JP2018011167A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】発振周波数に対する製造誤差の影響を受け難い電圧制御発振器を提供する。【解決手段】本発明に係る電圧制御発振器は、１次インダクタ（Ｌ１）と、１次インダクタと磁気的に結合された２次インダクタ（Ｌ２）と、１次インダクタと並列に接続されたキャパシタ（Ｃ）と、１次インダクタおよびキャパシタと交流的に並列に接続された負性抵抗回路（１１）と、１次インダクタの電圧の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が変更可能な可変移相器（１２）と、可変移相器から出力された電圧を電流に変換し、２次インダクタに供給する電圧電流変換器（１３）とを備えることを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、電圧によって発振周波数を変更可能な電圧制御発振器に関する。

一般に、広範囲な通信規格の対応やレーダの高レンジ分解能化のためには、広帯域な電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が必要となる。特に、キャリア周波数が高い通信では、相互インダクタンスを可変させる構成の電圧制御発振器が用いられることがある（非特許文献１参照）。

図８は、従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器の構成を示す図である。
同図に示されるように、従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器９０は、１次インダクタＬ₁、２次インダクタＬ₂、キャパシタＣ、負性抵抗回路（−Ｒ）９１、固定移相器９２、および可変電圧電流変換器９３から構成されている。

電圧制御発振器９０において、１次インダクタＬ₁から出力された電圧は、位相のシフト量が固定の固定移相器９２に入力される。固定移相器９２は、入力された電圧の位相を＋９０°または−９０°シフトして出力する。可変電圧電流変換器９３は、固定移相器９２から出力された電圧を電流に変換して２次インダクタＬ₂に供給する。ここで、可変電圧電流変換器９３における入力電圧に対する電流の変換率は、外部から入力された制御信号Ｖ_CIに基づいて変更可能にされている。

上記構成を有する電圧制御発振器９０から出力される信号の発振周波数は、下記式（１）で表すことができる。

ここで、αは、一次インダクタＬ₁の電流ｉ₁に対する２次インダクタの電流ｉ２の比率（以下、「電流比率」と称する。）であり、式（２）で表される。また、Ｍは、相互インダクタンスであり、結合係数をｋとしたとき式（３）で表される。

上記式（１）に示されるように、従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器９０では、制御信号Ｖ_CIを変化させることにより、相互インダクタンスＭの係数となる電流比率αを変化させて発振周波数ｆを可変としている。

Giuseppe Gusmai, et al., "A Magnetically Tuned Quadrature Oscillator", p.2870-p.2877, JSSC,VOL.42, NO.12,December 2007.

しかしながら、従来の相互インダクタンスを用いた電圧制御発振器９０では、半導体製造プロセスの製造誤差により、発振周波数の可変範囲が狭くなることが、発明者らの検討によって明らかとなった。以下、詳細に説明する。

図９は、従来の電圧制御発振器９０による発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。同図において、横軸は、上記式（２）に示した電流比率αを表し、縦軸は発振周波数ｆを表している。同図に示される特性９００は、上述した式（１）において、Ｌ₁＝１５ｐＨ，Ｍ＝７．５ｐＨ，Ｃ＝５０ｆＦとし、電流比率αを１〜０の範囲で変化させたときの発振周波数ｆの計算結果である。

図９に示されるように、従来の電圧制御発振器９０では、１次インダクタＬ１と２次インダクタＬ２の電流の位相差が目標値（理論値）の１８０°である場合には、周波数ｆの可変範囲は１８３ＧＨｚ〜２６０ＧＨｚとなる。

図１０は、従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器において、半導体製造プロセスの製造誤差により１次インダクタと２次インダクタに流れる電流の位相がばらついた場合の発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。

同図に示される特性９０１は、１次インダクタと２次インダクタに流れる電流の位相差が目標値（理想値）の１８０°から２０％（３６°）ずれたと仮定した場合に、上述した式（１）において、Ｌ₁＝１５ｐＨ，Ｍ＝７．５ｐＨ，Ｃ＝５０ｆＦとし、電流比率αを変化させたときの発振周波数ｆの計算結果である。この場合、電流比率αが“−０．８１（＝−１×ｃｏｓ（３６°））から０の範囲で変化するため、図１０に示されるように、発振周波数ｆの可変範囲は１８３ＧＨｚ〜２３８ＧＨｚとなる。

図９，１０のシミュレーション結果から理解されるように、従来の電圧制御発振器９０において、半導体製造プロセスの製造誤差によって１次インダクタと２次インダクタの電流の位相差がずれると、発振周波数の可変範囲が狭くなる。

このように、従来の電圧制御発振器９０では、固定移相器９１によって１次インダクタＬ₁の電流ｉ₁と２次インダクタＬ₂の電流ｉ₂とが同相あるいは逆相になるようにする必要があるが、半導体製造プロセスの製造誤差により、固定移相器９１による位相シフト量が目標値の±９０°からずれると、１次インダクタＬ１と２次インダクタＬ２の電流の位相差が目標値の１８０°からずれるため、発振周波数の可変範囲が狭くなる。
特に、テラヘルツ帯のような高周波数帯では、その影響が顕著となり、発振周波数の可変範囲が更に狭くなるおそれがある。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、発振周波数に対する製造誤差の影響を受け難い電圧制御発振器を提供することにある。

本発明に係る電圧制御発振器（１０，１０Ａ）は、１次インダクタ（Ｌ₁）と、１次インダクタと磁気的に結合された２次インダクタ（Ｌ₂）と、１次インダクタと並列に接続されたキャパシタ（Ｃ）と、１次インダクタおよびキャパシタと交流的に並列に接続された負性抵抗回路（１１）と、１次インダクタの端子間の電圧の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が変更可能な可変移相器（１２）と、可変移相器から出力された電圧を電流に変換して２次インダクタに供給する電圧電流変換器（１３）とを備えることを特徴とする。

上記電圧制御発振器（１０Ａ）において、電圧電流変換器（１３Ａ）は、可変移相器から出力された電圧に対する電流の変換率が可変であってもよい。

上記電圧制御発振器において、可変移相器（１２Ａ）は、１次インダクタの電圧と同相の第１電圧（Ｖ_I）と、１次インダクタの電圧と直交する位相の第２電圧（Ｖ_Q）とを生成する９０°ハイブリッド回路（１２０）と、第１電圧の振幅を変化させて出力し、その振幅の変化量が可変な第１可変振幅調整器（１２１）と、第２電圧の振幅を変化させて出力し、その振幅の変化量が可変な第２可変振幅調整器（１２２）と、第１可変振幅調整器から出力された電圧と第２可変振幅調整器から出力された電圧とを重ね合わせて出力する合波器（１２３）とを有してもよい。

上記電圧制御発振器において、可変移相器（１２Ｂ）は、１次インダクタの電圧を入力する入力端子（Ｐａ）と、２次インダクタに電流を供給するアイソレーション端子（Ｐｄ）と、通過端子（Ｐｂ）と、結合端子（Ｐｃ）とを有する９０°ハイブリッド回路（１２０）と、交流的に電位が固定された固定電位ノード（ＧＮＤ）と通過端子との間に接続され、リアクタンスが可変に構成された第１可変リアクタンス素子（１２４）と、固定電位ノードと結合端子との間に接続され、リアクタンスが可変に構成された第２可変リアクタンス素子（１２５）とを有してもよい。

上記電圧制御発振器において、可変移相器（１２Ｃ）は、１次インダクタの電圧の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が互いに相違する複数の固定移相器（１２７＿１〜１２７＿ｎ）と、複数の固定移相器から出力された電圧の中から何れか一つの電圧を選択して出力する選択部（１２８）とを有していてもよい。

なお、上記説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の構成要素を、括弧を付した参照符号によって表している。

本発明によれば、発振周波数に対する製造誤差の影響を受け難い電圧制御発振器を提供することにある。

本発明の一実施の形態に係る電圧制御発振器の構成を示す図である。 負性抵抗回路の回路構成を示す図である。 ベクトル合成型の可変移相器の回路構成を示す図である。 反射型の可変移相器の回路構成を示す図である。 スイッチ切替型の可変移相器の回路構成を示す図である。 本実施の形態に係る電圧制御発振器による発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の一実施の形態に係る電圧制御発振器の別の構成を示す図である。 従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器の構成を示す図である。 従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器による発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。 従来の相互インダクタンス可変型の電圧制御発振器において、半導体製造プロセスの製造誤差により１次インダクタと２次インダクタに流れる電流の位相がばらついた場合の発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

≪本発明の一実施の形態に係る電圧制御発振器の構成≫
図１は、本発明の一実施の形態に係る電圧制御発振器の構成を示す図である。
同図に示される電圧制御発振器１０は、１次インダクタＬ₁、２次インダクタＬ₂、キャパシタＣ、負性抵抗回路１１、可変移相器１２、および電圧電流変換器１３を備えている。なお、同図に示される電圧制御発振器１０において、１次インダクタＬ₁と、２次インダクタＬ₂、キャパシタＣ、および負性抵抗回路１１の接続関係については、小信号等価回路が示されている。

電圧制御発振器１０は、例えば、公知のＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ ＭＯＳ）製造プロセスによって、電圧制御発振器１０の全ての機能部を一つの半導体基板に形成された１チップの半導体集積回路として実現されてもよいし、一部の回路素子をディスクリート部品とし、その他の回路を１チップまたはマルチチップの半導体集積回路によって構成し、それらを一つの回路基板に実装した電子回路モジュールとして実現してもよい。

電圧制御発振器１０において、１次インダクタＬ₁と、キャパシタＣと、負性抵抗回路１１とは、交流的に並列に接続されている。具体的には、一次インダクタＬ₁の一端と、キャパシタＣの一端と、負性抵抗回路１１の一端とが、交流的に電位が固定された固定電位ノード（例えば電源電圧ライン）ｎｃに共通に接続され、一次インダクタＬ₁の他端と、キャパシタＣの他端と、負性抵抗回路１１の他端とが、ノードｎ１に共通に接続されている。

負性抵抗回路１１は、入力された電圧に対して見かけ上の抵抗がマイナスとなる回路である。本実施の形態では、負性抵抗回路１１のインピーダンス（抵抗）を“−Ｒ”と表すこととする。なお、負性抵抗回路１１の具体的な回路構成については後述する。

２次インダクタＬ₂は、１次インダクタＬ₁と磁気的に結合される。２次インダクタＬ₂の一端は、一次インダクタＬ₁の一端とともに固定電位ノードｎｃに接続され、２次インダクタＬ₂の他端は、後述する電圧電流変換器１３の出力端子に接続されている。

可変移相器１２は、１次インダクタＬ₁の電圧の位相をシフトさせて出力する機能部であり、その位相のシフト量が可変に構成されている。具体的に、可変移相器１２は、ノードｎ１の電圧（信号）Ｖ₁を入力し、電圧Ｖ₁の位相を制御信号Ｖ_CPに応じたシフト量だけ変位させて、電圧Ｖ₂として出力する。可変移相器１２の具体的な回路構成については後述する。

電圧電流変換器１３は、可変移相器１２から出力された電圧Ｖ₂を電流に変換し、２次インダクタＬ₂の他端に供給する機能部である。電圧電流変換器１３としては、入力した電圧Ｖ₂の応じた電流ｉ₂を生成するｇｍアンプを例示することができる。

次に、電圧制御発振器１０を構成する各機能部の具体的な回路構成について説明する。

（１）負性抵抗回路
図２は、電圧制御発振器１０における負性抵抗回路１１の回路構成を示す図である。ここでは、図１に示した容量Ｃと１次インダクタＬ₁から成る共振回路が、キャパシタＣ_AとインダクタＬ_1Aとが並列に接続された共振回路とキャパシタＣ_BとインダクタＬ_1Bとが並列に接続された共振回路とから構成されているものとして説明する。なお、キャパシタＣ_A＝Ｃ_B＝Ｃであり、インダクタＬ₁＝Ｌ_1A＝Ｌ_1Bである。

図２に示されるように、負性抵抗回路１１は、２つのトランジスタＭ₁，Ｍ₂から構成されている。
Ｎチャネル型のトランジスタＭ₁のドレイン電極は、キャパシタＣ_Aの一端とインダクタＬ_1Aの一端とが接続されるノードｎ１に接続され、トランジスタＭ₁のソース電極は固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）に接続されている。Ｎチャネル型のトランジスタＭ₂のドレイン電極は、キャパシタＣ_Bの一端とインダクタＬ_1Bの一端とが接続されるノードｎ１ｘに接続され、トランジスタＭ₂のソース電極が固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）に接続されている。また、トランジスタＭ₁のゲート電極はノードｎｂに接続され、トランジスタＭ₂のゲート電極はノードｎａに接続されている。

図２に示される負性抵抗回路１１によれば、回路全体で発生するエネルギー損失を補填することができるので、キャパシタＣ_BおよびインダクタＬ_1Bが接続されるノードｎ１ｘから発生した所定の発振周波数ｆの交流信号（電圧）Ｖ₁の発振を減衰させることなく、維持することができる。

（２）可変移相器１２
電圧制御発振器１０における可変移相器１２としては、ベクトル合成型の可変移相器１２Ａ、反射型の移相器１２Ｂ、およびスイッチ切替型の移相器１２Ｃを例示することができる。以下、夫々の移相器について具体的に説明する。
図３は、ベクトル合成型の可変移相器の回路構成を示す図である。
図３に示されるように、ベクトル合成型の可変移相器１２Ａは、９０°ハイブリッド回路１２０と、２つの可変振幅調整器１２１、１２２と、合波器１２３とから構成されている。

９０°ハイブリッド回路１２０は、１次インダクタＬ₁の電圧Ｖ₁と同相の電圧Ｖ_Iと、１次インダクタＬ₁の電圧Ｖ₁と直交する位相の電圧Ｖ_Qとを生成する回路である。具体的に、９０°ハイブリッド回路１２０は、入力端子Ｐａに電圧Ｖ₁が入力され、アイソレーション端子Ｐｄと固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）との間に抵抗Ｒ０が接続され、通過端子Ｐｂから電圧Ｖ_Iを出力し、結合端子Ｐｃから電圧Ｖ_Qを出力する。

可変振幅調整器１２１，１２２は、入力された信号（電圧）の振幅を制御信号Ｖ_CPに応じて調整して出力する回路である。具体的に、可変振幅調整器１２１は、９０°ハイブリッド回路１２０の通過端子Ｐｂから出力された電圧Ｖ_Iを入力し、制御信号Ｖ_CPの電圧に応じた量だけ電圧Ｖ_Iの振幅を変化（例えば減衰）させて出力する。同様に、可変振幅調整器１２２は、９０°ハイブリッド回路１２０の結合端子Ｐｃから出力された電圧Ｖ_Qを入力し、制御信号Ｖ_CPの電圧に応じた量だけ電圧Ｖ_Qの振幅を変化（例えば減衰）させて出力する。

ここで、可変振幅調整器１２１の振幅減衰率と可変振幅調整器１２２の振幅減衰率とは、制御信号Ｖ_CPに対して互いに異なる適切な値で変化する。

合波器１２３は、可変振幅調整器１２１から出力された電圧と可変振幅調整器１２２から出力された電圧とを重ね合わせた電圧Ｖ₂を生成し、出力する回路である。

図３に示されるベクトル合成型の可変移相器１２Ａによれば、電圧Ｖ₁に対して位相をシフトさせた電圧Ｖ₂を生成することができるとともに、その位相のシフト量を制御信号Ｖ_CPによって制御することができる。

図４は、反射型の可変移相器の回路構成を示す図である。
図４に示されるように、反射型の可変移相器１２Ｂは、９０°ハイブリッド回路１２０と、２つの可変リアクタンス素子１２４，１２５とから構成されている。

９０°ハイブリッド回路１２０は、入力端子Ｐａに電圧Ｖ₁が入力され、通過端子Ｐｂと固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）との間に可変リアクタンス素子１２４が接続され、結合端子Ｐｃと固定電位ノード（例えばグラウンドノードＧＮＤ）との間に可変リアクタンス素子１２５が接続され、アイソレーション端子Ｐｄから電圧Ｖ₂を出力する。

可変リアクタンス素子１２４，１２５は、制御信号Ｖ_CPの大きさに応じて、そのリアクタンス値が変化する。

ここで、可変リアクタンス素子１２４，１２５とは、例えば、同一の構成を有し、制御信号Ｖ_CPに対するリアクタンスの変化率も同じであるとする。

図４に示される反射型の可変移相器１２Ｂによれば、上述したベクトル合成型の可変移相器１２Ａと同様に、電圧Ｖ₁に対して位相をシフトさせた電圧Ｖ₂を生成することができるとともに、その位相のシフト量を制御信号Ｖ_CPによって制御することができる。

ここで、電圧制御発振器１０から出力される電圧Ｖ₁に対する、２次インダクタＬ₂の他端とトランジスタＭ３のドレイン電極とが接続されるノードの電圧を“Ｖ₃”と表記する。

図５は、スイッチ切替型の可変移相器の回路構成を示す図である。
図５に示されるように、スイッチ切替型の可変移相器１２Ｃは、１次インダクタＬ₁の電圧Ｖ₁の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が互いに相違する複数の固定移相器１２７＿１〜１２７＿ｎ（ｎは２以上の整数）と、複数の固定移相器１２７＿１〜１２７＿ｎから出力された電圧Ｖｐ＿１〜Ｖｐ＿ｎの中から何れか一つの電圧を選択して出力する選択部１２８とを有する。

固定移相器１２７＿１〜１２７＿ｎは、入力された信号の位相を所定量（固定値）だけシフトさせて出力する機能部であり、夫々の位相シフト量は、例えば１８０°、９０°、４５°、および２２．５°というように、互いに相違した値となっている。選択部１２８は、制御信号Ｖ_CPによって指定された一つの固定移相器１２７＿１〜１２７＿ｎの出力信号を選択して、電圧Ｖ₂として出力する。

図５に示されるスイッチ切替型の可変移相器１２Ｃによれば、上述した可変移相器１２Ａ，１２Ｂと同様に、電圧Ｖ₁に対して位相をシフトさせた電圧Ｖ₂を生成することができるとともに、その位相のシフト量を制御信号Ｖ_CPによって制御することができる。

≪電圧制御発振器１０の動作原理≫
次に、電圧制御発振器１０の動作原理について説明する。
電圧制御発振器１０において、１次インダクタＬ₁、キャパシタＣ、および負性抵抗回路１１が共通に接続されるノードｎｃに発振周波数ｆの電圧（交流信号）Ｖ₁が発生する。交流信号Ｖ₁は可変移相器１２に入力され、可変移相器１２により、制御信号Ｖ_CPに応じたシフト量だけ位相がずらされて、電圧Ｖ₂として出力される。

可変移相器１２から出力された電圧Ｖ₂は、電圧電流変換器１３に入力されて電流ｉ₂に変換され、２次インダクタＬ₂の他端に入力される。２次インダクタＬ₂に電流ｉ₂が流れることにより、１次インダクタＬ₁に対して相互誘導が発生する。

電圧Ｖ１の発振周波数ｆは、以下の数式によって表すことができる。

先ず、図１において、１次インダクタＬ₁と２次インダクタＬ₂のみを含めたインピーダンスＺ₁は、式（４）で表すことができる。

１次インダクタＬ₁、キャパシタＣ、および負性抵抗回路１１を含めたインピーダンスＺ_allは、上記式（４）に基づいて、下記式（５）で表すことができる。

ここで、式（５）を有理化し、虚部＝０となるωについて解くと、電圧Ｖ₁の発振周波数ｆ（＝ω／２π）は、下記式（６）で表すことができる。

式（６）において、Ｍは、１次インダクタＬ₁と２次インダクタＬ₂との間の相互インダクタンスを表し、上述した（式３）で表される。

また、θは、１次インダクタＬ₁に流れる電流ｉ₁に対する２次インダクタＬ₂に流れる電流ｉ₂の位相差を表している。ここで、可変移相器１２による電圧Ｖ₁に対する電圧Ｖ₂の位相差をθ₁としたとき、電圧電流変換部１３の入力信号と出力信号とに位相のずれがない（電圧Ｖ₂と電圧Ｖ₃との間に位相のずれがない）とすれば、θ＝θ₁＋９０°である。

式（６）から理解されるように、電圧制御発振器１０では、１次インダクタＬ₁に流れる電流ｉ₁に対する２次インダクタＬ₂に流れる電流ｉ₂の位相差θを変化させることにより、交流信号（電圧）Ｖ₁の発振周波数ｆを変化させることができる。

また、式（６）においてθ＝０°とすれば、上述した従来の電圧制御発振器９０に関する上記式（１）において“α＝１”としたときの式と、同様の式が得られる。

≪電圧制御発振器１０の効果≫
電圧制御発振器１０の効果について、発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を用いて説明する。
図６は、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０による発振周波数の可変範囲のシミュレーション結果を示す図である。同図において、横軸は、位相差θを表し、縦軸は発振周波数ｆを表している。同図に示される特性６００は、上述した式（６）において、Ｌ₁＝１５ｐＨ，Ｍ＝７．５ｐＨ，Ｃ＝５０ｆＦとし、電流比率αを“１”に固定し、位相差θを０〜３６０°の範囲で変化させたときの発振周波数ｆの計算結果である。図７に示されるように、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０では、発振周波数ｆの可変範囲は１５０ＧＨｚ〜２６０ＧＨｚとなる。

図６から理解されるように、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０によれば、位相差θを変更することにより、従来の固定移相器を用いた電圧制御発振器９０と同様に、発振周波数ｆを変更することが可能となる。

また、上述したように、従来の電圧制御発振器９０では、半導体製造プロセスによる製造誤差により固定移相器の位相シフト量を目標値（±９０°）に合せ込むことができず、テラヘルツ帯などの高周波数帯で発振周波数の可変範囲が狭くなるおそれがあるが、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０によれば、可変移相器１２によって位相のシフト量を調整することで発振周波数ｆを可変にする構成であることから、半導体製造プロセスによる製造誤差によって位相のシフト量が目標値からずれた場合であっても、そのシフト量を制御信号Ｖ_CPによって調整できる。これにより、テラヘルツ帯などの高周波数帯においても発振周波数の可変範囲が狭くなるおそれがない。

すなわち、本実施の形態に係る電圧制御発振器１０によれば、テラヘルツ帯のような高周波帯域においても発振周波数に対して製造誤差による影響を受け難い。

以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、上記実施の形態では、電圧電流変換器１３として、電圧Ｖ₂に対する電流ｉ₂の変換率が固定である回路を例示したが、その変換率が可変の回路を用いることもできる。例えば、図７に示す電圧制御発振器１０Ａの電流電圧変換器として、制御信号Ｖ_CIに基づいて相互コンダクタンスｇｍが可変なｇｍアンプを電圧電流変換器１３Ａとして用いてもよい。
ここで、電圧電流変換器１３Ａを用いた電圧制御発振器１０Ａの電発振周波数ｆは、下記式（７）で表すことができる。

式（７）において、電流比率αは式（８）で表すことができる。

式（７）から理解されるように、電圧制御発振器１０Ａによれば、位相のシフト量のみならず電流比率αによっても発振周波数ｆを調整することができるので、発振周波数ｆの可変範囲を更に広げることができる。

また、上記実施の形態において、電圧検出回路１がＣＭＯＳプロセスで実現される場合を例示したが、ＢｉＣＭＯＳ（Ｂｉｐｏｌａｒ Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）プロセス等の他の半導体プロセスによって実現してもよい。

また、上記実施の形態では、負性抵抗回路１１として、図２に示す回路を例示したが、負性抵抗としてき機能する回路であれば、上記回路に限定されるものではない。

１０，１０Ａ…電圧制御発振器、１１…負性抵抗回路、１２，１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ…可変移相器、１３，１３Ａ…電圧電流変換器、Ｌ₁，Ｌ_1A，Ｌ_1B…１次インダクタ、Ｌ₂…２次インダクタ、Ｃ，Ｃ_A，Ｃ_B…キャパシタ、Ｖ₁〜Ｖ₃…電圧，Ｖ_CP，Ｖ_CI…制御信号、ｉ₁…１次インダクタの電流、ｉ₂…２次インダクタの電流、ノード…ｎ１，ｎｃ、Ｍ１〜Ｍ３…トランジスタ、１２０…９０°ハイブリッド回路、１２１，１２２…可変振幅調整器、１２４，１２５…可変リアクタンス素子、Ｐａ…入力端子、Ｐｂ…アイソレーション端子、Ｐ３…通過端子、Ｐｄ…結合端子。

Claims (5)

1. １次インダクタと、
   前記１次インダクタと磁気的に結合された２次インダクタと、
   前記１次インダクタと並列に接続されたキャパシタと、
   前記１次インダクタおよび前記キャパシタと交流的に並列に接続された負性抵抗回路と、
   前記１次インダクタの端子間の電圧の位相をシフトして出力し、その位相のシフト量が変更可能な可変移相器と、
   前記可変移相器から出力された電圧を電流に変換して前記２次インダクタに供給する電圧電流変換器と、を備える
   電圧制御発振器。
2. 請求項１に記載の電圧制御発振器において、
   前記電圧電流変換器は、
   前記可変移相器から出力された電圧に対する電流の変換率が可変である
   ことを特徴とする電圧制御発振器。
3. 請求項１または２に記載の電圧制御発振器において、
   前記可変移相器は、
   前記１次インダクタの電圧と同相の第１電圧と、前記１次インダクタの電圧と直交する位相の第２電圧とを生成する９０°ハイブリッド回路と、
   前記第１電圧の振幅を変化させて出力し、その振幅の変化量が可変な第１可変振幅調整器と、
   前記第２電圧の振幅を変化させて出力し、その振幅の変化量が可変な第２可変振幅調整器と、
   前記第１可変振幅調整器から出力された電圧と前記第２可変振幅調整器から出力された電圧とを重ね合わせて出力する合波器と、を有する
   ことを特徴とする電圧制御発振器。
4. 請求項１または２に記載の電圧制御発振器において、
   前記可変移相器は、
   前記１次インダクタの電圧を入力する入力端子と、前記２次インダクタに電流を供給するアイソレーション端子と、通過端子と、結合端子とを有する９０°ハイブリッド回路と、
   交流的に電位が固定された固定電位ノードと前記通過端子との間に接続され、リアクタンスが可変に構成された第１可変リアクタンス素子と、
   前記固定電位ノードと前記結合端子との間に接続され、リアクタンスが可変に構成された第２可変リアクタンス素子と、を有する
   ことを特徴とする電圧制御発振器。
5. 請求項１または２に記載の電圧制御発振器において、
   前記可変移相器は、
   前記１次インダクタの電圧の位相をシフトさせて出力し、その位相のシフト量が互いに相違する複数の固定移相器と、
   前記複数の固定移相器から出力された電圧の中から何れか一つの電圧を選択して出力する選択部と、を有する
   ことを特徴とする電圧制御発振器。

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