WO2011132348A1 - 移相器 - Google Patents

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WO2011132348A1
WO2011132348A1 PCT/JP2011/000272 JP2011000272W WO2011132348A1 WO 2011132348 A1 WO2011132348 A1 WO 2011132348A1 JP 2011000272 W JP2011000272 W JP 2011000272W WO 2011132348 A1 WO2011132348 A1 WO 2011132348A1
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WO
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degree
phase
phase shifter
degrees
signal
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PCT/JP2011/000272
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English (en)
French (fr)
Inventor
岸本　修也
Original Assignee
日本電気株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/16—Networks for phase shifting
    • H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers

Definitions

  • the present invention relates to a phase shifter.
  • FIG. 15 is a diagram showing a wireless communication apparatus that automatically performs antenna alignment.
  • the wireless communication device 63 transmits a wireless signal while changing the direction of the radiation angle.
  • One wireless communication device 64 measures the S / N (signal-noise ratio) of the received wireless signal and transmits the measured value to the wireless communication device 63. Based on the notified measurement value, the wireless communication device 63 calculates a radiation angle that maximizes the S / N, and performs communication using the radiation angle.
  • S / N signal-noise ratio
  • An array antenna is an antenna in which a plurality of antenna elements are arranged in an array.
  • the radiation angle is controlled by controlling the phase of the radio signal transmitted from each antenna element.
  • a phase shifter is used for phase control of the radio signal.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a general configuration of the phase shifter.
  • the phase shifter includes a 180-degree distributor 65, a 0 to 90-degree phase shifter 66 (66-1 and 66-2), and a synthesizer 67.
  • the 0 to 90 degree phase shifter 66 includes a 90 degree distributor 69 (69-1 and 69-2), a variable gain amplifier 70 (70-1 to 70-4), a combiner 71, and a resistor 68 ( 68-1 and 68-2).
  • the 90 degree distributor 69 is composed of a four-terminal circuit.
  • the isolation port of the 90-degree distributor 69 is installed via a resistor 68.
  • the resistance value of the resistor 68 is preferably the same as the characteristic impedance of the transmission line, and generally 50 ⁇ is connected.
  • the signal input to the phase shifter shown in FIG. 16 is distributed into four radio signals having phases of 0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, and 270 degrees by the 180 degree distributor 65 and the two 90 degree distributors 69.
  • the variable gain amplifiers 70-1 to 70-4 change the amplitude of the input signal.
  • the combiner 71 combines the two signals input from the variable gain amplifier 70 and outputs the combined signal to the combiner 67.
  • the synthesizer 67 synthesizes the signals input from the synthesizer 71-1 and the synthesizer 71-2.
  • the rate of change in amplitude by the variable gain amplifiers 70-1 to 70-4 changes according to the desired phase angle. For example, when it is desired to set a phase close to 90 degrees with respect to the input signal, the variable gain amplifier 70 to which a signal having a phase of 90 degrees is input amplifies the signal, and the other variable gain amplifier 70 adjusts the amplitude of the input signal. Operates to decrease. By the operation as described above, the phase control amount of the phase shifter shown in FIG. 16 is set to an arbitrary angle within the range of 0 degrees to 360 degrees.
  • Patent Document 1 proposes a phase shifter used when the phase is controlled every 90 degrees.
  • the same number of quadrature modulators as the number of antennas are required. For this reason, depending on the phase shifter, it is difficult to perform IQ mismatch correction for each quadrature modulator. For this reason, it is easier to control the phase in the radio signal band than to control the phase in the baseband signal band with the phase shifter described in Patent Document 1.
  • the phase shifter shown in FIG. 16 when the phase is controlled in the radio signal band by the phase shifter shown in FIG. 16, there are the following problems.
  • the 90 degree distributor 69 is connected to the resistor 68 via the isolation port. Therefore, even when the 0-90 degree phase shifter 66 performs 0 degree or 90 degree phase shift control, that is, when the 90 degree distributor 69 only needs to supply an output signal from one output port, the influence of the resistance Receive. As a result, part of the input power is consumed unnecessarily, resulting in a loss.
  • the present invention has been made to solve such problems, and its main object is to provide a phase shifter with low loss when performing phase shift control of 90 degrees step.
  • phase shifter that imparts a phase in the range of 0 to 90 degrees to an input signal
  • a 90-degree distributor that distributes and outputs a signal obtained by adding a phase of 90 degrees to an input signal and a signal that does not add a phase
  • a first variable gain amplifier connected to the 0 degree side output port of the 90 degree distributor and outputting a signal whose amplitude is changed according to the phase shift control amount of the phase shifter
  • a second variable gain amplifier connected to the 90 degree output port of the 90 degree distributor and outputting a signal whose amplitude is changed according to the phase shift control amount
  • a combiner that combines the output signal of the first variable gain amplifier and the output signal of the second variable gain amplifier
  • the 90 degree distributor is one in which the impedance of the isolation port is variable.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a phase shifter according to the first exemplary embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship among phase shift control amounts, transistors, and amplitude ratios of variable gain amplifiers according to the first embodiment; 3 is a graph showing a relationship between a gain variable amplifier amplification factor ratio and a phase shift control amount according to the first exemplary embodiment;
  • the phase shifter concerning Embodiment 1 it is a conceptual diagram which shows that the phase shift control amount can be changed by synthesize
  • phase shifter In the phase shifter concerning Embodiment 1, it is a conceptual diagram which shows that the phase shift control amount can be changed by synthesize
  • 5 is a graph showing insertion loss of a 0 to 90 degree phase shifter when the phase shift control amount is 0 degree in the phase shifter according to the first exemplary embodiment
  • 6 is a graph showing insertion loss of a 0 to 90 degree phase shifter when the phase shift control amount is 90 degrees in the phase shifter according to the first exemplary embodiment
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a 0 to 90 degree phase shifter according to a second exemplary embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a 0 to 90 degree phase shifter according to a third exemplary embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a phase shifter according to a fourth exemplary embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a phase shifter according to a fifth exemplary embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a 0 to 90 degree phase shifter according to the first exemplary embodiment; It is a conceptual diagram which shows the structure of the radio
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication apparatus including the phase shifter according to the first embodiment.
  • the wireless communication apparatus includes a transmission baseband signal generation unit 1, a transmitter 2, transmission antennas 3-1 to 3-h (h is a natural number), a control unit 4, a local signal transmission circuit 5, a reception baseband.
  • a signal processing unit 6, a receiver 7, and receiving antennas 8-1 to 8-k (k is a natural number) are provided.
  • the transmission baseband signal unit 1 generates an I (In-phase) signal and a Q (Quadrature-phase) signal, which are baseband signals, from the input transmission data based on the control signal input from the control unit 4. And output to the transmitter 2.
  • the transmitter 2 up-converts the input I signal and Q signal, which are two baseband signals, to the transmission frequency based on the local signal from the local signal transmission circuit 5. At the time of up-conversion, the transmitter 2 controls the phase of the transmission signal based on the control signal from the control unit 4. Thereafter, the transmitter 2 transmits a transmission signal subjected to phase control via the plurality of transmission antennas 3-1 to 3-h.
  • the transmitter 2 includes a local signal amplifier 9, a quadrature modulator 10, phase shifters 11-1 to 11-h (h is a natural number), and transmission amplifiers 12-1 to 12-h.
  • the local signal is input from the local signal transmission circuit 5 to the local signal amplifier 9.
  • the local signal amplifier 9 amplifies the input local signal until the power becomes appropriate.
  • the local signal amplifier 9 outputs the amplified signal to the quadrature modulator 10.
  • the quadrature modulator 10 receives an I signal and a Q signal that are baseband signals.
  • the quadrature modulator 10 receives the local signal amplified from the local signal amplifier 9.
  • the quadrature modulator 10 performs frequency conversion based on the local signal so that the I signal and the Q signal become signals in the radio frequency band.
  • the quadrature modulator 10 distributes and inputs the frequency-converted signal according to the number (h) of transmission antennas. Signals input to the transmission antennas 3-1 to 3-h are transmitted to the transmission target.
  • the receiver 7 makes the received signal received via the receiving antennas 8-1 to 8-k (k is a natural number) equal to the frequency of the baseband signal based on the local signal input from the local signal transmission circuit 5. Down-convert. At the time of down-conversion, the receiver 7 controls the phase of the received signal based on the control signal from the control unit 4. Thereafter, the receiver 7 outputs the generated I and Q signals, which are baseband signals, to the reception baseband signal processing unit 6.
  • the reception baseband signal processing unit 6 generates reception data from the I signal and Q signal, which are baseband signals, based on the control signal input from the control unit 4 and outputs the reception data.
  • the reception baseband signal processing unit 6 also outputs the calculated reception data to the control unit 4.
  • the control unit 4 calculates the optimum phase shift amount of the transmitter 2 and the receiver 7 based on the input reception data.
  • the control unit 4 outputs the calculated optimum phase shift amount as a control signal for the transmitter 2 and the receiver 7.
  • the wireless communication apparatus has been described as including the transmission antennas 3-1 to 3-h and the reception antennas 8-1 to 8-k, but is not limited thereto.
  • the wireless communication apparatus may be configured to include an antenna having a common transmission antenna and reception antenna, and to switch between the transmitter 2 connected to the antenna and the receiver 7.
  • the wireless communication apparatus uses the I signal and the Q signal.
  • the present invention is not limited to this.
  • the wireless communication device may be configured to use a signal in an arbitrary intermediate frequency band.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the phase shifter according to the present embodiment.
  • the phase shifter includes a 0-90 degree phase shifter 13 (13-1 and 13-2), a 180 degree distributor 14, and a combiner 15.
  • the 0-90 degree phase shifter 13 includes a voltage variable power supply 16 (16-1, 16-2), a transistor 17 (17-1, 17-2), and a 90 degree distributor 18 (18-1, 18-2). -2), a variable gain amplifier 19, and a combiner 20.
  • the isolation port of the 90-degree distributor 18 is grounded through the transistor 17.
  • the 90-degree distributor 18 is configured by a four-terminal circuit such as a directional coupler and a branch line circuit, for example.
  • the 180 degree distributor 14 distributes the input signal into two signals having a phase difference of 180 degrees.
  • the 180 degree distributor 14 supplies the distributed signal to the 90 degree distributors 18-1 and 18-2.
  • the 90-degree distributor 18-1 distributes the input signal into two signals having a phase difference of 90 degrees.
  • the 90 degree distributor 18-1 supplies the distributed signal to the variable gain amplifiers 19-1 and 19-2, respectively.
  • the 90-degree distributor 18-2 distributes the input signal into two signals having a phase difference of 90 degrees.
  • the 90 degree distributor 18-2 supplies the distributed signal to the variable gain amplifiers 19-3 and 19-4, respectively.
  • variable gain amplifiers 19-1 to 19-4 change the amplitude of the input signal.
  • the rate of change in amplitude by the variable gain amplifiers 19-1 to 19-4 changes according to the desired phase angle.
  • the variable gain amplifiers 19-1 and 19-2 input a signal whose amplitude is changed to the synthesizer 20-1.
  • the variable gain amplifiers 19-3 and 19-4 supply a signal whose amplitude is changed to the synthesizer 20-2.
  • the synthesizer 20-1 synthesizes the two input signals.
  • the synthesizer 20-1 outputs the synthesized signal to the synthesizer 15.
  • the synthesizer 20-2 synthesizes two input signals.
  • the synthesizer 20-2 outputs the synthesized signal to the synthesizer 15.
  • the synthesizer 15 synthesizes the two input signals.
  • the synthesizer 15 outputs the synthesized signal as a signal having a desired phase.
  • the phase shift control amount is 0 degree
  • the output voltage of the voltage variable power supply 16 is set by a control signal from a control unit (not shown) so that the source-drain impedance of the transistor 17 is maximized.
  • the gain of the variable gain amplifier 19-2 is set to the highest level.
  • the output voltage of the voltage variable power supply 16 is set by a control signal from a control unit (not shown) so that the source-drain impedance of the transistor 17 is minimized.
  • the gain of the variable gain amplifier 19-1 is set to the highest level.
  • the output voltage of the voltage variable power supply 16 is set by a control signal from a control unit (not shown) so that the source-drain impedance of the transistor 17 approaches the characteristic impedance of the transmission line or the system impedance.
  • the amplification factors of the variable gain amplifier 19-1 and the variable gain amplifier 19-2 are set to appropriate amplification factors according to the phase shift control amount.
  • FIG. 4 is a table describing the relationship between the phase shift control amount, the impedances of the transistors 17-1 and 17-2, and the variable gain amplifiers 19-1 to 19-4.
  • the phase shifter shown in FIG. 3 when the impedance between the source and drain of the transistor 17 is set to the maximum, “maximum” is described, and when the impedance is minimum, “minimum” is described.
  • the case where the gain of the variable gain amplifier 19 is set to the lowest level is indicated by “OFF”, and the other cases are indicated by “ON”.
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the gain ratio of the variable gain amplifier 19-1 and the variable gain amplifier 19-2 and the phase shift control amount of the 0 to 90 degree phase shifter 13.
  • the phase shift control amount of the 0 to 90 degree phase shifter 13 can be changed by changing the amplification factor ratio.
  • FIGS. 6 and 7 show that the phase shift control amount is controlled by changing the ratio of the gains of the variable gain amplifier 19-1 and the variable gain amplifier 19-2 (the variable gain amplifier 19-1 is a numerator).
  • a conceptual diagram is shown. 6 and 7 show that the phase shift control amount can be changed by synthesizing signals having different amplification factors.
  • the 0-90 degree phase shifter 13 sets the source-drain impedance of the transistor 17 to the minimum or maximum when the phase shift control amount is 90 degrees (0 degree, 90 degrees).
  • the phase shift control amount is 90 degrees (0 degree, 90 degrees).
  • an output signal is provided only from one output port of the 90 degree distributor 70. Therefore, transmission loss can be reduced by appropriately setting the source-drain impedance of the transistor 17.
  • FIG. 8 is a graph showing the calculation result of the insertion loss of the 0 to 90 degree phase shifter 13 when the phase shift control amount of the 0 to 90 degree phase shifter 13 is 0 degree.
  • a solid line 21 is an insertion loss of the phase shifter according to the present embodiment.
  • the dotted line 22 is the insertion loss of the phase shifter shown in FIG.
  • the phase shifter according to the present embodiment has higher power than the phase shifter shown in FIG. That is, according to the phase shifter according to the present embodiment, the insertion loss can be reduced.
  • FIG. 9 is a graph showing the calculation result of the insertion loss of the 0 to 90 degree phase shifter 13 when the phase shift control amount of the 0 to 90 degree phase shifter 13 is 90 degrees.
  • a solid line 23 is an insertion loss of the phase shifter according to the present embodiment.
  • the dotted line 24 is the insertion loss of the phase shifter shown in FIG.
  • the phase shifter according to the present embodiment has higher power than the phase shifter shown in FIG. That is, according to the phase shifter according to the present embodiment, the insertion loss can be reduced.
  • variable gain amplifier 19 is used in the present embodiment, the present invention is not limited to this, and any circuit that can adjust the amplitude of the input signal may be used.
  • the phase shifter according to the present embodiment is characterized in that the isolation port of the 90 degree distributor in the 0 to 90 degree phase shifter is connected to any one of open, ground, and resistor.
  • the phase shifter according to the present embodiment only the configuration of the 0 to 90 degree phase shifter is changed from the phase shifter according to the first embodiment (FIG. 3). Therefore, the 0 to 90 degree phase shifter according to the present embodiment will be described below.
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the 0 to 90 degree phase shifter according to the present embodiment.
  • the 0-90 degree phase shifter includes a 90 degree distributor 25, a variable gain amplifier 26, a combiner 27, a switch 28, an open port 29, a resistor port 30, and a ground port 31. .
  • One end of the switch 28 is connected to the isolation port of the 90-degree distributor 25.
  • the other end of the switch 28 is connected to any one of the open port 29, the resistor port 30, and the ground port 31 according to the phase shift control amount. It is desirable that the resistor connected to the resistor port 30 is set to the same value as the characteristic impedance of the transmission line or the impedance of the system. Generally, 50 ⁇ is connected.
  • the signal input to the 0 to 90 phase shifter is distributed to two signals having a phase difference of 90 ° by the 90 degree distributor 25 and supplied to the two variable gain amplifiers 26.
  • the amplitude of the signal input to the variable gain amplifier 26 is changed.
  • the variable gain amplifier 26 supplies a signal whose amplitude has been changed to the combiner 27.
  • the synthesizer 27 synthesizes the two input signals.
  • the synthesizer 27 outputs the synthesized signal to the outside of the 0 to 90 degree phase shifter.
  • phase shift control amount of the 0-90 degree phase shifter is 0 degree, 90 degree, 0 degree-90 degree (excluding 0 degree, 90 degree), the relevant 0-90 degree.
  • the operation of the phase shifter will be described.
  • the isolation port of the 90 degree distributor 25 is connected to the open port 29 via the switch 28 in accordance with a control signal from a control unit (not shown).
  • the gain of the variable gain amplifier 26-2 is set to the lowest level.
  • the isolation port of the 90 degree distributor 25 is connected to the ground port 31 via the switch 28 in accordance with a control signal from a control unit (not shown).
  • the gain of the variable gain amplifier 26-1 is set to the lowest level.
  • the isolation port of the 90-degree distributor 25 is connected to the resistor port 30 via the switch 28 in accordance with a control signal from a control unit (not shown).
  • the amplification factors of the variable gain amplifier 26-1 and the variable gain amplifier 26-2 are appropriately set according to the phase shift control amount.
  • the resistance value connected to the isolation port of the 90-degree distributor 25 can be appropriately controlled according to the phase shift control amount. As a result, transmission loss can be reduced.
  • the phase shifter according to the present embodiment is characterized in that a switch is provided between the 90-degree distributor and the variable gain amplifier.
  • a switch is provided between the 90-degree distributor and the variable gain amplifier.
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of the 0 to 90 degree phase shifter according to the present embodiment.
  • the 0-90 degree phase shifter includes a 90 degree distributor 25, a variable gain amplifier 26, a combiner 27, a switch 28, an open port 29, a resistor port 30, a ground port 31, and a switch 32. And comprising.
  • the switch 32-1 is a switch for controlling connection between the 0 degree output port of the 90 degree distributor 25 and the variable gain amplifier 26-1. The switch 32-1 is open when the phase shift control amount is 90 degrees.
  • the switch 32-2 is a switch that controls connection between the 90-degree output port of the 90-degree distributor 25 and the variable gain amplifier 26-2. The switch 32-2 is open when the phase shift control amount is 0 degrees.
  • One end of the switch 28 is connected to the isolation port of the 90-degree distributor 25.
  • the other end of the switch 28 is connected to any one of the open port 29, the resistor port 30, and the ground port 31 according to the phase shift control amount. It is desirable that the resistor connected to the resistor port 30 is set to the same value as the characteristic impedance of the transmission line or the impedance of the system. Generally, 50 ⁇ is connected.
  • the signal input to the 0 to 90 phase shifter is distributed to two signals having a phase difference of 90 degrees by the 90 degree distributor 25 and supplied to the two variable gain amplifiers 26 via the switch 32.
  • the amplitude of the signal input to the variable gain amplifier 26 is changed.
  • the variable gain amplifier 26 supplies a signal whose amplitude has been changed to the combiner 27.
  • the synthesizer 27 synthesizes the two input signals.
  • the synthesizer 27 outputs the synthesized signal to the outside of the 0 to 90 degree phase shifter.
  • phase shift control amount of the 0-90 degree phase shifter is 0 degree, 90 degree, 0 degree-90 degree (excluding 0 degree, 90 degree), the relevant 0-90 degree.
  • the operation of the phase shifter will be described.
  • the isolation port of the 90 degree distributor 25 is connected to the open port 29 via the switch 28 in accordance with a control signal from a control unit (not shown).
  • the switch 32-1 is in a connected state. That is, the path of the 90-degree distributor 25 and the variable gain amplifier 26-1 is connected.
  • the switch 32-2 is in an open state. That is, the path between the 90-degree distributor 25 and the variable gain amplifier 26-2 is disconnected.
  • the isolation port of the 90 degree distributor 25 is connected to the ground port 31 via the switch 28 in accordance with a control signal from a control unit (not shown).
  • the switch 32-2 is in a connected state. That is, the path of the 90-degree distributor 25 and the variable gain amplifier 26-2 is connected.
  • the switch 32-1 is in an open state. That is, the path between the 90-degree distributor 25 and the variable gain amplifier 26-1 is disconnected.
  • the isolation port of the 90-degree distributor 25 is connected to the resistor port 30 via the switch 28 in accordance with a control signal from a control unit (not shown).
  • the switches 32-1 and 32-2 are in a connected state. That is, the path of the 90-degree distributor 25 and the variable gain amplifier 26-1 is connected. Further, the path of the 90-degree distributor 25 and the variable gain amplifier 26-2 is connected.
  • the amplification factors of the variable gain amplifier 26-1 and the variable gain amplifier 26-2 are appropriately set according to the phase shift control amount.
  • the resistance value connected to the isolation port of the 90-degree distributor 25 can be appropriately controlled according to the phase shift control amount. As a result, transmission loss can be reduced. Further, since the connection between the 90-degree distributor 25 and the variable gain amplifier 26 is controlled by the switch 32, the control when the desired phase shift control amount is 0 degree or 90 degrees is ensured. That is, when the phase shift control amount is 0 degree, the output port on the 90 degree side is completely blocked. When the phase shift control amount is 90 degrees, the 0 degree output port is completely blocked. Thereby, accurate phase shift control becomes possible.
  • the phase shifter according to the present embodiment is characterized in that a 0 to 90 degree phase shifter and a 0/180 degree phase shifter are connected in series.
  • FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of the phase shifter according to the present embodiment.
  • the phase shifter is a phase shifter that performs phase shift control from 0 degrees to 360 degrees.
  • the phase shifter includes a 0 to 90 degree phase shifter 33, a 0/180 degree phase shifter 34, and a 0 to 90 degree phase shifter 35.
  • the 0 to 90 degree phase shifter 33, the 0/180 degree phase shifter 34, and the 0 to 90 degree phase shifter 35 are connected in series.
  • the 0 to 90 degree phase shifter 33 includes a voltage variable power source 36, a transistor 37, a 90 degree distributor 38, a variable gain amplifier 39, and a combiner 40.
  • the 0 to 90 degree phase shifter 35 includes a voltage variable power supply 44, a transistor 45, a 90 degree distributor 46, a variable gain amplifier 47, and a combiner 48.
  • the 0 to 90 degree phase shifter 33 performs phase shift control of 0 degree to 90 degrees
  • the 0 to 90 degree phase shifter 35 performs only 0 degree or 90 degree phase shift control.
  • the 0 to 90 degree phase shifter 35 performs only 0 degree or 90 degree phase shift control. Since the 0 to 90 degree phase shifter 33 and the 0 to 90 degree phase shifter 35 have the same configuration as the 0 to 90 degree phase shifter shown in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the 0/180 degree phase shifter 34 includes a 180 degree distributor 41, a variable gain amplifier 42, and a combiner 43.
  • the 0/180 degree phase shifter 34 is a phase shifter that outputs a signal with a phase of 0 degree or 180 degree added to the input signal.
  • a signal is input from the 0 to 90 degree phase shifter 33 to the 180 degree distributor 41 in the 0/180 degree phase shifter 34.
  • the input signal is divided into two signals having a phase difference of 180 degrees by the 180-degree distributor 41 and supplied to the two variable gain amplifiers 42 (42-1 and 42-2).
  • the variable gain amplifier 42 changes the amplitude of the input signal and supplies the signal with the changed amplitude to the synthesizer 43.
  • the synthesizer 43 synthesizes the signals input from the two variable gain amplifiers 42 (42-1, 42-2).
  • the synthesizer 43 supplies the synthesized signal to the 0 to 90 degree phase shifter 35.
  • the gain of the variable gain amplifier 42-2 connected to the 180 degree port side of the 180 degree distributor 41 is set to the lowest level.
  • the gain of the variable gain amplifier 42-1 connected to the 0 degree port side of the 180 degree distributor 41 is set to the lowest level.
  • the resistance value connected to the isolation ports of the 90-degree distributors 38 and 46 can be appropriately controlled according to the phase shift control amount. As a result, transmission loss can be reduced.
  • connection order of the 0 to 90 degree phase shifter 33, the 0/180 degree phase shifter 34, and the 0 to 90 degree phase shifter 35 is arbitrary.
  • the 180-degree distributor 41 is constituted by, for example, a rat race circuit, a merchandise balun, or the like.
  • the phase shifter according to this embodiment is composed of a 0/180 degree phase shifter and a 0 to 90 degree phase shifter, and is characterized by performing 90 degree step phase shift control.
  • FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the phase shifter according to the present embodiment.
  • the phase shifter according to the present embodiment includes a 0/180 degree phase shifter 49 and a 0 to 90 degree phase shifter 50.
  • the 0/180 degree phase shifter 49 includes a voltage variable power supply 51, a transistor 52, a 90 degree distributor 53, a variable gain amplifier 54, a 90 degree distributor 55, a transistor 56, a voltage variable power supply 57, Is provided.
  • the transistor 52 is connected to the isolation port of the 90-degree distributor 53.
  • the transistor 56 is connected to the isolation port of the 90-degree distributor 55.
  • the signal input to the 0/180 degree phase shifter 49 is divided into two signals having a phase difference of 90 degrees by the 90 degree distributor 53, and two gain variable amplifiers 54 (54-1, 54-2). ).
  • the variable gain amplifier 54 (54-1, 54-2) adjusts the amplitude of the input signal.
  • the variable gain amplifier 54 inputs a signal whose amplitude is adjusted to the 90-degree distributor 55.
  • the 90-degree distributor 55 combines the two signals input from the variable gain amplifier 54 into a combined signal with a phase difference of 90 degrees. That is, the 90-degree distributor 55 outputs the signal input from the variable gain amplifier 54-1 as it is, or outputs a signal obtained by adding a phase of 90 degrees to the signal from the variable gain amplifier 54-2.
  • the 0/180 degree phase shifter 49 performs phase shift control of 0 degree or 180 degrees with respect to the input signal.
  • the voltage is determined by the control signal from the control unit (not shown) so that the source-drain impedance of the transistors 52 and 56 is maximized.
  • the output voltage of the variable power source 57 is set.
  • the gain of the variable gain amplifier 54-2 is set to the lowest level.
  • phase shift control amount of the 0/180 degree phase shifter 49 is 180 degrees
  • the voltage is determined by the control signal from the control unit (not shown) so that the source-drain impedance of the transistors 52 and 56 is minimized.
  • the output voltage of the variable power source 57 is set.
  • the gain of the variable gain amplifier 54-1 is set to the lowest level.
  • the 0 to 90 degree phase shifter 50 includes a voltage variable power source 58, a transistor 59, a 90 degree distributor 60, a variable gain amplifier 61, and a combiner 62.
  • the 0-90 degree phase shifter 50 performs 0 degree or 90 degree phase shift control on the input signal.
  • the configuration of the 0 to 90 degree phase shifter 50 is the same as the configuration of the 0 to 90 degree phase shifter shown in the first embodiment, and thus detailed description thereof is omitted.
  • the phase shift control amount of the 0/180 degree phase shifter 49 is 0 degree or 180 degrees
  • the phase shift control amount of the 0 to 90 degree phase shifter 50 is 0 degree or 90 degrees. Therefore, the phase shift control amount of the phase shifter according to the present embodiment is 90 degrees steps (0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, 270 degrees).
  • the phase shifter according to the present embodiment has a simple configuration as compared with the circuit configurations of the first to fourth embodiments described above, although the phase shift control amount is limited to 90 degrees steps. As a result, the circuit scale can be reduced.
  • the minimum configuration of the 0 to 90 degree phase shifter according to the first embodiment of the present invention is shown in FIG.
  • the 0-90 degree phase shifter 13 includes a voltage variable power supply 16, a transistor 17, a 90 degree distributor 18, a variable gain amplifier 19 (19-1, 19-2), and a combiner 20. .
  • the 90-degree distributor 18 distributes the input signal to a signal with a 90-degree phase and a signal without a phase, and outputs the signal to the variable gain amplifier 19.
  • the variable gain amplifier 19 (19-1, 19-2) outputs a signal whose amplitude is changed according to the phase shift control amount to the combiner 20.
  • the combiner 20 combines and outputs the signals input from the two variable gain amplifiers 19.
  • the source-drain impedance of the transistor connected to the isolation port of the 90-degree distributor 18 can be changed as appropriate. That is, the resistance value connected to the isolation port can be appropriately controlled. Thereby, transmission loss can be reduced.
  • a phase shifter for providing a phase in a range of 0 to 90 degrees with respect to an input signal A 90-degree distributor that distributes and outputs a signal obtained by adding a phase of 90 degrees to an input signal and a signal that does not add a phase;
  • a first variable gain amplifier connected to the 0 degree side output port of the 90 degree distributor and outputting a signal whose amplitude is changed according to the phase shift control amount of the phase shifter;
  • a second variable gain amplifier connected to the 90 degree output port of the 90 degree distributor and outputting a signal whose amplitude is changed according to the phase shift control amount;
  • a combiner that combines the output signal of the first variable gain amplifier and the output signal of the second variable gain amplifier;
  • the 90-degree distributor is a phase shifter in which the impedance of the isolation port is variable.
  • the 90-degree distributor is connected to a transistor via the isolation port, and the impedance between the source and drain of the transistor can be changed according to the phase shift control amount.
  • Phase shifter Phase shifter
  • the source-drain impedance of the transistor is set to a maximum when the phase shift control amount is 0 degree and set to a minimum when the phase shift control amount is 90 degrees. 2.
  • the phase shifter according to 2.
  • the 90 degree distributor is connected to the first switch via the isolation port;
  • the first switch is connected to open when the phase shift control amount is 0 degrees, and is connected to ground when the phase shift control amount is 90 degrees. Phase shifter.
  • the second variable gain amplifier has an amplification factor set to a minimum when the phase shift control amount is 0 degree,
  • the phase shifter according to any one of appendices 1 to 7, wherein the first variable gain amplifier has an amplification factor set to a minimum when the phase shift control amount is 90 degrees. .
  • the first and second variable gain amplifiers have an amplification factor set according to the phase shift control amount when the phase shift control amount is greater than 0 degrees and smaller than 90 degrees.
  • the phase shifter of any one of thru
  • phase shifter 11 A phase shifter of 0 to 360 degrees that imparts a phase in the range of 0 to 360 degrees to the input signal, a signal that imparts a phase of 180 degrees to the input signal, and a signal that does not impart a phase; 180 degree distributor that distributes and outputs to Two 0 to 90 degree phase shifters that give a phase in the range of 0 to 90 degrees to which the output from the 180 degree distributor is input, A synthesizer that synthesizes the outputs of the two 0-90 degree phase shifters,
  • the two 0 to 90 degree phase shifters are the phase shifters according to any one of appendix 1 to appendix 10, wherein the phase shifter is 0 to 360 degrees.
  • Appendix 12 A phase shifter of 0 to 360 degrees that gives a phase in a range of 0 to 360 degrees to an input signal, A 0 degree / 180 degree phase shifter that provides a phase of 0 degree or 180 degrees to the input signal; Two 0-90 degree phase shifters connected in series with the 0 degree / 180 degree phase shifter, 11. The 0 degree to 360 degree phase shifter, wherein the two 0 to 90 degree phase shifters are the phase shifter according to any one of appendix 1 to appendix 10.
  • a 90-degree step phase shifter that gives any phase of 0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, and 270 degrees to an input signal
  • the phase shifter according to any one of appendix 1 to appendix 10, and A 90 degree step phase shifter in which a 0 degree / 180 degree phase shifter that gives a phase of 0 degree or 180 degree to an input signal is connected in series.
  • the 0 degree / 180 degree phase shifter is A 90-degree distributor that divides and outputs an input signal into a signal with a phase of 90 degrees and a signal without a phase; A 90-degree distributor that synthesizes two signals obtained by amplifying each of the signals output from the 90-degree distributor according to a desired amount of phase delay, 14.
  • phase shifter 16 In the 0 degree / 180 degree phase shifter, The impedance between the source and the drain of the transistor is set to the maximum when the phase shift control amount of the phase shifter is 0 degree or 90 degrees, and the phase shift control amount of the phase shifter is 180 degrees or 270 degrees.
  • a wireless communication apparatus comprising: the phase shifter according to any one of appendix 1 to appendix 10; and an array antenna.
  • a wireless receiver comprising the phase shifter according to any one of appendices 1 to 10 and an array antenna.
  • a wireless transmission device comprising: the phase shifter according to any one of supplementary notes 1 to 10; and an array antenna.
  • the present invention can be used for, for example, a phase shifter used in a radio communication apparatus that handles radio signals.

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Abstract

　０～９０度移相器（１３）は、電圧可変電源（１６）と、トランジスタ（１７）と、９０度分配器（１８）と、利得可変増幅器（１９）（１９－１、１９－２）と、合成器（２０）と、を備える。９０度分配器（１８）は、入力信号に９０度の位相を付与した信号と、位相を付与しない信号と、に分配して利得可変増幅器（１９）に出力する。利得可変増幅器（１９）（１９－１、１９－２）は、移相制御量に応じて振幅を変更した信号を合成器（２０）に出力する。合成器（２０）は、２つの利得可変増幅器（１９）から入力された信号を合成して出力する。９０度分配器（１８）のアイソレーションポートと接続したトランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスは、適宜変更することが出来る。

Description

移相器
　本発明は移相器に関する。
　近年の通信情報量の増大に伴い、大量の情報を高速に伝送できる高周波帯を利用した無線通信技術が注目を集めている。特に６０ＧＨｚ帯では無線機１台当たり２．５ＧＨｚの帯域までは免許を保有していなくても利用できるため、このような無線機を用いることによって１Ｇｂｐｓ以上の速度により通信が可能となる。
　一般に高周波数帯では自由空間の伝搬損失が大きくなるため、通信距離を伸ばすために利得の高いアンテナが利用されている。利得の高いアンテナを用いる場合、放射パターンの半値幅が狭いためにアンテナのアラインメントが困難である。利得の高いアンテナを用いた通信において、無線信号の放射角を変化させながら通信を行い、最も受信電力の大きくなる放射角を探し出し、その放射角を用いることにより良好な通信が可能となる。アンテナのアライメントにずれが生じた場合、上述の処理を再度行うことにより自動的に最適な通信状態を継続できる。
　図１５は、アンテナのアラインメントを自動的に行う無線通信装置を示す図である。無線通信装置６３は、放射角の方向を変化させつつ無線信号を送出する。一方の無線通信装置６４は、受信した無線信号のＳ／Ｎ（signal-noise ratio）を計測し、当該計測値を無線通信装置６３に送信する。無線通信装置６３は、通知された計測値を基に、Ｓ／Ｎが最大となる放射角を算出し、当該放射角により通信を行う。
　無線通信装置の放射角を制御する方法として、アレイアンテナを用いる制御方法がある。アレイアンテナとは、複数のアンテナ素子をアレイ状に配置したアンテナである。アレイアンテナを用いた制御では、個々のアンテナ素子から送出される無線信号の位相を制御することにより放射角を制御する。ここで、無線信号の位相制御には移相器が利用される。
　図１６は移相器の一般的な構成を示すブロック図である。当該移相器は、１８０度分配器６５と、０～９０度移相器６６（６６－１及び６６－２）と、合成器６７と、を備える。０～９０度移相器６６は、９０度分配器６９（６９－１及び６９－２）と、利得可変増幅器７０（７０－１～７０－４）と、合成器７１と、抵抗器６８（６８－１及び６８－２）と、を備える。
　９０度分配器６９は、４端子回路により構成されている。９０度分配器６９のアイソレーションポートは、抵抗器６８を介して設置される。抵抗器６８の抵抗値は、伝送線路の特性インピーダンスと同じ大きさであることが望ましく、一般的には５０Ωが接続される。
　図１６に示す移相器に入力された信号は、１８０度分配器６５及び２つの９０度分配器６９によって０度、９０度、１８０度、２７０度の位相を持つ４つの無線信号に分配されて利得可変増幅器７０（７０－１～７０－４）に入力される。利得可変増幅器７０－１～７０－４は、入力された信号の振幅を変化させる。合成器７１（７１－１及び７１－２）は、利得可変増幅器７０から入力される２つの信号を合成し、合成した信号を合成器６７に出力する。同様に合成器６７は、合成器７１－１及び合成器７１－２から入力された信号を合成する。
　ここで利得可変増幅器７０－１～７０－４による振幅の変化率は、所望とする位相角度に応じて変化する。たとえば入力信号に対して９０度に近い位相を設定したい場合、９０度の位相を持つ信号が入力された利得可変増幅器７０は当該信号を増幅させ、他の利得可変増幅器７０は入力信号の振幅を減少させるように動作する。上述のような動作により、図１６に示す移相器の位相制御量は０度～３６０度の範囲内において任意の角度に設定される。
　ところが無線機の使用条件およびアンテナのアレイ数等によっては、必ずしも移相器の位相制御量を任意の角度に設定する必要はない。たとえば特許文献１には、９０度ステップ毎に位相が制御される場合に用いられる移相器が提案されている。しかしながら、当該移相器を利用する場合、直交変調器がアンテナ数と同数必要となる。このため、当該移相器によっては、個々の直交変調器にかかるＩＱミスマッチ補正を行うことが困難となる。このため、特許文献１に記載の移相器によりベースバンド信号帯で位相を制御するよりも、無線信号帯で位相を制御する方が、処理が容易となる。
国際公開第２００９／１０１９９３号
　しかしながら、図１６に示した移相器により無線信号帯で位相を制御する場合、以下の問題がある。上述の０～９０度移相器６６では、９０度分配器６９は、アイソレーションポートを介して抵抗器６８と接続する。そのため、０～９０度移相器６６が０度または９０度の移相制御を行う場合、すなわち９０度分配器６９が一方の出力ポートからのみ出力信号を供給すればよい場合にも抵抗の影響を受ける。これにより、入力電力の一部が不要に消費され、損失となってしまう。
　本発明はこのような問題点を解決するためになされたものであり、９０度ステップの移相制御を行う場合に、損失の少ない移相器を提供することを主たる目的とする。
　本発明にかかる移相器の一態様は、入力信号に対して０度から９０度の範囲で位相を付与する移相器であって、
　入力信号に９０度の位相を付与した信号と、位相を付与しない信号と、に分配して出力する９０度分配器と、
　前記９０度分配器の０度側出力ポートと接続し、移相器の移相制御量に応じて振幅を変更した信号を出力する第１の利得可変増幅器と、
　前記９０度分配器の９０度側出力ポートと接続し、前記移相制御量に応じて振幅を変更した信号を出力する第２の利得可変増幅器と、
　前記第１の利得可変増幅器の出力信号と、前記第２の利得可変増幅器の出力信号と、を合成する合成器と、を備え、
　前記９０度分配器は、アイソレーションポートのインピーダンスが可変である、ものである。
　本発明によれば、９０度ステップの移相制御を行う場合に、損失の少ない移相器を提供することができる。
本発明の実施の形態にかかる無線通信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態にかかる送信機の構成を示すブロック図である。 実施の形態１にかかる移相器の構成を示すブロック図である。 実施の形態１にかかる移相制御量と、トランジスタと、利得可変増幅器の振幅率の関係を示す図である。 実施の形態１にかかる利得可変増幅器増幅率の比と、移相制御量と、の関係を示すグラフである。 実施の形態１にかかる移相器において、増幅率の異なる信号を合成することにより移相制御量を変更できることを示す概念図である。 実施の形態１にかかる移相器において、増幅率の異なる信号を合成することにより移相制御量を変更できることを示す概念図である。 実施の形態１にかかる移相器において、移相制御量が０度である場合における０～９０度位相器の挿入損失を示すグラフである。 実施の形態１にかかる移相器において、移相制御量が９０度である場合における０～９０度位相器の挿入損失を示すグラフである。 実施の形態２にかかる０～９０度移相器の構成を示すブロック図である。 実施の形態３にかかる０～９０度移相器の構成を示すブロック図である。 実施の形態４にかかる移相器の構成を示すブロック図である。 実施の形態５にかかる移相器の構成を示すブロック図である。 実施の形態１にかかる０～９０度移相器の構成を示すブロック図である。 アンテナのアラインメントを自動的に行う無線通信装置の構成を示す概念図である。 一般的な移相器の構成を示すブロック図である。
＜実施の形態１＞
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、本実施の形態１にかかる移相器を備える無線通信装置の構成を示すブロック図である。無線通信装置は、送信ベースバンド信号生成ユニット１と、送信機２と、送信アンテナ３－１～３－ｈ（ｈは自然数）と、制御部４と、ローカル信号発信回路５と、受信ベースバンド信号処理ユニット６と、受信機７と、受信アンテナ８－１～８－ｋ（ｋは自然数）と、を備える。
　送信ベースバンド信号ユニット１は、制御部４から入力される制御信号に基づいて、入力された送信データからベースバンド信号であるＩ（In-phase）信号及びＱ（Quadrature-phase）信号を生成し、送信機２へ出力する。
　送信機２は、入力された２つのベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号をローカル信号発信回路５からのローカル信号に基づいて送信周波数までアップコンバートする。アップコンバートの際に、送信機２は、制御部４からの制御信号に基づいて送信信号の位相を制御する。その後、送信機２は、複数の送信アンテナ３－１～３－ｈを介して位相制御がされた送信信号を送信する。
　図２を用いて送信機２の詳細構成を説明する。送信機２は、ローカル信号増幅器９と、直交変調器１０と、移相器１１－１～１１－ｈ（ｈは自然数）と、送信増幅器１２－１～１２－ｈと、を備える。
　ローカル信号増幅器９には、ローカル信号発信回路５からローカル信号が入力される。ローカル信号増幅器９は、入力されたローカル信号を適切な電力となるまで増幅する。ローカル信号増幅器９は、増幅した信号を直交変調器１０に出力する。
　直交変調器１０には、ベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号が入力される。また、直交変調器１０にはローカル信号増幅器９から増幅したローカル信号が入力される。直交変調器１０は、ローカル信号に基づいてＩ信号及びＱ信号が無線周波数帯の信号となるように周波数変換を行う。直交変調器１０は、周波数変換を行った信号を送信アンテナの数（ｈ）に応じて分配して入力する。送信アンテナ３－１～３－ｈに入力された信号は、送信対象に対して送信される。
　次に、図１を用いて無線通信装置内の受信機能について説明する。受信機７は、受信アンテナ８－１～８－ｋ（ｋは自然数）を介して受信した受信信号を、ローカル信号発信回路５から入力されたローカル信号に基づいてベースバンド信号の周波数と等しくなるまでダウンコンバートする。ダウンコンバートの際に、受信機７は、制御部４からの制御信号に基づいて受信信号の位相を制御する。その後、受信機７は生成したベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号を受信ベースバンド信号処理ユニット６へ出力する。
　受信ベースバンド信号処理ユニット６は、制御部４から入力される制御信号に基づいてベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号から受信データを生成して出力する。また、受信ベースバンド信号処理ユニット６は算出した受信データを制御部４に出力する。制御部４は、入力された受信データを基に送信機２及び受信機７の最適移相量を算出する。制御部４は、算出した最適移相量を送信機２及び受信機７に対する制御信号として出力する。
　なお、上述の説明において、無線通信装置は送信アンテナ３－１～３－ｈと、受信アンテナ８－１～８－ｋとを夫々備えるとして説明したが、これに限られない。たとえば、無線通信装置は送信アンテナ及び受信アンテナを共通とするアンテナを備え、当該アンテナに接続される送信機２と、受信機７と、を切り換える構成であってもよい。
　また、上述の説明では、無線通信装置はＩ信号及びＱ信号の用いる場合について説明したが、これに限られない。例えば、無線通信装置は任意の中間周波数帯の信号を用いる構成であってもよい。
　次に、本実施の形態にかかる移相器（１１－１～１１－ｈ）について説明する。図３は、本実施の形態にかかる移相器の構成を示すブロック図である。当該移相器は、０度～９０度移相器１３（１３－１及び１３－２）と、１８０度分配器１４と、合成器１５と、を備える。
　０度～９０度移相器１３は、電圧可変電源１６（１６－１、１６－２）と、トランジスタ１７（１７－１、１７－２）と、９０度分配器１８（１８－１、１８－２）と、利得可変増幅器１９と、合成器２０と、を備える。９０度分配器１８のアイソレーションポートはトランジスタ１７を介して接地される。９０度分配器１８は、例えば方向結合器、ブランチライン回路等の４端子回路により構成される。
　１８０度分配器１４は、入力された信号を１８０度の位相差を持つ２つの信号に分配する。１８０度分配器１４は、分配した信号を９０度分配器１８－１及び１８－２に供給する。９０度分配器１８－１は入力された信号を９０度の位相差を持つ２つの信号に分配する。９０度分配器１８－１は、分配した信号を利得可変増幅器１９－１及び１９－２にそれぞれ供給する。同様に９０度分配器１８－２は入力された信号を９０度の位相差を持つ２つの信号に分配する。９０度分配器１８－２は、分配した信号を利得可変増幅器１９－３及び１９－４にそれぞれ供給する。
　利得可変増幅器１９－１～１９－４は、入力された信号の振幅を変化させる。ここで利得可変増幅器１９－１～１９－４による振幅の変化率は、所望とする位相角度に応じて変化する。利得可変増幅器１９－１及び１９－２は、振幅を変化させた信号を合成器２０－１に入力する。利得可変増幅器１９－３及び１９－４は、振幅を変化させた信号を合成器２０－２に供給する。
　合成器２０－１は、入力された２つの信号を合成する。合成器２０－１は合成した信号を合成器１５に出力する。同様に合成器２０－２は、入力された２つの信号を合成する。合成器２０－２は合成した信号を合成器１５に出力する。合成器１５は、入力された２つの信号を合成する。合成器１５は、合成した信号を所望の位相を持つ信号として出力する。
　続いて、０～９０度移相器１３の移相制御量が０度、９０度、０度～９０度（０度、９０度を除く）の場合の０～９０度移相器１３の動作について説明する。移相制御量が０度である場合、トランジスタ１７のソース・ドレイン間インピーダンスが最大となるように、制御部（図示せず）からの制御信号により電圧可変電源１６の出力電圧が設定される。また、利得可変増幅器１９－２の増幅率は最も高いレベルに設定される。
　移相制御量が９０度である場合、トランジスタ１７のソース・ドレイン間インピーダンスが最小となるように、制御部（図示せず）からの制御信号により電圧可変電源１６の出力電圧が設定される。また、利得可変増幅器１９－１の増幅率は最も高いレベルに設定される。
　次に移相制御量が０度及び９０度のいずれでもない場合について説明する。この場合、トランジスタ１７のソース・ドレイン間インピーダンスが伝送線路の特性インピーダンス、または系のインピーダンスに近づくように制御部（図示せず）からの制御信号によって電圧可変電源１６の出力電圧が設定される。利得可変増幅器１９－１及び利得可変増幅器１９－２の増幅率は、移相制御量に応じて適切な増幅率に設定される。
　図４は、移相制御量と、トランジスタ１７－１及び１７－２のインピーダンスと、利得可変増幅器１９－１～１９－４の関係を記載した表である。図３に示す移相器において、トランジスタ１７のソース・ドレイン間インピーダンスを最大に設定する場合は"最大"と記し、最小の場合は"最小"と記した。また図３に示す移相器において、利得可変増幅器１９の増幅率が最も低いレベルに設定する場合を"ＯＦＦ"で記し、その他の場合を"ＯＮ"で示した。
　図５は、利得可変増幅器１９－１と利得可変増幅器１９－２の増幅率の比と、０～９０度移相器１３の移相制御量との関係を示すグラフである。このように、増幅率の比を変更することにより０～９０度移相器１３の移相制御量を変更することが出来る。また、図６、７に利得可変増幅器１９－１と利得可変増幅器１９－２の増幅率（利得可変増幅器１９－１が分子）の比を変更することにより移相制御量を制御することにかかる概念図を示す。図６及び図７は、増幅率の異なる信号を合成することにより移相制御量を変更できることを示している。
　続いて、本実施の形態にかかる移相器の効果について説明する。上述のように０～９０度移相器１３は、９０度ステップの移相制御量（０度、９０度）の場合にトランジスタ１７のソース・ドレイン間インピーダンスを最小または最大に設定している。９０度ステップの移相制御量の場合には、９０度分配器７０の一方の出力ポートからのみ出力信号が提供される。よって、トランジスタ１７のソース・ドレイン間インピーダンスを適切に設定することにより伝送損失を低減できる。
　図８は、０～９０度移相器１３の移相制御量が０度である場合における、０～９０度移相器１３の挿入損失の計算結果を示すグラフである。実線２１は本実施の形態にかかる移相器の挿入損失である。点線２２は図１６に示される移相器の挿入損失である。図８に示すように、本実施の形態にかかる移相器では、図１６に示した移相器に比べて電力が高い。すなわち本実施の形態にかかる移相器によれば、挿入損失を低減できる。
　図９は、０～９０度移相器１３の移相制御量が９０度である場合における、０～９０度移相器１３の挿入損失の計算結果を示すグラフである。実線２３は本実施の形態にかかる移相器の挿入損失である。点線２４は図９に示される移相器の挿入損失である。図９に示すように、本実施の形態にかかる移相器では、図１６に示した移相器に比べて電力が高い。すなわち本実施の形態にかかる移相器によれば、挿入損失を低減できる。
　なお、本実施の形態において利得可変増幅器１９を用いたが、必ずしもこれに限られず、入力信号の振幅を調節できる回路であればよい。
＜実施の形態２＞
　本実施の形態にかかる移相器は、０～９０度移相器内の９０度分配器のアイソレーションポートがオープン、接地、及び抵抗のいずれかに接続することを特徴とする。本実施の形態にかかる移相器は、実施の形態１にかかる移相器（図３）から０～９０度移相器の構成のみが変更されている。そのため、以下に本実施の形態にかかる０～９０度移相器について説明する。
　図１０は、本実施の形態にかかる０～９０度移相器の構成を示すブロック図である。当該０～９０度移相器は、９０度分配器２５と、利得可変増幅器２６と、合成器２７と、スイッチ２８と、オープンポート２９と、抵抗器ポート３０と、接地ポート３１と、を備える。
　スイッチ２８の一端は、９０度分配器２５のアイソレーションポートと接続されている。またスイッチ２８の他端は、移相制御量に応じてオープンポート２９、抵抗器ポート３０、及び接地ポート３１のいずれか１つと接続する。抵抗器ポート３０と接続する抵抗器は、伝送線路の特性インピーダンス、または系のインピーダンスと同じ値に設定されていることが望ましい。一般的には５０Ωが接続される。
　０～９０移相器に入力された信号は、９０度分配器２５にて９０°の位相差を持つ２つの信号に分配され、２つの利得可変増幅器２６へ供給される。利得可変増幅器２６に入力された信号は、その振幅が変更される。利得可変増幅器２６は、振幅を変更した信号を合成器２７に供給する。合成器２７は、入力された２つの信号を合成する。合成器２７は、合成した信号を０～９０度移相器の外部に出力する。
　続いて、本実施の形態にかかる０～９０度移相器の移相制御量が０度、９０度、０度～９０度（０度、９０度を除く）の場合の当該０～９０度移相器の動作について説明する。
　移相制御量が０度の場合、制御部（図示せず）からの制御信号に従い、９０度分配器２５のアイソレーションポートはスイッチ２８を介してオープンポート２９と接続する。また、移相制御量が０度の場合、利得可変増幅器２６－２の増幅率は最も低いレベルに設定される。
　移相制御量が９０度の場合、制御部（図示せず）からの制御信号に従い、９０度分配器２５のアイソレーションポートはスイッチ２８を介して接地ポート３１と接続する。また、移相制御量が９０度の場合、利得可変増幅器２６－１の増幅率は最も低いレベルに設定される。
　次に移相制御量が０度及び９０度のいずれでもない場合について説明する。この場合、制御部（図示せず）からの制御信号に従い、９０度分配器２５のアイソレーションポートはスイッチ２８を介して抵抗器ポート３０と接続する。利得可変増幅器２６－１と利得可変増幅器２６－２の増幅率は、移相制御量に応じて適切に設定される。
　本実施の形態にかかる移相器によっても、移相制御量に応じて９０度分配器２５のアイソレーションポートに接続する抵抗値を適切に制御できる。これにより、伝送損失の低減が可能となる。
＜実施の形態３＞
　本実施の形態にかかる移相器は、９０度分配器と、利得可変増幅器との間にスイッチが設けられていることを特徴とする。本実施の形態にかかる移相器は、実施の形態１、２にかかる移相器から０～９０度移相器の構成のみが変更されている。そのため、以下に本実施の形態にかかる０～９０度移相器について説明する。
　図１１は、本実施の形態にかかる０～９０度移相器の構成を示すブロック図である。当該０～９０度移相器は、９０度分配器２５と、利得可変増幅器２６と、合成器２７と、スイッチ２８と、オープンポート２９と、抵抗器ポート３０と、接地ポート３１と、スイッチ３２と、を備える。
　スイッチ３２－１は、９０度分配器２５の０度出力ポートと、利得可変増幅器２６－１と、の接続を制御するスイッチである。スイッチ３２－１は、移相制御量が９０度の場合にオープンとなる。スイッチ３２－２は、９０度分配器２５の９０度出力ポートと、利得可変増幅器２６－２と、の接続を制御するスイッチである。スイッチ３２－２は、移相制御量が０度の場合にオープンとなる。
　スイッチ２８の一端は、９０度分配器２５のアイソレーションポートと接続されている。またスイッチ２８の他端は、移相制御量に応じてオープンポート２９、抵抗器ポート３０、及び接地ポート３１のいずれか１つと接続する。抵抗器ポート３０と接続する抵抗器は、伝送線路の特性インピーダンス、または系のインピーダンスと同じ値に設定されていることが望ましい。一般的には５０Ωが接続される。
　０～９０移相器に入力された信号は、９０度分配器２５にて９０度の位相差をもつ２つの信号に分配され、スイッチ３２を介して２つの利得可変増幅器２６へ供給される。利得可変増幅器２６に入力された信号は、その振幅が変更される。利得可変増幅器２６は、振幅を変更した信号を合成器２７に供給する。合成器２７は、入力された２つの信号を合成する。合成器２７は、合成した信号を０～９０度移相器の外部に出力する。
　続いて、本実施の形態にかかる０～９０度移相器の移相制御量が０度、９０度、０度～９０度（０度、９０度を除く）の場合の当該０～９０度移相器の動作について説明する。
　移相制御量が０度の場合、制御部（図示せず）からの制御信号に従い、９０度分配器２５のアイソレーションポートはスイッチ２８を介してオープンポート２９と接続する。スイッチ３２－１は、接続状態となる。すなわち、９０度分配器２５と利得可変増幅器２６－１の経路が接続される。一方、スイッチ３２－２は、オープン状態となる。すなわち、９０度分配器２５と利得可変増幅器２６－２の経路が切断される。
　移相制御量が９０度の場合、制御部（図示せず）からの制御信号に従い、９０度分配器２５のアイソレーションポートはスイッチ２８を介して接地ポート３１と接続する。スイッチ３２－２は、接続状態となる。すなわち、９０度分配器２５と利得可変増幅器２６－２の経路が接続される。一方、スイッチ３２－１は、オープン状態となる。すなわち、９０度分配器２５と利得可変増幅器２６－１の経路が切断される。
　次に移相制御量が０度及び９０度のいずれでもない場合について説明する。この場合、制御部（図示せず）からの制御信号に従い、９０度分配器２５のアイソレーションポートはスイッチ２８を介して抵抗器ポート３０と接続する。スイッチ３２－１及び３２－２は、接続状態となる。すなわち、９０度分配器２５と利得可変増幅器２６－１の経路が接続される。また、９０度分配器２５と利得可変増幅器２６－２の経路が接続される。利得可変増幅器２６－１と利得可変増幅器２６－２の増幅率は、移相制御量に応じて適切に設定される。
　本実施の形態にかかる移相器によっても、移相制御量に応じて９０度分配器２５のアイソレーションポートに接続する抵抗値を適切に制御できる。これにより、伝送損失の低減が可能となる。また、スイッチ３２により９０度分配器２５と利得可変増幅器２６との接続を制御するため、所望の移相制御量が０度または９０度である場合の制御が確実となる。すなわち、移相制御量が０度の場合には、９０度側の出力ポートが完全に遮断される。また移相制御量が９０度の場合には、０度側の出力ポートが完全に遮断される。これにより、正確な移相制御が可能となる。
＜実施の形態４＞
　本実施の形態にかかる移相器は、０～９０度移相器と、０／１８０度移相器と、が直列に接続されて構成されていることを特徴とする。
　図１２は、本実施の形態にかかる移相器の構成を示すブロック図である。当該移相器は、０度から３６０度の移相制御を行う移相器である。当該移相器は、０～９０度移相器３３と、０／１８０度移相器３４と、０～９０度移相器３５と、を備える。０～９０度移相器３３と、０／１８０度移相器３４と、０～９０度移相器３５と、は直列に接続されている。
　０～９０度移相器３３は、電圧可変電源３６と、トランジスタ３７と、９０度分配器３８と、利得可変増幅器３９と、合成器４０と、を備える。０～９０度移相器３５は、電圧可変電源４４と、トランジスタ４５と、９０度分配器４６と、利得可変増幅器４７と、合成器４８と、を備える。０～９０度移相器３３が０度～９０度の移相制御を行う場合、０～９０度移相器３５は０度または９０度の移相制御のみを行う。同様に０～９０度移相器３５が０度～９０度の移相制御を行う場合、０～９０度移相器３３は０度または９０度の移相制御のみを行う。０～９０度移相器３３及び０～９０度移相器３５は、実施の形態１において示した０～９０度移相器と同様の構成であるため、詳細な説明は省略する。
　０／１８０度移相器３４は、１８０度分配器４１と、利得可変増幅器４２と、合成器４３とを備える。０／１８０度移相器３４は、入力信号に対して０度または１８０度の位相を付与した信号を出力する移相器である。
　０／１８０度移相器３４内の１８０度分配器４１には、０～９０度移相器３３から信号が入力される。当該入力信号は、１８０度分配器４１にて１８０度の位相差をもつ２つの信号に分配され、２つの利得可変増幅器４２（４２－１、４２－２）に夫々供給される。利得可変増幅器４２は、入力された信号の振幅を変更し、当該振幅を変更した信号を合成器４３に供給する。合成器４３は、２つの利得可変増幅器４２（４２－１、４２－２）から入力された信号を合成する。合成器４３は、当該合成信号を０～９０度移相器３５に対して供給する。
　０／１８０度移相器３４における移相制御量が０度である場合、１８０度分配器４１の１８０度ポート側に接続された利得可変増幅器４２－２の増幅率は最も低いレベルに設定される。０／１８０度移相器３４における移相制御量が１８０度である場合、１８０度分配器４１の０度ポート側に接続された利得可変増幅器４２－１の増幅率は最も低いレベルに設定される。
　本実施の形態にかかる移相器によっても、移相制御量に応じて９０度分配器３８、４６のアイソレーションポートに接続する抵抗値を適切に制御できる。これにより、伝送損失の低減が可能となる。
　なお、本実施の形態にかかる移相器において、０～９０度移相器３３、０／１８０度移相器３４、及び０～９０度移相器３５の接続順序は任意である。また、１８０度分配器４１は、例えばラットレース回路、マーチャンドバラン等により構成する。
＜実施の形態５＞
　本実施の形態にかかる移相器は、０／１８０度移相器と、０～９０度移相器から構成され、９０度ステップの移相制御を行うことを特徴とする。
　図１３は、本実施の形態にかかる移相器の構成を示すブロック図である。本実施の形態にかかる移相器は、０／１８０度移相器４９と、０～９０度移相器５０と、を備える。０／１８０度移相器４９は、電圧可変電源５１と、トランジスタ５２と、９０度分配器５３と、利得可変増幅器５４と、９０度分配器５５と、トランジスタ５６と、電圧可変電源５７と、を備える。トランジスタ５２は、９０度分配器５３のアイソレーションポートと接続する。トランジスタ５６は、９０度分配器５５のアイソレーションポートと接続する。
　０／１８０度移相器４９に入力された信号は、９０度分配器５３にて９０度の位相差をもつ２つの信号に分配され、２つの利得可変増幅器５４（５４－１、５４－２）に供給される。
　利得可変増幅器５４（５４－１、５４－２）は、入力された信号の振幅を調整する。利得可変増幅器５４は振幅を調整した信号を９０度分配器５５に入力する。９０度分配器５５は、利得可変増幅器５４から入力された２つの信号を、位相差９０度を付けた合成信号に合成する。すなわち、９０度分配器５５は、利得可変増幅器５４－１から入力された信号をそのまま出力する、または利得可変増幅器５４－２から信号にさらに９０度の位相を付与した信号を出力する。０／１８０度移相器４９は、入力信号に対して０度または１８０度の移相制御を行う。
　０／１８０度移相器４９の移相制御量が０度である場合、トランジスタ５２及び５６のソース・ドレイン間インピーダンスが最大となるように、制御部（図示せず）からの制御信号により電圧可変電源５７の出力電圧が設定される。また、利得可変増幅器５４－２の増幅率は最も低いレベルに設定される。
　０／１８０度移相器４９の移相制御量が１８０度である場合、トランジスタ５２及び５６のソース・ドレイン間インピーダンスが最小となるように、制御部（図示せず）からの制御信号により電圧可変電源５７の出力電圧が設定される。また、利得可変増幅器５４－１の増幅率は最も低いレベルに設定される。
　０～９０度移相器５０は、電圧可変電源５８と、トランジスタ５９と、９０度分配器６０と、利得可変増幅器６１と、合成器６２と、を備える。０～９０度移相器５０は、入力信号に対して０度または９０度の移相制御を行う。０～９０度移相器５０の構成は、実施の形態１において示した０～９０度移相器と同様の構成であるため、詳細な説明は省略する。上述のように、０／１８０度移相器４９の移相制御量は０度または１８０度となり、０～９０度移相器５０の移相制御量は０度または９０度となる。よって、本実施の形態にかかる移相器の移相制御量は９０度ステップ（０度、９０度、１８０度、２７０度）となる。
　本実施の形態にかかる移相器は、移相制御量が９０度ステップに限られるが、上述の実施の形態１から４の回路構成と比較して単純な構成である。これにより、回路規模の縮小が図れる。
　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
　なお、本発明の実施の形態１にかかる０～９０度移相器の最小構成を図１４に示す。当該０～９０度移相器１３は、電圧可変電源１６と、トランジスタ１７と、９０度分配器１８と、利得可変増幅器１９（１９－１、１９－２）と、合成器２０と、を備える。
　９０度分配器１８は、入力信号に９０度の位相を付与した信号と、位相を付与しない信号と、に分配して利得可変増幅器１９に出力する。利得可変増幅器１９（１９－１、１９－２）は、移相制御量に応じて振幅を変更した信号を合成器２０に出力する。合成器２０は、２つの利得可変増幅器１９から入力された信号を合成して出力する。ここで、９０度分配器１８のアイソレーションポートと接続したトランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスは、適宜変更することが出来る。すなわち、アイソレーションポートに接続する抵抗値を適切に制御できる。これにより、伝送損失を低減できる。
　上記実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
　入力信号に対して０度から９０度の範囲で位相を付与する移相器であって、
　入力信号に９０度の位相を付与した信号と、位相を付与しない信号と、に分配して出力する９０度分配器と、
　前記９０度分配器の０度側出力ポートと接続し、移相器の移相制御量に応じて振幅を変更した信号を出力する第１の利得可変増幅器と、
　前記９０度分配器の９０度側出力ポートと接続し、前記移相制御量に応じて振幅を変更した信号を出力する第２の利得可変増幅器と、
　前記第１の利得可変増幅器の出力信号と、前記第２の利得可変増幅器の出力信号と、を合成する合成器と、を備え、
　前記９０度分配器は、アイソレーションポートのインピーダンスが可変である、移相器。
（付記２）
　前記９０度分配器は、前記アイソレーションポートを介してトランジスタと接続し、前記移相制御量に応じて前記トランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスが変更可能であることを特徴とする付記１に記載の移相器。
（付記３）
　前記トランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスは、前記移相制御量が０度の場合には最大に設定され、前記移相制御量が９０度の場合には最小に設定されることを特徴とする付記２に記載の移相器。
（付記４）
　前記トランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスは、前記移相制御量が０度より大きく９０度より小さい場合、伝送線路の特性インピーダンスに設定されることを特徴とする付記３に記載の移相器。
（付記５）
　前記９０度分配器は、前記アイソレーションポートを介して第１のスイッチと接続し、
　前記第１のスイッチは、前記移相制御量に応じてオープン、接地、及び抵抗のいずれかに接続することを特徴とする付記１に記載の移相器。
（付記６）
　前記第１のスイッチは、前記移相制御量が０度の場合にはオープンと接続し、前記移相制御量が９０度の場合には接地と接続することを特徴とする付記５に記載の移相器。
（付記７）
　前記第１のスイッチは、前記移相制御量が０度より大きく９０度より小さい場合、抵抗と接続することを特徴とする付記６に記載の移相器。
（付記８）
　前記第２の利得可変増幅器は、前記移相制御量が０度である場合、増幅率が最小に設定され、
　前記第１の利得可変増幅器は、前記移相制御量が９０度である場合、増幅率が最小に設定されることを特徴とする付記１乃至付記７のいずれか１項に記載の移相器。
（付記９）
　前記第１及び前記第２の利得可変増幅器は、前記移相制御量が０度より大きく９０度より小さい場合、当該移相制御量に応じて増幅率が設定されることを特徴とする付記１乃至付記８のいずれか１項に記載の移相器。
（付記１０）
　前記第１の利得可変増幅器と前記９０度分配器との間に配置した第２のスイッチと、
　前記第２の利得可変増幅器と前記９０度分配器との間に配置した第３のスイッチと、を備え、
　前記第２のスイッチは、前記移相制御量が９０度の場合にオープンとなり、
　前記第３のスイッチは、前記移相制御量が０度の場合にオープンとなることを特徴とする付記１乃至付記９のいずれか１項に記載の移相器。
（付記１１）
　入力信号に対して０度から３６０度の範囲で位相を付与する０度～３６０度移相器であって、前記入力信号に１８０度の位相を付与した信号と、位相を付与しない信号と、に分配して出力する１８０度分配器と、
　前記１８０度分配器からの出力が夫々入力される０度から９０度の範囲で位相を付与する移相器２つの０～９０度移相器と、
　前記２つの０～９０度移相器の出力を合成する合成器と、を備え、
　前記２つの０～９０度移相器は付記１乃至付記１０のいずれか１項に記載の移相器である、０度～３６０度移相器。
（付記１２）
　入力信号に対して０度から３６０度の範囲で位相を付与する０度～３６０度移相器であって、
　入力信号に対して０度または１８０度の位相を付与する０度／１８０度移相器と、
　前記０度／１８０度移相器と直列接続された２つの０～９０度移相器と、を備え、
　前記２つの０～９０度移相器が付記１乃至付記１０のいずれか１項に記載の移相器である、０度～３６０度移相器。
（付記１３）
　入力信号に対して０度、９０度、１８０度、２７０度のいずれかの位相を付与する９０度ステップ移相器であって、
　付記１乃至付記１０のいずれか１項に記載の移相器と、
　入力信号に対して０度または１８０度の位相を付与する０度／１８０度移相器と、を直列に接続した９０度ステップ移相器。
（付記１４）
　前記０度／１８０度移相器は、
　入力信号を９０度の位相を付与した信号と、位相を付与しない信号と、に分配して出力する９０度分配器と、
　当該９０度分配器から出力された信号の各々を所望の位相遅延量に応じて振幅させた２つの信号を合成する９０度分配器と、を備え、
　当該２つの９０度分配器は、それぞれ４端子回路により構成され、アイソレーションポートのインピーダンスが可変であることを特徴とする付記１３に記載の９０度ステップ移相器。
（付記１５）
　前記０度／１８０度移相器において、
　前記９０度分配器は、前記アイソレーションポートを介してトランジスタと接続し、前記移相制御量に応じて前記トランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスが変更可能であることを特徴とする付記１４に記載の９０度ステップ移相器。
（付記１６）
　前記０度／１８０度移相器において、
　前記トランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスは、移相器の移相制御量が０度または９０度である場合には最大に設定され、前記移相器の移相制御量が１８０度または２７０度である場合には最小に設定されることを特徴とする付記１５に記載の９０度ステップ移相器。
（付記１７）
　制御信号に基づき前記移相制御量を設定できることを特徴とする付記１１または付記１２に記載の０度～３６０移相器。
（付記１８）
　付記１乃至付記１０のいずれか１項に記載の移相器と、アレイアンテナと、を備えた無線通信装置。
（付記１９）
　付記１乃至付記１０のいずれか１項に記載の移相器と、アレイアンテナと、を備えた無線受信装置。
（付記２０）
　付記１乃至付記１０のいずれか１項に記載の移相器と、アレイアンテナと、を備えた無線送信装置。
　この出願は、２０１０年４月１９日に出願された日本出願特願２０１０－０９６０１３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　本発明は、たとえば無線信号を扱う無線通信装置内において用いられる移相器に利用可能である。
１　送信ベースバンド信号生成ユニット
２　送信機
３－１～３－ｈ　送信アンテナ
４　制御部
５　ローカル信号発振回路
６　受信ベースバンド信号処理ユニット
７　受信機
８－１～８－ｋ　受信アンテナ
９　ローカル信号増幅器
１０　直交変調器
１１－１～１１－ｈ　移相器
１２－１～１２－ｈ　送信アンテナ
１３、３３、３５、５０　０～９０度移相器
１４、４１　１８０度分配器
１５、２０、２７、４０、４３、４８、６２　合成器
１６、３６、４４、５１、５７、５８　電圧可変電源
１７、３７、４５、５２、５６、５９　トランジスタ
１８、２５、３８、４６、５３、５５、６０　９０度分配器
１９、２６、３９、４２、４７、５４、６１　利得可変増幅器
２８、３２　スイッチ
２９　オープンポート
３０　抵抗器ポート
３１　接地ポート
３４、４９　０／１８０度移相器
６３、６４　無線通信装置

Claims (10)

  1. 　入力信号に対して０度から９０度の範囲で位相を付与する移相器であって、
    　入力信号に９０度の位相を付与した信号と、位相を付与しない信号と、に分配して出力する９０度分配器と、
    　前記９０度分配器の０度側出力ポートと接続し、移相器の移相制御量に応じて振幅を変更した信号を出力する第１の利得可変増幅器と、
    　前記９０度分配器の９０度側出力ポートと接続し、前記移相制御量に応じて振幅を変更した信号を出力する第２の利得可変増幅器と、
    　前記第１の利得可変増幅器の出力信号と、前記第２の利得可変増幅器の出力信号と、を合成する合成器と、を備え、
    　前記９０度分配器は、アイソレーションポートのインピーダンスが可変である、移相器。
  2. 　前記９０度分配器は、前記アイソレーションポートを介してトランジスタと接続し、前記移相制御量に応じて前記トランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスが変更可能であることを特徴とする請求項１に記載の移相器。
  3. 　前記トランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスは、前記移相制御量が０度の場合には最大に設定され、前記移相制御量が９０度の場合には最小に設定されることを特徴とする請求項２に記載の移相器。
  4. 　前記トランジスタのソース・ドレイン間インピーダンスは、前記移相制御量が０度より大きく９０度より小さい場合、伝送線路の特性インピーダンスに設定されることを特徴とする請求項３に記載の移相器。
  5. 　前記９０度分配器は、前記アイソレーションポートを介して第１のスイッチと接続し、
    　前記第１のスイッチは、前記移相制御量に応じてオープン、接地、及び抵抗のいずれかに接続することを特徴とする請求項１に記載の移相器。
  6. 　前記第１の利得可変増幅器と前記９０度分配器との間に配置した第２のスイッチと、
    　前記第２の利得可変増幅器と前記９０度分配器との間に配置した第３のスイッチと、を備え、
    　前記第２のスイッチは、前記移相制御量が９０度の場合にオープンとなり、
    　前記第３のスイッチは、前記移相制御量が０度の場合にオープンとなることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の移相器。
  7. 　入力信号に対して０度から３６０度の範囲で位相を付与する０度～３６０度移相器であって、前記入力信号に１８０度の位相を付与した信号と、位相を付与しない信号と、に分配して出力する１８０度分配器と、
    　前記１８０度分配器からの出力が夫々入力される０度から９０度の範囲で位相を付与する移相器２つの０～９０度移相器と、
    　前記２つの０～９０度移相器の出力を合成する合成器と、を備え、
    　前記２つの０～９０度移相器は請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の移相器である、０度～３６０度移相器。
  8. 　入力信号に対して０度から３６０度の範囲で位相を付与する０度～３６０度移相器であって、
    　入力信号に対して０度または１８０度の位相を付与する０度／１８０度移相器と、
    　前記０度／１８０度移相器と直列接続された２つの０～９０度移相器と、を備え、
    　前記２つの０～９０度移相器が請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の移相器である、０度～３６０度移相器。
  9. 　入力信号に対して０度、９０度、１８０度、２７０度のいずれかの位相を付与する９０度ステップ移相器であって、
    　請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の移相器と、
    　入力信号に対して０度または１８０度の位相を付与する０度／１８０度移相器と、を直列に接続した９０度ステップ移相器。
  10. 　請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の移相器と、アレイアンテナと、を備えた無線通信装置。
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