JP2018046677A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子を用いて電力変換を行う主回路（３５）と、この主回路を制御する制御回路（４０）とで構成された電力変換装置において、十分なコモンモードノイズ及び放射ノイズによる誤動作対策を講じるとともに、低価格化及び小型化を実現する。【解決手段】主回路のための主回路領域（３５０）と制御回路のための制御回路領域（４００）とが同一の基板（５００）上に配置されており、主回路領域の外側三辺以上が、基板の外側三辺以上と接するように配置され、制御回路領域の外側二辺以上が前記主回路領域の内側二辺に接するように配置されている。【選択図】図２

Description

本発明は、ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子を用いた電力変換装置に関し、特にワイドバンドギャップ半導体を用いて電力変換を行う主回路と、この主回路を制御する制御回路とで構成された電力変換装置に関するものである。

ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子を用いた電力変換装置では、大電流が流れる主回路の領域（以下、主回路領域３５０という。）と、センサ、ドライバ、マイコン、制御回路用電源、及び外部とのインターフェース回路等の制御回路の領域（以下、制御回路領域４００という。）が存在している。ワイドバンドギャップ半導体は、スイッチング速度が速いため、スイッチング時のｄＶ／ｄｔが大きく、浮遊容量に流れるコモンモード電流が大きい。

このため、筐体経由のノイズ回り込みによる制御回路の誤動作や、主回路のスイッチング放射ノイズが制御信号に重畳し、制御回路が誤動作を起こしてしまうという問題があった。そのため、電力変換装置の安定した動作のためには、制御回路が誤動作を起こさないための対策が必要である。

制御回路のノイズによる誤動作対策として、制御回路領域のための制御回路基板をシールドで覆う電力変換装置がある（例えば、特許文献１参照）。
この特許文献１は、制御回路基板と主回路領域のための主回路基板（大電流基板）とを独立した基板で構成し、主回路基板の上に制御回路基板を配置する。そして主回路基板と制御回路基板との間にシールド板を設け、シールド板で制御基板を支持することで、主回路基板から制御回路基板への放射ノイズの遮蔽を行い、制御回路の誤動作を防止し安定した動作を実現するものである。

特開平１１−６９７７４号公報

しかしながら、上記の特許文献１記載の電力変換装置は、コモンモードノイズによる誤動作対策はなされていない。
すなわち、主回路領域と制御回路領域とを同一の基板で構成した場合、コモンモードノイズ対策として、制御回路グランドと筐体グランドとをコンデンサで接続する高周波結合用コンデンサや、一般にフィルタ等に用いられるＹコンデンサ（ライン−グランド間コンデンサ）が必要となる。

これらのコンデンサは、それぞれ、基板の制御回路グランド−筐体間、基板の電力ライン−筐体間を接続することで、高周波的にショートさせ、コモンモードノイズを筐体グランドにバイパスすることが出来る。ただし、接続の配線が長いと寄生のインダクタンスやレジスタンスが大きくなり、バイパス効果が薄れてしまう。

そこで、高周波結合用コンデンサやＹコンデンサは、寄生のインダクタンスやレジスタンスを限りなく小さくするため、直近で筐体グランドに接続する、すなわち、筐体にねじ止めする必要があるため、基板にねじ穴が必要となる。そして、ねじ穴周辺の基板上のパターンは、筐体との絶縁を確保するために規格で定められた絶縁距離を保って配置しなければならないため、パターンレイアウトの自由度が低下し、基板の大型化につながるという課題があった。

また、上記の特許文献１記載の電力変換装置では、放射ノイズによる誤動作対策はなされているものの不十分であった。
すなわち、制御回路基板を放射ノイズから遮蔽するためのシールド板や、主回路基板との絶縁を確保するための絶縁部材が必要となり、コストが余分にかかってしまう。また、主回路基板と制御回路基板を上下に重ねて配置するため、高さ方向の小型化が困難となる。さらに、主回路基板と制御回路基板を接続するためのコネクタやバスバー等のコストも余分にかかってしまうという課題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するために為されたもので、ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子を用いて電力変換を行う主回路と、この主回路を制御する制御回路とで構成された電力変換装置において、十分なコモンモードノイズ及び放射ノイズによる誤動作対策を講じるとともに、低価格化及び小型化を実現することを目的とする。

上記の目的を達成する為、本発明は、ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子を用いて電力変換を行う主回路と、前記主回路を制御する制御回路とで構成された電力変換装置において、前記主回路のための主回路領域と前記制御回路のための制御回路領域とが同一の基板上に配置されており、前記主回路領域の外側三辺以上が、前記基板の外側三辺以上と接するように配置され、前記制御回路領域の外側二辺以上が前記主回路領域の内側二辺以上と接するように配置されている。

本発明の電力変換装置では、主回路領域と制御回路領域とを同一基板とすることで、これらのシールド板や絶縁部材、コネクタやバスバー等の接続部材が不要となるため、大幅な低価格化が可能となり、さらに高さ方向の小型化も実現することができる。さらに、主回路領域と制御回路領域とが同一の基板上に配置されており、主回路領域の外側三辺以上が、基板の外側三辺以上と接するように配置され、制御回路領域の外側二辺以上が主回路領域の内側二辺以上に接するように配置されているので、同一基板平面上で制御回路領域と主回路領域とが区別され、制御回路領域と主回路領域の干渉を防ぎ、制御回路と主回路間での電界・磁界ノイズ結合を抑制でき、かつノイズ遮蔽用のシールド板や絶縁部材が不要となる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置に使用される第１の回路の構成図である。 本発明の実施の形態１による同一基板上に主回路領域及び制御回路領域を配置した電力変換装置の平面図である。 図２に示した本発明の実施の形態１による電力変換装置に対する比較例を示した平面図である。 図２に示した本発明の実施の形態１による電力変換装置において、基板上の半導体スイッチング素子とノイズ対策用のねじ穴を配置した状態を示した平面図である。 図４に示した本発明の実施の形態１による電力変換装置に対する比較例を示した平面図である。 図４に示した本発明の実施の形態１による電力変換装置において、基板上の半導体スイッチング素子並びにノイズ対策用のねじ穴と基板支持及び固定用ねじ穴の配置を示した平面図である。 図６に示した本発明の実施の形態１による電力変換装置に対する比較例を示した平面図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置に使用される第２の回路の構成図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置に使用される第３の回路の構成図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置に使用される第４の回路の構成図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置に使用される第５の回路の構成図である。

以下、本発明の実施の形態による電力変換装置について、上記の添付図面を参照して説明する。

実施の形態１．
図１に示す、本発明の実施の形態１による電力変換装置は、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを一次側直流電圧Ｖｄｃに変換し、さらに一次側直流電圧Ｖｄｃを、トランス７で絶縁された二次側直流電圧に変換し、例えばバッテリ等の負荷１１に直流電圧Ｖｏｕｔを出力するものである。

本電力変換装置は、交流電源１を入力として、入力フィルタ１００を介し、交流電圧Ｖｉｎを一次側直流電圧Ｖｄｃに変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０１と、このＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の出力を平滑化する平滑コンデンサ５と、平滑コンデンサ５を入力として、一次側直流電圧Ｖｄｃを、出力フィルタ１０３を介して負荷１１への直流電圧Ｖｏｕｔに変換するＤＣ／ＤＣコンバータ１０２とを備える。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、力率改善用のＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ）リアクトル２と、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄをブリッジ型に接続したコンバータを備え、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを平滑コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃに変換する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、トランス７によって絶縁された絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、トランス７の一次巻線７ａに接続され、平滑コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子６ａ〜６ｄをブリッジ型に接続した単相インバータ６と、トランス７の二次巻線７ｂに接続され、整流素子としての半導体スイッチング素子８ａ〜８ｄをフルブリッジ構成した整流回路８と、整流回路８の出力側に接続された出力平滑用リアクトル９及び出力コンデンサ１０とを備える。出力コンデンサ１０の電圧が、出力フィルタ１０３を介して負荷１１へ直流電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
なお、上記のＡＣ／ＤＣコンバータ１０１と、平滑コンデンサ５と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２とで、主回路３５を構成している。

動作において、簡単化のため、片方向の電力変換で説明するが、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は双方向の電力変換が可能であり、交流電源１を交流負荷、バッテリ等の負荷１１を直流電源と見做すことで、逆方向の電力変換装置としても機能する。

また、入力フィルタ１００の正側端子とＰＦＣリアクトル２の一次側端子との間に電流センサ２０ａが接続されている。平滑コンデンサ５の負側端子と、ＡＣ／ＤＣコンバータの負側出力端子とＤＣ／ＤＣコンバータの負側入力端子との接続点との間に電流センサ２０ｂが接続されている、出力平滑用リアクトル９の二次側端子と出力コンデンサの正側端子との間に電流センサ２０ｃが接続されている。

そして、主回路３５の外部には制御回路４０が配置され、入力電圧Ｖｉｎ、直流電圧Ｖｄｃ、及び出力電圧Ｖｏｕｔは、それぞれ電圧センサ３０ａ〜３０ｃでモニタされ、入力電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、及び出力電流Ｉｏｕｔは、それぞれ電流センサ２０ａ〜２０ｃでモニタされて、制御回路４０へ入力される。制御回路４０は、状況に応じで直流電圧Ｖｄｃ及び出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電流Ｉａｃ及び出力電流Ｉｏｕｔが目標値となるように、半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄ及び６ａ〜６ｄへのゲート信号４１を出力し、半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄ及び６ａ〜６ｄのオンＤｕｔｙ（オン期間）を制御して、ＰＭＷ制御を行う。

ここで制御回路４０とは、センサやゲートドライバ、マイコン、制御回路用電源、外部とのインターフェース回路やそれらに付随する回路等を含む。主回路とは制御回路以外の大電流が流れる回路であり、入力フィルタ１００及び出力フィルタ１０３も含む。

なお、半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄ，６ａ〜６ｄ，及び８ａ〜８ｄは、全てがＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）やＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）などのワイドバンドギャップ半導体に限らず、部分的にＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型半導体スイッチング素子でもよい。

図２は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の半導体スイッチング素子及びパターンの基板配置図を示しており、同一基板上に主回路３５のための主回路領域３５０と制御回路４０のための制御回路領域４００とが配置されているが、主回路領域３５０の外側四辺が基板５００の外側四辺と接するように配置された半導体スイッチング素子及びパターンの基板配置図である。

すなわち、図２に示すように、この電力変換装置を構成する基板５００は、同一基板５００上に制御回路領域４００と主回路領域３５０が配置されているが、無作為に配置するのではなく、グランドを含めた制御回路パターンと主回路パターンが重ならないで、かつ、基板平面の外側四辺に接するように主回路領域３５０の四辺が配置され、この主回路領域３５０の内側三辺に接するように制御回路領域４００の外側三辺が配置されている。

このように同一平面上で制御回路領域４００と主回路領域３５０を区別することで、制御回路領域４００と主回路領域３５０の干渉を防ぎ、制御回路４０−主回路３５間での電界・磁界ノイズ結合を抑制することができる。

一方、図２の基板配置図に対する比較例が図３に示されており、この比較例のように、主回路領域３５０の外側三辺が基板５００の外側三辺に接するように配置され、この主回路領域３５０の一辺に接するように制御回路領域４００の一辺が配置された場合、主回路領域３５０は、電力変換方向矢印Ａで示すように折り返す構成となってしまう。

そのため、制御回路領域４００から遠い部分、例えばスイッチング素子３ａ〜３ｄのゲート信号、電流センサ２０ａ、及び電圧センサ３０ａなどの信号は、主回路３５と交錯して干渉してしまう。そのため、ゲート信号やセンサの信号にノイズが重畳しやすくなり、スイッチング素子３ａ〜３ｄの誤動作やセンサ値のずれによる動作不安定な状態を生み出してしまう可能性が高い。図２の実施の形態では、このような状態が生じない。

また、上記の特許文献１にも記載されている通り、通常、主回路領域３５０と制御回路領域４００は別々の基板で構成されることが多く、その場合、制御回路領域４００を主回路領域３５０からの放射ノイズから遮蔽するためのシールド板や、主回路領域３５０と制御回路領域４００の絶縁を確保するための絶縁部材、さらには主回路基板と制御回路基板とを接続するためのコネクタやバスバー等の接続部材が必要となる。

しかしながら、図２に示すように、主回路領域３５０と制御回路領域４００とを同一基板５００とすることで、これらのシールド板や絶縁部材、コネクタやバスバー等の接続部材が不要となるため、大幅な低価格化が可能となる。さらに同一基板５００とすることで高さ方向の小型化も実現することができる。すなわち、同一基板５００上に制御回路領域４００と主回路領域３５０を備え、基板平面の外側四辺に接するように主回路領域３５０の四辺を配置し、この主回路領域３５０の内側三辺に接するように制御回路領域４００の外側三辺を配置することで、制御回路の安定した動作と、電力変換装置の低価格と小型化が可能となる。

また、ワイドバンドギャップ半導体は、入力容量Ｃｉｓｓや出力容量ＣｏｓｓがＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ等と比較して１桁程度小さいため、スイッチング速度が非常に速い。そのため、スイッチング時のｄＶ／ｄｔが大きく、浮遊容量に流れるコモンモード電流が大きく、コモンモードノイズが大きい。従って、筐体グランド−制御回路グランド間を高周波的に短絡させるためのコンデンサ（高周波結合用コンデンサ）や、一般にフィルタ回路に用いられるＹコンデンサ（電源ライン−筐体グランド間コンデンサ）が必要となる。

これらのコンデンサはそれぞれ、基板５００の制御グランド−筐体間、及び基板５００の電源ライン−筐体間を接続することで、高周波的に短絡させ、コモンモードノイズを筐体グランドにバイパスすることが出来る。

＜ねじ穴の実施例＞
一方、接続配線が長いと寄生のインダクタンスやレジスタンスが大きくなり、バイパス効果が薄れてしまう。そこで、高周波結合用コンデンサやＹコンデンサは寄生のインダクタンスやレジスタンスを限りなく小さくするため、直近で筐体グランドに接続する、すなわち筐体にねじ止めする必要があるため、基板５００にねじ穴が必要となる。そして、ねじ穴周辺の基板５００上のパターンは、筐体との絶縁を確保するために規格で定められた絶縁距離を保って配置しなければならないため、パターンレイアウトの自由度が低下してしまう。すなわち、ねじ穴が多いと基板５００の無駄領域が増え、基板５００の大型化につながってしまう。

また、ゲート駆動に用いるドライバや各センサなどは、その役割から主回路領域３５０寄りの制御回路領域４００に配置するが、高周波結合用コンデンサは、それらの制御グランドと筐体を接続するため、より主回路領域３５０寄りの制御回路領域４００に配置する必要がある。

ここで、ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子を用いた基板５００上でノイズ対策用に必要なねじ穴について図４及び図５を参照して説明する。
図４（１）は、図２に示した本発明の実施の形態１による電力変換装置において、ノイズ対策用ねじ穴を配置した図を示している。また、図５は、図３の比較例におけるねじ穴の配置例を示しており、図４の比較例になっている。

図４（２）において、高周波結合用コンデンサ用のねじ穴は、実線の丸印で示されているように、主回路領域３５０寄りの制御回路領域４００内に満遍なく配置されている。これは基板平面の外側四辺に接するように主回路領域３５０の四辺を配置し、この主回路領域３５０の内側三辺に接するように制御回路領域４００の外側三辺を配置したことで、制御回路領域４００が主回路領域３５０に囲まれた配置となっているためである。

また、Ｙコンデンサ用のねじ穴は、半実線の丸印で示されているように、Ｙコンデンサが入力フィルタ１００及び出力フィルタ１０３において、主回路領域３５０の入口付近と出口付近に配置されている。従って、基板５００の外側四辺と接するように主回路領域３５０の外側四辺を配置することで、主回路領域３５０の入口と出口は物理的に離れているため、Ｙコンデンサ用のねじ穴は離して配置することができる。

このように、ノイズ対策用のねじ穴（高周波結合用コンデンサ用のねじ穴及びＹコンデンサ用のねじ穴）は、基板５００に満遍なく（隈なく一様に）配置されていることが分かる。

また、図４（２）の点線丸印で示されているように、高周波結合用コンデンサ用のねじ穴とＹコンデンサ用のねじ穴を制御回路領域４００の３箇所で共用している。このように共用化することで、合計のねじ穴数を減らすことが出来る。

すなわち、図４（３）に示すように、高周波結合用コンデンサ用のねじ穴が８個となり、Ｙコンデンサ用のねじ穴が６個となるため、筐体との絶縁を確保するために主回路パターン配置ができない無駄な領域が減り、パターンレイアウトの自由度確保や基板５００の小型化が可能になる。

このように、主回路寄りの制御回路領域に必要となる高周波結合用コンデンサ用のねじ穴や、入出力フィルタ回路に必要となるＹコンデンサ用のねじ穴は、基板に満遍なく配置されるため、これらを基板支持及び固定用のねじ穴と共用することで、基板全体のねじ穴を減らすことが出来る。ねじ穴を減らすことが出来るため、主回路パターンのレイアウト自由度が向上し、基板の小型化が可能である。これにより、電力変換装置の小型化・低価格化が実現できる。

一方、図５に示す比較例は、本発明の特徴とは異なる場合の例であり、同一基板５００上に制御回路領域４００と主回路領域３５０が配置されているが、主回路領域３５０の外側三辺が基板５００の外側三辺に接するように配置され、この主回路領域３５０の一辺に接するように制御回路領域４００の一辺が配置されているので、実線丸印で示される高周波結合用コンデンサ用のねじ穴は基板５００上に偏って配置されていることが分かる。これは、主回路領域３５０の一辺に接するように制御回路領域４００の一辺が配置されているため、主回路領域３５０と制御回路領域４００とが接する箇所が少なく、主回路領域３５０寄りの制御回路領域４００に配置する高周波結合用コンデンサは必然的に３個が偏った配置（合計で４箇所）となってしまうためである。

また、Ｙコンデンサ用のねじ穴は、Ｙコンデンサが入力フィルタ１００及び出力フィルタ１０３に配置されるため、主回路領域３５０の入口付近と出口付近に配置されていることが分かる。主回路領域３５０の外側三辺が基板５００の外側三辺に接するように配置し、この主回路領域３５０の一辺に接するように制御回路領域４００の一辺を配置した場合、主回路３５の電力経路は、前述したとおり、電力変換方向矢印Ａで示すように折り返す構成となる。

従って、主回路領域３５０の入口と出口が物理的に近づいてしまうため、入力フィルタ１００に配置するＹコンデンサ用のねじ穴と出力フィルタ１０３に配置するＹコンデンサ用のねじ穴は互いに近くに配置されることになる（合計で５箇所）。そのため、ノイズ対策用のねじ穴（高周波結合用コンデンサ用のねじ穴及びＹコンデンサ用のねじ穴）は、基板５００上で偏って配置されていることが分かる。

また高周波結合用コンデンサ用とＹコンデンサ用のねじ穴を共用している箇所は、点線丸印で示すように１箇所であり、図４（１）の場合と比較して少なく、筐体との絶縁を確保するために主回路パターン配置ができない無駄な領域が多くなっており、パターンレイアウトの自由度の低下や基板の大型化につながってしまう。
この共用ねじ穴を含めると、高周波結合用コンデンサ用のねじ穴は５箇所であり、Ｙコンデンサ用のねじ穴は６箇所となる。

次に、ワイドバンドギャップ半導体を用いた基板上で必要な全ねじ穴について、図６及び図７を参照して説明する。
ここでは、全ねじ穴には、前述したノイズ対策用のねじ穴に加えて、基板支持及び固定用のねじ穴を含むものとする。基板支持及び固定用のねじは、基板サイズ、形状、又は実装部品等によって異なるが、ここでは横方向に５個、縦方向に４個必要な場合を考える。

図６（１）は、図２及び図４（１）に示した本発明の実施の形態１による電力変換装置における全ねじ穴の配置を示したものである。図７は、図６に対する比較例として全ねじ穴の配置を示したものである。

図６の実施の形態に示すように、基板５００の外側四辺に接するように主回路領域３５０の四辺が配置され、この主回路領域３５０の内側三辺に接するように制御回路領域４００の外側三辺が配置された場合の全ねじ穴は、図４に示したノイズ対策用のねじ穴（共用ねじ穴を含む全ねじ穴。）に加えて、基板支持及び固定用のねじ穴（図６では点線丸印で示されている。）が追加されている。

なお、図６の実施の形態では、基板支持及び固定用のねじが横方向に５個、縦方向に４個必要である場合には、全部で２０個のねじ穴が必要となるが、図４の実施の形態に示したノイズ対策用の全ねじ穴１１個は基板５００に満遍なく配置されているため、基板支持及び固定用のねじとして無駄なねじ穴が無い。

すなわち、図６における全必要ねじ穴から図４における全ねじ穴の差分は、必要全ねじ穴２０個−ノイズ対策用ねじ穴１１個＝９個だけである。さらに、入出力フィルタを含む主回路領域３５０上のねじ穴は基板５００の外縁部にのみ配置されている。前述したとおり、ねじ穴周辺の領域は筐体グランドとの絶縁距離を確保する必要があるため、主回路パターンは配置できない。すなわち、図６（２）において大き目の点線丸印で示す主回路パターン禁止領域では、主回路領域３５０上のねじ穴が基板５００の外縁部にのみ配置されていることで、基板内側の領域で効率的に主回路パターンを配置することが出来る。

一方、図７に示す、図６の比較例における、主回路領域３５０の外側三辺が基板５００の外側三辺に接するように配置し、この主回路領域３５０の一辺に接するように制御回路領域４００の一辺を配置した場合の全ねじ穴は、図５に示した比較例のノイズ対策用のねじ穴に加えて、基板支持及び固定用のねじ穴が追加されたものである。

図６と同様に、基板支持及び固定用のねじ穴として横方向に５個、縦方向に４個必要であるとすると、図６の必要な全ねじ穴は図６（３）に示すように２０個であり、図５のノイズ対策用ねじ穴は１０個なので、差分は１０個であるが、図５の比較例と図７の比較例とを比較すると、後者は図７（３）に示すようにねじ穴個数は２１個であるので、追加のねじ穴は２１−２０＝１１個である。

すなわち、図５の比較例に示したノイズ対策用のねじ穴１０個は基板５００に偏って配置されているため、基板支持及び固定用のねじとして無駄なねじ穴が存在し、図６と図５の差分１０個より多い１１個のねじ穴が図６と図７の差分となっている。

さらに、図７の比較例における入出力フィルタを含む主回路領域３５０上のねじ穴は、主回路領域３５０の外縁部だけでなく、中心部にも配置されている。ねじ穴周辺の領域は筐体グランドとの絶縁距離を確保する必要があるため、主回路パターンは配置できず、このため、図７（２）に示す禁止領域になっており、主回路領域３５０の中心部にもねじ穴が配置されているということは、主回路パターンのレイアウト自由度が低下し、場合によっては基板５００の大型化が必要になってしまう。

図４と図５の比較、及び図６と図７の比較により、同一基板５００上に制御回路領域４００と主回路領域３５０を備え、基板５００の外側四辺に接するように主回路領域３５０の四辺を配置し、この主回路領域３５０の内側三辺に接するように制御回路領域４００の外側三辺を配置することで、ノイズ対策用のねじ穴が基板５００に満遍なく（隈なく一様に）配置することができるため、基板全体のねじ数を削減できるだけでなく、主回路パターンも効率的に配置することができるため、基板５００の小型化が可能である。

＜主回路の実施例＞
ここで、本実施の形態では、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１及び双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２として、図１に示すように、入力電源１から平滑コンデンサ５に、平滑コンデンサ５から負荷１１に電力変換する交流−直流電力変換装置の例を示したが、図８に示すように、主回路３５として、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０４とＤＣ／ＤＣコンバータ１０５にて構成される片方向電力変換装置としても同様の効果が得られる。

また、図８に示す構成では、ＡＣ／ＤＣコンバータはトーテムポール型となっているが、例えばセミブリッジ型や一般的な一石型や多石型の昇圧チョッパ、インターリーブ等の構成でも同様の効果が得られる。片方向電力変換器の構成とすることで、図１の双方向電力変換器の構成と比較し、半導体スイッチング素子を部分的にＤｉに置き換えることが可能であるため、より低価格化が可能である。

また、本実施の形態では、図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２として、トランス７を用いて一次側と二次側を絶縁した絶縁型フルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータの例を示したが、ハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータとしても前述と同様の効果がある。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２として、図９に示す通り、主回路３５として、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０４と共振型のＤＣ／ＤＣコンバータ１０６で構成される電力変換装置としても前述と同様の効果がある。

また、本実施の形態では、図１に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１０２から構成され、入力電源１の交流電力から負荷１１の直流電力に変換する交流−直流電力変換装置の例を示したが、図１０に示す通り、主回路３５として、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０７及び共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０８にて構成され、入力電源１５の直流電力から負荷１１の直流電力に変換する双方向直流−直流電力変換装置としても、前述と同様の効果がある。

また、本実施の形態では、図１に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１０２で構成され、入力電源１の交流電力から負荷１１の直流電力に変換する交流−直流電力変換装置の例を示したが、図１１に示す通り、主回路３５として、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０７及び双方向ＤＣ／ＡＣコンバータ１０９にて構成され、入力電源１５の直流電力から負荷１６の交流電力に変換する双方向直流−交流電力変換装置としても、前述と同様の効果がある。

また図８〜図１１の回路構成には、電流センサ、電圧センサ、及び入出力フィルタを含めていないが、これらの必要性は制御方法や筐体形状に依存するため、必要に応じて追加してもよい。これは図１においても同様である。

また、本実施の形態では、図１に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１０２それぞれ一つずつから構成され、それらの接続点に電力を平滑する平滑コンデンサ５を備え、入力電源１を負荷１１の電力に変換する電力変換装置の例を示したが、入力電源と電力を平滑する平滑コンデンサ５との間に接続される電力変換器と、平滑コンデンサ５と負荷との間に接続される電力変換器は、一方又は両方が複数の電力変換器を並列接続して構成し、共通の平滑コンデンサ５に接続される電力変換装置としても、前述と同様の効果がある。

また、本実施の形態では主回路領域がコの字型になっており、基板５００の外側四辺に接するように主回路領域３５０の四辺を配置し、主回路領域３５０の内側三辺に接するように制御回路領域４００の外側三辺を配置した構成で記載したが、主回路領域３５０は、図２，４，６に示すコの字型に限らず、例えばＬの字型であっても前述と同様の効果がある。その場合、基板５００の外側四辺に接するように主回路領域３５０の四辺を配置し、主回路領域３５０の内側二辺に接するように制御回路領域４００の外側二辺を配置した構成となる。

また、本実施の形態では基板５００の外形が四角形である形状において主回路領域３５０がコの字型になっており、基板５００の外側四辺に接するように主回路領域３５０の四辺を配置し、主回路領域３５０の内側三辺に接するように制御回路領域４００の外側三辺を配置した構成で記載したが、基板の形状に凸部や凹部があり四角形ではない場合、制御回路領域４００の２辺以上が主回路領域が接する構成においても前述と同様の効果がある。

なお、本発明は、上記の実施の形態1に示した構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、構成を適宜組み合わせたり、その構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。

なお、上記のワイドバンドギャップ半導体の例としては、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドが挙げられる。

１ 交流電源、２ ＰＦＣリアクトル、３ａ〜３ｄ、６ａ〜６ｄ、８ａ〜８ｄ、１６ａ、１６ｂ 半導体スイッチング素子、４ａ、４ｂ、１２ａ〜１２ｄ、１４ａ、１４ｂ 整流ダイオード、５ 平滑コンデンサ、７ トランス、９ 平滑用リアクトル、１０ 出力コンデンサ、１１ 負荷、１２ 共振コンデンサ、１３ 共振リアクトル、１５ 直流電源、１６ 交流負荷、１００ 入力フィルタ、１０１ 双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０２ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０３ 出力フィルタ、１０４ ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０５ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０６ 共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０７ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０８ 共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０９ 双方向ＤＣ／ＡＣコンバータ、２０ａ〜２０ｃ 電流センサ、２１ａ〜２１ｃ 電流センサ信号、３０ａ〜３０ｃ 電圧センサ、４０ 制御回路、４１ 制御信号。

Claims (10)

1. ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子を用いて電力変換を行う主回路と、前記主回路を制御する制御回路とで構成された電力変換装置において、
   前記主回路のための主回路領域と前記制御回路のための制御回路領域とが同一の基板上に配置されており、
   前記主回路領域の外側三辺以上が、前記基板の外側三辺以上と接するように配置され、前記制御回路領域の外側二辺以上が前記主回路領域の内側二辺以上に接するように配置されている
   電力変換装置。
2. 前記スイッチング素子は、前記主回路領域の各辺に平行で端部同士がコの字型又はＬの字型に接続されている
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路領域は、前記基板のグランドと前記制御回路のグランドとを高周波結合用コンデンサを介してねじ結合するための第１のねじ穴と、電源ラインと前記制御回路のグランドとをねじ結合するための第２のねじ穴とを有する
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路領域は、前記第１のねじ穴と前記第２のねじ穴とを共用している
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記主回路領域は、外縁部の主回路パターン禁止領域において、基板支持及び固定用の第３のねじ穴を有し、前記第３のねじ穴と前記第１のねじ穴とを共用している
   請求項３又は４に記載の電力変換装置。
6. 前記第３のねじ穴と前記第２のねじ穴とを共用している
   請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記主回路は、交流−直流コンバータと直流−直流コンバータとの直列回路、又は直流−直流コンバータと直流−直流コンバータとの直列回路で構成される
   請求項１に記載の電力変換装置。
8. 前記直流−直流コンバータは、絶縁型の直流−直流コンバータである
   請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記交流−直流コンバータは、トーテムポール型の交流−直流コンバータである
   請求項７に記載の電力変換装置。
10. 前記交流−直流コンバータ及び前記直流−直流コンバータは、双方向型のコンバータである
    請求項７に記載の電力変換装置。

Images