过大磁场保护电路231中的线L5和L6间的电压变高而其电压值超过击穿电压Vz时，如上述条件2那样，无线供电装置100侧的驱动点处的绝对值阻抗增大到2250欧姆。由此，能够抑制在无线供电装置100侧的其以上的输电电力的增加，因此，抑制在无线受电装置200侧的其以上的受电电力增大，防止过大输入来确保安全的工作。

再有，作为过大磁场保护电路231，代替图5所示的结构而采用图7所示的结构也可。

在图7所示的结构中，过大磁场保护电路231包含形成第一电流镜电路的n沟道MOS型的晶体管MN1和MN2、形成第二电流镜电路的p沟道MOS型的晶体管MP1和MP2、作为分压电阻的电阻R5和R6、以及用于将电流变换为电压的电阻R7。作为分压电阻的电阻R5和R6与图5所示的结构同样地连接于线L5和L6间。将利用这些电阻R5和R6对线L5和L6间的电压进行分压后的分压电压向形成第一电流镜电路的晶体管MN1和MN2各自的栅极供给。在此，晶体管MN1的尺寸（栅极宽度、栅极长度）例如为晶体管MN2的1/100。因此，当在晶体管MN2中流动与上述的分压电压对应的电流时，该电流的1/100的电流在晶体管MN1中流动，在第二电流镜电路的输入侧的晶体管MP1中流动。由此，与在晶体管MP1中流动的电流相等的电流在晶体管MP2中流动，输出利用电阻R7将该电流变换为电压而得到的信号来作为磁场强度信号MG。

再有，在图7所示的结构中，用于实现图6所示的非线性特性的击穿电压Vz所对应的电压V为：

Vth：晶体管MN1和MN2的阈值电压。

如以上那样，利用在稳定化电路232的前级设置的过大磁场保护电路231，对由无线供电装置100侧的输电线圈12产生的交流磁场的强度（输电电力量）进行检测，生成表示该强度的磁场强度信号MG。因此，将这样的磁场强度信号MG经由图1所示那样的比较器（28、29）或AD转换器（26）向控制电路（27）导入，由此，能够在该控制电路中进行基于交流磁场的强度的各种工作控制。此外，过大磁场保护电路231在受电线圈20接收规定强度以上的交流磁场的情况下将线L5和L6间的电压固定为固定电压（Vz），由此，从过大的电压保护后级的稳定化电路232。进而，过大磁场保护电路231在受电线圈20接收比规定强度大的强度的交流磁场的情况下使负载阻抗降低，由此，使无线供电装置100的谐振电路（11、12）的阻抗增加。因此，根据过大磁场保护电路231，能够抑制稳定化电路232中的电力损失，并且，抑制无线供电装置100侧的无用的输电来实现省电力，并且，防止过大输入来确保安全的工作。

图8是示出稳定化电路232的结构的电路图。稳定化电路232基于经由线L5和L6供给的受供电压，生成具有规定的固定的电压值的输出电压Vg，并将其向负载电路24供给。

如图8所示，稳定化电路232具有输出电压调整用的p沟道MOS型的晶体管QP0、负反馈控制部FBC、输出电流检测部IDE以及输出电压检测部VDE。

晶体管QP0将根据向自身的栅极供给来对经由线L5供给的受供电压的电压值进行调整后的电压作为输出电压Vg经由线L0向负载电路24供给。

输出电压检测部VDE包含利用串联连接的电阻RD1~RDn（n为2以上的整数）对线L0的电压值即输出电压Vg的电压值进行分压的梯形电阻、以及对该梯形电阻的分压比进行变更的分压比设定开关SJ。分压比设定开关SJ接收对分压比进行指定的分压比设定信号VSE，从电阻RD1~RDn中的电阻彼此的连接点的每一个之中选择由该分压比设定信号VSE表示的分压比所对应的连接点的电压，生成具有该电压的测定电压信号GV。

输出电流检测部IDE包含p沟道MOS型的晶体管QP3~QP7、开关元件SW2~SW5、电阻R11~R14。向晶体管QP3~QP7的每一个的栅极供给由负反馈控制部FBC生成的反馈电压FV，每一个的源极连接于线L5。

在此，晶体管QP3~QP6从各个漏极输出与向各个栅极供给的反馈电压FV对应的电流。也就是说，利用晶体管QP3~QP5将在线L5中流动的输出电流分流。在此，将从晶体管QP3和QP4输出的电流合成，并经由开关元件SW2向检测电流线DLL送出。此外，将从晶体管QP5输出的电流经由开关元件SW3向检测电流线DLL送出。此外，将从晶体管QP6输出的电流直接向检测电流线DLL送出。因此，在例如只有开关元件SW2和SW3之中的SW2被设定为导通状态的情况下，将从晶体管QP3、QP4和QP6的每一个输出的电流的合成电流向检测电流线DLL送出。此外，在开关元件SW2和SW3都被设定为关断状态的情况下，仅将从晶体管QP6输出的电流向检测电流线DLL送出。即，在输出电流检测部IDE中，能够通过由例如控制电路27实施的开关元件SW2和SW3的接通、关断控制来变更向检测电流线DLL送出的电流量。

在作为接地线的线L6与检测电流线DLL之间设置有电阻R11~电阻R13、开关元件SW4和SW5来作为电流电压变换电路。向电阻R11~R13各自的一端经由线L6施加接地电位GND。电阻R11的另一端连接于检测电流线DLL。电阻R12的另一端经由开关元件SW5连接于检测电流线DLL。电阻R13的另一端经由开关元件SW4连接于检测电流线DLL。在该电流电压变换电路中开关元件SW4和SW5都被设定为关断状态的情况下，向检测电流线DLL送出的电流被变换为与电阻R11的电阻值对应的电压值。此外，在开关元件SW4和SW5都被设定为接通状态的情况下，向检测电流线DLL送出的电流被变换为与电阻R11~R13的合成电阻值对应的电压值。此外，在只有开关元件SW4和SW5之中的SW4被设定为接通状态的情况下，向检测电流线DLL送出的电流被变换为与电阻R11和R13的合成电阻值对应的电压值。即，电流电压变换电路（R11~R13、SW4、SW5）将输出电流的电流量变换为电压值，生成具有该电压值的测定电流信号GC2。再有，在电流电压变换电路中，能够利用由例如控制电路27实施的开关元件SW4和SW5的接通、关断控制来变更测定电流信号GC2的电压值。

晶体管QP7将与向自身的栅极供给的反馈电压FV对应的电流向电阻R14的一端供给。向电阻R14的另一端经由线L6施加接地电位GND。因此，在电阻R14的一端产生由该电阻R14的电阻值和从晶体管QP7送出的电流决定的电压。此时，设定该电阻值，以使电阻R14的一端的电压在输出电流处于比规定电流值高的过电流的状态的情况下超过规定电平。在输出电流检测部IDE中，将该电阻R14的一端的电压作为过电流检测信号BC输出。

负反馈控制部FBC包含p沟道MOS型的晶体管QP1和QP2、n沟道MOS型的晶体管QN1~QN4、电流源A2、作为环路滤波器的电阻R10和电容器C4。晶体管QP1和QP2为接收经由线L5供给的受供电压来进行工作的电流镜电路。晶体管QN1~QN3各自的漏极连接于晶体管QP1的栅极和漏极，这些晶体管QN1~QN3各自的源极连接于电流源A2。在此，向晶体管QN1的栅极供给测定电压信号GV，向晶体管QN3的栅极供给过电流检测信号BC。此外，向晶体管QN2的栅极经由环路滤波器（C4、R10）供给测定电流信号GC2。晶体管QN4的源极连接于电流源A2，向其栅极施加基准电位VC。晶体管QN4的漏极连接于晶体管QP2的漏极，其连接点的电压被生成为反馈电压FV。

根据这样的结构，负反馈控制部FBC求取在测定电压信号GV、测定电流信号GC2和过电流检测信号BC之中具有最大的强度的信号的电位与规定的基准电位VC的差分，将表示该差分的电压作为上述的反馈电压FV向晶体管QP0、QP3~QP7各自的栅极施加。

因此，图8所示的稳定化电路232输出通过晶体管QP0以使在测定电压信号GV、测定电流信号GC2和过电流检测信号BC之中的最高电压的信号的电平与规定的基准电位VC相等的方式对受供电压的电压值进行调整后的电压来作为输出电压Vg。

由此，在例如无负载或高电阻的负载的情况下，测定电流信号GC2和过电流检测信号BC都为低电压，测定电压信号GV为最高电压。因此，此时，在稳定化电路232的晶体管QP0中，进行使测定电压信号GV的电平与基准电位VC相等的电压调整，其结果是，输出电压Vg的电压值被维持为固定。此外，当例如负载电阻变小而输出电流增大时，测定电流信号GC2成为最高电压。因此，此时，在稳定化电路232的晶体管QP0中，进行使测定电流信号GC2的电平与基准电位VC相等的电压调整，其结果是，输出电压Vg的电压值被维持为固定。此外，在由于负载短路等流动大电流的情况下，不仅测定电流信号GC2而且过电流检测信号BC的电压值也上升，但是，此时，进行使过电流检测信号BC的电压值与基准电位VC相等的电压调整，因此，其结果是，抑制过电流。

此外，在图8所示的结构中，通过控制开关（SJ、SW2~SW5）的接通、关断状态，从而能够变更测定电流信号GC2和测定电压信号GV的电平。由此，也能够同时切换电压和电流的测定范围（范围）。

在无线电力传输中，追随磁场强度的变动，需要电压和电流的稳定化，并且，需要向二次电池等各种负载供给的电压和电流的测定。在图8所示的稳定化电路中，本来将进行电压测定的输出电压检测部VDE和进行电流测定的输出电流检测部IDE兼用为为了生成稳定化电路的负反馈信号而设置的电路，因此，能够抑制无用的功耗且谋求电路规模的小规模化。

此外，在图8所示的稳定化电路232中变更或设定测定电压或测定电流的电平时，也追随切换其测定范围，因此，能够使测定范围和分辨率、测定精度维持为规定值。

进而，在稳定化电路232中设置过电流检测部（QP7、R14），将由该过电流检测部生成的过电流检测信号BC也向用于调整输出电压的负反馈控制路径施加，由此，在过电流产生那样的异常时也提前实施谋求安全的调整。再有，在图8所示的一个例子中，在测定电流用的反馈路径中为了稳定化而设置有利用环路滤波器（C4、R10）的时间常数电路，但是，在急剧的短路等情况下由时间常数电路造成的延迟成为问题。可是，在图8所示的结构中，通过在测定电流用的反馈路径之外设置的过电流检测用的反馈路径（无环路滤波器）进行迅速地追随急剧的短路等的电流限制。

以上，如详细描述那样，在无线受电装置200中，对于在整流后得到的受供电压，在经由图4所示的过大磁场保护电路231和稳定化电路232之后，将与该受供电压对应的输出电压Vg向负载电路24供给。此时，在例如控制电路27中，基于由过大磁场保护电路231生成的磁场强度信号MG求取输入电力，基于由稳定化电路232测定的测定电流信号GC2和测定电压信号GV来求取输出电力，通过计算两者的差，从而能够求取剩余电力。因此，只要使用表示这样的剩余电力的信息来进行无线供电装置100侧的电力抑制控制，则能够谋求系统整体的省电力化。

总之，上述那样的、作为受供电压接收对由接收交流磁场的受电线圈（20）得到的交流电压进行整流后的电压而基于受供电压来生成具有规定的电压值的输出电压（Vg）的无线受电装置（200）包含以下的过大磁场保护电路和稳定化电路。即，过大磁场保护电路（231）基于通过第一线（L5）接收的受供电压来生成表示交流磁场的强度的磁场强度信号（MG），并且，在交流磁场的强度比规定强度高的情况下将第一线和接地线间的电压值固定为规定电压（Vz）。稳定化电路（232）包含以下的电流检测部、过大电流检测部、电压检测部、以及电压调整部。也就是说，电流检测部（IDE）对在第一线中流动的电流的电流量进行测定来生成表示该电流量的测定电流信号（GC2）。过大电流检测部（QP7、R14）对在第一线中流动的过大电流进行检测来生成表示过大电流的过大电流检测信号（BC）。电压检测部（VDE）对输出电压（Vg）的电压值进行测定来生成表示该电压值的测定电压信号（GV）。电压调整部（FBC、QP0）将基于在这些测定电流信号、过大电流检测信号和测定电压信号之中具有最大的强度的信号的电位与基准电位（VC）的差分来对第一线的电压值进行调整后的电压输出为输出电压（Vg）。

接着，对图4所示的温度测定电路233进行说明。图9是示出温度测定电路233的结构的电路图。

如图9所示，温度测定电路233包含电阻R14、作为温度传感器的PN结的二极管D14和D15。

电阻R14将基于电源电位VDD的偏置电流向二极管D14和D15各自的阳极供给。二极管D14例如如图10所示那样形成在过大磁场保护电路231的附近，与构成过大磁场保护电路231的各元件之中的至少1个热耦合。二极管D15例如如图10所示那样形成在稳定化电路232的附近，与构成该稳定化电路232的各元件之中的至少1个热耦合。即，在将过大磁场保护电路231和稳定化电路232形成在1个IC芯片内的情况下，与构成过大磁场保护电路231（稳定化电路232）的各元件之中的至少1个邻接地形成二极管D14（D15）。此外，在通过分立部件构成过大磁场保护电路231和稳定化电路232的各元件的情况下，也可以使二极管D14（D15）与上述的各元件之中的至少1个接触。

在此，作为PN结的二极管D14和D15，采用例如顺方向电压为0.7伏特且温度特性具有-1.5[mV/℃]的二极管。由此，当经由电阻R14将偏置电流流向二极管D14和D15的每一个时，二极管D14和D15各自的阳极的电压根据过大磁场保护电路231和稳定化电路232所发出的热的温度发生变化。因此，温度测定电路233将二极管D14和D15各自的阳极的电压作为表示为测定温度的测定温度信号SM2输出。再有，测定温度为在二极管D14和D15之中在高的温度下暴露的一个的温度。因此，根据温度测定电路233，测定在过大磁场保护电路231和稳定化电路232之中发热高的一个的温度，因此，安全上优选。此外，温度测定电路233与过大磁场保护电路231和稳定化电路232电绝缘，因此，能够在不受到由在该过大磁场保护电路231和稳定化电路232中流动的高频的电流造成的噪声的影响的情况下使其可靠地工作。

此外，能够基于由温度测定电路233生成的测定温度信号SM2来估计向在过大磁场保护电路231和稳定化电路232中形成的晶体管或二极管施加的电压和电流。因此，能够基于测定温度信号SM2来求取无线受电装置200的电力损失。由此，控制电路27在基于测定温度信号SM2而估计为电力损失比规定的损失量少的情况下，判断为进行了良好的电力传输。另一方面，在估计为电力损失比规定的损失量大的情况下，控制电路27判断为电力传输的效率恶化，能够向无线供电装置100侧通知促使匹配变更等的指示。进而，在基于测定温度信号SM2而判断为电力损失过大的情况下，控制电路27为了安全而能够进行使线L5和受电电路23间的电连接切断等保护处理。

因此，通过设置温度测定电路233，从而能够谋求无线受电装置200的高效率化和省电力化，并且，确保其工作的安全。

再有，在温度测定电路233中，将作为温度传感器的PN结型的二极管D14和D15设置在过大磁场保护电路231和稳定化电路232各自的附近，但是，也可以仅设置在过大磁场保护电路231和稳定化电路232之中的一个。此外，也可以在过大磁场保护电路231和稳定化电路232各自的附近形成2个以上作为温度传感器的二极管。此外，代替PN结的二极管，也可以采用二次电池的温度测定用热敏电阻电路。

再有，在图1~图3所示的结构中，采用了分别将驱动电路（103、104）连接于输电线圈12的一端和另一端并且将整流电路连接于受电线圈20的两端的结构。可是，也可以采用使输电线圈12的一端为接地电位GND而在另一端连接有驱动电路并且使受电线圈20的一端为接地电位GND而在另一端连接有整流电路的结构。

此外，在图1所示的一个例子中，采用了将谐振电容器11与输电线圈12并联连接并且将谐振电容器21与受电线圈20并联连接的所谓的并联谐振电路，但是，也可以采用将谐振电容器与线圈串联连接的串联谐振电路等其他的电路方式。

此外，在图2或图3所示的一个例子中，将电流测定用的电阻R1与输出逆变器103的p沟道MOS型的晶体管P3的源极连接，将电流测定用的电阻R2与输出逆变器104的p沟道MOS型的晶体管P6的源极连接。可是，关于电流测定用的电阻，仅设置于输出逆变器103和104之中的任一个也可，或者，个别地连接于多个p沟道MOS型的晶体管各自的源极也可。此外，将该电流测定用的电阻连接于n沟道MOS型的晶体管的源极也可。

总之，作为无线供电装置100，只要具备以下的第一个~第N个开关元件、电流测定用的电阻和电流测定电路即可。也就是说，第一个~第N个开关元件（例如P1~P6或N1~NT6）的每一个在电源线（VL）和接地线（GL）间并联连接，根据振荡信号（fc或fcB）分别个别地向连接于输电线圈（12）的一端的驱动线（L1、L2）供给电流。电流测定用的电阻（R1或R2）在电源线和驱动线间与第一开关元件（例如P3、P6、N3、NT6）串联连接。电流测定电路（105a）基于电阻（R1或R2）的一端的电位来生成表示驱动电流的电流量的测定电流信号（GC1r）。

此外，在图1所示的整流电路22中，利用二极管对高频信号进行整流、检波，但是，在驱动电路的晶体管中仅向单向流动电流，因此，存在等效地进行整流、检波的情况，因此，在该情况下也可以省略整流电路22的二极管。

此外，作为温度测定电路（106、233）的温度传感器，除了PN结型的二极管之外，还可以采用多个PN结型二极管、双极型晶体管或利用了MOS的阈值的温度传感器。进而，也可以将PTAT电路（绝对温度比例电路）、使用电阻的温度特性的电路、热敏电阻等用作温度传感器。

此外，在图8所示的稳定化电路232中，采用了利用p沟道MOS型的晶体管QP0的栅极电压控制的串行调节器（series regulator）电路（线性调节器），但是，也可以代替其而采用具有负反馈控制的开关调节器。

附图标记的说明

10 输电电路

12 输电线圈

20 受电线圈

23 受电电路

103、104 输出逆变器

105a、105b 电流测定电路

106、233 温度测定电路

231 过大磁场保护电路

232 稳定化电路

300 无线电力传输系统。

Claims (9)

1.一种无线供电装置，通过将基于振荡信号的驱动电流向输电线圈供给而使交流磁场产生，从而进行无线供电，所述无线供电装置的特征在于，包含：

驱动线，连接于所述输电线圈的一端；

第一个~第N个开关元件，在电源线和接地线间并联连接，根据所述振荡信号，每一个向所述驱动线供给电流，其中，N为2以上的整数；

第一电阻，在所述电源线和所述接地线间与所述第一个开关元件串联连接；以及

电流测定电路，基于所述第一电阻的一端的电位来生成表示所述驱动电流的电流量的第一测定电流信号，

所述第一个~第N个开关元件包含分别在所述电源线和所述接地线间彼此并联连接的p沟道MOS型的第一个~第N个p沟道晶体管和彼此并联连接的n沟道MOS型的第一个~第N个n沟道晶体管，所述第一个~第N个p沟道晶体管与所述第一个~第N个n沟道晶体管串联连接，其串联连接点连接于所述驱动线，并且，所述振荡信号被供给到所述第一个~第N个p沟道晶体管以及所述第一个~第N个n沟晶体管各自的栅极，

在所述电源线和所述接地线间与所述第一个n沟道晶体管串联地连接有第二电阻，

所述电流测定电路基于对所述第二电阻的一端的电位乘以所述振荡信号后的值来生成表示所述驱动电流的复分量的第二测定电流信号。

2.一种无线供电装置，通过将基于振荡信号的驱动电流向输电线圈供给而使交流磁场产生，从而进行无线供电，所述无线供电装置的特征在于，包含：

驱动线，连接于所述输电线圈的一端；

第一个~第N个开关元件，在电源线和接地线间并联连接，根据所述振荡信号，每一个向所述驱动线供给电流，其中，N为2以上的整数；

第一电阻，在所述电源线和所述接地线间与所述第一个开关元件串联连接；以及

电流测定电路，基于所述第一电阻的一端的电位来生成表示所述驱动电流的电流量的第一测定电流信号，

所述第一个~第N个开关元件包含分别在所述电源线和所述接地线间彼此并联连接的p沟道MOS型的第一个~第N个p沟道晶体管和彼此并联连接的n沟道MOS型的第一个~第N个n沟道晶体管，所述第一个~第N个p沟道晶体管与所述第一个~第N个n沟道晶体管串联连接，其串联连接点连接于所述驱动线，并且，所述振荡信号被供给到所述第一个~第N个p沟道晶体管以及所述第一个~第N个n沟晶体管各自的栅极，

在所述电源线和所述接地线间与所述第一个n沟道晶体管串联地连接有第二电阻，

所述电流测定电路基于对所述第二电阻的一端的电位乘以所述驱动线的电位后的结果来生成表示所述驱动电流的复分量的第二测定电流信号。

3.一种无线供电装置，通过将基于振荡信号的驱动电流向输电线圈供给而使交流磁场产生，从而进行无线供电，所述无线供电装置的特征在于，包含：

驱动线，连接于所述输电线圈的一端；

第一个~第N个开关元件，在电源线和接地线间并联连接，根据所述振荡信号，每一个向所述驱动线供给电流，其中，N为2以上的整数；

第一电阻，在所述电源线和所述接地线间与所述第一个开关元件串联连接；

电流测定电路，基于所述第一电阻的一端的电位来生成表示所述驱动电流的电流量的第一测定电流信号；以及

温度测定电路，与所述第一个~第N个开关元件之中的至少1个开关元件接触或接近来形成，对所述至少1个开关元件的温度进行测定来生成温度信号。

4.一种无线受电装置，接收对由接收交流磁场的受电线圈得到的交流电压进行整流后的电压来作为受供电压，基于所述受供电压来生成具有规定的电压值的输出电压，所述无线受电装置的特征在于，具有：

第一线，接收所述受供电压；

过大磁场保护电路，基于所述第一线的所述受供电压来生成表示所述交流磁场的强度的磁场强度信号，并且，在所述交流磁场的强度比规定强度高的情况下将所述第一线的电压值固定为规定电压；以及

稳定化电路，包含：对在所述第一线中流动的电流的电流量进行测定来生成表示所述电流量的测定电流信号的电流检测部、对在所述第一线中流动的过大电流进行检测来生成表示所述过大电流的过大电流检测信号的过大电流检测部、对所述输出电压的电压值进行测定来生成表示所述电压值的测定电压信号的电压检测部、以及输出基于在所述测定电流信号、所述过大电流检测信号和所述测定电压信号之中具有最大的强度的信号的电位与基准电位的差分来对所述第一线的电压值进行调整后的电压来作为所述输出电压的电压调整部。

5.根据权利要求4所述的无线受电装置，其特征在于，所述过大磁场保护电路具有：

齐纳二极管，连接于所述第一线和接地线间；以及

分压电阻，生成对所述第一线和接地线间的电压进行分压后的分压电压来作为所述磁场强度信号。

6.一种无线电力传输系统，具有无线供电装置以及无线受电装置，所述无线供电装置包含生成基于振荡信号的驱动电流的输电电路、以及接收所述驱动电流来使交流磁场产生的输电线圈，所述无线受电装置包含接收所述交流磁场来生成交流电压的受电线圈、得到对所述交流电压进行整流后的电压来作为受供电压的整流电路、以及基于所述受供电压来生成具有规定的电压值的输出电压的受电电路，所述系统的特征在于，

所述输电电路包含：

驱动线，连接于所述输电线圈的一端；

第一个~第N个开关元件，在电源线和接地线间并联连接，根据所述振荡信号，每一个向所述驱动线供给电流，其中，N为2以上的整数；

第一电阻，在所述电源线和所述接地线间与所述第一个开关元件串联连接；以及

电流测定电路，基于所述第一电阻的一端的电位来生成表示所述驱动电流的电流量的第一测定电流信号，

所述受电电路具有：

第一线，接收所述受供电压；

过大磁场保护电路，基于所述第一线的所述受供电压来生成表示所述交流磁场的强度的磁场强度信号，并且，在所述交流磁场的强度比规定强度高的情况下将所述第一线的电压值固定为规定电压；以及

稳定化电路，包含：对在所述第一线中流动的电流的电流量进行测定来生成表示所述电流量的测定电流信号的电流检测部、对在所述第一线中流动的过大电流进行检测来生成表示所述过大电流的过大电流检测信号的过大电流检测部、对所述输出电压的电压值进行测定来生成表示所述电压值的测定电压信号的电压检测部、以及输出基于在所述测定电流信号、所述过大电流检测信号和所述测定电压信号之中具有最大的强度的信号的电位与基准电位的差分来对所述第一线的电压值进行调整后的电压来作为所述输出电压的电压调整部。

7.一种无线供电装置的电流测定方法，在通过将基于振荡信号的驱动电流经由驱动线向输电线圈供给而使交流磁场产生，从而进行无线供电的无线供电装置中，

根据所述振荡信号从第一个~第N个开关元件的每一个间歇性地输出电流，将对从所述第一个~第N个开关元件的每一个输出的电流进行合成后的合成电流作为所述驱动电流向所述输电线圈供给，其中，N为2以上的整数，

基于仅与所述第一个~第N个开关元件之中的第一个开关元件串联连接的第一电阻的一端的电位，生成表示所述驱动电流的电流量的测定电流信号，

所述方法的特征在于，

所述第一个~第N个开关元件包含分别在电源线和接地线间彼此并联连接的p沟道MOS型的第一个~第N个p沟道晶体管和彼此并联连接的n沟道MOS型的第一个~第N个n沟道晶体管，所述第一个~第N个p沟道晶体管与所述第一个~第N个n沟道晶体管串联连接，其串联连接点连接于所述驱动线，并且，所述振荡信号被供给到所述第一个~第N个p沟道晶体管以及所述第一个~第N个n沟晶体管各自的栅极，

基于对在所述电源线和所述接地线间与所述第一个n沟道晶体管串联连接的第二电阻的一端的电位乘以所述振荡信号后的值，生成表示所述驱动电流的复分量的第二测定电流信号。

8.一种无线供电装置的电流测定方法，在通过将基于振荡信号的驱动电流经由驱动线向输电线圈供给而使交流磁场产生，从而进行无线供电的无线供电装置中，

根据所述振荡信号从第一个~第N个开关元件的每一个间歇性地输出电流，将对从所述第一个~第N个开关元件的每一个输出的电流进行合成后的合成电流作为所述驱动电流向所述输电线圈供给，其中，N为2以上的整数，

基于仅与所述第一个~第N个开关元件之中的第一个开关元件串联连接的第一电阻的一端的电位，生成表示所述驱动电流的电流量的测定电流信号，

所述方法的特征在于，

所述第一个~第N个开关元件包含分别在电源线和接地线间彼此并联连接的p沟道MOS型的第一个~第N个p沟道晶体管和彼此并联连接的n沟道MOS型的第一个~第N个n沟道晶体管，所述第一个~第N个p沟道晶体管与所述第一个~第N个n沟道晶体管串联连接，其串联连接点连接于所述驱动线，并且，所述振荡信号被供给到所述第一个~第N个p沟道晶体管以及所述第一个~第N个n沟晶体管各自的栅极，

基于对在所述电源线和所述接地线间与所述第一个n沟道晶体管串联连接的第二电阻的一端的电位乘以所述驱动线的电位后的结果，生成表示所述驱动电流的复分量的第二测定电流信号。

9.一种无线供电装置的电流测定方法，所述无线供电装置通过将基于振荡信号的驱动电流向输电线圈供给而使交流磁场产生，从而进行无线供电，所述方法的特征在于，

根据所述振荡信号从第一个~第N个开关元件的每一个间歇性地输出电流，将对从所述第一个~第N个开关元件的每一个输出的电流进行合成后的合成电流作为所述驱动电流向所述输电线圈供给，其中，N为2以上的整数，

基于仅与所述第一个~第N个开关元件之中的第一个开关元件串联连接的电阻的一端的电位，生成表示所述驱动电流的电流量的测定电流信号，

以与所述第一个~第N个开关元件之中的至少1个开关元件接触或接近的方式形成的温度测定电路对所述至少1个开关元件的温度进行测定来生成温度信号。

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